KR20030085098A

KR20030085098A - 다중 코드 및 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템용송신기

Info

Publication number: KR20030085098A
Application number: KR10-2003-7013083A
Authority: KR
Inventors: 웬 통; 미카일지. 배코울린; 비탈리비. 크레인델린; 알렉산드레엠. 클로마; 유리에스. 시나코브
Original assignee: 노오텔 네트웍스 리미티드
Priority date: 2001-04-05
Filing date: 2001-04-05
Publication date: 2003-11-01
Also published as: US20030081539A1; BR0116961A; EP1705808A1; DE60121476D1; CN1299442C; CN1507706A; EP1374443B1; JP2004535094A; WO2002082687A1; JP4704667B2; EP1374443A1; US7280466B2; HK1061938A1; DE60121476T2; KR100720635B1

Abstract

M개의 송신 안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서의 송신기에서, 각각의 송신 안테나는 각각 N개의 월시 코드 시퀀스(W1 내지 WN)에 의하여 직교 확산된 N개의 데이터 서브-스트림의 M개의 그룹 각각을 포함하는 각각의 복합 신호를 공급받는다. M개의 그룹 각각에 대하여 사용되는 N개의 직교 코드 시퀀스는 N_w>N인 N_w개의 직교 코드 시퀀스로부터의 N 중 M개의 상이한 조합 각각을 포함한다. M과 N은 1보다 큰 정수이다. 복합 신호는 또한 수신기에서 채널 평가를 위한 직교 확산 파일럿 신호(WP)를 포함할 수 있다. 송신 안테나로부터 전송된 신호의 직교성이 증가되기 때문에, 전송 신호 전력이 감소될 수 있고 또한/또는 수신기가 M개의 수신 안테나보다 더 적은 수를 가질 수 있다.

Description

다중 코드 및 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템용 송신기{TRANSMITTER FOR A WIRELESS COMMUNICATIONS SYSTEM USING MULTIPLE CODES AND MULTIPLE ANTENNAS}

에러율, 복잡도, 전송 신호 전력 및 비용과 같은 무선 통신 시스템의 다른 파라미터에 악영향을 끼치지 않고도 무선 통신 시스템에서의 데이터 통신을 위한 데이터율을 증가시키고자 하는 바램이 있다.

이러한 목적을 위하여, 전송하고자 하는 인코딩되어 변조된 데이터가 복수의 데이터 서브-스트림(sub-stream)으로 분할되는 무선 통신 시스템 송신기를 제공하는 것이 알려져 있다. 이러한 데이터 서브-스트림은 월시 함수(Walsh function)(또는 간단히 월시 코드로도 일컬어지는 코드 시퀀스)와 같은 직교 코드를 사용하여 코드 확산을 하기 쉽고, 얻어지는 월시 코딩된 데이터 서브-스트림은 선형 전력 증폭기(LPA)에서 증폭되고 하나의 송신 안테나를 통하여 전송되는 신호를 생성하기 위하여 복합 PN (의사 랜덤 또는 의사 잡음) 시퀀스를 사용하여 결합되고 스크램블링(scrambling)된다.

예컨대, 10.8Mbps의 데이터 전송률을 제공하기 위하여, 위와 같은 전송기는 3/4 데이터 인코딩율, 64QAM (직교 진폭 변조: quadrature amplitude modulation) 및 20개의 데이터 서브-스트림과 대응하는 월시 코드들을 사용하는 것이 좋다.

64QAM은 비교적 변조 심볼 당 큰 비트 수 "6"를 제공하고, 결과적으로 유사한 신호 대 잡음비에 대하여 각각 심볼 당 4, 3 및 2 비트를 제공하는 16QAM, 8PSK (Phase Shift Keying) 및 QPSK (Quadrature PSK)와 같은 더 낮은 레이트 변조 방법에서 요구되는 것보다 실질적으로 LPA의 더 높은 송신 전력을 요구한다. LPA는 송신기의 비용에서 상당한 부분을 구성하고, 이러한 비용은 증가하는 전송 신호 전력에 따라 실질적으로 증가하기 때문에, 여전히 소망하는 높은 데이터율을 제공하면서도 더 낮은 레이트 변조 방법을 사용하는 것이 바람직하다.

이러한 목적을 위하여, 전송하고자 하는 인코딩되어 변조된 데이터를 더 큰 수의 서브-스트림으로 분할하는 것이 또한 알려져 있다. 이 서브-스트림은 M개의 그룹(M은 1보다 큰 정수임)으로 그룹핑되고, 데이터 서브-스트림의 그룹 각각은 상술한 바와 같이 처리되고 M개의 LPA 각각을 통하여 M개의 송신 안테나 각각에 공급된다. 위와 같은 송신기에서, 예컨대 M=4인 경우 10.8Mbps의 데이터 전송율이 1/2 데이터 인코딩율, QPSK 변조 및 20개의 데이터 서브-스트림과 대응하는 월시 코드를 사용하여 달성될 수 있다. 더 낮은 레이트 변조 방법과 전체 전송 신호 전력의 1/4에 각각 기여하는 4개의 LPA를 사용하기 때문에, LPA에 요구되는 전력이 감소하여 송신기에서의 비용이 감소될 수 있다.

이러한 무선 통신 시스템에서의 각각의 수신기에서는, 각각의 수신 안테나가M개의 안테나 모두로부터 전송된 신호를 수신한다. 수신기에서 데이터 서브-스트림을 분리하기 위하여, 수신기에서 결정되어야 하는 채널 행렬 H에 따라 수신된 신호를 처리할 필요가 있다. 채널 행렬 H는 각각의 송신 안테나로부터 각각의 수신 안테나로의 각각의 채널이나 경로의 특성을 나타내고, 예컨대 송신기로부터 수신기로 또한 전송되는 파일럿 신호를 사용하여 결정될 수 있다.

상술한 바와 같은 공지의 시스템에서의 성능은, M개의 송신 안테나로부터 수신 안테나로의 상이한 채널이나 경로가 상관되지 않을, 즉 서로 독립적으로 페이딩하기 쉬운 정도에 달려 있다. 상관이 덜 될수록, 성능은 더 좋아진다. 그러나, 이러한 경로 사이에는 근복적인 상관이 있을 수 있음이 발견되었다. 이러한 관점에서, 위와 같은 시스템에서는 수신기가 적어도 M개의 수신 안테나를 가질 필요가 있고, 채널 행렬 H는 M×M (즉, M개의 행과 열) 행렬로서 결정된다.

보다 일반적으로는, 상술한 바와 같은 공지의 시스템에서는 적어도 송신 안테나만큼의 많은 수신 안테나를 가질 필요가 있다. 이와는 대조적으로, 각각의 수신기에 비교적 작은 수의 수신 안테나, 예컨대 2개의 수신 안테나만을 제공하는 것이 바람직하지만, 이것은 바람직하지 않게도 송신 안테나의 수를 이러한 작은 수에 제한하게 되고, 따라서 상술한 송신기의 장점을 제한하게 된다.

또한, 주어진 데이터율에 대하여 LPA에 요구되는 전송 신호 전력을 보다 감소시키거나, 역으로 전송 신호 전력을 유사하게 증가시키지 않고도 데이터율을 증가시키는 것이 바람직하다.

본 발명은 무선 통신 시스템용 송신기에 관한 것이고, 특히 다중 코드 및 다중 안테나를 사용하는 송신기에 관한 것이다.

본 발명은 첨부 도면을 참조하여 다음의 설명으로부터 보다 잘 이해될 것이며, 여기서, 다른 도면에서의 유사한 요소를 나타내기 위하여 동일한 참조 번호가 사용된다.

도 1은 무선 통신 시스템에서의 공지된 다중 코드 송신기를 나타내는 도면.

도 2는 무선 통신 시스템에서의 공지된 다중 코드 다중 안테나 송신기를 나타내는 도면.

도 3은 본 발명의 실시예에 따라 무선 통신 시스템에서의 다중 코드 다중 안테나를 나타내는 도면.

도 4는 본 발명의 실시예에 따라 도 3의 송신기를 사용하는 무선 통신 시스템을 나타내는 도면.

발명의 요약

일 실시예에 따르면, 본 발명은 전송될 데이터로부터 각각 N개의 데이터 서브-스트림의 M개의 그룹으로 생성하도록 배열된 디멀티플렉서 - 여기서, N 및 M은 1보다 큰 정수임 - 와, N개의 직교 코드 시퀀스를 사용하여 M개의 그룹 각각의 N개의 데이터 서브-스트림을 확산시키도록 각각 배열된 M개의 직교 코드 스프레더(orthogonal code spreader)와, M개의 송신 안테나 각각을 통하여 전송할 각각의 복합 신호를 생성하기 위해 M개의 그룹 각각의 N개의 직교 확산된 데이터 서브-스트림을 결합하도록 각각 배열된 M개의 신호 결합기를 포함하고, M개의 그룹 각각에 대하여 사용되는 N개의 직교 코드 시퀀스가 N_w>N인 N_w직교 코드 시퀀스로부터의 N 중 M개의 상이한 조합 각각을 포함하는 무선 통신 시스템용 송신기를 제공한다.

바람직하게는, 직교 코드 시퀀스는 길이 L의 월시 함수를 포함하고, 여기서 L=2^k이고 k는 1보다 큰 정수이며, 전형적으로는 N_w<L이다.

파일럿 신호를 사용하여 수신기에서 채널 평가를 촉진하기 위하여, 각각의 신호 결합기가 또한, 각각의 그룹의 데이터 서브-스트림에 관련되고 각각의 다른 그룹의 파일럿 신호에 관련되어 직교 확산되는 파일럿 신호를 각각 N개의 직교 확산된 데이터 서브-스트림과 결합하도록 배열될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예는 각각의 복합 신호가 전송되는 M개의 송신 안테나를 갖는 상술한 송신기와, 송신 안테나로부터 전송된 신호들이 수신되는 1보다 큰 정수인 P개의 수신 안테나를 갖는 수신기를 포함하는 무선 통신 시스템을 제공한다. M은 P보다 클 수 있고, 본 시스템의 특정 실시예에서는 M=4인 송신 안테나와 P=2인 수신 안테나일 수 있다.

본 발명은 또한 1보다 큰 정수인 N개의 직교 코드 시퀀스에 의해 직교화된 N개의 데이터 서브-스트림을 결합함으로써 각각의 송신 안테나로부터 전송될 신호를 생성하는 단계와, 1보다 큰 정수인 M개의 송신 안테나 각각에 대하여 N_w>N인 N_w개의 직교 코드 시퀀스로부터의 N 중 M개의 상이한 조합 각각으로서 사용되는 N개의 직교 코드 시퀀스를 선택하는 단계를 포함하는 무선 통신 시스템에서 M개의 송신 안테나로부터 전송되는 신호들의 직교성을 증가시키는 방법을 제공한다.

편리하게는, 직교 코드 시퀀스는 길이 L의 월시 함수를 포함하고, 여기서 L=2^k이고 k는 1보다 큰 정수이며, 전형적으로는 N_w<L이다.

도면을 참조하면, 도 1은 하나의 선형 전력 증폭기(LPA: 12)의 출력에 결합된 하나의 송신 안테나(10)를 사용하는 무선 통신 시스템에서의 공지된 다중 코드 송신기를 나타낸다.

도 1의 송신기에서는, 예컨대 패킷 데이터 소스(14)로부터의 데이터가 터보 인코더(병렬 연쇄 컨벌루션 코더: parallel concatenated convolutional coder; 16)에 의해 인코딩되고, 인코딩된 데이터는 각각 공지의 레이트 매칭(18)과 채널 인터리빙 함수(20)에서 처리되며, 복수의 변조 방법들(예컨대, QPSK, 8PSK, 16QAM 및 64QAM) 중 어느 하나에 따라 인코딩된 데이터를 변조하는, 가변 변조기(variable modulator)로서 일컬어지는 변조기(22)에 공급된다.

변조기(22)에 의하여 생성된 변조된 데이터 심볼은 이득 요소(24)에서 소망하는 채널 이득 G를 공급받고, 디멀티플렉서(26)에 공급되어, 다중 코드 데이터 서브-스트림으로 일컬어지는 복수의 N개의 출력으로 분할된다.

N개의 승산기(28) 각각에서 N개의 다중 코드 데이터 서브-스트림이 N개의 직교 월시 코드 시퀀스나 함수 W1 내지 WN 각각에 의해 승산됨으로써, 직교 확산된다. 예컨대, N=20인 경우 월시 코드 시퀀스 W1 내지 WN은 길이 L=32인 32개의 가능한 월시 코드 시퀀스의 집합 중 선택된 20개일 수 있고, 그 중 나머지는 다른 용도, 예컨대 이하 설명될 파일럿 신호와, 데이터 신호를 갖는 페이징 신호와 음성 통신을 위해 보존된다. 일반적으로, 월시 코드 시퀀스의 길이 L은 k가 1보다 큰 정수인 2^k와 같고, L개의 직교 월시 코드 시퀀스가 있다. N개의 승산기(28)는 N개의 데이터 서브-스트림에 대하여 직교 코드 스프레더를 구성한다.

승산기(28)의 출력에서 생성된, N 개의 직교 확산 데이터 서브-스트림들은 신호 결합기(signal combiner), 즉 가산기(30)에서 결합되는데, 또한 신호 결합기는 공지된 방식으로 채널 추정(channel estimation)을 위해 파일롯 신호 WP를 가산한다. 파일럿 신호 WP는 또한 데이터 서버-스트림들과 각각 직교가 되도록 왈시 코드 시퀀스(Walsh code suquence)를 포함한다. 나머지 왈시 코드 시퀀스들에 의해 직교 확산된 음성 및 페이징 신호들은 신호 결합기(30)에 의해 유사하게 결합될 수 있다.

신호 결합기(30)의 출력에서 생성된, 결합된 직교 확산된 데이터 서브 스트림들은 승산기(32)에서 공지된 방식으로 복소수 PN 스크램블링 코드(complex PN scrambling code)에 의해 승산되며, 얻어지는 신호는 송신 안테나(10)로의 공급 및 송신 안테나(10)에 의한 송신을 위해 LPA(12)에 의해 증폭된다.

전술한 바와 같이, 도 1의 송신기는 10 Mbps 수준 또는 그 이상의 높은 데이터율을 제공하기 위해, 상대적으로 높은 변조율(modulation rate)을 필요로 하며, 그 결과 상대적으로 높은 송신 신호 전력 및 고가의 LPA를 필요로 한다. 이러한 단점을 피하기 위해, 도 2에 도시된 바와 같이, 다수의 송신 안테나들을 구비한 송신기가 사용될 수 있다. 이 점에 있어서, 여기 안테나들과 관련하여 사용된 "다수의"란 용어는 2개 이상을 의미하며, "안테나들"이란 용어는 단일 안테나에 의해 송신 또는 수신되는 신호들의 다른 편파(polarization)를 포함한다.

도 2를 참조하면, 도시된 송신기는, 10-1 내지 10-M으로 표시된 복수의 M개의 송신 안테나들, 이에 대응하여 28-1 내지 28-M으로 표시된 M 그룹의 N 왈시 코드 시퀀스 승산기들, 30-1 내지 30-M으로 표시된 M개의 신호 결합기들, 32-1 내지32-M으로 표시된 M개의 PN 스크램블링 코드 승산기들, 및 12-1 내지 12-M으로 표시된 M개의 LPA들을 가지고 있다는 점을 제외하고는, 도 1의 송신기와 유사하다. 단순화를 위해, 단지 제1 및 제M 그룹의 구성요소들만이 도 2에 도시되어 있다.

도 2의 송신기에서, 디멀티플렉스(demultiplexer; 26)는 복조기(22)에 의해 생성된 복조된 데이터 심벌들을 N개의 출력들의 M개의 그룹들로 분배하며, 이에 의해 MN개의 데이터 서브-스트림들을 생성한다. 이들 데이터 서브-스트림들 중 디멀티플렉서(26)의 출력에서 1 내지 N으로 번호매겨진 제1의 N개는, 각각 승산기 28-1 내지 28-N으로 공급되어, 각각의 왈시 코드 시퀀스 W1 내지 WN에 의해 각각 승산되며, 얻어지는 직교 신호들은 신호 결합기(30-1)에 의해 각각의 직교 파일럿 신호 WP-1과 함께 결합된다. 또한, 얻어지는 결합된 신호들은 승산기(32-1)에서 PN 스크램블링 코드에 의해 스크램블되고, LPA(12-1)에 의해 증폭되어, 송신 안테나(10-1)에 의해 송신된다.

유사한 설명이 각각의 다른 그룹의 N개의 데이터 서브-스트림들에 적용될 수 있다. 따라서, 도 2의 송신기에서, 각 그룹의 N개의 데이터 서브-스트림들은 도 1과 관련하여 전술한 방식과 동일한 방식으로 처리되어, 각각의 송신 안테나를 통하여 송신된다. 동일한 왈시 코드 시퀀스 W1 내지 WN이 M개의 그룹 모두에 대해 사용된다.

수신기가 파일럿 신호들을 사용하는 채널들을 구별하고 추정할 수 있도록 하기 위해, 파일럿 신호들은 각 채널의 데이터 서브-스트림들에 직교할 뿐만 아니라 서로서로 직교가 될 필요가 있다. 이러한 목적을 위해, 각각의 송신 안테나들 10-1 내지 10-M에 의한 송신을 위한, 파일럿 신호들 WP-1에서 WP-M은 다른 왈시 코드 시퀀스들을 사용하는 서로에게 직교가 된다. 다행히도, 데이터 서브-스트림 왈시 코드 시퀀스들 W1 내지 WN이 길이 L=32이고, 예컨대 N=20일 경우, 파일럿 신호 왈시 코드 시퀀스들은, 그 왈시 코드 시퀀스들 W1 내지 WN에 직교인 길이 32의 다른 왈시 코드 시퀀스들로부터 얻어진, 길이 256일 수 있으며, 이에 의해, 데이터 서브-스트림들과 파일럿 신호들 사이의 전체적인 코드 직교성을 유지할 수 있다.

전술한 바와 같은 파일럿 신호들의 왈시 코딩은 단지 수신기에서 채널 추정을 용이하게 하는 다양한 가능한 방법들 중의 하나의 예일 뿐이다. 예를 들면, 파일럿 신호들은 데이터 신호들과 시분할 멀티플렉스드 방식으로 전송될 수도 있다.

수신기는, 수신된 신호들의 파일럿 신호 시퀀스와의 상관관계로부터, 공지된 방식으로 채널 매트릭스 H에 대한 채널 계수들을 결정(추정)하여, 수신된 신호들을 처리하여 전송된 데이터를 결정하기 위해 채널 매트릭스 H를 사용한다. 예를 들면, 이 수신 신호 처리에서, 수신기는 먼저 데이터 서브-스트림들 중 가장 강한 그룹을 결정한 후, 다음으로 강한 그룹을 결정하는 것을 용이하게 하기 위해 수신된신호들로부터 해당 성분을 감산하는 식으로 할 수 있으며, 각각의 데이터 서브-스트림에 대해 계속한다.

데이터 서브-스트림들의 결정에 대한 신뢰성과 용이함은 채널 매트릭스 H가 추정되는 정확성에 의존하며, 그 정확성은 다시 송신 안테나로부터 수신 안테나로의 경로들에 대한 독립성 혹은 무-상관관계(non-correlation)에 의존한다. 그러나, 실제로 이들 경로들간에 실질적인 상관관계가 있을 수 있다는 것이 발견되었으며, 이러한 상관관계는 시스템의 성능을 저하시킨다.

또한, 그러한 상관관계는 수신기가 적어도 송신기가 송신 안테나를 가지고 있는 만큼 수신 안테나, 즉 적어도 M개의 수신 안테나를 가지고 있을 것을 실질적으로 필요하게 한다. 게다가, 수신기에서 다른 수신 안테나들에 대한 인접성은 송신 안테나로부터 수신 안테나로의 경로들에 대한 상관관계를 증가시키는 경향이 있다. 그러한 요소들은, 예컨대, M=4 개의 송신 안테나와 단지 각 수신기에 대해 단지 2개의 수신 안테나들을 가지는 도 2에 도신된 바와 같은 송신기를 가지는 10 Mbps의 시스템을 제공하는 것을 비현실적으로 만든다. 2개의 안테나를 가진 MMSE(minimum mean squared error) 수신기를 사용함으로써 용이해 질 수 있는, 비교적 단순함과 수신기들에 대해 바람직할 만큼 비교적 작은 크기를 제공하기 위해, 예컨대 단지 2개의 수신 안테나들만을 사용할 수 있는 것은 바람직할 것이다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 송신기를 도시한다. 도 3의 송신기는 도 2의 송신기와 유사하며, 따라서 승산기 28-1 내지 28-M에 제공되는 왈시 코드 시퀀스들을 제외하고는 동일한 참조번호들이 사용된다. 도 3에 도시된 바와 같이, 데이터 서브-스트림들의 제1 그룹을 위한 N개의 승산기 28-1에는 제1 그룹의 N 개의 왈시 코드 시퀀스 W1-1 내지 WN-1이 각각 제공되며, 데이터 서브-스트림들의 제M 그룹을 위한 N개의 승산기 28-M에는 제M 그룹의 N 개의 왈시 코드 시퀀스 W1-M 내지 WN-M이 각각 제공된다.

일반적으로 생각하면, 도 3의 송신기에서, 데이터 서브-스트림들의 제m 그룹을 위한 N개의 승산기 28-m에는 제m 그룹의 N 개의 왈시 코드 시퀀스 W1-m 내지 WN-m이 각각 제공되며, 여기서 m은 1 내지 M까지의 정수이다.

또한, 비록 아래에 설명되는 바와 같이, 각각의 왈시 코드 시퀀스는 N 왈시 코드 시퀀스들의 M 그룹들 중 하나 이상에서 사용될 수 있고 또한 일반적으로 사용될 것이나, 각각의 M그룹의 N개의 왈시 코드 시퀀스는 이들 왈시 코드 시퀀스의 조합을 포함하도록 선택되며, 여기서 왈시 코드 시퀀스의 조합은 각각의 다른 그룹들에 대해 사용되는 N개의 왈시 코드 시퀀스의 조합과는 상이하다. 즉, M 그룹의 각각에 대해 사용되는 N개의 직교 코드 시퀀스는, N_W직교 코드 시퀀스들로부터의 N개 중 M개의 상이한 조합들 중 각자의 하나를 포함하며, 여기서 N_W>N이다. 이것은 예시를 참조하여 아래에서 더 설명된다.

예를 들어, M=4 개의 송신 안테나, 스프레딩(spreading) 코드 길이 L=32, 및 N=0일 경우, 채널 추정을 위한 파일럿 시퀀스를 직교화하기 위해 예컨대 N_P=M=4 개의 왈시 코드 시퀀스 또는 함수의 수를 허용하는 것은 N_W=L-N_P=28 개까지의 가능한 왈시 함수들을 남겨두게 되며, 이 가능한 왈시 함수들로부터 N=20 개의 왈시 함수들이 M 그룹들의 상이한 하나하나에 대해 상이하게 얻어질 수 있다. 0 내지 27의 이들 N_W=28 개의 사용가능한 왈시 함수들에 번호를 붙이는 것은, 예를 들어, 다음과 같은 방식으로 M=4 개의 그룹들에 대해 할당될 수 있다.

그룹 1: 0 내지 19로 번호 붙여진 왈시 함수들,

그룹 2: 8 내지 27로 번호 붙여진 왈시 함수들,

그룹 3: 0 내지 7, 및 16 내지 27로 번호 붙여진 왈시 함수들,

그룹 4: 0 내지 15, 및 24 내지 27로 번호 붙여진 왈시 함수들.

본 예시로부터, 비록 개별적인 왈시 함수들이 상이한 그룹들에 사용되더라도, 예컨대 20 내지 23으로 번호 붙여진 왈시 함수들의 각각은 그룹 2 및 3에서 사용되더라도, M 그룹들의 각각은 N_W=28 개의 사용가능한 왈시 함수들 중 N=20개의 고유 조합으로 할당된다.

상이한 그룹들에 대한 왈시 함수들의 상이한 조합들의 이러한 사용은 M 개의 안테나들에 의해 송신된 신호들의 직교성을 상이한 조합들간의 작은 차이에 대해서도 상당한 정도로 증가시킨다. 예를 들어, N=20인 위의 케이스에서, N_W=N+1=21인 경우에도 송신된 신호들의 직교성에 상당한 증가 및 이에 따르는 무선 통신 시스템의 성능의 향상이 있을 수 있다.

성능에서의 그러한 향상은 몇 가지 중요한 결과들을 가질 수 있다. 특히, 송신된 신호들의 증가된 직교성은 향상된 채널 추정을 제공할 수 있어, 채널 매트릭스 H가 보다 정확하고 신뢰성 있게 결정될 수 있다. 그 결과, 이러한 채널 매트릭스 H가 단지 2개의 수신 안테나만을 사용하는 수신기에서 결정될 수 있으며, 이에 의해 수신기가 도 2의 송신기로는 가능할 수 없을 정도로 단순화되는 것이 가능하게 된다.

보다 일반적으로, 송신된 신호들의 증가된 직교성은 시스템으로부터 적어도 송신 안테나를 가진 만큼 수신 안테나도 가져야 한다는 제한을 감소시키거나 없앤다. 그 결과, 그룹들 및 송신 안테나들의 수 M이, 대응하는 수신기 복잡성의 증가 없이도 증가될 수 있다.

게다가, 향상된 성능은, 다른 파라미터들은 동일한 상황에서, 통신 데이터의 신호 대 잡음비(signal to noise ratio)에서의 향상에 의해 명백해진다. 이것은 LPA들 12-1 내지 12-M의 송신 전력을 줄이는 것을 가능하게 하며, 이것은 앞에서 지적한 바와 같이 상당한 비용상의 이점을 준다.

위의 설명은 예비의 사용가능한 왈시 함수들이 있다는 것, 즉 사용가능한 왈시 함수들의 수 N_W가 데이터 서브-스트림들의 각 그룹에 대해 사용되는 왈시 함수들의 수 N보다 더 큰 것을 가정한다. 이러한 가정이 맞지 않는 케이스인 시스템에서, 수 N은 N<N_W가 되도록 감소될 수 있으며, 송신기의 다른 파라미터들, 즉 변조 방법 및 터보 코드율(turbo code rate) (및 송신 안테나들의 수 M)은 바람직한 데이터율을 제공하도록 수정될 수 있다. 이러한 예는 아래에 포함된다.

이것은 단지 시스템의 동일한 성능의 결과를 초래할 것으로 예상되었으나, 실제는 그러하지 않으며, 아래 주어진 특정 예들로부터 볼 수 있는 바와 같이, 실제로 향상된 성능이 얻어질 수 있다. 예를 들어, N=20인 위에서 설명된 케이스에서, N=15의 대체값과 N_W=20이, M 그룹들에 집합적으로 할당되는 왈시 함수들의 수에서의 증가 없이도, 사용될 수 있다. 예컨대, M=4인 본 케이스에서, 0 내지 19로 번호 붙여진 왈시 함수들이 아래와 같이 그룹들에 할당될 수 있다:

그룹 1: 0 내지 14로 번호 붙여진 왈시 함수들,

그룹 2: 5 내지 19로 번호 붙여진 왈시 함수들,

그룹 3: 0 내지 4, 및 10 내지 19로 번호 붙여진 왈시 함수들,

그룹 4: 0 내지 9, 및 15 내지 19로 번호 붙여진 왈시 함수들.

감소된 수 N을 보상하기 위해, 코딩율 또는 변조 방법 중 하나, 혹은 둘 모두가 변경될 수 있다. 예를 들어, 마지막 케이스에서, 코딩율 9/16(입력 9 비트로부터 인코딩된 16 비트) 및 QPSK 변조인 경우의 N=20을 사용하는 대신에, 송신기는 N_W=20, N=15, 코딩율 3/4, 및 QPSK 변조를 사용하거나, 코딩율 1/2 및 8PSK 변조를 사용하여, 전체적으로 동일한 데이터율을 제공할 수 있다. 각 케이스에서, 이것은 아래 표 1에서 보여지는 바와 같이 향상된 성능을 제공할 수 있다.

다음 표들은, 특정 케이스들에서 본 발명의 실시예들에 의해 제공될 수 있는, 향상의 특정한 예들을 제공하는 것으로, 모두 예시를 위하여 주어지는 것일 뿐 제한을 위하여 주어지는 것은 아니다. 각 표에서, 심벌 당 송신 전력 또는 에너지(Eb/No) 수치는 10%와 1%의 프레임 에러율(FER; frame error rates)과, 데이터율, 코드율, 변조 방법 (및 따라서, 변조 심벌당 비트(bits per modulrationsymbol)), 및 N과 N_W의 값들을 포함하는 파라미터들의 상이한 조합들에 대하여 dB 단위로 주어진다.

표 1은 M=4개의 송신 안테나, P=4의 수신 안테나, L=32의 왈시 코드 길이, 10.8 Mbps의 데이터율, 및 비상관 슬로우 레일리히 페이딩(uncorrelated slow Rayleigh fading)을 가지는 채널들의 실제 채널 추정의 경우인 시스템에 대한 것이다.

표 1에서, N=20이고 N_W=20인 케이스 1의 경우에 대하여 이탤릭체로 표시된 송신 전력 수치는 도 2의 공지된 송신기에 관한 것이다. 케이스 1 내지 5 모두는 동일한 데이터율을 제공하며, 따라서 터보 인코더(16)에 의해 제공되는 코드율의 제품, 가변 변조기(22)에 의해 사용되는 각각의 변조 방법에 의해 제공되는 심벌 당 비트율의 수(QPSK에 대해 2, 8PSK에 대해 3), 및 각 그룹에 할당된 왈시 함수들의 수 N은, 표 1의 제2, 제3, 및 제4 컬럼에 명기된 바와 같이, 케이스 1 내지 5 모두에 대하여 동일하다.

표 1에 굵은체로 표시된 최소 전송 전력 값은, 이 예에 있어서 1/2 터보 코딩율, 8PSK 변조, N=15인 케이스 3에 주로 제공된다. 표 1에서 볼 수 있듯이, 이러한 값들은 Nw 값이 (예를 들어) 20에서 28까지 증가함에 따라, 즉, 상이한 그룹들에 대하여 사용되는 왈시(Walsh) 함수가 증가함에 따라 감소한다. 하지만, 표 1에서 볼 수 있듯이, 10% FER, Nw=24 또는 28인 경우, 케이스 1은 조금 더 나은 성능(동일한 프레임 에러율에 대하여 더 낮은 전송 전력값)을 제공한다.

표 2 역시, M=4 전송 안테나, P=4 수신 안테나, L=32의 왈시 코드 길이, 비상관 슬로우 레일리 페이딩(uncorrelated slow Rayleigh fading)을 갖는 채널의 실제 채널 추정치를 갖는 시스템에 관한 것이다. 표 2는 N=20인 각 경우 14.4 및 21.6 Mbps의 더 높은 데이터율에 대한 케이스 6 내지 9에 대하여 전송 전력값을 표 1과 유사한 방식으로 제공한다.

표 2에서, Nw=20인 경우 이탤릭체로 표현된 값은 도 2의 공지된 전송기와 관련이 있다. 케이스 6 내지 9 각각에 있어서, Nw가 증가함에 따라 성능이 향상됨을 알 수 있다. 표 2에서 굵은체로 표현된 값은 최고 성능(최소 전송 전력값)을 나타내며, 이 값은 이 예에서 14.4 Mbps의 데이터율을 제공하는 8PSK 변조 및 1/2 터보 코드율과, 21.6 Mbps의 데이터율을 제공하는 16QAM 변조 및 9/16 터보 코드율에 대하여 주어진다.

표 3은 M=4 전송 안테나, P=2 수신 안테나를 이용한 MMSE 수신기, L=32의 왈시 코드 길이, 10.8 Mbps의 데이터율, 비상관 슬로우 레일리 페이딩을 갖는 채널의 실제 채널 추정치를 갖는 시스템에 관한 것이다. 표 3에서 별표는 30dB를 초과하는 값을 나타낸다. 표 3에는 이탤릭체 값이 없으며(그와 같은 4개의 전송 안테나와 2개의 수신 안테나를 갖는 시스템은 선행 기술에서 실제적이지 않음), 굵은체로 표현된 값은 최고 성능(최소의 전송 전력값)을 나타낸다.

표 4는 M=2 전송 안테나, P=2 수신 안테나를 이용한 MMSE 수신기, L=32의 왈시 코드 길이, 10.8 Mbps의 데이터율, 비상관 슬로우 레일리 페이딩을 갖는 채널의 실제 채널 추정치를 갖는 시스템에 관한 것이다. 표 4에서, NW=20인 경우 케이스 14 및 15에 대하여 이탤릭체로 표현된 값은 2개의 전송 안테나와 2개의 수신 안테나를 갖는 도 2의 공지된 송신기에 관한 것이다. 표 4에서 굵은체로 표현된 값은 최고 성능(최소 전송 전력값)을 나타낸다. 표 4로부터, Nw=20인 경우 최고 성능은 케이스 16에서 3/4 코드율 및 16QAM에서 제공됨을 알 수 있다. 한편, 편차가 상대적으로 작기는 하지만, 케이스 14 내지 16 각각에 있어서 Nw가 증가함에 따라 성능이 향상된다.

위 표가 실제 채널 추정치 및 비상관 페이딩 채널에 관한 것이기는 하지만, 완전 채널 추정 및/또는 상관 페이딩 채널에 대해서도 유사한 결과 및 성능 이점이 결정될 수 있다.

예를 들어, 아래의 표 5는 비상관 페이딩인 케이스 16에 대한 표 2의 데이터를 반복한 것이며, 케이스 17 내지 21로 나타내어진 다양하고 상이한 상관 페이딩 모델에 대한 비교 값(다른 변수들은 동일함)을 제공한다. 여기서 케이스 17 내지 21은 각각, 도심 및 실내 채널들, A와 B로 나타내어진 모델 채널들 및 상관 페이딩을 갖는 모델을 나타낸다. 표 5로부터 Nw가 증가함에 따라 각 케이스에서 성능 향상을 가져옴을 알 수 있다.

이와 유사한 본 발명의 실시예의 결과 및 이점은, 전송 안테나의 수(2개 혹은 그 이상), 수신 안테나의 수(2개 혹은 그 이상), 코드율, 변조 방식 및 왈시 코드 길이 L에 대한 N 값 및 Nw 값을 포함하는 다른 변수들을 갖는 시스템에 대하여도 결정될 수가 있다.

일반적으로, βw=Nw/L이 채널 코드 자원 사용의 계수를 나타낸다면, 상기 표 1 및 2의 굵은체로 표현된 값들로부터, 1% FER에 대하여 상기 계수 βw를 20/32 (63%)에서 28/32 (88%)로 증가시킴에 따라, 10.8 Mbps의 데이터율에서는 약 2.3 dB의 전력 이득이 제공되고, 14.4 Mbps의 데이터율에서는 약 7.4 dB의 전력 이득이 제공되며, 21.6 Mbps의 데이터율에서는 약 13.9 dB의 전력 이득에 제공됨을 알 수 있다.

도 4는, 도 3의 전송기(도 4에서 도면부호 40으로 표시됨)을 사용하고, 상술한 바와 같이 M개의 안테나 10-1 내지 10-M을 갖는 무선 통신 시스템을 도시한다. 도 4에 표시된 바와 같이, M은 2와 같거나 그 이상이며, 전송기(40)에서 왈시 코드 길이 L은 M 그룹의 데이터 서브 스트림을 분산시키기 위해 집합적으로 사용되는 왈시 코드의 수 Nw와 같거나 더 크다. 여기서 Nw는 각각의 개별적인 데이터 서브 스트림에 대하여 사용되는 왈시 코드의 수 N보다 크며 (상술한 바와 같이 M 그룹 각각에 대하여 Nw로부터의 N의 유일한 조합이 사용됨), N은 1보다 크다.

도 4에는 또한, 2보다 같거나 큰 P개의 안테나 44-1 내지 44-P를 갖는 수신기(42)가 도시되어 있다. 도 4에 표시된 바와 같이, M은 P보다 크거나 같거나 작을 수 있으며, 예를 들어, 시스템은 상술한 바와 같이 M=4 전송 안테나와 P=2 수신 안테나를 가질 수 있다. 전송 안테나부터 수신 안테나로의 점선 화살표는 전송 안테나로부터 수신 안테나로의 채널을 표시하며, 채널의 특성은 상술한 바와 같은 채널 행렬 H를 형성하는 것으로 추정된다.

본 발명의 특정 실시예에 대하여 위에서 상술하였으나, 청구범위에 정의된 본 발명의 범위 내에서 수많은 수정, 변형 및 개조가 가능함을 알 수 있을 것이다.

Claims

무선 통신 시스템용 송신기에 있어서,

전송될 데이터로부터 각각 N개의 데이터 서브-스트림의 M개의 그룹으로 생성하도록 배열된 디멀티플렉서(demultiplexer: 26) - 여기서, N 및 M은 1보다 큰 정수임 - 와,

N개의 직교 코드 시퀀스를 사용하여 상기 M개의 그룹 각각의 상기 N개의 데이터 서브-스트림을 확산시키도록 각각 배열된 M개의 직교 코드 스프레더(orthogonal code spreader: 28)와,

M개의 송신 안테나 각각을 통하여 전송할 각각의 복합 신호를 생성하기 위하여 상기 M개의 그룹 각각의 상기 N개의 직교 확산된 데이터 서브-스트림을 결합하도록 각각 배열된 M개의 신호 결합기(combiner: 30)

를 포함하고,

상기 M개의 그룹 각각에 대하여 사용되는 상기 N개의 직교 코드 시퀀스가 N_w>N인 N_w직교 코드 시퀀스로부터의 N 중 M개의 상이한 조합 각각을 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
제1항에 있어서, 상기 직교 코드 시퀀스는 길이 L의 월시 함수(Walsh function)를 포함하고, 여기서 L=2^k이고 k는 1보다 큰 정수인 것을 특징으로 하는송신기.
제2항에 있어서, N_w<L인 것을 특징으로 하는 송신기.
제1항 또는 제3항에 있어서, 각각의 신호 결합기는 또한, 상기 각각의 그룹의 상기 데이터 서브-스트림에 관련되고 각각의 다른 그룹의 파일럿 신호에 관련되어 직교 확산되는 파일럿 신호를 상기 각각의 N개의 직교 확산된 데이터 서브-스트림과 결합하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 송신기.
제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 송신될 데이터는 인코딩되어 변조된 데이터를 포함하고,

상기 송신기는 데이터 소스로부터 인코딩된 데이터를 생성하기 위한 인코더와, 상기 전송될 데이터를 생성하기 위해 상기 인코딩된 데이터를 변조하도록 배열된 변조기를 포함하고, 상기 인코더의 코드율, 상기 변조기에 의해 생성된 변조 심볼 당 비트수, 정수 M과 N이 상기 송신기의 소망하는 데이터 전송률을 제공하도록 선택되는 것을 특징으로 하는 송신기.
제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 M개의 그룹 각각에 대하여, PN 코드에 따라 상기 각각의 복합 신호를 확산시키도록 배열된 각각의 코드 스프레더와,

상기 각각의 송신 안테나를 통하여 송신할 각각의 얻어지는 PN 코드 확산 신호를 증폭시키도록 배열된 각각의 선형 전력 증폭기

를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
무선 통신 시스템에 있어서,

각각의 복합 신호가 전송되는 M개의 송신 안테나를 갖는 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 기재된 송신기와,

상기 송신 안테나로부터 전송된 신호들이 수신되는 1보다 큰 정수인 P개의 수신 안테나를 갖는 수신기

를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제7항에 있어서, M>P인 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제7항에 있어서, M=4이고 P=2인 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
무선 통신 시스템에서 1보다 큰 정수인 M개의 송신 안테나로부터 전송된 신호들의 직교성을 증가시키는 방법에 있어서,

1보다 큰 정수인 N개의 직교 코드 시퀀스에 의해 직교화된 N개의 데이터 서브-스트림을 결합함으로써 각각의 송신 안테나로부터 전송될 신호들을 생성하는 단계와,

상기 M개의 송신 안테나 각각에 대하여 N_w>N인 N_w개의 직교 코드 시퀀스로부터의 N 중 M개의 상이한 조합 각각으로서 사용되는 상기 N개의 직교 코드 시퀀스를 선택하는 단계

를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제10항에 있어서, 상기 직교 코드 시퀀스는 길이 L의 월시 함수를 포함하고, 여기서 L=2^k이고 k는 1보다 큰 정수인 것을 특징으로 하는 방법.
제11항에 있어서, N_w<L인 것을 특징으로 하는 방법.
제10항 또는 제12항에 있어서, 상기 각각의 송신 안테나용 상기 데이터 서브-스트림에 관련되고 각각의 다른 송신 안테나용 파일럿 신호에 관련되어 직교 확산되는 파일럿 신호를 상기 각각의 송신 안테나로부터 전송될 상기 신호들과 결합하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.