CN101218845A

CN101218845A - 多载波通信中的无线通信基站装置、无线通信移动台装置和导频信号序列分配方法

Info

Publication number: CN101218845A
Application number: CN200680025214.8A
Authority: CN
Inventors: 西尾昭彦; 星野正幸; 今村大地
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: InterDigital Patent Holdings Inc
Priority date: 2005-07-29
Filing date: 2006-07-27
Publication date: 2008-07-09
Anticipated expiration: 2026-07-27
Also published as: CN101218845B; EP1903818A1; JP4827845B2; JPWO2007013560A1; US20100208664A1; WO2007013560A1; US7940641B2

Abstract

在多载波通信中，即使扇区数或小区数增多，也能够防止频率选择性衰落所产生的相邻扇区之间或相邻小区之间的导频信号序列之间的正交性的破坏而改善接收特性的无线通信装置。在该装置中，调制单元(102－1～102－m)对编码后的数据进行调制而生成数据码元，导频码元生成单元(103)对所输入的导频信号序列进行调制而生成导频码元，复用单元(104)将导频码元与数据码元进行时分复用。并且，将OVSF序列用作导频信号序列，将在序列长度彼此相同且彼此正交的多个OVSF序列中，与在相邻扇区被用作导频信号序列的OVSF序列以短于其序列长度的单位正交的其它OVSF序列输入到导频码元生成单元(103)。

Description

多载波通信中的无线通信基站装置、无线通信移动台装置和导频信号序列分配方法

技术领域

本发明涉及多载波通信中的无线通信基站装置、无线通信移动台装置和导频信号序列分配方法。

背景技术

近年来，在无线通信尤其移动通信中，除了语音以外，图像和数据等各种各样的信息也成为传输对象。与此相伴，可靠性高且高速传输的必要性日益增高。但是，在移动通信中进行高速传输时，由多路径产生的延迟波的影响不可忽视，由于频率选择性衰落，传输特性会恶化。

以OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式为代表的多载波通信作为频率选择性衰落的对策的技术之一而备受瞩目。多载波通信是，通过使用传输速度被抑制到不会发生频率选择性衰落的程度的多个副载波来传输数据，从而实现高速传输的技术。尤其OFDM方式因为配置数据的多个副载波的频率彼此正交，所以在多载波通信中频率利用效率最高，而且能够以比较简单的硬件结构来实现。因此OFDM方式作为在蜂窝方式的移动通信中所使用的通信方式备受瞩目，对OFDM方式进行各种各样的研究。

另一方面，在蜂窝方式中，位于扇区边界或小区边界附近的无线通信移动台装置(以下简称为移动台)从相邻扇区或相邻小区受到的干扰较大，因此差错率和吞吐量等接收特性劣化。特别在导频信号受到这样的较大的干扰时，接收特性极大劣化。

对此，有一种技术，通过在相邻扇区间使用彼此正交的导频信号序列，减轻导频信号从相邻扇区受到的干扰的影响，从而提高接收特性(例如参照非专利文献1)。

另外，这里所谓的扇区是指，将一个无线通信基站装置(以下简称为基站)所覆盖的区域(即小区)分割为多个区域的每个区域，对一个小区中所包含的多个扇区，从一个基站按照各自的方向性发送信号。在以下的说明中也同样。

(非专利文献1)3GPP RAN WG1 LTE Adhoc meeting(2005.06)R1-050589

发明内容

本发明需要解决的问题

在上述非专利文献1所记载的技术中，将正交序列的OVSF(OrthogonalVariable Spreading Factor)序列用作导频信号序列。在OVSF序列中，正交序列的数目等于其序列长度，并且序列长度取2的乘幂的值。因此，一个小区所包含的扇区数越多，必需使序列的数目即序列长度越大。例如，在一个小区由三个扇区构成时，为了对每个扇区分配彼此不同的正交序列，有序列长度为4的四个正交序列就足够，而在一个小区由六个扇区构成时，为了对每个扇区分配彼此不同的正交序列，必需有序列长度为8的八个正交序列。

并且，在移动台中，在进行使用导频信号序列的信道估计时，为了保持与相邻扇区的导频信号序列之间正交关系，也需要相当于序列长度的、对接收到的导频信号序列进行相关运算的范围。由此在移动台中，一个小区中所包含的扇区数越多，进行相关运算的范围越长。

然而，在相关运算的范围这样增长时，在频率选择性衰落剧烈(也就是频域方向的接收信号电平的变动剧烈)的移动台中，接收到的导频信号序列与相邻扇区的导频信号序列之间的正交性的破坏极大，使得差错率和吞吐量等接收特性恶化。

本发明的目的是，提供无线通信基站装置、无线通信移动台装置和导频信号序列分配方法，即使在多载波通信中扇区数或小区数增多，也能够防止频率选择性衰落所产生的相邻扇区之间或相邻小区之间的导频信号序列之间的正交性的破坏并改善接收特性。

解决问题的方案

本发明的基站是，发送由多个副载波构成的多载波信号的基站，它所采用的结构包括：复用单元，将序列长度彼此相同且彼此正交的多个正交系列中的任意一个，作为导频信号序列而复用在所述多个副载波上；以及发送单元，发送复用了所述导频信号序列的所述多载波信号，所述复用单元将在所述多个正交序列中，与第一正交序列以短于所述序列长度的单位正交的第二正交序列进行复用，所述第一正交序列在相邻扇区或相邻小区中被用作导频信号序列。

本发明的有益效果

根据本发明，能够防止频率选择性衰落所产生的相邻扇区之间或相邻小区之间的导频信号序列之间的正交性的破坏并改善接收特性。

附图说明

图1是表示本发明实施方式1的基站的结构的方框图。

图2是表示本发明实施方式1的无线通信装置的结构的方框图。

图3是表示本发明实施方式1的移动台的结构的方框图。

图4是本发明实施方式1的OVSF序列的序列树。

图5是本发明实施方式1的导频信号序列的分配的例子。

图6是本发明实施方式1的相关运算的例子(例1)。

图7是本发明实施方式1的相关运算的例子(例2)。

图8是本发明实施方式1的相关运算的例子(例3)。

图9是本发明实施方式2的OVSF序列的序列树。

图10是本发明实施方式2的导频信号序列的分配的例子(其1)。

图11是本发明实施方式2的导频信号序列的分配的例子(其2)。

图12是相位旋转序列的序列树。

具体实施方式

下面，参照附图详细地说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

本实施方式的基站是发送由多个副载波构成的多载波信号的基站，它在序列长度彼此相同且彼此正交的多个正交序列中，将与第一正交序列以短于其序列长度的单位正交的第二正交序列作为导频信号序列复用在多个副载波上，该第一正交序列在相邻扇区中被用作导频信号序列。

图1表示本实施方式的基站10的结构。基站10包括分别用于各个扇区1～n的无线通信装置100-1～100-n。

各个无线通信装置的结构如图2所示。在本实施方式中，图1所示的无线通信装置100-1～100-n都采用图2所示的结构。另外，图2所示的无线通信装置100在各个扇区中，将发往各个扇区内的多个移动台MS#1～MS#m的数据在构成OFDM码元的多个副载波上进行频分复用而发送。

在无线通信装置100中，编码单元101-1～101-m对发往最大m个移动台MS#1～MS#m的数据，分别进行编码而输出到调制单元102-1～102-m。

调制单元102-1～102-m对编码后的数据以QPSK或16QAM等调制方式分别进行调制而生成数据码元。生成后的数据码元被输入到复用单元104。

另一方面，导频码元生成单元103输入导频信号序列，导频码元生成单元103将该导频信号序列作为比特串，对此以BPSK进行调制而生成导频码元。生成后的导频码元被输入到复用单元104。另外，所输入的导频信号序列的详细说明将在后面描述。

复用单元104将导频码元与数据码元进行时分复用，并输出到IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)单元105。由此，导频码元或数据码元被映射到构成OFDM码元的各个副载波上。此时，复用单元104将导频码元复用在帧的开头的OFDM码元的各个副载波上。通过该时分复用而形成帧。另外，该导频码元用于移动台的信道估计。

IFFT单元105对映射了导频码元或数据码元的多个副载波进行IFFT而变换到时域，从而生成多载波信号即OFDM码元。该OFDM码元被输入到GI附加单元106。

GI附加单元106将与OFDM码元的末端部分相同的信号作为GI(GuardInterval)而附加到OFDM码元的首端。

无线发送单元107对附加GI后的OFDM码元进行D/A转换、放大和上变频等发送处理，然后从天线108发送到扇区内的各个移动台。

这样，从基站10所具有的无线通信装置100发送的OFDM码元，由图3所示的移动台200接收。

在图3所示的移动台200中，无线接收单元202对通过天线201接收到的OFDM码元进行下变频和A/D转换等接收处理，然后输出到GI除去单元203。

GI除去单元203除去被附加在OFDM码元中的GI后，输出到FFT(FastFourier Transform)单元204。

FFT单元204对从GI除去单元203输入的OFDM码元进行FFT而将其变换到频域，从而获得接收导频码元和接收数据码元。这些码元被输入到选择单元205。

在帧开头的OFDM码元时，选择单元205选择被映射在各个副载波上的接收导频码元，并输出到相关运算单元206。另一方面，在帧开头以外的OFDM码元时，选择单元205选择被映射在各个副载波上的接收数据码元，并输出到信道校正单元207。

相关运算单元206进行接收导频码元与每个扇区的已知的导频信号序列之间的相关运算。更具体地说，相关运算单元206将接收导频码元乘以已知的导频信号序列的复数共轭，并在整个相关运算范围将乘法结果相加。通过上述相关运算而进行信道估计，获得信道估计值作为相关运算结果。这样获得的信道估计值被输入到信道校正单元207。另外，相关运算的详细说明将在后面描述。

信道校正单元207使用信道估计值来校正接收数据码元的信道变动。更具体地说，信道校正单元207将接收数据码元乘以信道估计值的复数共轭，从而校正接收数据码元的振幅变动和相位变动。校正了信道变动的接收数据码元被输入到解调单元208。

解调单元208对接收数据码元进行解调，并输出到解码单元209。

解码单元209对解调后的接收数据码元进行解码，从而获得接收数据。

下面，详细地说明被输入到图2所示的无线通信装置100的导频码元生成单元103的导频信号序列。

在本实施方式中，将正交序列的OVSF序列用作导频信号序列。图4表示从序列长度1到8的OVSF序列的序列树。这样，用序列树来表示多个OVSF序列。另外，在以下的说明中，为便于说明，将构成各个OVSF序列的1和-1的每一个称为码片(chip)。

OVSF序列有一种性质，在该序列树中没有亲子关系的序列，即使彼此的序列长度不同也彼此正交。例如，在图4中，从序列长度为2的序列1，1派生且序列长度为8的序列X1～X4彼此正交，但因为有亲子关系，不与序列1，1正交。另外，从序列长度为2的序列1，-1派生且序列长度为8的序列X5～X8彼此正交，但因为有亲子关系，不与序列1，-1正交。

另外，序列X1～X4都是从序列长度为2的序列1，1派生的，因此序列X1～X4在以两个码片为单位的情况下彼此不正交。同样，序列X5～X8都是从序列长度为2的序列1，-1派生的，因此序列X5～X8在以两个码片为单位的情况下彼此不正交。要使这些全部序列X1～X4和X5～X8都彼此正交，必需有八个码片。

相对于此，比较序列X1～X4和序列X5～X8时，序列X1～X4和序列X5～X8是从彼此不同的序列长度为2的序列(即，序列1，1和序列1，-1)派生的。因此，序列X1～X4和序列X5～X8以两个码片为单位彼此正交。

也就是说，例如，序列X1虽然在以两个码片为单位的情况下不与序列X2～X4彼此正交，但是与序列X5～X8中的任何一个都彼此正交。另外，序列X5虽然在以两个码片为单位的情况下不与序列X6～X8彼此正交，但是与序列X1～X4中的任何一个都彼此正交。

于是，在本实施方式中，如图4所示，将序列X1～X4作为组A，将序列X5～X8作为组B。也就是说，将序列长度都为8且彼此正交的八个OVSF序列，根据在序列树中位于这八个OVSF序列的上层且序列长度为2的两个OVSF序列，划分为两个组。因此，属于组A的序列与属于组B的序列以两个码片为单位彼此正交。

于是，在这些序列长度为8的OVSF序列中，将对每个扇区选择的各个组中任意一个序列，如图5所示那样分配给各个扇区。图5表示一个小区被分割为六个扇区的例子。这里，因为有六个扇区，所以为了对各个扇区分配彼此不同的导频序列，使用序列长度为8的八个OVSF序列。

也就是说，在本实施方式中，如图5所示，对彼此相邻的扇区分配属于彼此不同的组的OVSF序列作为导频信号序列。即，如图5所示，对扇区1～6，交替分配组A的序列和组B的序列。例如，对扇区1分配组A的序列X1时，对扇区1的一方相邻扇区即扇区6分配组B的序列X5，而对另一方相邻扇区即扇区2分配组B的序列X7。

当着眼于扇区1和扇区2时，将序列长度都为8且彼此正交的八个OVSF序列中以短于序列长度8的两个码片为单位彼此正交的序列X1和序列X7，分配给彼此相邻的各个扇区。

并且，当着眼于扇区1时，将序列长度为8且序列长度彼此相同的、彼此正交的八个OVSF序列中，将与在相邻扇区即扇区2中被用作导频信号序列的序列X7以短于序列长度8的两个码片为单位正交的序列X1，分配给扇区1。通过对扇区1分配组A的OVSF序列而实现上述分配，所述组A的OVSF序列在图4所示的序列树中，从与被分配给扇区2的组B的OVSF序列的上层序列1，-1不同的上层序列1，1派生。

然后，将这样分配给各个扇区的OVSF序列，在各个扇区用的无线通信装置100中，作为导频信号序列而输入到导频码元生成单元103，复用在帧开头的OFDM码元的各个副载波上，并发送到移动台200。

接着，详细地说明在图3所示的移动台200的相关运算单元206中进行的相关运算。

相关运算单元206进行接收导频码元与每个扇区的已知的导频信号序列之间的相关运算。例如，图5中位于扇区5的移动台200的相关运算单元206进行接收导频码元与序列X3之间的相关运算。此时，相关运算单元206以短于序列X3的序列长度8的单位，通过下述相关运算例1～3的方式，进行接收导频码元与序列X3之间的相关运算。另外，在以下说明中，举出位于扇区5的移动台200作为例子进行说明。

<相关运算例1(图6)>

如上所述，被分配到扇区5的序列X3与被分配到一方相邻扇区即扇区6的序列X5和被分配到另一方相邻扇区即扇区4的序列X6，在相邻扇区间以两个码片为单位彼此正交。

于是，在相关运算例1中，相关运算单元206将以两个码片为单位进行分割的序列X3的复数共轭与接收导频码元分别相乘，并以每两个码片的单位进行相加。更具体地说，如图6所示，相关运算单元206将序列长度为8的1，1，-1，-1，1，1，-1，-1的序列X3分割为两个码片的单位61(1，1)、62(-1，-1)、63(1，1)、64(-1，-1)，并以这些单位进行一共四次的相关运算。因此，通过上述四次的相关运算，对序列长度为8的序列X3可获得四个信道估计值。

<相关运算例2(图7)>

在相关运算例2中，相关运算单元206一面对各相关运算的开始位置以短于两个码片单位的数量进行移位，一面进行相关运算。具体地说，如图7的71～78所示，相关运算单元206对以两个码片为单位的各相关运算的范围，向右方向各移位一个码片(即1个副载波)，这样进行一共八次的相关运算。因此，通过上述八次的相关运算，对序列长度为8的序列X3可获得八个信道估计值。

<相关运算例3(图8)>

被分配到扇区5的序列X3与被分配到一方相邻扇区即扇区6的序列X5和被分配到另一方相邻扇区即扇区4的序列X6，也在相邻扇区间以四个码片为单位彼此正交。

于是，在相关运算例3中，在传播路径上的频率选择性变动相对于相关运算例1和2的状态变小时(也就是说，频域方向的变动变得更小时)，如图8的81～84所示，使相关运算的单位更大，为四个单位。由此，用于获得一个信道估计值的导频码元的数目增多，从而信道估计精度提高。

另外，在此例中，为了跟随频域方向的衰落变动，如图8的81～84所示，将以四个码片为单位的各相关运算的范围，向右方向(即频率变大的方向)依次移位两个码片(即两个副载波)。也就是说，与相关运算例2同样，相关运算单元206一面对各次相关运算的开始位置以短于4码片单位的数量进行移位，一面进行相关运算。另外，虽然也可以各移位一个码片，但用于信道估计的相关运算的次数会增多，又可以各移位三个码片，但对频域方向的衰落变动的跟随性恶化。因此，在此例中，各移位两个码片。

这样，在相关运算例3中，与传播路径上的频率选择性变动的大小对应地改变相关运算的单位的大小。也就是说，频率选择性变动越大(即，传播路径上的延迟分散越大)，使相关运算的单位越小，相反地，频率选择性变动越小(即，传播路径上的延迟分散越小)，使相关运算的单位在不超过序列长度8的范围内越大。通过如此改变相关运算的单位的大小，能够基于传播路径的状况进行高精度的信道估计。也就是说，在频率选择性变动较大时，通过使相关运算的单位较小，能够将与相邻扇区的导频信号序列之间的正交性的破坏抑制到最小限度，另一方面在频率选择性变动较小时，通过使相关运算的单位较大，从而能够使计算信道估计值时的导频信号总功率增大，利用对噪声的平均化效果而提高信道估计精度。

如上所述，根据本实施方式，在序列长度彼此相同且彼此正交的多个OVSF序列中，将以短于序列长度的单位彼此正交的OVSF序列作为导频信号序列，分配到彼此相邻的各个扇区。因此，即使在一个小区所包含的扇区数较多而使作为导频信号序列的OVSF序列的序列长度增长时，也能够使在移动台进行信道估计时的相关运算的单位比序列长度短。由此能够在移动台将信道估计时的相关运算的一个单位设定为短于导频信号序列的序列长度。因此，在衰落的频率选择性较大的移动台中，也能够防止在接收导频信号序列与相邻扇区的导频信号序列之间的正交性的破坏，从而防止接收特性的劣化。

而且，如相关运算例2(图7)那样，通过在移动台中一面对各相关运算的开始位置以短于相关运算的单位的量进行移位，一面进行相关运算，能够获得更多的信道估计值。因此，根据相关运算例2，在更为剧烈的频率选择性衰落环境下，也能够防止与相邻扇区的导频信号序列之间的正交性的破坏。

(实施方式2)

本实施方式与实施方式1不同之处在于，如图9所示，将序列长度都为8且彼此正交的八个OVSF序列，根据在序列树中位于所述八个OVSF序列的上层且序列长度为4的四个OVSF序列，划分为四个组A～D。

在本实施方式中，如图9所示，将序列X1和X2作为组A，将序列X3和X4作为组B，将序列X5和X6作为组C，将序列X7和X8作为组D。因此，在组A～D之间，各个序列以四个码片为单位彼此正交。

并且，在本实施方式中，基于如上的分组，在这些序列长度为8的OVSF序列中，将对每个扇区选择的各个组中任意一个序列，如图10所示那样分配给各个扇区。图10表示与实施方式1同样，一个小区被分割为六个扇区的例子。

也就是说，在本实施方式中，如图10所示，与实施方式1同样，对彼此相邻的扇区分配属于彼此不同的组的OVSF序列作为导频信号序列。而且，在本实施方式中，对隔开一个扇区的各个扇区，也分配属于彼此不同的组的OVSF序列作为导频信号序列。即，如图10所示，对扇区1～6，依序分配组A的序列、组B的序列和组C的序列。例如，在对扇区1分配组A的序列X1的情况下，对扇区1的一方相邻扇区即扇区6分配组C的序列X6，而对另一方相邻扇区即扇区2分配组B的序列X3。另外，对与扇区1各隔开一个扇区的扇区5和扇区3，分别分配组B的序列X4和组C的序列X5。

这里，当着眼于扇区1和扇区2时，将序列长度都为8且彼此正交的八个OVSF序列中，以四个码片为单位彼此正交的序列X1和序列X3，分配给彼此相邻的各个扇区。再者，当着眼于扇区1和扇区3时，将序列长度都为8且彼此正交的八个OVSF序列中，以四个码片为单位彼此正交的序列X1和序列X5，分配给彼此隔开一个扇区的各个扇区。

然后，将这样分配给各个扇区的OVSF序列，在用于各个扇区的无线通信装置100中，作为导频信号序列而输入到导频码元生成单元103，复用在帧开头的OFDM码元的各个副载波上，并发送到移动台200。

通过这样对各个扇区分配OVSF序列，不仅在相邻扇区间，而在隔开一个扇区的扇区间也能够保持导频信号序列的正交性，因此能够进一步减轻在扇区间的导频信号序列的干扰。

另外，在本实施方式中，根据如上所述的导频信号序列的分配，在移动台200中进行信道估计时，以四个码片为单位进行相关运算。

另外，在本实施方式中，如图11所示，由于彼此相邻的多个小区各自被分割为多个扇区，所以在相邻的扇区数目更增多的情况下，对各个扇区分配以四个码片为单位彼此正交的OVSF序列，以在这些相邻扇区间使导频信号序列以短于序列长度8的单位彼此正交。例如，在图11所示的例子中，对小区1的扇区1分配组A的序列X1，对小区2的扇区2分配组B的序列X3，对小区3的扇区3分配组C的序列X5。这样，在本实施方式中，相邻扇区的数目越多，将在序列树中越为下层的、从彼此不同的上层序列派生且彼此不同的OVSF序列，分配给彼此相邻的扇区。通过这样进行分配，即使在相邻扇区的数目增多时，也能够在相邻扇区间使导频信号序列以短于序列长度的单位彼此正交。

另外，通过根据相邻扇区数改变组数，也就是说，相邻扇区数越多，将在序列树中越为下层的、从彼此不同的上层序列派生且彼此不同的OVSF序列分配给彼此相邻的扇区，并相邻扇区越少，将在序列树中越为上层的、从彼此不同的上层序列派生且彼此不同的OVSF序列分配给彼此相邻的扇区，从而能够根据相邻扇区数使导频信号序列之间彼此正交的范围为最小限度，并将由移动台的相关运算获得的高精度的信道估计值的数目增大到基于相邻扇区数的最大限度的数目。

另外，在图11中，基站11～13采用与基站10相同的结构。

以上，说明了本发明的各个实施方式。

另外，在上述说明中，说明了在相邻扇区之间实施本发明的情况，但是通过在上述说明中将扇区视为小区，能够在相邻小区间与上述同样地实施本发明。此时，各个小区的基站各自采用图2所示的结构。

另外，有时候移动台被称为UE，基站装置被称为Node B，副载波被称为音调(Tone)。

另外，导频信号序列也可不映射到构成OFDM码元的所有副载波上。

另外，也可以将导频信号序列通过时分复用以外的复用方法(例如，频分复用等)来进行复用。

另外，在上述实施方式中，将OVSF序列用作导频信号序列，但也可以将相位旋转序列等其它正交序列用作导频信号序列。图12表示相位旋转序列的序列树。其中，P1＝1，P2＝exp(j2π/3)，P3＝exp(-j2π/3)。在此例中，将序列长度为9的九个相位旋转序列划分为组A～C。也就是说，将从序列P1，P1，P1派生的序列Y1～Y3作为组A，将从P1，P2，P3派生的序列Y4～Y6作为组B，将从P1，P3，P2派生的序列Y7～Y9作为组C。因此，组A～C之间，各个序列以短于序列长度9的三个码片为单位彼此正交。

另外，在上述实施方式中，对正交序列施以BPSK调制而生成导频码元，但也可以例如通过将预先确定的已知码元与正交序列相乘，从而生成导频码元。另外，还可以将生成后的导频码元乘以小区(基站)固有的加扰码。

另外，在上述实施方式中，以硬件构成本发明的情况作为例子进行说明，但本发明也能够以软件实现。

另外，用于上述实施方式的说明中的各功能块通常被作为集成电路的LSI来实现。这些块既可以被单独地集成为一个芯片，也可以包含一部分或全部地被集成为一个芯片。虽然此处称为LSI，但根据集成程度，可以被称为IC、系统LSI、超大LSI(Super LSI)、特大LSI(Ultra LSI)。

另外，实现集成电路化的方法不仅限于LSI，也可使用专用电路或通用处理器来实现。也可以使用在LSI制造后可编程的FPGA(Field ProgrammableGate Array)，或者可重构LSI内部的电路单元的连接和设定的可重构处理器。

再者，随着半导体的技术进步或随之派生的其它技术的出现，如果能够出现替代LSId的集成电路化的新技术，当然可利用该新技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。

本说明书是基于2005年7月29日申请的日本专利申请第2005-220616号。其内容全部包含于此。

工业实用性

本发明适合于移动通信系统等。

Claims

1.一种无线通信基站装置，发送由多个副载波构成的多载波信号，该无线通信基站装置包括：

复用单元，将序列长度彼此相同且彼此正交的多个正交序列中的任意一个，作为导频信号序列而复用在所述多个副载波上；以及

发送单元，发送复用了所述导频信号序列的所述多载波信号，

所述复用单元将在所述多个正交序列中，与第一正交序列以短于所述序列长度的单位正交的第二正交序列进行复用，所述第一正交序列在相邻扇区或相邻小区中被用作导频信号序列。

2.如权利要求1所述的无线通信基站装置，其中，

用序列树表示所述多个正交序列，

所述复用单元将在所述序列树中从与所述第一正交序列的上层序列不同的上层序列派生的所述第二正交序列进行复用。

3.如权利要求2所述的无线通信基站装置，其中，

所述复用单元所述相邻扇区的数目或所述相邻小区的数目越多，将在所述序列树中越下层且从所述不同的上层序列派生的所述第二正交序列进行复用。

4.一种无线通信移动台装置，接收多载波信号，该多载波信号由多个副载波构成，并且序列长度彼此相同且彼此正交的多个正交序列中的任意一个作为导频序列被复用在所述多个副载波上，该无线通信移动台装置包括：

接收单元，接收复用了所述多个正交序列中的第二正交序列的所述多载波信号，所述第二正交序列与第一正交序列以短于所述序列长度的单位正交，所述第一正交序列在相邻扇区或相邻小区中被用作导频信号序列；

变换单元，将所接收的所述多载波信号变换到频域而获得接收导频信号序列；以及

相关运算单元，对短于所述序列长度的单位，进行所述接收导频信号序列与所述第二正交序列之间的相关运算。

5.如权利要求4所述的无线通信移动台装置，其中，

所述相关运算单元一面对所述相关运算的开始位置以短于所述单位的量进行移位，一面进行所述相关运算。

6.如权利要求4所述的无线通信移动台装置，其中，

在传播路径上的频率选择性变动越小，所述相关运算单元使所述单位越大。

7.一种对彼此相邻的扇区或彼此相邻的小区的导频信号序列分配方法，

将在序列长度彼此相同且彼此正交的多个正交序列中，以短于所述序列长度的单位且彼此正交的第一正交序列和第二正交序列分配到所述彼此相邻的扇区或彼此相邻的小区的每一个。