CN102160310B - 无线通信装置及信号分割方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了即使在将SC-FDMA信号分割为多个群，并将多个群分别映射到不连续的频带的情况下，也能够降低由DFT矩阵的正交性的失真引起的ISI的无线通信装置。在该装置中，DFT单元(110)使用DFT矩阵，对时域的码元序列施加DFT处理，生成频域的信号(SC-FDMA信号)，分割单元(111)使用与构成DFT单元(110)中使用的DFT矩阵的多个列矢量中的任意的列矢量部分正交的矢量长度对应的部分正交带宽，分割SC-FDMA信号，生成多个群，映射单元(112)将多个群分别映射到不连续的多个频带。

Description

无线通信装置及信号分割方法
技术领域
本发明涉及无线通信装置及信号分割方法。
背景技术
在3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution，第三代合作伙伴计划长期演进)中，为了实现低延迟且高速的传输，有关移动体通信规格的标准化的研究非常盛行。
为了实现低延迟且高速的传输，作为下行线路(Downlink:DL)的多路接入方式采用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)，作为上行线路(Uplink:UL)的多路接入方式采用使用DFT(Discrete FourierTransform，离散傅立叶变换)预编码的SC-FDMA(Single-Carrier FrequencyDivision Multiple Access，单载波频分多址)。
在使用DFT预编码的SC-FDMA中，例如使用由N×N的矩阵表示的DFT矩阵(预编码矩阵或DFT序列)。这里，N为DFT大小(DFT点数)。另外，在N×N的DFT矩阵中，N个N×1的列矢量在DFT大小N中相互正交。在使用DFT预编码的SC-FDMA中，通过使用该DFT矩阵对码元序列进行扩频和码复用，形成SC-FDMA信号(频谱)。
另外，开始了与LTE相比实现进一步的通信高速化的高级LTE（LTE-Advanced）(或高级IMT(International Mobile Telecommunication，国际移动通信))的标准化。在高级LTE中，为了实现通信的高速化，预计导入例如能够在40MHz以上的宽带频率中通信的无线通信基站装置(以下称为“基站”)及无线通信终端装置(以下称为“终端”)。
在LTE的上行线路中，为了维持实现高覆盖(coverage)的发送信号的单载波特性(例如，低PAPR(Peak-to-Average Power Ratio，峰值对平均功率比)特性)，上行线路的频率资源分配限制为将SC-FDMA信号局部(localized)地映射到连续的频带的分配。
然而，如果如上所述地限制频率资源分配，则上行线路的共享频率资源(例如，PUSCH(Physical Uplink Shared Channel，物理上行线路共享信道)等)中产生空闲，频率资源利用效率变差。由此，作为用于提高频率资源利用效率的以往技术，提出了将SC-FDMA信号分割为多个群(cluster)，并将多个群映射到不连续(discontinuous)的频率资源的群集的（clustered）SC-FDMA(C-SC-FDMA)(例如，参见非专利文献1)。
在上述以往技术的C-SC-FDMA中，终端将通过DFT处理生成的SC-FDMA信号(频谱)分割为多个群，从而生成C-SC-FDMA信号。然后，终端将多个群分别映射到不连续的频率资源(副载波或资源块(Resource Block:RB))。另一方面，基站对接收到的C-SC-FDMA信号(多个群)施加频域均衡(Frequency Domain Equalization:FDE)处理，并将均衡后的多个群结合。然后，基站对结合后的信号施加IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform，离散傅立叶逆变换)处理，从而获得时域的信号。
在C-SC-FDMA中，将多个群分别映射到不连续的多个频率资源，从而能够比SC-FDMA更灵活地进行多个终端之间的频率资源分配，因此能够提高频率资源利用效率以及多用户分集效果。另外，在C-SC-FDMA中，与OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，正交频分多址)相比PAPR变小，因此与OFDMA相比能够扩大上行线路的覆盖区。
另外，对于以往的SC-FDMA的结构，仅通过对终端追加用于将SC-FDMA信号(频谱)分割为多个群的结构部件，并对基站追加结合多个群的结构部件，便可容易地实现C-SC-FDMA的结构。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：R1-081842，“LTE-A Proposals for evolution，”3GPP RANWG1#53，Kansas City，MO，USA，May5-9，2008
发明内容
发明要解决的问题
在上述以往技术中，基站根据上行线路的频率资源的空闲状态或者多个终端与基站间的传输路径状态的好坏，将以任意频率分割各终端的SC-FDMA信号(频谱)而生成的多个群分别分配到多个上行线路的频率资源，并将表示该分配结果的信息通知给终端。终端使用任意带宽分割作为DFT处理的输出的SC-FDMA信号(频谱)，并将多个群分别映射到由基站分配的多个上行线路的频率资源，从而生成C-SC-FDMA信号。
然而，上行线路的宽带的无线频带(宽带无线信道)具有频率选择性，因此映射到不连续的不同频带的多个群分别传输的信道间的频率相关变低。由此，即使在基站通过FDE处理均衡了C-SC-FDMA信号(多个群)的情况下，多个群的每个群的等效信道增益(即，乘以FDE权重后的频率信道增益)也有可能极大地不同。由此，在多个群的结合点(即，终端分割SC-FDMA信号的分割点)，等效信道增益有时会急剧地变化。也就是说，在多个群的结合点，等效信道增益的变动(即，接收频谱的包络线)中产生不连续点。
这里，为了在C-SC-FDMA信号被映射的所有频带(即，多个群分别被映射的频带的和)中将DFT矩阵的正交性的失真维持得较小，映射了多个群的所有频带中等效信道增益的变动必须为缓慢。因此，如上述的以往技术那样，在多个群的结合点，等效信道增益的变动中发生不连续点的情况下，映射了C-SC-FDMA信号的频带中DFT矩阵的正交性产生较大的失真。因此，C-SC-FDMA信号变得容易受到由DFT矩阵的正交性的失真而产生的码间干扰(Inter-Symbol Interference:ISI)的影响。尤其是，在使用信号点间的欧氏距离非常短的64QAM等高阶（level）的多级调制的情况下，由于更容易受到ISI的影响，所以传输特性的恶化变得更大。另外，随着群数(SC-FDMA信号的分割数)增多，群间的不连续点数变得更多，因此由DFT矩阵的正交性的失真引起的ISI变得更大。
本发明是鉴于上述问题而作出的，其目的在于提供无线通信装置及信号分割方法，该无线通信装置及信号分割方法即使在将SC-FDMA信号分割为多个群，并将多个群分别映射到不连续的频带的情况下，即在使用C-SC-FDMA的情况下，也能够降低由DFT矩阵的正交性的失真引起的ISI。
解决问题的方案
本发明的无线通信装置采用的结构包括：变换单元，对码元序列使用DFT矩阵施加DFT处理，生成频域的信号；分割单元，使用部分正交带宽B’，分割所述信号，生成多个群，所述部分正交带宽B'与构成所述离散傅立叶变换矩阵的多个矢量长度为N的列矢量中的任意的列矢量部分正交的矢量长度N'对应，所述N'小于所述N，并由下述式(1)算出，fi和fi'是所述多个矢量长度为N的列矢量中的相互不同的列矢量，其中，i=0～N-1，i'=0～N-1，i≠i'，I是满足|I|<|i-i'|的零以外的整数，所述部分正交带宽B'由下述式(2)算出，其中，Bsub是正交频率间隔，B是用于所述信号的全部带宽；以及映射单元，将所述多个群分别映射到不连续的多个频带。
本发明的信号分割方法，使用部分正交带宽B’，分割所述信号，生成多个群的步骤，所述部分正交带宽B'与构成离散傅立叶变换矩阵的多个矢量长度为N的列矢量中的任意的列矢量部分正交的矢量长度N'对应，所述DFT矩阵用于将时域的码元序列变换为频域的信号，所述N'小于所述N，并由下述式(1)算出，fi和fi'是所述多个矢量长度为N的列矢量中的相互不同的列矢量，其中，i=0～N-1，i'=0～N-1，i≠i'，I是满足|I|<|i-i'|的零以外的整数，所述部分正交带宽B'由下述式(2)算出，其中，Bsub是正交频率间隔，B是用于所述信号的全部带宽。
发明的效果
根据本发明，即使在将SC-FDMA信号分割为多个群，并将多个群分别映射到不连续的频带的情况下(在使用C-SC-FDMA的情况下)，也能够降低由DFT矩阵的正交性的失真引起的ISI。
附图说明
图1是本发明的实施方式1的终端的方框结构图。
图2是表示本发明的实施方式1的DFT处理的图。
图3是表示本发明的实施方式1的一例DFT矩阵的图。
图4A是表示本发明的实施方式1的部分正交的关系的图(|I|=1的情况)。
图4B是表示本发明的实施方式1的部分正交的关系的图(|I|=2的情况)。
图4C是表示本发明的实施方式1的部分正交的关系的图(|I|=3的情况)。
图5A是表示本发明的实施方式1的分割处理和映射处理的图。
图5B是表示本发明的实施方式1的FDE后的信号的图。
图5C是表示本发明的实施方式1的结合后的信号的图。
图6是表示本发明的实施方式1的列矢量的正交关系的图。
图7是表示本发明的实施方式1的列矢量的正交关系的图。
图8是表示本发明的实施方式1的频率交织处理的图。
图9是本发明的实施方式2的终端的方框结构图。
图10A是表示本发明的实施方式2的预编码处理的图。
图10B是表示本发明的实施方式2的预编码处理的图。
图11是表示本发明的实施方式2的使用了FSTD的处理的图。
图12是表示本发明的实施方式3的使用了FSTD的处理的图。
图13是表示本发明的实施方式3的使用了FSTD的处理的图。
图14是表示本发明的实施方式4的乘数与群大小的关系的图。
图15是本发明的实施方式5的终端的方框结构图。
图16是本发明的实施方式5的基站的方框结构图。
图17A是表示本发明的实施方式5的移位（shift）处理的图(z=0的情况)。
图17B是表示本发明的实施方式5的移位处理的图(z=3的情况)。
图18A是表示本发明的实施方式5的DFT输出的图。
图18B是表示本发明的实施方式5的移位处理的图。
图18C是表示本发明的实施方式5的分割处理和映射处理的图。
图19是本发明的实施方式5的终端的方框结构图。
图20是本发明的实施方式6的终端的方框结构图。
图21A是表示本发明的实施方式6的DFT输出的图。
图21B是表示本发明的实施方式6的移位处理的图。
图21C是表示本发明的实施方式6的分割处理和映射处理的图。
图22A是表示本发明的实施方式6的DFT输出的图。
图22B是表示本发明的实施方式6的移位处理的图。
图22C是表示本发明的实施方式6的分割处理和映射处理的图。
图23是本发明的实施方式7的终端的方框结构图。
图24是表示本发明的实施方式7的频移(frequency shift)处理和空间移位处理的图。
图25是表示本发明的实施方式7的频移处理和空间移位处理的图。
图26是表示本发明的实施方式8的移位处理的图。
具体实施方式
以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。在以下的说明中，说明包括本发明的无线通信装置的终端向基站发送C-SC-FDMA信号的情况。
(实施方式1)
图1表示本实施方式的终端100的结构。
在终端100中，无线接收单元102经由天线101接收从基站(未图示)发送的控制信号，对该控制信号施加下变频、A/D变换等接收处理，并将实施了接收处理的控制信号输出到解调单元103。在该控制信号中，包含表示对各终端分配的上行线路频率资源的频率资源信息以及表示为各终端设定的MCS(Modulation and channel Coding Scheme，调制与信道编码方式)的MCS信息。
解调单元103解调控制信号，并将解调后的控制信号输出到解码单元104。
解码单元104解码控制信号，并将解码后的控制信号输出到提取单元105。
提取单元105提取从解码单元104输入的控制信号中包含的发往本终端的频率资源信息，并将提取出的频率资源信息输出到控制单元106。
控制单元106输入包含由DFT单元110使用的DFT矩阵的DFT大小(DFT点数)的终端的种类信息以及表示后述的C-SC-FDMA信号的部分正交条件的部分正交条件信息，而且从提取单元105输入从基站通知的频率资源信息。
控制单元106基于表示终端的DFT大小的DFT大小信息(种类信息)、部分正交条件信息、以及从基站通知的频率资源信息，计算由分割单元111分割SC-FDMA信号(即DFT单元110的输出)生成的群数以及表示各群的带宽的群大小。此外，假设在基站与终端之间预先决定在将SC-FDMA信号(频谱)分割为多个群时，从频谱的频率较低的一方(DFT单元110的输出号码较小的一方)，或者从频谱的频率较高的一方(DFT单元110的输出号码较大的一方)开始，依次分割SC-FDMA信号(频谱)。并且，控制单元106基于计算出的群数以及群大小，计算本终端的C-SC-FDMA信号(多个群)被映射的频率资源。例如，控制单元106从分割而生成的多个群中，频率较低的群(DFT单元110的输出号码较小的群)，或者频率较高的群(DFT单元110的输出号码较大的群)开始，依次计算该群被映射的频率资源。并且，控制单元106将包含计算出的群数以及群大小的群信息输入到分割单元111，并将表示被映射本终端的C-SC-FDMA信号(多个群)的频率资源的映射信息输出到映射单元112。
编码单元107对发送比特序列进行编码，并将编码后的发送比特序列输出到调制单元108。
调制单元108调制从编码单元107输入的发送比特序列，生成码元序列，并将生成的码元序列输出到复用单元109。
复用单元109对导频信号以及从调制单元108输入的码元序列进行复用。然后，复用单元109将复用了导频信号的码元序列输出到DFT单元110。例如，作为导频信号，也可以使用CAZAC(Constant Amplitude Zero AutoCorrelation，恒定幅度零自相关)序列。另外，在图1中，采用了施加DFT处理前复用导频信号与码元序列的结构，但也可以采用施加DFT处理后复用导频信号与码元序列的结构。
DFT单元110使用DFT矩阵对从复用单元109输入的时域的码元序列施加DFT处理，从而生成频域的信号(SC-FDMA信号)。并且，DFT单元110将生成的SC-FDMA信号(频谱)输出到分割单元111。
分割单元111按照从控制单元106输入的群信息表示的群数以及群大小，将从DFT单元110输入的SC-FDMA信号(频谱)分割为多个群。具体而言，分割单元111使用与构成DFT单元110所使用的DFT矩阵的多个列矢量中的任意的列矢量部分正交的长度(矢量长度)对应的带宽(部分正交带宽)分割SC-FDMA信号(频谱)，生成多个群。然后，分割单元111将由生成的多个群构成的C-SC-FDMA信号输出到映射单元112。此外，将在后面叙述分割单元111中的SC-FDMA信号(频谱)的分割方法的细节。
映射单元112基于从控制单元106输入的映射信息，将从分割单元111输入的C-SC-FDMA信号(多个群)映射到频率资源(副载波或RB)。例如，映射单元112将构成C-SC-FDMA信号的多个群分别映射到不连续的多个频带。然后，映射单元112将映射到频率资源的C-SC-FDMA信号输出到IFFT单元113。
IFFT单元113对从映射单元112输入的映射了C-SC-FDMA信号的多个频带进行IFFT，生成时域的C-SC-FDMA信号。这里，IFFT单元113在映射了C-SC-FDMA信号(多个群)的多个频带以外的频带中插入0。然后，IFFT单元113将时域的C-SC-FDMA信号输出到CP(Cyclic Prefix，循环前缀)插入单元114。
CP插入单元114将与从IFFT单元113输入的C-SC-FDMA信号的末尾部分相同的信号附加到C-SC-FDMA信号的开头部分作为CP。
无线发送单元115对C-SC-FDMA信号施加D/A变换、放大以及上变频等发送处理，并将施加了发送处理的信号经由天线101发送到基站。
另一方面，基站对于从各终端发送的C-SC-FDMA信号(多个群)进行乘以FDE权重的FDE处理，并将FDE处理后的C-SC-FDMA信号(多个群)在频域中结合。然后，基站对结合后的C-SC-FDMA信号施加IDFT处理，从而获得时域的信号。
另外，基站使用从各终端发送的导频信号，测量各终端与基站间的每个频带(例如副载波)的SINR(Signal-to-Interference plus Noise power Ratio，信号对干扰和噪声功率比)，从而生成各终端的信道质量信息(例如，CQI:ChannelQuality Indicator，信道质量指示符)。然后，基站使用多个终端的CQI以及QoS(Quality of Service，业务质量)等，对各终端的上行线路的频率资源(例如PUSCH)的分配进行调度。然后，基站对各终端通知表示各终端的上行线路的频率资源的分配结果(即调度结果)的频率资源信息。作为基站对各终端分配频率资源时使用的算法，例如有PF(Proportional Fairness，比例公平)等。
另外，基站与终端100的控制单元106同样地，使用DFT大小和部分正交条件控制群数和群大小，并基于该群数和群大小，结合C-SC-FDMA信号(多个群)。
接着，说明分割单元111中的SC-FDMA信号(频谱)的分割方法的细节。
这里，将码元序列的各码元正交扩频到与DFT矩阵的DFT大小(列矢量长度)对应的频带，并对正交扩频后的各码元进行码复用，从而构成作为DFT单元110的输出的SC-FDMA信号。这里，假设DFT大小为N，则DFT单元110中使用的DFT矩阵能够使用N×N的矩阵F=[f0，f1，…，fN-1]表示。另外，fi(i=0～N-1)是作为第k个元素具有
Figure GDA0000399786530000081
的N×1的列矢量。
另外，所有的列矢量fi(i=0～N-1)在DFT大小N中相互正交。也就是说，在DFT单元110中，通过对构成码元序列的N个码元(例如，码元#0～#N-1)分别乘以DFT矩阵的列矢量fi(i=0～N-1)，所有的码元(码元#0～#N-1)在与列矢量长度N对应的正交带宽(即映射N个码元的带宽)中相互正交。
例如，在DFT大小N=8的情况下，如图2上部所示，由8个码元#0～#7构成的码元序列被输入到DFT单元110。然后，如图2下部所示，DFT单元110使用DFT矩阵的列矢量f0～f7分别对码元#0～#7进行扩频。而且，DFT单元110对扩频后的码元#0～#7进行码复用。由此，获得与DFT大小N对应的正交带宽的SC-FDMA信号。另外，图3表示一例DFT大小N=8时的DFT矩阵。也就是说，列矢量fi(i=0～7)是作为第k(其中，k=0～7)个元素具有
Figure GDA0000399786530000091
的列矢量。另外，列矢量f0～f7在DFT大小N=8中相互正交。
这里，DFT矩阵F的列矢量fi在DFT大小N中与所有其他列矢量正交，还在比DFT大小(列矢量长度)N小的矢量长度N’(其中，N’<N)中也与一部分其他列矢量部分正交。具体而言，构成DFT矩阵的多个列矢量中，相互不同的任意两个列矢量fi和fi’(其中，i'≠i)部分正交的矢量长度N’与DFT矩阵F的DFT大小(列矢量长度)N之间，存在下式(1)的关系(部分正交条件)。其中，I是满足|I|<|i-i’|的、零以外的整数。
N &prime; = | I | | i - i &prime; | N . . . ( 1 )
作为一例，说明图3所示的列矢量f1(即i=1)以及列矢量f5(即i’=5)的部分正交条件。根据|I|<|i-i’|=|-4|=4，|I|取1、2、3中任一个值。
|I|=1时，通过式(1)，矢量长度N’=2。因此，如图4A所示，列矢量f1与列矢量f5在矢量长度N’=2，即两个元素之间部分正交。例如，如图4A所示，列矢量f1与列矢量f5在各自的第0(k=0)元素和第1(k=1)元素的两个元素之间部分正交，而且在第2(k=2)元素和第3(k=3)元素的两个元素之间部分正交。第4(k=4)元素～第7(k=7)元素也是同样。
同样，|I|=2时，通过式(1)，矢量长度N’=4。因此，如图4B所示，列矢量f1与列矢量f5在矢量长度N’=4，即4个元素之间部分正交。例如，如图4B所示，列矢量f1与列矢量f5在各自的第0(k=0)个元素～第3(k=3)元素的4个元素之间部分正交，并且在第4(k=4)元素～第7(k=7)元素的4个元素之间部分正交。
另外，|I|=3时，通过式(1)，矢量长度N’=6。因此，如图4C所示，列矢量f1与列矢量f5在矢量长度N’=6，即6个元素之间部分正交。例如，如图4C所示，列矢量f1与列矢量f5在各自的第0(k=0)元素～第5(k=5)元素的6个元素之间部分正交，并且在第2(k=2)元素～第7(k=7)元素的6个元素之间部分正交。
这里，以N*Bsub表示与DFT矩阵的DFT大小N对应的带宽(即DFT矩阵的正交带宽)B。这里，Bsub表示正交频率间隔(副载波间隔)。同样地，以N’*Bsub表示与列矢量fi和列矢量fi’部分正交的矢量长度N’(其中，N'<N)对应的部分正交带宽B’。由此，能够以下式(2)表示DFT矩阵的正交带宽即用于SC-FDMA信号的发送的全部带宽(正交带宽)B与部分正交带宽B’之间的关系(部分正交条件)。
B &prime; = N &prime; B sub = | I | | i - i &prime; | N B sub = | I | | i - i &prime; | B . . . ( 2 )
这样，不仅在DFT矩阵的DFT大小N中列矢量fi(i=0～N-1)相互正交，在比DFT大小N小的矢量长度N’中也存在成为部分正交关系的列矢量。
如上所述，在将SC-FDMA信号分割为多个群时，各群分别被映射到不连续的频带，因此在群的结合点容易发生等效信道增益的急剧变动(不连续点)。另一方面，在各群内，等效信道增益的变动通过进行FDE处理变得缓慢。也就是说，即使在发生等效信道增益的急剧变动(不连续点)的情况(在DFT矩阵的正交带宽中DFT矩阵的正交性失真的情况)下，也能够通过在群内维持正交性而降低ISI。
因此，在本实施方式中，分割单元111以与DFT矩阵的列矢量长度N处于部分正交关系的矢量长度N’所对应的部分正交带宽B’(=N’*Bsub)分割SC-FDMA信号(频谱)。
以下，说明SC-FDMA信号的分割方法1-1～分割方法1-4。
<分割方法1-1>
在本分割方法中，分割单元111以与通过式(1)计算的矢量长度N’对应的部分正交带宽B’(=N’*Bsub)分割SC-FDMA信号。
在以下的说明中，假设群数为2，各群大小为满足式(2)(或者式(1))的部分正交带宽B'，以及作为正交带宽B与部分正交带宽B'的差的带宽B”(=B-B')。另外，假设DFT大小N为8。
由此，分割单元111将从DFT单元110输入的SC-FDMA信号(频谱)如图5A所示分割为群#0以及群#1的两个群。具体而言，分割单元111使用通过式(2)计算的部分正交带宽B'，分割正交带宽B的SC-FDMA信号。换言之，分割单元111使用与通过式(1)计算的矢量长度N'对应的部分正交带宽B'，分割SC-FDMA信号。由此，分割单元111生成单元分正交带宽B'的群#0，以及作为正交带宽B与部分正交带宽B'的差的带宽B”(=B-B')的群#1。
然后，如图5A所示，映射单元112将群#0和群#1分别映射到不连续的两个频带中。
另一方面，基站接收由图5A所示的群#0和群#1构成的C-SC-FDMA信号。然后，基站对C-SC-FDMA信号施加FDE处理，从而获得图5B所示的FDE后的C-SC-FDMA信号。然后，基站结合图5B所示的FDE后的群#0和群#1，从而如图5C所示，生成DFT矩阵的正交带宽B(=B'+B”)的信号。
如图5C所示，在群#0与群#1的结合点，等效信道增益的变动不连续。另一方面，在各群内，等效信道增益的变动是缓慢的。因此，在群#0中，与满足式(2)或式(1)的列矢量fi以及fi'对应的复用码元之间(即，部分正交的复用码元之间)的ISI降低。由此，在群#0(即，部分正交带宽B'的群)内，能够降低由群#0与群#1的结合点(SC-FDMA信号的分割点)的等效信道增益的剧烈变动引起的ISI。
这样，根据本分割方法，虽然在多个群的结合点，等效信道增益的变动不连续，但在部分正交带宽的群内，能够降低复用码元之间的正交性的失真。因此，根据本分割方法，即使在将SC-FDMA信号分割为多个群的情况下，也能降低由等效信道增益的急剧变动引起的ISI。
<分割方法1-2>
在本分割方法中，分割单元111以与式(1)中(|I|/|i-i'|)-1为2以上且小于N，并且为N的任一个约数的矢量长度N'对应的部分正交带宽B'，分割SC-FDMA信号。
以下，进行具体说明。这里，假设DFT大小N为12，群数为2。
N=12时，为2以上且小于12，而且是N=12的约数的数为2,3,4,6。因此，分割单元111选择作为式(1)所示的(|I|/|i-i'|)的倒数的(|I|/|i-i'|)-1=2，3，4，6中的任一个。也就是说，分割单元111通过式(1)，选择矢量长度N'=6，4，3，2中的任一个。也就是说，在式(1)中，分别满足(|I|/|i-i'|)=1/2，1/3，1/4，1/6的列矢量fi和列矢量fi'，在矢量长度N'=6，4，3，2中分别部分正交。
例如，分割单元111在以矢量长度N'=6分割列矢量fi(i=0～11)时(即，(|I|/|i-i'|)-1=2时)，设群#0的矢量长度N'为6，群#1的矢量长度N”为6(=N-N'=12-6)。也就是说，分割单元111将正交带宽B(=N*Bsub=12Bsub)的SC-FDMA信号分割为部分正交带宽B'(=N'*Bsub=6Bsub)的群#0和带宽B”(=N”*Bsub=6Bsub)的群#1。矢量长度N'=4，3，2时也是同样的。
由此，成为包含根据本分割方法计算的矢量长度N'的群的两个群(群#0和群#1)的矢量长度的组合(N'，N”)为(6，6)、(4，8)、(3，9)、(2，10)中的任一个。也就是说，两个群的矢量长度的组合全都为整数。因此，DFT矩阵的DFT大小(DFT点数)取0～N-1的整数值，与此相对，分割列矢量fi的矢量长度N'以及矢量长度N”=(N-N')也不是分数，能够始终取整数值。换言之，能够将分割正交带宽B(=N*Bsub)的部分正交带宽B'始终限定为Bsub的整数倍。
这样，根据本分割方法，能够得到与分割方法1相同的效果，并且能够提高使用整数值的DFT大小N输出SC-FDMA信号的DFT处理与将作为DFT处理的输出的SC-FDMA信号分割为多个群的分割处理的兼容性。
<分割方法1-3>
在本分割方法中，分割单元111以与作为质数的倍数的矢量长度N'对应的部分正交带宽B'，分割SC-FDMA信号。
以下，进行具体说明。例如，分割单元111将矢量长度N'设为质数x0的倍数a0x0(其中，系数a0为1以上的整数)。这里，假设DFT大小N为12，群数为2。另外，假设质数x0=3，系数a0=3。
因此，分割单元111将群#0的矢量长度N'设为9(=3×3)，并将群#1的矢量长度N”设为3(=N-N'=12-9)。也就是说，分割单元111将与DFT大小N=12对应的正交带宽B(=N*Bsub=12Bsub)的SC-FDMA信号，分割为与矢量长度N'=9对应的部分正交带宽B'(=N'*Bsub=9Bsub)的群#0以及与矢量长度N”=3对应的带宽B”(=N”*Bsub=3Bsub)的群#1。
这里，在作为质数x0=3的倍数a0x0的矢量长度N'=9的群#0中，存在着在矢量长度3，6，9中分别正交(分层地正交)的列矢量。例如，在图6所示的列矢量f0～f11的实部以及虚部中，在列矢量f0与f4之间、列矢量f0与f8之间、以及列矢量f4与f8之间，在矢量长度3，6，9中各自的波形正交。此外，这里，仅表示作为质数x0=3的倍数的矢量长度的正交关系。例如，在列矢量f4与f8之间，矢量长度3与列矢量f4的1个周期和列矢量f8的2个周期一致，矢量长度6与列矢量f4的2个周期和列矢量f8的4个周期一致，矢量长度9与列矢量f4的3个周期和列矢量f8的6个周期一致。
也就是说，在群#0(矢量长度N'=9)中，12个列矢量f0～f11中的列矢量f0，f4，f8之间存在在矢量长度3，6，9的周期中分别正交的分层次性的正交关系。由此，在群#0(矢量长度N'=9)中，在图6所示的12个列矢量f0～f11(例如，复用码元#0～#11)中的列矢量f0，f4，f8(例如，复用码元#0，#4，#8)之间，ISI降低。
这样，在本分割方法中，分割单元111以与作为质数x0的倍数a0x0的矢量长度N'对应的部分正交带宽B'分割SC-FDMA信号，从而能够生成较多数地包含了在质数x0的倍数(x0，2x0，…，a0x0)的周期分层地正交的复用码元的群。也就是说，能够较多地确保在分割SC-FDMA信号而生成的群的群大小中部分正交的复用码元(列矢量)。换言之，通过减少在分割SC-FDMA信号而生成的群的群大小中不部分正交的复用码元(列矢量)，能够降低由不部分正交的复用码元之间的正交性的失真引起的ISI。
另外，在本分割方法中，作为有关SC-FDMA信号(频谱)的分割的控制信息，需要从基站向终端100通知的信息仅为系数a0即可，因此能够削减控制信息的通知所需的信息量。
此外，在本分割方法中，说明了分割单元111以与作为一个质数的倍数的矢量长度N'对应的部分正交带宽B'分割SC-FDMA信号的情况。但是，在本发明中，例如，分割单元111也可以以与作为两个以上的质数的积的倍数的矢量长度N'对应的部分正交带宽B'分割SC-FDMA信号。
例如，分割单元111将矢量长度N'设为质数x0，x1，x2，…中的至少两个质数(两个以上质数)的积(例如，x0*x1)的倍数(例如，b0(x0*x1))(其中，b0为1以上的整数)。由此，在与矢量长度N'=b0(x0*x1)对应的部分正交带宽B'的群中，能够包含在质数x0的倍数(x0，2x0，…b0x0)的周期中分层地部分正交的复用码元(列矢量)，以及在质数x1的倍数(x1，2x1，…b0x1)的周期中分层地部分正交的复用码元(列矢量)。也就是说，SC-FDMA信号的最小分割单位(例如，x0*x1)越大，在与矢量长度N'=b0(x0*x1)对应的部分正交带宽B'的群中，能够进一步增加在群大小中部分正交的复用码元(列矢量)的数。因此，能够进一步降低由复用码元(列矢量)之间的正交性的失真引起的ISI。
此外，在选择两个以上质数时，优选从较小的质数(2，3，5，7，…)开始依次选择。由此，在部分正交带宽B'的群中，能够较多地确保在质数的倍数的周期中分层地正交的复用码元(列矢量)，并且能够进一步降低由复用码元(列矢量)之间的正交性的失真引起的ISI。
<分割方法1-4>
在本分割方法中，分割单元111以与作为质数的幂的矢量长度N'对应的部分正交带宽B'分割SC-FDMA信号。
以下，进行具体说明。例如，分割单元111将列矢量长度N'设为质数x0的幂x0 a0(其中，a0为1以上的整数)。这里，与分割方法1-3同样地，假设DFT大小N为12，群数为2。另外，假设质数x0=2，系数a0=3。
因此，例如，分割单元111将群#0的矢量长度N'设为8(=23)，并将群#1的矢量长度N”设为4(=N-N'=12-8)。也就是说，分割单元111将与DFT大小N=12对应的正交带宽B(=N*Bsub=12Bsub)的SC-FDMA信号，分割为与矢量长度N'=8对应的部分正交带宽B'(=N'*Bsub=8Bsub)的群#0，以及与矢量长度N”=4对应的带宽B”(=N”*Bsub=4Bsub)的群#1。
这里，在作为质数x0=2的幂x0 a0的矢量长度N'=8的群#0中，存在着在矢量长度2，4，8中分别正交的列矢量。例如，在图7所示的列矢量f0～f11的实部以及虚部中，在列矢量f0与f3之间、列矢量f0与f6之间、以及列矢量f3与f6之间，与分割方法1-3(图6)同样地，在矢量长度2，4，8中各自的波形正交。此外，这里，仅表示作为质数x0=2的幂的矢量长度的正交关系。
也就是说，在群#0(矢量长度N'=8)中，12个列矢量f0～f11中的列矢量f0，f3，f6之间存在在矢量长度2，4，8的周期中分别正交的分层的正交关系。由此，在群#0(矢量长度N'=8)中，图7所示的12个列矢量f0～f11(例如，复用码元#0～#11)中的列矢量f0，f3，f6(例如，复用码元#0，#3，#6)之间，ISI降低。
这样，在本分割方法中，分割单元111以与作为质数x0的幂x0 a0的矢量长度N'对应的部分正交带宽B'分割SC-FDMA信号，从而能够生成较多地包含了在质数x0的幂(x0，x0 2，…，x0 a0)的周期中分层地部分正交的复用码元(列矢量)的群。因此，与分割方法1-3同样地，能够降低由分割SC-FDMA信号而生成的群的群大小中不部分正交的复用码元(列矢量)之间的正交性的失真引起的ISI。
另外，在本分割方法中，与分割方法1-3同样地，作为关于SC-FDMA信号(频谱)的分割的控制信息，需要从基站向终端100通知的信息仅为系数a0即可，因此能够削减控制信息的通知所需的信息量。
此外，在本分割方法中，说明了分割单元111以与作为一个质数的幂的矢量长度N'对应的部分正交带宽B'分割SC-FDMA信号的情况。但是，在本发明中，例如，分割单元111也可以以与作为两个以上的质数的积的幂的矢量长度N'对应的部分正交带宽B'分割SC-FDMA信号。
例如，分割单元111将矢量长度N'设为质数x0，x1，x2，…中的至少两个质数(两个以上质数)的积(例如，x0*x1)的幂(例如，(x0*x1)b0)(其中，b0为1以上的整数)。由此，在与矢量长度N'=(x0*x1)b0对应的部分正交带宽B'的群中，能够包含在质数x0的幂(x0，x0 2，…x0 b0)的周期中分层地部分正交的复用码元(列矢量)，以及在质数x1的幂(x1，x1 2，…x1 b0)的周期中分层地部分正交的复用码元(列矢量)。也就是说，SC-FDMA信号的最小分割单位(例如，x0*x1)越大，在与矢量长度N'=(x0*x1)b0对应的部分正交带宽B'的群中，能够进一步增加在群大小中部分正交的复用码元(列矢量)的数。因此，能够进一步降低由复用码元(列矢量)之间的正交性的失真引起的ISI。
另外，在本发明中，分割单元111也可以将矢量长度N'设为质数x0，x1，x2，…中的至少两个质数(两个以上质数)的积(例如，x0*x1)的幂(例如，(x0*x1)b0)的倍数(例如，p0(x0*x1)b0)(其中，p0为1以上的整数)。在该情况下，也能够得到与本分割方法相同的效果。
另外，在本发明中，分割单元111也可以将列矢量长度N'设为质数x0，x1，…的幂x0 c0，x1 c1，…(c0，c1，…为0以上的整数。其中，c0，c1，…中的至少一个为1以上的整数)中的至少两个(两个以上)的积x0 c0*x1 c1*…。在该情况下，也能够得到与本分割方法相同的效果。这里，在以较少的运算量实现与DFT相同的处理的FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立叶变换)中，可以考虑使用某个值的幂的积作为FFT大小(FFT点数)。因此，在代替DFT而使用FFT的情况下，使用质数的幂的积x0 c0*x1 c1*…作为分割列矢量长度N的列矢量长度N'，从而能够提高FFT处理与SC-FDMA信号的分割处理之间的兼容性。另外，分割单元111也可以将列矢量长度N'设为质数的幂的积x0 c0*x1 c1*…的倍数p0(x0 c0*x1 c1*…)(其中，p0为1以上的整数)。
此外，在选择两个以上质数时，优选从较小的质数(2，3，5，7，)开始依次选择。由此，在部分正交带宽B'的群中，能够较多地确保在质数的幂的周期中分层地部分正交的复用码元(列矢量)，并且能够进一步降低由复用码元(列矢量)之间的正交性的失真引起的ISI。
以上，说明了分割单元111中的SC-FDMA信号的分割方法1-1～分割方法1-4。
这样，根据本实施方式，即使在将SC-FDMA信号分割为多个群，并将多个群分别映射到不连续的频带的情况下，通过以部分正交带宽分割SC-FDMA信号，也能够降低由DFT矩阵的正交性的失真引起的ISI。
因此，根据本实施方式，降低由DFT矩阵的正交性的失真引起的ISI，从而即使在使用信号点间的欧氏距离非常短的64QAM等高阶的多级调制的情况下，也能够改善传输特性而不降低数据传输效率。
此外，在本实施方式中，说明了以一个群(这里是群#0)的带宽成为部分正交带宽的方式，由终端将SC-FDMA信号分割为多个群的情况。但是，在本发明中，终端也可以例如使用分割方法1-1～分割方法1-4中的任一种方法，以多个群所有的带宽均成为部分正交带宽的方式，将SC-FDMA信号分割为多个群。由此，能够在所有群中增加处于部分正交关系的复用码元，因此能够对每个群降低ISI。
另外，在本实施方式中，如图8所示，终端也可以对每个部分正交带宽的频带(或群)进行频率交织。具体而言，在分割单元111如图8的上部所示地将SC-FDMA信号分割为群#0和群#1的情况下，未图示的交织部以部分正交带宽为单位进行频率交织。也就是说，交织部对具有部分正交带宽B0'的群#0的前半部分、具有部分正交带宽B0'的群#0的后半部分、以及部分正交带宽B1'的群#1，进行频率交织。由此，与本实施方式同样地，能够降低群内的正交性的失真，并且能够进一步提高频率分集效应。
另外，在本实施方式中，说明了基站每次与终端100进行通信时仅将频率资源信息通知给终端100，而且终端100基于预先通知的种类信息以及部分正交条件信息(式(1)和式(2))计算群信息(群数以及群大小)的情况。但是，在本发明中，例如，基站也可以每次与终端100进行通信时将频率资源信息以及群信息(群数以及群大小)全部通知给终端100，终端100基于接收到的频率资源信息以及群信息分割SC-FDMA信号。
另外，例如，基站也可以向终端100通知表示考虑群数和群大小而分配的频带的频率资源信息。具体而言，基站(基站的调度器)例如通过进行调度，对在某个频带(副载波)中显示最大SINR的终端100进行分配处理，该分配处理中将包含该频带、并且满足式(2)(或式(1))的部分正交带宽B'的频带分配给该终端100。也就是说，基站将通过式(2)(或式(1))计算出的部分正交带宽B'的频带分配给构成终端100的C-SC-FDMA信号的多个群。基站在不同频带中反复进行上述分配处理，从而进行由具有部分正交带宽的多个群组成的C-SC-FDMA信号的频率资源分配。然后，基站对终端100通知表示终端100的C-SC-FDMA信号的频率资源分配结果的频率资源信息。基站对终端100以外的其他终端也进行上述频率资源分配处理。由此，基站能够对于位于本站小区内的所有终端进行频率资源分配的调度。另外，终端100根据从基站通知的频率资源信息中表示的频带，映射C-SC-FDMA信号即可。由此，在终端100中，SC-FDMA被分割为多个群，多个群被分别映射到部分正交带宽的频带中，因此能够获得与本实施方式相同的效果。
(实施方式2)
在本实施方式中，说明使用作为用于实现高速大容量数据传输的传输技术之一的MIMO(Multi-Input Multi-Output，多输入多输出)传输的情况。在MIMO传输技术中，在基站与终端双方设置多个天线，在无线发送与无线接收之间的空间中准备多个传输路径(流)，在空间上复用各个流，从而能够增大吞吐量。
以下，进行具体说明。图9表示本实施方式的终端200的结构。终端200具备使用两个流(流#1以及流#2)发送C-SC-FDMA信号(多个群)的两个天线(天线101-1和天线101-2)。
另外，终端200与天线101-1和天线101-2对应地具备C-SC-FDMA处理单元201-1和C-SC-FDMA处理单元201-2，其包括编码单元107、调制单元108、复用单元109、DFT单元110以及分割单元111。
另外，终端200与天线101-1和天线101-2对应地具备发送处理单元203-1和发送处理单元203-2，其包括映射单元112、IFFT单元113、CP插入单元114以及无线发送单元115。
C-SC-FDMA处理单元201-1和C-SC-FDMA处理单元201-2对于分别输入的发送比特序列施加与实施方式1的编码单元107～分割单元111同样的处理，从而生成C-SC-FDMA信号(多个群)。然后，C-SC-FDMA处理单元201-1和C-SC-FDMA处理单元201-2将生成的C-SC-FDMA信号分别输出到预编码单元202。
对于预编码单元202，从控制单元106输入对每个具有部分正交带宽的相同的频带或者对每个部分正交带宽的相同的群互不相同的空间预编码矩阵(Precoding Matrix:PM)。也就是说，预编码单元202对每个具有部分正交带宽的相同的频带或者对每个部分正交带宽的相同的群，使用相同的空间预编码矩阵。这里，从基站对终端200通知表示空间预编码矩阵的预编码信息。例如，可以在预编码信息中示出表示各空间预编码矩阵的号码，控制单元106基于预编码信息所示的号码，计算各空间预编码矩阵。
预编码单元202对于从C-SC-FDMA处理单元201-1和C-SC-FDMA处理单元201-2分别输入的C-SC-FDMA信号，分别乘以空间预编码矩阵。这里，预编码单元202在多个流的每个流中，对映射到具有相同的部分正交带宽的频带的C-SC-FDMA信号，或者具有相同的部分正交带宽的群，分别乘以相同的空间预编码矩阵。然后，预编码单元202将预编码后的C-SC-FDMA信号分别输出到与每个流对应的发送处理单元203-1和发送处理单元203-2。
发送处理单元203-1和发送处理单元203-2对于分别输入的预编码后的C-SC-FDMA信号，施加与实施方式1的映射单元112至无线发送单元115同样的处理，并将发送处理后的C-SC-FDMA信号经由天线101-1和天线101-2分别发送到基站。
接着，说明终端200的预编码单元202中的预编码处理的细节。
首先，说明有关对每个部分正交频带使用相同的空间预编码矩阵的情况。例如，在图10A中，C-SC-FDMA处理单元201-1和C-SC-FDMA处理单元201-2的各分割单元111(图9)，将SC-FDMA信号分割为具有部分正交带宽B0'的2倍的带宽的群#0和具有部分正交带宽B1'的群#1。
由此，预编码单元202对使用流#1以及流#2发送的群#0以及群#1，对每个部分正交带宽乘以相同的空间预编码矩阵。具体而言，如图10A所示，预编码单元202在群#0中的一方的部分正交带宽B0'中，在流#1和流#2的两者中使用相同的空间预编码矩阵PM#0，而在另一个部分正交带宽B0'中，在流#1和流#2的两者中使用相同的空间预编码矩阵PM#1。另外，预编码单元202在具有部分正交带宽B1'的群#1中，在流#1和流#2的两者中使用相同的空间预编码矩阵PM#2。
接着，说明对每个群使用相同的空间预编码矩阵的情况。例如，在图10B中，C-SC-FDMA处理单元201-1和C-SC-FDMA处理单元201-2的各分割单元111(图9)，将SC-FDMA信号分割为具有部分正交带宽B0'的群#0和具有部分正交带宽B1'的群#1。
然后，预编码单元202对使用流#1以及流#2发送的群#0以及群#1，对每个群乘以相同的空间预编码矩阵。具体而言，如图10B所示，预编码单元202在具有部分正交带宽B0'的群#0中，在流#1和流#2的两者中使用相同的空间预编码矩阵PM#0。另外，预编码单元202在具有部分正交带宽B1'的群#1中，在流#1和流#2的两者中使用相同的空间预编码矩阵PM#2。
由此，例如，在图10A中，在流#1的群#0与流#2的群#1之间，在频域中，与实施方式1同样地，通过维持各个群内的复用码元(列矢量)之间的正交性能够降低ISI，并且在空域中通过使用正交的空间预编码矩阵(例如，酉矩阵)能够相互正交。也就是说，在流#1的群#0与流#2的群#1之间(即，以不同的频带以及不同的流发送的群之间)，能够进一步降低ISI。流#1的群#1与流#2的群#0之间也是同样。
也就是说，在使用MIMO传输技术时，通过在不同的流中对每个相同的部分正交带宽(或每个群)使用相同的空间预编码矩阵，能够降低不同的流之间以及不同的频带之间的ISI。
这样，根据本实施方式，与实施方式1同样地，通过使用部分正交带宽分割SC-FDMA信号，能够降低频域中的ISI，进而通过对每个部分正交带宽使用空间预编码矩阵，能够降低空域中的ISI。
此外，在本实施方式中，说明了使用2个流的情况，但流数并不限于2个，也可以将本发明适用于使用3个以上的流数的情况。
另外，本实施方式能够适用于单用户(Single User:SU)－MIMO传输(即，一个基站的多个天线与一个终端的多个天线之间的MIMO传输)以及多用户(Multi User:MU)－MIMO传输(即，一个基站的多个天线与多个终端的多个天线之间的MIMO传输)的两者。
另外，在本实施方式中，使用FSTD(Frequency Switched TransmitDiversity，频率切换发送分集)时，终端也可以对每个具有部分正交的带宽的频带(或群)切换发送天线。例如，如图11所示，在发送天线数为3个(天线#0～天线#2)，群数为3(群#0～群#2)的情况下，也可以具有部分正交带宽B0'的群#0的前半部分从天线#0发送，具有部分正交带宽B0'的群#0的后半部分从天线#1发送，具有部分正交带宽B1'的群#1从天线#0发送，具有部分正交带宽B2'的群#2从天线#2发送。这样，在FSTD中，通过以具有部分正交带宽的频带(或群)为单位切换发送天线，能够在具有部分正交带宽的频带(B0'～B2')之间受到相互不同的衰落变动。因此，能够在维持部分正交带宽的频带内的正交性的同时，获得空间分集效应。
(实施方式3)
在实施方式2中，说明了使用FSTD(Frequency Switched TransmitDiversity)时，终端对每个具有部分正交的带宽的频带(或群)切换发送天线的情况。另外，说明了此时在所有发送天线的频域中观察时多个群被映射到不连续的频带的情况。与此相对，在本实施方式中，在终端使用对每个具有部分正交的带宽的频带(或群)切换发送天线的FSTD时，在所有发送天线的频域中观察了时，多个群被映射到连续的频带。
即，实施方式2中使用FSTD时，如图11所示，映射到各天线的具有部分正交带宽的群被映射到不连续的频带，并且从所有天线的频率观察了时，多个群也被映射到不连续的频带。具体而言，在图11中，天线#1的群#0与天线#0的群#1之间，天线之间存在空闲的频带。同样地，天线#0的群#1与天线#2的群#2之间，天线之间也存在空闲的频带。另外，在图11中，在天线间的空闲的频带中未映射任何群，在所有天线的频域中观察了时，多个群也被映射到不连续的频带。
另一方面，在本实施方式中，使用FSTD时，如图12所示，映射到各天线(空间资源)的具有部分正交带宽的群，与实施方式2同样地，被映射到不连续的频带。另一方面，如图12所示，映射到各天线(空间资源)的具有部分正交带宽的群，在所有天线的频域中观察了时，具有部分正交带宽的多个群被映射到连续的频带。也就是说，在图12中，天线#0(空间资源#0)的群#A与天线#1(空间资源#1)的群#B之间、天线#1(空间资源#1)的群#B与天线#0(空间资源#0)的群#C之间、以及天线#0(空间资源#0)的群#C与天线#2(空间资源#2)的群#D之间，上述的所有群之间不存在空闲的频带。也就是说，在所有天线的频域中观察了时，具有部分正交带宽的多个群被映射到连续的频带。
也就是说，即使在各天线的频域中观察了时C-SC-FDMA信号(具有部分正交带宽的多个群)被映射到不连续的频带，在所有天线的频域中观察了时C-SC-FDMA信号被映射到连续的频带时，与实施方式2同样地，也能够在维持部分正交带宽的频带内的正交性的同时，进一步获得空间分集效应。另外，接收装置(基站)端能够与从发送装置(终端)端在连续的频带中发送SC-FDMA信号时同样地进行接收处理。因此，根据本实施方式，接收装置(基站)能够维持部分正交带宽的频带内的正交性并获得空间分集效应，而不需意识到发送装置的天线间(空间资源间)的非连续的映射处理。
此外，在本发明中，作为将具有部分正交带宽的多个群映射到多个天线的方法，也可以使用以在频域中相对于天线轴(或天线方向、空间资源域)旋转的方式，映射具有部分正交带宽的多个群的方法。图13表示终端以从低频向高频依次沿天线轴(或天线方向、空间资源域)的相同方向旋转的方式，将多个群(群#A、#B、#C、#D)映射到天线#0～天线#2(空间资源#0～空间资源#2)的情况。具体而言，如图13所示，终端将群#A映射到天线#0(空间资源#0)，将群#B映射到天线#1(空间资源#1)，将群#C映射到天线#2(空间资源#2)，并将群#D映射到天线#0(空间资源#0)。也就是说，在图13中，终端以天线#0，#1，#2，#0，…的顺序，沿天线轴(或天线方向、空间资源域)的相同方向(即，随着频率增加，天线号码(空间资源号码)循环地增加的旋转方向)旋转的方式，映射群#A、#B、#C、#D。另外，如图13所示，4个群#A、#B、#C、#D与图12同样地，在所有天线的频域中观察时被映射到连续的频带。
由此，循环地设定映射多个群的天线(空间资源)的频域，因此作为将多个群映射到多个天线的频域时的频率资源分配信息，对多个天线通知一个频率资源分配信息(连续的频率资源或非连续的频率资源)即可。因此，能够削减对各天线的频率资源分配所需的信息量，并能够获得与本实施方式相同的效果。此外，通过在基站与终端之间共享关于天线轴(空间资源域)中的旋转方向(例如，随着频率增加(减少)，天线号码(空间资源号码、层号码)循环地增加(减少)的旋转方向)的信息，作为从基站到终端的控制信息，对多个天线仅通知一个频率资源分配信息即可。
另外，在图13中，以随着频率增加，各群被映射的天线的天线号码(空间资源号码)循环地增加的旋转方向的情况为一例，进行了说明。但在本发明中，频域中的天线轴(空间资源域)的旋转方向也可以是随着频率增加，天线号码(空间资源号码、层号码)循环地减少的旋转方向。
另外，也可以对每个某一频带(由多个副载波构成的子波段单位、资源块单位或资源块组单位等)切换天线轴(空间资源域)的旋转方向。或者，也可以对每个某一时间单位(码元单位、时隙单位、子帧单位或重发次数等)切换天线轴(空间资源域)的旋转方向。或者，也可以对由时域－频域的二维资源构成的每个某一时间－频率单位，切换天线轴(空间资源域)的旋转方向。例如，将分配给终端的频带分割为两个，对于一个频带沿随着频率增加，各群被映射的天线的天线号码循环地增加的旋转方向，对于另一个频带沿随着频率增加，各群被映射的天线的天线号码循环地减少的旋转方向，将具有部分正交带宽的多个群映射到多个天线即可。另外，例如，在将由多个码元构成的一个码字(code word)在两个时隙(例如第一时隙和第二时隙)进行映射时，也可以对于第一时隙沿随着频率增加，各群被映射的天线的天线号码循环地增加的旋转方向，对于第二时隙沿随着频率增加，各群被映射的天线的天线号码循环地减少的旋转方向，将具有部分正交带宽的多个群映射到多个天线。由此，能够在各群内维持部分正交关系，并且能够增加频域(或时域)中的信道的随机性，因此能够进一步改善分集效应。
另外，在图13中，说明了从低频起依次沿天线轴(或天线方向、空间资源域)的相同方向旋转各群被映射的天线的天线号码，并将多个群映射到天线(空间资源)的情况。但是，在本发明中，也可以从高频起依次沿天线轴(或天线方向、空间资源域)的相同方向旋转各群被映射的天线的天线号码，并将多个群映射到天线(空间资源)。
另外，在图13中，以终端将4个群#A～#D在不同天线(天线#0～天线#2)之间旋转地在多个天线映射到连续的频带的情况为一例进行了说明。但是，在本发明中，终端也可以将多个群在不同天线之间旋转地、与图11同样地在多个天线映射到不连续的频带。也就是说，在图13中，也可以在天线#0的群#A与天线#1的群#B之间、天线#1的群#B与天线#2的群#C之间、以及天线#2的群#C与天线#0的群#D之间的任一群之间存在空闲的频带(未进行任何分配的频带)。
(实施方式4)
在实施方式1的<分割方法1－4>中，说明了分割单元111(图1)以与以下所示的(1)～(5)的矢量长度N'对应的部分正交带宽B'，分割SC-FDMA信号的情况。
(1)质数x0的幂：
N'=x0 a0(其中，a0为1以上的整数)
(2)质数x0，x1，x2，…中的至少两个质数(两个以上质数)的积的幂：
N'=(x0*x1)b0(其中，b0为1以上的整数)
(3)质数x0，x1，x2，…中的至少两个质数(两个以上质数)的积的幂的倍数：
N'=p0(x0*x1)b0(其中，p0为1以上的整数)
(4)质数x0，x1，…的幂x0 c0，x1 c1，…(c0，c1，…为0以上的整数。其中，c0，c1，…中的至少一个为1以上的整数)中的至少两个(两个以上)的积：
N'=x0 c0*x1 c1*…
(5)质数的幂的积x0 c0*x1 c1*…的倍数：
N'=p0(x0 c0*x1 c1*…)(其中，p0为1以上的整数)
这里，使用2以上的有限个的数值(例如，x0和x1的2个数值，或者x0 c0和x1 c1的两个数值)，表示质数的积(例如，(x0*x1))或者质数的幂的积(例如，(x0 c0*x1 c1))。也就是说，在用xi(i=0～M-1)表示作为幂的底的质数，且用ci(i=0～M-1)表示该幂的指数的情况下，M为表示2以上的整数的有限值。
在本实施方式中，与实施方式1的<分割方法1－4>不同，在实施方式1的<分割方法1－4>说明的、使用了上述(4)的矢量长度N'以及(5)的矢量长度N'的分割方法中，幂的系数(即幂的指数)c0，c1，…cM-1与幂的底(即质数)x0，x1，…xM-1之间具有了相关性。
具体而言，在用xi(i=0～M-1)表示幂的底(质数)，且用ci(i=0～M-1)表示该幂的指数时，本实施方式的终端100的控制单元106(图1)对于幂的积x0 c0*x1 c1*…*xM-1 cM-1，xi的值越大，将与xi对应的ci的值设定为与底越大的幂的指数相等的值或更小的值。也就是说，在幂的底(质数)具有xi<xi'(i≠i')的关系时，控制单元106将与该幂的底xi对应的指数ci设定为ci≥ci'(i≠i')。因此，在幂的底具有x0<x1<x2<…<xM-1的关系时，控制单元106设定与该幂的底对应的指数，以使其具有c0≥c1≥c2≥…≥cM-1的关系。然后，控制单元106计算矢量长度N'=x0 c0*x1 c1*…*xM-1 cM-1(与<分割方法1－4>的(4)的矢量长度N'对应)，或者矢量长度N'=p0(x0 c0*x1 c1*…*xM-1 cM-1)(与<分割方法1－4>的(5)的矢量长度N'对应)。然后，分割单元111以矢量长度N'或者与其对应的部分正交带宽B'分割SC-FDMA信号。也就是说，分割单元111使用与矢量长度N'对应的部分正交带宽来分割SC-FDMA信号，该矢量长度N'为如下矢量长度：在构成表示矢量长度N'的幂的积(x0 c0*x1 c1*…*xM-1 cM-1)的多个幂(x0 c0，x1 c1，…，xM-1 cM-1)的相互之间，某个幂xi ci(i为0～(M-1)中的任一个)的指数的值ci为具有小于该幂xi ci的底xi的底的其他幂xi' ci'(即，满足xi'<xi的幂。其中，i'≠i)的指数的值ci'以下，且为具有大于该幂xi ci的底xi的底的其他幂xi” ci”(即，满足xi”>xi的幂。其中，i”≠i)的指数的值ci”以上。然后，映射单元112将分割SC-FDMA信号而生成的多个群映射到不连续的频带。
据此，在通过式(1)以及式(2)表示的部分正交频带(长度)的各群内，能够增加具有更短的周期、且相互部分正交的列矢量的组合的数，因此能够进一步降低ISI。
以下，以使用实施方式1的<分割方法1－4>的(4)的矢量长度N'(=x0 c0*x1 c1*…*x1 cM-1)的情况为例，进行说明。这里，假设M=3，且各幂的底为x0=2，x1=3，x2=5(即，x0<x1<x2)。另外，将指数分别为c0<c1<c2的情况(例1)与c0≥c1≥c2的情况(例2，即本实施方式的情况)的群内的部分正交的列矢量的数进行比较。
首先，作为(例1)，说明c0=0，c1=1，c2=2(c0<c1<c2)的情况。在该情况下，终端100分割SC-FDMA信号，生成矢量长度N'=20*31*52=75的长度的群。这里，在矢量长度N'=75的群内，周期为1、3、5、15、25、75的列矢量相互地部分正交。因此，该群内的部分正交的列矢量的数为6。
另一方面，作为(例2)的情况(即本实施方式)，说明c0=2，c1=1，c2=1的情况。在该情况下，终端100分割SC-FDMA信号，生成矢量长度N'=22*31*51=60的长度的群。这里，在矢量长度N'=60的群内，周期为1、2、3、4、5、6、10、12、15、20、30、60的列矢量相互地部分正交。因此，该群内的部分正交的列矢量的数为12。
比较(例1)与(例2)，在(例2：本实施方式)中，群的群大小(N'=60)小于(例1)的群的群大小(N'=75)，却能够较多地确保群内的部分正交的列矢量的数。也就是说，一般而言，群大小(此处是矢量长度N')越大，能够越增加该群内部分正交的DFT矩阵的列矢量数，而根据本实施方式，能够在群内增加具有较短的周期、且相互地部分正交的列矢量的组合的数。因此，即使在群的带宽较窄的情况下(群的长度较短的情况下)，也能够增加群内的部分正交矢量的数。因此，根据本实施方式，与实施方式1的<分割方法1－4>相比，能够进一步降低群内的、由DFT矩阵的正交性的失真引起的ISI。
此外，在本发明中，也可以将利用了幂的底(x0<x1<x2<…<xM-1)与幂的指数(c0≥c1≥c2≥…≥cM-1)的相关性的分割方法适用于所有群大小。例如，从通过N=420点的DFT处理生成的SC-FDMA信号(频谱)生成2个群的情况下，终端将2个群的群大小分别设定为360和60并进行分割后，将2个群映射到不连续的频带即可。这里，360和60能够表示为360=23*32*51、60=22*31*51，因此各群的群大小均满足本实施方式中的条件(幂的底(x0<x1<x2<…<xM-1)与幂的指数(c0≥c1≥c2≥…≥cM-1)的相关性)。由此，能够增加在所有群中处于部分正交关系的DFT矩阵的列矢量的数，因此在不连续地分配的整个频带中，能够进一步降低由DFT矩阵的正交性的失真引起的ISI。
另外，在本发明中，终端也可以将幂的底例如为x0<x1<…<xM'-1，且幂的指数为c0≥c1≥…≥cM'-1时的矢量长度N'(=x0 c0*x1 c1*…*xM'-1 cM'-1<N)设定为生成群时的最小分割单位X。这里，M'为表示2以上的整数的有限的数。并且，终端(分割单元111)也可以以该最小分割单位X的倍数p0X(其中，p0为1以上的整数)的部分正交带宽分割SC-FDMA信号，由此生成多个群。
据此，在能够较多地确保处于部分正交关系的列矢量的数的最小分割单位X的矢量长度中，能够在全部群中产生(部分)正交关系。另外，在比最小分割单位X长的p0X(p0≥2)的群大小的群中，能够在该群内的列矢量之间产生在最小分割单位X的长度中处于部分正交关系的列矢量数以上的数的部分正交关系。也就是说，在分割SC-FDMA信号而生成的全部群中，能够确保在最小分割单位X中获得的ISI降低效果。另外，在该情况下，也可以通过在基站与终端之间共享最小分割单位X，作为关于分割的控制信息，仅将乘数p0从基站通知向终端(或者从终端通知向基站)。由此，能够削减控制信息的通知所需的信息量。
另外，在本发明中，也可以设定生成群时的最小分割单位X(矢量长度N')=x0 c0*x1 c1*…*xM'-1 cM'-1(<N)，在以该最小分割单位X的倍数p0X(其中，p0为1以上的整数)分割SC-FDMA信号而生成多个群时，以使用了与最小分割单位X相同的幂的底(质数)的组合(x0，x1，…，xM'-1)的幂的积表示乘数p0。也就是说，在本发明中，也可以设定用p0=x0 d0*x1 d1*…*xM'-1 dM'-1(d0，d1，…，dM'-1为0以上的整数。其中d0，d1，…，dM'-1中的至少一个为1以上的整数)表示的乘数p0。也就是说，终端(分割单元)使用与将乘数p0乘以最小分割单位X而计算出的倍数p0X对应的部分正交带宽，分割SC-FDMA信号，该乘数p0以使用了与构成表示最小分割单位X的幂的积(x0 c0*x1 c1*…*xM'-1 cM'-1)的多个幂的底的组合(x0，x1，…，xM'-1)相同的底的组合(x0，x1，…，xM'-1)的幂的积(x0 d0*x1 d1*…*xM'-1 dM'-1)表示。通过这样设定乘数p0，以最小分割单位X的p0倍的长度(带宽)生成的群的大小能够用p0X=x0 (c0+d0)*x1 (c1+d1)*…*xM'-1 (c(M'-1)+d(M'-1))表示。也就是说，在该群内，能够增加在x0的幂、x1的幂、…、xM'-1的幂的长度中分层地部分正交的列矢量的组合数。这样，在分割SC-FDMA信号而生成的全部群中，能够在xi(i=0～M'-1)的幂的周期中在DFT矩阵的列矢量之间产生部分正交关系，因此能够进一步改善长度(带宽)为p0X的群内的ISI降低效果。
另外，在本发明中，上述的乘数p0=x0 d0*x1 d1*…*xM'-1 dM'-1(d0，d1，…，dM'-1为0以上的整数。其中d0，d1，…，dM'-1中的至少一个为1以上的整数)的设定方法中，终端也可以在构成表示乘数p0的幂的积的多个幂中，对于幂的底(x0，x1，…，xM'-1)以及幂的指数(d0，d1，…，dM'-1)，xi的值越大，将与其幂对应的指数di设定为相等的值或较小的值。也就是说，终端在乘数p0的幂的底(质数)具有xi<xi'(i≠i')的关系时，将与该底xi对应的指数di设定为di≥di'(i≠i')。因此，终端在乘数p0的幂的底处于x0<x1<x2<…<xM'-1的关系时，设定乘数p0使得其指数处于d0≥d1≥d2≥…≥dM'-1的关系即可。也就是说，终端(分割单元)以与将乘数p0乘以最小分割单位X而计算出的倍数p0X对应的部分正交带宽分割SC-FDMA信号，该乘数p0为如下乘数：在构成表示乘数p0的幂的积(x0 d0*x1 d1*…*xM'-1 dM'-1)的多个幂相互之间，某个幂xi di的指数的值di为具有小于该幂xi di的底xi的底的幂xi'di'(即，满足xi'<xi的幂。其中，i'≠i)的指数的值di'以下，且为具有大于该幂xi di的底xi的底的幂xi” di”(即，满足xi”>xi的幂。其中，I”≠i)的指数的值di”以上。
由此，在长度(带宽)能够以p0X=x0 (c0+d0)*x1 (c1+d1)*…*xM'-1 (c(M'-1)+d(M'-1))表示的群中，能够产生(c0+d0)≥(c1+d1)≥…≥(cM'-1+dM'-1)的关系。也就是说，在群的长度(带宽)为p0X的群内，能够增加具有更短的周期，且能够增加分层地相互地部分正交的列矢量的组合的数。这样，在分割SC-FDMA信号而生成的全部群中，也能够在xi(i=0～M'-1)的幂的周期中在DFT矩阵的列矢量之间产生部分正交关系，因此能够进一步降低ISI。
图14中表示假设M=3，最小分割单位X=12=22*31*50(即，x0(=2)<x1(=3)<x2(=5)，且c0(=2)≥c1(=1)≥c2(=0))的情况下，乘数p0=x0 d0*x1 d1*…*xM'-1 dM'-1处于x0<x1<x2<…<xM'-1，且d0≥d1≥d2≥…≥dM'-1的关系时的群大小N'(其中，M'=3)。此外，图14中以M=M'(=3)的情况为例进行了表示，但也可以是M≠M'。例如，图14所示的号码#3的情况下，乘数p0=6=21*31*50，因此群大小N'=p0X=72=23*32*50，满足(c0+d0)(=3)≥(c1+d1)(=2)≥(c2+d2)(=0)的关系。也就是说，在矢量长度N'=72的群内，能够产生具有像2，3，4，6，8，9，…这样的较短的周期，且在2的幂、3的幂、4的幂、……的长度中使DFT矩阵的列矢量分层地部分正交的列矢量的组合。
另外，如实施方式1的<分割方法1－3>中说明的那样，在以与质数的倍数的矢量长度N'对应的部分正交带宽B'分割SC-FDMA信号的情况下(N'=a0x0(其中，质数为x0，系数a0为1以上的整数))，即，在以x0为最小分割单位，各群的群大小为相当于最小分割单位的倍数的长度而进行分割的情况下，乘数(系数a0)也可以采用质数x0的幂x0 d0(这里，d0为0以上的整数)。由此，在具有a0x0(=x0 d0+1)的长度的群中，能够增加在x0的幂的周期中分层地部分正交的列矢量的组合数，因此与实施方式1的<分割方法1－3>相比，能够进一步降低ISI。
另外，如实施方式1的<分割方法1－3>中说明的那样，在以与作为两个以上质数的积的倍数的矢量长度N'对应的部分正交带宽B'分割SC-FDMA信号的情况下(例如，N'=b0(x0*x1))(其中，x0和x1为质数，系数b0为1以上的整数)，即，在以(x0*x1)为最小分割单位，各群的大小为相当于最小分割单位的倍数的长度而进行分割的情况下，乘数(系数b0)也可以采用质数的积(x0*x1)的幂(x0*x1)d0(此处，d0为0以上的整数)。由此，在具有b0(x0*x1)(=(x0*x1)d0+1)的长度的群中，能够增加在x0、x1和(x0*x1)的幂的周期中分层地部分正交的列矢量的组合数，因此与实施方式1的<分割方法1－3>相比能够进一步降低ISI。
(实施方式5)
在实施方式1和实施方式4中，说明了如图1所示，在终端的DFT单元上连接分割单元，通过上述分割方法直接分割DFT单元的输出信号(DFT输出)，从而生成多个群的情况。与此相对，本实施方式说明在DFT单元与分割单元之间设置移位单元的情况。具体而言，本实施方式的终端在移位单元中使从DFT单元输出的DFT输出(SC-FDMA信号(频谱))循环地频移(循环频移)，将循环频移后的SC-FDMA信号分割为部分正交带宽(长度)，生成多个群。
图15表示本实施方式的发送装置(终端)的结构。此外，在图15所示的终端300中，对与实施方式1(图1)相同的结构要素附加相同的标号，并省略其说明。
移位单元301中，从DFT单元110输入对时域的码元序列施加DFT处理而生成的频域的信号(SC-FDMA信号)，从控制单元106输入由基站(或终端300)设定的频域中的移位量(循环频移量)。然后，移位单元301根据从控制单元106输入的循环频移量，在DFT单元110的DFT处理的DFT频带(DFT大小N)内，使从DFT单元110输入的SC-FDMA信号循环地频移。也就是说，移位单元301对于SC-FDMA信号，在DFT频带内施加循环频移。此外，也可以采取如下结构，即在输入到移位单元301的数据码元与导频码元进行了时间复用的序列中，对于导频码元的SC-FDMA信号(频谱)，移位单元301不进行循环频移。然后，移位单元301将循环频移后的SC-FDMA信号输出到分割单元111。此外，将在后面叙述移位单元301中的SC-FDMA信号(频谱)的循环频移处理的细节。
分割单元111使用上述实施方式(例如，实施方式1或实施方式4)中说明的任一种分割方法，以部分正交的长度(矢量长度)N'分割从移位单元301输入的循环频移后的SC-FDMA信号，生成多个群。
接着，图16表示本实施方式的接收装置(基站)的结构。图16所示的基站400决定上行线路(Uplink)的频率资源分配、关于各终端中的频谱分割的参数(群大小和群数等)、以及循环频移量，并将决定了的信息作为通知信息通知给各终端。此外，基站400也可以基于关于频谱分割的参数，将考虑了频谱分割的影响的频率资源分配信息与循环频移量通知给各终端。然后，各终端(终端300)基于从基站400通知的通知信息中包含的关于频谱分割的参数，将循环地频移后的SC-FDMA信号(频谱)分割。
此外，在图16所示的接收装置(基站400)的结构中，除了逆移位单元408以外的结构，即，来自结合单元407的输出信号直接输入到IDFT单元409的结构相当于实施方式1的未图示的接收装置(基站)的结构。
图16所示的接收装置(基站400)包括天线401、无线接收单元402、CP除去单元403、FFT单元404、解映射单元405、FDE单元406、结合单元407、逆移位单元408、IDFT单元409、解调单元410、解码单元411、测量单元412、调度单元413、控制单元414、生成单元415、编码单元416、调制单元417、以及无线发送单元418。
在基站400中，无线接收单元402经由天线401接收从各终端发送的上行线路的C-SC-FDMA信号，并对该C-SC-FDMA信号施加下变频、A/D变换等接收处理。然后，无线接收单元402将施加了接收处理的C-SC-FDMA信号输出到CP除去单元403。
CP除去单元403除去附加在从无线接收单元402输入的C-SC-FDMA信号的开头部分的CP，并将除去CP后的C-SC-FDMA信号输出到FFT(FastFourier Transform)单元404。
FFT单元404对从CP除去单元403输入的除去CP后的C-SC-FDMA信号进行FFT，将其变换为频域的C-SC-FDMA信号，即副载波分量(正交频率分量)。然后，FFT单元404将FFT后的副载波分量输出到解映射单元405。另外，在FFT后的副载波分量为导频信号时，FFT单元404将该副载波分量输出到测量单元412。
解映射单元405基于从控制单元414输入的终端的频率资源映射信息，从FFT单元404输入的副载波分量中，将分配到对象终端使用的频率资源的各副载波分量(正交频率分量)的C-SC-FDMA信号(数据信号)进行解映射(提取)。然后，解映射单元405将解映射后的C-SC-FDMA信号输出到FDE单元406。
FDE单元406基于由未图示的估计部估计的、各终端与本站之间的频率信道增益的估计值来计算FDE权重，并使用计算出的FDE权重，在频域中对从解映射单元405输入的C-SC-FDMA信号进行均衡。然后，FDE单元406将FDE后的信号输出到结合单元407。
结合单元407基于从控制单元414输入的群大小和群数，将从FDE单元406输入的C-SC-FDMA信号(即由多个群构成的FDE后的C-SC-FDMA信号(频谱))在频域中进行结合。然后，结合单元407将结合后的C-SC-FDMA信号输出到逆移位单元408。
逆移位单元408根据从控制单元414输入的循环频移量(与终端300的移位单元301使用的循环频移量相同大小的循环频移量)，使结合了的FDE后的C-SC-FDMA信号(频谱)沿与终端300的移位单元301相反的方向进行循环频移(即逆循环频移)。例如，在终端300的移位单元301的循环频移量为+z(-z)的情况下，基站400的逆移位单元408对结合的FDE后的信号进行-z(+z)的循环频移。然后，逆移位单元408将逆循环频移后的C-SC-FDMA信号输出到IDFT单元409。
IDFT单元409对从逆移位单元408输入的C-SC-FDMA信号(FDE后进行结合、并逆循环频移后的C-SC-FDMA信号(频谱))施加IDFT处理，从而变换为时域的信号。然后，IDFT单元409将时域的信号输出到解调单元410。
解调单元410基于从调度单元413输入的MCS信息(调制方式)，对从IDFT单元409输入的时域的信号进行解调，并将解调后的信号输出到解码单元411。
解码单元411基于从调度单元413输入的MCS信息(编码率)，对从解调单元410输入的信号进行解码，并将解码后的信号作为接收比特串输出。
另一方面，测量单元412使用从FFT单元404输入的副载波分量中包含的导频信号(从各终端发送的导频信号)，测量频域中的各终端的信道质量，例如各终端的每个副载波的SINR(Signal-to-Interference plus Noise power Ratio)，从而生成各终端的信道质量信息(CQI:Channel Quality Information)。然后，测量单元412将各终端的CQI输出到调度单元413。
调度单元413使用输入的各终端的QoS(Quality of Service)等信息，计算对各终端分配上行线路共享频率资源(PUSCH:Physical Uplink Shared Channel)的优先级。然后，调度单元413使用计算出的优先级以及从测量单元412输入的CQI，将各副载波(或由多个副载波构成的频率资源块RB(Resource Block))分配给各终端。此外，作为分配频率资源时使用的算法，有PF(ProportionalFairness)等。另外，调度单元413将表示用上述方法分配的各终端的频率资源的各终端的频率资源分配信息，输出到控制单元414和生成单元415，并将频率资源分配信息以外的控制信息(MCS信息等)输出到解调单元410、解码单元411和生成单元415。
控制单元414使用从调度单元413输入的各终端的频率资源分配信息、终端的种类信息(包含DFT大小的信息)、以及部分正交条件信息(表示C-SC-FDMA的部分正交条件(式(1)或(2))的信息)，计算终端的群数和群大小。另外，控制单元414基于计算出的群数和群大小，计算被映射了各终端的C-SC-FDMA信号的频率资源。然后，控制单元414将计算出的群数和群大小输出到结合单元407，并将表示被映射了各终端的C-SC-FDMA信号的频率资源的频率资源映射信息输出到解映射单元405。另外，控制单元414设定逆移位单元408以及终端300的移位单元301所使用的循环频移量，并将关于设定的循环频移量的信息输出到逆移位单元408和生成单元415。
生成单元415将从调度单元413输入的频率资源分配信息、频率资源分配信息以外的控制信息(MCS信息等)、以及从控制单元414输入的关于循环频移量的信息，变换为例如用于通知给各终端的二值的控制比特序列，生成控制信号。然后，生成单元415将生成的控制信号输出到编码单元416。
编码单元416对从生成单元415输入的控制信号进行编码，并将编码后的控制信号输出到调制单元417。
调制单元417对从编码单元416输入的控制信号进行调制，并将调制后的控制信号输出到无线发送单元418。
无线发送单元418对从调制单元417输入的控制信号施加D/A变换、放大以及上变频等发送处理，并将施加了发送处理的信号经由天线401发送到各终端。
接着，说明终端300的移位单元301中的SC-FDMA信号(频谱)的循环频移处理的细节。
在C-SC-FDMA中，使用DFT矩阵进行预编码，因此即使在DFT频带(DFT大小N)内使DFT输出(DFT处理的输出信号)循环移位，只要分割而生成的群大小为满足式(1)的长度N'，就可在DFT输出的任意位置，在列矢量间产生部分正交关系。本实施方式中利用该特征。
以下，进行具体说明。也就是说，说明DFT矩阵的列矢量部分正交的区间的特征。
首先，说明在矢量长度N(区间：k=0～N-1)中，k=0～N'-1的部分区间中的DFT矩阵的列矢量间的部分正交条件。
如下式(3)定义在DFT矩阵中具有相互不同的角频率的两个列矢量fi(k)(=fi)和fi'(k)(=fi')(其中，i'≠i)。
f i ( k ) = 1 N e - j 2 &pi; i N k f i &prime; ( k ) = 1 N e - j 2 &pi; i &prime; N k fork = 0 ~ N - 1 . . . ( 3 )
在式(3)中，N表示DFT大小(DFT点数)，i，i'=0～N-1。这里，在矢量长度N(区间：k=0～N-1)中，部分矢量长度N'(部分区间：k=0～N'-1)中的fi(k)与fi'(k)的内积(无时间偏差的部分互相关)如下式(4)所示(其中，N'<N)。
&Sigma; k = 0 N &prime; - 1 f i ( k ) f i &prime; * ( k ) = 1 N &Sigma; i = 0 N &prime; - 1 e - j 2 &pi; i - i &prime; N k = 1 N e - j&pi; i - i &prime; N ( N &prime; - 1 ) sin ( &pi; i - i &prime; N N &prime; ) sin ( &pi; i - i &prime; N ) . . . ( 4 )
在式(4)中，上标*表示复数共轭。通过式(4)可知，在部分矢量长度N'(部分区间：k=0～N'-1)中正交的两个列矢量，即部分正交的两个列矢量是在部分区间k=0～N'-1中角频率2π(i-i')/N的exp(-j2π(i-i')k/N)至少旋转一圈的列矢量的组合。也就是说，在i'≠i时，(i-i')N'/N为整数的情况下，两个列矢量fi(k)和fi'(k)在k=0～N'-1的区间内部分正交。因此，构成DFT矩阵的多个列矢量中，相互不同的任意两个列矢量fi(k)和fi'(k)(其中，i'≠i)部分正交的矢量长度N'(<N)与DFT矩阵的DFT大小(列矢量长度)N之间，存在下式(5)所示的固有的关系。
N &prime; = | I i - i &prime; | N = | I | | i - i &prime; | N - - - ( 5 )
其中，I是满足|I|<|i-i'|的0以外的整数。也就是说，在通过式(5)(或式(1))的长度N'表示群大小的情况下，能够在该群内DFT的列矢量间产生部分正交关系。
接着，说明在矢量长度N(区间：k=0～N-1)中，k=z～z+N'-1的部分区间中的DFT矩阵的列矢量间的部分正交条件。此外，z为任意的实数。
通过式(3)，在矢量长度N(区间：k=0～N-1)中，部分矢量长度N'(部分区间：k=z～z+N'-1)中的fi(k)与fi'(k)的内积如下式(6)所示(其中，N'<N)。
Figure GDA0000399786530000331
在式(6)中，上标*表示复数共轭。通过式(6)，(1/N)exp(-jπ(i-i')(2z)/N)≠0，因此为了使式(6)=0成立，式(4)=0即可。由此可知，部分区间k=z～z+N'-1中的DFT矩阵的列矢量间的部分正交条件也与实施方式1中所述的式(1)或上式(5)(部分区间k=0～N'-1中的部分正交条件)相同。
也就是说，可知有如下特征：如果分割SC-FDMA信号而生成的群的长度(带宽)满足式(1)或式(2)(式(5))的部分正交的矢量长度N'(带宽B')的条件，则能够在作为DFT输出的SC-FDMA信号(频谱)的任意频谱的位置(频带的位置)，在列矢量间产生部分正交关系。另外，该长度N'也可以在DFT频带内循环。也就是说，只要群的长度(带宽)满足长度N'，就能维持DFT矩阵的列矢量间的部分正交关系，因此终端300也可以在DFT频带内对DFT输出施加循环频移。
图17A和图17B表示在DFT大小(点数)N=10(DFT输出号码0～9)时设定矢量长度N'=8的部分区间的情况。另外，图17A中，将长度N'=8的部分区间设定为DFT输出号码0～7(即，循环频移量z=0)，图17B中将长度N'=8的部分区间设定为在DFT频带内循环地移位后的DFT输出号码3～9，0(即，z=3)。这里，如果部分区间的长度N'(=8)满足式(1)(或式(5))，则能够在图17A中DFT输出号码0～7的频带内的列矢量间产生部分正交关系，能够在图17B中DFT输出号码3～9，0的频带内的列矢量间产生部分正交关系。
利用上述特征，终端300的移位单元301使作为从DFT单元110输出的DFT输出的SC-FDMA信号，在DFT频带内循环地进行z点的循环频移。然后，分割单元111根据实施方式1或实施方式3中说明的任一种分割方法，使用部分正交带宽分割循环频移后的SC-FDMA信号，从而生成多个群。
这里，在图18A～图18C中表示移位单元301和分割单元111中进行的一系列处理步骤。在图18A～图18C中，假设DFT大小N=72点(DFT输出号码0～71)，终端300生成两个群(群#0和群#1)。另外，这里，移位单元301使DFT输出从频率较低的一方向较高的一方进行循环移位。另外，图18A表示DFT单元110对于时域的码元序列进行了DFT处理后得到的72点的DFT输出(SC-FDMA信号)。
移位单元301对于图18A所示的DFT输出，在N=72点的DFT频带内施加z=4(副载波)的循环频移。由此，如图18B所示，得到DFT输出号码0～71从较低频率向较高频率的方向循环移位了z=4的信号(即DFT输出号码68～71，0～67)。
然后，如图18C所示，分割单元111将图18B所示的z=4(副载波)的循环频移后的72点的信号(DFT输出号码68～71，0～67)，分割为部分正交带宽(矢量长度N'=12)的群#0(DFT输出号码68～71，0～7)以及部分正交带宽(矢量长度N'=60)的群#1(DFT输出号码8～67)这两个群。然后，映射单元112将图18C所示的群#0和群#1映射到不连续的频带中，从而得到C-SC-FDMA信号。
这样，根据本实施方式，能够在群内使DFT矩阵的列矢量间部分正交，并且在频率资源(副载波)上提高DFT输出的映射的灵活性。例如，在特定的频率资源中总是存在功率较大的干扰信号的情况下，终端在分割DFT输出(SC-FDMA信号)之前，对DFT输出进行循环频移即可。由此，在群内能够通过维持部分正交关系来降低ISI，并且避免映射到该特定资源的DFT输出总是受到较大的干扰。也就是说，根据本实施方式，终端能够在不改变分配给SC-FDMA信号的频率资源的位置地进行干扰避免控制。
此外，在本发明中，循环频移的方向既可以是从低频向高频的方向，也可以从高频向低频的方向。也就是说，循环频移量z的值即可以是正(+)，也可以是负(-)。
另外，在本实施方式中，如图15所示，说明了在终端300中以DFT单元→移位单元→分割单元→映射单元的顺序连接的结构。但是，本发明的终端也可以是以DFT单元→分割单元→移位单元→映射单元的顺序连接的结构(未图示)。在该情况下，终端使属于各群的多个副载波分量在多个群(未施加循环频移的、分割后的多个群)进行循环频移，对于多个群进行与图18C相同的映射即可。在这样改变了终端的结构部件的连接顺序时，也能够得到与本实施方式同样的效果。
另外，由于傅立叶变换的关系，代替本实施方式中说明的进行频域的循环频移的结构(图15)，终端也可以采用对从IFFT单元输出的时域的信号乘以相当于频域的循环频移的相位旋转(以及振幅分量)的结构。也就是说，也可以代替图15所示的终端的移位单元，采用将乘法单元连接到IFFT单元的后级的结构(未图示)，该乘法单元对从IFFT单元输出的时域的信号乘以相当于频域的循环频移的相位旋转(以及振幅分量)。在该情况下，也能够得到与本实施方式相同的效果。
另外，在本实施方式中，如图16所示，说明了在基站中以解映射单元→FDE单元→结合单元→逆移位单元→IDFT单元的顺序连接的结构。但是，本发明的基站也可以采用以解映射单元→逆移位单元→FDE单元→结合单元→IDFT单元的顺序连接的结构(未图示)，或者以解映射单元→FDE单元→逆移位单元→结合单元→IDFT单元的顺序连接的结构(未图示)。例如，在采用解映射单元→逆移位单元→FDE单元→结合单元→IDFT单元的顺序的结构时，基站在逆移位单元中将解映射后的信号序列进行逆循环频移，在FDE单元中对于FDE权重也进行逆循环频移，使用逆循环频移后的FDE权重，对逆循环频移后的解映射后的信号序列进行FDE即可。另外，在采用以解映射单元→FDE单元→逆移位单元→结合单元→IDFT单元的顺序连接的结构时，基站在逆移位单元中将FDE后的信号序列进行逆循环频移，在结合单元中结合映射到不连续的频带的逆循环频移后的多个群即可。在这样改变基站的结构部件的连接顺序时，也能够得到与本实施方式同样的效果。
另外，由于傅立叶变换的关系，代替本实施方式中说明的进行频域的逆循环频移的结构(图16)，也可以采用对从基站的IDFT单元输出的时域的信号乘以相当于频域的逆循环频移的相位旋转(以及振幅分量)的结构。也就是说，也可以代替图16所示的逆移位单元，采用将乘法单元连接到IDFT单元的后级的结构(未图示)，该乘法单元对从IDFT单元输出的时域的信号乘以相当于频域的逆循环频移的相位旋转(以及振幅分量)。在该情况下，也能够得到与本实施方式相同的效果。
另外，在本发明中，终端在频域中并行地发送C-SC-FDMA信号时，也可以在终端中如图19所示地设置多个由编码单元、调制单元、复用单元、DFT单元、移位单元和分割单元构成的组件（unit）。而且，终端也可以对于各单元分别设定个别的移位量，并对于各单元的DFT输出施加循环频移。在图19所示的终端500中，示出了构成M个单元501－1～501－M，而且在各单元中对发送比特序列分别包括编码单元、调制单元、复用单元、DFT单元、移位单元和分割单元，在频域中并行发送M个C-SC-FDMA信号的情况。通过采用如图19所示的结构，在由多个多径构成、具有频率选择性的宽带无线信道等的不同频带中具有不同电波传播环境的无线信道中，能够在由各组件生成的C-SC-FDMA信号的各群内使DFT矩阵的列矢量间部分正交，并且通过对各组件施加个别的循环频移，能够在频率资源(副载波)上提高各组件的信号的映射的灵活性。
此外，也可以在多个组件间将循环频移量通用化，将有关通用的一个循环频移的控制信息从基站通知给终端(或从终端通知给基站)。另外，也可以将每个组件的个别的循环频移量设定为相同的值，并将有关各组件的循环频移的控制信息从基站同时通知给终端(或从终端同时通知给基站)。例如，在多个组件中使用相同的发送格式(例如，相同的MCS组，或者相同的C-SC-FDMA的分割方法(群数或群大小等))的情况下，组件间的所需通信质量(例如，为了满足某个差错率所需的SINR)之间存在相关。因此，通过在多个组件间将循环频移量通用化(即采用相同的循环频移量)，能够进一步提高组件间的所需通信质量的相关性，能够同时且稳定地控制多个组件的发送格式。另外，在使用通用的一个循环频移量的情况下，能够削减从基站向终端(或从终端向基站)的循环频移量的通知所需的信息量。
例如，在使用捆绑(Bundling)技术的情况下，也可以适用上述循环频移量的设定方法(在多个组件间设定相同的循环频移量的方法)，该捆绑技术是在基站中多个组件的发送比特序列(传输块)被全部正常接收时从基站向终端反馈一个ACK(acknowledgment，肯定响应)信号，在基站中多个传输块中检测出一个以上的差错时从基站向终端反馈一个NACK(negativeacknowledgment，否定响应)信号的技术。也就是说，在多个单元间设定相同的循环频移量(即关于循环频移使用相同的设定方法)，由此能够使在对多个单元的传输块各自的差错发生机理之间具有相关性。因此，在多个单元的传输块之间，能够减少产生差错的传输块与未产生差错的传输块混合存在的概率，能够降低基站中正常接收到的传输块的不必要的重发。
另外，在本发明中，也可以将对从终端的DFT单元输出的DFT输出的循环频移量z的值，设定为与满足部分正交的矢量长度(带宽)的长度相同的值，该部分正交的矢量长度(带宽)对应于实施方式1或实施方式4中说明的任一种分割方法。由此，对于循环频移后的SC-FDMA信号(频谱)，也能够适用与对于循环频移前的SC-FDMA信号(频谱)的部分正交条件相同的部分正交条件。
另外，在本发明中，也可以使循环频移量z与分割SC-FDMA信号(频谱)时的最小分割单位对应。例如，在将SC-FDMA信号(频谱)的最小分割单位定义为Nmin时，循环频移量z的最小移位量也可以同样采用Nmin。在该情况下，发送装置和接收装置(终端和基站)之间可以共享最小移位量Nmin，并将最小移位量的倍数kNmin(k为整数)定义为提供给DFT输出的循环频移量z。因此，关于从基站通知给终端(或从终端通知给基站)的循环频移量z的控制信息仅为乘数(系数)k即可。另外，在通知关于循环频移量z的控制信息(乘数k)时，也可以与群的分割信息(分割数等)或频率资源分配信息一起通知该循环频移量k。据此，能够削减循环频移量的通知所需的信息量。
另外，在终端将施加了循环频移的C-SC-FDMA信号在频域中并行发送时，也可以在并行发送的C-SC-FDMA信号之间(例如，图19所示的终端500的组件501－1～501－M之间)相对地定义循环频移量。具体而言，可以将作为基准的C-SC-FDMA信号的循环频移量与其他C-SC-FDMA信号的循环频移量的差分移位量定义为相对移位量(差分移位量)，并将相对移位量(差分移位量)从基站通知给终端(或从终端通知给基站)。例如，说明将映射到低频带的C-SC-FDMA信号的循环频移量设定为z0=5，将映射到高频带的C-SC-FDMA信号的循环频移量设定为z1=10的情况。在该情况下，作为关于从基站通知给终端(或从终端通知给基站)的循环频移量的控制信息，与作为基准的、映射到低频带的C-SC-FDMA信号的循环频移量z0=5一起，通知被映射到低频带的C-SC-FDMA信号的循环频移量与被映射到高频带的C-SC-FDMA信号的循环频移量的差分(相对值)=z1-z0=5即可。由此，与个别通知对各C-SC-FDMA信号的循环频移量的情况相比，能够削减循环频移量的通知所需的信息量的开销。此外，这里说明了通知对于两个C-SC-FDMA信号各自的循环频移量的情况，但并行发送的C-SC-FDMA信号并不限于两个，也可以是三个以上。
(实施方式6)
在本实施方式中，进行MIMO传输的终端对于在映射多个码字(codeword)的相互不同的空间资源(层、天线或流)的每个空间资源中发送的SC-FDMA信号，对相互不同的空间资源的每个空间资源，在DFT频带内施加个别的循环频移。然后，终端以部分正交带宽(与部分正交的矢量长度对应的带宽)分割各空间资源(层、天线或流)的信号。
图20表示本实施方式的发送装置(终端)的结构。此外，在图20所示的终端600中，对与实施方式2(图9)相同的结构要素附加相同的标号，并省略其说明。另外，图20所示的终端600与实施方式2同样，包括使用两个空间资源发送C-SC-FDMA信号的两个天线。在图20所示的终端600中，与实施方式2的终端200(图9)的不同之处在于，在生成各个空间资源中发送的SC-FDMA信号(频谱)的C-SC-FDMA处理单元601中，在DFT单元110之后，对使用空间资源并行发送的每个比特序列(码字)设置个别的移位单元301。
在图20所示的终端600中，控制单元106将与各C-SC-FDMA处理单元601分别对应的个别的循环频移量输出到各移位单元301。此外，假设由基站决定对C-SC-FDMA处理单元601的个别的循环频移量，从基站向终端通知决定了的循环频移量的情况，或者由终端决定循环频移量，从终端向基站通知决定了的循环频移量的情况。
C-SC-FDMA处理单元601-1和C-SC-FDMA处理单元601-2对于分别被输入的码字(发送比特序列)，施加与实施方式2的编码单元107～DFT单元110同样的处理，从而生成SC-FDMA信号(频谱)。然后，C-SC-FDMA处理单元601-1和C-SC-FDMA处理单元601-2的各DFT单元110将生成的C-SC-FDMA信号(频谱)分别输出到各移位单元301。
移位单元301根据从控制单元106输入的码字个别(即每个C-SC-FDMA处理单元)的循环频移量，与实施方式5同样地，对于从DFT单元110输入的SC-FDMA信号(频谱)，对每个C-SC-FDMA处理单元施加个别的循环频移。然后，移位单元301将循环频移后的SC-FDMA信号(频谱)输出到分割单元111。
分割单元111使用上述实施方式(例如，实施方式1或实施方式4)中说明的任一种分割方法，以部分正交带宽分割从移位单元301输入的循环频移后的SC-FDMA信号，生成多个群。然后，各C-SC-FDMA处理单元601的分割单元111将生成的多个群输出到预编码单元202。
接着，说明终端600的C-SC-FDMA处理单元601中的C-SC-FDMA处理的细节。
在以下的说明中，如图21A～图21C所示，说明终端600将两个码字(码字#0以及码字#1)映射到相互不同的两个空间资源(这里是层#0和层#1。或者，也可以是天线、流)的情况。在另外，图21A～图21C中，假设DFT大小N=72点(DFT输出号码0～71)，终端600生成两个群(群#0和群#1)。另外，这里，移位单元301使DFT输出从频率较低的一方向较高的一方进行循环移位。
图21A表示C-SC-FDMA处理单元601-1和C-SC-FDMA处理单元601-2的各DFT单元110对于两个码字#0和#1分别进行DFT处理后得到的、72点的DFT输出(SC-FDMA信号)。
C-SC-FDMA处理单元601-1和C-SC-FDMA处理单元601-2的各移位单元301分别对于图21A所示的两个SC-FDMA信号(码字#0的信号和码字#1的信号)，在DFT频带(DFT大小N=72点)内个别地施加循环频移。具体而言，如图21B所示，C-SC-FDMA处理单元601-1的移位单元301对于层#0(空间资源#0)中发送的码字#0的信号施加z=0(无循环频移)的循环频移。而且，如图21B所示，C-SC-FDMA处理单元601-2的移位单元301对于层#1(空间资源#1)中发送的码字#1的信号实施z=12(有循环频移)的循环频移。也就是说，移位单元301对于在多个层(空间资源)的每个层中发送的码字(SC-FDMA信号)，对多个空间资源(层、天线或流)的每个空间资源，在DFT频带内施加循环频移。
然后，如图21C所示，C-SC-FDMA处理单元601-1和C-SC-FDMA处理单元601-2的各分割单元111将循环频移后的码字(SC-FDMA信号)分割为矢量长度N'=12的群#0和矢量长度N'=60的群#1，从而生成两个群。
这样，根据本实施方式，在MIMO传输中，能够在各空间资源中分别发送的码字的群内仍然维持了部分正交关系，并且对每个码字(每个空间资源、每个层、每个天线或每个流)灵活地进行适应于传输该码字的空间资源(层、天线或流)的各信道(链路)质量的频率映射。
此外，在本实施方式中，以发送装置和接收装置(终端和基站)通过使用多个天线实现MIMO传输的SU-MIMO为例进行了说明。但是，本发明也可以适用于上行线路(Uplink)和下行线路(Downlink)的MU-MIMO。例如，在下行线路(Downlink)的MU-MIMO传输中，映射到不同的空间资源(层、天线或流)的不同码字分别是发往相互不同的终端的码字。在该情况下，需要对每个接收装置(终端)满足不同的所需质量。例如，在移动电话等蜂窝系统的情况下，位于不同地点的终端(接收装置)的通信质量极大不同。但是，如上所述，根据本实施方式，发送装置(基站)在分别映射多个码字的相互不同的空间资源(层、天线或流)中，对在各个空间资源中发送的每个码字，施加个别的循环频移。由此，能够在各码字的群内仍然维持部分正交关系，并且对每个码字(每个空间资源、每个层、每个天线或每个流)灵活地进行适应于传输该码字的空间资源的各信道(链路)质量的频率映射(循环频移)。
另外，在本实施方式中，说明了发送装置(终端)将两个码字分别映射到两个空间资源(层、天线或流)的情况。但是，本发明也可以适用于发送装置(终端)将三个以上码字分别映射到三个以上空间资源(层、天线或流)。
另外，在本发明中，也可以使对每个码字(每个层、每个天线或每个流)个别设定的循环频移量zi与分割SC-FDMA信号(频谱)时的最小分割单位对应。例如，在将SC-FDMA信号(频谱)的最小分割单位定义为Nmin时，对每个码字(每个空间资源、每个层或每个流)设定的个别的循环频移量zi的最小移位量也可以同样地设为Nmin。由此，对于循环频移后的全部群，能够适用与对循环频移前的SC-FDMA信号(频谱)的部分正交条件相同的部分正交条件。
另外，在本发明中，也可以将对每个码字(每个层、每个天线或每个流)个别设定的循环频移量zi，设为分割SC-FDMA信号而生成的多个群中具有最小的部分正交带宽的群大小的倍数。也就是说，也可以使循环频移量zi与具有最小的部分正交带宽的群的带宽对应。例如，具有某个空间资源(层、天线或流)中的最小的部分正交带宽的群大小为Bmin时，将该空间资源和其他空间资源中的循环频移量设定为kBmin(k为整数)即可。由此，在空间资源(层、天线或流)之间，能够维持频域的(部分)正交关系，并且能够降低来自不同空间资源的不同群的干扰。
另外，在本实施方式中，说明了使用对每个码字(每个空间资源、每个层、每个天线或每个流)个别设定的循环频移量的情况。但是，在本发明中，也可以在码字间(空间资源间、层间、天线间或流间)相对地定义对每个码字(每个空间资源、每个层、每个天线或每个流)个别设定的循环频移量。具体而言，也可以将作为基准的码字(空间资源、层、天线或流)的循环频移量与其他码字(空间资源、层、天线或流)的循环频移量之间的差分移位量定义为相对移位量(差分移位量)，从基站向终端(或从终端向基站)通知相对移位量(差分移位量)。例如，说明将码字#0的循环频移量设定为z0=5，将码字#1的循环频移量设定为z1=10的情况。在该情况下，作为关于从基站通知给终端(或从终端通知给基站)的循环频移量的控制信息，与作为基准的码字#0的循环频移量z0=5一起，通知码字#0的循环频移量与码字#1的循环频移量的差分(相对值)=z1-z0=5即可。由此，与分别个别地通知各码字(空间资源、层、天线或流)的循环频移量的情况相比，能够削减循环频移量的通知所需的信息量的开销。此外，这里说明了通知对两个码字各自的循环频移量的情况，但码字的数并不限于两个，也可以是三个以上。另外，也可以不使用码字，而使用表示层、天线或流等空间资源的资源间的循环频移量的相对值(差分值)。
另外，在本实施方式中，说明了使用对每个码字(空间资源、层、天线或流)设定的个别的循环频移量的情况。但是，在本发明中，也可以在多个码字(空间资源、层、天线或流)间将循环频移量通用化，并使用通用的一个循环频移量。另外，也可以在多个码字(空间资源、层、天线或流)间设定同一循环频移量。例如，在发送装置(终端)对于多个码字(空间资源、层、天线或流)，映射具有相同的MCS的码字时，也可以将各码字(空间资源、层、天线或流)的循环频移量设定为相同的值(或者使用通用的一个循环频移)，从基站向终端(或从终端向基站)通知循环频移量。由此，能够同时稳定地控制映射到多个空间资源(层、天线或流)的、所需质量几乎相同的码字。另外，在使用通用的一个循环频移量的情况下，能够进一步削减从基站向终端(或从终端向基站)的循环频移量的通知所需的信息量。
另外，在实施方式2中，叙述了在MIMO传输中，以部分正交带宽分割各流的SC-FDMA信号，并在多个流的每个流中，对映射到具有相同的部分正交带宽(长度)的频带的信号，分别乘以相同的空间预编码矩阵的预编码方法。于是，在本实施方式中，也可以采用进一步包括以下结构的结构：发送装置(终端)对于SC-FDMA信号进行循环频移后进行了分割的多个空间资源(层、天线或流)的信号，对映射到具有相同的部分正交带宽(长度)的频带的信号，分别乘以相同的空间预编码矩阵。也就是说，本发明的终端也可以采用组合实施方式2和本实施方式的结构。由此，能够得到与实施方式2和本实施方式各自的效果相同的效果。
另外，在本实施方式中，说明了发送装置(终端)在多个层中发送多个码字时，一个码字被映射到一个空间资源(层)的情况(即，码字与空间资源(层)一一对应的情况)。但是，本发明也可以适用于发送装置(终端)将一个码字映射到多个空间资源(层)的情况(例如，MIMO的单码字传输)。例如，说明终端使用4个空间资源(层#0～层#3)空间复用传输两个码字(码字#0和码字#1)的情况。在该情况下，终端也可以将码字#0的信号(调制信号)映射到层#0和层#1的两个层，并将码字#1的信号(调制信号)映射到层#2和层#3的两个层。此时，终端使用对每个层(空间资源)个别设定的循环频移量，对于各码字施加个别的循环频移即可。
另外，本发明中，终端也可以在将一个码字映射到多个层时，在一个码字被映射的多个层(空间资源)之间，使用相同的循环频移量。例如，说明如图22A～图22C所示，终端使用4个层(层#0～#3)空间复用传输两个码字(码字#0和码字#1)的情况。在图22A中，终端将各码字分别映射到两个层(空间资源)。另外，如图22B所示，终端在映射了相同的码字的层(空间资源)之间，设定相同的循环频移量。例如，如图22B所示，终端将码字#0的信号映射到层#0和层#1的两个层(空间资源)，并且在两个层(层#0和层#1)中使用相同的循环频移量z0=12。同样地，如图22B所示，终端将码字#1的信号映射到层#2和层#3的两个层(空间资源)，并且在两个层(层#2和层#3)中使用相同的循环频移量z1=60。然后，如图22C所示，终端将循环频移后的信号分割为具有部分正交带宽的两个群(群#0和群#1)。由此，对映射到不同空间资源(层)的相同的码字内包含的相互不同的调制信号，使用相同的循环频移量施加循环频移，因此能够使循环频移产生的外表上的信道变化量在被映射到不同空间资源(层)的相同的码字间相同。因此，能够使码字内的比特或码元的似然分布均匀，能够稳定地进行自适应调制等自适应控制。
此外，在上述记载(例如图22)中，说明了使映射到不同空间资源(层)的码字内的循环频移量相同的情况。但是，在本发明中，也可以采用使映射到不同空间资源(层)的码字内的相对循环移位量相同，码字间的相对循环移位量使用不同的值的结构。例如，说明将两个码字(码字#0和码字#1)映射到4个空间资源(层#0～层#3)时，将码字#0映射到层#0和层#1，并将码字#1映射到层#2和层#3的情况。另外，这里，例如，假设作为基准的层#0的循环频移量为8，码字#0被映射的层#0和层#1中的相对循环频移量为5，码字#1被映射的层#2和层#3中的相对循环频移量为20。在该情况下，层#0的循环频移量为8，层#1的循环频移量(=层#0的循环频移量+相对循环频移量)为8+5=13，层#2的循环频移量(=层#1的循环频移量+相对循环频移量)为13+20=33，层#3的循环频移量(=层#2的循环频移量+相对循环频移量)为33+20=53。这样，通过通知相对的循环频移量，能够抑制关于该循环频移量的控制信息的开销，并且在码字内保持相同的通信质量的同时，在码字之间能够灵活地设定适合于各码字个别的通信质量的循环频移量。
另外，在本发明中，例如如图22所示，终端将一个码字映射到多个空间资源(层)时，也可以将映射到多个层的信号作为重复信号。例如，在图22中，终端将映射到层#0(或层#2)的码字#0(或码字#1)的DFT输出的副本(重复信号)映射到层#0和层#1(或层#2和层#3)即可。
(实施方式7)
在实施方式6中，说明了终端在各空间资源(层)中，仅在频域的一维区域中，对每个空间资源进行个别的循环频移的情况。与此相对，在本实施方式中与实施方式6的不同值处在于，终端除了进行频域的循环移位以外，还进行空域的循环移位，由此在空域和频域的二维区域中进行循环(空间和频率)移位。
具体而言，本实施方式的终端与实施方式6同样地，对于在多个空间资源(层)的每个空间资源中发送的多个DFT输出(多个码字)，以每个空间资源在频域中实施循环频移，进而，对分割在多个空间资源(层)的每个空间资源中发送的多个DFT输出(多个码字)而生成的C-SC-FDMA信号(多个群)，以部分正交带宽(例如，具有部分正交带宽的群)为单位，在空域(空间资源间)中实施循环空间(层)移位。
图23表示本实施方式的发送装置(终端)的结构。此外，在图23所示的终端700中，对与实施方式6(图20)相同的结构要素附加相同的标号，并省略其说明。另外，图23所示的终端700与实施方式6同样地包括使用两个空间资源发送C-SC-FDMA信号的两个天线。另外，图23所示的C-SC-FDMA处理单元701的频移单元702进行与实施方式6的终端600(图20)中的C-SC-FDMA处理单元601的移位单元301相同的处理。由此，图23所示的终端700中，与实施方式6的终端600(图20)的不同之处在于，在分割单元111与预编码单元202之间设置了空间移位单元703。
在图23所示的终端700中，空间移位单元703中，由控制单元106输入每个部分正交带宽(例如，具有部分正交带宽的群)的空间资源域(层)中的移位量(以下称为“循环空间移位量”)的信息。另外，空间移位单元703中，由C-SC-FDMA处理单元701的各分割单元111输入与实施方式6同样地对每个码字(或每个层)施加了个别的循环频移的C-SC-FDMA信号(多个群)。然后，空间移位单元703根据每个部分正交带宽(群)的个别的循环空间移位量，对于各群，在空间资源(层)之间施加循环空间移位。具体而言，空间移位单元703对于分割多个空间资源(层)的每个中发送的码字(SC-FDMA信号)而生成的C-SC-FDMA信号(多个群)，以正交带宽为单位施加循环空间移位。然后，空间移位单元703将循环空间移位后的群输出到预编码单元202。
接着，说明终端700的空间移位单元703中的循环空间移位处理的细节。
在以下的说明中，说明与实施方式6同样地，终端700将两个码字(码字#0和码字#1)映射到相互不同的两个空间资源(这里是层)的情况。另外，终端700的C-SC-FDMA处理单元701-1和C-SC-FDMA处理单元701-2与实施方式6同样地，对于图21A所示的码字#1和码字#2施加循环频移(图21B)，以部分正交带宽分割循环频移后的SC-FDMA信号，生成群#0和群#1的两个群(图21C)。也就是说，终端700通过图21B所示的处理，进行频域中的一维区域的循环移位。
然后，如图24所示，空间移位单元703对于循环频移后的各群(群#0和群#1)，以部分正交带宽为单位，即对每个具有部分正交带宽的群，在空间资源(层)之间实施循环空间移位。图24中，对群#0的循环空间移位量=0(无循环空间移位)，对群#0的循环空间移位量=1(有循环空间移位)。因此，如图24所示，空间移位单元703对群#0以部分正交带宽N'=12为单位施加循环空间移位量=0(无循环空间移位)的循环空间移位。同样地，如图24所示，空间移位单元703对于群#1以部分正交带宽N'=60为单位施加循环空间移位量=1的循环空间移位。由此，在群#1中，如图24所示，码字#0的信号被映射到层#1，码字#1的信号被映射到层#0。也就是说，终端700利用图24所示的处理进行空域中的一维区域的循环移位。
这样，根据本实施方式，终端除了进行实施方式6的处理以外，还以部分正交带宽为单位施加循环空间移位，因此能够维持频域中的列矢量间的部分正交关系，并且进一步改善频率分集效应和空间分集效应。
此外，在本实施方式中，说明了图23所示的终端700在频移单元702中对信号施加频域的循环频移后，在空间移位单元703中施加空域的循环空间移位的结构。但是，本发明中，终端的循环频移和循环空间移位的处理顺序也可以相反。也就是说，本发明的终端也可以在对信号施加空域的循环空间(层)移位后，施加频域的循环频移。
另外，本发明中，终端也可以对于信号不进行频域的循环频移，仅进行空域的一维区域中的循环空间(层)移位。也就是说，终端也可以对于分割在多个空间资源的每个空间资源中发送的SC-FDMA信号而生成的C-SC-FDMA信号(多个群)，以部分正交带宽为单位施加循环空间(层)移位。这相当于在进行频域和空域的二维区域中的循环移位的本实施方式中，将各空间资源(层)中的循环频移量全部设定为零的情况。或者，相当于在图23的发送装置(终端700)的结构中，省略频移单元702，并从DFT单元110输出的DFT输出(SC-FDMA信号)不进行循环频移，直接输入到分割单元111的结构。也就是说，终端对未适用频域中的循环频移的各空间资源(层)的DFT输出，以部分正交带宽(例如，具有部分正交带宽的群)为单位，仅在空域(空间资源间)施加循环空间(层)移位即可。由此，能够在维持频域中的群内的部分正交关系的同时，改善空间分集效应。
另外，在本实施方式的图24中，说明了终端对多个群，对具有部分正交带宽的长度的每个群，在空间资源间进行循环空间移位的情况。但是，在本发明中，如图25所示，终端也可以以在短于群大小的长度(比群的带宽窄的带宽)中部分正交的带宽(长度)为单位，对多个群在空间资源间施加循环空间(层)移位。在图25中，终端对群#1(N'=60)中两个部分正交带宽(N'=12和N'=48)的每个部分正交带宽，在空域中施加不同的循环空间(层)移位(循环空间移位量=1和2)。由此，能够维持频域中的列矢量间的部分正交关系，并且由于通过循环空间移位能够增加群内的外表上的信道的随机性，所以能够进一步改善空间分集。
另外，在本实施方式中，说明了将部分正交带宽作为施加循环空间(层)移位的频域的单位的情况。但是，在本发明中，作为施加循环空间(层)移位的频域的单位，也可以使用多个群的带宽中最小的部分正交带宽的倍数。例如，在设最小的部分正交带宽为Bmin时，将施加循环空间移位的频域的单位定义为kBmin(k为整数)即可。然后，基站以kBmin为单位决定循环空间移位量，并将决定的循环空间移位量通知给终端即可。这样，仅进行使用了多个群的带宽的简单控制，便可以定义施加循环空间(层)移位的频域的单位，并且能够获得与本实施方式相同的效果。
另外，在本发明中，施加循环空间(层)移位的频域的单位(例如具有部分正交带宽的群单位)中的循环空间移位量y，也可以对每个施加循环空间(层)移位的频域的单位不同。另外，循环空间(层)移位的旋转方向既可以是正(+)，也可以是负(-)。也就是说，循环空间移位量既可以是+y，也可以是-y。
另外，在本发明中，也可以使循环频移量z与循环空间移位量y对应地设定两个移位量(z以及y)。例如，既可以用群#i的循环空间移位量yi的函数来表示层#i的循环频移量zi，相反，也可以用层#i的循环频移量zi的函数来表示群#i的循环空间移位量yi。例如，也可以定义为循环空间移位量zi=(循环频移量yi)mod(层数)。这里，mod表示模运算。并且，接收装置向发送装置仅通知循环频移量yi，发送装置根据上述函数确定循环空间移位量zi即可。据此，能够削减空域和频域的两个循环移位量的通知所需的信息量，同时改善空间分集效应和频率分集效应。
另外，在本发明中，在从接收装置(基站)向发送装置(终端)通知表示是否适用循环空间移位的识别信息(标志)或者表示是否适用循环频移的识别信息(标志)的情况下，也可以将这两个识别信息(标志)通用化，并将表示是否适用循环空间移位和频移的二维的一个信息从接收装置通知给发送装置。由此，能够削减关于识别信息的控制信息量，同时获得空间分集效应和频率分集效应。
另外，在本实施方式中，说明了在图24以及图25中，在两个群(群#0和群#1)被映射到不连续的频带的情况下，终端在频域和空域的二维区域中进行循环移位(二维移位)的方法，或者在空域的一维区域中进行循环移位(一维移位)的方法。但是，本发明也能适用于多个群被映射到连续的频带的情况。例如，在进行频域和空域中的二维移位的情况下，终端对于多个DFT输出分别在频域中进行循环频移后，以实施方式1和实施方式4中说明的部分正交带宽(例如，具有部分正交带宽的群)为单位，将进行了循环频移的各空间资源(层)的DFT输出在空域(空间资源间)进行循环空间(层)移位。随后，终端将频域和空域中的循环移位后的信号映射到各空间资源(层)的连续的频带即可。另外，例如，在进行空域的一维移位的情况下，终端对于多个DFT输出，以实施方式1和实施方式4中说明的部分正交带宽(例如，具有部分正交带宽的群)为单位，在空域(空间资源间)进行循环空间(层)移位。随后，将循环空间移位后的信号映射到各空间资源(层)的连续的频带即可。
(实施方式8)
在实施方式5中，说明了终端对于DFT输出(SC-FDMA信号)，对每个空间资源(层)进行个别的循环频移的情况。与此相对，在本实施方式中，终端对于DFT输出(SC-FDMA信号)，在相互不同的时域中(对每个不同的时间资源)，在DFT频带内施加个别的循环频移。然后，终端以部分正交带宽分割循环频移后的信号，由此生成多个群。
具体而言，如图26所示，本实施方式的终端维持两个群(群#0和群#1)在频域中的映射位置(频带)，并且随着时间，在DFT频带(图26中，DFT大小N=72点)内，改变在各时间i发送的C-SC-FDMA信号的循环频移量zi。例如，如图26所示，在时间#0循环频移量z0=0，在时间#1循环频移量z1=12，在时间#2循环频移量z2=36，在时间#3循环频移量z3=60。也就是说，终端在相互不同的时域中(对每个不同的时间资源)，在DFT频带(72点)内使用相互不同的循环频移量，对于DFT输出(SC-FDMA信号)实施循环频移。然后，如图26所示，终端以部分正交带宽分割循环频移后的DFT输出，生成两个群#0和群#1。
这样，根据本实施方式，能够不改变被分配了DFT输出(SC-FDMA信号)的频带的情况下(维持频域中的映射位置(频带))，而维持群内的DFT矩阵的列矢量间的部分正交，并且改善时间分集效应和频率分集效应。
此外，作为时间单位，也可以使用码元单位、时隙单位、子帧单位、帧单位或重发单位等来改变循环频移量。
以上说明了本发明的各个实施方式。
此外，在上述实施方式中，使用DFT矩阵的列矢量这一用语，说明了终端以在列矢量间部分正交的长度(带宽)分割DFT输出(SC-FDMA信号)，生成多个群(C-SC-FDMA信号)的情况。这里，DFT矩阵为对称矩阵。例如，N×N的DFT矩阵的第n列矢量的各元素与第n行矢量的各元素相同。因此，在本发明中，在作为预编码矩阵使用转置DFT矩阵后的矩阵的情况下，终端使用在DFT矩阵的行矢量间部分正交的长度(带宽)分割预编码后的信号即可。也就是说，对于通过DFT矩阵的转置矩阵进行了预编码的信号，适用上述实施方式中说明的SC-FDMA信号的分割方法即可。由此，在作为预编码矩阵使用转置DFT矩阵后的矩阵的情况下，也能够获得与上述实施方式相同的效果。
另外，在本发明中，也可以使用DFT矩阵的复数共轭矩阵或DFT矩阵的复数共轭转置矩阵(DFT矩阵的埃尔米特转置矩阵)作为预编码矩阵。这里，DFT矩阵的复数共轭矩阵和DFT矩阵的复数共轭转置矩阵(DFT矩阵的埃尔米特转置矩阵)为对称矩阵。因此，N×N的DFT矩阵的复数共轭矩阵(或复数共轭转置矩阵(DFT矩阵的埃尔米特转置矩阵))的第n列矢量的各元素与第n行矢量的各元素相同。因此，能够对于DFT矩阵的复数共轭转置矩阵(DFT矩阵的埃尔米特转置矩阵)适用式(1)和式(2)的部分正交条件，因此，终端使用上述实施方式中说明的部分正交的长度(带宽)分割预编码的信号即可。也就是说，对于通过DFT矩阵的复数共轭矩阵或DFT矩阵的复数共轭转置矩阵(DFT矩阵的埃尔米特转置矩阵)进行了预编码的信号，适用上述实施方式中说明的SC-FDMA信号的分割方法即可。由此，在作为预编码矩阵使用DFT矩阵的复数共轭矩阵或DFT矩阵的复数共轭转置矩阵(DFT矩阵的埃尔米特转置矩阵)的情况下，也能够获得与上述实施方式相同的效果。
另外，在本发明中，也可以使用DFT矩阵的逆矩阵作为预编码矩阵。DFT矩阵的逆矩阵与DFT矩阵的复数共轭转置矩阵(DFT矩阵的埃尔米特转置矩阵)等效。因此，在使用DFT矩阵的逆矩阵作为预编码矩阵的情况下，对于以DFT矩阵的逆矩阵进行了预编码的信号，适用上述实施方式中说明的SC-FDMA信号的分割方法即可。由此，在将DFT矩阵的逆矩阵作为预编码矩阵使用的情况下，也能获得与上述实施方式相同的效果。
另外，在上述实施方式2和实施方式6中，作为终端的结构(例如，图9和图20)，示出了以DFT单元→分割单元→预编码单元的顺序连接的结构。但是，在本发明中，终端的结构也可以是以DFT单元→预编码单元→分割单元的顺序连接的结构。在该情况下，终端对于复用了导频信号的每个发送码元序列，在DFT单元中通过DFT处理从时域变换为频域的信号后，在预编码单元中对频域的各副载波信号进行线性的预编码(例如，将用矩阵表示的预编码矩阵乘以某个副载波中的两个DFT输出信号)。并且，终端对于在分割单元中预编码后的频域的信号分量，利用上述实施方式的任一种分割方法，进行对SC-FDMA信号的分割处理即可。
另外，在上述实施方式中，说明了在频域中以部分正交带宽分割SC-FDMA信号的情况。但是，本发明也可以适用于例如直接扩频码分多址(Direct Sequence Code Division Multiple Access:DS-CDMA，直接序列码分多址)等在时域中使用DFT矩阵(DFT矩阵的转置矩阵、DFT矩阵的复数共轭矩阵、DFT矩阵的复数共轭转置矩阵、或者DFT矩阵的逆矩阵)对信号进行扩频，并将扩频后的信号在空域中进行码复用的MIMO传输。在该情况下，也可以对于通过时域中的DFT矩阵(DFT矩阵的转置矩阵、DFT矩阵的复数共轭矩阵、DFT矩阵的复数共轭转置矩阵、或者DFT矩阵的逆矩阵)的扩频以及空域中的码复用而获得的信号，与上述实施方式同样地以部分正交带宽进行分割，并将分割后的信号分别映射到不连续的时间资源或空间资源。由此，能够获得与上述实施方式相同的效果。
另外，也可以分别组合使用上述实施方式1～实施方式8。
另外，在上述实施方式中，说明了将本发明的无线通信装置包括在终端100(图1)、终端200(图9)、终端300(图15)、终端500(图19)、终端600(图20)或终端700(图23)中的情况，但也可以将本发明的无线通信装置包括在基站中。
另外，有时将终端称为“UE(User Equipment，用户设备)”，将基站称为“Node B”或“BS(Base Station)”。
另外，上述实施方式中作为天线进行了说明，但本发明同样能够适用于天线端口(antenna port)。
天线端口是指由一个或多个物理天线构成的逻辑天线。也就是说，天线端口并不限于一个物理天线，有时也指由多个天线构成的阵列天线等。
例如，在3GPP LTE中，并未规定天线端口由几个物理天线构成，而是将其规定为基站能够发送不同的参考信号(Reference signal)的最小单位。
另外，有时还将天线端口规定为乘以预编码矢量(Precoding vector)的权重的最小单位。
另外，虽然在上述实施方式中以由硬件构成本发明的情况为例进行了说明，但是本发明也可以由软件实现。
另外，在上述实施方式的说明中使用的各功能块典型地通过集成电路的LSI(大规模集成电路)来实现。这些块既可以被单独地集成为一个芯片，也可以包含一部分或全部地被集成为一个芯片。另外，在此虽然称做LSI，但是根据集成程度的不同，有时也称为IC(集成电路)、系统LSI、超级LSI(SuperLSI)、或极大LSI(Ultra LSI)等。
另外，实现集成电路化的方法不仅限于LSI，也可以使用专用电路或通用处理器来实现。也可以利用可在LSI制造后编程的FPGA（FieldProgrammable Gate Array：现场可编程门阵列），或者可重构LSI内部的电路单元的连接或设定的可重构处理器（Reconfigurable Processor）。
再有，如果随着半导体技术的进步或者随其派生的其他技术的出现，出现了能够代替LSI的集成电路化的技术，当然也可以利用该技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。
2008年9月22日提交的日本专利申请第2008－242716号以及2009年9月1日提交的日本专利申请第2009－201740号所包含的说明书、说明书附图以及说明书摘要的公开内容，全部引用于本申请。
工业实用性
本发明能够适用于移动通信系统等。

Claims (18)

1.无线通信装置，包括：
变换单元，对时域的码元序列使用离散傅立叶变换矩阵施加离散傅立叶变换处理，生成频域的信号；
分割单元，使用部分正交带宽B'，分割所述信号，生成多个群，所述部分正交带宽B'与构成所述离散傅立叶变换矩阵的多个矢量长度为N的列矢量中的任意的列矢量部分正交的矢量长度N'对应，所述N'小于所述N，并由式(1)算出，
N &prime; = | I | | i - i &prime; | N . . . ( 1 )
fi和fi'是所述多个矢量长度为N的列矢量中的相互不同的列矢量，其中，i=0～N-1，i'=0～N-1，i≠i'，I是满足|I|<|i-i'|的零以外的整数，
所述部分正交带宽B'由式(2)算出，
B &prime; = N &prime; B sub = | I | | i - i &prime; | N B sub = | I | | i - i &prime; | B . . . ( 2 )
其中，Bsub是正交频率间隔，B是用于所述信号的全部带宽；以及
映射单元，将所述多个群分别映射到不连续的多个频带。
2.如权利要求1所述的无线通信装置，
所述矢量长度N'是所述式(1)中(|I|/|i-i'|)-1为2以上且小于所述N，并且为所述N的任一个约数。
3.如权利要求1所述的无线通信装置，
所述矢量长度N'为质数的倍数。
4.如权利要求1所述的无线通信装置，
所述矢量长度N'为两个以上质数的积的倍数。
5.如权利要求1所述的无线通信装置，
所述矢量长度N'为质数的幂。
6.如权利要求1所述的无线通信装置，
所述矢量长度N'为两个以上质数的积的幂。
7.如权利要求1所述的无线通信装置，
所述矢量长度N'为质数的幂的积。
8.如权利要求1所述的无线通信装置，还包括：
多个天线，使用多个流发送所述信号；以及
预编码单元，分别在所述多个流中，对被映射到具有相同的所述部分正交带宽的频带的所述信号，分别乘以相同的空间预编码矩阵。
9.如权利要求8所述的无线通信装置，
所述预编码单元分别在所述多个流中，对所述多个群中具有相同的所述部分正交带宽的群，分别乘以相同的所述空间预编码矩阵。
10.如权利要求7所述的无线通信装置，
所述矢量长度N'为如下矢量长度：在构成表示所述矢量长度N'的幂的积的多个幂的相互之间，某个幂的指数的值为具有比所述某个幂的底小的底的其他幂的指数的值以下，且为具有比所述某个幂的底大的底的其他幂的指数的值以上。
11.如权利要求10所述的无线通信装置，
所述分割单元以所述矢量长度N'为最小分割单位，并使用与所述最小分割单位的倍数对应的所述部分正交带宽，分割所述信号。
12.如权利要求11所述的无线通信装置，
所述最小分割单位的倍数为对使用了与构成表示所述最小分割单位的幂的积的多个幂的底的组合相同的底的组合的幂的积表示的乘数乘以所述最小分割单位而计算出。
13.如权利要求12所述的无线通信装置，
所述乘数为如下乘数：在构成表示所述乘数的幂的积的多个幂的相互之间，某个幂的指数的值为具有比所述某个幂的底小的底的其他幂的指数的值以下，且为具有比所述某个幂的底大的底的其他幂的指数的值以上。
14.如权利要求1所述的无线通信装置，还包括：
移位单元，对所述频域的信号，在所述离散傅立叶变换处理的离散傅立叶变换频带内施加循环频移。
15.如权利要求1所述的无线通信装置，还包括：
多个天线，使用多个空间资源发送所述信号；以及
移位单元，对于在所述多个空间资源的每个空间资源中发送的所述信号，以所述多个空间资源的每个空间资源，在所述离散傅立叶变换处理的离散傅立叶变换频带内施加循环频移。
16.如权利要求1所述的无线通信装置，还包括：
多个天线，使用多个空间资源发送所述信号；
频移单元，对于在所述多个空间资源的每个空间资源中发送的所述信号，以所述多个空间资源的每个空间资源，在所述离散傅立叶变换处理的离散傅立叶变换频带内施加循环频移；以及
空间移位单元，对于分割在所述多个空间资源的每个空间资源中发送的所述信号而生成的所述多个群，以所述部分正交带宽为单位施加循环空间移位。
17.如权利要求1所述的无线通信装置，还包括：
多个天线，使用多个空间资源发送所述信号；以及
空间移位单元，对分割在所述多个空间资源的每个空间资源中发送的所述信号而生成的所述多个群，以所述部分正交带宽为单位施加循环空间移位。
18.信号分割方法，包括：
使用部分正交带宽B'，分割所述信号，生成多个群的步骤，所述部分正交带宽B'与构成离散傅立叶变换矩阵的多个矢量长度为N的列矢量中的任意的列矢量部分正交的矢量长度N'对应，所述离散傅立叶变换矩阵用于将时域的码元序列变换为频域的信号，
所述N'小于所述N，并由式(1)算出，
N &prime; = | I | | i - i &prime; | N . . . ( 1 )
fi和fi'是所述多个矢量长度为N的列矢量中的相互不同的列矢量，其中，i=0～N-1，i'=0～N-1，i≠i'，I是满足|I|<|i-i'|的零以外的整数，
所述部分正交带宽B'由式(2)算出，
B &prime; = N &prime; B sub = | I | | i - i &prime; | N B sub = | I | | i - i &prime; | B . . . ( 2 )
其中，Bsub是正交频率间隔，B是用于所述信号的全部带宽。
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Families Citing this family (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102160310B (zh) * 2008-09-22 2014-06-18 松下电器产业株式会社 无线通信装置及信号分割方法
US8446981B2 (en) * 2008-10-31 2013-05-21 Sharp Kabushiki Kaisha Transmission apparatus, reception apparatus and communication system
WO2010055676A1 (ja) * 2008-11-14 2010-05-20 パナソニック株式会社 無線通信端末装置、無線通信基地局装置およびクラスタ配置設定方法
CN102006144B (zh) * 2009-09-01 2014-01-08 华为技术有限公司 预编码方法、装置及频域均衡方法、装置
CN102237945A (zh) * 2010-05-06 2011-11-09 松下电器产业株式会社 基于正交编码的码分复用方法、码分复用设备和解复用设备
JP2012019425A (ja) * 2010-07-09 2012-01-26 Mitsubishi Electric Corp 無線通信システムならびに送信装置および受信装置
CN103430503B (zh) * 2011-01-06 2016-06-22 马维尔国际贸易有限公司 用于wlan多射频设备的循环位移延迟技术
CN103270713B (zh) 2011-01-07 2015-10-14 松下电器（美国）知识产权公司 发送装置、接收装置、发送方法以及接收方法
CN102136899B (zh) * 2011-01-20 2014-03-26 华为技术有限公司 正交频分复用系统中离散频谱的使用、使用离散频谱的接收方法及装置
CA2862474C (en) * 2011-01-27 2020-04-07 Commonwealth Scientific And Industrial Research Organisation Reducing out-of-band emission
US20130188579A1 (en) * 2012-01-23 2013-07-25 Qualcomm Incorporated Mimo/xpic receiver
US20140098663A1 (en) * 2012-10-05 2014-04-10 Sierra Wireless, Inc. Method and system for radio resource allocation
GB201222552D0 (en) * 2012-12-14 2013-01-30 Sony Corp Data processing apparatus and method
KR20150002316A (ko) * 2013-06-28 2015-01-07 삼성전기주식회사 무선 통신 장치 및 이를 이용한 운용 방법
IL227401B (en) * 2013-07-09 2018-10-31 Verint Systems Ltd A system and method for passive wireless monitoring with effective channel allocation
JP5551298B1 (ja) * 2013-09-12 2014-07-16 ソフトバンクモバイル株式会社 電波強度測定装置及びプログラム
JP5976850B2 (ja) * 2015-01-07 2016-08-24 日本電信電話株式会社 受信方法、受信装置および無線通信方法
US10454739B2 (en) * 2015-01-23 2019-10-22 Texas Instruments Incorporated Transmission scheme for SC-FDMA with two DFT-precoding stages
EP4030854A1 (en) 2015-06-26 2022-07-20 LG Electronics Inc. Method and apparatus for transceiving signal of device-to-device communication terminal in wireless communication system
CN107925914B (zh) * 2015-08-21 2021-05-11 瑞典爱立信有限公司 分组数据网络上的非ip数据的通信
CN105762945B (zh) * 2016-05-12 2018-09-21 重庆大学 用于ecpt系统中的复合信源式电能与信号并行传输方法
CN107645464B (zh) * 2016-07-22 2022-08-19 中兴通讯股份有限公司 多载波系统及多载波系统的数据调制、解调方法及装置
WO2018027261A1 (en) * 2016-08-08 2018-02-15 The University Of Queensland Orthogonal precoding for sidelobe suppression
TWI672010B (zh) * 2017-04-26 2019-09-11 大陸商貴州濎通芯物聯技術有限公司 多重循環頻移正交分頻多工之展頻裝置
TWI696359B (zh) * 2017-05-19 2020-06-11 大陸商貴州濎通芯物聯技術有限公司 循環頻移正交分頻多工存取之展頻裝置
WO2019025319A1 (en) * 2017-07-31 2019-02-07 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. DATA TRANSMISSION BY SEVERAL USERS ON SHARED RESOURCES BASED ON STRUCTURED OVERLAY CODING
US10142038B1 (en) * 2017-08-11 2018-11-27 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg MIMO signal generator with frequency multiplexing
TWI730284B (zh) * 2018-01-22 2021-06-11 日商瑞笛思股份有限公司 接收方法、接收裝置、傳送方法、傳送裝置、傳送接收系統
KR102120021B1 (ko) 2018-01-22 2020-06-05 라디우스 가부시키가이샤 수신 방법, 수신 장치, 송신 방법, 송신 장치, 송수신 시스템
EP3588882A1 (en) 2018-06-29 2020-01-01 Nxp B.V. Automatic gain control sc-fdma symbol partial use for decoding
JP7193717B2 (ja) * 2018-12-11 2022-12-21 日本電信電話株式会社 光伝送システム、光送信機、光受信機及び伝達関数推定方法
WO2020244728A1 (en) * 2019-06-03 2020-12-10 Nokia Technologies Oy Dynamic discrete fourier transform or bandwidth size indication
CN112243271B (zh) * 2019-07-16 2023-11-24 大唐移动通信设备有限公司 一种信号处理方法、设备及装置
US11855918B2 (en) 2019-11-22 2023-12-26 Huawei Technologies Co., Ltd. Flexible frame structure for wireless communication
WO2021150463A1 (en) * 2020-01-21 2021-07-29 Comsonics, Inc. Leakage detection for cable tv systems with upstream signals above 118 mhz
RU2763163C1 (ru) * 2020-11-26 2021-12-28 Федеральное государственное унитарное предприятие Центральный научно-исследовательский институт связи (ФГУП ЦНИИС) Способ неортогонального множественного доступа на основе парциального кодирования
CN112637709B (zh) * 2020-12-17 2022-08-19 郑州轻工业大学 弹性光网络中的基于频谱资源素数划分的频谱分配方法
US11804892B2 (en) * 2021-10-07 2023-10-31 Tj Innovation Co., Ltd. Distributed antenna system with hybrid signal sources

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1909545A (zh) * 2006-08-17 2007-02-07 华为技术有限公司 分集发送信号的方法及其装置
CN101072068A (zh) * 2006-05-09 2007-11-14 富士通株式会社 无线电发送方法和装置及无线电接收方法和装置
CN101218769A (zh) * 2005-10-28 2008-07-09 华为技术有限公司 用于减小功率峰均比的方法

Family Cites Families (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3925648A (en) * 1974-07-11 1975-12-09 Us Navy Apparatus for the generation of a high capacity chirp-Z transform
DE3246743C1 (de) * 1982-12-17 1984-07-05 Philips Kommunikations Industrie AG, 8500 Nürnberg Verfahren zur Verteilung der Verkehrsmenge auf verschiedene Organisationskanaele eines Funkuebetragungssystems
US7165252B1 (en) * 1999-06-21 2007-01-16 Jia Xu Method of scheduling executions of processes with various types of timing properties and constraints
US7421029B2 (en) * 2002-12-20 2008-09-02 Unique Broadband Systems, Inc. Impulse response shortening and symbol synchronization in OFDM communication systems
RU2256931C1 (ru) 2004-02-24 2005-07-20 Открытое акционерное общество "Альметьевский завод "Радиоприбор" Устройство для измерения состава и расхода многокомпонентной жидкости на основе ядерного магнитного резонанса (варианты)
RU2256934C1 (ru) 2004-03-04 2005-07-20 Открытое акционерное общество "Корпорация "Фазотрон-Научно-исследовательский институт радиостроения" Способ спектрально-временной трансформации сигналов
JP4687948B2 (ja) * 2004-10-29 2011-05-25 ソニー株式会社 ディジタル信号処理装置、ディジタル信号処理方法及びプログラム並びに認証装置
US7940640B2 (en) * 2006-01-20 2011-05-10 Nortel Networks Limited Adaptive orthogonal scheduling for virtual MIMO system
US20080040214A1 (en) * 2006-08-10 2008-02-14 Ip Commerce System and method for subsidizing payment transaction costs through online advertising
US8929300B2 (en) * 2006-08-18 2015-01-06 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America Radio communication base station device and control channel arranging method
KR101226819B1 (ko) * 2006-08-21 2013-01-25 삼성전자주식회사 광대역 무선 통신 시스템에서 역방향 접근채널의 프리앰블송수신 방법 및 장치
EP1895731A1 (en) 2006-08-28 2008-03-05 Nokia Siemens Networks Gmbh & Co. Kg Method for generating an SC-FDMA radio signal for transmission, method for receiving the signal as well as corresponding transmitter and receiver
US8259773B2 (en) * 2006-10-31 2012-09-04 Alcatel Lucent Method and apparatus for multiplexing code division multiple access and single carrier frequency division multiple access transmissions
EP2129018A4 (en) * 2006-12-28 2014-08-20 Sharp Kk Radio transmission device, control device, radio communication system and communication method
CN101039502B (zh) * 2007-03-22 2012-12-05 中兴通讯股份有限公司 一种mbms中配置多载频的方法及系统
JP2008242716A (ja) 2007-03-27 2008-10-09 Hitachi Software Eng Co Ltd 改修項目調査漏れ防止支援システム
CN101755478B (zh) * 2007-08-10 2013-04-24 松下电器产业株式会社 终端装置
JP5142378B2 (ja) 2008-02-28 2013-02-13 株式会社ユニバーサルエンターテインメント 遊技機
KR101417084B1 (ko) * 2008-07-02 2014-08-07 엘지전자 주식회사 상향링크 전송을 위한 기준신호 전송 방법
KR101527008B1 (ko) * 2008-07-07 2015-06-09 엘지전자 주식회사 부분 주파수 재사용을 위한 제어 정보 제공 방법
EP2317676A1 (en) * 2008-08-08 2011-05-04 Sharp Kabushiki Kaisha Radio communication system, transmission device, reception device
JP2010045442A (ja) * 2008-08-08 2010-02-25 Sharp Corp 無線通信システム、スケジューリング方法、通信装置およびプログラム
CN102160310B (zh) * 2008-09-22 2014-06-18 松下电器产业株式会社 无线通信装置及信号分割方法
WO2010055676A1 (ja) * 2008-11-14 2010-05-20 パナソニック株式会社 無線通信端末装置、無線通信基地局装置およびクラスタ配置設定方法
US11013044B2 (en) * 2017-01-13 2021-05-18 Lg Electronics Inc. Proximity-based wireless communication method and user equipment

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101218769A (zh) * 2005-10-28 2008-07-09 华为技术有限公司 用于减小功率峰均比的方法
CN101072068A (zh) * 2006-05-09 2007-11-14 富士通株式会社 无线电发送方法和装置及无线电接收方法和装置
CN1909545A (zh) * 2006-08-17 2007-02-07 华为技术有限公司 分集发送信号的方法及其装置

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Nokia Siemens Networks,Nokia.LTE-A proposals for evolution.《RAN WG1 #53, R1-081842》.2008,全文. *
NokiaSiemensNetworks Nokia.LTE-A proposals for evolution.《RAN WG1 #53
Panasonic.Consideration on Multicarrier Transmission scheme for LTE-Adv uplink.《3GPP TSG RAN WG1 Meeting #53bis, R1-082398》.2008,全文. *

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