CN101689905A - 在无线通信系统中用于确认和Category 0比特的发射分集 - Google Patents

Abstract

一种发射确认/非确认(ACK/NACK)信号的方法，包括：将ACK/NACK信号多路复用；以及通过将多路复用后的信号重复发射预定次，每次重复发射，该多路复用后的信号在频域中扩频并且映射到多个离散资源单元，所述多个离散资源单元中每一个都包括一对相邻副载波和预定数量的正交频分复用(OFDM)控制码元。一种发射Category 0比特的方法，包括：调制Category0比特；通过将经调制的Category 0比特重复发射预定次，每次重复发射，经调制的Category 0比特在频域中被扩频并且被映射到多个离散资源单元，所述多个离散资源单元中每一个都包括一对副载波和预定数量的OFDM控制码元；以及通过频率选择发射分集(FSTD)方法映射经调制的Category 0比特。

Description

在无线通信系统中用于确认和Category 0比特的发射分集

技术领域

本发明涉及一种在无线通信系统中发射确认(ACK)和Category 0比特的方法和装置，更加具体来说，涉及一种发射确认(ACK)/非确认(NACK)以及Category 0比特的过程和装置，从而以指定比特误差率针对指定目标覆盖区在传输功率和时频传输机会两方面最小化基站资源的使用。

背景技术

本发明的两个参考文件如下所列：

[1]3GPP RAN WG1#48bis Chairman’s Notes，2007年3月，马耳他；和

[2]R1-050271，“Evaluation of Diversity in Evolved UTRA”，三星电子，RAN1#40bis，中国北京，2005年4月。

在目前的长期演进(LTE)标准说明书中用于ACK(确认)信道和Cat0(Category 0)比特的发射分集尚未完全开发出来。对于ACK信道，尚未提出包括多路复用、资源映射和发射分集的完整解决方案。对于Cat0，SFBC(空频分组编码)的基线(baseline)假定导致不必要的额外UE(用户设备)复杂度。这是由于这样的事实造成的：SFBC(空频分组编码)每次用两个调制码元工作效率最高，而Cat0比特仅形成一个调制码元。

正交频分复用(OFDM)是一项在频域中多路复用数据的技术。在频率副载波上携带调制码元。OFDM系统的总带宽被分为窄带频率单元，称为副载波。副载波的数量等于系统中所使用的FFT/IFFT大小N。作为一般原则，用于数据的副载波的数量小于N，因为位于频谱边缘的一些副载波被预留为保护副载波。作为一般原则，在保护副载波上不会有信息发送。

典型的蜂窝无线系统包括定义无线覆盖区域或小区的固定基站(BS)的集合。典型地，由于位于基站与移动站之间的自然物体和人造物体而造成了在基站和移动站之间存在着非视线(non-line-of-sight，NLOS)无线电传播路径。因而，无线电波经由反射、衍射和散射而传播。由于单个波的不同相位，在下行链路方向上到达移动站处(在上行链路方向上到达BS处)的波经历有利和有害的添加。这是由这样的事实造成的：在典型用于小区无线通信的高载频下，差分传播延迟上的微小变化会引起单个波相位上的巨大变化。当MS正在移动时或者当散射环境中出现任何变化时，复合接收信号的幅度和相位上的空间变化会将其本身表示为被称为瑞利(Rayleigh)衰落或快速衰落的时间变化。无线信道的时变特性需要非常高的信噪比(SNR)，以便提供期望的比特误差或分组误差可靠性。

分集被广泛用于对抗快速衰落的影响。该想法是为接收机提供对同一携带信息的信号的多个衰减复制。假定每个天线支路上衰落不相关，每个支路上瞬时SNR低于给定阈值的概率接近p^L，其中p是每个天线支路上瞬时SNR低于该给定阈值的概率。

适于应用的分集方法落入下列类别：空间、角度、极化(polarization)、域(field)、频率、时间和多径分集(multipath diversity)。可以通过使用多个发射天线或多个接收天线来实现空间分集。选择多个天线之间的空间分离，以使得在发射天线和接收天线之间的传输期间分集支路与信号几乎不相关或者完全不相关地经历衰落。发射分集使用多个发射天线，以便为接收机提供对同一信号的多个不相关的复制。发射分集方案还可以被分为开环发射分集方案和闭环发射分集方案。在开环发射分集方法中，不需要来自接收机的反馈。在闭环发射分集的一种已知配置中，接收机计算应当应用于发射机天线的相位和幅度调整，以便最大化接收机处的接收信号功率。在另一种被称为选择发射分集(selection transmit diversity，STD)的闭环发射分集的配置中，接收机向发射机提供有关将用于发射的天线的反馈信息。

混合自动重传请求(HARQ)被广泛应用于通信系统中，以对抗解码故障并提高数据传输的可靠性。

N信道同步混合自动重传请求(HARQ)因其简易性而常常用于无线通信系统中。例如，已经接受同步混合自动重传请求(HARQ)作为用于3GPP中长期演进(LTE)上行链路的混合自动重传请求(HARQ)方案。

典型地，在使用HARQ的上行链路中多于一个用户共享上行链路资源，造成需要基站在下行链路中发送多个ACK信号。在基站处应当使用可用的发射分集方案多路复用并发射这些DL(下行链路)ACK信道，以便以给定的比特误差率需求，对于给定目标覆盖区，在传输功率和时-频传输机会两方面最小化基站资源的使用。实现该目标的解决方案尚未完成。

动态Category 0(Cat 0)比特是3GPP LTE标准正文中使用的LTE技术，也可以将其称为PCFICH(也即，物理控制格式指示信道)。Cat0的作用是通过指示下行链路和上行链路调度分配(scheduling grants)的数量来支持下行链路控制信道的维度(定标(scaling))。当前所用的假设3GPP RANWG1#48bis Chairman’s Notes(2007年3月，马耳他)是：动态Cat0比特具有最大尺寸为2比特，并且应当在控制信道单元(control channel element，CCE)出现的情况下每子帧发射一次。Cat0比特传达的信息包括、但不局限于用于该子帧中所有控制信道的OFDM码元的数量。Cat0比特的发射分集还未定案，并且本发明的目的是提供一种既能获得信道中的空间分集又能获得信道中的频率分集的简单且有效的发射分集方案。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种发射确认(ACK)的改进过程和装置，以便以指定的比特误差率针对指定的目标覆盖区在传输功率和时-频传输机会两方面最小化基站资源的使用。

本发明的另一目的是提供一种既能获得Cat0信道中的空间分集又能获得Cat0信道中的频率分集的简单且有效的发射分集方案。

在本发明的一个实施例中，CDM(码分复用)与小区专属扰频结合使用，以便利用ACK信道的给定重复/发送的干扰平均，并且确保若干重复/重发上的干扰随机化。这里，可以选择扩频(spreading)长度为2，并且在扩频之后得到的信号向量被映射到一个2×1的资源单元(RU)。在时-频资源映射中，一个RU覆盖两个相邻副载波和一个正交频分复用(OFDM)码元。除了上面提及的CDM方法之外，在扩频之后每个信号向量a都携带2个经BPSK调制(二进制相移键控调制)的ACK比特。但是，如果应用了I和Q(实部和虚部)支路二者来携带具有不同功率设置的不同的ACK比特，那么多路复用能力将翻倍。

可以将最大功率不平衡应用于ACK信道的设置上。利用最大功率不平衡的合理取值，低功率ACK信道所需要的额外功率最小。除了功率不平衡上的限制之外，节点B还可以尝试将具有相似的功率设置的2个ACK信道放置在同一个复码元的I和Q支路上。节点B指的是小区中的基站。

CDM多路复用结构导致由下列步骤组成的资源映射方法。

1.每个经CDM的向量a被重复R次，每次重复被映射到一个2×1的RU；不论正交频分复用(OFDM)控制码元N的数量是多少，总的重复次数都是固定的。

2.如果N＝1个正交频分复用(OFDM)码元用于控制信道，那么所有的R次重复在第一OFDM码元中被发射，该R次重复应当在频域中被扩展(spreadout)以获得频率分集。另一方面，如果N＝2或N＝3个OFDM码元被使用，那么这些R次重复可以在时域和频域中被扩展，以实现OFDM码元之间的功率共享，同时保持频率分集。

提出了一种通过使用CDM(码分复用)+SFBC(空频分组编码)+重复方法的映射方法。经CDM的向量a被重复发射R次。在每次发射中，使用跨越两个发射天线的SFBC(空频分组编码)将2个码元[a₁，a₂]映射到2×1的RU。对于N＝2和N＝3的情况也可以使用带重复的同样的SFBC。

在本发明的另一实施例中，扩频长度为4的CDM(码分复用)与I/Q域多路复用一起(in tandem)使用。提出了一种通过使用CDM(码分复用)+SFBC(空频分组编码)+重复方法的映射例子。在这种情况下，具有4个码元的向量a在频域中被重复发射预定次。在每次发射中，可以要求2×2的资源单元(RU)。

提出了一种在不同发射中向量a的两对码元的映射以及针对该映射方法在不同码元对之间进行对置换的替换方法。在这种情况下，向量a的两对码元可以在每个发射天线处交替映射到不同的OFDM码元。

在又一个实施例中，本发明采用了下列用于Category 0比特的发射的发射分集方案。

1.当对于Cat0比特需要四种状态时，可以使用QPSK(正交相移键控)调制；当对于Cat0比特需要三种状态时，可以使用3PSK(三相移键控)调制。经调制的Cat0码元用a表示。

2.Cat0比特总是在一个子帧内的第一正交频分复用(OFDM)码元中被发射。

3.调制码元a被重复2K次，并且得到的这些2K个码元被映射到2×1资源单元(RU)，其中在时-频资源映射中，每个RU包括一个OFDM码元中的两个相邻副载波。K是资源单元(RU)的数量。

4.将频率选择发射分集(FSTD)与重复方法组合的方法用于两个发射天线。

小区专属跳频是一种用于避免这种恒定冲突以及用于确保干扰平均增益的方法。

对于分集阶次8，对于经QPSK(正交相移键控)调制的Cat0码元很可能需要范围从12到16的重复次数，以确保“最坏情况”的BER性能。

在本发明的又一个实施例中，用于Cat0比特的一次重复的2×1的RU中的两个副载波可以不是相邻的副载波。

在本发明的又一个实施例中，对于每次重复，使用标准正交(ortho-normal)矩阵将Cat0码元a穿过空间和频率扩频到跨越两个相邻副载波的2×1的RU上。来自该标准正交扩频的发射矩阵T的一些例子包括、但不局限于：

$T_0=\left[\begin{array}{cc}a& -a^{*}\\ a& a^{*}\end{array}\right],$ $T_1=\left[\begin{array}{cc}a& a^{*}\\ a& -a^{*}\end{array}\right],$ $T_2=\left[\begin{array}{cc}a& a\\ a& -a\end{array}\right]$

$T_3=\left[\begin{array}{cc}a& -a\\ a& a\end{array}\right],$ $T_4=\left[\begin{array}{cc}a& -\mathrm{ja}\\ a& ja\end{array}\right],$ $T_5=\left[\begin{array}{cc}a& ja\\ a& -ja\end{array}\right].$

注意，上面矩阵的行置换版本也是切实可用的标准正交扩频矩阵。

在本发明的又一个实施例中，本发明采用另一发射分集方案用于ACK信道，以使得：

1.一个ACK信道被BPSK调制为a码元或者两个ACK信道均被BPSK调制，但是被I/Q多路复用为码元a。在多路复用中不使用CDM。

2.可以将(FSTD+重复)方案用于经调制的ACK码元。

在本发明的又一实施例中，本发明使用(3，2，2)二进制线性代码来将2个Cat0比特映射为3比特的码字c₁c₂c₃，并且该码字属于大小为4的码本，该码本的任意码字对之间的最小汉明距离为2。当由Cat0比特携带三种状态时，这样的码本C的一个例子是c₁c₂c₃∈C＝{111，100，010 001}。一旦指定了3比特的码字，那么其将被重复并且进行速率匹配，以将2K信道码元适合用于Cat0比特。这里，QPSK(正交相移键控)调制用于经编码的信道比特。此外，在4K不能被3除尽的情况下需要速率匹配过程。在这种情况下，码字c₁c₂c₃被重复次(也即，4K/3的商)，并且结果得到的序列与码字c₁c₂c₃中第一个

(也即，4K/3的余数)比特连接。该连接比特序列就是将被调制并映射到信道码元的最终信道比特序列。

在本发明的又一实施例中，当需要由2个Cat0比特携带三种状态时，码字c₁c₂c₃的选择被限于码本的子集，其中该子集的大小为3个码字。例如，码本C的一个可能的子集为c₁c₂c₃∈C_subset＝{111，100，010}。

附图说明

通过参照下面结合附图的详细描述，本发明更加完整的理解及其许多附属优点将变得易于明白并且变得更易理解，附图中相似的参考标记表示相同或相似的元素，附图中：

图1示出具有发射机链和接收机链的正交频分复用(OFDM)收发机链；

图2示出Alamouti 2×1空时分集方案；

图3示出Alamouti 2×1空频分集方案；

图4是混合自动重传请求(HARQ)操作的图示；

图5示出四个信道的同步混合自动重传请求(HARQ)操作的例子；

图6示出根据本发明实施例原理的、将码分复用(CDM)的确认(ACK)信道映射到RE(接收机设备)的例子；

图7示出根据本发明的实施例的原理，对于CDM扩频长度是2并且重复次数是6的情况，通过使用CDM(码分复用)+SFBC(空频分组编码)+重复方法进行映射的方法的例子；

图8示出根据本发明的另一实施例的原理，对于CDM扩频长度是4并且重复次数是4的情况，通过使用CDM(码分复用)+SFBC(空频分组编码)+重复方法进行映射的例子；

图9示出根据本发明的另一实施例的原理，针对图8中所示的映射方法，替换在不同发射中两对码元的映射以及在不同码元对之间进行对置换的例子；

图10示出根据本发明的另一实施例的原理，对于重复次数为6的情况，将经调制的Category 0码元映射到RE(接收机设备)、FSTD(使用频率选择发射分集)+重复的例子；

图11是示出具有不同分集接收的比特误差率(BER)性能的对数刻度的图；

图12示出发射ACK/NACK信号的流程图以及接收ACK/NACK信号的流程图；以及

图13示出发射Category 0(Cat 0)信号的流程图以及接收Category 0(Cat 0)信号的流程图。

具体实施方式

在当前的长期演进(LTE)标准说明书中尚未完全开发出用于ACK(确认)信道和Cat0(Category 0)比特的发射分集。对于ACK信道，尚未提出包括多路复用、资源映射和发射分集的完整解决方案。对于Cat0，SFBC(空频分组编码)的基线假设导致不必要的额外UE(用户设备)复杂度。这是由于这样的事实造成的：SFBC(空频分组编码)每次用两个调制码元工作效率最高，而Cat0比特仅形成一个调制码元。

正交频分复用(OFDM)是一项在频域中将数据多路复用的技术。在频率副载波上携带调制码元。图1示出具有发射机链和接收机链的正交频分复用(OFDM)收发机链。在图1中示出了正交频分复用(OFDM)收发机链的样例。在发射机链100处，由调制器101调制控制信号或数据信号，并且由串并转换器112对调制信号进行串并转换。快速傅立叶逆变换(IFFT)单元114用于将调制信号或数据从频域变换到时域，并且由并串转换器116将变换到时域的调制信号进行并串变换。在CP插入级118循环前缀(CP)或零前缀(ZP)被添加到每个OFDM码元，以避免由于多径衰落信道122处的多径衰落造成的影响，或者可替换地，减轻由于多径衰落信道122处的多径衰落造成的影响。来自循环前缀(CP)插入级118的信号被施加到发射机前端处理单元120，例如，被施加到发射天线(图1中未示出)。因此，由发射机链100发射的信号被接收机链140接收。在接收机链140处，假定实现了理想的时间和频率同步，例如，经由接收天线(图1中未示出)由接收机前端处理单元124接收到的信号在去除接收信号的循环前缀(CP)的循环前缀(CP)去除级126被处理。在循环前缀(CP)去除级126处理的信号由串并转换器128进一步串并转换。快速傅立叶变换(FFT)单元130将接收信号从时域变换到频域，以供进一步处理，包括由并串转换器132进行的并串转换以及由信号解调器134进行的解调。

OFDM系统中的总带宽被划分为称作副载波的窄带频率单元。副载波的数量等于系统中所使用的FFT/IFFT大小N。作为一般原则，用于数据的副载波数量小于N，因为位于频谱边缘的一些副载波被预留为保护副载波。作为一般原则，在保护副载波上不传输信息。

典型的蜂窝无线系统包括定义无线覆盖区域或小区的固定基站(BS)集合。典型地，由于位于基站与移动站之间的自然物体和人造物体而造成了在基站和移动站之间存在着非视线(non-line-of-sight，NLOS)无线电传播路径。因而，无线电波经由反射、衍射和散射而传播。由于单个波的不同相位，以下行链路方向到达移动站(MS)(以上行链路方向到达BS)的波经历有利和有害的添加。这是由这样的事实造成的：在典型用于蜂窝无线通信的高载频下，不同传播延迟上的微小变化会引起单个波相位上的巨大变化。此外，当MS正在移动或者在散射环境中存在变化时，复合接收信号的幅度和相位上的空间变化会将其本身表示为被称为瑞利(Rayleigh)衰落或快速衰落的时间变化。无线信道的时变特性需要非常高的信噪比(SNR)，以便提供期望的比特误差或分组误差可靠性。

分集被广泛用于对抗快速衰落的影响。该想法是为接收机提供对相同携带信息的信号的多个衰减复制。假定每个天线支路上衰落不相关，每个支路上瞬时SNR低于给定阈值的概率接近p^L，其中p是每个天线支路上瞬时SNR低于该给定阈值的概率。

适于应用的分集方法落入下列类别：空间、角度、极化(polarization)、域(field)、频率、时间和多径分集(multipath diversity)。可以通过使用多个发射天线或多个接收天线来实现空间分集。选择多个天线之间的空间分离，以使得在发射天线和接收天线之间的传输期间分集支路与信号几乎不相关或者完全不相关地经历衰落。发射分集使用多个发射天线，以便为接收机提供对同一信号的多个不相关的复制。发射分集方案还可以被分为开环发射分集方案和闭环发射分集方案。在开环发射分集方法中，不需要来自接收机的反馈。在闭环发射分集的一种已知配置中，接收机计算应当应用于发射机天线的相位和幅度调整，以便最大化接收机处的接收信号功率。在另一种被称为选择发射分集(selection transmit diversity，STD)的闭环发射分集的配置中，接收机向发射机提供有关将用于发射的天线的反馈信息。

开环发射分集方案的一个例子是Alamouti 2×1空时分集方案。图2示出了一种Alamouti 2×1空时分集方案。在该方法中，在任何符号周期(symbolperiod)期间，从两个发射天线ANT 1和ANT 2同时发射两个数据码元。假定在第一码元间隔t1期间，从ANT 1和ANT 2发射的码元分别表示为S₁和S₂，如图2所示。在下一个符号周期期间，从ANT 1和ANT 2发送的码元分别是-S₂ ^*和S₁ ^*，其中x^*表示x的复共轭。利用在接收机处的特定处理，可以恢复原始码元S₁和S₂。这里，分别需要ANT 1和ANT 2上的瞬时信道增益估计h1和h2用于在接收机处的可靠恢复。这需要在两个天线上单独的导频码元(pilot symbol)，以便提供接收机处的信道增益估计。Alamouti编码所实现的分集增益与通过最大比合并(Maximum Ratio Combining，MRC)可以实现的分集增益一样。

还可以以空-频编码形式来实现2×1的Alamouti方案。图3示出以空-频编码形式实现的2×1的Alamouti方案。在这种情况下，在两个不同频率、即副载波f1和f2上，例如，在如图3中所示的正交频分复用(OFDM)系统中的不同副载波上，发送两个码元。当在开环发射分集方案中以空-频编码形式实现时，图3所示的2×1的Alamouti空-频分集方案示出这样一种Alamouti2×1空-频分集方案：其中，在任意符号周期(symbol period)期间，从两个发射天线ANT 1和ANT 2同时发送两个数据码元。如果是在第一频率f1期间，则从ANT 1和ANT 2发射的码元分别表示为S₁和S₂，如图3中所示。在下一个符号周期期间，从ANT 1和ANT 2发射的码元分别为-S₂ ^*和S₁ ^*，其中，x^*表示x的复共轭。可以由接收机恢复原始码元S₁和S₂。这里，分别需要ANT 1和ANT 2上的瞬时信道增益估计h1和h2用于在接收机处的可靠恢复。这需要在两个天线上单独的导频码元(pilot symbol)，以便提供接收机处的信道增益估计。Alamouti编码所实现的分集增益与通过最大比合并(Maximum Ratio Combining，MRC)可以实现的分集增益一样。

在副载波f1、r1和在副载波f2、r2中在移动站处接收到的信号r₁和r₂可以写为：

r₁＝h₁s₁+h₂s₂+n₁

                                (1)

$r_2=-h_1{s}_2^{*}+h_2{s}_1^{*}+n_2$

其中，h1和h2是分别来自ANT 1和ANT 2的信道增益。这里假定来自给定天线的信道在副载波f1与f2之间不发生变化。移动站对接收信号执行均衡化并且将两个接收信号(r₁和r₂)组合，以便恢复码元S1和S2。

${\hat{s}}_1=h_1^{*}{r}_1+h_2{r}_2^{*}$

$={h_1}^{*}(h_1{s}_1+h_2{s}_2+n_1)+h_2{(-h_1{s}_2^{*}+h_2{s}_1^{*}+n_2)}^{*}$

$=({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)s_1+{h_1}^{*}{n}_1+h_2{n}_2^{*}$

         (2)

${\hat{s}}_2=h_2^{*}{r}_1+h_1{r}_2^{*}$

$={h_2}^{*}(h_1{s}_1+h_2{s}_2+n_1)+h_1{(-h_1{s}_2^{*}+h_2{s}_1^{*}+n_2)}^{*}$

$=({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)s_1+{h_2}^{*}{n}_1+h_1{n}_2^{*}$

可以看到，两个发射码元S1和S2都实现充分的空间分集。

混合自动重传请求(HARQ)被广泛用于通信系统中，以对抗解码故障并提高数据传输的可靠性。在图4中示出了HARQ操作。图4是混合自动重传请求(HARQ)操作的图示。通过使用利用给定类型的前向纠错(FEC)方案的编码器311对数据分组进行编码。数据分组被子分组发生器312处理并且生成子分组集合。子分组，例如，子分组k，可以只包含一部分编码比特。如果收发机300对子分组k的发射失败，如由反馈确认信道314提供的NAK非确认所表示的，那么就提供重发子分组——子分组k+1，以重发该数据分组。如果子分组k+1被成功收发，那么就由反馈确认信道314提供ACK确认。重发子分组可以包含来自前一子分组的不同编码比特。接收机可以通过解码器313软组合或联合解码所有接收到的子分组，以提高解码的机率。通常，考虑可靠性、分组延迟和实现的复杂度来配置最大发射次数。

N信道(N-channel)同步混合自动重传请求(HARQ)因其简易性而常常用于无线通信系统中。例如，同步混合自动重传请求(HARQ)已经被接受为用于3GPP中长期演进(LTE)上行链路的混合自动重传请求(HARQ)方案。图5示出四个信道的同步混合自动重传请求(HARQ)操作的例子。因为后续发射之间的定时关系，所以单个HARQ信道中的发射时隙显示出交织结构。例如，交织0包括时隙0、4、8、...、4k、...；交织1包括时隙1、5、9、...、4k+1、...；交织2包括时隙2、6、10、...、4k+2、...；交织3包括时隙3、7、11、...、4k+3、...。在时隙0中发射分组。在正确解码了该分组之后，接收机发回一个ACK确认到发射机。然后，发射机开始在该交织中的下一个时隙，即时隙4中，发射一个新的分组。但是，在时隙4中发射的新分组的第一子分组没有被正确接收到。在发射机从接收机接收到一NAK非确认之后，发射机在交织0中的下一个时隙，也即，时隙8，发射同一分组的另一子分组。交织1-3以与交织0类似的方式运作。有时候接收机可能会难以检测到分组的边界，也即，一个子分组是新分组的第一子分组还是重发子分组。为了缓解该问题，可以在携带分组的传输格式信息的控制信道中发射新分组的指示符。有时候，可以提供更加精细版本的HARQ信道信息，诸如子分组ID和/或HARQ信道ID，以协助接收机检测和解码分组。

典型地，有多于一个用户使用HARQ共享上行链路中的上行链路资源，从而导致需要基站在下行链路中发送多个ACK信号。应当在基站处使用可用的发射分集方案多路复用和发射这些DL(下行链路)ACK信道，以便以给定比特误差率需求，对于给定目标覆盖区，在传输功率和时-频传输机会两方面最小化基站资源的使用。因为实现该目标的解决方案尚未完成，所以本发明的一个目的就是提供一种完整的解决方案，实现获得用于DL ACK信道的最优基站发射信令的目标。

术语动态Category 0(Cat 0)比特是3GPP LTE标准正文所使用的LTE术语。Cat0的作用是通过指示下行链路和上行链路调度分配(scheduling grants)的数量来支持下行链路控制信道的维度(定标)。当前所用的假设3GPP RANWG1#48bis Chairman’s Notes(2007年3月，马耳他)是：动态Cat0比特具有最大尺寸为2比特，并且应当在控制信道单元(control channel element，CCE)出现的情况下每个子帧期间被发射。Cat0比特传达的信息包括、但不局限于用于该子帧中所有控制信道的OFDM码元的数量。Cat0比特的发射分集还未定案，并且本发明的目的之一是提供既能获得信道中的空间分集又能获得信道中的频率分集的简单且有效的发射和接收分集方案。

对此感兴趣的论文是3GPP RAN WG1#48bis Chairman’s Notes，2007年3月，马耳他；以及R1-050271，“Evaluation of Diversity in Evolved UTRA”，三星电子，RAN1#40bis，北京，中国，2005年4月。

在本发明的一个实施例中，CDM(码分复用)结合小区专属扰频一起使用，以便利用ACK信道的给定重复/发送的干扰平均，并且确保若干重复/重发上的干扰随机化。这里，选择扩频长度(spreading length)2，并且将扩频之后得到的信号向量映射到2×1的资源单元(RU)。注意，在时-频资源映射中，一个RU覆盖两个相邻副载波和一个正交频分复用(OFDM)码元。b＝[b₁，b₂]表示经BPSK调制(二进制相移键控调制)的两个ACK比特，S＝[s₁，s₂]是单位扩频矩阵，其中，每个扩频向量s₁，s₂大小为2×1，于是给出在CDM扩频之后的发射信号a＝[a₁，a₂]：

$a=\mathrm{SWb}=[s_1,s_2]\left[\begin{array}{c}{w}_1{b}_1\\ w_2{b}_2\end{array}\right]---\left(3\right)$

其中，W＝diag[w₁，w₂]是表示ACK比特的发射幅度的对角矩阵(diagonalmatrix)。

除了上面所述的CDM方法之外，在扩频之后的每个信号向量a携带两个经BPSK调制的ACK比特。但是，如果I和Q(实部和虚部)两个支路都被用于携带具有不同功率设置的不同ACK比特，则多路复用能力可以被翻倍。这里，b_i＝[b_1，i，b_2，i]是将在I支路(实部支路)上携带的两个经BPSK调制的ACK比特，并且b_q＝[b_1，q，b_2，q]是将在Q支路(虚部支路)上携带的两个经BPSK调制的ACK比特，S＝[s₁，s₂]是单位扩频矩阵，其中扩频向量s₁，s₂中的每一个大小均为2×1，于是给出CDM扩频之后的发射信号a＝[a₁，a₂]：

$a=S(W_i{b}_i+j{W}_q{b}_q)=[s_1,s_2]\left[\begin{array}{c}{w}_{1,i}{b}_{1,i}+{\mathrm{jw}}_{1,q}{b}_{1,q}\\ w_{2,i}{b}_{2,i}+{\mathrm{jw}}_{2,q}{b}_{2,q}\end{array}\right]---\left(4\right)$

其中，W_i＝diag[w_1，i，w_2，i]和W_q＝diag[w_1，q，w_2，q]是分别表示I和Q支路上ACK比特的发射幅度的两个对角矩阵。

在CDM和I/Q多路复用方法中，具有不同功率等级的ACK信道被多路复用在一起。如果不同ACK信道之间的功率不平衡变得太大，那么任何的缺陷，诸如信道估计误差以及由于2×1的RU内微小的信道变化造成的CDM正交性的缺乏，都将对低功率ACK信道带来比高功率ACK信道更多的损害。

为了缓解该影响，最大功率不平衡P_IM(dB)被用于ACK信道的设置上。P₁，P₂，…，P_K是多路复用在一起的K(扩频增益为2时，K等于或小于4)个ACK信道的功率(以dB为单位)。在没有普遍的缺乏的条件下，P₁被设置为最大功率。于是通过下式来调整其余ACK信道的功率(以dB为单位)：

P′_k＝max(P_k，P₁-P_IM)，k＝2，…，K.            (5)

利用合理的P_IM值，例如，10dB，低功率ACK信道所需要的附加功率最小。这是由这样的事实造成的：总体节点B功耗是被高功率ACK信道支配的。除了功率不平衡上的限制之外，节点B还可以尝试将具有类似功率设置的两个ACK信道放置在同一复码元(complex symbol)的I和Q支路上。复码元可以用复数表示。复数(A+jB)表示两个A/N信号A和B。这里j(或i)表示虚数。数(A+jB)的实部A被称为I部分或者同相(in-phase)部分。并且数(A+jB)的虚部B被称为Q部分或正交(Quadrature)部分。术语节点B，在通用移动通信系统(UMTS)中，指的是BTS(base transceiver station，基站收发台)。节点B意指小区中的基站。

CDM多路复用结构导致由下列步骤组成的资源映射方法。

1.每个经CDM的向量a被重复R次，每次重复被映射到一个2×1的RU；不论正交频分复用(OFDM)控制码元N的数量是多少，总的重复次数都是固定的。

2.如果N＝1个正交频分复用(OFDM)码元用于控制信道，那么所有的R次重复在第一OFDM码元中被发射，该R次重复应当在频域中被扩展以获得频率分集。另一方面，如果N＝2或N＝3OFDM码元被使用，那么这些R次重复可以在时域和频域中被扩展，以实现OFDM码元之间的功率共享，同时保持频率分集。图6示出根据本发明实施例原理的、将码分复用的(CDM)确认(ACK)信道映射到RE(接收机设备)的例子。在本例中，重复次数固定为6。向量a被两个相邻副载波k₁、k₁+1；k₂、k₃+1；k₃、k₃+1；k₄、k₄+1；k₅、k₅+1；k₆、k₆+1；k₇、k₇+1和k₈、k₈+1重复携带。在N＝2或3的情况下，不同OFDM控制码元上的2×1的RU被交错(stagger)，以将频率分集增益最大化。图7示出根据本发明的实施例的原理，对于CDM扩频长度是2并且重复次数是6的情况，通过使用CDM(码分复用)+SFBC(空频分组编码)+重复方法进行映射的方法的例子。这里，发射分集方案被视为针对两个发射天线的情况，并且在图7中只示出了子帧中第一码元。经CDM的向量a被重复发射R次。在每次发射中，使用跨越两个发射天线的SFBC(空频分组编码)将2个码元[a₁，a₂]映射到2×1的RU。图7中示出针对N＝1个OFDM控制码元的情况的方案，其中，使用R＝6次重复。对于N＝2和N＝3的情况也可以使用带重复的同样的SFBC。在天线1处，作为I支路的码元a₁被分配在副载波k₁，作为Q支路的码元-a₂ ^*被副载波k₁+1携带，并且同样的情况可以应用于其它重复中。在天线2处，作为I支路的码元a₂被携带在副载波k₁，并且作为Q支路的码元a₁ ^*在副载波k₁+1携带，并且同样的情况可以应用于其余重复中。在标准CP(循环前缀)情况中由14个OFDM码元组成子帧，并且OFDM控制码元取前1-3个OFDM码元。OFDM码元的准确数量由Category0比特或者PCFICH信道指示。

假定在每个2×1的RU中每个天线上的信道不变化，除了标准的SFBC分集组合操作之外，扩频矩阵S的正交性被保持并且UE只需要简单的解扩。在这种情况下，每次重复实现分集阶次2，并且如果在传播信道中有足够的频率选择性，则6次重复可以实现分集阶次多达12。空间和频率分组编码(SFBC)也可以应用于四个发射天线的系统。

在多个小区环境中，人们期望避免这样的情况：来自小区A的ACK信道的全部R次重复与来自小区B的ACK信道的全部R次重复总是冲突。为了避免这些冲突，在多个小区环境中开发了所谓的干扰平均增益。小区专属跳频(Cell-specific hopping)是一种用于避免这种恒定冲突以及用于确保干扰平均增益的方法。针对给定的N个正交频分复用(OFDM)控制码元的情况，假定在跳频过程中保持RU的2×1粒度，最简单的跳频方案是在所有时-频资源之间随机跳频。

在本发明的另一实施例中，扩频长度为4的CDM与I/Q域多路复用一起(in tandem)使用。这里，b_i＝[b_1，i，…，b_4，i]表示将在i-支路(实部支路)上携带的4个经BPSK调制的ACK/NACK比特，并且b_q＝[b_1，q，...，b_4，q]表示将在q-支路(虚部支路)上携带的4个经BPSK调制的ACK/NACK比特，S＝[s₁，…，s₄]是单位扩频矩阵，其中，每个扩频向量s₁，…，s₄大小为4×1，于是给出CDM扩频之后的发射信号a＝[a₁，…，a₄]：

$a=S\left(W_i{b}_i+j{W}_q{b}_q\right)=[s_1,\·\·\·,s_4]\left[\begin{array}{c}{w}_{1,i}{b}_{1,i}+{\mathrm{jw}}_{1,q}{b}_{1,q}\\ .\\ .\\ .\\ w_{4,i}{b}_{4,i}+{\mathrm{jw}}_{4,q}{b}_{4,q}\end{array}\right]---\left(6\right)$

其中，W_i＝diag[w_1，i，…，w_4，i]和W_q＝diag[w_1，q，…，w_4，q]是表示分别在I支路和Q支路上的ACK比特的发射幅度的两个对角矩阵。

图8示出根据本发明的另一实施例的原理，对于CDM扩频长度是4并且重复次数是4的情况，通过使用CDM(码分复用)+SFBC(空频分组编码)+重复方法进行映射的例子。在这种情况下，在频域中向量a被重复发射N次。但是，在每次发射中，使用跨越两个发射天线的SFBC将前两个码元[a₁，a₂]映射到一个共轭2×1(2个副载波，1个OFDM码元)RU；同时，还使用跨越两个发射天线的SFBC，将后两个比特[a₃，a₄]映射到下一个OFDM码元中相邻的2×1RU。在时间1由副载波k₁、k₁+1携带前两个码元[a₁，a₂]，在时间2由副载波k₁、k₁+1携带后两个码元[a₃，a₄]。因此，为了发送向量a的每次重复，需要2×2的RU。2×2的RU包括两个相邻的副载波和两个OFDM码元。在图8中示出该方案，其中示出R＝4次重复(包括四个2×2的RU)。

由于扩频和不同的功率设置，向量a＝[a₁，…，a₄]中的码元具有不同的幅度。如果码元对[a₁，a₂]和码元对[a₃，a₄]之间的功率差别显著的话，那么图8中在所有重复中这两个码元对向两个2×1的RU的恒定映射可能引起两个OFDM码元中的功率不平衡。图9示出根据本发明的另一实施例的原理，针对如图8中所示的映射方法，替换在不同发射中两对码元的映射以及在不同码元对之间进行对置换的例子。如图9中所示，通过替换在不同发射中这两个码元对的映射可以容易地修正该问题。与图8中所示的方案相比，在图9中所示的四次重复中，由在天线1和天线2处在时间1发射的码元携带后2个码元[a₃，a₄]，而由在天线1和天线2处在时间2发射的码元携带前2个码元[a₁，a₂]。

在另一实施例中，本发明利用下列发射分集方案用于Cat0比特的传输。

1.当Cat0比特需要四种状态时，可以使用QPSK(正交相移键控)调制；当Cat0比特需要三种状态时，可以使用3PSK调制。经调制的Cat0码元用a表示。

2.Cat0比特总是在一个子帧内的第一正交频分复用(OFDM)码元中被发射。该方法的原因在于：如果允许根据OFDM控制码元的数量来改变Cat0映射，则可能需要额外的假设测试，并且需要更多的传输功率和资源来实现相同的BER(比特误差率)性能。另一方面，如果Cat0映射被固定为多于一个OFDM码元，例如，被固定为在全部子帧中的三个OFDM码元，那么如果所使用的实际OFDM控制码元少于3的话就可能出现遭遇数据打孔(encounter data puncturing)问题。

3.调制码元a被重复2K次，但是，这些2K个码元被映射到2×1资源单元(RU)，其中在时-频资源映射中，每个RU包括一个OFDM码元中的两个相邻副载波。因此，2K个码元将被映射到数量为K的资源单元(RU)。这些RU应当在频域中被扩频，以便获得最大频率分集增益。2×1的RU粒度的原因是为了允许Cat0资源映射以容易地将CCE的总体框架与RE映射相适应。

4.带有重复的频率选择发射分集(FSTD)被用于两个发射天线。因为所有的调制码元都是完全一样的并且FSTD可以实现同样的空间分集增益，所以这里不推荐SFBC(空频分组编码)。因此，可以避免SFBC的额外UE复杂度。

在图10中清楚地示出了本方法。图10示出根据本发明的另一实施例的原理，对于重复次数为6的情况，将经调制的Category 0码元映射到RE(接收机设备)、FSTD(使用频率选择发射分集)+重复的例子。在本例中，K等于6。注意，在图10中只示出了子帧中第一正交频分复用(OFDM)码元。如图10中所示，在天线1处由一个副载波k₁，k₂，k₃，k₄，k₅和k₆携带向量a，并且在天线2处由一个副载波k₁+1，k₂+1，k₃+1，k₄+1，k₅+1和k₆+1携带向量a。与图7-10中所示的方案不同，在图10中所示的方案中，向量a作为整体被分配在指定副载波中而非分配在不同的副载波中。

在多个小区环境中，人们希望避免这样的情况：其中，来自小区A的Cat0码元的全部2K次重复与来自小区B的Cat0码元的全部2K次重复总是冲突。为了避免这些冲突，在多个小区环境中开发了所谓的干扰平均增益。小区专属跳频是一种用于避免这种恒定冲突以及用于确保干扰平均增益的方法。

待确定的一个参数是Cat0码元所需要的重复次数，在先前章节中其被定义为2K(K是资源单元(RU)的数量)。这里，针对Cat0码元评估“最坏情况”场景性能，其中LTE(长期演进)情况3网络结构需要具有0.1％的BER(比特误差率)的98％的覆盖率。LTE情况3是LTE研究所定义的模拟情况中的一种，并且从3GPP TR 25.814中获得。已知的是，对于LTE情况3来说，在98％覆盖点处的几何值(Ior/Ioc)近似于-6.7dB。

在图11中示出用于分集接收的未编码BER，其是从参考文件[2]中摘录的。图11是示出具有不同分集接收的比特误差率(BER)性能的对数刻度的图。AWGN是一种高斯白噪声信道模型并且在图11中示出具有不同分集阶次的系统性能。在目标分集阶次8(也即，L＝8)的假设下，需要通过8dB的E_b/N_o实现0.1％的BER(也即，BER＝10^-3)，对于QPSK调制的Cat0码元来说可以转化为11dB的E_s/N_o。既然98％覆盖点的间隙(gap)值近似为-6.7dB，由此E_s/N_o为11+6.7＝17.7dB。这里，E_b/N_o是每比特的能量对噪声功率频谱密度之比，并且是一个规一化的信噪比(SNR)量度，也被称为“每比特的SNR”。E_s/N_o是每噪声功率频谱密度的每个码元的能量。为了连接该间隙，可以请求组合功率提升和重复。当选择了重复次数为2L＝12(L是分集的阶次)，重复增益为10log₁₀(12)＝10.8dB，其留下了大约17.7-10.8＝6.9dB的间隙将通过功率提升来填补。如果重复次数增大为2L＝16，那么重复增益为10log₁₀(16)＝12dB并且所需要的功率提升为17.7-12＝5.7dB。注意，该分析没有考虑信道估计中的损失并且根据信道估计算法需要2dB到3dB的额外余量(margin)。综上，对于分集阶次8来说，对于经QPSK调制的Cat0码元很可能需要重复次数2L＝12到2L＝16，以确保“最坏情况”的BER性能。

在本发明的另一实施例中，用于Cat0比特的一次重复的2×1的RU中的两个副载波可以不是相邻的副载波。换句话说，Cat0码元的2K次重复可以被映射到单个副载波k₁，k₂，...，k_2K，如图10中所示，同时频率选择发射分集(Frequency Selective Transmit Diversity，FSTD)也用于最大化空间域和频域的分集增益。

在本发明的另一实施例中，可以使用对Cat0码元的具有重复的正交扩频。对于每次重复来说，使用标准正交矩阵(ortho-normal matrix)将Cat0码元a穿过空间和频率扩展到跨越两个相邻副载波的2×1的RU上。来自该标准正交扩频的发射矩阵T的一些例子包括、但不局限于公式(7)：

$T_0=\left[\begin{array}{cc}a& -a^{*}\\ a& a^{*}\end{array}\right],$ $T_1=\left[\begin{array}{cc}a& a^{*}\\ a& -a^{*}\end{array}\right],$ $T_2=\left[\begin{array}{cc}a& a\\ a& -a\end{array}\right]$

 (7)

$T_3=\left[\begin{array}{cc}a& -a\\ a& a\end{array}\right],$ $T_4=\left[\begin{array}{cc}a& -\mathrm{ja}\\ a& ja\end{array}\right],$ $T_5=\left[\begin{array}{cc}a& ja\\ a& -ja\end{array}\right].$

其中，a^*表示a的复共轭。

注意，上面矩阵的行置换版本也是切实可用的标准正交扩频矩阵。在本方案中，与图10中所示的方案类似，K个2×1的RU(每个跨越两个相邻副载波和一个OFDM码元)，使用该K个2×1的RU中的每一个，标准正交矩阵的一个用于将码元a映射到空-频资源上。对于从公式(7)中选择的指定矩阵(例如，矩阵T₀)，第m行、第n列上的元素用[T₀]_m，n表示，并且[T₀]_m，n表示对于两个发射天线的情况，在第m天线、第n副载波或第n时隙上(m＝1，2n＝1，2)发射的码元。注意，应用T₀标准正交扩频等效于使用SFBC(空频分组编码)。

在另一实施例中，本发明采用另一发射分集方案用于ACK信道，以使得：

1.一个ACK信道被BPSK调制为a码元或者两个ACK信道均被BPSK调制，但是被I/Q多路复用为码元a。在多路复用中不使用CDM。

2.类似于图10中所示的一个方案的(FSTD+重复)方案被用于经调制的ACK码元。

在另一实施例中，本发明使用(3，2，2)二进制线性代码来将2个Cat0比特映射为3比特的码字c₁c₂c₃，并且该码字属于大小为4的码本，该码本的任意码字对之间的最小汉明距离为2。长度为n、等级为k(也即，具有k个码字作为基并且在其生成矩阵中有k行)并且最小汉明距离为d的线性码被称作(n，k，d)码。这里，长度n为3，k为2并且“0”和“1”作为基，并且汉明距离d在这里为2。当Cat0比特携带三种状态时，这样的码本C的一个例子是c₁c₂c₃∈C＝{111，100，010 001}。一旦指定了3比特的码字，那么其将被重复并且进行速率匹配，以将2K信道码元适合用于Cat0比特。例如，如果2K＝12信道码元可用，那么就存在2×12＝24个信道比特。因此，码字c₁c₂c₃将被重复8次以组成24比特长的编码比特序列，然后使用QPSK调制将该24比特的序列映射到12个信道码元。此外，在4K不能被3除尽的情况下需要速率匹配过程。在这种情况下，码字c₁c₂c₃被重复

次(也即，4K/3的商)，并且结果得到的序列与码字c₁c₂c₃中第一个

(也即，4K/3的余数)比特连接。该连接比特序列就是将被调制并映射到信道码元的最终信道比特序列。

在本发明的另一实施例中，当需要由2个Cat0比特携带三种状态时，码字c₁c₂c₃的选择被局限为码本的子集，其中该子集的大小为3个码字。例如，码本C的一个可能的子集为c₁c₂c₃∈C_subset＝{111，100，010}。

在图12中，示出了发射ACK/NACK信号的流程图以及接收ACK/NACK信号的流程图。在发射ACK/NACK信号的流程图中，步骤200是通过二进制相移键控调制来调制ACK/NACK信号的步骤；步骤201是通过码分复用编码(CDM)来将经调制的ACK/NACK信号多路复用的步骤；步骤203是通过空-频分组编码将多路复用后的调制ACK/NACK信号映射到资源单元上的步骤，该资源单元具有一对相邻副载波和预定数量的正交频分复用(OFDM)控制码元；以及步骤205是通过每次重复发射多路复用信号都被重复映射到分布(spread)在频域中的多个离散资源单元来将多路复用的ACK/NACK重复发射预定次的步骤。在接收ACK/NACK信号的流程图中，步骤211是由接收机设备操作的、从基站重复接收所发射的ACK/NACK信号的步骤；步骤213是将编码的ACK/NACK解码的步骤；步骤214是将编码的ACK/NACK扩频的步骤；步骤215是将经调制的ACK/NACK进行解调的步骤。然后，接收机设备利用所接收到的ACK/NACK信号携带的信息。

在图13中，示出了发射Category 0(Cat 0)信号的流程图以及接收Category 0(Cat 0)信号的流程图。在发射Category 0(Cat 0)信号的流程图中，步骤300是通过QPSK(正交相移键控)调制或3PSK(三相移键控)调制来调制Category 0(Cat 0)信号的步骤；步骤301是通过FSDM(频率选择发射分集)来映射CAT 0信号的步骤；步骤305是将多路复用的CAT 0信号重复发射预定次的步骤。在接收CAT 0信号的流程图中，步骤311是由接收机设备操作的、从基站重复接收所发射的CAT 0信号的步骤；以及步骤315是将经调制的CAT 0信号解调的步骤。然后，接收机设备利用所接收到的CAT0信号携带的信息。

Claims (33)

1.一种用于发射信号的方法，包括步骤：

使用第一矩阵和第二矩阵，在包括基站和对应的接收机设备的小区中的基站处，将待发送到所述接收机设备中的一个的信号多路复用；

通过空-频分组编码，将多路复用后的信号映射到资源单元，该资源单元包括一对相邻副载波和预定数量的正交频分复用(OFDM)控制码元；以及

在小区的基站处，通过将多路复用后的信号重复发射预定次，每次重复发射，该多路复用后的信号重复映射到分布在频域中的多个离散资源单元。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述多路复用是码分复用(CDM)，所述第一矩阵是单位扩频矩阵，所述第二矩阵是表示信号的发射幅度的对角矩阵，并且所述信号来自经BPSK调制的(二进制相移键控调制)确认/非确认信号(ACK/NACK信号)，其中，BPSK调制中的一个星座点表示ACK值，以及BPSK调制中的另一星座点表示NACK值。

3.如权利要求2所述的方法，当经BPSK调制的ACK/NACK信号的扩频长度是2时，通过CDM从经BPSK调制的ACK/NACK信号变换而来的发射信号a＝[a₁，a₂]被定义为：

$a=\mathrm{SWb}=[s_1,s_2]\left[\begin{array}{c}{w}_1{b}_1\\ w_2{b}_2\end{array}\right]$

其中，b＝[b₁，b₂]是经BPSK调制的2个ACK/NACK比特；S＝[s₁，s₂]是单位扩频矩阵，其中每个扩频向量s₁，s₂的大小为2×1；并且W＝diag[w₁，w₂]是表示经BPSK调制的ACK/NACK比特的发射幅度的对角矩阵。

4.如权利要求3所述的方法，其中，所述多个离散资源单元中每一个都包括一对副载波和一个OFDM控制码元。

5.如权利要求4所述的方法，当总共4个ACK/NACK信号由具有不同功率设置的实部支路和虚部支路两者携带时，在实部支路上携带ACK/NACK信号的第一部分，以及在虚部支路上携带ACK/NACK信号的第二部分，通过CDM从经BPSK调制的ACK/NACK信号变换而来的发射信号a＝[a₁，a₂]被定义为：

$a=S(W_i{b}_i+j{W}_q{b}_q)=[s_1,s_2]\left[\begin{array}{c}{w}_{1,i}{b}_{1,i}+j{w}_{1,q}{b}_{1,q}\\ w_{2,i}{b}_{2,i}+j{w}_{2,q}{b}_{2,q}\end{array}\right]$

其中，b_i＝[b_1，i，b_2，i]是在实部支路上携带的2个经BPSK调制的ACK/NACK比特，b_q＝[b_1，q，b_2，q]是在虚部支路上携带的2个经BPSK调制的ACK/NACK比特；S＝[s₁，s₂]是单位扩频矩阵，其中每个扩频向量s₁，s₂大小为2×1；W_i＝diag[w_1，i，w_2，i]和W_q＝diag[w_1，q，w_2，q]是2个分别表示由实部支路和虚部支路携带的经BPSK调制的ACK/MACK比特的发射幅度的对角矩阵。

6.如权利要求5所述的方法，还包括步骤：

针对所有ACK/NACK信道设置最大功率不平衡；

在所有ACK/NACK信道中选择具有最高功率等级的信道；以及

通过下式调整与在所有ACK/NACK信道中所选择的具有最高功率等级的信道不同的ACK/NACK信道的功率等级：

P′_k＝max(P_k，P₁-P_IM)，k＝2，…，K.

其中，P_k’是经调整的、不同于在所有ACK/NACK信道中具有最高功率等级的信道的指定ACK/NACK信道的功率等级；P_k是指定ACK/NACK信道的原始功率等级；P₁是所有ACK/NACK信道中最高功率等级；P_IM是所设置的最大功率不平衡。

7.如权利要求6所述的方法，其中所设置的最大功率不平衡为10dB。

8.如权利要求1所述的方法，不论子帧中OFDM控制码元的总数多少，重复发射多路复用后的信号的预定次数都是固定的。

9.如权利要求8所述的方法，当OFDM控制码元的总数是1时，多路复用后的信号的所有重复发射都分配在子帧中的引导OFDM码元中并且在频域中被扩展，以最大化频率分集。

10.如权利要求8所述的方法，当OFDM控制码元的总数多于一个时，多路复用后的信号的重复发射被均匀分配在子帧中的每个控制OFDM码元中并且在频域中被扩展，以最大化频率分集。

11.如权利要求4所述的方法，当经BPSK调制的ACK/NACK信号由两个发射天线发射时，通过使用跨越两个发射天线的空间和频率分组编码方法来映射多路复用后的信号。

12.如权利要求2所述的方法，当多于一个小区在同一时间发射经BPSK调制的ACK/NACK信号并且一个子帧中OFDM控制码元的总数是1时，还包括小区专属跳频的步骤。

13.如权利要求2所述的方法，当多于一个小区在同一时间发射经BPSK调制的ACK/NACK信号并且一个子帧内OFDM控制码元的总数多于一个时，还包括跨越时-频资源随机跳频的步骤，其中在跳频过程中保持资源单元。

14.如权利要求2所述的方法，当经BPSK调制的ACK/NACK信号的扩频长度是4并且由实部支路和虚部支路两者携带总共8个经BPSK调制的ACK/NACK信号时，通过CDM从经BPSK调制的ACK/NACK信号变换而来的发射信号a＝[a₁，…，a₄]被定义为：

$a=S(W_i{b}_i+j{W}_q{b}_q)=[s_1,...,s_4]\left[\begin{array}{c}{w}_{1,i}{b}_{1,i}+j{w}_{1,q}{b}_{1,q}\\ .\\ .\\ .\\ w_{4,i}{b}_{4,i}+j{w}_{4,q}{b}_{4,q}\end{array}\right]$

其中，b_i＝[b_1，i，…，b_4，i]表示在实部支路上携带的4个经BPSK调制的ACK/NACK比特；b_q＝[b_1，q，…，b_4，q]表示在虚部支路上携带的4个经BPSK调制的ACK/NACK比特；S＝[s₁，…，s₄]是单位扩频矩阵，其中每个扩频向量s₁，…，s₄大小为4×1；并且W_i＝diag[w_1，i，…，w_4，i]和W_q＝diag[w_1，q，…，w_4，q]是分别表示在实部支路和虚部支路上经BPSK调制的ACK/NACK比特的发射幅度的两个对角矩阵。

15.如权利要求14所述的方法，当经BPSK调制的ACK/NACK信号由两个发射天线发射时，通过使用跨越两个发射天线的空间和频率分组编码方法来映射多路复用后的信号。

16.一种发射Category 0比特的方法，包括步骤：

基于Category 0比特的状态数量，通过预定方法调制Category 0比特；

在子帧内的引导正交频分复用(OFDM)码元上携带Category 0比特；

通过频率选择发射分集(FSTD)方法映射经调制的Category 0比特；以及

通过将经调制的Category 0比特重复发射预定次，每次重复发射，经调制的Category 0比特在频域中被扩频并且被映射到多个离散资源单元，所述多个离散资源单元中每一个都包括一对副载波和预定数量的正交频分复用(OFDM)控制码元。

17.如权利要求16所述的方法，重复发射经调制的Category 0比特的预定次数是所述多个离散资源单元的数量的2倍。

18.如权利要求16所述的方法，所述多个离散资源单元每个包括一对相邻副载波和一个正交频分复用(OFDM)控制码元。

19.如权利要求18所述的方法，当由两个发射天线发射Category 0比特并且在两个发射天线处的多个离散资源单元在频域中具有完全相同的结构时，

对于第一发射天线，经调制的Category 0比特被映射到所述多个离散资源单元中每一个内的相邻副载波对的第一副载波；

对于第二发射天线，经调制的Category 0比特被映射到所述多个离散资源单元中每一个内的相邻副载波对的第二副载波，该第二副载波不同于第一副载波。

20.如权利要求17所述的方法，当多于一个小区在同一时间发射Category 0比特时，还包括小区专属跳频的步骤。

21.如权利要求16所述的方法，所述重复发射经调制的Category 0比特的预定次数的范围从12到16。

22.如权利要求16所述的方法，所述多个离散资源单元包括两个离散副载波和预定数量的正交频分复用(OFDM)控制码元。

23.如权利要求19所述的方法，还包括通过将标准正交矩阵应用于所述多个离散资源单元的正交扩频的步骤。

24.如权利要求23所述的方法，所述标准正交矩阵是从下列选择的一个：

$T_0=\left[\begin{array}{cc}a& -a^{*}\\ a& a^{*}\end{array}\right],$ $T_1=\left[\begin{array}{cc}a& a^{*}\\ a& -a^{*}\end{array}\right],$ $T_2=\left[\begin{array}{cc}a& a\\ a& -a\end{array}\right]$

$T_3=\left[\begin{array}{cc}a& -a\\ a& a\end{array}\right],$ $T_4=\left[\begin{array}{cc}a& -\mathrm{ja}\\ a& \mathrm{ja}\end{array}\right],$ $T_5=\left[\begin{array}{cc}a& \mathrm{ja}\\ a& -\mathrm{ja}\end{array}\right].$

其中，元素[T]_m，n表示在第m发射天线以及第n副载波或第n时隙上发射Category 0比特，其中m＝1，2，n＝1，2。

25.如权利要求16所述的方法，

当Category 0比特包括4种状态时，所述调制为正交相移键控QPSK调制；以及

当Category 0比特包括3种状态时，所述调制为三相移键控3PSK调制。

26.如权利要求18所述的方法，还包括步骤：

基于Category 0比特的状态数量，通过(3，2，2)二进制线性代码，将Category 0比特映射成码本的3比特码字；

当所述多个离散资源单元的数量的4倍的数能够被3整除时，重复该3比特码字预定次，以便组成具有预定次数的比特序列，该预定次数是所述多个离散资源单元的数量的2倍；

将所述比特序列与所述多个离散资源单元进行速率匹配；以及

发射携带Category 0比特的信息的比特序列。

27.如权利要求26所述的方法，当Category 0比特的状态数量为4时，对于Category 0比特的每种状态，所述3比特码字是从这样的码本中选择的，该码本是与Category 0比特的指定状态对应的“111”、“100”、“010”和“001”的组。

28.如权利要求26所述的方法，当Category 0比特的状态数量为3时，对于Category 0比特的每种状态，所述3比特码字是从这样的子码本中选择的一个，该子码本包含与Category 0比特的指定状态对应的“111”、“100”、“010”和“001”中任意三个的组。

29.如权利要求27所述的方法，还包括步骤：

当所述多个离散资源单元的数量的4倍的数不能被3除尽时，重复3比特码字预定次，以便组成比特序列的子比特序列，所述预定次数由4K/3的商的基来定义，也即数学公式中的

其中K是资源单元的数量；以及

通过将子比特序列与所选择的与Category 0比特的指定状态对应的码字的、一定数量的引导比特(leading bit)连接来生成所述比特序列，引导比特的数量为4K/3的余数，也即数学公式中的

30.一种发射确认(ACK)/非确认(NACK)信号的方法，包括步骤：

通过使用二进制相移键控(BPSK)方法来调制ACK/NACK信号；

在实部支路和虚部支路上携带经调制的ACK/NACK信号；

通过频率选择发射分集(FSTD)来映射经调制的ACK/NACK信号；以及

通过将经调制的ACK/NACK信号重复发射预定次，每次重复发射，经调制的ACK/NACK信号在频域中被扩频并且被映射到多个离散资源单元，所述多个离散资源单元每个包括一对副载波和预定数量的正交频分复用(OFDM)控制码元。

31.一种发射信号的方法，包括步骤：

通过使用第一矩阵和第二矩阵，在包括基站和对应的接收机设备的小区中的基站处，将待发送到所述接收机设备中的一个的信号多路复用；以及

通过空-频分组编码，将多路复用后的信号映射到资源单元，该资源单元包括一对相邻副载波和2个正交频分复用(OFDM)控制码元；以及

在小区的基站处，通过将多路复用后的信号重复发射预定次，每次重复发射，该多路复用后的信号重复映射到分布在频域中的多个离散资源单元。

32.如权利要求31所述的方法，在所述多个离散资源单元的每一个内，信号的两个引导比特被映射到第一OFDM控制码元内的第一副载波对并且信号的两个终止比特(ending bit)被映射到第二副载波对，该第二副载波对与第二OFDM控制码元内第一副载波对的频率相同。

33.如权利要求31所述的方法，在所述多个离散资源单元的每一个内，信号的两个引导比特和信号的两个终止比特被交替映射到第一OFDM控制码元内的第一副载波对。

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