DE69838824T2 - Verfahren und Vorrichtung zur Übertragung von Daten in einem Mehrträgerübertragungssystem - Google Patents

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Description

  • Hintergrund der Erfindung
  • I. Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Übertragung von Daten in einem Mehrfachträgersystem. Die vorliegende Erfindung kann zur Maximierung des Systemdurchsatzes und zur Vergrößerung der Signaldiversität verwendet werden, und zwar durch dynamisches Multiplexen der Signale auf Mehrfachträger in einem Spreizspektrumnachrichtensystem.
  • II. Beschreibung verwandter Technik
  • Es ist erwünscht, in der Lage zu sein, Daten mit Raten zu übertragen, die höher sind als die maximale Datenrate eines einzigen CDMA-Kanals. Ein traditioneller CDMA-Kanal (wie er für die Zellennachrichtenübertragung in den Vereinigten Staaten genormt oder standardisiert ist) ist in der Lage, Digitaldaten mit einer maximalen Rate von 9,6 Bits pro Sekunde zu übertragen und zwar unter Verwendung einer 64-Bit-Walsh-Spreizfunktion bei 1,2288 MHz.
  • Viele Lösungen dieses Problems wurden vorgeschlagen. Eine Lösung besteht darin, den Benutzern Mehrfachkanäle zuzuweisen und zu gestatten, dass diese Benutzer Daten parallel auf einer Vielzahl von Kanälen, die ihnen zur Verfügung stehen, senden und empfangen.
  • Zwei Verfahren zum Vorsehen von Mehrfach-CDMA-Kanälen zur Verwendung durch einen einzigen Benutzer sind in dem US-Patent 6 005 855 mit dem Titel "METHOD AND APPARATUS FOR PROVIDING VARIABLE RATE DATA IN A COMMUNICATIONS SYSTEM USING STATISTICAL MULTIPLEXING" und US-Patent 5 777 990 mit dem Titel "METHOD AND APPARATUS FOR PROVIDING VARIABLE RATE DATA IN A COMMUNICATION SYSTEM USING NON-ORTHOGONAL OVERFLOW CHANNELS" beschrieben, wobei die bei den Patente auf den Inhaber der vorliegenden Erfindung übertragen sind. Ferner beschreiben CHEN Q et al in: "Multicarrier CDMA with Adaptive Frequency Hopping for Mobile Radio Systems", IEEE Journal an Selected Areas in Communications, Band 14, Nr. 9, veröffentlicht im Dezember 1996, Seiten 1852–1858, XP000639647, ein modifziertes Mehrfachträger-Direkt-Sequenz-CDMA-System in dem anstelle der Übertragung von Daten Sub- oder Unterströmen gleichförmig durch Sub- oder Unterkanäle Daten Sub- oder Unterströme über Subkanäle hüpfen, wobei die Hüpfmuster adaptiv eingestellt sind auf die Kanal-Fading-Charakteristika. Jeder Sub-Strom besitzt eine konstante Datenrate und ein Benutzer kann eine unterschiedliche Anzahl von Sub-Strömen besitzen.
  • US 5,410,538 (Roche et al.) offenbart ein Verfahren zur Übertragung von Signalen von einer Mobileinheit zu einer Basisstation unter Verwendung von Mehrtontechniken einschließlich dem Schritt der Aufteilung eines Frequenzbandes in eine Vielzahl von im Allgmeinen gleichmäßig beabstandeten Tönen. Die Töne sind in eine vorbestimmte Anzahl von Tonsätzen unterteilt, wobei jeder eine vorbestimmte Anzahl von Tönen enthält. Jede Einheit innerhalb eines gegebenen Sektors wird einem Ton-Set-Satz zur Übertragung der Informationssignale zugewiesen.
  • Zudem kann Frequenz-Diversität erhalten werden durch Übertragung von Daten über Mehrfach-Spreizspektrumkanäle, die voneinander in der Frequenz getrennt sind. Ein Verfahren und eine Vorrichtung zur redundanten Übertragung von Daten über Mehrfach-CDMA Kanäle ist in U.S. Patent Nr. 5,166,951 mit dem Titel "HIGH CAPACITY SPREAD SPECTRUM CHANNEL" beschrieben.
  • Die Verwendung der Code-Division-Multiple-Access-(CDMA-)-Modulationstechniken ist eine von mehreren Techniken zur Erleichterung der Kommunikation oder Nachrichtenübertragung, wobei eine große Anzahl von Systemnutzern vorhanden ist. Andere Mehrfachzugriffskommunikationssystemtechniken wie beispielsweise Zeitdivisions-Mehrfachzugriffs-(TDMA = time (FDMA = frequency division multiple access)-Techniken und AM-Modulationsschemata, wie beispielsweise amplituden-erweiterte oder kompandierte Einzelseitenband-(ACSSB)-Techniken sind bekannt. Die Spreizspektrummodulationstechnik des CDMA hat jedoch signifikante Vorteile gegenüber diesen anderen Modulationsverfahren für Mehrfachzugriffskommunikationssysteme.
  • Die Verwendung von CDMA-Techniken in einem Mehrfachzugriffskommunikationssystem ist in dem US-Patent 4 901 307 beschrieben und zwar mit dem Titel "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS". Die Verwendung von CMDA-Techniken in einem Mehrfachzugriffskommunikationssystem ist ferner in dem US-Patent 5 103 459 offenbart, und zwar mit dem Titel "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM". Beide Patente sind auf den Inhaber der vorliegenden Erfindung übertragen. CDMA- bzw. Code-Division-Multiple-Access-Kommunikationssysteme sind in den Vereinigten Staaten standardisiert, und zwar gemäß dem Telecommunications Industry Association Interim Standard IS-95 mit dem Titel "Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System".
  • Die CDMA-Wellenform bietet, in Folge ihrer inhärenten Natur ein Breitbandsignal zu sein, eine Form der Frequenzdiversität durch Spreizen der Signalenergie über eine große Bandbreite. Daher beeinflusst das frequenzselektive Fading nur einen kleinen Teil der CDMA-Signalbandbreite. Raum- oder Pfaddiversität auf der Vorwärts/Rückwärts-Verbindung wird dadurch erhalten, dass man Mehrfachsignalpfade vorsieht und zwar durch gleichzeitige Verbindungen zu/von einem Mobilnutzer über zwei oder mehrere Antennen, Zellensektoren oder Zellenplätze. Ferner kann eine Pfad- oder Bahndiversität dadurch erhalten werden, dass man die Mehrfachpfadumgebung durch Spreizspektrumverarbeitung ausnutzt, und zwar dadurch, dass man gestattet, dass ein mit unterschiedlichen Fortpflanzungsverzögerungen ankommendes Signal empfangen und gesondert verarbeitet wird. Beispiele der Ausnutzung der Pfad- oder Bahndiversität sind in den folgenden US-Patenten veranschaulicht: Nr. 5 101 501 mit dem Titel "SOFT HANDOFF IN CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" und Nr. 5 109 390 mit dem Titel "DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", beide Patente sind auf den Inhaber der vorliegenden Erfindung übertragen.
  • 1 veranschaulicht ein Übertragungs- oder Sendeschema für einen Mehrfachträger-Code-Division-Multiple-Access-(-CDMA-)-System in dem jeder Träger einen festen Bruchteil der übertragenen Daten führt oder transportiert. Variable Ratenrahmen von Informationsbits werden dem Codierer (CONVOLUTIONAL ENCODER) 2 geliefert, der die Bits gemäß einem Faltungscodierformat codiert. Die codierten Symbole werden an Symbolwiederholmittel (SYMBOL REPETITION) 4 geliefert. Symbolwiederholmittel 4 wiederholen die codierten Symbole, um so einen feste Rate von Symbolen aus den Symbolwiederholmitteln 4 zu liefern und zwar unabhängig von der Rate der Informationsbits.
  • Die wiederholten Symbole werden an einen BLOCKINTERLEAVER oder BLOCKVERSCHACHTELER 6 geliefert, der die Sequenz in der die Symbole übertragen oder gesendet werden sollen, rearrangiert oder neu anordnet. Der Interleaving- oder Verschachtelungsprozess, der mit der Vorwärtsfehlerkorrektur gekoppelt ist, liefert Zeitdiversität, die beim Empfang und der Fehlerwiedergewinnung des übertragenen Signals im Falle von "Burst"-Fehlern hilfreich ist. Die "interleaved" oder verschachtelten Symbole werden an einen Datenscrambler oder Datenverwürfeler geliefert. Der Datenverwürfeler multipliziert jedes "interleaved" Symbol mit +1 oder –1 gemäß einer Pseudorausch-(PN = pseudonoise)-Sequenz. Die Pseudonoise-Sequenz wird dadurch geliefert, dass man eine lange PN-Sequenz erzeugt durch den Langcodegenerator (LONG CODE GENERATOR) 8 mit der Chiprate durch den DEZIMATOR 10 hindurchleitet, der selektiv einen Subsatz der Chips der Langcodesequenz mit einer Rate des "interleaved" Symbolstroms liefert.
  • Die Daten von dem Datenverwürfeler werden an den Demultiplexer (DEMUX) 14 geliefert. Der Demultiplexer 14 teilt den Datenstrom in drei gleiche Subströme. Der erste Substrom wird an das Sendesubsystem 15a geliefert, der zweite Substrom wird an das Sende- oder Übertragungssubsystem 15b geliefert und der dritte Substrom wird an das Sendesubsystem 15c geliefert. Die Subrahmen werden an Serielle-zu-Parallel-Konverter (BINÄR ZU 4 NIVEAU = BINARY TO 4 LEVEL) 16a–16c geliefert. Die Ausgangsgrößen der Seriell-zu-Parallel-Konverter 16a–16c sind quarternäre Symbole (2 Bits/Symbol) und zwar für die Übertragung in einem QPSK-Modulationsformat.
  • Signale von den Seriell-zu-Parallel-Konvertern 16a–16c werden an Walsh-Codierer 18a–18c geliefert. In den Walsh-Codierern (WALSH CODING) 18a–18c wird das Signal von jedem der Konverter oder Wandler 16a–16k durch eine Walsh-Sequenz multipliziert und zwar bestehend aus ±1-Werten. Die Walsh-codierten Daten werden an die QPSK-Spreizer (QPSK SPREAD) 20a–20c geliefert, die die Daten gemäß zwei kurzen PN-Sequenzen spreizen. Die kurzen PN-sequenzgespreizten Signale werden an die Verstärker 22a–22b geliefert, die die Signale gemäß einem Verstärkungsfaktor verstärken.
  • Das oben beschriebene System leidet an einer Vielzahl von Nachteilen. Als erstes sei auf Folgendes hingewiesen: da die Daten in gleichen Subströmen auf jedem der Träger vorgesehen werden müssen, ist die verfügbare Numerologie auf Rahmen mit einer Zahl von Codesymbolen begrenzt, die gleichmäßig durch einen Faktor von Drei zu teilen ist. Die Tabelle 1 unten veranschaulicht die begrenzte Zahl von möglichen Ratensätzen, die unter Verwendung des in 1 gezeigten Sendesystems verfügbar sind.
    Walsh-Funktion (QPSK-Symbol) Rate [sps] Anzahl der Walsh-Funktionen pro 20 ms Länge der Walsh-Funktion [Chips] Symbolrate [sps] (Nach Empfang) Anzahl der Symbole pro 20 ms
    1228800 24576 3·(213) 1 2457600 49152 3·(214)
    614400 12288 3·(212) 2 1228800 24576 3·(213)
    307200 6144 3·(211) 4 614400 12288 3·(212)
    153600 3072 3·(210) 8 307200 61444 3·(211)
    76800 1536 3·(29) 16 153600 3072 3·(210)
    38400 768 3·(28) 32 76800 1536 3·(29)
    19200 384 3·(27) 64 38400 768 3·(28)
    9600 192 3·(26) 128 19200 384 3·(27)
    4800 96 3·(25) 256 9600 192 3·(26)
    2400 48 3·(24) 512 4800 96 3·(25)
    1200 24 3·(23) 1024 2400 48 3·(24)
    600 12 3·(22) 2048 1200 24 3·(23)
    300 6 3·(21) 4096 600 12 3·(22)
    150 3 3·(20) 8192 300 6 3·(21)
    Tabelle 1
    • sps = Symbole pro Sekunde
  • Da, wie in Tabelle 1 gezeigt ist, die Symbole gleichmäßig auf die drei Träger verteilt sind, ist die Gesamtdatenrate durch den Träger mit der geringsten verfügbaren Leistung oder den das höchste SNR erfordernden Träger begrenzt. Das heißt, die Gesamtdatenrate ist gleich dem dreifachen der Datenrate der "schlechtesten" Verbindung (hier bedeutet das Wort schlechteste Verbindung diejenige, die das höchste SNR erfordert oder die geringste verfügbare Leistung besitzt). Dies vermindert den Systemdurchsatz, da die Rate der schlechtesten Verbindung stets als die gemeinsame Rate für alle drei Träger gewählt wird, was eine Unterausnutzung der Kanalressource bei den zwei besseren Verbindungen zur Folge hat.
  • Zweitens sei Folgendes bemerkt: das frequenzabhängige Fading kann in ernsthafter Weise eine der Frequenzen beeinflussen, während ein begrenzter Effekt bei den verbleibenden Frequenzen auftritt. Drittens sei Folgendes bemerkt: wegen des frequenzabhängigen Fadings wird das Fading stets typischerweise die gleichen Gruppen von Symbolen jedes Rahmens beeinflussen. Viertens sei Folgendes bemerkt: wo die Implementierung auf ein Sprachübertragungssystem überlagert oder superimposed werden soll gibt es keine gute Möglichkeit, die auf den unterschiedlichen Frequenzen transportierten Lasten auf einer Rahmen-zu-Rahmen-Basis in Hinblick auf die variablen Sprachaktivitäten in jedem Rahmen auszugleichen. Dies ergibt einen Verlust bei dem Gesamtsystemdurchsatz. Und fünftens, sei schließlich bemerkt, dass für ein System mit nur drei Frequenzkanälen mit der beschriebenen Implementierung kein Verfahren vorhanden ist zum Trennen der Sprache und der Daten um so die Daten auf einer Frequenz oder einem Satz von Frequenzen, und die Sprache auf einer unterschiedlichen Frequenz oder einem Satz von Frequenzen vorzusehen. Dies ergibt, wie oben erwähnt, einen Verlust an Systemdurchsatz.
  • Es ist daher notwendig, ein verbessertes Mehrfachträger-CDMA-Nachrichtensystem zu suchen, welches eine größere Flexibilität bei der Numerologie und dem Lastausgleich bietet und ferner bessere Auflösung bei den Datenraten ermöglicht und schließlich eine überlegene Performance vorsieht trotz des frequenzabhängigen Fadings und der nicht gleichmäßigen Belastung.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Gemäß einem Aspekt sieht die Erfindung einen Sender oder Transmitter vor, zum Übertragen von Daten mit einer Datenrate in einer Vielzahl von Kanälen, deren jeder eine Kapazität besitzt, die kleiner als die Datenrate ist, wobei der Sender Folgendes aufweist: eine Steuervorrichtung (Controller) zur Bestimmung der Kapazität jedes der Vielzahl von Kanälen und Auswahl einer Datenrate für jeden Kanal abhängig von der bestimmten Kapazität; eine Vielzahl von Sendesubsystemen ansprechend auf die Steuervorrichtung und jedes mit einem entsprechenden der Vielzahl von Kanälen assoziiert, und zwar zum Verwürfeln der codierten Daten mit Codes, die einzigartig für den Kanal zur Übertragung im Kanal sind; und einen variablen Demultiplexer ansprechend auf die Steuervorrichtung zum Demultiplexen der codierten Daten in die Vielzahl von Übertragungs- oder Transmissionssubsystemen mit einer Demultiplexrate abgeleitet aus den Datenraten ausgewählt für die Kanäle durch die Steuervorrichtung.
  • Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Empfänger vorgesehen, der Folgendes aufweist: eine Empfangsschaltung zum Empfang von Signalen gleichzeitig in einer Vielzahl von Kanälen, wobei jedes der Signale verwürfelte codierte Symbole definiert, die zusammen Daten von einem gemeinsamen Ursprung repräsentieren; eine Steuervorrichtung (Controller) zur Bestimmung einer Symbolrate für die Signale in jedem Kanal; eine Vielzahl von Empfangssubsystemen ansprechend auf die Steuervorrichtung und jeweils assoziiert mit einem entsprechenden der Vielzahl von Kanälen zum Entscrambeln (Entwürfeln) der decodierten Symbole mit Codes, einzigartig für den Kanal, zur Ermöglichung, dass die Daten daraus herausgezogen werden; und ein variabler Multiplexer ansprechend auf die Steuervorrichtung zum Multiplexen der Daten von der Vielzahl von Empfangssubsystemen, und zwar mit einer Multiplexrate abgeleitet aus dem Symbolverhältnis, bestimmt für die Kanäle durch die Steuervorrichtung und zwar an einem Ausgang.
  • Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein drahtloser Sender vorgesehen, der Folgendes aufweist: einen Codierer zum Empfang eines Satzes von Informationsbits und zum Codieren der Informationsbits zum Liefern eines Satzes von Codesymbolen; und ein Sendesubsystem zum Empfang der Codesymbole und zum Liefern eines Subsatzes der Codesymbole auf einer ersten Trägerfrequenz und der verbleibenden Symbole auf mindestens einer zusätzlichen Trägerfrequenz.
  • Die Erfindung sieht auch ein Verfahren vor zum Übertragen von Daten mit einer Datenrate in einer Vielzahl von Kanälen, deren jeder eine Kapazität be sitzt, die kleiner ist als die Datenrate, wobei das Verfahren Folgendes vorsieht: Bestimmen der Kapazität jedes der Vielzahl von Kanälen und Auswahl einer Datenrate für jeden Kanal abhängig von der bestimmten Kapazität; Scrambling bzw. Verwürfeln der codierten Daten mit Codes, die einzigartig sind für den Kanal zur Übertragung in dem Kanal; und Demultiplexen der codierten Daten in der Vielzahl von Kanälen mit einem Demultiplexverhältnis abgeleitet aus den Datenraten ausgewählt für die Kanäle durch die Steuervorrichtung.
  • Die Erfindung sieht ferner ein Verfahren vor zum Empfang von Daten, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Empfangen von Signalen gleichzeitig in einer Vielzahl von Kanälen, wobei jedes der Signale verwürfelte codierte Symbole definiert, die zusammen Daten von einem gemeinsamen Ursprung repräsentieren; Bestimmen einer Symbolrate für die Signale in jedem Kanal; Entscrambeln oder Entwürfeln der codierten Symbole in jedem Kanal mit Codes die einzigartig sind für den Kanal um zu ermöglichen, dass die Daten daraus herausgezogen werden; und Multiplexen der entwürfelten oder entscrambelten Daten aus der Vielzahl von Kanälen mit einer Multiplexrate abgeleitet aus dem Symbolverhältnis bestimmt für die Kanäle.
  • Um die Kanalressource oder den Kanalvorrat besser auszunutzen ist es notwendig, eine unterschiedliche Datenrate auf jedem Träger zu übertragen oder zu senden und zwar gemäß dem Kanalzustand und der Verfügbarkeit von Leistung auf jedem Kanal. Ein Weg dies zu tun besteht darin, das Verhältnis des inversen Multiplexens auf jedem der Träger zu ändern. Anstelle der Verteilung der Symbole mit einem Verhältnis von 1:1:1 kann ein willkürlicheres Verhältnis verwendet werden und zwar zusammen mit unterschiedlichen Wiederholungs- oder Repetitionsschemata, so lange die sich als Ergebnis ergebende Symbolrate auf jedem Träger ein Faktor irgendeiner Walsh-Funktionsrate ist. Die Walsh-Funktionsrate kann 1228800, 614400, 307200, ..., 75 für Walsh-Funktionslänge von 1 bis 16384 sein.
  • Wenn für eine gegebene Walsh-Funktionslänge die Symbolrate niedriger als die Walsh-Funktionsrate ist, so wird die Symbolwiederholung zum Anpassen ("match") an die Rate verwendet. Der Wiederholungsfaktor kann irgendeine Zahl, eine ganze Zahl oder ein Bruch sein. Der Fachmann erkennt, dass dann, wenn Wiederholung (Repetition) vorhanden ist, die gesamte Sendeleistung proportional reduziert werden kann, um die Codesymbolenergie konstant zu halten. Die Walsh-Funktionslänge kann auf allen drei Trägern die gleiche sein oder nicht und zwar abhängig davon, ob die Codekanäle gespart werden sollen. Wenn beispielsweise die tragfähige Codesymbolrate auf den drei Kanälen 153600 sps, 30720 sps und 102400 sps (für Rate-1/2-Codieren entsprechen diese den Datenraten von 76,8 kbps, 15,36 kbps bzw. 51,2 kbps – die Gesamtdatenrate ist 143,36 kbps), dann ist das inverse Multiplexverhäitnis 15:3:10.
  • Wenn eine Walsh-Funktion der Länge 8 für alle drei Kanäle verwendet wird (unter der Annahme von QPSK-Modulation mit einer QPSK-Symbolrate von 153,6 Ksps), dann wird jedes Codesymbol zweimal übertragen bzw. 10-mal bzw. dreimal auf den drei Kanälen. Zusätzliche Zeitdiversität kann erhalten werden, wenn die wiederholten Symbole weiter verschachtelt (interleaved) werden. In einem alternativen Ausführungsbeispiel werden unterschiedliche Walsh-Funktionslängen verwendet. Beispielsweise können Walsh-Funktionen für die drei Kanäle in dem obigen Beispiel der Länge von 16 bzw. 16 plus 8 verwendet werden, wobei jedes Codesymbol einmal auf dem ersten Kanal, fünfmal auf dem zweiten Kanal und dreimal auf dem dritten Kanal übertragen wird.
  • Die obige Lösungsmöglichkeit beeinflusst den Codierer nicht, da dieser in der Lage sein muss, die höchste Datenrate sowieso zu handhaben. Alles was geändert wird, ist die Anzahl der Datenoktetts (octets) am Codierereingang. Diese Lösungsmöglichkeit hat jedoch einen Einfluss auf die Implementierung des Interleavers, da der Interleaver viele mögliche Größen (hinsichtlich der Anzahl von Symbolen) hat, wenn alle Kombinationen von Datenraten auf den drei Kanälen zulässig sind. Eine Alternative zu der obigen Lösungsmöglichkeit die das Problem erschwert ist das inverse Multiplexen der Codesymbole aus dem Codierer auf die drei Träger direkt und die Durchführung eines Verschachtelns order Interleavens der wiederholten Codesymbole auf jedem Kanal getrennt. Dies vereinfacht die Numerologie und reduziert die Anzahl der möglichen Interleavergrößen auf jedem Kanal.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Weitere Merkmale, Ziele und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der detaillierten Beschreibung, die unten unter Bezugnahme auf Ausführungsbeispiele der Erfindung gegeben wird und zwar in Zusammenhang mit den Zeichnungen, in denen gleiche Bezugszeichen identische Dinge bezeichnen; in der Zeichnung zeigt:
  • 1 ein Blockdiagramm, welches ein Mehrfachfrequenz-CDMA-Nachrichtensystem mit festen Raten und Trägern veranschaulicht;
  • 2 ein Blockdiagramm, welches ein Sendesystem veranschaulicht, welches die vorliegende Erfindung verkörpert;
  • 3 ein Blockdiagramm, welches ein Empfängersystem, das die vorliegende Erfindung verkörpert, veranschaulicht; und
  • 4 eine Tabelle von Codekanal-Walsh-Symbolen in einem traditionellen IS-95-CDMA-Kommunikations- oder Nachrichtensystem.
  • Detaillierte Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele
  • Unter Bezugnahme auf 2 wird ein Blockdiagramm beschrieben, welches ein Sendesystem, das die vorliegende Erfindung verkörpert, darstellt, wobei die erste Operation die ausgeführt werden soll diejenige ist, dass die Menge an Daten bestimmt wird, die auf jedem der Träger untergebracht werden kann. Drei derartige Träger sind in 2 gezeigt, obwohl der Fachmann erkennt, dass die vorliegende Erfindung leicht auf irgendeine Anzahl von Trägern ausgedehnt werden kann. Der Steuerprozessor (CONTROL-PROCESSOR) 50 bestimmt die Datenübertragungsrate auf jedem der Träger basierend auf einem Satz von Faktoren, wie beispielsweise der Belastung auf jedem der Trä ger, der Datenmenge, die in einer Warteschlange angeordnet ist für die Übertragung zu der Mobilstation, und die Priorität der zur Mobilstation zu übertragenden Information.
  • Nachdem die zu sendende Datenrate ausgewählt ist und zwar auf jedem der Träger, wählt der Steuerprozessor 50 ein Modulationsformat aus, das in der Lage ist, die Daten mit der ausgewählten Rate zu übertragen. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel werden unterschiedlich lange Walsh-Sequenzen zum Modulieren der Daten verwendet und zwar abhängig von der Rate der zu übertragenden Daten. Die Verwendung von unterschiedlich langen Walsh-Sequenzen, ausgewählt zum Modulieren der Daten abhängig von der Rate der Daten, die übertragen werden soll, ist im Einzelnen in dem US-Patent 5 930 230 beschrieben, welches den Titel "HIGH DATA RATE WIRE LESS COMMUNICATION SYSTEM" trägt und welches auf den Inhaber der vorliegenden Erfindung übertragen ist. In einem alternativen Ausführungsbeispiel kann die hohe Datenrate durch Bündelung der CDMA-Kanäle erreicht werden, was in dem US-Patent 6 005 855 und dem US-Patent 577 990 beschrieben ist.
  • Sobald die Raten, die an jedem der Träger möglich sind, ausgewählt wurden, dann berechnet der Steuerprozessor 50 ein inverses Multiplexverhältnis, das die Größe jeder Übertragung bestimmt, die auf jedem der Träger ausgeführt wird. Wenn beispielsweise die mögliche oder unterstützbare Codesymbolrate auf jedem der drei Träger 153 600 sps bzw. 30 720 sps bzw. 102 400 sps ist (für Rate-1/2-Codierung entspricht dies Datenraten von 76,8 kbps bzw. 15,36 kbps bzw. 51,2 kbps – die Gesamtdatenrate ist 143,36 kbps) dann wird das inverse Multiplexverhältnis 15:3:10 sein.
  • In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel werden die Informationsbits an den Rahmenformatierer (FRAME FORMAT) 52 geliefert. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel erzeugt der Formatierer 52 einen Satz von zyklischen Redundanzprüfbits (CRC-Bits = cyclic redundancy check bits) und hängt diese an den Rahmen an. Zudem hängt der Formatierer 52 einen vorbestimmten Satz von End- oder Schwanzbits an. Die Implementierung und die Konstruktion der Rahmenformatierer ist in der Technik bekannt und ein Beispiel eines typischen Rahmenformatierers ist in dem US-Patent Nr. 5 600 754 mit dem Titel "METHOD AND SYSTEM FOR THE ARRANGEMENT OF VOCODER DATA FOR THE MASKING OF TRANSMISSION CHANNEL INDUCED ERRORS" beschrieben, wobei dieses Patent auf den Inhaber der vorliegenden Erfindung übertragen ist.
  • Die formatierten Daten werden an den Codierer (ENCODER) 54 geliefert. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist der Codierer 54 ein Faltungscodierer, obwohl die vorliegende Erfindung auch auf andere Formen des Codierens ausgedehnt werden könnte. Ein Signal von dem Steuerprozessor 50 zeigt dem Codierer 54 die Anzahl der zu codierenden Bits in diesem Sende- oder Übertragungszyklus an. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist der Codierer 54 ein Rate-1/4-Faltungscodierer mit einer Einschränkungs- oder Constraintlänge von 9. Es sei bemerkt, dass deshalb, weil die zusätzliche Flexibilität, die durch die vorliegende Erfindung vorgesehen wird, im Wesentlichen jedwedes Codierformat verwendet werden kann.
  • Die codierten Symbole vom Codierer 54 werden an den ein variables Verhältnis besitzenden Demultiplexer (VAR. RATIO DEMUX) 56 geliefert. Der ein variables Verhältnis besitzende Demultiplexer 56 liefert die codierten Symbole an einen Satz von Ausgängen und zwar basierend auf einem Symbolausgangssignal geliefert durch den Steuerprozessor 50. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel gibt es drei Trägerfrequenzen und der Steuerprozessor 50 liefert ein Signal, welches eine Anzeige für die Anzahl der codierten Symbole darstellt an jeden der drei Ausgänge. Der Fachmann erkennt, dass die vorliegende Erfindung leicht auf irgendeine willkürliche Anzahl von Frequenzen erweiterbar ist.
  • Die an jedem der Ausgänge des ein variables Verhältnis besitzenden Demultiplexer 56 gelieferten codierten Signale werden zu entsprechenden Symbolwiederholmitteln (SYMBOL REPRETITION) 58a–58c geliefert. Die Symbolwie derholmittel 58a–58c erzeugen wiederholte Versionen der codierten Symbole derart, dass die resultierende Symbolrate angepasst ist an die von dem Träger gestützte Datenrate, und insbesondere an die Walsh-Funktionsrate, die auf diesem Träger verwendet wird. Die Implementierung der Wiederholgeneratoren 58a–58c ist im Stand der Technik bekannt und ein Beispiel davon ist im Einzelnen im US-Patent 5 629 955 beschrieben und zwar mit dem Titel "Variable Response Filter". Dieses Patent ist auf den Inhaber der vorliegenden Erfindung übertragen. Der Steuerprozessor 50 liefert ein gesondertes Signal an jeden der Wiederholgeneratoren 58a–58c, und zwar die Rate der Symbole auf jedem Träger anzeigend oder alternativ die Größe der Wiederholung, die auf jedem Träger vorzusehen ist. Ansprechend auf das Signal von dem Steuerprozessor 50 erzeugen Wiederholmittel 58a–58c die erforderlichen Anzahlen von wiederholten Symbolen zur Lieferung der designierten Symbolraten. Es sei bemerkt, dass in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel die Größe der Wiederholung nicht auf irgendeine ganze Zahl beschränkt ist, wo alle Symbole mit der gleichen Anzahl von Malen oder Zeiten wiederholt werden. Ein Verfahren zum Liefern nicht ganzzahliger Wiederholung ist im einzelnen US-Patent Nr. 6 480 521 beschrieben, und zwar mit dem Titel "METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMITTING HIGH SPEED DATA IN A SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM". Dieses Patent ist auf den Inhaber der vorliegenden Erfindung übertragen.
  • Die Symbole von den Wiederholgeneratoren 58a–58c werden an einen entsprechenden der INTERLEAVER oder Permutierer 60a–60c geliefert, wobei der Permutierer 60a–60c die wiederholten Symbole entsprechend einem vorbestimmten Permutierverfahren wiederanordnet (reorder). Der Steuerprozessor 50 liefert ein Permutierformatsignal an jeden der Permutierer 60a–60c, welches ein Format eines vorbestimmten Satzes von Permutierer- oder Interleaverformaten anzeigt. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel wird das Permutierformat aus einem vorbestimmten Satz von "Bit-Reversal"-(Bitumkehr-)Permutierformaten ausgewählt.
  • Die neu angeordneten (reordered) Symbole von den INTERLEAVERN 60a–60c werden an Datenverwürfeler 62a–62c geliefert. Jeder der Datenverwürfeler 62a–62c ändert das Vorzeichen der Daten entsprechend einer Pseudonoise-(PN-)Sequenz. Jede PN-Sequenz wird vorgesehen durch Hindurchleiten eines langen PN-Codes erzeugt durch einen langen oder PN-Generator 82 mit der Chiprate durch den Dezimator 84a–84c, der selektiv Spreizsymbole von den Spreizsymbolen vorsieht, und zwar um eine PN-Sequenz mit einer Rate nicht höher als die durch den PN-Generator 82 vorgesehene vorzusehen. Da die Symbolrate an jedem Träger unterschiedlich voneinander sein kann, kann die Dezimationsrate der Dezimatoren 84a–84c unterschiedlich sein. Die Dezimatoren 84a–84c sind Tast- und Halteschaltungen (sample and hold circuits), die die PN-Sequenz aus dem PN-Generator 82 tasten und weiterhin diesen Wert für eine vorbestimmte Periode ausgeben. Die Implementierung des PN-Generators 82 und der Dezimatoren 84a–84c ist bekannt und im Einzelnen im oben genannten US-Patent 5 103 459 beschrieben. Datenscrambler 62a–62c unterwerfen die Binärsymbole von den Interleavern 60a–60c und die dezimierten Pseudonoise-Binärsequenzen von den Dezimatoren 84a–84c einer Exklusiv-ODER-Verarbeitung.
  • Die binären verwürfelten (scrambled) Symbolsequenzen werden serienmäßig an Parallelkonverter (BINÄR ZU 4 NIVEAU = BINARY TO 4-LEVEL) 64a–64c geliefert. Zwei Binärsymbole geliefert an die Konverter 64a–64c werden auf eine quaternäre Konstellation mit Werten (±1, ±1) aufgetragen. Die Konstellationswerte werden an zwei Ausgängen von Konvertern 62a–62c vorgesehen. Die Symbolströme von den Konvertern 64a–64c werden gesondert für Walsh-Spreizer (WALSH CODING) 66a–66c vorgesehen.
  • Es gibt viele Verfahren zum Vorsehen von Hochgeschwindigkeitsdaten in einem Code-Division-Multiple-Access-Kommunikationssystem. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die Walsh-Sequenzlänge variiert und zwar entsprechend der Rate der zu modulierenden Daten. Kürzere Walsh-Sequenzen werden verwendet um eine höhere Geschwindigkeit besitzende Daten zu modulieren und längere Walsh-Sequenzen werden verwendet um die niedrigere Datenrate zu modulieren. Beispielsweise kann eine 64-Bit-Walsh-Sequenz verwendet werden um Daten mit 19,2 Ksps zu übertragen. Jedoch kann eine 32-Bit-Walsh-Sequenz verwendet werden um Daten mit 38,4 Ksps zu modulieren.
  • Ein die mit variabler Länge erfolgende Walsh-Sequenzmodulation beschreibendes System ist im Einzelnen im US-Patent Nr. 6 173 007 angegeben, welches den Titel "HIGH DATA RATE SUPPLEMENTAL CHANNEL FOR CDMA TELECOMMUNICATIONS SYSTEM" trägt. Die Länge der Walsh-Sequenzen, die zum Modulieren der Daten verwendet wird, hängt von der Rate der Daten, die gesendet werden sollen, ab. 4 veranschaulicht die Walsh-Funktionen in einem traditionellen IS-95-CDMA-System.
  • In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung kann die Anzahl der für die Hochratendaten zugewiesenen Walsh-Kanäle irgendein Wert von 2N sein, wobei N = {2, 3, 4, 5, 6}. Die durch die Walsh-Codierer 66a–66c verwendeten Walsh-Codes sind 64/2N Symbole lang anstelle der 64 Symbole verwendet mit den IS-95-Walsh-Codes. Damit der eine hohe Datenrate besitzende Kanal orthogonal zu den anderen Codekanälen mit 64-Symbol-Walsh-Codes verläuft, werden 2N der möglichen 64 Quarternär-Phasenkanäle mit 64-Symbol-Walsh-Codes vom Gebrauch eliminiert. Die Tabelle I sieht eine Liste der möglichen Walsh-Codes vor und zwar für jeden Wert von N und die entsprechenden Sätze von zugewiesenen 64-Symbol-Walsh-Codes.
    N Walsh, Zugewiesene 64-Symbol-Walsh-Codes
    2 +, +, +, +, +, +, +, +, +, +, +, +, +, +, +, + 0, 16, 32, 48
    +, –, +, –, +, –, +, –, +, –, +, –, +, –, +, – 1, 17, 33, 49
    +, +, –, –, +, +, –, –, +, +, –, –, +, +, –, – 2, 18, 34, 50
    +, –, –, +, +, –, –, +, +, –, –, +, +, –, –, + 3, 19, 35, 51
    +, +, +, +, –, –, –, –, +, +, +, +, –, –, –, – 4, 20, 36, 52
    +, –, +, –, –, +, –, +, +, –, +, –, –, +, –, + 5, 21, 37, 53
    +, +, –, –, –, –, +, +, +, +, –, –, –, –, +, + 6, 22, 38, 54
    +, –, –, +, –, +, +, –, +, –, –, +, –, +, +, – 7, 23, 39, 55
    +, +, +, +, +, +, +, +, –, –, –, –, –, –, –, – 8, 24, 40, 56
    +, –, +, –, +, –, +, –, –, +, –, +, –, +, –, + 9, 25, 41, 57
    +, +, –, –, +, +, –, –, –, –, +, +, –, –, +, + 10, 26, 42, 58
    +, –, –, +, +, –, –, +, –, +, +, –, –, +, +, – 11, 27, 43, 59
    +, +, +, +, –, –, –, –, –, –, –, –, +, +, +, + 12, 28, 44, 60
    +, –, +, –, –, +, –, +, –, +, –, +, +, –, +, – 13, 29, 45, 61
    +, +, –, –, –, –, +, +, –, –, +, +, +, +, –, – 14, 30, 46, 62
    +, –, –, +, –, +, +, –, –, +, +, –, +, –, –, + 15, 31, 47, 63
    3 +, +, +, +, +, +, +, + 0, 8, 16, 24, 32, 40, 48, 56
    +, –, +, –, +, –, +, – 1, 9, 17, 25, 33, 41, 49, 57
    +, +, –, –, +, +, –, – 2, 10, 18, 26, 34, 42, 50, 58
    +, –, –, +, +, –, –, + 3, 11, 19, 27, 35, 43, 51, 59
    +, +, +, +, –, –, –, – 4, 12, 20, 28, 36, 44, 52, 60
    +, –, +, –, –, +, –, + 5, 13, 21, 29, 37, 45, 53, 61
    +, +, –, –, –, –, +, + 6, 14, 22, 30, 38, 46, 54, 62
    +, –, –, +, –, +, +, – 7, 15, 23, 31, 39, 47, 55, 63
    4 +, +, +, + 0, 4, 8, ..., 60
    +, –, +, – 1, 5, 9, ..., 61
    +, +, –, – 2, 6, 10, ..., 62
    +, –, –, + 3, 7, 11, ..., 63
    5 +, + 0, 2, 4, ..., 62
    +, – 1, 3, 5, ..., 63
    6 + 0, 1, 2, ..., 63
    Tabelle I.
  • Die Zeichen + und – zeigen einen positiven oder negativen ganzzahligen Wert an, wobei die bevorzugte ganze Zahl 1 ist. Wie offensichtlich, variiert die Anzahl von Walsh-Symbolen in jedem Walsh-Code, wenn N variiert oder sich ändert, und ist in allen Fällen kleiner als die Anzahl von Symbolen in den IS-95-Walsh-Kanal-Codes. Unabhängig von der Länge des Walsh-Codes in dem beschriebenen Ausführungsbeispiel werden die Symbole mit einer Rate von 1,2288 Megachips pro Sekunde (Mcps) angelegt. Somit werden die eine kürzere Länge besitzenden Walsh-Codes öfters wiederholt. Der Steuerprozessor 50 liefert ein Signal an die Walsh-Codierelemente 66a–66c, welche die Walsh-Sequenz anzeigen, die verwendet werden soll zum Spreizen der Daten.
  • Alternative Verfahren zur Übertragung von eine hohe Rate besitzenden Daten in einem CDMA-Kommunikationssystem umfassen auch Methoden, die im Allgemeinen als Kanalbündelungstechniken bezeichnet werden. Die vorliegende Erfindung ist in gleicher Weise auf die Kanalbündelungsverfahren anzuwenden, und zwar zum Vorsehen von Hochgeschwindigkeitsdaten in einem CDMA-Kommunikationssystem. Ein Verfahren zum Vorsehen von kanalgebündelten Daten besteht darin, dass eine Vielzahl von Walsh-Kanälen zur Verwendung durch einen Signalbenutzer vorgesehen wird. Dieses Verfahren ist im Einzelnen im US-Patent 5 818 871 beschrieben. Eine alternative Kanalbündelungstechnik besteht darin, den Benutzer mit der Verwendung eines Walsh-Codekanals zu versehen aber zur Differenzierung oder Unterscheidung der Signale voneinander mittels unterschiedlicher Scramblings oder Verwürfelungssignale wie dies im Einzelnen im US-Patent 5 777 990 beschrieben ist.
  • Die Walsh-Spreizdaten werden an die PN-Spreizer 68a–68c geliefert, die eine kurze PN-Sequenzspreizung auf die Ausgangssignale anwenden. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel wird die PN-Spreizung mittels einer komplexen Multiplikation ausgeführt, wie dies im Einzelnen im US-Patent 673 9007 beschrieben ist. Datenkanäle D1 und DQ werden komplex multipliziert, und zwar als erste Real- bzw. Imaginärteile oder -ausdrücke und zwar mit Spreizcodes PNI und PNQ als zweite Real- bzw. Imaginärteile und zwar mit dem Ergebnis eines In-Phase-(oder Real-)Teils XI und eines Quadratur- Phase-(oder Imaginär-)Teils XQ. Die Spreizcodes PNI und PNQ werden durch Spreizcodegeneratoren 67 (PNI) und 69 (PNQ) erzeugt. Spreizcodes PNI und PNQ werden mit 1,2288 Mcps. Die Gleichung (1) veranschaulicht die ausgeführte Komplexmultiplikation. (XI + jXQ) = (DI + jDQ)(PNI + jPNQ) (1)
  • Der In-Phase-Term oder -Ausdruck XI wird sodann tiefpassgefiltert auf eine 1,2288 MHz-Bandbreite (nicht gezeigt) und heraufkonvertiert durch Multiplikation mit dem In-Phase-Träger COS(ωct). In ähnlicher Weise wird der Quadratur-Phase-Ausdruck oder -Term XQ tiefpassgefiltert und zwar auf eine 1,2288 MHz-Bandbreite (nicht gezeigt) und heraufkonvertiert durch Multiplikation mit dem Quadratur-Phase-Träger SIN(ωct). Die heraufkonvertierten XI- und XQ-Terme werden summiert und ergeben ein Vorwärtsverbindungssignal s(t). Die komplexe Multiplikation gestattet, dass der Quadratur-Phasen-Kanalsatz orthogonal zu dem In-Phase-Kanalsatz verbleibt und daher ohne Zufügen von zusätzlicher Interferenz an die anderen Kanäle vorgesehen werden kann und zwar übertragen über den gleichen Pfad mit perfekter Empfängerphasenerholung oder Wiedergewinnung.
  • Die PN-Spreizdaten werden sodann an die Filter 70a–70c geliefert, die die Signale für die Übertragung spektral formen. Die gefilterten Signale werden an Verstärkungsmultiplizierer (GAIN) 72a–72c geliefert, die die Signale für jeden Träger verstärken. Der Verstärkungsfaktor wird an die Verstärkungselemente 72a–72c durch den Steuerprozessor 50 geliefert. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel wählt der Steuerprozessor 50 den Verstärkungsfaktor für jeden Träger aus und zwar entsprechend dem Kanalzustand und der Rate der Informationsdaten, die übertragen werden sollen auf diesen Träger. Wie dem Fachmann bekannt ist, können Daten, die mit Wiederholung oder Repetition übertragen werden, mit niedrigerer Symbolenergie übertragen werden als Daten ohne Wiederholung.
  • Die verstärkten Signale werden an einen optionalen oder wahlweisen Schalter (SWITCH) 74 geliefert. Der Schalter 74 liefert zusätzliche Flexibilität des Kanalspringens der Datensignale auf unterschiedliche Träger. Typischerweise wird der Schalter 74 nur dann verwendet, wenn die Anzahl der Träger die tatsächlich zum Übertragen des Signals verwendet wird, kleiner ist als die Gesamtzahl der möglichen Träger (3 im vorliegenden Beispiel).
  • Die Daten werden durch den Schalter 74 zu Trägermodulatoren (CARRIER MODULATION) 76a–76c geliefert. Jeder der Trägermodulatoren 76a–76c konvertiert die Daten auf eine unterschiedliche vorbestimmte Frequenz herauf. Die heraufkonvertierten Signale werden an den Sender (TMTR) 78 geliefert, wo sie mit anderen in ähnlicher Weise verarbeiteten Signalen kombiniert werden, gefiltert werden und verstärkt werden für die Übertragung durch die Antenne 80. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ändert sich die verstärkte Frequenz auf der jedes der Signale übertragen wird mit der Zeit. Dies liefert zusätzliche Frequenzdiversität für die übertragenen Signale. Beispielsweise gilt Folgendes: ein Signal, das derzeit oder laufend durch den Trägermodulator 76a übertragen wird, wird an vorbestimmten Zeitintervallen derart geschaltet, um so auf einer unterschiedlichen Frequenz durch Trägermodulatoren 76b oder 76c übertragen zu werden. Gemäß einem Signal vom Steuerprozessor 50 leitet der Schalter 74 ein verstärktes Eingangssignal vom Verstärkungsmultiplizierer 72a–72c an einen entsprechenden Trägermodulator 76a–76c.
  • Nunmehr sei auf 3 Bezug genommen, wo ein Empfängersystem veranschaulicht ist, welches die folgende Erfindung verkörpert. Das an der Antenne 100 empfangene Signal wird zum Empfänger (RCVR) 102 geleitet, der das Signal verstärkt und filtert bevor er es zum Schalter 104 liefert. Die Daten werden durch Schalter 104 an einen entsprechenden Trägerdemodulator 106a–106c geliefert. Der Fachmann erkennt, dass obwohl die Empfängerstruktur für den Empfang eines Signals gesendet auf drei Frequenzen beschrieben ist, die vorliegende Erfindung leicht auf eine beliebige Anzahl von Frequenzen, die aufeinander folgt oder nicht, übertragen werden kann.
  • Wenn die Träger auf denen die Daten übertragen werden, rotiert oder übersprungen werden, um zusätzliche Frequenzdiversität vorzusehen, liefert der Schalter 104 das empfangene Signal an einen ausgewählten Trägerdemodulator 106a–106c und zwar ansprechend auf ein Steuersignal vom Steuerprozessor 125. Wenn die Trägerfrequenzen nicht übersprungen oder rotiert werden, so ist der Schalter 104 nicht notwendig. Jeder der Trägerdemodulatoren 106a–106c, der das quarternäre Phasenverschiebe-"Keying" auf QPSK (QPSK = Quarternary Phase Shift Keying) ausführt, demoduliert das empfangene Signal auf das Basisband unter Verwendung einer unterschiedlichen Herabkonvertierungsfrequenz, um gesonderte I- und Q-Basisbandsignale zu liefern.
  • Die herabkonvertierten Signale von jedem der Trägerdemodulatoren 106a–106c werden an einen entsprechenden PN-Entspreizer (PN-DESPREAD) 108a–108c geliefert, der die Kurzcodespreizung von den herabkonvertierten Daten entfernt. Die I- und Q-Signale werden durch komplexe Multiplikation mit einem Paar von kurzen PN-Codes entspreizt. Die PN-Entspreizdaten werden an die Walsh-Demodulatoren 110a–110c geliefert, die die Daten entsprechend den zugewiesenen Codekanalsequenzen aufdecken. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel werden Walsh-Funktionen bei der Erzeugung und beim Empfang der CDMA-Signale verwendet, aber andere Formen der Codekanalerzeugung sind in gleicher Weise anwendbar. Der Steuerprozessor 125 liefert ein Signal an die Walsh-Demodulatoren (WALSH DEMOD) 110a–110c, und zwar die Walsh-Sequenzen angebend, die zur Aufdeckung der Daten verwendet werden sollen.
  • Die Walsh-entspreizten Symbole werden an Parallel-zu-Seriell-Konverter (4-PEGEL ZU BINÄR = 4-LEVEL TO BINARY) 112a bis 112c geliefert, die das 2-dimensionale Signal in ein 1-dimensionales Signal auftragen. Die Symbole werden sodann an die Entscrambler (DE-SCRAMBLE) 114a–114c geliefert. Die Entscrambler 114a–114c entscramblen bzw. entwürfeln die Daten entsprechend einer dezimierten Langcodesequenz, die – wie bezüglich der dezi mierten Langcodesequenzen beschrieben – verwendet werden, um die Daten in 2 zu verwürfeln.
  • Die descrambled bzw. entwürfelten Daten werden an die Ent-Permutierer (DE-INT = de-interleaver) 116a–116c geliefert. Die Ent-Permutierer 116a–116c ordnen die Symbole in einer neuen Ordnung an (reorder) und zwar entsprechend den ausgewählten Ent-Permutierformaten, die durch den Steuerprozessor 125 geliefert werden. In einem exemplarischen Ausführungsbeispiel liefert der Steuerprozessor (CONTROL PROCESSOR) 125 ein Signal, das die Größe des Ent-Permutierers anzeigt und das Schema des Ent-Permutierens für jeden der Ent-Permutierer (DE-INT) 116a–116c. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel wird das Entpermutiererschema aus einem vorbestimmten Satz von Bitumkehr-Ent-Permutiererschemata ausgewählt.
  • Die ent-permutierten Symbole werden sodann an Symbolkombinierer (SYMBOL COMBINER) 118a–118c geliefert, die in kohärenter Weise die wiederholt übertragenen oder gesendeten Symbole kombinieren. Die kombinierten Symbole (weiche Entscheidungen = soft decisions) werden sodann an den ein variables Verhältnis aufweisenden Multiplexer (MUX) 120 geliefert, der den Datenstrom wiederanordnet und den wiederangeordneten Datenstrom an den Decoder (DECODE) 122 liefert. Das exemplarische Ausführungsbeispiel des Decodierers 122 ist ein "Maximalwahrscheinlichkeits"-Decodierer, dessen Implementierung im Stand der Technik bekannt ist. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel enthält der Decodierer 122 einen (nicht gezeigten) Puffer, der solange wartet, bis ein gesamter Rahmen an Daten geliefert ist, bevor er mit dem Decodierprozess beginnt. Der decodierte Rahmen wird an die CRC-Prüf- oder -Checkmittel (CRC-CHECK) 124 geliefert, die bestimmen, ob die CRC-Bits der Prüfung entsprechend und wenn dies so ist, werden diese an den Benutzer geliefert oder andernfalls wird eine Löschung erklärt.
  • Nachdem die Erfindung unter Bezugnahme auf ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben wurde, ist klar, dass das in Frage stehende Ausführungsbeispiel nur beispielhafte zu verstehen ist, und dass Modifikationen und Abwandlungen dem Fachmann bekannt sind ohne den Rahmen der Erfindung, wie er in den beigefügten Ansprüchen definiert ist, zu verlassen.

Claims (17)

  1. Eine Schaltung zum Modulieren eines Informationssignals, wobei die Schaltung Folgendes aufweist: einen Steuerprozessor (50); einen Codierer (54) zum Fehlerkorrektur-Codieren des Informationssignals ansprechend auf ein erstes Steuersignal von dem Steuerprozessor (50), um codierte Symbole mit einer Datenrate zu erzeugen; und eine Vielzahl von Modulatoren (58, 60, 62, 66, 68); gekennzeichnet durch einen Demultiplexer (56) mit variablem Verhältnis (variable ratio demultiplexer) (56) zum Vorsehen eines jeden der codierten Symbole an einen der Vielzahl von Modulatoren mit unterschiedlichen Datenraten, wobei die Datenrate gleich ist zu einer Summe der unterschiedlichen Datenraten, wobei die unterschiedlichen Datenraten ausgewählt werden, ansprechend auf ein zweites Steuersignal von dem Steuerprozessor (56), wobei die Modulatoren dienen zum Vorsehen von modulierten codierten Symbolen; und ein Übertragungsuntersystem (72, 74, 76) zum Vorsehen der modulierten, codierten Symbole auf jeweiligen Trägerfrequenzen.
  2. Ein Drahtlos-Sender, der Folgendes aufweist: eine Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Demultiplexer (56) zum Vorsehen der codierten Symbole als ein Satz von codierten Symbolen in ersten und zweiten Code-Symbol-Untersätzen mit unterschiedlichen Code-Symbol-Raten an ersten und zweiten Modulatoren der Vielzahl von Modulatoren dient, wobei die ersten bzw. zweiten Modulatoren die ersten und zweiten Code-Symbol-Untersätze gemäß ersten bzw. zweiten Code-Symbol-Ratenformaten modulieren, um einen modulierten ersten Code-Symbol-Untersatz und einen zweiten Code-Symbol-Untersatz vorzusehen; und ein Übertragungs- bzw. Sendeuntersystem (72, 74, 76) zum Vorsehen des modulierten ersten Code-Symbol-Untersatzes auf einer ersten Trägerfrequenz und des modulierten zweiten Code-Symbol-Untersatzes auf einer zweiten Trägerfrequenz.
  3. Drahtlos-Sender nach Anspruch 2, wobei die ersten und zweiten Modulatoren angepasst sind, um Code-Symbole innerhalb der ersten bzw. zweiten Code-Symbol-Untersätze gemäß der jeweiligen Code-Symbol-Rate zu wiederholen.
  4. Drahtlos-Sender nach Anspruch 3, wobei das Sende-Untersystem (72, 74, 76) angepasst ist, eine jeweilige Symbolenergie der ersten und zweiten modulierten Code-Symbol-Untersätze proportional zu einem jeweiligen Betrag der Code-Symbol-Wiederholung zu skalieren.
  5. Drahtlos-Sender nach Anspruch 2, wobei der erste Modulator einen ersten Interleaver bzw. Verschachtler (60) besitzt, der ein erstes Interleaver-Format in Abhängigkeit von einer ersten Code-Symbol-Rate besitzt und der zweite Modulator einen zweiten Interleaver (60) beinhaltet, der ein zweites Interleaver-Format in Abhängigkeit von einer zweiten Code-Symbol-Rate besitzt.
  6. Drahtlos-Sender nach Anspruch 2, wobei der erste Modulator einen ersten PN-Scrambler bzw. Verwürfler (62) zum Verwürfeln des ersten Code-Symbol-Untersatzes gemäß einer ersten Code-Symbol-Rate und der zweite Modulator einen zweiten PN-Verwürfler (62) besitzt, zum Verwürfeln des zweiten Code-Symbol-Untersatzes gemäß einer zweiten Code-Symbol-Rate.
  7. Drahtlos-Sender nach Anspruch 2, wobei das Sende-Untersystem (72, 74, 76) einen Schalter (74) beinhaltet zum selektiven Schalten der ersten bzw. zweiten modulierten Code-Symbol-Untersätze auf eine dritte Trägerfrequenz.
  8. Schaltung nach Anspruch 1, wobei mindestens zwei der Vielzahl von Modulatoren angepasst sind zum Modulieren der codierten Symbole gemäß einem unterschiedlichen Modulationsformat bestimmt durch den Steuerprozessor (50) ansprechend auf eine Symbolrate der codierten Symbole.
  9. Schaltung nach Anspruch 8, wobei jeder der Modulatoren weiterhin einen Symbolwiederholer (58) aufweist, zum Wiederholen der codierten Symbole gemäß der Symbolrate.
  10. Schaltung nach Anspruch 9, wobei jeder der Modulatoren weiterhin einen Interleaver bzw. Verschachtler (60) aufweist, zum Verschachteln der codierten Symbole gemäß einem Interleaver-Format, bestimmt durch den Steuerprozessor (50).
  11. Schaltung nach Anspruch 10, wobei jeder der Modulatoren weiterhin einen PN-Verwürfler (68) aufweist zum Verändern des Vorzeichens der codierten Symbole gemäß einer PN-Sequenz, bestimmt durch den Steuerprozessor (50) ansprechend auf die Symbolrate.
  12. Ein Verfahren zum Modulieren eines Informationssignals, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Fehler-Korrektur-Codieren (54) des Informationssignals, um codierte Symbole mit einer Datenrate, ansprechend auf ein erstes Steuersignal zu erzeugen; und gekennzeichnet durch Vorsehen eines jeden der codierten Symbole an einen von einer Vielzahl von Modulatoren (58, 60, 62, 66, 68) mit unterschiedlichen Datenraten, wobei die Datenrate gleich ist zu der Summe der unterschiedlichen Datenraten, die ausgewählt werden, ansprechend auf ein zweites Steuersignal; Modulieren der codierten Symbole in jedem der Vielzahl von Modulatoren gemäß einem unterschiedlichen Modulationsformat, ansprechend auf eine Symbolrate der codierten Symbole, wodurch modulierte, codierte Symbole vorgesehen werden; und Vorsehen der modulierten, codierten Symbole an jeweilige Trägerfrequenzen.
  13. Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Modulieren weiterhin das Wiederholen (58) der codierten Symbole gemäß der Symbolrate aufweist.
  14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei das Modulieren weiterhin das Verschachteln (60) der codierten Symbole gemäß einem unterschiedlichen Verschachtelungsformat aufweist.
  15. Verfahren nach Anspruch 14, wobei das Modulieren weiterhin das Verändern (68) des Vorzeichens der codierten Symbole gemäß einer PN-Sequenz und ansprechend auf die Symbolrate aufweist.
  16. Drahtlos-Empfänger, der Folgendes aufweist: Mittel (100, 102) zum Empfangen von Signalen gleichzeitig in einer Vielzahl von Kanälen, wobei die Signale verwürfelte, codierte Symbole aufweisen, die zusammen Daten von einer gemeinsamen Quelle darstellen; gekennzeichnet durch: Mittel zum Bestimmen einer Symbolrate für die Signale in jedem Kanal; Mittel (114) zum Entwürfeln bzw. Descrambeln von codierten Symbolen in jedem Kanal mit Codes, die einmalig sind für den Kanal, um zu ermöglichen, die Daten hiervon zu extrahieren; und Mittel (120) zum Multiplexieren der entwürfelten Daten von der Vielzahl von Kanälen mit einem Multiplex-Verhältnis, abgeleitet von der Symbolrate, bestimmt für die Kanäle.
  17. Ein Drahtlos-Kommunikationssystem, das einen Sender gemäß Anspruch 2 und einen Empfänger gemäß Anspruch 16 aufweist.
DE69838824T 1997-09-16 1998-09-16 Verfahren und Vorrichtung zur Übertragung von Daten in einem Mehrträgerübertragungssystem Expired - Lifetime DE69838824T2 (de)

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