KR20090128507A

KR20090128507A - 무선 통신 시스템에서 확인응답 및 카테고리 0 비트들을 위한 송신 다이버시티

Info

Publication number: KR20090128507A
Application number: KR1020097021993A
Authority: KR
Inventors: 파룩 칸; 초우유에 피; 지앤종 장
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2007-04-26
Filing date: 2008-04-24
Publication date: 2009-12-15
Also published as: AU2008244896C1; KR101527699B1; CN101689905B; CA2787813A1; CA2787813C; EP3032758A1; JP2014241623A; US7990920B2; AU2008244896B2; WO2008133440A1; CA2684884C; JP2010525721A; EP2140576A4; DE202008018270U1; JP2012147464A; EP3032758B1; JP5596728B2; EP2140576A1; JP4995318B2; KR20140141670A

Abstract

확인응답(ACK)/부정확인응답(NACK) 신호 전송 방법은, ACK/NACK 신호들을 다중화하는 단계 및 상기 다중화된 신호를 소정의 회수로 반복하여 전송하고, 상기 전송의 각 반복에서 상기 다중화된 신호는 주파수 영역에서 확산되고, 다수의 이산 자원 유닛들에 맵핑되고, 상기 다수의 이산 자원 유닛들 각각은 한 쌍의 이웃 서브캐리어들과 소정 개수의 직교주파수분할다중화(OFDM) 제어 심볼들을 포함하는 단계를 포함한다.

카테고리 0 비트들을 전송하는 방법은, 상기 카테고리 0 비트들을 변조하는 단계; 상기 변조된 카테고리 0 비트들을 반복 전송하고, 상기 전송의 각 반복에서 상기 변조된 카테고리 0 비트들은 주파수 영역에서 확산되고, 다수의 이산 자원 유닛들에 맵핑되고, 상기 다수의 이산 자원 유닛들 각각은 한 쌍의 이웃 서브캐리어들과 소정 개수의 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 제어 심볼들을 포함하는 단계; 및 상기 변조된 카테고리 0 비트들을 주파수 선택적 전송 다이버시티(FSTD)를 통해 맵핑하는 단계를 포함한다.

확인응답(ACK), 부정확인응답(NACK), 카테고리 0 비트, 송신 다이버시티

Description

무선 통신 시스템에서 확인응답 및 카테고리 0 비트들을 위한 송신 다이버시티{TRANSMIT DIVERSITY FOR ACKNOWLEDGEMENT AND CATEGORY 0 BITS IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선 통신 시스템에서 확인응답(ACK: Acknowledgement) 및 카테고리 0 비트들을 전송하는 방법들 및 장치들에 관한 것으로, 특히 지정된 비트 에러율에서 지정된 목표 커버리지(coverage)에 대해 송신 전력 및 시간-주파수 전송 기회 모두에 있어 기지국 자원의 이용을 최소화하는, 확인응답(ACK)/부정확인응답(NACK: NonAcknowledgement) 및 카테고리 0 비트들을 전송하는 과정 및 장치에 관한 것이다.

본 발명의 2가지 참조 문헌은 다음과 같다.

[1] 3GPP RAN WG1#48bis Chairman's Notes, 2007년 3월, 몰타.

[2] R1-050271, "Evaluation of Diversity in Evolved UTRA", 삼성, RAN1#40bis, 중국 베이징, 2005년 4월.

확인응답(ACK) 채널 및 Cat0 (카테고리 0) 비트들에 대한 송신 다이버시티는 현재 LTE (Long Term Evolution) 표준 규격에서 완전히 개발되지는 않았다. ACK 채널의 경우, 다중화, 자원 맵핑 및 송신 다이버시티를 포함하는 완전한 솔루션이 아 직 제안되지 않았다. Cat0의 경우, 공간 주파수 블록 코딩 (SFBC: Space Frequency Block Coding)의 기본 가정으로 인해, 불필요한 추가적인 UE 복잡성이 발생하였다. 이는 SFBC가 한 번에 2개의 변조 심볼들과 가장 효율적으로 작용하는 반면, Cat0 비트들은 하나의 변조 심볼만을 형성하기 때문이다.

직교주파수분할다중화(OFDM)는 주파수 영역에서 데이터를 다중화하는 기술이다. 변조 심볼들은 주파수 서브캐리어들을 통해 전송된다. OFDM 심볼의 총 대역폭은 서브캐리어라는 협대역 주파수 유닛들로 분할된다. 서브캐리어들의 수는 상기 시스템에서 이용되는 FFT/IFFT 크기 N과 같다. 일반적으로, 데이터에 이용되는 서브캐리어들의 수는 N보다 작은데, 이는 주파수 스펙트럼의 가장자리(edge)에 위치하는 일부 서브캐리어들이 가드 서브캐리어들로 지정(reserved)되기 때문이다. 일반적으로, 가드 서브캐리어들을 통해서는 정보가 전송되지 않을 수 있다.

전형적인 셀룰러 무선 시스템은 무선 커버리지 영역 또는 셀을 정의하는 고정 기지국들(BS)를 포함한다. 일반적으로, 기지국과 이동국 사이에 위치하는 자연물과 인공물로 인해, 기지국과 이동국 사이에는 비 가시선(NLOS: non-line-of-sight) 무선 전파 경로가 존재한다. 그 결과, 반사, 회절 및 산란을 통해 무선파가 전파된다. 다운링크 방향의 이동국(MS) (업링크 방향의 BS)에 도착한 무선파는, 각 전파의 서로 다른 위상으로 인해 보강 및 상쇄 부가(constructive and destructive additions)을 겪게 된다. 이는, 셀룰러 무선 통신에서 주로 이용되는 고 캐리어 주파수(high carrier frequency)에서는 차등 전파 지연의 작은 변화가 각 무선파 위상의 큰 변화로 이어지기 때문이다. MS가 이동 중이거나 산란 환경에 변화가 있는 경우, 복합 수신 신호의 진폭 및 위상의 공간적 변화는, 레일레이 페이딩(Rayleigh fading) 또는 고속 페이딩으로 알려진 시간적 변화로 나타난다. 무선 채널의 시간에 따라 변화하는 특성으로 인해, 원하는 비트 에러 또는 패킷 에러 신뢰성을 제공하기 위해서는 매우 높은 신호 대 잡음 비(SNR)가 요구된다.

고속 페이딩의 영향을 제거하기 위해, 다이버시티가 널리 이용된다. 이를 위해, 동일한 정보를 포함하는 신호의 다수 개의 페이딩된 복사본들(replicas)이 수신기에 제공된다. 안테나 브랜치들 각각에서 독립적인 페이딩을 가정하면, 순간(instantaneous) SNR이 각 브랜치에서 특정 임계값 이하일 확률은 약 p ^L이며, 여기서 p는 각 안테나 브랜치에서 순간 SNR이 특정 임계값 이하일 확률이다.

이용에 적절한 다이버시티 방법들은 다음의 카테고리들, 즉 공간, 각도, 분극화, 필드, 주파수, 시간 및 다중경로 다이버시티에 포함된다. 공간 주파수는 다중 송신 또는 수신 안테나들을 이용하여 달성된다. 다중 안테나들 간의 공간 분리가 선택되어, 다이버시티 브랜치들이 송신 및 수신 안테나들 사이의 전송 중에 신호들 사이에 상관(correlation)이 거의 없거나 전혀 없이 페이딩을 겪도록 할 수도 있다. 송신 다이버시티는 수신기에 동일한 신호의 다수 개의 무상관(uncorrelated) 복사본들을 제공하기 위해 다중 송신 안테나들을 이용한다. 송신 다이버시티 방식은 개루프(open loop) 송신 다이버시티 방식과 폐루프(closed-loop) 송신 다이버시티 방식으로 분류될 수 있다. 개루프 송신 다이버시티 방식에서는, 수신기로부터의 피드백이 필요하지 않다. 폐루프 송신 다이버시티의 공지된 일 예에서, 수신기는 수신기에서 수신된 신호 전력을 극대화하기 위해 송신 안테나에서 적용되어야 하는 위상 및 진폭 조정을 계산한다. 선택 송신 다이버시티(STD: Selection Transmit Diversity)라 칭하는 폐루프 송신 다이버시티의 다른 예에서는, 수신기가 전송에 이용될 안테나(들)를 통해 피드백 정보를 송신기에 제공한다.

HARQ(Hybrid Automatic Repeat reQuestion)는 디코딩 실패를 제거하고 데이터 전송의 신뢰성을 향상시키기 위해 통신 시스템에서 널리 이용되고 있다.

N-채널 동기 HARQ는 그 단순성 때문에 무선 통신 시스템에서 종종 이용된다. 예를 들어, HARQ는 3GPP에서 LTE 업링크를 위한 HARQ 방식으로 받아들여져왔다.

일반적으로, HARQ를 이용하는 업링크에는 업링크 자원을 공유하는 사용자가 하나 이상 있으므로, 기지국이 다운링크에서 다중 ACK 신호들을 전송할 필요가 있다. 주어진 비트 에러율 요건에서 주어진 목표 커버리지에 대해 송신 전력 및 시간-주파수 전송 기회 모두에 있어서 기지국 자원 이용을 최소화하기 위해, 이러한 DL (다운링크) ACK 채널들은 이용 가능한 송신 다이버시티 방식을 이용하여 다중화되고 전송되어야 한다. 이러한 목적을 달성하는데 있어 솔루션이 아직 완성되지 않았다.

동적 카테고리 0 (Cat 0) 비트들은 3GPP LTE 표준 기구에서 이용되는 LTE 용어로서, 물리 제어 포맷 지시자 채널(PCFICH)이라고도 한다. Cat0의 역할은 다운링크 및 업링크 스케줄링 허가(grants)의 수를 나타냄으로써 다운링크 제어 채널의 디멘셔닝(스케일링)을 지원하는 것이다. 현재 유효한 가정 (3GPP RAN WG1#48bis Chairman's Notes, 2007년 3월, 말타)은 동적 Cat0 비트들이 최대 2 비트 사이즈를 가지며, 제어 채널 요소(CCE)가 존재하는 매 서브프레임 마다 전송되어야 한다. Cat0 비트들에 의해 전달되는 정보는, 서브프레임에서 모든 제어 채널들에 대해 이용되는 OFDM 심볼들의 수를 포함하되, 이에 제한되지 않는다. Cat0 비트들의 송신 다이버시티는 완성되지 않았으며, 본 발명의 목적은 채널에서 공간 다이버시티 및 주파수 다이버시티 모두를 얻는 간단하고 효율적인 송신 다이버시티를 제공하는 것이다.

따라서, 본 발명의 목적은 지정된 비트 에러율에서 지정된 목표 커버리지에 대한 송신 전력 및 시간-주파수 전송 기회 모두에 있어 기지국 자원의 이용을 최소화하기 위해 확인응답(ACK)을 전송하는 개선된 과정 및 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 Cat0 채널에서 공간 다이버시티 및 주파수 다이버시티 모두를 달성하는 간단하고 효율적인 송신 다이버시티 방식을 제공하는 것이다.

본 발명의 일 실시예에서, ACK 채널의 주어진 반복/전송을 위해 간섭 평균화를 이용하고 몇 번의 반복/재전송에 걸쳐 간섭 무작위화(randomization)를 확보하기 위해서, 셀-특정 스크램블링과 연관되어 코드 분할 다중화(CDM)가 이용된다. 여기서, 확산(spreading) 길이 2가 선택될 수도 있으며, 확산 후의 결과 신호 벡터가 2×1 자원 유닛(RU)에 맵핑된다. 하나의 RU는 시간-주파수 자원 맵핑에서 2개의 이웃 서브캐리어들과 하나의 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심볼을 포함한다. 상기 언급한 CDM 방법에 더하여, 확산 후의 각 신호 벡터 a는 2개의 BPSK (binary phase shift keying) 변조된 ACK 비트들을 운반한다. 그러나, 서로 다른 전력 설정들을 가진 서로 다른 ACK 비트들을 운반하는데 I와 Q (실수 및 허수) 브랜치들 모두가 이용되는 경우 다중화 용량은 2배가 될 수도 있다.

ACK 채널 세트에 최대 전력 불균형이 적용될 수 있다. 적당한 최대 전력 불균형 값의 경우, 저전력 ACK 채널들에 요구되는 추가 전력은 최소이다. 전력 불균형에 대한 제한과 함께, Node-B는 또한 유사한 전력 설정을 가진 2개의 ACK 채널들을 동일한 복소 심볼의 I 및 Q 브랜치들에 적용하고자 할 수도 있다. Node-B는 셀 내의 기지국을 의미한다.

CDM 다중화 구조는 다음 단계들로 구성된 자원 맵핑 방법으로 이어진다.

1. 각 CDM된 벡터 a 가 R회 반복되며, 각 반복은 2×1 RU에 맵핑된다. 전체 반복 회수는 OFDM 제어 심볼들의 수 N에 관계없이 고정된다.

2. 제어 채널들에 대해 N=1 OFDM 심볼이 이용되면, 모든 R회 반복된 벡터들은 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되며, 주파수 다이버시티를 위해 주파수 영역에서 확산되어야 한다. 반면, N=2 또는 N=3 OFDM 심볼들이 이용되는 경우, 이러한 R회 반복된 벡터들은 OFDM 심볼들 사이의 전력 공유를 가능하게 하면서도 주파수 다이버시티를 유지하기 위해 시간 영역 및 주파수 영역 모두에서 확산될 수도 있다.

코드 분할 다중화(CDM) + 공간 주파수 블록 코딩(SFBC) + 반복 방법을 이용하여 맵핑하는 방법이 제안된다. CDM된 벡터 a 는 R회 반복 전송된다. 각 전송에서, 2개의 심볼들 [a₁, a₂]은 양 송신 안테나들에 걸쳐 SFBC를 이용하여 2×1 RU에 맵핑된다. 반복을 포함한 동일한 SFBC가 N=2 및 N=3 경우에 대해서도 이용될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에서, I/Q 영역 다중화와 동시에 확산 길이 4의 CDM이 이용된다. CDM + SFBC + 반복 방법을 이용한 맵핑의 일 예가 제안된다. 이 경우, 4개의 심볼들을 포함한 벡터 a가 주파수 영역에서 소정 회수 반복 전송된다. 각 전송에서, 2x2 RU가 요구될 수도 있다.

서로 다른 전송에서 벡터 a의 2 쌍의 심볼들의 맵핑 방법 및 그러한 맵핑 방법을 위한 서로 다른 심볼 쌍들에 걸친 상기 2 쌍의 심볼들의 치환이 제안된다. 이 경우, 벡터 a의 2 쌍의 심볼들은 각 송신 안테나에서 서로 다른 OFDM 심볼들로 번갈아 맵핑될 수 있다.

또 다른 실시예에서, 본 발명은 카테고리 0 비트들의 전송을 위해 다음과 같은 송신 다이버시티 방식들을 이용한다.

1. Cat0 비트들에 대해 4가지 상태가 요구되는 경우, QPSK (quadrature phase-shift keying) 변조가 이용될 수 있으며, Cat0 비트들에 대해 3가지 상태가 요구되는 경우, 3PSK (three phase shift keying) 변조가 이용될 수 있다. 변조된 Cat0 심볼은 a로 표현된다.

2. Cat0 비트들은 항상 서브프레임내의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송된다.

3. 상기 변조된 심볼 a은 2K회 반복되며, 이러한 2K 심볼들은 2×1 RU들에 맵핑되고, 각 RU는 시간-주파수 자원 맵핑에서 하나의 OFDM 심볼에 2개의 이웃 서브캐리어들을 포함한다. 상기 K는 RU들의 개수이다.

4. 2개의 송신 안테나들에 대해, 주파수 선택적인 송신 다이버시티(FSTD)와 반복 방법을 결합한 방법이 이용된다.

그러한 일관된 충돌을 피하고 간섭 평균화 이득을 확보하기 위한 일 방법으로서, 셀-특정 홉핑이 이용될 수 있다.

다이버시티 차수 8의 경우, "최악의 경우도 고려한" BER 성능을 보장하기 위해 QPSK 변조 Cat0 심볼에 대해 12-16 범위의 반복 회수가 요구될 수도 있다.

본 발명의 또 다른 실시예에서, Cat0 비트들의 하나의 반복에 대해 이용된 2×1 RU내의 2개의 서브캐리어들은 이웃한 서브캐리어들이 아닐 수도 있다.

본 발명의 또 다른 실시예에서, 각 반복에 대해, Cat0 심볼 a는 직교법선 행렬(ortho-normal matrix)을 이용하여 2개의 이웃 서브캐리어들에 걸친 2×1 RU에 공간 및 주파수에 걸쳐 확산된다. 이러한 직교법선 확산으로부터의 전송 행렬 T의 예들은 다음을 포함하되, 그에 한정되지 않는다.

.

상기 행렬들의 행이 치환된 버전들 또한 가능한 직교법선(ortho-normal) 확산 행렬들이다.

본 발명의 또 다른 실시예에서, 본 발명은 ACK 채널들에 대해 다음과 같은 송신 다이버시티 방식을 이용한다.

1. 어느 하나의 ACK 채널이 심볼로 BPSK 변조되거나, 2개의 ACK 채널들이 모두 BPSK 변조되거나 심볼 a로 I/Q 다중화된다. 다중화에서 CDM이 이용되지 않는다.

2. 변조된 ACK 심볼에 대해 (FSTD+반복) 방식이 이용될 수도 있다.

본 발명의 또 다른 실시예에서, 본 발명은 (3,2,2) 2진 선형 코드를 이용하여 2개의 Cat0 비트들을 3 비트 코드워드

로 맵핑하고, 이러한 코드워드는 코드워드 쌍들 간에 최소 해밍 거리 2를 갖는 4 사이즈의 코드북에 속한다. 3 가지 상태들이 Cat0 비트들에 의해 운반되는 경우, 그러한 코드북 C의 일 예는

이다. 3 비트 코드워드가 정해지면, 상기 3 비트 코드워드는 Cat0 비트들에 이용될 2K 채널 심볼들에 적합하도록 반복되고 레이트 매칭(rate-matched)된다. 여기서, 코딩된 채널 비트들에 대해 QPSK 변조가 이용된다. 또한, 4K가 3으로 분할 가능하지 않은 경우, 상기 레이트 매칭 과정이 필요하다. 이러한 경우, 코드워드

가

(즉, 4K/3의 몫) 회 반복되며, 그 결과 시퀀스가 코드워드

의 첫 번째

(즉, 4K/3의 나머지) 비트들과 연접된다. 이렇게 연접된 비트 시퀀스는 채널 심볼로 변조되고 맵핑될 최종 채널 비트 시퀀스이다.

본 발명의 또 다른 실시예에서, 3 가지의 상태가 2개의 Cat0 비트들에 의해 운반될 필요가 있는 경우, 코드워드

의 선택이 코드북의 서브셋으로 제한되며, 이러한 서브셋의 사이즈는 3개의 코드워드들이다. 예를 들어, 코드북 C의 가능한 서브셋은

이다.

본 발명의 더 완전한 이해 및 본 발명의 수반되는 이점들은, 동일한 참조 부호가 동일하거나 유사한 구성요소들을 나타내는 첨부된 도면들과 연관되어 고려될 때 하기의 상세한 설명을 참조함으로써 더 잘 이해되므로 쉽게 명백해질 것이다.

도 1은 송신기 체인 및 수신기 체인을 포함하는 OFDM 송수신기 체인을 도시하고 있다.

도 2는 Alamouti 2×1 공간-시간 다이버시티 방식을 도시하고 있다.

도 3은 Alamouti 2×1 공간-주파수 다이버시티 방식을 도시하고 있다.

도 4는 HARQ 동작의 예시이다.

도 5는 4 채널 동기 HARQ 동작의 일 예를 도시하고 있다.

도 6은 본 발명의 일 실시예의 원리에 따라 CDM된 ACK 채널들을 수신기 장치(RE)에 맵핑하는 일 예를 도시하고 있다.

도 7은 본 발명의 일 실시예의 원리에 따라 CDM 확산 길이가 2이고 반복 횟수가 6인 경우, CDM + SFBC + 반복 방법을 이용하여 맵핑하는 방법의 일 예를 도시하고 있다.

도 8은 본 발명의 일 실시예의 원리에 따라 CDM 확산 길이가 4이고 반복 횟 수가 4인 경우, CDM + SFBC + 반복 방법을 이용하여 맵핑하는 방법의 일 예를 도시하고 있다.

도 9는 본 발명의 일 실시예의 원리에 따라 도 8에 도시된 바와 같은 맵핑 방법의 경우 서로 다른 전송들에서 2 쌍의 심볼들의 맵핑을 교대하고 서로 다른 심볼 쌍들에 걸쳐 상기 2 쌍의 심볼들의 치환하는 일 예를 도시하고 있다.

도 10은 본 발명의 일 실시예의 원리에 따라 반복 횟수가 6인 경우 변조된 카테고리 0 심볼들의 RE에 대한 맵핑, FSTD + 반복의 일 예를 도시하고 있다.

도 11은 서로 다른 다이버시티 수신들에 대한 비트 에러율 (BER) 성능을 예시한 로그 스케일 그래프이다.

도 12는 ACK/NACK 신호들을 전송하는 흐름도 및 ACK/NACK 신호들을 수신하는 흐름도를 도시하고 있다.

도 13은 ACK/NACK 신호들을 전송하는 흐름도 및 카테고리 0(CAT0) 신호들을 수신하는 흐름도를 도시하고 있다.

현재 LTE (Long Term Evolution) 표준 규격에는 아직 확인응답(ACK) 채널 및 카테고리 0(Cat0) 비트들에 대한 송신 다이버시티가 완전히 개발되지 않았다. ACK 채널의 경우, 다중화, 자원 맵핑 및 송신 다이버시티를 포함하는 완전한 솔루션이 아직 제안되지 않았다. Cat0의 경우, 공간 주파수 블록 코딩(SFBC: Space Frequency Block Coding)의 기본 가정으로 인해, 불필요한 추가적인 UE 복잡성이 발생하였다. 이는 SFBC가 한 번에 2개의 변조 심볼들과 가장 효율적으로 작용하는 반면, Cat0 비트들은 하나의 변조 심볼만을 형성하기 때문이다.

직교주파수분할다중화(OFDM)는 주파수 영역에서 데이터를 다중화하는 기술이다. 변조 심볼들은 주파수 서브캐리어들을 통해 운반된다. 도 1은 송신기 체인 및 수신기 체인을 포함하는 OFDM 송수신기 체인을 도시하고 있다. OFDM 송수신기 체인의 예가 도 1에 도시되어 있다. 송신기 체인(100)에서, 제어 신호들 또는 데이터 신호들이 변조기(101)에 의해 변조되고, 변조된 신호들은 직렬-병렬 변환기(112)에 의해 직렬에서 병렬로 변환된다. 역 고속 푸리에 변환(IFFT)부(114)는 상기 변조된 신호 또는 데이터를 주파수 영역에서 시간 영역으로 이동시키는데 이용되며, 시간 영역으로 이동된 변조 신호들은 병렬-직렬 변환기(116)에 의해 병렬에서 직렬로 변환된다. CP(Cyclic Prefix) 삽입단(118)에서 CP 또는 ZP(Zero Prefix)가 각 OFDM 심볼에 추가되어, 다중경로 페이딩 채널(122)에서의 다중경로 페이딩으로 인한 영향을 피하거나 이를 완화시킨다. CP 삽입단(118)으로부터의 신호들은 송신기 전단 처리부(120), 예를 들면 송신 안테나들(도 1에 미도시)로 인가된다. 따라서, 송신기 체인(100)에 의해 전송된 신호들은 수신기 체인(140)에 의해 수신된다. 수신기 체인(140)에서, 완벽한 시간 및 주파수 동기화가 달성된다고 가정하면, 수신기 전단 처리부(124), 예를 들어 수신 안테나들(도 1에 미도시)에 의해 수신된 신호들은, 수신된 신호의 CP를 제거하는 CP 제거단(126)에 의해 처리된다. CP 제거단(126)에서 처리된 신호들은 직렬-병렬 변환기(128)에 의해 직렬에서 병렬로 변환된다. 고속푸리에변환(FFT)부(130)는, 병렬-직렬 변환기(132)에 의한 병렬-직렬 변환 및 신호 복조기(134)에 의한 복조를 포함하는 후속 처리를 위해, 수신된 신호들 을 시간 영역에서 주파수 영역으로 이동시킨다.

OFDM 시스템에서 총 대역폭은 서브캐리어라는 협대역 주파수 유닛들로 분할된다. 서브캐리어들의 수는 상기 시스템에서 이용되는 FFT/IFFT 크기 N과 같다. 일반적으로, 데이터에 이용되는 서브캐리어들의 수는 N보다 작은데, 이는 주파수 스펙트럼의 가장자리(edge)에 위치하는 일부 서브캐리어들이 가드 서브캐리어들로 지정(reserved)되기 때문이다. 일반적으로, 가드 서브캐리어들을 통해서는 정보가 전송되지 않을 수 있다.

전형적인 셀룰러 무선 시스템은 무선 커버리지 영역 또는 셀을 정의하는 고정 기지국들(BS)을 포함한다. 일반적으로, 기지국과 이동국 사이에 위치하는 자연물과 인공물로 인해, 기지국과 이동국 사이에는 비 가시선(NLOS: non-line-of-sight) 무선 전파 경로가 존재한다. 그 결과, 반사, 회절 및 산란을 통해 무선파가 전파된다. 다운링크 방향의 이동국(MS) (업링크 방향의 BS)에 도착한 무선파는, 각 전파의 서로 다른 위상으로 인해 보강 및 상쇄 부가(constructive and destructive additions)를 겪게 된다. 이는, 셀룰러 무선 통신에 주로 이용되는 고 캐리어 주파수(high carrier frequency)에서는 차등 전파 지연의 작은 변화가 각 무선파 위상의 큰 변화로 이어지기 때문이다. MS가 이동 중이거나 산란 환경에 변화가 있는 경우, 복합 수신 신호의 진폭 및 위상의 공간적 변화는, 레일레이 페이딩(Rayleigh fading) 또는 고속 페이딩으로 알려진 시간적 변화로 나타난다. 무선 채널의 시간에 따라 변화하는 특성으로 인해, 원하는 비트 에러 또는 패킷 에러 신뢰성을 제공하기 위해서는 매우 높은 신호 대 잡음 비(SNR)가 요구된다.

고속 페이딩의 영향을 제거하기 위해, 다이버시티가 널리 이용된다. 이를 위해, 동일한 정보를 포함하는 신호의 다수 개의 페이딩된 복사본들(replicas)을 수신기에 제공한다. 안테나 브랜치들 각각에서 독립적인 페이딩을 가정하면, 순간(instantaneous) SNR이 각 브랜치에서 특정 임계값 이하일 확률은 약 p ^L이며, 여기서 p는 각 안테나 브랜치에서 순간 SNR이 특정 임계값 이하일 확률이다.

이용에 적절한 다이버시티 방법들은 다음의 카테고리들, 즉 공간, 각도, 분극화, 필드, 주파수, 시간 및 다중경로 다이버시티에 포함된다. 공간 주파수는 다중 송신 또는 수신 안테나들을 이용하여 달성된다. 다중 안테나들 간의 공간 분리가 선택되어, 다이버시티 브랜치들이 송신 및 수신 안테나들 사이의 전송 중에 신호들 사이에 상관(correlation)이 거의 없거나 전혀 없이 페이딩을 겪도록 할 수도 있다. 송신 다이버시티는 수신기에 동일한 신호의 다수 개의 무 상관(uncorrelated) 복사본들을 제공하기 위해 다중 송신 안테나들을 이용한다. 송신 다이버시티 방식은 개루프(open loop) 송신 다이버시티 방식과 폐루프(closed-loop) 송신 다이버시티 방식으로 분류될 수 있다. 개루프 송신 다이버시티 방식에서는, 수신기로부터의 피드백이 필요하지 않다. 폐루프 송신 다이버시티의 공지된 일 예에서, 수신기는 수신기에서 수신된 신호 전력을 극대화하기 위해 송신 안테나에서 적용되어야 하는 위상 및 진폭 조정을 계산한다. 선택 송신 다이버시티(STD: Selection Transmit Diversity)라 칭하는 폐루프 송신 다이버시티의 다른 예에서는, 수신기가 전송에 이용될 안테나(들)를 통해 피드백 정보를 송신기에 제공한다.

개루프 송신 다이버시티 방식의 일 예로 Alamouti 2×1 공간-시간 다이버시티 방식을 들 수 있다. 도 2는 Alamouti 2×1 공간-시간 다이버시티 방식을 도시하고 있다. 이 방식에서는, 임의의 심볼 구간에서, 2 개의 데이터 심볼들이 2 개의 송신 안테나들 ANT1 및 ANT2로부터 동시에 전송된다. 도 2에 도시된 바와 같이, 제 1 심볼 구간 t1 동안, ANT1과 ANT2로부터 전송된 심볼들을 각각 S₁와 S₂라 하자. 다음 심볼 구간 동안, ANT1과 ANT2로부터 전송된 심볼들은 각각 -S₂ ^*와 S₁ ^*이며, 여기서 x*은 x의 복소 공액(complex conjugate)이다. 수신기에서의 특정 처리로, 원본 심볼들 S₁와 S₂가 복원될 수도 있다. 여기서, 수신기에서의 충실한 복원을 위해서는 ANT 1와 ANT 2에서의 순간 채널 이득 추정값들 h1 및 h2가 요구된다. 이는 수신기에서 채널 이득 추정을 제공하기 위해 양 안테나들 모두에서 별도의 파일롯 심볼들을 필요로 한다. Alamouti 코딩에 의해 달성되는 다이버시티 이득은 MRC (Maximum Ratio Combining)에서 달성될 수 있는 다이버시티 이득과 동일하다.

2×1 Alamouti 방식은 또한 공간-주파수 코딩된 형태로 구현될 수 있다. 도 3은 공간-주파수 코딩된 형태로 구현된 2×1 Alamouti 방식을 도시하고 있다. 이 경우, 2개의 심볼들이 서로 다른 주파수, 즉 서브캐리어들 f1 및 f2, 예를 들면 도 3에 도시된 바와 같은 OFDM 시스템에서 서로 다른 서브캐리어들을 통해 전송된다. 개루프 송신 다이버시티 방식에서 공간-주파수 코딩된 형태로 구현되는 경우, 도 3에 도시된 2×1 Alamouti 공간-주파수 다이버시티 방식은 임의의 심볼 구간 동안, 2 개의 데이터 심볼들이 2 개의 송신 안테나들 ANT1 및 ANT2로부터 동시에 전송된 다. 도 3에 도시된 바와 같이, 제 1 주파수 f1 동안, ANT1 및 ANT2로부터 전송된 심볼들을 각각 S₁와 S₂라 한다. 다음 심볼 구간 동안, ANT1 및 ANT2로부터 전송된 심볼들은 -S₂ ^*와 S₁ ^*이며, 여기서 x*는 x의 복소 공액을 나타낸다. 원본 심볼들 S₁와 S₂가 복원될 수도 있다. 여기서, 수신기에서의 충실한 복원을 위해서는 ANT 1와 ANT 2에서의 순간 채널 이득 추정값들 h1 및 h2가 요구된다. 이는 수신기에서 채널 이득 추정을 제공하기 위해 양 안테나들 모두에서 별도의 파일롯 심볼들을 필요로 한다. Alamouti 코딩에 의해 달성되는 다이버시티 이득은 MRC(Maximum Ratio Combining)에서 달성될 수 있는 다이버시티 이득과 동일하다.

서브캐리어들 f1, r1과 f2, r2에서 이동국이 수신한 신호들 r₁ 및 r₂는 다음과 같이 표현할 수 있다.

위 식에서, h1와 h2는 각각 ANT1과 ANT2로부터의 채널 이득을 나타낸다. 여기서, 주어진 안테나로부터의 채널은 서브캐리어들 f1 및 f2 사이에 변하지 않는다고 가정한다. 이동국은 수신된 신호들에 대해 등화(equalization)를 수행하고 상기 2개의 수신된 신호들 r1과 r2을 결합하여 심볼들 S1 및 S2를 복원한다.

전송된 심볼들 S1 및 S2 모두는 완전한(full) 공간 다이버시티를 달성한다는 것을 알 수 있다.

HARQ (Hybrid Automatic Repeat reQuestion)는 디코딩 실패를 제거하고 데이터 전송의 신뢰성을 향상시키기 위해 통신 시스템에서 널리 이용되고 있다. 도 4는 HARQ 동작의 예시이다. 데이터 패킷은 특정 유형의 순방향 에러 정정(FEC) 방식을 갖는 인코더(311)를 이용하여 코딩된다. 상기 패킷 데이터는 서브패킷 생성기(312)에 의해 처리되어 서브패킷 셋이 생성된다. 서브패킷, 예를 들어, 서브패킷 k는 코딩된 비트들 중 일부만을 포함할 수도 있다. 피드백 확인응답 채널(314)에 의해 제공되는 NAK 부정확인응답으로 나타낸 바와 같이, 송수신기(300)에 의한 서브패킷 k의 전송이 실패하면, 이 데이터 패킷을 재전송하기 위해 재전송 서브패킷, 즉 서브패킷 k+1이 제공된다. 서브패킷 k+1이 성공적으로 송수신되면, 피드백 확인응답 채널(314)에 의해 ACK 확인응답이 제공된다. 재전송 서브패킷들은 이전 서브패킷들과 는 다른 코딩된 비트들을 포함할 수 있다. 수신기는 디코더(313)가 수신한 모든 서브패킷들을 소프트하게 결합하거나 공동으로 디코딩하여 디코딩 가능성을 향상시킨다. 일반적으로, 전송의 최대 횟수는 신뢰성, 패킷 지연 및 구현 복잡성을 고려하여 구성된다.

N-채널 동기 HARQ는 그 단순성 때문에 무선 통신 시스템에서 종종 이용된다. 예를 들어, HARQ는 3GPP에서 LTE 업링크를 위한 HARQ 방식으로 받아들여져왔다. 도 5는 4 채널 HARQ 동작의 예를 도시하고 있다. 후속 전송들 사이의 고정된 타이밍 관계 때문에, 각 HARQ 채널에서의 전송 슬롯들은 인터레이스(interlace) 구조를 보인다. 예를 들어, 인터레이스 0은 슬롯 0, 4, 8, ..., 4k, ... 포함하고; 인터레이스 1은 슬롯 1, 5, 9, ..., 4k+1, ...포함하고; 인터레이스 2는 슬롯 2, 6, 10, ..., 4k+2, ... 포함하고; 인터레이스 3은 슬롯 3, 7, 11, ..., 4k+3, ...을 포함한다. 패킷은 슬롯 0에서 전송된다. 수신기는 패킷을 정확하게 디코딩한 후 ACK 확인응답을 송신기로 보낸다. 그 후, 송신기는 이 인터레이스의 다음 슬롯, 즉 슬롯 4에서 새로운 패킷의 전송을 시작한다. 그러나, 슬롯 4에서 전송되는 새로운 패킷의 첫번째 서브패킷은 적절히 수신되지 않는다. 송신기는 수신기로부터 NAK 부정확인응답을 수신한 후, 인터레이스 0의 다음 슬롯, 즉 슬롯 8에서 동일한 패킷의 또 다른 서브패킷을 전송한다. 인터레이스 1 내지 3도 인터레이스 0과 유사한 방식을 따른다. 때로는, 수신기가 패킷 경계, 즉 서브패킷이 새로운 패킷의 첫 번째 서브패킷인지 또는 재전송 서브패킷인지를, 검출하기가 어려울 수도 있다. 이러한 문제를 완화하기 위해, 상기 패킷에 대한 전송 포맷 정보를 운반하는 제어 채널에서 새로운 패킷 지시자가 전송될 수도 있다. 때로는, 수신기가 패킷을 검출하고 디코딩할 수 있도록 서브패킷 ID 및/또는 HARQ 채널 ID와 같은 더 정교한 형태의 HARQ 채널 정보가 제공될 수 있다.

일반적으로, HARQ를 이용하는 업링크에는 업링크 자원을 공유하는 사용자가 하나 이상 있으므로, 기지국이 다운링크에서 다중 ACK 신호들을 전송할 필요가 있다. 주어진 비트 에러율 요건에서 주어진 목표 커버리지에 대해 송신 전력 및 시간-주파수 전송 기회 모두에 있어서 기지국 자원 이용을 최소화하기 위해, 이러한 DL (다운링크) ACK 채널들은 이용 가능한 송신 다이버시티 방식을 이용하여 다중화되고 전송되어야 한다. 이러한 목적을 달성하는데 있어 솔루션이 아직 완성되지 않았으므로, 본 발명의 목적은 DL ACK 채널들에 대한 최적의 기지국 전송 시그널링을 획득하는 목표를 달성하는 데 있어서 완전한 솔루션을 제공하는 것이다.

동적 카테고리 0 (Cat 0) 비트들은 3GPP LTE 표준 기구에서 이용되는 LTE 용어로서, 물리 제어 포맷 지시자 채널(PCFICH)이라고도 한다. Cat0의 역할은 다운링크 및 업링크 스케줄링 허가(grants)의 수를 나타냄으로써 다운링크 제어 채널의 디멘셔닝(스케일링)을 지원하는 것이다.

현재 유효한 가정 (3GPP RAN WG1#48bis Chairman's Notes, 2007년 3월, 말타)은 동적 Cat0 비트들이 최대 2 비트 사이즈를 가지며, 제어 채널 요소(CCE)가 존재하는 매 서브프레임 마다 전송되어야 한다. Cat0 비트들에 의해 전달되는 정보는, 서브프레임에서 모든 제어 채널들에 대해 이용되는 OFDM 심볼들의 수를 포함하되, 이에 제한되지 않는다. Cat0 비트들의 송신 다이버시티는 완성되지 않았으며, 본 발명의 목적은 채널에서 공간 다이버시티 및 주파수 다이버시티 모두를 얻을 수 있도록 하는 간단하고 효율적인 송신 다이버시티를 제공하는 것이다.

3GPP RAN WG1#48bis Chairman's Notes (2007년 3월, 말타)와 R1-050271, "Evaluation of Diversity in Evolved UTRA", Samsung, RAN1#40bis (중국 베이징, 2005년 4월)은 관심있는 논문이다.

본 발명의 일 실시예에서, ACK 채널의 주어진 반복/전송을 위해 간섭 평균화를 이용하고 몇 번의 반복/재전송에 걸쳐 간섭 무작위화(randomization)를 확보하기 위해서, 셀-특정 스크램블링과 연관되어 코드 분할 다중화(CDM)가 이용된다. 여기서, 확산(spreading) 길이 2가 선택될 수도 있으며, 확산 후의 결과 신호 벡터가 2×1 자원 유닛(RU)에 맵핑된다. 하나의 RU는 시간-주파수 자원 맵핑에서 2개의 이웃 서브캐리어들과 하나의 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심볼을 포함함을 유의한다. b = [b₁, b₂]는 2개의 BPSK (binary phase shift keying) 변조된 ACK 비트들을 의미한다. S = [s ₁ , s ₂ ]는 단위 확산 행렬이며, 여기서 확산 벡터 s ₁ , s ₂ 는 사이즈가 2×1이며, CDM 확산 후의 전송 신호 a = [a₁, a₂]는 다음과 같다.

위 식에서, W= diag [w₁, w₂]는 ACK 비트들의 전송 진폭(amplitude)을 나타내 는 대각 행렬이다.

상기 언급된 CDM 방법과 함께, 확산 후의 각 신호 벡터 a는 2개의 BPSK 변조된 ACK 비트들을 운반한다. 그러나, 서로 다른 전력 설정들을 가진 서로 다른 ACK 비트들을 운반하는데 I와 Q (실수 및 허수) 브랜치들 모두가 이용되는 경우 다중화 용량은 2배가 될 수도 있다. 여기서, b _i = [b_1,i, b_2,i]는 I 브랜치(실수 브랜치)에서 운반되는 2개의 BPSK 변조된 ACK 비트들을 나타내고, b _q = [b_1,q, b_2,q]는 Q 브랜치(허수 브랜치)에서 운반되는 2개의 BPSK 변조된 ACK 비트들을 나타내고, S = [s ₁ , s ₂ ]는 단위 확산 행렬을 나타내며, 여기서 각 확산 벡터 s ₁ , s ₂ 의 사이즈는 2×1이며, CDM 확산 후의 전송 신호 a = [a₁, a₂]는 다음과 같다.

위 식에서,

및

은 I 및 Q 브랜치 각각에서 ACK 비트들의 전송 진폭을 나타내는 2개의 대각 행렬들이다.

CDM 및 I/Q 다중화 방식에서, 서로 다른 전력 레벨을 가진 ACK 채널들이 함께 다중화된다. 서로 다른 ACK 채널들 간의 전력 불균형이 너무 커지게 되면, 2×1 RU 내의 미미한 변화로 인한 채널 추정 에러 및 CDM 직교성 손실과 같은 결함이 고 전력 ACK 채널들보다 저전력 ACK 채널들에게 더 불리하게 작용한다.

이러한 영향을 줄이기 위해, 최대 전력 불균형 P_IM (dB)이 ACK 채널 셋에 적용된다. P₁,P₂,...,P_K은 함께 다중화되는 K (K는 확산 이득 2의 경우 4와 동일하거나 그 이하임)개의 ACK 채널들의 전력들(dB)이다. 보편적으로, P₁는 가장 큰 전력값으로 설정된다. 그러면, 나머지 ACK 채널 전력들 (dB)은 다음 식으로 조정된다.

.

P_IM가 적당한 값, 예를 들어 10dB일 때, 저전력 ACK 채널들에 요구되는 추가 전력이 최소이다. 이는 전체 Node-B 전력 소비는 고 전력 ACK 채널들에 의해 좌우되기 때문이다. 전력 불균형에 대한 제한과 함께, Node-B는 또한 유사한 전력 설정을 가진 2개의 ACK 채널들을 동일한 복소 심볼의 I 및 Q 브랜치들에 적용하고자 할 수도 있다. 복소 심볼은 복소수로 나타낼 수 있다. 복소수 (A+jB)는 2개의 A/N 신호들 A 및 B를 나타낸다. 여기서, j (또는 i)는 허수를 나타낸다. 복소수 (A+jB)의 실수 부분 A는 I부 또는 동상(in-phase) 부로 알려져 있다. 그리고, 복소수 (A+jB)의 허수 부분 B 는 Q부 또는 직교(Quadrature) 부로 알려져 있다. UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)에서의 용어 Node B는 송수신 기지국(base transceiver station: BTS)을 칭한다. Node-B는 셀의 기지국을 의미한다.

1. 각 CDM된 벡터 a가 R회 반복되며, 각 반복은 2×1 RU에 맵핑된다. 전체 반복 회수는 OFDM 제어 심볼들의 수 N에 관계없이 고정된다.

2. 제어 채널들에 대해 N=1 OFDM 심볼이 이용되면, 모든 R회 반복된 벡터들은 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되며, 주파수 다이버시티를 위해 주파수 영역에서 확산되어야 한다. 반면, N=2 또는 N=3 OFDM 심볼들이 이용되는 경우, 이러한 R회 반복된 벡터들은 OFDM 심볼들 사이의 전력 공유를 가능하게 하면서도 주파수 다이버시티를 유지하기 위해 시간 영역 및 주파수 영역 모두에서 확산될 수 있다. 도 6은 본 발명의 일 실시예의 원리에 따라 CDM된 ACK 채널들을 RE(receiver equipment)에 맵핑하는 예를 도시하고 있다. 이 예에서, 반복 횟수는 6으로 고정된다. 벡터 a는 2개의 이웃한 서브캐리어들 k₁, k₁+1; k₂, k₂+1; k₃, k₃+1; k₄, k₄+1; k₅, k₅+1; k₆, k₆+1 k₇, k₇+1; 및 k₈, k₈+1에 의해 반복적으로 운반된다. N=2 또는 3의 경우, 서로 다른 OFDM 제어 심볼들 상의 2×1 RU들은 주파수 다이버시티 이득을 최대화하기 위해 교호적으로 배치된다(staggered). 도 7은 본 발명의 일 실시예의 원리에 따라 CDM 확산 길이가 2이고 반복 횟수가 6인 경우, CDM + SFBC + 반복 방법을 이용하여 맵핑하는 방법의 일 예를 도시하고 있다. 여기서, 2개의 송신 안테나들의 경우에 대해서 송신 다이버시티 방식이 고려되며, 서브프레임의 첫 번째 심볼만이 도 7에 도시되어 있다. CDM된 벡터 a는 R회 반복하여 전송된다. 각 전송에서, 양 송신 안테나들 모두에 걸쳐 SFBC를 이용하여 2개의 심볼들 [a₁, a₂]이 2×1 RU에 맵핑된다. N=1 OFDM 제어 심볼의 경우에 대한 방식이 도 7에 도시되어 있으 며, 여기서 R=6회 반복이 이용된다. N=2와 N=3의 경우에도 반복을 포함한 동일한 SFBC가 이용될 수 있다. 안테나 1에서, I 브랜치로서의 심볼 a₁은 서브캐리어 k₁에 의해 운반되며, Q 브랜치로서의 심볼 -a₂ ^*은 서브캐리어 k₁+1에 의해 운반되고, 동일한 시나리오가 나머지 반복들에 대해서도 적용될 수 있다. 안테나 2에서, I 브랜치로서의 심볼 a₂은 서브캐리어 k₁에 의해 운반되며, Q 브랜치로서의 심볼 a₁ ^*은 서브캐리어 k₁+1에 의해 운반되고, 동일한 시나리오가 나머지 반복들에 대해서도 적용될 수 있다. 서브프레임은 보통 CP(cyclic prefix)의 경우에 14 개의 OFDM 심볼들로 구성되며, OFDM 제어 심볼들은 첫 번째 1 내지 3개의 OFDM 심볼들이다. OFDM 심볼들의 정확한 개수는 카테고리 0 비트들 또는 PCFICH 채널로 나타낸다.

각 안테나 상의 채널이 각 2×1 RU에서 변화되지 않는다고 가정하면, 확산 행렬 S의 직교성이 유지되고 UE는 표준 SFBC 다이버시티 결합 동작과 함께 단순한 역 확산만이 요구된다. 이 경우, 전파 채널에서 주파수 선택성이 충분하다면, 각 반복에 대해 다이버시티 차수 2가 달성되고 6회의 반복으로 12까지의 다이버시티 차수를 얻을 수 있다. SFBC는 또한 4-송신 안테나 시스템에 적용될 수 있다.

다중 셀 환경에서는, 셀 A로부터의 ACK 채널의 모든 R회 반복이 일관되게 셀 B로부터의 ACK 채널의 모든 R회 반복과 충돌하는 경우를 피하고자 할 것이다. 이러한 충돌을 피하기 위해, 이른바 간섭 평균화 이득이 다중 셀 환경에서 개발되었다. 그러한 일관된 충돌을 피하고 간섭 평균화 이득을 확보하기 위한 일 방법으로서, 셀-특정 홉핑이 이용될 수 있다. N개의 OFDM 제어 심볼들이 주어진 경우, 2×1 입도(granularity)의 RU가 홉핑 과정에서 유지된다는 가정하에서 가장 단순한 홉핑 방식은 모든 시간-주파수 자원들에 걸친 랜덤 홉핑이다.

본 발명의 다른 실시예에서, I/Q 영역 다중화와 동시에 확산 길이 4의 CDM이 이용된다. 여기서, b _i= [b_1,i,...,b_4,i]는 I 브랜치(실수 브랜치)상에서 운반될 4 개의 BPSK 변조된 ACK/NACK 비트들을 나타내며, b _q= [b_1,q,...,b_4,q]는 Q 브랜치(허수 브랜치)상에서 운반될 4 개의 BPSK 변조된 ACK/NACK 비트들을 나타내며, S = [s ₁,...,s ₄]는 단위 확산 행렬을 나타내며, 여기서 각 확산 벡터 s ₁,...,s ₄의 사이즈는 4×1이며, CDM 확산 후의 전송 신호 a = [a₁,...,a₄]는 다음과 같다.

위 식에서,

와

는 I 및 Q 브랜치 각각에서 ACK 비트들의 전송 진폭을 나타내는 2개의 대각 행렬들이다.

도 8은 본 발명의 일 실시예의 원리에 따라 CDM 확산 길이가 4이고 반복 횟수가 4인 경우, CDM + SFBC + 반복 방법을 이용하여 맵핑하는 방법의 일 예를 도시 하고 있다. 이 경우, 벡터 a는 주파수 영역에서 N회 반복 전송된다. 그러나, 각 전송에서, 첫 번째 2개 심볼들 [a₁, a₂]은 양 송신 안테나들 모두에 걸쳐 SFBC를 이용하여 인접 2×1(2개 서브캐리어, 1 OFDM 심볼) RU에 맵핑되는 반면, 다음 2개의 비트들 [a₃, a₄]은 양 송신 안테나들 모두에 걸쳐 SFBC를 이용하여 다음 OFDM 심볼의 이웃 2×1 RU에 맵핑된다. 처음 2개의 심볼들 [a₁, a₂]은 시간 1에서 서브캐리어들 k₁와 k₁+1에 의해 운반되며, 다음 2개의 심볼들 [a₃, a₄]은 시간 2에서 서브캐리어들 k₁와 k₁+1에 의해 운반된다. 따라서, 벡터 a의 각 반복을 전송하기 위해서는, 2×2 RU가 요구된다. 2×2 RU는 2개의 이웃 서브캐리어들과 2개의 OFDM 심볼들을 포함한다. 이러한 방식은 도 8에 도시되어 있으며, 여기서 R=4회 반복(4개의 2×2 RU들을 포함)이 도시되어 있다.

확산 및 서로 다른 전력 설정들로 인해, 벡터 a = [a₁,...,a₄]에서의 심볼들은 서로 다른 진폭들을 갖는다. 쌍 [a₁, a₂]와 쌍 [a₃, a₄]사이의 전력 차이가 크면, 도 8의 모든 반복들에서 2개의 2×1 RU들에 대한 이러한 2쌍의 심볼들의 일관된 맵핑은 2개의 OFDM 심볼들에서 전력 불균형을 유발할 수 있다. 도 9는 본 발명의 일 실시예의 원리에 따라 도 8에 도시된 바와 같은 맵핑 방법의 경우 서로 다른 전송들에서 2 쌍의 심볼들의 맵핑을 교대하고 서로 다른 심볼 쌍들에 걸쳐 상기 2 쌍의 심볼들의 치환하는 일 예를 도시하고 있다. 이러한 문제는 도 9에 도시된 바와 같이 서로 다른 전송들에서 이러한 2 쌍의 심볼들의 맵핑을 교대함으로써 쉽게 해결 할 수 있다. 도 8에 도시된 방식과 비교할 때, 도 9에 도시된 바와 같이 4번째 반복에서, 다음 2개의 심볼들 [a₃, a₄]은 안테나 1과 안테나 2 모두에서 시간 1에 전송된 심볼에 의해 운반되며, 첫 번째 2개 심볼들 [a₁, a₂]은 안테나 1과 안테나 2 모두에서 시간 2에 전송된 심볼에 의해 운반된다.

다른 실시예에서, 본 발명은 카테고리 0 비트들의 전송을 위해 다음과 같은 송신 다이버시티 방식들을 이용한다.

2. Cat0 비트들은 항상 서브프레임내의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송된다. 이러한 방법의 이유는, Cat0 맵핑이 OFDM 제어 심볼들의 수에 따라 변할 수 있다면, 추가적인 가정 테스트가 필요할 수도 있으며 동일한 BER 성능을 달성하기 위해 더 많은 송신 전력과 자원이 요구된다. 반면, Cat0 맵핑이 모든 서브프레임들에서 하나 이상의 OFDM 심볼, 예를 들어 3개의 OFDM 심볼들로 고정되면, 사용된 실제 OFDM 제어 심볼이 3보다 작으면 충돌 데이터 펑쳐링(puncturing) 문제가 발생할 수 있다.

3. 상기 변조된 심볼 a은 2K회 반복되나, 이러한 2K 심볼들은 2×1 RU들에 맵핑되고, 각 RU는 시간-주파수 자원 맵핑에서 하나의 OFDM 심볼에 2개의 이웃 서 브캐리어들을 포함한다. 따라서, 2K 심볼들은 K개의 RU들에 맵핑될 것이다. 최대 주파수 다이버시티 이득을 얻기 위해서는 주파수 영역에서 이러한 RU들이 확산되어야 한다. 이러한 2×1 RU 입도는 Cat0 자원 맵핑이 CCE의 전체 구조를 RE(receiver equipment) 맵핑에 쉽게 적합해지도록 하기 위한 것이다.

4. 2개의 송신 안테나들에 대해, 주파수 선택적인 송신 다이버시티(FSTD)와 반복 방법을 결합한 방법이 이용된다. 여기서, 변조된 심볼들 모두가 동일하고 FSTD가 동일한 공간 다이버시티 이득을 얻을 수 있으므로, SFBC는 권장되지 않는다. 따라서, SFBC의 추가적인 UE 복잡성을 피할 수 있다.

이러한 방법이 도 10에 명시되어 있다. 도 10은 본 발명의 일 실시예의 원리에 따라 반복 횟수가 6인 경우 변조된 카테고리 0 심볼들의 RE에 대한 맵핑, FSTD + 반복의 일 예를 도시하고 있다. 이 예에서, K는 6이다. 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼만이 도 10에 도시되어 있음에 유의한다. 도 10에 도시된 바와 같이, 벡터 a는 안테나 1에서 하나의 서브캐리어 k₁, k₂, k₃, k₄, k₅ 및 k₆에 의해 운반되며, 벡터 a는 안테나 2에서 하나의 서브캐리어 k₁+1, k₂+1, k₃+1, k₄+1, k₅+1 및 k₆+1에 의해 운반된다. 도 7 내지 10에 도시된 방식들과는 달리, 벡터 a는 전체적으로 도 10에 도시된 바와 같이 서로 다른 서브캐리어들에 할당되는 대신 지정된 서브캐리어에 할당된다.

다중 셀 환경에서는, 셀 A로부터의 Cat0 심볼의 모든 2K회 반복이 일관되게 셀 B로부터의 Cat0 심볼의 모든 2K회 반복과 충돌하는 경우를 피하고자 할 것이다. 이러한 충돌을 피하기 위해, 이른바 간섭 평균화 이득이 다중 셀 환경에서 개발되었다. 그러한 일관된 충돌을 피하고 간섭 평균화 이득을 확보하기 위한 일 방법으로서, 셀-특정 홉핑이 이용될 수 있다.

결정될 하나의 파라미터는 Cat0 심볼들에 필요한 반복들의 수이며, 이는 이전 섹션들에서 2K (K는 RU들의 개수)로 정의된다. 여기서, Cat0 심볼들에 대해 "최악의 경우도 고려한" 성능이 평가되며, 여기서 LTE Case 3 네트워크 구성에 대해 0.1%의 BER의 98% 커버리지가 요구된다. LTE Case 3는 LTE 연구에 의해 정의된 시뮬레이션 시나리오들 중 하나이며, 3GPP TR 25.814로부터 얻어진다. 98% 커버리지 포인트에서 기하값(Ior/Ioc)은 LTE Case 3의 경우 약 -6.7dB이다.

다이버시티 수신에 대한 비 코딩된 BER은 도 11에 도시되어 있으며, 도 11은 참조문헌 [2]로부터 발췌되었다. 도 11은 서로 다른 다이버시티 수신들에 대한 비트 에러율 (BER) 성능을 예시한 로그 스케일 그래프이다. AWGN은 가우시안 잡음 채널 모델이며, 서로 다른 다이버시티 차수들에 대한 시스템 성능들이 도 11에 도시되어 있다. 목표 다이버시티 차수 8(즉, L=8)을 가정하면, 0.1% BER (즉, BER=10^-3)이 8dB의 E_b/N_o로 달성되며, 이는 QPSK 변조된 Cat0 심볼들의 경우에는 11dB E_s/N_o로 변환될 수 있다. 98% 커버리지 포인트의 차이값(gap value)은 약 -6.7dB이므로, E_s/N_o은 11+6.7 = 17.7dB이다. 여기서, E_b/N_o는 비트당 에너지 대 잡음 전력 스펙트럼 밀도 비(Energy per bit to noise power spectral density ratio)이며, "비트당 SNR"로도 알려진 표준화된 신호 대 잡음비(SNR) 측정값이다. E_s/N_o는 심볼 당 에너 지 대 잡음 전력 스펨트럼 밀도 비(Energy per symbol per noise power spectral density)이다. 이러한 차이를 메우기 위해, 전력 부스팅(boosting)과 반복의 결합이 요구될 수도 있다. 반복 수가 2L=12로 선택되면(L은 다이버시티 차수), 반복 이득은 10log₁₀(12) = 10.8 dB이며, 전력 부스팅에 의해 채워질 차이는 약 17.7-10.8 = 6.9dB이다. 반복의 수가 2L=16로 증가되면, 반복 이득은 10log₁₀(16) = 12dB이며 요구되는 전력 부스팅은 17.7-12 = 5.7 dB이다. 이러한 분석은 채널 추정에서의 손실을 설명해주지는 않으며, 채널 추정 알고리즘에 따라 2 - 3 dB의 추가 마진이 필요하다. 결론적으로, 다이버시티 차수 8의 경우, "최악의 상황을 고려한" BER 성능을 보장하기 위해 QPSK 변조된 Cat0 심볼에 대해 반복 수 2L=12 내지 2L=16가 요구될 것이다.

본 발명의 다른 실시예에서, Cat0 비트들의 하나의 반복에 대해 이용되는 2×1 RU에서 2개의 서브캐리어들은 이웃하는 서브캐리어들이 아닐 수도 있다. 다시 말해, 도 10에 도시된 바와 같이 Cat0 심볼들의 2K 반복이 각 서브캐리어들 k₁, k₂, ..., k_2K에 맵핑되고, 공간 영역 및 주파수 영역 모두에서 다이버시티 이득을 최대화하기 위해 주파수 선택적 송신 다이버시티(FSTD)도 이용된다.

본 발명의 다른 실시예에서, Cat0 심볼들에 대한 반복을 포함하는 직교 확산이 이용될 수 있다. 각 반복에 대해, Cat0 심볼 a는 직교법선 행렬(ortho-normal matrix)을 이용하여 2개의 이웃 서브캐리어들에 걸친 2×1 RU에 공간 및 주파수에 걸쳐 확산된다. 이러한 직교법선 확산으로부터의 전송 행렬 T의 예들은 다음을 포 함하되, 그에 한정되지 않는다.

위 식에서, a^*는 a의 복소 공액이다.

상기 행렬들의 행이 치환된 버전들 또한 가능한 직교법선 확산 행렬들임에 유의한다. 이 방식에서, 도 10에 도시된 바와 같은 방식과 유사하게, K개의 2×1 RU들(각각은 2개의 이웃 서브캐리어들 및 하나의 OFDM 심볼에 걸침), 이용되는 K개의 2×1 RU들 각각, 그리고 직교법선 행렬들 중 하나가 심볼 a를 공간-주파수 자원에 맵핑하는데 이용된다. 수학식 (7)에서 선택된 지정된 행렬(예를 들어, 행렬 T₀)에 대해, m행 및 n열의 요소는

로 나타내며,

는 2-Tx 안테나들의 경우에 대해 m번째 안테나 및 n번째 서브캐리어 또는 n번째 타임슬롯(m=1,2 n=1,2)으로 전송되는 심볼을 나타낸다. T₀직교법선 확산을 적용하는 것은 SFBC를 이용하는 것에 상응한다는 것에 유의한다.

다른 실시예에서, 본 발명은 ACK 채널들에 대해 하기와 같은 또 다른 송신 다이버시티 방식을 이용한다.

2. 변조된 ACK 심볼에 대해 도 10에 도시된 것과 유사한 (FSTD + 반복) 방식이 이용될 수도 있다.

다른 실시예에서, 본 발명은 (3,2,2) 2진 선형 코드를 이용하여 2개의 Cat0 비트들을 3 비트 코드워드

로 맵핑하고, 이러한 코드워드는 코드워드 쌍들 간에 최소 해밍 거리 2를 갖는 4 사이즈의 코드북에 속한다. 길이 n 및 랭크 k(즉, 자신의 생성 행렬에 베이스(basis)로 k개의 코드워드들과 k개의 행들을 갖는), 그리고 최소 해밍 거리 d를 갖는 선형 코드를 (n, k, d) 코드라 칭한다. 여기서, 길이 n은 3이며, k는 2이고 베이스(base)로서 "0", "1"을 나타내며, 해밍 거리 d는 2이다. 3 가지 상태가 Cat0 비트들로 운반되는 경우, 이러한 코드북 C의 일 예는

이다. 3 비트 코드워드가 정해지면, 상기 3 비트 코드워드는 Cat0 비트들에 이용될 2K 채널 심볼들에 적합하도록 반복되고 레이트 매칭(rate-matched)된다. 여기서, 코딩된 채널 비트들에 대해 QPSK 변조가 이용된다. 2K=12 채널 심볼들이 이용 가능한 경우, 2×12 = 24 채널 비트들이 존재한다. 따라서, 24 비트 길이의 코딩된 비트 시퀀스를 형성하기 위해서는 코드워드

가 8회 반복될 것이며, 이 24 비트 시퀀스를 12개의 채널 심볼들로 맵핑하기 위해 QPSK 변조가 이용된다. 또한, 4K가 3으로 분할 가능하지 않은 경 우, 상기 레이트 매칭 과정이 필요하다. 이러한 경우, 코드워드

가

(즉, 4K/3의 몫) 회 반복되며, 그 결과 시퀀스가 코드워드

의 첫 번째

본 발명의 다른 실시예에서, 4 가지의 상태가 2개의 Cat0 비트들에 의해 운반될 필요가 있는 경우, 코드워드

의 선택이 코드북의 서브셋으로 제한되며, 이러한 서브셋의 사이즈는 3 개의 코드워드들이다. 예를 들어, 코드북 C의 가능한 서브셋은

이다.

도 12에 ACK/NACK 신호들을 전송하는 흐름도 및 ACK/NACK 신호들을 수신하는 흐름도가 도시되어 있다. ACK/NACK 신호 전송 흐름도에서, 단계 200은 BPSK 변조를 통해 ACK/NACK 신호를 변조하는 단계이고, 단계 201은 CDM을 통해 변조된 ACK/NACK 신호를 다중화하는 단계이고, 단계 203은 공간-주파수 블록 코딩에 의해 상기 다중화된 변조 ACK/NACK 신호를 한 쌍의 이웃한 서브캐리어들과 소정 개수의 OFDM 제어 심볼들을 갖는 자원 유닛에 맵핑하는 단계이며, 단계 205는 소정의 회수로 상기 다중화된 ACK/NACK를 반복적으로 전송하되, 각 반복은 주파수 영역에서 복수 개의 이산 자원 유닛들(discrete resource units)에 반복적으로 맵핑된 상기 다중화된 신호를 전송하는 단계이다. ACK/NACK 신호 수신 흐름도에서, 단계 211은 수신기 장치 가 기지국으로부터 전송된 ACK/NACK 신호들을 반복적으로 수신하는 단계이며, 단계 213은 코딩된 ACK/NACK를 디코딩하는 단계이며, 단계 214는 코딩된 ACK/NACK를 역 확산하는 단계이며, 단계 215는 상기 변조된 ACK/NACK를 복조하는 단계이다. 상기 수신기 장치는 상기 수신된 ACK/NACK 신호들에 의해 운반된 정보를 이용한다.

도 13에 ACK/NACK 신호들을 전송하는 흐름도 및 카테고리 0(CAT0) 신호들을 수신하는 흐름도를 도시되어 있다. 카테고리 0(CAT0) 신호 전송 흐름도에서, 단계 300은 QPSK 변조 또는 3PSK 변조를 통해 카테고리 0(CAT0) 신호를 변조하는 단계이고, 단계 301은 상기 CAT0 신호를 FSDM (frequency selective transmit diversity)을 통해 맵핑하는 단계이고, 단계 305는 상기 다중화된 CAT0 신호를 소정의 회수로 반복적으로 전송하는 단계이고, 단계 311은 수신기 장치가 기지국으로부터 전송된 CAT0 신호를 반복적으로 수신하는 단계이고, 단계 315는 상기 변조된 CAT0 신호를 복조하는 단계이다. 상기 수신기 장치는 수신된 CAT0 신호들에 의해 운반된 정보를 이용한다.

Claims

신호 전송 방법에 있어서,

기지국과 대응 수신기 장치들을 포함하는 셀의 기지국에서, 상기 수신기 장치들 중 하나로 전송될 신호를 제 1 행렬 및 제 2 행렬을 이용하여 다중화하는 단계;

공간-주파수 블록 코딩에 의해 상기 다중화된 신호를 한 쌍의 이웃 서브캐리어들과 소정 개수의 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 제어 심볼들을 포함하는 자원 유닛으로 맵핑하는 단계; 및

상기 셀의 기지국에서, 상기 다중화된 신호를 소정의 회수로 반복하여 전송하고, 상기 전송의 각 반복에서 상기 다중화된 신호는 주파수 영역에서 확산된 다수의 이산 자원 유닛들에 맵핑되는 단계를 포함하는 신호 전송 방법.
제 1항에 있어서,

상기 다중화는 코드 분할 다중화(CDM)이고, 상기 제 1 행렬은 단위 확산 행렬이고, 상기 제 2 행렬은 상기 신호의 전송 진폭을 나타내는 대각 행렬이고, 상기 신호는 BPSK(binary phase shift keying) 변조된 확인응답/부정확인응답(ACK/NACK) 신호로부터의 것이며, BPSK 변조에서 하나의 성상점(constellation point)은 ACK 값을 나타내며 BPSK 변조에서 나머지 성상점은 NACK 값을 나타내는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
제 2항에 있어서,

상기 BPSK 변조된 ACK/NACK 신호의 확산 길이는 2이며, 상기 CDM을 통해 상기 BPSK 변조된 ACK/NACK 신호로부터 변환된 전송 신호 a=[a₁. a₂]는
로 정의되며,

여기서 b=[b₁. b₂]는 2 개의 BPSK 변조된 ACK/NACK 비트들이며, S=[s ₁. s ₂]는 단위 확산 행렬이고, 확산 벡터들 s ₁. s ₂각각의 사이즈는 2×1이고, W= diag [w₁, w₂]는 상기 BPSK 변조된 ACK/NACK 비트들의 전송 진폭을 나타내는 대각 행렬임을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
제 3항에 있어서,

상기 다수의 이산 자원 유닛들 각각은 한 쌍의 서브캐리어들과 하나의 OFDM 제어 심볼을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
제 4항에 있어서,

총 4개의 ACK/NACK 신호들이 서로 다른 전력 설정을 갖는 실수 브랜치와 허수 브랜치 모두에 의해 운반되는 경우, ACK/NACK 신호들의 제 1 부분은 상기 실수 브랜치에 의해 운반되고 ACK/NACK 신호들의 제 2 부분은 상기 허수 브랜치에 의해 운반되며, 상기 CDM을 통해 상기 BPSK 변조된 ACK/NACK 신호로부터 변환된 전송 신호 a=[a₁. a₂]는
로 정의되며,

여기서 b _i =[b_1,i. b_2,i]는 실수 브랜치에 의해 운반되는 2 개의 BPSK 변조된 ACK/NACK 비트이고, b _q=[b_1,q. b_2,q]는 허수 브랜치에 의해 운반되는 2 개의 BPSK 변조된 ACK/NACK 비트이며, S=[s ₁. s ₂]는 단위 확산 행렬이며, 확산 벡터들 s ₁. s ₂각각의 사이즈는 2×1이고,
와
는 각각 상기 실수 브랜치와 상기 허수 브랜치에 의해 운반되는 BPSK 변조된 ACK/NACK 비트들의 전송 진폭들을 나타내는 2개의 대각 행렬임을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
제 5항에 있어서,

모든 ACK/NACK 채널들에 대해 최대 전력 불균형을 설정하는 단계;

상기 모든 ACK/NACK 채널들 중에서 가장 높은 전력 레벨을 갖는 채널을 선택하는 단계; 및

상기 모든 ACK/NACK 채널들 중 가장 높은 전력 레벨을 가지는 상기 선택된 채널과 다른 ACK/NACK 채널들의 전력 레벨들을 수학식
에 의해 조정하는 과정을 포함하고,

여기서, P_k ^'는 상기 모든 ACK/NACK 채널들 중 가장 높은 전력 레벨을 갖는 채널과 다른 지정된 ACK/NACK 채널의 조정된 전력 레벨이며, P_k는 상기 지정된 ACK/NACK 채널의 원래 전력 레벨이며, P₁은 상기 모든 ACK/NACK 채널들 중 가장 높은 전력 레벨이며, P_IM은 상기 설정된 최대 전력 불균형임을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
제 6항에 있어서,

상기 설정된 최대 전력 불균형은 10dB인 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
제 1항에 있어서,

상기 다중화된 신호의 전송을 반복하는 소정의 회수는 서브프레임 내의 OFDM 제어 심볼들의 총 개수와 관계없이 고정되어 있는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
제 8항에 있어서,

상기 OFDM 제어 심볼의 총 개수가 1인 경우, 상기 다중화된 신호의 모든 반복 전송은 서브프레임 내의 선두 OFDM 심볼에 할당되며 주파수 다이버시티를 최대화하기 위해 주파수 영역에서 확산되는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
제 8항에 있어서,

상기 OFDM 제어 심볼의 총 개수가 1 이상인 경우, 상기 다중화된 신호의 모든 반복 전송은 서브프레임 내의 제어 OFDM 심볼들 각각에서 균일하게 할당되며 주파수 다이버시티를 최대화하기 위해 주파수 영역에서 확산되는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
제 4항에 있어서,

상기 BPSK 변조된 ACK/NACK 신호가 2개의 송신 안테나들에 의해 전송되는 경우, 상기 다중화된 신호는 상기 2개의 송신 안테나들에 걸쳐 공간 및 주파수 블록 코딩 방법을 이용하여 맵핑되는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
제 2항에 있어서,

하나 이상의 셀이 상기 BPSK 변조된 ACK/NACK 신호들을 한꺼번에 전송하고 하나의 서브프레임 내에 상기 OFDM 제어 심볼의 총 개수가 1인 경우, 셀-특정 홉핑 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
제 2항에 있어서,

하나 이상의 셀이 상기 BPSK 변조된 ACK/NACK 신호들을 한꺼번에 전송하고 하나의 서브프레임 내에 상기 OFDM 제어 심볼의 총 개수가 1 이상인 경우, 시간-주파수 자원들에 걸쳐 랜덤 홉핑하고, 상기 자원 유닛들은 상기 홉핑 과정에서 유지되는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
제 2항에 있어서,

상기 BPSK 변조된 ACK/NACK 신호의 확산 길이가 4이고 총 8개의 BPSK 변조된 ACK/NACK 신호들이 상기 실수 브랜치 및 허수 브랜치 모두에 의해 운반되는 경우, 상기 CDM을 통해 BPSK 변조된 ACK/NACK 신호로부터 변환된 전송 신호 a = [a₁,...,a₄]는
로 정의되며,

여기서, b _i= [b_1,i,...,b_4,i]는 상기 실수 브랜치에 의해 운반되는 4 개의 BPSK 변조된 ACK/NACK 비트를 나타내고, b _q= [b_1,q,...,b_4,q]는 상기 허수 브랜치에 의해 운반되는 4 개의 BPSK 변조된 ACK/NACK 비트를 나타내고, S = [s ₁,...,s ₄]는 단위 확산 행렬이며, 확산 벡터들 s ₁,...,s ₄각각은 사이즈가 4×1이고,
와
는 실수 브랜치 및 허수 브랜치에서 BPSK 변조된 ACK/NACK 비트들의 전송 진폭을 나타내는 2개의 대각 행렬임을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
제 14항에 있어서,

상기 BPSK 변조된 ACK/NACK 신호가 2개의 송신 안테나들에 의해 전송되는 경우, 상기 다중화된 신호는 상기 2개의 송신 안테나들에 걸쳐 공간 및 주파수 블록 코딩 방법을 이용하여 맵핑되는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
카테고리 0 비트들을 전송하는 방법에 있어서,

상기 카테고리 0 비트들의 상태들의 개수에 기반하여 소정의 방법으로 상기 카테고리 0 비트들을 변조하는 단계;

서브프레임 내 선두의 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심볼 상에서 상기 카테고리 0 비트들을 운반하는 단계;

주파수 선택 송신 다이버시티(FSTD) 방법으로 상기 변조된 카테고리 0 비트들을 맵핑하는 단계; 및

상기 변조된 카테고리 0 비트들을 소정의 회수로 반복하여 전송하고, 상기 전송의 각 반복에서 상기 변조된 카테고리 0 비트들은 주파수 영역에서 확산되고 다수의 이산 자원 유닛들에 맵핑되며, 상기 다수의 이상 자원 유닛들 각각은 한 쌍의 서브캐리어들과 소정 개수의 OFDM 제어 심볼들을 포함하는 과정을 포함하는 카테고리 0 비트들의 전송 방법.
제 16항에 있어서,

상기 변조된 카테고리 0 비트들의 전송을 반복하는 소정의 회수는 상기 다수의 이산 자원 유닛들의 개수의 2 배임을 특징으로 하는 카테고리 0 비트들의 전송 방법.
제 16항에 있어서,

상기 다수의 이산 자원 유닛들 각각은 한 쌍의 이웃 서브캐리어들과 하나의 OFDM 제어 심볼들을 포함하는 것을 특징으로 하는 카테고리 0 비트들의 전송 방법.
제 18항에 있어서,

상기 카테고리 0 비트들이 2 개의 송신 안테나들과, 주파수 영역에서 동일한 구조를 갖는 상기 2 개의 송신 안테나에서의 상기 다수의 이산 자원 유닛들에 의해 전송될 때,

제 1 송신 안테나의 경우, 상기 변조된 카테고리 0 비트들은 각 이산 자원 유닛 내의 한 쌍의 이웃 서브캐리어들의 제 1 서브캐리어에 맵핑되고,

제 2 송신 안테나의 경우, 상기 변조된 카테고리 0 비트들은 각 이산 자원 유닛 내의 한 쌍의 이웃 서브캐리어들의 제 2 서브캐리어에 맵핑되고, 상기 제 2 서브캐리어는 상기 제 1 서브캐리어와 다른 것임을 특징으로 하는 카테고리 0 비트들의 전송 방법.
제 17항에 있어서,

하나 이상의 셀이 카테고리 0 비트들을 한꺼번에 전송할 때, 셀-특정 홉핑 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 카테고리 0 비트들의 전송 방법.
제 16항에 있어서,

상기 변조된 카테고리 0 비트들의 전송을 반복하는 소정의 회수는 12 내지 16의 범위에 있는 것을 특징으로 하는 카테고리 0 비트들의 전송 방법.
제 16항에 있어서,

상기 다수의 이산 자원 유닛들은 2개의 이산 서브캐리어들과 상기 소정 개수의 OFDM 제어 심볼들을 포함하는 것을 특징으로 하는 카테고리 0 비트들의 전송 방법.
제 19항에 있어서,

직교법선 행렬(ortho-normal matrix)을 상기 다수의 이산 자원 유닛들에 적용하여 직교 확산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 카테고리 0 비트들의 전송 방법.
제 23항에 있어서,

상기 직교법선 행렬(ortho-normal matrix)은
에 의해 선택되면,

여기서, 상기 [T]_m,n 요소는 카테고리 0 비트들이 m번째 송신 안테나와 n번째 서브캐리어 또는 n번째 타임 슬롯(m=1,2 n=1,2)으로 전송됨을 나타내는 것임을 특징으로 하는 카테고리 0 비트들의 전송 방법.
제 16항에 있어서,

상기 카테고리 0 비트들이 4 가지 상태들을 포함하는 경우, 상기 변조는 QPSK (quadrature phase-shift keying) 변조이고,

상기 카테고리 0 비트들이 3가지 상태들을 포함하는 경우, 상기 변조는 3PSK (three phase shift keying) 변조임을 특징으로 하는 카테고리 0 비트들의 전송 방 법.
제 18항에 있어서,

상기 카테고리 0 비트들의 상태들의 개수에 기반한 (3,2,2) 이진 선형 코드에 의해 상기 카테고리 0 비트들을 코드 북의 3 비트 코드워드에 맵핑하는 단계;

상기 다수의 이산 자원 유닛들의 개수의 4 배가 3으로 분할 가능한 경우, 비트 시퀀스를 형성하기 위해 소정의 회수로 상기 3 비트 코드워드를 반복하고 상기 소정의 회수는 상기 다수의 이산 자원 유닛들 개수의 2배임을 특징으로 하는 단계;

상기 비트 시퀀스를 상기 다수의 이산 자원 유닛으로 레이트 매칭하는 단계; 및

상기 카테고리 0 비트들의 정보를 운반하는 상기 비트 시퀀스를 전송하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 카테고리 0 비트들의 전송 방법.
제 26항에 있어서,

상기 카테고리 0 비트들의 상태의 개수가 4일 때, 상기 카테고리 0 비트들의 상태들 각각에 대해, 상기 3 비트 코드워드는 카테고리 0 비트의 지정된 상태에 대응하는 "111", "100", "010" 및 "001"로 구성된 그룹인 코드 북으로부터 선택되는 것임을 특징으로 하는 카테고리 0 비트들의 전송 방법.
제 26항에 있어서,

상기 카테고리 0 비트들의 상태의 개수가 3일 때, 상기 카테고리 0 비트들의 상태들 각각에 대해, 상기 3 비트 코드워드는 카테고리 0 비트의 지정된 상태에 대응하는 "111", "100", "010" 및 "001" 중 3 가지로 구성된 그룹인 서브 코드북으로부터 선택되는 것임을 특징으로 하는 카테고리 0 비트들의 전송 방법.
제 27항에 있어서,

상기 다수의 이산 자원 유닛들의 개수의 4 배가 3으로 분할 가능하지 않은 경우, 상기 비트 시퀀스의 서브 비트 시퀀스를 형성하기 위해 소정의 회수로 상기 3 비트 코드워드를 반복하고, 상기 소정의 회수는 4K/3의 몫인 플로어값(floor), 즉 수학적 표현으로
에 의해 정의되며, K는 자원 유닛들의 개수인 단계; 및

상기 카테고리 0 비트들의 지정된 상태에 대응하는 선택된 코드워드의 선두 비트들의 개수를 가진 상기 서브 비트 시퀀스를 연접하여 상기 비트 시퀀스를 생성하고, 상기 선두 비트들의 개수는 4K/3의 나머지값, 즉 수학적 표현으로
인 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 카테고리 0 비트들의 전송 방법.
확인응답(ACK)/부정확인응답(NACK) 신호 전송 방법에 있어서,

BPSK(binary phase shift keying) 방법을 이용하여 상기 ACK/NACK 신호를 변 조하는 단계;

실수 브랜치 및 허수 브랜치 상에서 상기 변조된 ACK/NACK 신호를 운반하는 단계;

주파수 선택 송신 다이버시티(frequency selective transmit diversity)를 이용하여 상기 변조된 ACK/NACK 신호를 맵핑하는 단계; 및

상기 변조된 ACK/NACK 신호를 소정의 회수로 반복하여 전송하고, 상기 전송의 각 반복에서 상기 변조된 ACK/NACK 신호는 주파수 영역에서 확산되고 다수의 이산 자원 유닛들에 맵핑되고, 상기 다수의 이산 자원 유닛들 각각은 한 쌍의 서브캐리어들 및 소정 개수의 OFDM 제어 심볼들을 포함하는 단계를 포함하는 ACK/NACK 신호 전송 방법.
신호 전송 방법에 있어서,

기지국과 대응 수신기 장치들을 포함하는 셀의 기지국에서, 상기 수신기 장치들 중 하나로 전송될 신호를 제 1 행렬 및 제 2 행렬을 이용하여 다중화하는 단계;

공간-주파수 블록 코딩에 의해, 상기 다중화된 신호를 한 쌍의 이웃 서브캐리어들과 2 개의 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 제어 심볼들을 포함하는 자원 유닛으로 맵핑하는 단계; 및

상기 셀의 기지국에서, 상기 다중화된 신호를 소정의 회수로 반복하여 전송하고, 상기 전송의 각 반복에서 상기 다중화된 신호는 주파수 영역에서 확산된 다 수의 이산 자원 유닛들에 맵핑되는 단계를 포함하는 신호 전송 방법.
제 31항에 있어서,

상기 다수의 이산 자원 유닛들 각각에서, 상기 신호의 선행 2 비트들은 제 1 OFDM 제어 심볼 내의 제 1 서브캐리어 쌍에 맵핑되고 상기 신호의 마지막 2 비트들은 제 2 OFDM 제어 심볼 내의 상기 제 1 서브캐리어 쌍과 동일한 주파수를 갖는 제 2 서브캐리어 쌍에 맵핑되는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
제 31항에 있어서,

상기 다수의 이산 자원 유닛들 각각에서, 상기 신호의 선행 2 비트들과 마지막 2 비트들은 상기 제 1 OFDM 제어 심볼 내의 상기 제 1 서브캐리어 쌍에 교대로 맵핑되는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.