BRPI0914194B1

BRPI0914194B1 - Aparelho e método de comunicação

Info

Publication number: BRPI0914194B1
Application number: BRPI0914194-4A
Authority: BR
Inventors: Shinsuke Takaoka; Masayuki Hoshino; Kenichi Miyohsh Falecido
Original assignee: Sun Patent Trust
Priority date: 2008-09-22
Filing date: 2009-09-18
Publication date: 2020-10-06
Also published as: RU2011110719A; US20240179037A1; US11575552B2; CN103929292B; US20190110294A1; EP2651057B1; EP2651058B1; US20140064241A1; EP2330762B1; US11013004B2; JP5827734B2; JP5236000B2; JP5619205B2; US10743315B2; US20180317229A1; JP2015006004A; US8605571B2; KR101766489B1; US10028281B2; US9042213B2

Abstract

dispositivo de radiocomunicação e método de divisão de sinal. a presente invenção refere-se a um dispositivo de radiocomunicação que pode reduzir lsl causada por destruição de uma matriz de dft ortogonal até mesmo quando um sinal de sc-fdma for dividido em uma pluralidade de agrupamentos e os agrupamentos forem respectivamente mapeados para bandas de frequências descontínuas. o dispositivo de radiocomunicação inclui uma unidade de dft (110), uma unidade de divisão (111), e uma unidade de mapeamento (112). a unidade de dft (110) usa a matriz de dft para executar um processo de dft em uma sequência de símbolos em uma região de tempo para gerar um sinal (sinal de sc-fdma) da região de frequência. a unidade de divisão (111) gera uma pluralidade de agrupamentos dividindo o sinal de sc-fdma com uma largura de banda parcialmente ortogonal correspondendo ao comprimento de vetor de alguns dos vetores coluna que constituem a matriz de dft usada na unidade de dft (110) e ortogonalmente cruzando pelo menos parcialmente. a unidade de mapeamento (112) mapeia os agrupamentos para bandas de frequências descontinuas.

Description

CAMPO TÉCNICO

[0001] A presente invenção refere-se a um aparelho de radioco- municação e um método de divisão de sinal.

ANTECEDENTE DA TÉCNICA

[0002] Em LTE do 3GPP (Evolução a Longo Prazo do Projeto de Parceria para a 3a Geração), estudos ativos estão em andamento na padronização de uma comunicação móvel padrão para realizar transmissão de atraso baixo e velocidade alta.

[0003] Para realizar transmissão de atraso baixo e velocidade alta, OFDM (Multiplexação por Divisão em Frequências Ortogonais) é adotada como um esquema de acesso múltiplo de transmissão direta (DL) e SC-FDMA (Acesso Múltiplo por Divisão de Frequências com Portadora Única) usando pré-codificação de DFT (Transformada de Fourier Discreta) é adotado como um esquema de acesso múltiplo de transmissão reversa (UL).

[0004] SC-FDMA usando pré-codificação de DFT usa uma matriz de DFT (matriz de pré-codificação ou sequência de DFT) representada, por exemplo, por uma matriz NxN. Aqui, N é o tamanho de DFT (o número de pontos de DFT). Além disso, em uma matriz de DFT NxN, vetores coluna N (Nx1) são ortogonais uns aos outros em tamanho de DFT N. SC-FDMA usando pré-codificação de DFT forma um sinal de SC-FDMA (espectro) espalhando e multiplexando por código uma sequência de símbolos usando esta matriz de DFT.

[0005] Além disso, padronização de LTE-Avançado (ou IMT (Telecomunicação Internacional Móvel)-Avançada) para realizar comunicação de velocidade mais alta que LTE iniciou. Em LTE-Avançado, um aparelho de estação base de radiocomunicação (doravante referido como "estação base") e um aparelho terminal de radiocomunicação (doravante referido como "terminal") que são comunicáveis usando uma banda larga de, por exemplo, 40 MHz ou mais alta, são esperados ser introduzidos para realizar comunicação de velocidade mais alta.

[0006] Como para uma transmissão reversa de LTE, alocação de recurso de frequência de transmissão reversa é limitada a tal alocação cujos sinais de SC-FDMA são mapeados para bandas de frequências contínuas de uma maneira localizada para manter as características de portadora única (por exemplo características de PAPR baixa (Razão de Potência de Pico para Média)) de um sinal de transmissão para realizar cobertura alta.

[0007] Porém, quando alocação de recurso de frequência for limitada como descrito acima, vacância é produzida em recursos de frequência compartilhada por transmissão reversa (por exemplo, PUSCH (Canal Físico Compartilhado por Transmissão Reversa)) e a eficiência do uso de recursos de frequência fica pior. Desse modo, como uma técnica anterior para melhorar a eficiência do uso de recursos de frequência, SC-FDMA agrupado (C-SC-FDMA) é proposto que divide um sinal de SC-FDMA em uma pluralidade de agrupamentos e mapeia a pluralidade de agrupamentos para recursos de frequências descontínuas (por exemplo, vide literatura de não-patente 1).

[0008] Em C-SC-FDMA da técnica anterior acima, um terminal gera sinais de C-SC-FDMA dividindo um sinal de SC-FDMA (espectro) gerado através de processamento de DFT em uma pluralidade de agrupamentos. O terminal depois mapeia a pluralidade de agrupamentos para recursos de frequências descontínuas (subportadoras ou blocos de recursos (RB)). Por outro lado, uma estação base aplica processamento de equalização de domínio de frequência (FDE) aos sinais de C-SC-FDMA recebidos (pluralidade de agrupamentos) e combina a pluralidade de agrupamentos após a equalização. A estação base depois aplica processamento de IDFT (Transformada Discreta Inversa de Fourier) ao sinal combinado e assim obtém um sinal de domínio de tempo.

[0009] C-SC-FDMA pode alocar recursos de frequência entre uma pluralidade de terminais de modo mais flexível que SC-FDMA mediante mapeamento da pluralidade de agrupamentos para uma pluralidade de recursos de frequências descontínuas, e pode assim melhorar a eficiência do uso de recursos de frequência e efeito de diversidade de multiusuários. Além disso, C-SC-FDMA tem um PAPR menor que a do OFDMA (Acesso Múltiplo por Divisão de Frequências Ortogonais), e pode assim expandir a cobertura de transmissão reversa mais que OFDMA.

[00010] Além disso, uma configuração de C-SC-FDMA pode ser facilmente realizada apenas adicionando um componente que divide um sinal de SC-FDMA (espectro) em uma pluralidade de agrupamentos ao terminal e adicionando um componente que combina uma pluralidade de agrupamentos à estação base na configuração convencional de SC-FDMA.

LISTA DE CITAÇÃO LITERATURA DE NÃO-PATENTE NPL 1

[00011] R1-081842, "LTE-A Proposals for evolution," 3GPP RAN WG1 #53, Kansas City, MO, EUA, 5-9 de maio de 2008.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO PROBLEMA TÉCNICO

[00012] De acordo com a técnica anterior acima, a estação base divide um sinal de SC-FDMA (espectro) de cada terminal com uma frequência arbitrária de acordo com um estado de disponibilidade dos recursos de frequência de transmissão reversa e uma condição da trajetória de propagação entre uma pluralidade de terminais e a estação base, aloca uma pluralidade de agrupamentos assim gerados para uma pluralidade de recursos de frequência de transmissão reversa respectivamente e relata informação mostrando o resultado de alocação aos terminais. O terminal divide o sinal de SC-FDMA (espectro) que é a saída do processamento de DFT com uma largura de banda arbitrária, mapeia a pluralidade de agrupamentos para uma pluralidade de recursos de frequência de transmissão reversa alocados pela esta-ção base respectivamente e assim gera sinais de C-SC-FDMA.

[00013] Porém, uma vez que uma banda de radiofrequência de transmissão reversa ampla (canal de rádio de banda larga) é frequência seletiva, a correlação de frequência entre os canais através dos quais uma pluralidade de agrupamentos mapeados para bandas de frequências descontínuas diferentes propaga-se, diminui. Desse modo, até mesmo quando a estação base equaliza os sinais de C-SC-FDMA (uma pluralidade de agrupamentos) através de processamento de FDE, o ganho de canal de equalização (ou seja, ganho de canal de frequência após multiplicação de peso de FDE) pode diferir consideravelmente entre a pluralidade de agrupamentos. Portanto, o ganho de canal de equalização pode alterar drasticamente em um ponto de combinação (ou seja, o ponto de divisão no qual o terminal divide o sinal de SC-FDMA) da pluralidade de agrupamentos. Ou seja, um ponto descontínuo pode ocorrer em uma variação (ou seja, envelope do espectro de recepção) no ganho de canal de equalização no ponto de combinação da pluralidade de agrupamentos.

[00014] Aqui, para manter mínima a perda de ortogonalidade de uma matriz de DFT em todas as bandas de frequência (ou seja, a soma das bandas de frequência para as quais uma pluralidade de agrupamentos é mapeada) para as quais os sinais de C-SC-FDMA são mapeados, o ganho de canal de equalização em todas as bandas de frequência para as quais a pluralidade de agrupamentos são mapeados necessita ser uma variação lenta. Desse modo, quando um ponto descontínuo ocorrer em uma variação do ganho de canal de equaliza- ção em um ponto de combinação da pluralidade de agrupamentos como na técnica anterior acima descrita, a ortogonalidade da matriz de DFT é destruída consideravelmente na banda de frequência para a qual os sinais de C-SC-FDMA são mapeados. Portanto, os sinais de C-SC-FDMA são mais impactados pela interferência intersímbolos (ISI) causada pela perda da ortogonalidade da matriz de DFT. Especialmente quando modulação multinível de nível alto tal como 64 QAM cuja distância Euclidiana entre os pontos de sinal é muito curta for usada, os sinais de C-SC-FDMA são mais impactados por ISI, e portanto deterioração das características de transmissão é maior. Além disso, como o número de agrupamentos (o número de frações de sinal de SC-FDMA) aumenta, o número de pontos descontínuos entre os agrupamentos aumenta, e, portanto, ISI causada pela perda de ortogonalidade da matriz de DFT também aumenta.

[00015] A presente invenção foi implementada em vista de tais problemas e é, portanto, um objetivo da presente invenção fornecer um aparelho de radiocomunicação e um método de divisão de sinal capaz de reduzir ISI causada pela perda de ortogonalidade de uma matriz de DFT até mesmo quando um sinal de SC-FDMA for dividido em uma pluralidade de agrupamentos e a pluralidade de agrupamentos for mapeada para bandas de frequências descontínuas respecti-vamente, ou seja, quando C-SC-FDMA for usado.

SOLUÇÃO PARA O PROBLEMA

[00016] Um aparelho de radiocomunicação da presente invenção adota uma configuração incluindo uma seção de conversão que gera um sinal de domínio de frequência aplicando processamento de DFT a uma sequência de símbolos usando uma matriz de DFT, uma seção de divisão que divide o sinal com uma largura de banda parcialmente ortogonal correspondendo a um comprimento de vetor parcialmente ortogonal de alguns de uma pluralidade de vetores coluna que consti-tuem a matriz de DFT e gera uma pluralidade de agrupamentos e uma seção de mapeamento que mapeia a pluralidade de agrupamentos para uma pluralidade de bandas de frequências descontínuas respectivamente.

[00017] Um método de divisão de sinal da presente invenção divide um sinal do domínio de frequência com uma largura de banda parcialmente ortogonal correspondendo a um comprimento de vetor parcialmente ortogonal de alguns de uma pluralidade de vetores coluna que constituem uma matriz de DFT usada para converter uma sequência de símbolos de domínio de tempo para o sinal de domínio de frequência e gera uma pluralidade de agrupamentos.

EFEITOS VANTAJOSOS DA INVENÇÃO

[00018] Ao dividir um sinal de SC-FDMA em uma pluralidade de agrupamentos e mapear a pluralidade de agrupamentos para bandas de frequências descontínuas (quando usar C-SC-FDMA), a presente invenção pode reduzir ISI causada pela perda de ortogonalidade de uma matriz de DFT.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

[00019] Figura 1 é um diagrama de blocos de um terminal de acordo com a Modalidade 1 da presente invenção;

[00020] figura 2 é um diagrama exibindo processamento de DFT de acordo com a Modalidade 1 da presente invenção;

[00021] figura 3 é um diagrama exibindo um exemplo de matriz de DFT de acordo com a Modalidade 1 da presente invenção;

[00022] figura 4A é um diagrama exibindo uma relação parcialmente ortogonal de acordo com a Modalidade 1 da presente invenção (quando |l|=1);

[00023] figura 4B é um diagrama exibindo uma relação parcialmen- te ortogonal de acordo com a Modalidade 1 da presente invenção (quando |l|=2);

[00024] figura 4C é um diagrama exibindo uma relação parcialmente ortogonal de acordo com a Modalidade 1 da presente invenção (quando |l|=3);

[00025] figura 5A é um diagrama exibindo processamento de divisão e processamento de mapeamento de acordo com a Modalidade 1 da presente invenção;

[00026] figura 5B é um diagrama exibindo um sinal após FDE de acordo com a Modalidade 1 da presente invenção;

[00027] figura 5C é um diagrama exibindo um sinal após combinação de acordo com a Modalidade 1 da presente invenção;

[00028] figura 6 é um diagrama exibindo uma relação ortogonal dos vetores coluna de acordo com a Modalidade 1 da presente invenção;

[00029] figura 7 é um diagrama exibindo uma relação ortogonal dos vetores coluna de acordo com a Modalidade 1 da presente invenção;

[00030] figura 8 é um diagrama exibindo processamento de embaralhamento de frequência de acordo com a Modalidade 1 da presente invenção;

[00031] figura 9 é um diagrama de blocos de um terminal de acordo com a Modalidade 2 da presente invenção;

[00032] figura 10A é um diagrama exibindo processamento de pré- codificação de acordo com a Modalidade 2 da presente invenção;

[00033] figura 10B é um diagrama exibindo processamento de pré- codificação de acordo com a Modalidade 2 da presente invenção;

[00034] figura 11 é um diagrama exibindo processamento usando FSTD de acordo com a Modalidade 2 da presente invenção;

[00035] figura 12 é um diagrama exibindo processamento usando FSTD de acordo com a Modalidade 3 da presente invenção;

[00036] figura 13 é um diagrama exibindo processamento usando FSTD de acordo com a Modalidade 3 da presente invenção;

[00037] figura 14 é um diagrama exibindo uma relação entre um multiplicador e um tamanho do agrupamento de acordo com a Modalidade 4 da presente invenção;

[00038] figura 15 é um diagrama de blocos de um terminal de acordo com a Modalidade 5 da presente invenção;

[00039] figura 16 é um diagrama de blocos de uma estação base de acordo com a Modalidade 5 da presente invenção;

[00040] figura 17A é um diagrama exibindo processamento de deslocamento de acordo com a Modalidade 5 da presente invenção (quando z=0);

[00041] figura 17B é um diagrama exibindo processamento de deslocamento de acordo com a Modalidade 5 da presente invenção (quando z=3);

[00042] figura 18A é um diagrama exibindo saída de DFT de acordo com a Modalidade 5 da presente invenção;

[00043] figura 18B é um diagrama exibindo processamento de deslocamento de acordo com a Modalidade 5 da presente invenção;

[00044] figura 18C é um diagrama exibindo processamento de divisão e processamento de mapeamento de acordo com a Modalidade 5 da presente invenção;

[00045] figura 19 é um diagrama de blocos de um terminal de acordo com a Modalidade 5 da presente invenção;

[00046] figura 20 é um diagrama de blocos de um terminal de acordo com a Modalidade 6 da presente invenção;

[00047] figura 21A é um diagrama exibindo saída de DFT de acordo com a Modalidade 6 da presente invenção;

[00048] figura 21B é um diagrama exibindo processamento de deslocamento de acordo com a Modalidade 6 da presente invenção;

[00049] figura 21C é um diagrama exibindo processamento de divisão e processamento de mapeamento de acordo com a Modalidade 6 da presente invenção;

[00050] figura 22A é um diagrama exibindo saída de DFT de acordo com a Modalidade 6 da presente invenção;

[00051] figura 22B é um diagrama exibindo processamento de deslocamento de acordo com a Modalidade 6 da presente invenção;

[00052] figura 22C é um diagrama exibindo processamento de divisão e processamento de mapeamento de acordo com a Modalidade 6 da presente invenção;

[00053] figura 23 é um diagrama de blocos de um terminal de acordo com a Modalidade 7 da presente invenção;

[00054] figura 24 é um diagrama exibindo processamento de deslocamento por frequência e processamento de deslocamento por espaço de acordo com a Modalidade 7 da presente invenção;

[00055] figura 25 é um diagrama exibindo processamento de deslocamento por frequência e processamento de deslocamento por espaço de acordo com a Modalidade 7 da presente invenção; e

[00056] figura 26 é um diagrama exibindo processamento de deslocamento de acordo com a Modalidade 8 da presente invenção. DESCRIÇÃO DAS

MODALIDADES

[00057] Doravante, as modalidades da presente invenção serão descritas em detalhes com referência aos desenhos em anexo. Um caso será descrito abaixo onde um terminal fornecido com um aparelho de radiocomunicação de acordo com a presente invenção transmite um sinal de C-SC-FDMA para uma estação base.

MODALIDADE 1

[00058] A figura 1 mostra uma configuração do terminal 100 de acordo com a modalidade presente.

[00059] No terminal 100, seção receptora de rádio 102 recebe um sinal de controle transmitido de uma estação base (não mostrada) por meio de antena 101, aplica processamento de recepção tal como baixa conversão e conversão A/D ao sinal de controle e transmite o sinal de controle submetido ao processamento de recepção para a seção de demodulação 103. Este sinal de controle inclui informação de recurso de frequência mostrando recursos de frequência de transmissão reversa alocados para cada terminal e informação de MCS mostrando o ajuste de MCS (Esquema de Modulação e de Codificação de Canal) em cada terminal.

[00060] Seção de demodulação 103 demodula o sinal de controle e transmite o sinal de controle demodulado para a seção de decodifica- ção 104.

[00061] Seção de decodificação 104 decodifica o sinal de controle e transmite o sinal de controle decodificado para a seção de extração 105.

[00062] Seção de extração 105 extrai informação de recurso de frequência direcionada ao terminal 100 incluído no sinal de controle introduzido da seção de decodificação 104 e transmite a informação de recurso de frequência extraída para a seção de controle 106.

[00063] Seção de controle 106 recebe a informação de categoria do terminal incluindo um tamanho de DFT (o número de pontos de DFT) de uma matriz de DFT a ser usada na seção de DFT 110 e informação de condição parcialmente ortogonal mostrando uma condição parcialmente ortogonal de um sinal de C-SC-FDMA como entrada e também recebe a informação de recurso de frequência relatada da esta-ção base da seção de extração 105 como entrada.

[00064] Seção de controle 106 calcula o número de agrupamentos gerados pela seção de divisão 111 dividindo um sinal de SC-FDMA (ou seja, a saída da seção de DFT 110) e o tamanho do agrupamento mostrando uma largura de banda de cada agrupamento com base na informação de tamanho de DFT (informação de categoria) mostrando o tamanho de DFT do terminal, informação de condição parcialmente ortogonal e informação de recurso de frequência relatada da estação base. Supõe-se que seja determinado antecipadamente entre a estação base e o terminal que quando um sinal de SC-FDMA (espectro) for dividido em uma pluralidade de agrupamentos, o sinal de SC- FDMA (espectro) é dividido na ordem de uma porção de frequência mais baixa do espectro (número de saída menor da seção de DFT 110) ou de uma porção de frequência mais alta do espectro (número de saída maior da seção de DFT 110). Seção de controle 106 calcula os recursos de frequência para os quais os sinais de C-SC-FDMA (uma pluralidade de agrupamentos) do terminal 100 são mapeados com base no número calculado de agrupamentos e no tamanho dos agrupamentos. Por exemplo, seção de controle 106 calcula os recursos de frequência para os quais agrupamentos são mapeados na ordem de um agrupamento de uma frequência mais baixa (agrupamento com um número de saída menor da seção de DFT 110) ou um agrupamento de uma frequência mais alta (agrupamento com um número de saída maior da seção de DFT 110) da pluralidade de agrupamentos gerados pela. Seção de controle 106 depois introduz informação de agrupamento incluindo o número calculado de agrupamentos e o tamanho dos agrupamentos à seção de divisão 111 e transmite a informação de mapeamento mostrando os recursos de frequência para os quais os sinais de C-SC-FDMA (uma pluralidade de agrupamentos) do terminal 100 são mapeados para a seção de mapeamento 112.

[00065] Seção de codificação 107 codifica uma sequência de transmissão de bit e transmite a sequência de transmissão de bit codificada para a seção de modulação 108.

[00066] Seção de modulação 108 modula a sequência de transmissão de bit introduzida da seção de codificação 107 para gerar uma sequência de símbolos e transmite a sequência de símbolos gerada para a seção de multiplexação 109.

[00067] Seção de multiplexação 109 multiplexa os sinais pilotos e a sequência de símbolos introduzida da seção de modulação 108. Seção de multiplexação 109 transmite a sequência de símbolos multiple- xada com os sinais pilotos para a seção de DFT 110. Por exemplo, uma sequência de CAZAC (Amplitude Constante com Correlação Zero) pode ser usada como os sinais piloto. Além disso, embora a figura 1 adote uma configuração em que os sinais pilotos e a sequência de símbolos são multiplexados antes de aplicar processamento de DFT, uma configuração em que os sinais pilotos e a sequência de símbolos são multiplexados após aplicar o processamento de DFT pode também ser adotada.

[00068] Seção de DFT 110 gera sinais de domínio de frequência (sinais de SC-FDMA) aplicando processamento de DFT à sequência de símbolos de domínio de tempo introduzida da seção de multiplexação 109 usando uma matriz de DFT. Seção de DFT 110 transmite os sinais de SC-FDMA gerados (espectro) para seção de divisão 111.

[00069] Seção de divisão 111 divide o sinal de SC-FDMA (espectro) introduzido da seção de DFT 110 em uma pluralidade de agrupamentos de acordo com o número de agrupamentos e o tamanho do agrupamento indicado na informação de agrupamento introduzida da seção de controle 106. Para ser mais específico, a seção de divisão 111 gera uma pluralidade de agrupamentos dividindo o sinal de SC-FDMA (espectro) com uma largura de banda (largura de banda parcialmente or-togonal) correspondendo a um comprimento (comprimento de vetor) de alguns da pluralidade de vetores coluna que constituem a matriz de DFT usada na seção de DFT 110 e parcialmente ortogonais uns aos outros. Seção de divisão 111 depois transmite os sinais de C-SC- FDMA compostos da pluralidade de agrupamentos gerados para a seção de mapeamento 112. Detalhes do método de dividir o sinal de SC- FDMA (espectro) na seção de divisão 111 serão descritos depois.

[00070] Seção de mapeamento 112 mapeia os sinais de C-SC- FDMA (uma pluralidade de agrupamentos) introduzidos da seção de divisão 111 para recursos de frequência (subportadoras ou RBs) com base na informação de mapeamento introduzida da seção de controle 106. Por exemplo, seção de mapeamento 112 mapeia a pluralidade de agrupamentos que compõem os sinais de C-SC-FDMA para uma pluralidade de bandas de frequências descontínuas respectivamente. Seção de mapeamento 112 depois transmite os sinais de C-SC-FDMA mapeados para os recursos de frequência para a seção de IFFT 113.

[00071] Seção de IFFT 113 gera um sinal de C-SC-FDMA de domínio de tempo executando IFFT na pluralidade das bandas de frequência introduzidas da seção de mapeamento 112 para a qual os sinais de C-SC-FDMA são mapeados. Aqui, seção de IFFT 113 insere 0's nas bandas de frequência diferente da pluralidade de bandas de frequência para as quais os sinais de C-SC-FDMA (pluralidade de agrupamen-tos) são mapeados. A seção de IFFT 113 depois transmite o sinal de C-SC-FDMA de domínio de tempo para seção de inserção de CP (Prefixo Cíclico) 114.

[00072] Seção de inserção de CP 114 adiciona o mesmo sinal que o no término do sinal de C-SC-FDMA introduzido da seção de IFFT 113 para a cabeça do sinal de C-SC-FDMA como um CP.

[00073] Seção de radiotransmissão 115 aplica processamento de transmissão tal como conversão de D/A, amplificação e supraconver- são ao sinal de C-SC-FDMA e transmite o sinal submetido ao processamento de transmissão para a estação base por meio de antena 101.

[00074] Por outro lado, a estação base executa processamento de FDE de multiplicar os sinais de C-SC-FDMA (uma pluralidade de agrupamentos) transmitidos de cada terminal por um peso de FDE e combina os sinais de C-SC-FDMA (a pluralidade de agrupamentos) após o processamento de FDE no domínio de frequência. A estação base obtém um sinal de domínio de tempo aplicando processamento de DFT ao sinal de C-SC-FDMA combinado.

[00075] Além disso, a estação base gera informação de qualidade de canal (por exemplo, CQI: Indicador da Qualidade do Canal) de cada terminal medindo uma SINR (Razão de potência de Sinal para Interferência mais Ruído) para cada banda de frequência (por exemplo, sub- portadora) entre cada terminal e a estação base usando sinais pilotos transmitidos de cada terminal. A estação base depois programa a alocação de recursos de frequência de transmissão reversa (por exemplo, PUSCH) de cada terminal usando CQI e QoS (Qualidade de Serviço) ou outros de uma pluralidade de terminais. A estação base depois relata a informação de recurso de frequência mostrando o resultado da alocação de recursos de frequência de transmissão reversa (ou seja, o resultado da programação) de cada terminal para cada terminal. Por exemplo, PF (Justiça Proporcional) pode ser usada como um algoritmo usado quando a estação base alocar recursos de frequência para cada terminal.

[00076] Além disso, a estação base controla o número de agrupamentos e o tamanho do agrupamento usando o tamanho de DFT e condição parcialmente ortogonal como no caso da seção de controle 106 do terminal 100 e combina os sinais de C-SC-FDMA (a pluralidade de agrupamentos) com base no número de agrupamentos e no tamanho do agrupamento.

[00077] Em seguida, detalhes do método de divisão de sinal de SC- FDMA (espectro) através da seção de divisão 111 serão descritos.

[00078] Aqui, o sinal de SC-FDMA que é a resultado da seção de DFT 110 é configurado aplicando espalhamento de frequência ortogonal a cada símbolo de uma sequência de símbolos em uma banda de frequência correspondendo ao tamanho de DFT (comprimento de ve- tor coluna) da matriz de DFT e multiplexando por código cada símbolo após a propagação de frequência ortogonal. Aqui, assumindo o tamanho de DFT é N, a matriz de DFT usada na seção de DFT 110 pode ser expressada através da matriz NxN F=[fo, fi,... , ÍN-I]. Além disso, fi (i=0 a N-1) é um vetor coluna Nx1 tendo (1/>/N)exp(-j2π(i*k)/N) (k=0 a N-1) como um elemento k.°.

[00079] Além disso, todos vetores coluna f (i=0 a N-1) são ortogonais uns aos outros em tamanho de DFT N. Ou seja, a seção de DFT 110 multiplica os símbolos N (por exemplo, símbolos #0 a #N-1) constituindo a sequência de símbolos pelos respectivos vetores coluna fi (i=0 a N-1) da matriz de DFT, e assim torna todos os símbolos (símbolos #0 a #N-1) ortogonais uns aos outros em uma largura de banda ortogonal (ou seja, largura de banda na qual símbolos N são mapeados) correspondendo ao comprimento de vetor coluna N.

[00080] Por exemplo, no caso de tamanho de DFT N=8, uma sequência de símbolos composta de oito símbolos #0 a #7 como mostrado na parte superior da figura 2 é introduzida na seção de DFT 110. Como mostrado na parte inferior da figura 2, a seção de DFT 110 espalha por frequência os símbolos #0 a #7 com vetores coluna fo a f? da matriz de DFT, respectivamente. A seção de DFT 110 depois multiple- xa por código os símbolos espalhados por frequência #0 a #7. Isto permite um sinal de SC-FDMA tendo uma largura de banda ortogonal correspondendo ao tamanho de DFT N ser obtido. Além disso, figura 3 mostra um exemplo de matriz de DFT quando tamanho de DFT N=8. Ou seja, vetor coluna fi (i=0 a 7) é um vetor coluna 8x1 tendo (1/5/8)exp(-j2π(i*k)/8) como um k.° elemento (onde k=0 a 7). Além disso, vetores coluna fo a f? são ortogonais uns aos outros em tamanho de DFT N=8.

[00081] Aqui, vetor coluna fi da matriz de DFT F não só é ortogonal a todos os outros vetores coluna em tamanho de DFT N, mas também parcialmente ortogonal a alguns outros vetores coluna em comprimento de vetor N' (onde N' < N) que é menos que tamanho de DFT (comprimento de vetor coluna) N. Para ser mais específico, há uma relação mostrada na equação 1 seguinte (condição parcialmente ortogonal) entre o comprimento de vetor N' onde dois vetores coluna diferentes arbitrários f e f (onde i'#i) da pluralidade de vetores coluna que constituem a matriz de DFT forem parcialmente ortogonais uns aos outros e o tamanho de DFT (comprimento de vetor coluna) N da matriz de DFT F. Aqui, I é um número inteiro não-zero que satisfaz |l|<|i-i'|.

[00082] Uma condição parcialmente ortogonal do vetor coluna fi (ou seja, i=1) e vetor coluna fs (ou seja, i'=5) mostrados na figura 3 será descrita como um exemplo. Uma vez que 11|<|i-i'|=|-4|=4, |l| assume um valor de um de 1, 2 e 3.

[00083] Quando |l|=1, comprimento de vetor N-2 da equação 1. Desse modo, como mostrado na figura 4A, o vetor coluna fi e o vetor coluna fs são parcialmente ortogonais em comprimento de vetor N-2, ou seja, entre dois elementos. Por exemplo, como mostrado na figura 4A, o vetor coluna fi e o vetor coluna fs são parcialmente ortogonais entre dois elementos; 0.° elemento (k=0) e o primeiro elemento (k=1) e parcialmente ortogonais entre dois elementos; segundo elemento (k=2) e terceiro elemento (k=3). O mesmo se aplica ao quarto (k=4) ao sétimo (k=7) elementos.

[00084] Igualmente, quando |l|=2, o comprimento de vetor N-4 da equação 1. Desse modo, como mostrado na figura 4B, o vetor coluna fi e o vetor coluna fs são parcialmente ortogonais em comprimento de vetor N'=4, ou seja, entre quatro elementos. Por exemplo, como mostrado na figura 4B, o vetor coluna fi e o vetor coluna fs são parcialmen- te ortogonais entre quatro elementos do 0.° elemento (k=0) ao terceiro elemento (k=3) e parcialmente ortogonais entre quatro elementos do quarto elemento (k=4) ao sétimo elemento (k=7).

[00085] Além disso, quando |l|=3, o comprimento de vetor N-6 da equação 1. Desse modo, como mostrado na figura 4C, o vetor coluna fi e o vetor coluna fs são parcialmente ortogonais em comprimento de vetor N'=6, ou seja, entre seis elementos. Por exemplo, como mostrado na figura 4C, o vetor coluna fi e o vetor coluna fs são parcialmente ortogonais entre seis elementos do 0.° elemento (k=0) ao quinto elemento (k=5) e parcialmente ortogonais entre seis elementos do segundo elemento (k=2) ao sétimo elemento (k=7).

[00086] Aqui, largura de banda (ou seja, largura de banda ortogonal da matriz de DFT) B correspondendo ao tamanho de DFT N da matriz de DFT é representada por N*BSUb. Aqui, BSUb mostra um espaçamento de frequência ortogonal (espaçamento de subportadora). Similarmente, largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N' (onde N' < N), onde o vetor coluna fi e o vetor coluna fi' são parcialmente ortogonais uns aos outros, é representada por N'*Bsub. Desse modo, a relação (condição parcialmente ortogonal) entre a largura de banda ortogonal da matriz de DFT, que é largura de banda total (largura de banda ortogonal) B usada para transmissão de um sinal de SC-FDMA, e largura de banda parcialmente ortogonal B' podem ser expressadas seguindo a equação 2.

[00087] Desse modo, não só os vetores coluna fi (i=0 a N-1) são ortogonais uns aos outros em tamanho de DFT N da matriz de DFT mas também há vetores coluna tendo uma relação ortogonal em comprimento de vetor N' que é menor que o tamanho de DFT N.

[00088] Como descrito acima, quando o sinal de SC-FDMA for dividido em uma pluralidade de agrupamentos, os respectivos agrupamentos são mapeados para bandas de frequências descontínuas, e portanto uma variação drástica (ponto descontínuo) de um ganho de canal de equalização é provável de ocorrer em um ponto de combinação de agrupamentos. Por outro lado, uma variação no ganho de canal de equalização fica mais lenta em cada agrupamento executando pro-cessamento de FDE. Ou seja, até mesmo quando uma variação drástica do ganho de canal de equalização (ponto descontínuo) ocorrer (quando ortogonalidade da matriz de DFT em uma largura de banda ortogonal da matriz de DFT for perdida) é possível reduzir ISI mantendo a ortogonalidade dentro dos agrupamentos.

[00089] Desse modo, na modalidade presente, a seção de divisão 111 divide o sinal de SC-FDMA (espectro) com a largura de banda parcialmente ortogonal B' (=N'*BSUb) correspondendo ao comprimento de vetor N' tendo uma relação parcialmente ortogonal com o comprimento de vetor coluna N da matriz de DFT.

[00090] Doravante, métodos de divisão de sinal de SC-FDMA serão descritos 1-1 a 1-4.

< MÉTODO DE DIVISÃO 1-1 >

[00091] De acordo com o presente método de divisão, a seção de divisão 111 divide um sinal de SC-FDMA com largura de banda parcialmente ortogonal B' (=N'*BSub) correspondendo ao comprimento de vetor N' calculado de acordo com a equação 1.

[00092] Nas descrições seguintes, supõe-se que o número de agrupamentos seja 2, um tamanho do agrupamento seja a largura de banda parcialmente ortogonal B' que satisfaz a equação 2 (ou equação 1), e o outro tamanho do agrupamento seja o diferencial da largura de banda B"(=B-B') entre a largura de banda ortogonal B e a largura de banda parcialmente ortogonal B'. Além disso, supõe-se que o tamanho de DFT N seja 8.

[00093] Desse modo, a seção de divisão 111 divide o sinal de SC- FDMA (espectro) introduzido da seção de DFT 110 em dois agrupamentos; agrupamento #0 e agrupamento #1 como mostrado na figura 5A. Para ser mais específico, a seção de divisão 111 divide o sinal de SC-FDMA tendo largura de banda ortogonal B com a largura de banda parcialmente ortogonal B' calculada de acordo com a equação 2. Em outras palavras, a seção de divisão 111 divide o sinal de SC-FDMA com a largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N' calculado de acordo com a equação 1. Desse modo, a seção de divisão 111 gera agrupamento #0 tendo largura de banda parcialmente ortogonal B' e agrupamento #1 tendo largura de banda B" (=B-B') que é a diferença entre a largura de banda ortogonal Bea largura de banda parcialmente ortogonal B'.

[00094] Como mostrado na figura 5A, seção de mapeamento 112 depois mapeia o agrupamento #0 e o agrupamento #1 para duas bandas de frequências descontínuas respectivamente.

[00095] Por outro lado, a estação base recebe um sinal de C-SC- FDMA composto do agrupamento #0 e agrupamento #1 mostrados na figura 5A. A estação base aplica processamento de FDE ao sinal de C- SC-FDMA e assim obtém um sinal de C-SC-FDMA após a FDE como mostrado na figura 5B. A estação base depois combina o agrupamento #0 e o agrupamento #1 após a FDE mostrado na figura 5B e assim gera um sinal tendo largura de banda ortogonal B (=B'+B") da matriz de DFT como mostrado na figura 5C.

[00096] Como mostrado na figura 5C, a variação do ganho de canal de equalização fica descontínua em um ponto de combinação entre o agrupamento #0 e o agrupamento #1. Por outro lado, a variação do ganho de canal de equalização fica lenta em cada agrupamento. Desse modo, ISI entre os símbolos multiplexados correspondendo aos ve- tores coluna fi e f que satisfazem a equação 2 ou equação 1 (ou seja, entre os símbolos multiplexados parcialmente ortogonais) é reduzida no agrupamento #0. Desse modo, no agrupamento #0 (ou seja, agrupamento tendo largura de banda parcialmente ortogonal B'), é possível reduzir ISI causada por uma variação drástica do ganho de canal de equalização no ponto de combinação (dividindo o ponto do sinal de SC-FDMA) entre o agrupamento #0 e o agrupamento #1.

[00097] Desse modo, de acordo com o método de divisão presente, embora uma variação do ganho de canal de equalização fique descontínua em um ponto de combinação de uma pluralidade de agrupamentos, é possível reduzir a perda de ortogonalidade entre os símbolos multiplexados em um agrupamento tendo uma largura de banda parcialmente ortogonal. Portanto, de acordo com o método de divisão presente, é possível reduzir ISI causada até mesmo por uma variação drástica do ganho de canal de equalização quando o sinal de SC- FDMA for dividido em uma pluralidade de agrupamentos.

< MÉTODO DE DIVISÃO 1-2 >

[00098] De acordo com o método de divisão presente, a seção de divisão 111 divide o sinal de SC-FDMA com largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N' em que (|l|/|i-i'|)-1 na equação 1 é 2 ou mais e menos que N e ao mesmo tempo um dos divisores de N.

[00099] Isto será mais especificamente descrito abaixo. Aqui, su- põe-se que o tamanho de DFT N seja 12 e o número de agrupamentos seja 2.

[000100] Quando N=12, os divisores de N=12, que são 2 ou mais e menos que 12, são 2, 3, 4 e 6. Desse modo, a seção de divisão 111 seleciona um de (|l|/|i-i'|)’1=2, 3, 4, 6 que são o recíproco de (|l|/|i-i'|) mostrado na equação 1. Ou seja, a seção de divisão 111 seleciona um dos comprimentos de vetor N'=6, 4, 3 e 2 de acordo com a equação 1. Ou seja, o vetor coluna fi e o vetor coluna fi' que satisfazem (|l|/|i-i'|) =1/2, 1/3, 1/4 e 1/6 respectivamente na equação 1 são parcialmente ortogonais em comprimentos de vetor N-6, 4, 3 e 2, respectivamente.

[000101] Quando, por exemplo, dividir o vetor coluna fi (i=0 para 11) com comprimento de vetor N'=6 (ou seja, quando (|I|/|i-i'|)‘1 =2), a seção de divisão 111 assume o comprimento de vetor N' do agrupamento #0 ser 6 e assume o comprimento de vetor N" do agrupamento #1 ser 6 (=N-N'=12-6). Ou seja, a seção de divisão 111 divide o sinal de SC- FDMA tendo largura de banda ortogonal B (=N*BSub=12BSub) no agrupamento #0 tendo largura de banda parcialmente ortogonal B' (=N'*Bsub=6Bsub) e no agrupamento #1 tendo largura de banda B" (=N"*Bsub=6Bsub). O mesmo se aplica aos casos onde comprimento de vetor N-4, 3, 2.

[000102] Desse modo, combinação (N', N") dos comprimentos de vetor de dois agrupamentos (agrupamento #0 e agrupamento #1) incluindo o agrupamento de comprimento de vetor N' calculado usando o método de divisão presente é uma de (6, 6), (4, 8), (3, 9) e (2, 10). Ou seja, todas as combinações dos comprimentos de vetor dos dois agrupamentos são números inteiros. Portanto, embora o tamanho de DFT (o número de pontos de DFT) da matriz de DFT assuma ser um valor de número inteiro de 0 a N-1, o comprimento de vetor N' e o comprimento de vetor N"=(N-N') que dividem o vetor coluna fi podem ser sempre valores de número inteiro sem se tornar frações. Em outras palavras, largura de banda parcialmente ortogonal B' que divide a largura de banda ortogonal B(=N*BSUb) pode ser sempre limitada a um múltiplo de número inteiro de BSUb.

[000103] Desse modo, de acordo com o método de divisão presente, é possível melhorar a afinidade entre o processamento de DFT da produção de um sinal de SC-FDMA usando tamanho de DFT N, que é um valor de número inteiro, e processamento de divisão de dividir o sinal de SC-FDMA, que é a saída do processamento de DFT em uma pluralidade de agrupamentos ao mesmo tempo obtendo efeitos similares aos do método de divisão 1.

< MÉTODO DE DIVISÃO 1-3 >

[000104] De acordo com o método de divisão presente, a seção de divisão 111 divide o sinal de SC-FDMA com largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N', que é um múltiplo de um número primo.

[000105] Isto será mais especificamente descrito abaixo. Por exemplo, a seção de divisão 111 assume que o comprimento de vetor N' seja aoxo múltiplo (onde o coeficiente ao é um número inteiro igual ou maior que 1) de número primo xo. Aqui, supõe-se que o tamanho de DFT N seja 12 e o número de agrupamentos seja 2. Além disso, supõe-se número primo xo=3 e coeficiente ao=3.

[000106] Desse modo, a seção de divisão 111 assume o comprimento de vetor N' do agrupamento #0 ser 9 (=3x3) e comprimento de vetor N" do agrupamento #1 ser 3 (=N-N'=12-9). Ou seja, a seção de divisão 111 divide o sinal de SC-FDMA tendo largura de banda ortogonal B (=N*Bsub=12Bsub) correspondendo ao tamanho de DFT N=12 no agrupamento #0 tendo largura de banda parcialmente ortogonal B' (=N'*Bsub=9Bsub) correspondendo ao comprimento de vetor N-9 e agrupamento #1 tendo largura de banda B" (=N"*BSub=3BSub) correspondendo ao comprimento de vetor N"=3.

[000107] Aqui, no agrupamento #0 de comprimento de vetor N'=9 que é aoxo múltiplo de número primo xo=3, há um vetor coluna que é ortogonal (hierarquicamente ortogonal) no comprimento de vetor 3, 6, 9. Por exemplo, em partes reais e partes imaginárias dos vetores coluna fo a fu mostrados na figura 6, suas respectivas formas de onda são ortogonais umas às outras no comprimento de vetor 3, 6, 9 entre os vetores coluna fo e Í4, entre os vetores coluna fo e fs, e entre vetores coluna Í4 e fs. Aqui, apenas uma relação ortogonal entre os compri-mentos de vetor que são múltiplos do número primo xo=3 é mostrada. Por exemplo, entre os vetores coluna Í4 e fe, o comprimento de vetor 3 emparelha com uma porção de um ciclo do vetor coluna Í4 e uma porção de dois ciclos do vetor coluna fe, o comprimento de vetor 6 emparelha com uma porção de dois ciclos do vetor coluna Í4 e uma porção de quatro ciclos do vetor coluna fe e o comprimento de vetor 9 emparelha com uma porção de três ciclos do vetor coluna Í4 e uma porção de seis ciclos do vetor coluna fe.

[000108] Ou seja, os vetores coluna fo, Í4 e fe dos 12 vetores coluna fo a fu no agrupamento #0 (comprimento de vetor N-9) têm uma relação hierarquicamente ortogonal em que aqueles vetores coluna são ortogonais uns aos outros por um ciclo de comprimento de vetor 3, 6, 9. Desse modo, no agrupamento #0 (comprimento de vetor N'=9), ISI é reduzida entre os vetores coluna fo, Í4 e fe (por exemplo, símbolos multiplexados #0, #4, #8) dos 12 vetores coluna fo a fu (por exemplo, símbolos multiplexados #0 a #11) mostrados na figura 6.

[000109] Desse modo, de acordo com o método de divisão presente, a seção de divisão 111 divide o sinal de SC-FDMA com a largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N' que é múltiplo aoxo de número primo xo, e pode assim gerar um agrupamento incluindo símbolos mais multiplexados que são hierarquicamente ortogonais por um ciclo de um múltiplo (xo, 2xo,... , aoxo) de número primo xo. Ou seja, é possível produzir símbolos mais multiplexados (vetores coluna) que sejam parcialmente ortogonais uns aos outros em tamanho do agrupamento dos agrupamentos gerados dividindo o sinal de SC-FDMA. Em outras palavras, reduzindo os símbolos multiplexados (vetores coluna) que não são parcialmente ortogonais uns aos outros em tamanho do agrupamento dos agrupamentos gerados dividindo o sinal de SC-FDMA, é possível reduzir ISI causada pela perda de ortogonalidade entre os símbolos multiplexados que não são parcialmente ortogonais uns aos outros.

[000110] Além disso, de acordo com o método de divisão presente, o coeficiente a0 é a única informação que necessita ser relatada da es-tação base para o terminal 100 como informação de controle sobre a divisão do sinal de SC-FDMA (espectro), e é assim possível reduzir a quantidade de informação requerida para relatar a informação de con-trole.

[000111] Um caso foi descrito no método de divisão presente onde a seção de divisão 111 divide o sinal de SC-FDMA com a largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N' que é um múltiplo de um número primo. Porém, na presente invenção, por exemplo, a seção de divisão 111 pode também dividir o sinal de SC-FDMA com a largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N' que é um múltiplo de um produto de dois ou mais números primos.

[000112] Por exemplo, a seção de divisão 111 assume o comprimento de vetor N' ser um múltiplo (por exemplo, bo(xo*xi)) (onde bo é um número inteiro igual ou maior que 1) de um produto (por exemplo xo*xi) de pelo menos dois números primos (dois ou mais números primos) dos números primos xo, xi, X2,... . Desse modo, o agrupamento que tem a largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N'=bo(xo*xi) pode incluir símbolos multiplexados (vetores coluna) que são parcialmente de modo hierárquico ortogonais uns aos outros por um ciclo de um múltiplo (xo, 2xo,..., boxo) de número primo xo e símbolos multiplexados (vetores coluna) que são parcialmente de modo hierárquico ortogonais uns aos outros por um ciclo de um múltiplo (xi, 2xi,... , boxi) de número primo xi. Ou seja, como a unidade de divisão mínima (por exemplo, xo*xi) do sinal de SC-FDMA aumenta, é possível aumentar o número de símbolos multi- plexados (vetores coluna) que são parcialmente ortogonais uns aos outros em tamanho do agrupamento com o agrupamento tendo largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N'=bo(xo*xi). É assim possível ainda reduzir ISI causada pela perda de ortogonalidade entre os símbolos multiplexados (vetores coluna).

[000113] Quando dois ou mais números primos forem selecionados, é preferível selecionar números primos na ordem de um número primo menor (2, 3, 5, 7,...). Desse modo, é possível produzir símbolos mais multiplexados (vetores coluna) que são hierarquicamente ortogonais uns aos outros por um ciclo de um múltiplo de um número primo em um agrupamento tendo largura de banda parcialmente ortogonal B' e ainda reduz ISI causada pela perda de ortogonalidade entre os símbolos multiplexados (vetores coluna).

< MÉTODO DE DIVISÃO 1-4 >

[000114] No método de divisão presente, a seção de divisão 111 divide um sinal de SC-FDMA tendo largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N' que é uma potência de um número primo.

[000115] Isto será mais especificamente descrito abaixo. Por exemplo, a seção de divisão 111 assume o comprimento de vetor coluna N' ser potência xoaO (onde ao é um número inteiro igual ou maior que 1) de número primo xo. Aqui, supõe-se que o tamanho de DFT N seja 12 e o número de agrupamentos seja 2 como no caso do método de divisão 1-3. Além disso, supõe-se que o número primo xo=2 e o coeficiente ao=3.

[000116] Desse modo, por exemplo, a seção de divisão 111 assume o comprimento de vetor N' do agrupamento #0 ser 8 (=23) e assume o comprimento de vetor N" do agrupamento #1 ser 4 (=N-N'=12-8). Ou seja, a seção de divisão 111 divide um sinal de SC-FDMA tendo largu- ra de banda ortogonal B (=N*Bsub=12BSub) correspondendo ao tamanho de DFT N=12 no agrupamento #0 tendo largura de banda parcialmente ortogonal B' (=N'*BSub=8BSub) correspondendo ao comprimento de vetor N-8 e agrupamento #1 tendo largura de banda B" (=N"*BSub=4BSub) correspondendo ao comprimento de vetor N"=4.

[000117] Aqui, há vetores coluna que são ortogonais uns aos outros nos comprimentos de vetor de 2, 4, 8 no agrupamento #0 tendo comprimento de vetor N'=8 que é a potência xoaO de número primo xo=2. Por exemplo, em partes reais e partes imaginárias dos vetores coluna fo a fu mostrados na figura 7, suas respectivas formas de onda são ortogonais umas às outras no comprimento de vetor 2, 4, 8 entre os vetores coluna fo e fs, entre os vetores coluna fo e fe e entre os vetores coluna fe e fe como no caso do método de divisão 1-3 (figura 6). Aqui, apenas uma relação ortogonal entre os comprimentos de vetor que são potências de número primo xo=2 é mostrada.

[000118] Ou seja, vetores coluna fo, fs, fe dos 12 vetores coluna fo a fu no agrupamento #0 (comprimento de vetor N-8) têm uma relação ortogonal hierárquica em que aqueles vetores coluna são ortogonais uns aos outros por um ciclo de comprimento de vetor 2, 4, 8. Desse modo, no agrupamento#0 (comprimento de vetor N-8), ISI é reduzida entre os vetores coluna fo, fs, fe (por exemplo símbolos multiplexados #0, #3, #6) dos 12 vetores coluna fo a fu (por exemplo símbolos multiplexados #0 a #11) mostrados na figura 7.

[000119] Desse modo, de acordo com o método de divisão presente, a seção de divisão 111 divide o sinal de SC-FDMA com a largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N' que é potência xoaO de número primo xo, e pode assim gerar agrupamentos incluindo símbolos mais multiplexados (vetores coluna) que são hierarquicamente ortogonais por um ciclo de uma potência (xo, XQ2,... , xoaO) de número primo xo. Desse modo, é possível reduzir ISI causada pela perda de ortogonalidade entre os símbolos multiplexados (vetores coluna) que não são parcialmente ortogonais uns aos outros em tamanho do agrupamento dos agrupamentos gerados dividindo o sinal de SC-FDMA como no caso do método de divisão 1-3.

[000120] Além disso, de acordo com o método de divisão presente, coeficiente ao é a única informação que necessita ser relatada da es-tação base para o terminal 100 como informação de controle sobre a divisão do sinal de SC-FDMA (espectro) e é assim possível reduzir a quantidade de informação requerida para relatar a informação de controle como no caso do método de divisão 1-3.

[000121] Um caso foi descrito no método de divisão presente onde a seção de divisão 111 divide o sinal de SC-FDMA com largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N' que é uma potência de um número primo. Porém, na presente invenção, por exemplo, a seção de divisão 111 pode também dividir o sinal de SC-FDMA com uma largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N' que é uma potência de um produto de dois ou mais números primos.

[000122] Por exemplo, a seção de divisão 111 assume o comprimento de vetor N' ser uma potência (por exemplo, (xo*xi)bO) (onde bo é um número inteiro igual ou maior que 1) de um produto (por exemplo xo*xi) de pelo menos dois números primos (dois ou mais números primos) dos números primos xo, xi, X2,... . Desse modo, o agrupamento tendo largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N'=(xo*xi)bO pode incluir símbolos multiplexados (vetores coluna) que são parcialmente de modo hierárquico ortogonais uns aos outros por um ciclo de uma potência (xo, xo2,... , xobo) de número primo xo e símbolos multiplexados (vetores coluna) que são parcialmente de modo hierárquico ortogonais uns aos outros por um ciclo de uma potência (xi, xi2,... , xibo) de número primo xi. Ou seja, como a unidade de divisão mínima (por exemplo, xo*xi) do sinal de SC- FDMA aumenta, é possível aumentar o número de símbolos multiplexados (vetores coluna) que são parcialmente ortogonais uns aos outros em tamanho do agrupamento do agrupamento tendo largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N'=(xo*xi)bO. É assim possível ainda reduzir ISI causada pela perda de ortogonalidade entre os símbolos multiplexados (vetores coluna).

[000123] Além disso, na presente invenção, a seção de divisão 111 pode também assumir comprimento de vetor N' ser um múltiplo (por exemplo, po(xo*xi)b0)) (onde po é um número inteiro igual ou maior que 1) de uma potência (por exemplo, (xo*xi)bO) de um produto (por exemplo, xo*xi) de pelo menos dois números primos (dois ou mais números primos) dos números primos xo, xi, X2,... . Efeitos similares aos do método de divisão presente podem ser obtidos neste caso, também.

[000124] Além disso, na presente invenção, a seção de divisão 111 pode também assumir comprimento de vetor N' ser o produto xocO*xic1*... de pelo menos duas (duas ou mais) potências xocO, xic1,... (co, ci,... é um número inteiro igual ou maior que 0, onde, pelo menos um de Co, ci,... é um número inteiro igual ou maior que 1) dos números primos xo, xi,... . Efeitos similares aos do método de divisão presente podem ser obtidos neste caso, também. Aqui, em FFT (Transformada Rápida de Fourier) que realiza equivalente de processamento ao da DFT por uma quantidade menor de cálculos, um produto de uma potência de um certo valor pode ser usado como o tamanho de FFT (o número de pontos de FFT). Desse modo, quando usar FFT como substituto para DFT, é possível melhorar afinidade entre processamento de FFT e processamento de divisão do sinal de SC-FDMA usando um produto de potências de números primos xocO*xic1*... como comprimento de vetor N' para dividir o comprimento de vetor coluna N. Além disso, a seção de divisão 111 pode também assumir o comprimento de vetor N' ser múltiplo po (xocO*xic1 *...) (onde po é um número inteiro igual ou maior que 1) de um produto de potências de números primosxocO*xic1*... .

[000125] Quando dois ou mais números primos forem selecionados, é preferível selecionar números primos na ordem de um número primo menor (2, 3, 5, 7,...). É assim possível produzir os símbolos mais mul-tiplexados (vetores coluna) que são parcialmente de modo hierárquico ortogonais uns aos outros por um ciclo de uma potência de um número primo em agrupamentos tendo largura de banda parcialmente ortogonal B' e ainda reduzir ISI causada pela perda de ortogonalidade entre os símbolos multiplexados (vetores coluna).

[000126] Métodos de divisão de sinal de SC-FDMA 1-1 a 1-4 através da seção de divisão 111 foram descritos até agora.

[000127] Desse modo, até mesmo ao dividir um sinal de SC-FDMA em uma pluralidade de agrupamentos e mapear a pluralidade de agru-pamentos respectivamente para bandas de frequências descontínuas, a modalidade presente pode reduzir ISI causada pela perda de orto-gonalidade da matriz de DFT dividindo o sinal de SC-FDMA com uma largura de banda parcialmente ortogonal.

[000128] Desse modo, a modalidade presente reduz ISI causada pela perda de ortogonalidade da matriz de DFT, e pode assim até mesmo melhorar as características de transmissão sem deteriorar a eficiência de transmissão dos dados quando usar modulação multinível de nível alto tal como 64 QAM tendo uma distância Euclidiana muito curta entre os pontos de sinal.

[000129] Um caso foi descrito na modalidade presente onde um terminal divide um sinal de SC-FDMA em uma pluralidade de agrupamentos de modo que uma largura de banda de um agrupamento (aqui, agrupamento #0) é uma largura de banda parcialmente ortogonal. Porém, o terminal na presente invenção pode também dividir o sinal de SC-FDMA em uma pluralidade de agrupamentos usando um dos métodos de divisão 1-1 a 1-4 de modo que as larguras de banda de toda a pluralidade de agrupamentos são larguras de banda parcialmente ortogonal. Desse modo, é possível aumentar o número de símbolos multiplexados tendo uma relação parcialmente ortogonal entre si em todos os agrupamentos e assim reduzir ISI agrupamento por agrupamento.

[000130] Além disso, na modalidade presente, o terminal pode executar embaralhamento de frequência para cada banda de frequência (ou agrupamento) tendo uma largura de banda parcialmente ortogonal como mostrado na figura 8. Para ser mais específico, quando a seção de divisão 111 dividir o sinal de SC-FDMA no agrupamento #0 e agrupamento #1 como mostrado na parte superior da figura 8, uma seção de embaralhamento (não mostrado) executa o embaralhamento de frequência nas unidades de largura de banda parcialmente ortogonal. Ou seja, a seção de embaralhamento executa embaralhamento de frequência em uma primeira meia-porção do agrupamento #0 tendo largura de banda parcialmente ortogonal Bo', uma última meia-porção do agrupamento #0 tendo largura de banda parcialmente ortogonal Bo' e agrupamento #1 tendo largura de banda parcialmente ortogonal Bi'. Desse modo, é possível ainda melhorar o efeito de diversidade de frequência ao mesmo tempo reduzindo a perda de ortogonalidade nos agrupamentos como no caso da modalidade presente.

[000131] Além disso, um caso foi descrito na modalidade presente onde a estação base relata apenas informação de recurso de frequência para o terminal 100 toda vez que a estação base comunicar com o terminal 100 e o terminal 100 calcula a informação de agrupamento (o número de agrupamentos e o tamanho do agrupamento) com base na informação de categoria e informação de condição parcialmente orto- gonal (equação 1 e equação 2) relatadas anteriormente. Porém, na presente invenção, por exemplo, a estação base pode relatar toda a informação de recurso de frequência e informação de agrupamento (o número de agrupamentos e o tamanho do agrupamento) toda vez que o terminal 100 comunicar a estação base com o terminal 100 e o terminal 100 pode dividir o sinal de SC-FDMA com base na informação de recurso de frequência e informação de agrupamento recebidas.

[000132] Além disso, por exemplo, a estação base pode também relatar informação de recurso de frequência mostrando as bandas de frequência alocadas em atenção ao número de agrupamentos e o tamanho do agrupamento no terminal 100. Para ser mais específico, a estação base (agendador da estação base) executa programação e assim executa processamento de alocação de alocar bandas de frequência de largura de banda parcialmente ortogonal B' que inclui uma banda de frequência do terminal 100 mostrando uma SINR máxima em uma certa banda de frequência (subportadora) e satisfaz a equação 2 (ou equação 1) no terminal 100. Ou seja, a estação base aloca as bandas de frequência de largura de banda parcialmente ortogonal B' calculada de acordo com a equação 2 (ou equação 1) para uma pluralidade de agrupamentos que constituem um sinal de C-SC-FDMA do terminal 100. A estação base aloca recursos de frequência do sinal de C-SC-FDMA composto de uma pluralidade de agrupamentos tendo uma largura de banda parcialmente ortogonal executando repetidamente o processamento de alocação acima descrito em bandas de frequência diferentes. A estação base depois relata a informação de recurso de frequência mostrando o resultado de alocação de recurso de frequência do sinal de C-SC-FDMA do terminal 100 para o terminal 100. A estação base também executa o processamento de alocação de recurso de frequência acima descrito em terminais diferente do terminal 100. Isto permite a estação base programar a alocação de recursos de frequência para todos os terminais localizados na célula da estação base. Além disso, o terminal 100 pode mapear o sinal de C-SC-FDMA de acordo com a banda de frequência mostrada na informação de recurso de frequência relatada da estação base. Isto permite o terminal 100 dividir SC-FDMA em uma pluralidade de agrupamentos, mapear a pluralidade de agrupamentos em bandas de fre-quência tendo uma largura de banda parcialmente ortogonal e pode assim ter efeitos similares aos da modalidade presente.

MODALIDADE 2

[000133] A modalidade presente descreverá um caso onde transmissão MIMO (Multientrada Multissaída) que é uma das técnicas de transmissão para realizar transmissão de dados de volume grande em alta velocidade, é usada. A técnica de transmissão MIMO provê uma pluralidade de antenas por uma estação base e um terminal, fornece uma pluralidade de trajetórias de propagação (fluxos) em um espaço entre a radiotransmissão/recepção, espacialmente multiplexa os respectivos fluxos, e pode assim aumentar o processamento.

[000134] Isto será mais especificamente descrito abaixo. A figura 9 mostra uma configuração do terminal 200 de acordo com a modalidade presente. Terminal 200 é equipado com duas antenas (antenas 101-1 e 101-2) que transmitem os sinais de C-SC-FDMA (uma pluralidade de agrupamentos) usando dois fluxos (fluxo #1 e fluxo #2).

[000135] Além disso, o terminal 200 inclui seções de processamento de C-SC-FDMA 201-1 e 201-2 compostas de seção de codificação 107, seção de modulação 108, seção de multiplexação 109, seção de DFT 110 e seção de divisão 111, respectivamente providas para as antenas 101-1 e 101-2.

[000136] Além disso, o terminal 200 também inclui seções de pro-cessamento de transmissão 203-1 e 203-2 compostas de seção de mapeamento 112, seção de IFFT 113, seção de inserção de CP 114 e seção de radiotransmissão 115, respectivamente providas para as an-tenas 101-1 e 101-2.

[000137] Seções de processamento de C-SC-FDMA 201-1 e 201-2 geram sinais de C-SC-FDMA (uma pluralidade de agrupamentos) aplicando processamento similar ao da seção de codificação 107 à seção de divisão 111 na Modalidade 1 para sequências de bit de transmissão introduzidas respectivamente. As seções de processamento de C-SC- FDMA 201-1 e 201-2 depois transmitem os sinais de C-SC-FDMA ge-rados para a seção de pré-codificação 202 respectivamente.

[000138] Seção de pré-codificação 202 recebe as matrizes de pré- codificação espaciais diferentes (PM) para cada banda de frequência idêntica tendo uma largura de banda parcialmente ortogonal ou para cada agrupamento idêntico da largura de banda parcialmente ortogonal da seção de controle 106 como entrada. Ou seja, a seção de pré- codificação 202 usa a mesma matriz de pré-codificação espacial para cada banda de frequência idêntica tendo uma largura de banda parci-almente ortogonal ou para cada agrupamento idêntico tendo uma largura de banda parcialmente ortogonal. Aqui, informação de pré- codificação mostrando a matriz de pré-codificação espacial é relatada de uma estação base para o terminal 200. Por exemplo, a informação de pré-codificação mostra um número que indica cada matriz de pré- codificação espacial e a seção de controle 106 pode calcular cada matriz de pré-codificação espacial com base no número indicado na informação de pré-codificação.

[000139] Seção de pré-codificação 202 multiplica os sinais de C-SC- FDMA introduzidos das seções de processamento de C-SC-FDMA 201-1 e 201-2 pela matriz de pré-codificação espacial respectivamente. Aqui, a seção de pré-codificação 202 multiplica os sinais de C-SC- FDMA mapeados para as bandas de frequência tendo a mesma largura de banda parcialmente ortogonal ou agrupamentos tendo a mesma largura de banda parcialmente ortogonal pela mesma matriz de pré- codificação espacial em cada uma da pluralidade de fluxos. Seção de pré-codificação 202 depois transmite os sinais de C-SC-FDMA pré- codificados para as seções de processamento de transmissão correspondentes 203-1 e 203-2 para cada fluxo.

[000140] Seções de processamento de transmissão 203-1 e 203-2 aplicam processamento similar ao da seção de mapeamento 112 para a seção de radiotransmissão 115 da Modalidade 1 aos sinais C-SC- FDMA pré-codificados introduzidos respectivamente e transmitem os sinais de C-SC-FDMA após o processamento de transmissão para a estação base por meio das antenas 101-1 e 101-2 respectivamente.

[000141] Em seguida, os detalhes do processamento de pré- codificação através da seção de pré-codificação 202 do terminal 200 serão descritos.

[000142] Primeiro, um caso será descrito onde a mesma matriz de pré-codificação espacial é parcialmente usada para cada banda ortogonal. Por exemplo, na figura 10A, cada seção de divisão 111 (figura 9) das seções de processamento de C-SC-FDMA 201-1 e 201-2 divide um sinal de SC-FDMA no agrupamento #0 tendo uma largura de banda duas vezes a largura de banda parcialmente ortogonal Bo' e o agrupamento #1 tendo largura de banda parcialmente ortogonal Bi'.

[000143] Portanto, a seção de pré-codificação 202 multiplica o agru-pamento #0 e o agrupamento #1 transmitidos pela mesma matriz de pré-codificação espacial para toda largura de banda parcialmente ortogonal usando fluxo #1 e fluxo #2. Para ser mais específico, como mostrado na figura 10A, a seção de pré-codificação 202 usa a mesma matriz de pré-codificação espacial PM #0 para o fluxo #1 e fluxo #2 entre uma largura de banda parcialmente ortogonal Bo' do agrupamento #0 e usa a mesma matriz de pré-codificação espacial PM #1 para o fluxo #1 e fluxo #2 na outra largura de banda parcialmente ortogonal Bo'. Além disso, a seção de pré-codificação 202 usa a mesma matriz de pré-codificação espacial PM #2 para o fluxo #1 e fluxo #2 no agrupamento #1 tendo largura de banda parcialmente ortogonal Bi'.

[000144] Em seguida, um caso será descrito onde a mesma matriz de pré-codificação espacial é usada para cada agrupamento. Por exemplo, na figura 10B, cada seção de divisão 111 (figura 9) das seções de processamento de C-SC-FDMA 201-1 e 201-2 divide um sinal de SC-FDMA no agrupamento #0 tendo largura de banda parcialmente ortogonal Bo' e agrupamento #1 tendo largura de banda parcialmente ortogonal Bi'.

[000145] Seção de pré-codificação 202 depois multiplica o agrupamento #0 e agrupamento #1 transmitidos usando fluxo #1 e fluxo #2 pela mesma matriz de pré-codificação espacial para cada agrupamento. Para ser mais específico, como mostrado na figura 10B, a seção de pré-codificação 202 usa a mesma matriz de pré-codificação espacial PM #0 para o fluxo #1 e fluxo #2 no agrupamento #0 tendo largura de banda parcialmente ortogonal Bo'. Além disso, a seção de pré- codificação 202 usa a mesma matriz de pré-codificação espacial PM #2 para o fluxo #1 e fluxo #2 no agrupamento #1 tendo largura de banda parcialmente ortogonal Bi'.

[000146] Desse modo, por exemplo, na figura 10A, entre o agrupamento #0 de fluxo #1 e o agrupamento #1 de fluxo #2, é possível reduzir ISI mantendo a ortogonalidade entre os símbolos multiplexados (vetores coluna) nos respectivos agrupamentos no domínio de frequência como no caso da Modalidade 1, enquanto no domínio espacial, é possível manter a ortogonalidade entre eles usando matrizes de pré- codificação espaciais (por exemplo, matrizes unitárias) ortogonais umas às outras. Ou seja, é possível ainda reduzir ISI entre o agrupamento #0 do fluxo #1 e agrupamento #1 do fluxo #2 (ou seja, entre os agrupamentos transmitidos com bandas de frequência diferentes e flu- xos diferentes). O mesmo se aplica entre o agrupamento #1 do fluxo #1 e o agrupamento #0 do fluxo #2.

[000147] Ou seja, quando usar a técnica de transmissão MIMO, é possível reduzir ISI entre fluxos diferentes e entre bandas de frequência diferentes usando a mesma matriz de pré-codificação espacial para cada largura de banda parcialmente ortogonal idêntica (ou cada agrupamento) em fluxos diferentes.

[000148] Ou seja, a modalidade presente pode reduzir ISI no domínio de frequência dividindo o sinal de SC-FDMA com uma largura de banda parcialmente ortogonal como no caso da Modalidade 1 e ainda reduzir ISI no domínio espacial usando uma matriz de pré-codificação parcialmente espacial para cada largura de banda ortogonal.

[000149] Embora um caso tenha sido descrito na modalidade presente onde dois fluxos são usados, o número de fluxos não é limitado a dois mas a presente invenção pode também ser aplicada em casos onde três ou mais fluxos são usados.

[000150] Além disso, a modalidade presente é aplicável tanto para transmissão de usuário individual (SU)-MIMO (ou seja, transmissão de MIMO entre uma pluralidade de antenas de uma estação base e uma pluralidade de antenas de um terminal) e transmissão de multiusuários (MU)-MIMO (ou seja, transmissão de MIMO entre uma pluralidade de antenas de uma estação base e uma pluralidade de antenas de uma pluralidade de terminais).

[000151] Além disso, na modalidade presente, quando FSTD (Diver-sidade de Transmissão Por Chaveamento de Frequência) for usada, o terminal pode comutar entre as antenas de transmissão para cada banda de frequência (ou agrupamento) tendo uma largura de banda parcialmente ortogonal. Por exemplo, como mostrado na figura 11, quando o número de antena de transmissão for 3 (antenas #0 a #2) e o número de agrupamentos for 3 (agrupamentos #0 a #2), a primeira metade do agrupamento #0 tendo largura de banda parcialmente orto-gonal Bo' pode ser transmitida da antena #0, a segunda metade do agrupamento #0 tendo largura de banda parcialmente ortogonal Bo' pode ser transmitida da antena #1, agrupamento #1 tendo largura de banda parcialmente ortogonal Bi' pode ser transmitido da antena #0 e agrupamento #2 tendo largura de banda parcialmente ortogonal B2' pode ser transmitido da antena #2. Desse modo, por comutação entre as antenas de transmissão com base na unidade de bandas de frequência (ou agrupamentos) tendo uma largura de banda parcialmente ortogonal em FSTD, é possível receber uma variação de desvanecimento que difere entre as bandas de frequência (Bo' a B2') tendo larguras de banda parcialmente ortogonal. Portanto, é possível obter um efeito de diversidade de espaço ao mesmo tempo mantendo ortogonalidade dentro de uma banda de frequência tendo larguras de banda parcialmente ortogonal.

MODALIDADE 3

[000152] Um caso foi descrito na Modalidade 2 onde quando FSTD (Diversidade de Transmissão Por Chaveamento de Frequência) for usada, um terminal é comutado entre as antenas de transmissão para cada banda de frequência (ou agrupamento) tendo uma largura de banda parcialmente ortogonal. Além disso, neste caso, um caso foi descrito onde uma pluralidade de agrupamentos é mapeada em bandas de frequência não-contínuas quando vistos no domínio de frequência de todas antenas de transmissão. Por contraste, na modalidade presente, quando usar FSTD que comuta entre as antenas de transmissão para cada banda de frequência (ou agrupamento) tendo uma largura de banda parcialmente ortogonal, um terminal mapeia uma pluralidade de agrupamentos para bandas de frequências contínuas quando vistos no domínio de frequência de todas antenas de transmissão.

[000153] Ou seja, quando FSTD for usado na Modalidade 2, como mostrado na figura 11, agrupamentos tendo larguras de banda parci-almente ortogonal mapeadas para as respectivas antenas são mapeado para bandas de frequência não-contínuas e uma pluralidade de agrupamentos é mapeada para bandas de frequência não-contínuas quando também vistos nas frequências de todas as antenas. Para ser mais específico, há uma banda de frequência vaga interantenas entre o agrupamento #0 da antena #1 e o agrupamento #1 da antena #0 na figura 11. Igualmente, há também uma banda de frequência vaga interantenas entre o agrupamento #1 da antena #0 e o agrupamento #2 da antena #2. Além disso, na figura 11, nenhum agrupamento é mapeado para qualquer banda de frequência vaga interantenas e uma pluralidade de agrupamentos são mapeados para bandas de frequência não- contínuas quando também vistos no domínio de frequência de todas as antenas.

[000154] Por outro lado, na modalidade presente, quando FSTD for usada, como mostrado na figura 12, agrupamentos tendo larguras de banda parcialmente ortogonal a serem mapeados para a respectiva antena (recursos de espaço) são mapeados para bandas de frequência não-contínuas como no caso da Modalidade 2. Por outro lado, como mostrado na figura 12, uma pluralidade de agrupamentos tendo larguras de banda parcialmente ortogonal a serem mapeadas para as respectivas antenas (recursos de espaço) é mapeada para bandas de frequências contínuas quando vistos no domínio de frequência de todas as antenas. Ou seja, na figura 12, não há nenhuma banda de frequência vaga entre qualquer agrupamento; entre o agrupamento #A da antena #0 (recurso de espaço #0) e o agrupamento #B da antena #1 (recurso de espaço #1), entre o agrupamento #B da antena #1 (recurso de espaço #1) e o agrupamento #C da antena #0 (recurso de espaço #0) e entre o agrupamento #C da antena #0 (recurso de espaço #0) e o agrupamento #D da antena #2 (recurso de espaço #2). Ou seja, quando vistos no domínio de frequência de todas as antenas, uma pluralidade de agrupamentos tendo larguras de banda parcialmente ortogonal é mapeada para bandas de frequências contínuas.

[000155] Ou seja, quando vistos no domínio de frequência de cada antena, até mesmo quando sinais de C-SC-FDMA (uma pluralidade de agrupamentos tendo larguras de banda parcialmente ortogonal) forem mapeados para bandas de frequência não-contínuas, se os sinais de C-SC-FDMA forem mapeados para bandas de frequências contínuas quando vistos no domínio de frequência de todas as antenas, é possível ainda obter efeitos de diversidade de espaço ao mesmo tempo mantendo ortogonalidade dentro de uma banda de frequência tendo larguras de banda parcialmente ortogonal como no caso da Modalidade 2. Além disso, o lado do aparelho receptor (estação base) pode executar processamento de recepção da mesma maneira que quando o lado do aparelho de transmissão (terminal) transmitir os sinais de SC-FDMA para bandas de frequências contínuas. Desse modo, de acordo com a modalidade presente, o aparelho receptor (estação base) pode obter efeitos de diversidade de espaço ao mesmo tempo mantendo ortogonalidade dentro de uma banda de frequência de larguras de banda parcialmente ortogonal sem ser adverdido do processamento de mapeamento não-contínuo entre as antenas (entre recursos de espaço) dos aparelhos transmissores.

[000156] A presente invenção pode também usar um método de mapear uma pluralidade de agrupamentos tendo larguras de banda parcialmente ortogonal para girar o eixo geométrico da antena (ou direção da antena, região de recurso de espaço) no domínio de frequência como o método de mapear a pluralidade de agrupamentos tendo larguras de banda parcialmente ortogonal para a pluralidade de antenas. A figura 13 mostra um caso onde o terminal mapeia uma pluralidade de agrupamentos (agrupamentos #A, #B, #C, #D) para as antenas #0 a #2 (recursos de espaço #0 a #2) em um tal modo que os agrupamentos giram na mesma direção do eixo geométrico da antena (ou direção da antena, região de recurso de espaço) na ordem de uma frequência baixa para uma frequência alta. Para ser mais específico, como mostrado na figura 13, o terminal mapeia o agrupamento #A para a antena #0 (recurso de espaço #0), mapeia o agrupamento #B para a antena #1 (recurso de espaço #1), mapeia o agrupamento #C para a antena #2 (recurso de espaço #2) e mapeia o agrupamento #D para a antena #0 (recurso de espaço #0). Ou seja, na figura 13, o terminal mapeia os agrupamentos #A, #B, #C e #D para girar na mesma direção do eixo geométrico da antena (ou direção da antena, região de recurso de espaço) (ou seja, na direção giratória em que o número de antena (número de recurso de espaço) ciclicamente aumenta à medida que a frequência aumenta) na ordem das antenas #0, #1, #2, #0,... . Além disso, como mostrado na figura 13, quatro agrupamentos #A, #B, #C e #D são mapeados para bandas de frequências contínuas quando vistos no domínio de frequência de todas as antenas como no caso da figura 12.

[000157] Desse modo, uma vez que o domínio de frequência das antenas (recursos de espaço), para as quais uma pluralidade de agrupamentos é mapeada, é ciclicamente fixo, apenas uma parte da informação de alocação de recurso de frequência (recursos de frequência contínua ou recursos de frequência não-contínua) necessita ser relatada à pluralidade de antenas como informação de alocação de recurso de frequência quando a pluralidade de agrupamentos for mapeada para o domínio de frequência da pluralidade de antenas. Desse modo, é possível obter efeitos similares aos da modalidade presente ao mesmo tempo reduzindo a quantidade de informação requerida para alocar recursos de frequência para as respectivas antenas. Comparti- lhando informação na direção giratória no eixo geométrico da antena (região de recurso de espaço) (por exemplo, a direção giratória na qual o número de antena (número de recurso de espaço, número de camada) ciclicamente aumenta (diminui) à medida que a frequência aumenta (diminui)) entre a estação base e o terminal, apenas uma parte da informação de alocação de recurso de frequência necessita ser relatada à pluralidade de antenas como informação de controle da estação base para o terminal.

[000158] A figura 13 descreveu um caso com a direção giratória na qual o número de antena (número de recurso de espaço) da antena para a qual cada agrupamento é mapeado aumenta ciclicamente à medida que a frequência aumenta como um exemplo. Porém, na presente invenção, a direção giratória do eixo geométrico da antena (região de recurso de espaço) no domínio de frequência pode também ser uma direção giratória em que o número de antena (número de recurso de espaço, número de camada) ciclicamente diminui à medida que a frequência aumenta.

[000159] Além disso, a direção giratória do eixo geométrico da antena (região de recurso de espaço) pode também ser comutada para toda certa banda de frequência (unidade de sub-banda composta de uma pluralidade de subportadoras, unidade de bloco de recurso ou unidade de grupo de bloco de recursos ou outros). Alternativamente, a direção giratória do eixo geométrico da antena (região de recurso de espaço) pode também ser comutada para toda certa unidade de tempo (unidade de símbolo, unidade de instante de tempo, unidade de subquadro ou número de retransmissões é executado(a) ou outros). Alternativamente, a direção giratória do eixo geométrico da antena (região de recurso de espaço) pode também ser comutada para toda certa unidade de tempo-frequência composta de recursos bidimensionais do domínio de tempo e o domínio de frequência. Por exemplo, uma banda de frequência alocada para um terminal pode ser dividida em duas porções e uma pluralidade de agrupamentos tendo larguras de banda parcialmente ortogonal pode ser mapeado para uma pluralidade de antenas na direção giratória em que o número de antena de uma antena para qual cada agrupamento é mapeado aumenta ciclicamente à medida que a frequência aumenta em uma banda de frequência e na direção giratória em que o número de antena de uma antena para a qual cada agrupamento é mapeado diminui ciclicamente à medida que a frequência aumenta na outra banda de frequência. Além disso, quando, por exemplo, uma palavra código composta de uma pluralidade de símbolos é mapeada em dois instantes de tempo (por exemplo, primeiro instante de tempo e segundo instante de tempo), uma pluralidade de agrupamentos tendo larguras de banda parcialmente ortogonal pode ser mapeada para uma pluralidade de antenas na direção giratória em que o número de antena de uma antena para a qual cada agrupamento é mapeado aumenta ciclicamente à medida que a frequência aumenta no primeiro instante de tempo e na direção giratória em que o número de antena de uma antena para a qual cada agrupamento é mapeado diminui ciclicamente à medida que a frequência aumenta no segundo instante de tempo. Desse modo, é possível aumentar aleatoriedade dos canais no domínio de frequência (ou domínio de tempo) ao mesmo tempo mantendo uma relação parcialmente ortogonal em cada agrupamento e assim ainda melhora o efeito da diversidade.

[000160] Além disso, um caso foi descrito na figura 13 onde o número de antena de uma antena para a qual cada agrupamento é mapeado é girado na mesma direção do eixo geométrico da antena (ou direção de antena, região de recurso de espaço) na ordem de uma frequência mais baixa e uma pluralidade de agrupamentos é mapeada para as antenas (recursos de espaço). Porém, a presente invenção pode também ser adaptada de modo que o número de antena de uma antena para a qual cada agrupamento é mapeado é girado na mesma direção do eixo geométrico da antena (ou direção de antena, região de recurso de espaço) na ordem de uma frequência mais alta e uma pluralidade de agrupamentos é mapeada para as antenas (recursos de espaço).

[000161] Além disso, um caso foi descrito na figura 13 onde o terminal mapeia os agrupamentos para uma pluralidade de antenas em bandas de frequências contínuas enquanto girando quatro agrupamentos #A a #D entre antenas diferentes (antenas #0 a #2) como um exemplo. Porém, na presente invenção, o terminal pode também mapear os agrupamentos para bandas de frequência não-contínuas em uma pluralidade de antenas enquanto girando a pluralidade de agrupamentos da mesma maneira entre as antenas diferentes como na figura 11. Ou seja, na figura 13, pode haver uma banda de frequência vaga (banda de frequência para a qual nenhum agrupamento é alocado) entre qualquer agrupamento; entre o agrupamento #A da antena #0 e o agrupamento #B da antena #1, entre o agrupamento #B da antena #1 e o agrupamento #C da antena #2 e entre o agrupamento #C da antena #2 e o agrupamento #D da antena #0.

MODALIDADE 4

[000162] < Método de Divisão 1-4 > da Modalidade 1 descreveu um caso onde a seção de divisão 111 (figura 1) divide um sinal de SC- FDMA com largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N' em (1) a (5) mostrado abaixo. (1) potência de número primo xo:

[000163] N-xoaO (onde ao é um número inteiro igual ou maior que 1) (2) potência de um produto de pelo menos dois números primos (dois ou mais números primos) dos números primos xo, xi, X2,...:

[000164] N-(xo*xi)bO (onde bo é um número inteiro igual ou maior que 1) (3) um múltiplo de uma potência de um produto de pelo menos dois números primos (dois ou mais números primos) dos números primos xo, xi, X2,...:

[000165] N'=po(xo*xi)bO (onde po é um número inteiro igual ou maior que 1) (4) um produto de pelo menos dois (dois ou mais) das po-tências xocO, xic1,... (co, ci,... é um número inteiro igual ou maior que 0, porém pelo menos um de co, ci,... é um número inteiro igual ou maior que 1) dos números primos xo, xi,... N'=xocO*xic1 *... (5) um múltiplo de um produto das potências de números primos xocO*xic1*...: (6) -po(xocO*xic1 *...) (onde po é um número inteiro igual ou maior que 1)

[000166] Aqui, um produto de números primos (por exemplo, (xo*xi)) ou um produto de potências de números primos (por exemplo (xocO*xic1)) é representado por um número finito de valores igual ou maior que 2 (por exemplo dois valores numéricos de xo e xi ou dois valores numéricos de xocO e xic1). Ou seja, quando um número primo for a base de uma potência é representado por Xi (i=0 para M-1) e o expoente da potência é representado por o (i=0 para M-1), M se torna um valor finito mostrando um número inteiro de 2 ou mais.

[000167] A modalidade presente é diferente do < método de divisão 1-4 > na Modalidade 1 em que coeficientes das potências (ou seja, expoentes das potências) Co, ci,... , CM-I são feitos relacionados às bases das potências (ou seja, números primos) xo, xi,... , XM-I no método de divisão usando comprimento de vetor N' em (4) acima e comprimento de vetor N' em (5) descritos no < método de divisão 1-4 > da Modali- dade 1.

[000168] Para ser mais específico, quando a base (número primo) da potência for representado por Xi (i=0 para M-1) e o expoente da potência da mesma for representado por o (i=0 para M-1), a seção de controle 106 (figura 1) do terminal 100 de acordo com a modalidade presente ajusta o valor de o correspondendo a Xi para um valor igual ou menor que o expoente da potência tendo uma base maior para o produto das potências xocO*xic1*... *XM-ICM'1 à medida que o valor de Xi aumenta. Ou seja, quando a base (número primo) da potência tiver uma relação de Xi < x/ (i#i'), a seção de controle 106 ajusta o expoente o dos conjuntos correspondendo à base da potência Xi para ser ci>ci' (i#). Portanto, quando as bases das potências tiverem uma relação de xo < xi < X2 <... < XM-I, a seção de controle 106 ajusta os expoentes correspondendo às bases das potências para ter uma relação de Co—ci>C2^... £CM-I. Seção de controle 106 calcula o comprimento de vetor N'=XOCO*XIC1*...*XM-ICM'1 (corresponde ao comprimento de vetor N' em (4) do < método de divisão 1-4 >) ou comprimento de vetor N'=PO(XOCO*XIC1*...*XM-ICM'1) (corresponde a comprimento de vetor N' em (5) do < método de divisão 1-4 >). Seção de divisão 111 depois divide o sinal de SC-FDMA com o comprimento de vetor N' ou largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo a este. Ou seja, a seção de divisão 111 divide o sinal de SC-FDMA com uma largura de banda parcialmente ortogonal correspondendo ao comprimento de vetor N' onde valor do expoente o de certa potência xc (i é um de 0 a (M-1)) entre uma pluralidade de potências (xocO, xic1,... , XM-ICM'1) constituindo um produto (XOCO*XIC1*...*XM-ICM‘1) das potências representando o comprimento de vetor N' é igual ou menor que o valor do expoente cf de outra potência x'Ci' tendo uma base menor que a base Xi da certa potência XiC (ou seja, uma potência correspondendo a x/ < x onde i'#i) e é igual ou maior que o valor do expoente c" de outra potência Xi"Ci"tendo uma base maior que a base Xi de certa potência XiC (ou seja, uma potência correspondendo a Xi" > Xi onde i"#i). Seção de mape-amento 112 mapeia a pluralidade de agrupamentos gerados dividindo o sinal de SC-FDMA para bandas de frequência não-contínuas.

[000169] Desse modo, é possível aumentar o número de combinações de vetores coluna parcialmente ortogonais tendo um ciclo mais curto em cada agrupamento de uma banda parcialmente ortogonal (comprimento) representada pela equação 1 e equação 2 e assim ainda reduz ISI.

[000170] Doravante, um caso será descrito como um exemplo onde comprimento de vetor N' (=XOCO*XIC1*...*XICM-I) em (4) do < método de divisão 1-4 > da Modalidade 1 é usado. Aqui, supõe-se M=3 e a base de cada potência seja xo=2, xi=3, X2=5 (ou seja, xo < xi < X2). Além disso, uma comparação será feita no número de vetores coluna parcialmente ortogonais uns aos outros nos agrupamentos no caso onde 0 expoente for co < Ci < C2 (exemplo 1) e co^ci>C2 (exemplo 2, ou seja, a modalidade presente).

[000171] Primeiro, um caso com co=O, ci=1, C2=2 (co < ci < C2) será descrito como exemplo 1. Neste caso, 0 terminal 100 divide um sinal de SC-FDMA e gera um agrupamento tendo comprimento de vetor N'=20*31 *52=75. Aqui, no agrupamento de comprimento de vetor N-75, os vetores coluna tendo ciclos de 1, 3, 5, 15, 25 e 75 são parcialmente ortogonais uns aos outros. Portanto, 0 número de vetores coluna que são parcialmente ortogonais uns aos outros no agrupamento é 6.

[000172] Por outro lado, um caso com co=2, ci=1, C2=1 serão descritos como um caso no exemplo 2 (ou seja, a modalidade presente). Neste caso, 0 terminal 100 divide um sinal de SC-FDMA e gera um agrupamento de comprimento de vetor N'=22*31*51=60. Aqui, no agrupamento de comprimento de vetor N-60, os vetores coluna tendo ciclos de 1, 2, 3, 4, 5, 6, 10, 12, 15, 20, 30 e 60 são parcialmente orto-gonais uns aos outros. Portanto, o número de vetores coluna que são parcialmente ortogonais uns aos outros no agrupamento é 12.

[000173] Quando o exemplo 1 for comparado com o exemplo 2, em (exemplo 2: a modalidade presente), o tamanho do agrupamento (N-60) do agrupamento é menor que o tamanho do agrupamento (N-75) do agrupamento no exemplo 1, mas é possível produzir um maior número de vetores coluna que são parcialmente ortogonais uns aos outros no agrupamento. Ou seja, quando o tamanho do agrupamento (aqui, comprimento de vetor N') aumentar, é em geral possível aumentar o número de vetores coluna da matriz de DFT que são parcialmente ortogonais uns aos outros no agrupamento, enquanto que a modalidade presente pode aumentar o número de combinações de vetores coluna tendo um ciclo mais curto e são parcialmente ortogonais uns aos outros no agrupamento. Desse modo, até mesmo quando a largura de banda do agrupamento for estreita (até mesmo quando o comprimento do agrupamento for curto), o número de vetores parcialmente ortogonal no agrupamento pode ser aumentado. Portanto, comparado com o < método de divisão 1-4 > na Modalidade 1, a modalidade presente pode ainda reduzir ISI causada pela perda de ortogonalidade da matriz de DFT no agrupamento.

[000174] Na presente invenção, o método de divisão usando a relação entre a base da potência (xo < xi < X2 <... < XM-I) e o expoente da potência (co^ci>C2^... £CM-I) pode ser aplicado a todos os tamanhos de agrupamento. Quando, por exemplo, dois agrupamentos forem gerados de um sinal de SC-FDMA (espectro) gerado por processamento de DFT com pontos de N=420, o terminal pode dividir o sinal de SC- FDMA após ajustar os tamanhos de agrupamento dos dois agrupamentos para 360 e 60 respectivamente e mapear os dois agrupamentos para bandas não-contínuas. Aqui, uma vez que 360 e 60 podem ser expressados por 360=23*32*51 e 60=22*31*51, ambos os tamanhos de agrupamento satisfazem a condição (relação entre a base da potência (xo < xi < X2 <... < XM-I) e o expoente da potência (co^ci>C2^... >CM-I)) na modalidade presente. Isto torna possível aumentar o número de vetores coluna da matriz de DFT tendo uma relação parcialmente ortogonal em todos os agrupamentos e assim ainda reduzir ISI causada pela perda de ortogonalidade da matriz de DFT em todas as bandas não-continuamente alocadas.

[000175] Além disso, na presente invenção, quando, por exemplo, a base da potência se torna xo < xi <... < XM-I e o expoente da potência se torna co>ci>... >CM-I, O terminal pode ajustar N' para o comprimento de vetor (=XOCO*XIC1*...*XM-ICM‘1 < N) para unidade de divisão mínima X quando gerar agrupamentos. Aqui, M' é um número finito mostrando um número inteiro igual ou maior que 2. O terminal (seção de divisão 111) pode gerar uma pluralidade de agrupamentos dividindo o sinal de SC-FDMA com uma largura de banda parcialmente ortogonal de múltiplo poX (onde po é um número inteiro igual ou maior que 1) de unidade de divisão mínima X da mesma.

[000176] Desse modo, é possível criar (parcialmente) relações orto-gonais em todos os agrupamentos em um comprimento de vetor de unidade de divisão mínima X onde um maior número de vetores coluna em uma relação parcialmente ortogonal pode ser garantida. Além disso, com um agrupamento tendo um tamanho do agrupamento de PoX (po^2) maior que a unidade de divisão mínima X, é possível criar várias relações parcialmente ortogonais maiores que o número de vetores coluna tendo uma relação parcialmente ortogonal no comprimento de unidade de divisão mínima X entre os vetores coluna no agrupamento. Ou seja, é possível garantir um efeito de redução de ISI obtido por unidade de divisão mínima X em todos os agrupamentos gerados dividindo o sinal de SC-FDMA. Além disso, compartilhando uni- dade de divisão mínima X entre a estação base e o terminal neste caso, apenas o multiplicador po pode ser relatado da estação base para o terminal (ou do terminal para a estação base) como informação de controle sobre a divisão. Isto permite a quantidade de informação requerida para relatar a informação de controle ser reduzida.

[000177] Além disso, ao ajustar X à unidade de divisão mínima (comprimento de vetor N')=XOCO*XIC1*...*XM'-ICM‘1(<N) na geração de agrupamentos, dividindo o sinal de SC-FDMA com múltiplo poX (onde po é um número inteiro igual ou maior que 1) da unidade de divisão mínima X da mesma e gerando uma pluralidade de agrupamentos, a presente invenção pode representar o multiplicador po por um produto de potências usando uma combinação (xo, xi,... , XM-I) da unidade de divisão mínima X e a mesma base da potência (número primo). Ou seja, a presente invenção pode também ajustar o multiplicador po representado por po=xodO*xid1*...*XM'-idM‘1 (do, di,..., dw-i é um número inteiro igual ou maior que 0, onde pelo menos um de do, di,... , dw-i é um número inteiro igual ou maior que 1). Ou seja, o terminal (seção de divisão) divide o sinal de SC-FDMA com uma largura de banda parcialmente ortogonal correspondendo ao múltiplo poX calculado multiplicando a unidade de divisão mínima X pelo multiplicador po representado por um produto (xodO*xid1*...*XM-idM‘1) das potências usando uma combinação (xo, xi,... , XM-I) da mesma base como a combinação (xo, xi,... , XM-I) de uma pluralidade de bases das potências que constituem um produto de potências (XOCO*XIC1*...*XM-ICM‘1) representando a unidade de divisão mínima X. Quando o multiplicador po for desse modo ajustado, o tamanho de um agrupamento gerado em um comprimento (largura de banda) po vezes a unidade de divisão mínima X pode ser representado por poX=xo(cO+dO)*xi(c1+d1)*...*XM'-i(c(M'1)+d(M'1)). Ou seja, naquele agrupamento, é possível aumentar o número de combinações de vetores coluna parcialmente de modo hierárquico ortogonal em comprimentos da potência de xo, potência de xi,... , potência de XM-I. Por este meio, é possível criar relações parcialmente ortogonais entre os vetores coluna da matriz de DFT por um ciclo da potência de Xi (i=0 a M'-1) em todos os agrupamentos gerados dividindo o sinal de SC-FDMA e assim ainda melhorar o efeito de redução de ISI em um agrupamento tendo um comprimento (largura de banda) de poX.

[000178] Além disso, no método de ajustar o multiplicador acima mencionado po=xodO*xid1*...*XM'-idM'1 (do, di,... , dw-i são um número inteiro igual ou maior que 0, onde pelo menos um de do, di,... , dw-i é um número inteiro igual ou maior que 1) da presente invenção, o terminal pode ajustar o expoente di correspondendo a uma pluralidade de potências que constituem um produto de potências representando o multiplicador po em um valor igual ou um valor menor como o valor de Xi aumenta para as bases das potências (xo, xi,... , XM-I) e os expoentes das potências (do, di,... , dw-i). Ou seja, quando a base da potência (número primo) do multiplicador po tiver uma relação de Xi < x,' (i#i'), o terminal ajusta o expoente di correspondendo à base Xi para satisfazer di>di' (i#i'). Portanto, quando a base da potência do multiplicador po tiver uma relação de xo < xi < X2 <... < XM-I, O terminal pode ajustar o multiplicador po de modo que os expoentes tenham uma relação de do^di>d2^... ^dw-i. Ou seja, o terminal (seção de divisão) divide o sinal de SC-FDMA com uma largura de banda parcialmente ortogonal correspondendo ao múltiplo poX calculado multiplicando a unidade de divisão mínima X pelo multiplicador po onde entre uma pluralidade de potências que constituem um produto de potências (xodO*xid1*...*XM-idM' 1) representando o multiplicador po, o valor do expoente di de certa potência Xidi é igual ou menor que o valor do expoente di' da potência Xi'di' tendo uma base menor que a base Xi de certa potência Xidi (ou seja, potência correspondendo a x/ < Xi onde i'#i) e é igual ou maior que o valor do expoente di"da potência x"di" tendo uma base maior que a base Xi de certa potência Xidi (ou seja, potência correspondendo a XÍ">XÍ onde i"#i)

[000179] Isto permite uma relação de (co+do)^(ci+di)>... (cw-i+dM’- 1) ser criada com um agrupamento cujo comprimento (largura de banda) pode ser representado por poX=xo(cO+dO)*xi(c1+d1)*...*XM'-i(cM'1+dM’1). Ou seja, em um agrupamento tendo um comprimento (largura de banda) de poX, é possível aumentar o número de combinações de vetores coluna tendo um ciclo mais curto e são de modo hierárquico parcialmente ortogonais uns aos outros. Isto torna possível criar até mesmo relações parcialmente ortogonais entre os vetores coluna da matriz de DFT por um ciclo de uma potência de Xi (i=0 para M'-1) em todos os agrupamentos gerados dividindo um sinal de SC-FDMA e assim ainda reduzir ISI.

[000180] A figura 14 mostra tamanho do agrupamento N' assumindo M=3 e a unidade de divisão mínima X=12=22*31*5° (ou seja, XO(=2)<XI(=3)<X2(=5), co(=2)>ci(=1 )>C2(=0)) em que o multiplicador po=xodO*xid1*...*XM'-idM‘1 tem uma relação de xo < xi < x2 <... < XM-I e do>di>d2>... >dw-i (onde M-3). figura 14 mostra um caso com M=M' (=3) como um exemplo, mas M#M' pode também ser aplicável. Por exemplo, no caso com número #3 mostrado na figura 14, uma vez que o multiplicador po=6=21*31*5°, tamanho do agrupamento N'=poX=72=23*32*5°, satisfazendo uma relação de (co+do)(=3)>(ci+di)(=2)>(c2+d2)(=O). Ou seja, em um agrupamento de comprimento de vetor N'=72, é possível criar combinações de vetores coluna tendo um ciclo mais curto tal como 2, 3, 4, 6, 8, 9,... e em que os vetores coluna da matriz de DFT são feitos ser parcialmente de modo hierárquico ortogonais em comprimentos de uma potência de 2, potência de 3, potência de 4,... .

[000181] Além disso, como descrito no < método de divisão 1-3 > da Modalidade 1, quando o sinal de SC-FDMA for dividido com largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N' que é um múltiplo de um número primo (N'=aoxo (onde o número primo é xo, coeficiente aoé um número inteiro igual ou maior que 1)), ou seja, quando o sinal de SC-FDMA for dividido assumindo xo é uma unidade de divisão mínima e que o tamanho do agrupamento de cada agrupamento é um comprimento correspondendo a um múltiplo da unidade de divisão mínima, o multiplicador (coeficiente ao) pode ser potência xodO de número primo xo (aqui, do é um número inteiro igual ou maior que 0). Isto torna possível aumentar o número de combinações de vetores coluna que são parcialmente de modo hierárquico ortogonais por um ciclo de uma potência xo em um agrupamento tendo um comprimento de aoxo(=xodO+1) e assim ainda reduzir ISI mais que o < método de divisão 1-3 > da Modalidade 1.

[000182] Além disso, como descrito no < método de divisão 1-3 > da Modalidade 1, quando o sinal de SC-FDMA for dividido com largura de banda parcialmente ortogonal B' correspondendo ao comprimento de vetor N' que é um múltiplo de um produto de dois ou mais números primos (por exemplo, N'=bo(xo*xi) (onde xo e xi são números primos, coeficiente bo é um número inteiro igual ou maior que 1), ou seja, quando o sinal de SC-FDMA for dividido usando (xo*xi) como uma unidade de divisão mínima e assumindo o tamanho de cada agrupamento ser um comprimento correspondendo a um múltiplo da unidade de divisão mínima, o multiplicador (coeficiente bo) pode ser potência (xo*xi)do de um produto (xo*xi) dos números primos (aqui, do é um número inteiro igual ou maior que 0). Isto torna possível aumentar o número de combinações de vetores coluna que são parcialmente de modo hierárquico ortogonais por um ciclo de potências de xo, xi e (xo*xi) de um agrupamento tendo um comprimento de bo(xo*xi)(=(xo*xi)do+1) e assim ainda reduzir ISI mais que o < método de divisão 1-3 > da Modalidade 1.

MODALIDADE 5

[000183] Um caso foi descrito na Modalidade 1 e Modalidade 4 onde como mostrado na figura 1, a seção de divisão é conectada à seção de DFT do terminal, o sinal de saída (saída de DFT) da seção de DFT é dividido diretamente usando o método de divisão acima mencionado e uma pluralidade de agrupamentos são assim gerada. Por contraste, a modalidade presente descreverá um caso onde uma seção de des-locamento é fornecida entre a seção de DFT e a seção de divisão. Para ser mais específico, o terminal de acordo com a modalidade presente leva a seção de deslocamento mudar ciclicamente em frequência a saída de DFT (sinal de SC-FDMA (espectro)) transmitido da seção de DFT, dividir o sinal de SC-FDMA após o deslocamento em frequência cíclico entre as larguras de banda parcialmente ortogonal (comprimentos) e gerar uma pluralidade de agrupamentos.

[000184] A figura 15 mostra uma configuração de um aparelho transmissor (terminal) de acordo com a modalidade presente. No terminal 300 mostrado na figura 15, os mesmos componentes que aqueles na Modalidade 1 (figura 1) serão atribuído os mesmos numerais de referência e descrições dos mesmos serão omitidas.

[000185] Seção de deslocamento 301 recebe um sinal do domínio de frequência (sinal de SC-FDMA) gerado aplicando processamento de DFT a uma sequência de símbolos de domínio de tempo da seção de DFT 110 como entrada e recebe uma quantidade de deslocamento (quantidade de deslocamento de frequência cíclico) em um domínio de frequência ajustado pela estação base (ou terminal 300) da seção de controle 106 como entrada. Seção de deslocamento 301 depois ciclicamente desloca por frequência o sinal de SC-FDMA introduzido da seção de DFT 110 dentro de uma banda de DFT (tamanho de DFT N) no processamento de DFT pela seção de DFT 110 de acordo com a quantidade de deslocamento por frequência cíclico introduzida da se- ção de controle 106. Ou seja, a seção de deslocamento 301 aplica deslocamento por frequência cíclico ao sinal de SC-FDMA dentro da banda de DFT. Seção de deslocamento 301 pode também não ser configurada para ciclicamente deslocar por frequência o sinal de SC- FDMA (espectro) do símbolo piloto da sequência em que o símbolo de dados e símbolo piloto introduzidos à seção de deslocamento 301 são multiplexados por tempo. Seção de deslocamento 301 transmite o sinal de SC-FDMA ciclicamente deslocado por frequência para a seção de divisão 111. Detalhes do processamento de deslocamento por frequência cíclico no sinal de SC-FDMA (espectro) pela seção de deslocamento 301 serão descritos depois.

[000186] Seção de divisão 111 divide o sinal de SC-FDMA ciclicamente deslocado em frequência introduzido da seção de deslocamento 301 com comprimento parcialmente ortogonal (comprimento de vetor) N' e gera uma pluralidade de agrupamentos usando um dos métodos de divisão descritos nas modalidades acima mencionadas (por exemplo Modalidade 1 ou Modalidade 4).

[000187] Em seguida, figura 16 mostra a configuração de um aparelho receptor (estação base) de acordo com a modalidade presente. Estação base 400 mostrada na figura 16 determina alocação de recursos de frequência de transmissão reversa, parâmetros (tamanho do agrupamento e número de agrupamentos ou outros) sobre divisão es-pectral em cada terminal e quantidade de deslocamento por frequência cíclico e relata a informação determinada para cada terminal como in-formação a ser relatada. Estação base 400 pode também relatar in-formação sobre alocação de recurso de frequência contando com as influências da divisão espectral e a quantidade de deslocamento por frequência cíclico com base nos parâmetros sobre divisão espectral para o terminal. Cada terminal (terminal 300) depois divide o sinal de SC-FDMA ciclicamente deslocado em frequência (espectro) com base nos parâmetros sobre divisão espectral inclusos na informação relatada da estação base 400.

[000188] Na configuração do aparelho receptor (estação base 400) mostrado na figura 16, a configuração exceto a seção de deslocamento reverso 408, ou seja, a configuração em que um sinal de saída da seção de combinação 407 é introduzido diretamente à seção de IDFT 409, corresponde à configuração do aparelho receptor (estação base) (não mostrado) da Modalidade 1.

[000189] O aparelho receptor (estação base 400) mostrado na figura 16 é compreendido de antena 401, seção receptora de rádio 402, seção de remoção de CP 403, seção de FFT 404, seção de desmapea- mento 405, seção de FDE 406, seção de combinação 407, seção de deslocamento reverso 408, seção de IDFT 409, seção de demodula- ção 410, seção de decodificação 411, seção de medição 412, agenda- dor 413, seção de controle 414, seção de geração 415, seção de codificação 416, seção de modulação 417 e seção de radiotransmissão 418.

[000190] Seção de recepção de rádio 402 da estação base 400 recebe um sinal de transmissão reversa de C-SC-FDMA transmitido de cada terminal por meio da antena 401 e aplica processamento de recepção tal como baixa conversão, conversão de A/D para o sinal de C- SC-FDMA. Seção de recepção de rádio 402 transmite o sinal de C-SC- FDMA submetido ao processamento de recepção para a seção de remoção de CP 403.

[000191] Seção de remoção de CP 403 remove um CP adicionado à cabeça do sinal de C-SC-FDMA introduzido da seção receptora de rádio 402 e transmite o sinal de C-SC-FDMA após a remoção do CP para a seção de FFT (Transformada Rápida de Fourier) 404.

[000192] Seção de FFT 404 aplica FFT ao sinal de C-SC-FDMA após a remoção do CP introduzido da seção de remoção de CP 403 para converter o sinal de C-SC-FDMA para os sinais de domínio de frequência de C-SC-FDMA que são componentes da subportadora (componentes de frequência ortogonal). Seção de FFT 404 transmite os componentes da subportadora após a FFT para a seção de desma- peamento 405. Além disso, quando um componente de subportadora após a FFT for um sinal de piloto, a seção de FFT 404 transmite o componente de subportadora para a seção de medição 412.

[000193] Seção de desmapeamento 405 desmapeia (extrai) um sinal de C-SC-FDMA (sinal de dados) alocado para cada componente de subportadora (componente de frequência ortogonal) de um recurso de frequência usado por um terminal alvo dos componentes de subportadora introduzidos da seção de FFT 404 com base na informação de mapeamento de recurso de frequência do terminal introduzida da seção de controle 414. Seção de desmapeamento 405 depois transmite o sinal desmapeado de C-SC-FDMA para a seção de FDE 406.

[000194] Seção de FDE 406 calcula um peso de FDE com base em um valor de estimativa de um ganho de canal de frequência entre cada terminal e estação base 400 estimado por uma seção de estimação (não mostrada) e iguala os sinais de C-SC-FDMA introduzidos da seção de desmapeamento 405 no domínio de frequência usando o peso de FDE calculado. A seção de FDE 406 depois transmite o sinal após a FDE para a seção de combinação 407.

[000195] Seção de combinação 407 associa os sinais de C-SC- FDMA (ou seja, sinais de C-SC-FDMA (espectros) após a FDE composta de uma pluralidade de agrupamentos) introduzida da seção de FDE 406 no domínio de frequência com base no tamanho do agrupamento e no número de agrupamentos introduzidos da seção de controle 414. Seção de combinação 407 depois transmite os sinais de C-SC- FDMA combinados para a seção de deslocamento reverso 408.

[000196] Seção de deslocamento reverso 408 ciclicamente desloca por frequência na direção oposta à direção da seção de deslocamento 301 do terminal 300 (ou seja, desloca-se ciclicamente em frequência oposta) o sinal de C-SC-FDMA combinado (espectro) após a FDE de acordo com a quantidade de deslocamento por frequência cíclico introduzida da seção de controle 414 (a mesma quantidade de deslocamento por frequência cíclico que a quantidade de deslocamento por frequência cíclico usada na seção de deslocamento 301 do terminal 300). Quando, por exemplo, a quantidade de deslocamento por frequência cíclico da seção de deslocamento 301 do terminal 300 for +z(- z), a seção de deslocamento reverso 408 da estação base 400 executa um deslocamento por frequência cíclico -z(+z) no sinal combinado após a FDE. Seção de deslocamento reverso 408 depois transmite o sinal de C-SC-FDMA após o deslocamento por frequência cíclico reverso para a seção de IDFT 409.

[000197] Seção de IDFT 409 aplica processamento de IDFT ao sinal de C-SC-FDMA introduzido da seção de deslocamento reverso 408 (sinal de C-SC-FDMA (espectro) combinado após a FDE e submetido a um deslocamento por frequência cíclico reverso) e assim transforma o sinal de C-SC-FDMA em um sinal de domínio de tempo. Seção de IDFT 409 depois transmite o sinal de domínio de tempo para a seção de demodulação 410.

[000198] Seção de demodulação 410 demodula o sinal de domínio de tempo introduzido da seção de IDFT 409 com base na informação de MCS (esquema de modulação) introduzida do agendador 413 e transmite o sinal demodulado para a seção de decodificação 411.

[000199] Seção de decodificação 411 decodifica o sinal introduzido da seção de demodulação 410 com base na informação de MCS (taxa de codificação) introduzida do agendador 413 e transmite o sinal de-codificado como uma sequência de bits recebida.

[000200] Por outro lado, seção de medição 412 mede a qualidade do canal de cada terminal no domínio de frequência, por exemplo, SINR (Razão de potência de Sinal para Interferência mais Ruído) para cada subportadora de cada terminal usando sinais pilotos (sinais pilotos transmitidos de cada terminal) inclusos nos componentes de subporta-dora introduzidos da seção de FFT 404 e assim gera a informação de qualidade do canal (CQI) de cada terminal. Seção de medição 412 depois transmite o CQI de cada terminal ao agendador 413.

[000201] Agendador 413 calcula a prioridade de alocação dos recursos de frequência compartilhada por transmissão reversa (PUSCH: Canal Físico Compartilhado por Transmissão Reversa) para cada terminal usando informação introduzida sobre QoS (Qualidade de Serviço) ou outras de cada terminal. Agendador 413 depois aloca cada subportadora (ou bloco de recurso de frequência RB (Bloco de Recurso) composto de uma pluralidade de subportadoras) para cada terminal usando a prioridade calculada e a CQI introduzida da seção de medição 412. PF (Justiça Proporcional) ou outros pode ser usada como um algoritmo usado para alocar recursos de frequência. Além disso, o agendador 413 transmite a informação de frequência alocação de recurso de cada terminal exibindo os recursos de frequência de cada terminal alocado usando o método acima descrito para seção de controle 414 e seção de geração 415 e transmite a informação de controle (informação de MCS ou outros) diferente da informação de alocação de recurso de frequência para a seção de demodulação 410, seção de decodificação 411 e seção de geração 415.

[000202] Seção de controle 414 calcula o número de agrupamentos e o tamanho do agrupamento do terminal usando a informação de alocação de recurso de frequência de cada terminal introduzida do agendador 413, informação de categoria do terminal (informação incluindo o tamanho de DFT) e informação de condição parcialmente ortogonal (informação mostrando condição parcialmente ortogonal (equação 1 ou 2) de C-SC-FDMA). Além disso, a seção de controle 414 calcula os recursos de frequência para os quais os sinais de C-SC-FDMA são mapeados de cada terminal com base no número calculado de agrupamentos e tamanho do agrupamento. Seção de controle 414 depois transmite o número calculado de agrupamentos e tamanho do agrupamento para a seção de combinação 407 e transmite a informação de mapeamento de recurso de frequência mostrando os recursos de frequência para os quais os sinais de C-SC-FDMA são mapeados de cada terminal na seção de desmapeamento 405. Além disso, a seção de controle 414 ajusta uma quantidade de deslocamento por frequência cíclico usada na seção de deslocamento reverso 408 e seção de deslocamento 301 do terminal 300 e transmite a informação sobre quantidade de ajuste de deslocamento por frequência cíclico para a seção de deslocamento reverso 408 e seção de geração 415.

[000203] Seção de geração 415 converte a informação de alocação de recurso de frequência introduzida do agendador 413, informação de controle (informação de MCS ou outros) diferente da informação de alocação de recurso de frequência e informação sobre a quantidade de deslocamento por frequência cíclico introduzida da seção de controle 414 para uma sequência binária de bit de controle a ser relatada para cada terminal e assim gerar um sinal de controle. Seção de geração 415 depois transmite o sinal de controle gerado para a seção de codificação 416.

[000204] Seção de codificação 416 codifica o sinal de controle introduzido da seção de geração 415 e transmite o sinal de controle codificado para a seção de modulação 417.

[000205] Seção de modulação 417 modula o sinal de controle introduzido da seção de codificação 416 e transmite o sinal de controle modulado para a seção de radiotransmissão 418.

[000206] Seção de radiotransmissão 418 aplica processamento de transmissão tal como conversão, amplificação e supraconversão de D/A ao sinal de controle introduzido da seção de modulação 417 e transmite o sinal submetido ao processamento de transmissão para cada terminal por meio da antena 401.

[000207] Em seguida, detalhes do processamento de deslocamento por frequência cíclico em um sinal de SC-FDMA (espectro) pela seção de deslocamento 301 do terminal 300 serão descritos.

[000208] Uma vez que C-SC-FDMA executa pré-codificação usando uma matriz de DFT, até mesmo se a saída de DFT (sinal de saída de processamento de DFT) fosse ciclicamente deslocada dentro de uma banda de DFT (tamanho de DFT N), é possível criar uma relação par-cialmente ortogonal entre os vetores coluna em uma posição arbitrária da saída de DFT contanto que o tamanho do agrupamento dos agru-pamentos gerados através de divisão é o comprimento N' que satisfaz a equação 1. A modalidade presente leva vantagem desta característica.

[000209] Esta será mais especificamente descrita abaixo. Ou seja, uma característica em uma seção onde os vetores coluna da matriz de DFT são parcialmente ortogonais uns aos outros será descrita.

[000210] Primeiro, condições parcialmente ortogonais entre os vetores coluna da matriz de DFT em um segmento de k=0 a N'-1 de comprimento de vetor N (seção: k=0 a N-1) serão descritas.

[000211] Dois vetores coluna f,(k)(=fi) e f (k)(=fi') (onde i'#i) tendo frequências angulares diferentes na matriz de DFT são definidos como equação 3 seguinte.

[000212] Na equação 3, N representa um tamanho de DFT (o núme- ro de pontos de DFT) e i, i'=0 a N-1. Aqui, do comprimento de vetor N (seção: k=0 a N-1), um produto interno (correlação transversal parcial sem diferença de tempo) de fi(k) e f (k) em comprimento de vetor parcial N' (segmento: k=0 a N'-1) é como mostrado na equação 4 seguinte (onde N' < N).

[000213] Sobrescrito * na equação 4 representa um conjugado complexo. Está claro da equação 4 que dois vetores coluna ortogonais que são dois vetores coluna parcialmente ortogonais em comprimento de vetor parcial N' (segmento: k=0 a N'-1) são uma combinação de vetores coluna onde exp(-j2π(i-i')k/N) de frequência angular 2π(i-i')/N no segmento k=0 a N'-1 gira pelo menos uma volta. Ou seja, quando (i- i')N7N for um número inteiro onde i'#i, dois vetores coluna fi(k) e f (k) são parcialmente ortogonais uns aos outros em uma seção de k=0 a N'-1. Portanto, uma relação específica como mostrada na equação 5 abaixo existe entre o comprimento de vetor N' (< N) em que dois vetores coluna diferentes arbitrários fi(k) e f (k) (onde i'#i) da pluralidade de vetores coluna que constituem uma matriz de DFT são parcialmente ortogonais uns aos outros e tamanho de DFT (comprimento de vetor coluna) N da matriz de DFT.

Aqui, i é um número inteiro diferente de zero que satisfaz |l|<|i-i'|. Ou seja, quando o tamanho do agrupamento for expresso por comprimento N' da equação 5 (ou equação 1), é possível criar uma relação parcialmente ortogonal entre os vetores coluna de DFT no agrupamento. Em seguida, condições parcialmente ortogonais entre os vetores coluna da matriz de DFT em um segmento de k=z a z+N'-1 de comprimento de vetor N (seção: k=0 a N-1) serão descritas. Caractere de referência z é um número real arbitrário. Da equação 3, um produto interno de fi(k) e f (k) no com-primento de vetor parcial N' (segmento: k=z a z+N'-1) de comprimento de vetor N (seção: k=0 a N-1) é como mostrado na equação 6 a seguir) (onde N' < N).

Na equação 6, sobrescrito * denota um conjugado complexo. Da equação 6, uma vez que (1/N)exp(-jπ(i-i')(2z)/N)#0, para a equação 6 ser 0 requer que a equação 4 seja 0. Portanto, é compreensível que a condição para os vetores coluna da matriz de DFT serem parcialmente ortogonais uns aos outros no segmento k=z a z+N'-1 seja também igual à equação 1 descrita acima na Modalidade 1 ou equação 5 (condição parcialmente ortogonal no segmento k=0 a N'-1). Ou seja, é compreensível que há uma característica que uma relação parcialmente ortogonal pode ser criada entre os vetores coluna nas posições (posições da banda) de um espectro arbitrário do sinal de SC-FDMA (espectro) que é a saída de DFT contanto que o comprimento (largura de banda) dos agrupamentos gerados dividindo o sinal de SC-FDMA satisfaçam a condição do comprimento de vetor parcialmente ortogonal N' (largura de banda B') da equação 1 ou equação 2 (equação 5). Além disso, o comprimento N' do mesmo pode ser cíclico dentro da banda de DFT. Ou seja, se apenas o comprimento (largura de banda) do comprimento de agrupamento satisfizer N', a relação parcialmente ortogonal entre os vetores coluna da matriz de DFT pode ser mantida, e, portanto, o terminal 300 pode aplicar um deslocamento cíclico por frequência na saída de DFT na banda de DFT.

[000214] A figura 17A e figura 17B mostram um caso onde um segmento de comprimento de vetor N-8 é ajustado quando o tamanho de DFT (o número de pontos) N=10 (números de saída de DFT 0 a 9). Além disso, na figura 17A, um segmento de comprimento N'=8 é ajustado para os números de saída de DFT 0 a 7 (ou seja, quantidade de deslocamento cíclico por frequência z=0), enquanto na figura 17B, um segmento de comprimento N-8 é ajustado para números de saída de DFT 3 a 9 e 0 (ou seja, z=3) ciclicamente deslocado dentro da banda de DFT. Aqui, quando o comprimento N' (=8) do segmento satisfizer a equação 1 (ou equação 5), uma relação parcialmente ortogonal pode ser criada entre os vetores coluna dentro da banda dos números de saída de DFT 0 a 7 na figura 17A e uma relação parcialmente ortogonal pode ser criada entre os vetores coluna dentro da banda de números de saída de DFT 3 a 9 e 0 na figura 17B.

[000215] Levando vantagem da característica acima descrita, a seção de deslocamento 301 do terminal 300 ciclicamente desloca por frequência o sinal de SC-FDMA que é a saída de DFT introduzida da seção de DFT 110 através de z pontos dentro da banda de DFT. Seção de divisão 111 depois divide o sinal de SC-FDMA após o deslo- camento cíclico por frequência com uma largura de banda parcialmente ortogonal usando um dos métodos de divisão descritos na Modalidade 1 ou Modalidade 3, e assim gera uma pluralidade de agrupamentos.

[000216] Aqui, figuras 18A a C mostram uma série de etapas de pro-cessamento na seção de deslocamento 301 e seção de divisão 111. Nas figuras 18A a C, assumindo o tamanho de DFT N=72 pontos (números de saída de DFT 0 a 71), o terminal 300 gera dois agrupamentos (agrupamento #0 e agrupamento #1). Além disso, aqui, a seção de deslocamento 301 ciclicamente desloca a saída de DFT de frequências baixas para altas. Além disso, figura 18A mostra a saída de DFT de 72 pontos (sinais de SC-FDMA) obtida após a seção de DFT 110 executar processamento de DFT em uma sequência de símbolos de domínio de tempo.

[000217] Seção de deslocamento 301 aplica um deslocamento cíclico por frequência com z=4 (subportadoras) para a saída de DFT mostrada na figura 18A dentro da banda de DFT de N=72 pontos. Desse modo, um sinal como mostrado na figura 18B em que os números de saída de DFT 0 a 71 são ciclicamente deslocados por z=4 em uma direção de frequências baixas para altas (ou seja, números de saída de DFT 68 a 71, 0 a 67) é obtida.

[000218] Como mostrado na figura 18C, a seção de divisão 111 depois divide o sinal de 72 pontos (números de saída de DFT 68 a 71,0 a 67) após o deslocamento cíclico por frequência através de z=4 (sub-portadoras) mostrado na figura 18B em dois agrupamentos; agrupamento #0 (números de saída de DFT 68 a 71,0 a 7) tendo uma largura de banda parcialmente ortogonal (comprimento de vetor N-12) e agrupamento #1 (números de saída de DFT 8 a 67) tendo uma largura de banda parcialmente ortogonal (comprimento de vetor N-60). Seção de mapeamento 112 depois mapeia o agrupamento #0 e o agrupamento #1 mostrados na figura 18C em bandas de frequência não- contínuas e assim obtém os sinais de C-SC-FDMA.

[000219] Por este meio, a modalidade presente pode melhorar a fle-xibilidade do mapeamento da saída de DFT em recursos de frequência (subportadoras) enquanto tornando os vetores coluna da matriz de DFT parcialmente ortogonais uns aos outros dentro dos agrupamentos. Quando, por exemplo, sempre houver um sinal de interferência com potência alta nos recursos de frequência específicos, o terminal pode ciclicamente deslocar por frequência a saída de DFT antes de dividir o DFT produzido (sinal de SC-FDMA). Desse modo, mantendo uma relação parcialmente ortogonal nos agrupamentos, é possível impedir a saída de DFT mapeada para recursos específicos de sempre receber interferência grande ao mesmo tempo reduzindo a ISI. Ou seja, de acordo com a modalidade presente, o terminal pode executar interferência impedindo o controle sem alterar as posições dos recursos de frequência alocados para o sinal de SC-FDMA.

[000220] A direção de um deslocamento cíclico por frequência pode ser uma direção de frequências baixas para altas ou uma direção na presente invenção, de frequências altas para baixas. Ou seja, o valor de deslocamento cíclico por frequência z pode ser mais (+) ou menos (-)■

[000221] Além disso, uma configuração do terminal 300 como mostrado na figura 15 foi descrita na modalidade presente em que a seção de DFT -> seção de deslocamento -> seção de divisão -> seção de mapeamento são conectadas naquela ordem. Porém, o terminal de acordo com a presente invenção pode também ter uma configuração (não mostrada) em que a seção de DFT -> seção de divisão -> seção de deslocamento seção de mapeamento são conectadas naquela ordem. Neste caso, o terminal pode ciclicamente deslocar por frequência uma pluralidade de componentes de subportadora que pertencem a cada agrupamento em uma pluralidade de agrupamentos (uma pluralidade de agrupamentos após a divisão não submetida a qualquer deslocamento cíclico por frequência) e executa mapeamento similar ao da figura 18C na pluralidade de agrupamentos. Por este meio, até mesmo quando a ordem de conexão dos componentes do terminal for alterada, efeitos similares aos da modalidade presente podem ser obtidos.

[000222] Além disso, com respeito à transformada de Fourier, em vez da configuração (figura 15) de realizar um deslocamento cíclico por frequência no domínio de frequência descrito na modalidade presente, o terminal pode também adotar uma configuração de multiplicar o sinal do domínio de tempo transmitido da seção de IFFT através de rotação de fase (e componente de amplitude) correspondendo a um deslocamento cíclico por frequência no domínio de frequência. Ou seja, em vez da seção de deslocamento do terminal mostrada na figura 15, uma configuração (não mostrado) pode também ser adotada em que uma seção de multiplicação que multiplica o sinal do domínio de tempo transmitido da seção de IFFT através de rotação de fase (e componente de amplitude) para corresponder a um deslocamento cíclico por frequência no domínio de frequência é conectada à seção de IFFT. Efeitos similares aos da modalidade presente podem ser obtidos neste caso, também.

[000223] Além disso, uma configuração da estação base como mostrado na figura 16 foi descrita na modalidade presente em que a seção de desmapeamento -> seção de FDE -> seção de combinação -> seção de deslocamento reverso -> seção de IDFT são conectadas naquela ordem. Porém, a estação base de acordo com a presente invenção pode também ter uma configuração (não mostrada) em que a seção de desmapeamento -> seção de deslocamento reverso -> seção de FDE seção de combinação -> seção de IDFT são conectadas naquela ordem ou seção de desmapeamento -> seção de FDE -> seção de deslocamento reverso -> seção de combinação -> seção de IDFT são conectadas naquela ordem. No caso da configuração, por exemplo, na ordem da seção de desmapeamento seção de deslocamento reverso -> seção de FDE -> seção de combinação -> seção de IDFT, a estação base pode fazer a seção de deslocamento reverso executar um deslocamento cíclico por frequência reverso na sequência de sinal desmapeada, para levar a seção de FDE também executar um deslocamento cíclico por frequência reverso no peso de FDE e executar FDE na sequência de sinal desmapeada após o deslocamento cíclico por frequência reverso usando o peso de FDE após o deslocamento cíclico por frequência reverso. Por outro lado, no caso da configuração na ordem da seção de desmapeamento -> seção de FDE -> seção de deslocamento reverso seção de combinação seção de IDFT, a estação base pode fazer a seção de deslocamento reverso executar um deslocamento cíclico por frequência reverso na sequência de sinal após a FDE e fazer a seção de combinação combinar uma pluralidade de agrupamentos após o deslocamento cíclico por frequência reverso ter mapeado as bandas de frequência não-contínuas. Até mesmo quando a ordem de conexão dos componentes da estação base for alterada desse modo, efeitos similares àqueles da modalidade presente podem ser obtidos.

[000224] Além disso, com respeito à transformada de Fourier, em vez da configuração (figura 16) de executar deslocamento cíclico por frequência reverso no domínio de frequência descrito na modalidade presente, uma configuração pode também ser adotada em que o sinal do domínio de tempo transmitido da seção de IDFT da estação base pode ser multiplicado por rotação de fase (e componente de amplitude) correspondendo ao deslocamento cíclico por frequência reverso no domínio de frequência. Ou seja, uma configuração (não mostrada) po- de também ser adotada em que em vez da seção de deslocamento reverso mostrada na figura 16, uma seção de multiplicação que multiplica o sinal do domínio de tempo transmitido da seção de IDFT através de rotação de fase (e componente de amplitude) correspondendo ao deslocamento cíclico por frequência reverso no domínio de frequência é conectada à seção de IDFT. Efeitos similares aos da modalidade presente podem ser obtidos neste caso, também.

[000225] Além disso, na presente invenção, quando o terminal transmitir sinais de C-SC-FDMA em paralelo no domínio de frequência, o terminal pode fornecer uma pluralidade de unidades compostas de uma seção de codificação, seção de modulação, seção de multiplexa- ção, seção de DFT, seção de deslocamento e seção de divisão como mostrado na figura 19. O terminal pode ajustar individualmente a quantidade de deslocamento em cada unidade e aplicar um deslocamento cíclico por frequência à saída de DFT de cada unidade. No terminal 500 mostrado na figura 19, M unidades são configuradas 501-1 a 501- M e cada unidade é provida individualmente com uma seção de codificação, uma seção de modulação, uma seção de multiplexação, uma seção de DFT, uma seção de deslocamento e uma seção de divisão para uma sequência de transmissão de bit, e um caso onde M sinais de C-SC-FDMA são transmitidos em paralelo no domínio de frequência é mostrado. Adotando a configuração mostrada na figura 19, em um canal de rádio tendo ambientes de propagação de onda de rádio diferentes em bandas de frequência diferentes tais como um canal de rádio de banda larga configurado de muitos multitrajetória e tendo seletividade de frequência, é possível melhorar a flexibilidade de mapeamento dos sinais em cada unidade nos recursos de frequência (sub- portadoras) aplicando um deslocamento cíclico por frequência individual a cada unidade ao mesmo tempo tornando os vetores coluna da matriz de DFT parcialmente ortogonais uns aos outros em cada agru- pamento de um sinal de C-SC-FDMA gerado em cada unidade.

[000226] A quantidade de deslocamento cíclico por frequência pode ser compartilhada entre uma pluralidade de unidades e informação de controle em uma quantidade comum de deslocamento cíclico por fre-quência pode ser relatada da estação base para o terminal (ou do ter-minal para a estação base). Além disso, a quantidade de deslocamento cíclico por frequência individual por unidade pode ser ajustada ao mesmo valor e a informação de controle sobre a quantidade de deslocamento cíclico por frequência de cada unidade pode ser relatada da estação base para o terminal (ou do terminal para a estação base) ao mesmo tempo. Quando, por exemplo, o mesmo formato de transmissão (por exemplo, o mesmo MCS ajustado ou o mesmo método de divisão de C-SC-FDMA (o número de agrupamentos ou tamanho do agrupamento ou outros)) é usado entre uma pluralidade de unidades, há uma correlação na qualidade de comunicação requerida (por exemplo, SINR requerida para satisfazer uma certa taxa de erro) entre as unidades. Portanto, compartilhando a quantidade de deslocamento cíclico por frequência (ou seja, ajustando a mesma quantidade de deslocamento cíclico por frequência) entre uma pluralidade de unidades pode ainda melhorar uma correlação na qualidade de comunicação requerida entre as unidades e formatos de transmissão de controle da pluralidade de unidades ao mesmo tempo e de modo confiável. Além disso, quando uma quantidade comum de deslocamento cíclico por frequência for usada, a quantidade de informação requerida para relatar da estação base para o terminal (ou do terminal para a estação base) pode ser reduzida.

[000227] Quando, por exemplo, uma técnica de empacotamento é usada por meio da qual um sinal de ACK (reconhecimento) é alimentado de volta quando a estação base normalmente recebe toda a sequência de transmissão de bits (blocos de transporte) da pluralidade de unidades ou um sinal de NACK (reconhecimento negativo) é alimentado de volta quando até mesmo um erro é detectado pela estação base da pluralidade de blocos de transporte da estação base para o terminal, a quantidade acima descrita do método de ajuste de deslocamento cíclico por frequência (método de ajustar a mesma quantidade de deslocamento cíclico por frequência entre a pluralidade de unidades) pode ser usada. Ou seja, ajustando a mesma quantidade de deslocamento cíclico por frequência entre uma pluralidade de unidades (ou seja, usando o mesmo método de ajuste no deslocamento cíclico por frequência), é possível correlatar os blocos de transporte da pluralidade de unidades e seus respectivos mecanismos produtores de erros. Portanto, é possível reduzir a probabilidade que os blocos de transporte produtores de erro e blocos de transporte livres de erro possam ser misturados entre os blocos de transporte da pluralidade de unidades e reduzir retransmissões desnecessárias dos blocos de transporte normalmente recebidas pela estação base.

[000228] Além disso, o valor da quantidade de deslocamento cíclico por frequência z correspondendo à saída de DFT transmitida da seção de DFT do terminal na presente invenção pode também ser ajustado no mesmo valor que o comprimento que satisfaz o comprimento de vetor parcialmente ortogonal (largura de banda) correspondendo a um dos métodos de divisão descritos na Modalidade 1 ou Modalidade 4. Desse modo, condições parcialmente ortogonais similares às condições parcialmente ortogonais para um sinal de SC-FDMA (espectro) antes de um deslocamento cíclico por frequência é também aplicável a um sinal de SC-FDMA (espectro) após um deslocamento cíclico por frequência.

[000229] Além disso, na presente invenção, quantidade de deslocamento cíclico por frequência z pode também ser associada a uma unidade de divisão mínima ao dividir o sinal de SC-FDMA (espectro). Quando, por exemplo, a unidade de divisão mínima do sinal de SC- FDMA (espectro) for definida como Nmin, a quantidade mínima de des-locamento da quantidade de deslocamento cíclico por frequência z pode ser igualmente assumida ser Nmin. Neste caso, quantidade mínima de deslocamento Nmin pode ser compartilhada entre os aparelhos transmissores e receptores (terminal e estação base) e kNmin múltiplo (k é um número inteiro) da quantidade mínima de deslocamento pode ser definido como quantidade de deslocamento cíclico por frequência z dada na saída de DFT. Desse modo, apenas multiplicador (coeficiente) k pode ser necessário como a informação de controle sobre a quantidade de deslocamento cíclico por frequência z relatada da estação base para o terminal (ou do terminal para a estação base). Além disso, quando informação de controle (multiplicador k) sobre a quantidade de deslocamento cíclico por frequência for relatado z, a quantidade de deslocamento cíclico por frequência k pode também ser relatada junto com informação de divisão de agrupamento (número de frações ou outros) ou informação de alocação de recurso de frequência. Isto permite a quantidade de informação requerida para relatar a quantidade de deslocamento cíclico por frequência ser reduzida.

[000230] Além disso, quando os sinais de C-SC-FDMA aos quais o terminal aplica um deslocamento cíclico por frequência são transmitidos em paralelo no domínio de frequência, a quantidade de deslocamento cíclico por frequência pode ser relativamente definida entre os sinais de C-SC-FDMA transmitidos em paralelo (por exemplo entre as unidades 501-1 a 501-M do terminal 500 mostradas na figura 19). Para ser mais específico, a diferença entre a quantidade de deslocamento cíclico por frequência de um sinal de C-SC-FDMA para ser uma referência e as quantidades de deslocamento cíclico por frequência de outros sinais de C-SC-FDMA pode ser definida como uma quantidade relativa de deslocamento (quantidade diferencial de deslocamento) e a quantidade relativa de deslocamento (quantidade diferencial de deslocamento) pode ser relatada da estação base para o terminal (ou do terminal para a estação base). Por exemplo, um caso será descrito onde uma quantidade de deslocamento cíclico por frequência de um sinal de C-SC-FDMA mapeado para uma banda de frequência baixa é ajustada para zo=5 e uma quantidade de deslocamento cíclico por frequência de um sinal de C-SC-FDMA mapeado para uma banda de frequência alta é ajustada para zi=10. Neste caso, a diferença (valor rela- tivo)=zi-zo=5 entre a quantidade de deslocamento cíclico por frequência do sinal de C-SC-FDMA mapeado para banda de frequência baixa e a quantidade de deslocamento cíclico por frequência do sinal de C- SC-FDMA mapeado para banda de frequência alta pode ser relatada junto com a quantidade de deslocamento cíclico por frequência zo=5 do sinal de C-SC-FDMA mapeado para a banda de frequência baixa para ser uma referência como informação de controle sobre a quantidade de deslocamento cíclico por frequência a ser relatada da estação base para o terminal (ou do terminal para a estação base). Isto permite código extra da quantidade de informação requerida para relatar a quantidade de deslocamento cíclico por frequência a ser reduzida comparado ao caso onde a quantidade de deslocamento cíclico por frequência para cada sinal de C-SC-FDMA é relatada individualmente. Embora um caso tenha sido descrito onde quantidades de deslocamento cíclico por frequência correspondendo a dois sinais de C-SC- FDMA tenham sido relatadas, o número de sinais de C-SC-FDMA a serem transmitidos em paralelo não é limitados a 2, mas podem ser 3 ou mais.

MODALIDADE 6

[000231] De acordo com a modalidade presente, um terminal que executa transmissão de MIMO aplica deslocamento cíclico por frequência individual dentro de uma banda de DFT aos sinais de SC- FDMA transmitidos para recursos de espaço diferentes (camadas, antenas ou fluxos) para os quais uma pluralidade de palavras códigos são mapeadas para cada recurso de espaço diferente. O terminal depois divide o sinal de cada recurso de espaço (camada, antena ou fluxo) com uma largura de banda parcialmente ortogonal (largura de banda correspondendo ao comprimento de vetor parcialmente ortogonal).

[000232] A figura 20 mostra uma configuração do aparelho transmissor (terminal) de acordo com a modalidade presente. No terminal 600 mostrado na figura 20, os mesmos componentes que aqueles da Mo-dalidade 2 (figura 9) serão atribuídos aos mesmos numerais de referência e descrições dos mesmos serão omitidas. Além disso, terminal 600 mostrado na figura 20 é equipado com duas antenas que transmitem os sinais de C-SC-FDMA usando dois recursos de espaço como no caso da Modalidade 2. Terminal 600 mostrado na figura 20 difere do terminal 200 (figura 9) na Modalidade 2 em que a seção de processamento de C-SC-FDMA 601 que gera um sinal de SC-FDMA (espectro) transmitido através de cada recurso de espaço é provida individualmente com uma seção de deslocamento 301 para cada sequência de bit (palavra código) transmitida em paralelo usando recursos de espaço após seção de DFT 110.

[000233] No terminal 600 mostrado na figura 20, a seção de controle 106 transmite uma quantidade individual de deslocamento cíclico por frequência correspondendo a cada seção de processamento de C-SC- FDMA 601 para cada seção de deslocamento 301. Pode haver um caso onde uma quantidade individual de deslocamento cíclico por frequência para seção de processamento de C-SC-FDMA 601 pode ser determinada pela estação base e a quantidade de deslocamento cíclico por frequência determinada pode ser relatada da estação base para o terminal ou um caso onde o terminal pode determinar a quantidade de deslocamento cíclico por frequência e a quantidade de deslocamento cíclico por frequência determinada pode ser relatada do terminal para a estação base.

[000234] Seções de processamento de C-SC-FDMA 601-1 e 601-2 aplicam processamento similar ao da seção de codificação 107 à seção de DFT 110 da Modalidade 2 para as palavras códigos introduzidas (sequência de transmissão de bits) e assim geram sinais de SC- FDMA (espectros). Cada seção de DFT 110 das seções de processamento de C-SC-FDMA 601-1 e 601-2 transmite os sinais de SC-FDMA (espectro) gerados para cada seção de deslocamento 301.

[000235] Seção de deslocamento 301 aplica um deslocamento cíclico por frequência individual ao sinal de SC-FDMA (espectro) introduzido da seção de DFT 110 para cada seção de processamento de C- SC-FDMA de acordo com uma quantidade de palavra código específica (ou seja, para cada seção de processamento de C-SC-FDMA) de deslocamento cíclico por frequência introduzida da seção de controle 106 da mesma maneira como na Modalidade 5. Seção de deslocamento 301 depois transmite o sinal de SC-FDMA (espectro) após o deslocamento cíclico por frequência para seção de divisão 111.

[000236] Seção de divisão 111 divide o sinal de SC-FDMA (espectro) após o deslocamento cíclico por frequência introduzido da seção de deslocamento 301 com uma largura de banda parcialmente ortogonal usando um dos métodos de divisão descritos nas modalidades acima descritas (por exemplo, Modalidade 1 ou Modalidade 4) e gera uma pluralidade de agrupamentos. Seção de divisão 111 de cada seção de processamento de C-SC-FDMA 601 depois transmite a pluralidade de agrupamentos gerados para a seção de pré-codificação 202.

[000237] Em seguida, detalhes do processamento de C-SC-FDMA na seção de processamento de C-SC-FDMA 601 do terminal 600 serão descritos.

[000238] Um caso será descrito abaixo onde como mostrado nas figuras 21A a C, o terminal 600 mapeia duas palavras códigos (palavra código #0 e palavra código #1) para dois recursos de espaço diferentes (aqui, estes podem ser camada #0 e camada #1 ou antena, fluxos). Além disso, nas figuras21A a C, assumindo tamanho de DFT N=72 pontos (números de saída de DFT 0 a 71), o terminal 600 gera dois agrupamentos (agrupamento #0 e agrupamento #1). Além disso, a seção de deslocamento 301 ciclicamente desloca a saída de DFT das frequências baixas para altas.

[000239] A figura 21A mostra saída de DFT de 72 pontos (sinal de SC-FDMA) obtida após cada seção de DFT 110 das seções de pro-cessamento de C-SC-FDMA 601-1 e 601-2 executar processamento de DFT em duas palavras códigos #0 e #1 respectivamente.

[000240] Cada seção de deslocamento 301 das seções de proces-samento de C-SC-FDMA 601-1 e 601-2 individualmente aplica um deslocamento cíclico por frequência dentro da banda de DFT (tamanho de DFT N=72 pontos) para dois sinais de SC-FDMA respectivamente (sinal da palavra código #0 e sinal da palavra código #1) mostrados na figura 21 A. Para ser mais específico, como mostrado na figura 21B, a seção de deslocamento 301 da seção de processamento de C-SC-FDMA 601-1 aplica um deslocamento cíclico por frequência com z=0 (sem deslocamento cíclico por frequência) ao sinal de palavra código #0 transmitido através da camada #0 (recurso de espaço #0). Além disso, como mostrado na figura 21B, a seção de deslocamento 301 da seção de processamento de C-SC-FDMA 601-2 aplica um deslocamento cíclico por frequência com z=12 (com um deslocamento cíclico por frequência) ao sinal de palavra código #1 transmitido através da camada #1 (recurso de espaço #1). Ou seja, a seção de deslocamento 301 aplica um deslocamento cíclico por frequência às palavras códigos (sinais de SC-FDMA) transmitidas através de uma pluralidade de camadas (recursos de espaço) dentro da banda de DFT para cada um da pluralidade de recursos de espaço (camada, antena ou fluxos).

[000241] Como mostrado na figura 21C, cada seção de divisão 111 das seções de processamento de C-SC-FDMA 601-1 e 601-2 divide a palavra código (sinal de SC-FDMA) após o deslocamento cíclico por frequência no agrupamento #0 de comprimento de vetor N-12 e agrupamento #1 de comprimento de vetor N-60 e assim gera dois agrupamentos.

[000242] Por este meio, em transmissão de MIMO, a modalidade presente pode flexivelmente executar mapeamento de frequência adaptado à qualidade de cada canal (ligação) dos recursos de espaço (camada, antena ou fluxo) através dos quais as palavras códigos são transmitidas ao mesmo tempo mantendo uma relação parcialmente ortogonal dentro do agrupamento das palavras códigos transmitidas através de cada recurso de espaço, para cada palavra código (cada recurso de espaço, cada camada, cada antena ou cada fluxo ou outros).

[000243] A modalidade presente descreveu SU-MIMO em que aparelhos transmissores e receptores (terminal e estação base) realizam transmissão por MIMO usando uma pluralidade de antenas como um exemplo. Porém, a presente invenção é também aplicável a MU-MIMO de transmissão reversa e de transmissão direta. Por exemplo, em transmissão MU-MIMO de transmissão direta, as palavras códigos di-ferentes mapeadas para recursos de espaço diferentes (camadas, an-tenas ou fluxos) são palavras códigos direcionadas para terminais dife-rentes. Neste caso, é necessário satisfazer a qualidade requerida que difere de um aparelho receptor (terminal) para o outro. Por exemplo, no caso de um sistema celular tal como telefone móvel, a qualidade de comunicação de um terminal (aparelho receptor) localizado em um lugar diferente difere consideravelmente. Como descrito acima, de acor- do com a modalidade presente, porém, o aparelho transmissor (estação base) aplica um deslocamento cíclico por frequência individual a cada palavra código transmitida através de cada um dos recursos de espaço para os quais uma pluralidade de palavras códigos é mapeada em recursos de espaço diferentes (camadas, antenas ou fluxos). Desse modo, no agrupamento de cada palavra código, é possível flexivelmente executar mapeamento de frequência (deslocamento cíclico por frequência) adaptado à qualidade de cada canal (ligação) de um recurso de espaço através do qual a palavra código é transmitida para cada palavra código (cada recurso de espaço, cada camada, cada antena ou cada fluxo) ao mesmo tempo mantendo a relação parcialmente ortogonal dentro de um agrupamento de cada palavra código.

[000244] Um caso foi descrito na modalidade presente onde o aparelho transmissor (terminal) mapeia duas palavras códigos para dois recursos de espaço (camadas, antenas ou fluxos) respectivamente. Porém, na presente invenção, o aparelho transmissor (terminal) pode também aplicar três ou mais palavras códigos a três ou mais recursos de espaço (camadas, antenas ou fluxos).

[000245] Além disso, na presente invenção, quantidade de deslocamento cíclico por frequência Zi individualmente ajustada para cada palavra código (cada camada, cada antena ou cada fluxo) pode ser associada a uma unidade de divisão mínima ao dividir um sinal de SC- FDMA (espectro). Quando, por exemplo, a unidade de divisão mínima do sinal de SC-FDMA (espectro) for definida como Nmin, a quantidade mínima de deslocamento da quantidade individual de deslocamento cíclico por frequência Zi ajustada para cada palavra código (cada recurso de espaço, cada camada ou cada fluxo) pode também ser igualmente definida como Nmin. Desse modo, é possível aplicar uma condição parcialmente ortogonal similar à condição parcialmente ortogonal correspondendo a um sinal de SC-FDMA (espectro) antes de um deslocamento cíclico por frequência para todos os agrupamentos após o deslocamento cíclico por frequência.

[000246] Além disso, na presente invenção, quantidade de deslocamento cíclico por frequência Zi individualmente ajustada para cada palavra código (cada camada, cada antena ou cada fluxo) pode ser ajustada para um múltiplo do tamanho do agrupamento tendo uma largura de banda parcialmente ortogonal mínima da pluralidade de agrupamentos gerados dividindo o sinal de SC-FDMA. Ou seja, a quantidade de deslocamento cíclico por frequência Zi pode ser associada à largura de banda do agrupamento tendo a largura de banda parcialmente ortogonal mínima. Quando, por exemplo, o tamanho do agrupamento tendo a largura de banda parcialmente ortogonal mínima em um certo recurso de espaço (camada, antena ou fluxo) é assumido ser Bmin, a quantidade de deslocamento cíclico por frequência no recurso de espaço ou outro recurso de espaço pode ser ajustado como kBmin (k é um número inteiro). Isto torna possível manter uma relação (parcialmente) ortogonal no domínio de frequência entre os recursos de espaço (camadas, antenas ou fluxos) e ao mesmo tempo reduzir a interferência de agrupamentos diferentes de recursos de espaço diferentes.

[000247] Além disso, um caso foi descrito na modalidade presente onde uma quantidade de deslocamento cíclico por frequência individualmente ajustada para cada palavra código (cada recurso de espaço, cada camada, cada antena ou cada fluxo) é usada. Porém, na presente invenção, a quantidade de deslocamento cíclico por frequência indi-vidualmente ajustada em cada palavra código (cada recurso de espaço, cada camada, cada antena ou cada fluxo) pode também ser relativamente definida entre as palavras códigos (entre os recursos de espaço, entre as camadas, entre as antenas ou entre os fluxos). Para ser mais específico, uma diferença entre a quantidade de deslocamento cíclico por frequência de uma palavra código de referência (recurso de espaço, camada, antena ou fluxo) e a quantidade de deslocamento cíclico por frequência de outra palavra código (recurso de espaço, camada, antena ou fluxo) podem ser definidas como uma quantidade relativa de deslocamento (quantidade diferencial de deslocamento) e a quantidade relativa de deslocamento (quantidade diferencial de deslocamento) pode ser relatada da estação base para o terminal (ou do terminal para a estação base). Por exemplo, um caso onde a quantidade de deslocamento cíclico por frequência de palavra código #0 é ajustada em zo=5 e a quantidade de deslocamento cíclico por frequência da palavra código #1 é ajustada em zi=10 será descrito. Neste caso, uma diferença (valor relativo)=zi-zo=5 entre a quantidade de deslocamento cíclico por frequência da palavra código #0 e a quantidade de deslocamento cíclico por frequência da palavra código #1 pode ser relatada junto com a quantidade de deslocamento cíclico por frequência da palavra código #0 zo=5 que serve como uma referência, como informação de controle sobre a quantidade de deslocamento cíclico por frequência a ser relatada da estação base para o terminal (ou do ter-minal para a estação base). Desse modo, código extra da quantidade de informação requerida para relatar a quantidade de deslocamento cíclico por frequência pode ser reduzido comparado a um caso onde a quantidade de deslocamento cíclico por frequência de cada palavra código (recurso de espaço, camada, antena ou fluxo) é relatada indivi-dualmente. Embora um caso tenha sido descrito aqui, onde as quanti-dades de deslocamento cíclico por frequência correspondendo a duas palavras códigos são relatadas respectivamente, o número de palavras códigos não é limitado a 2, mas pode ser 3 ou mais. Além disso, um valor relativo (valor da diferença) da quantidade de deslocamento cíclico por frequência entre recursos que indicam recursos de espaço tais como camada, antena ou fluxo pode também ser usado em vez das palavras códigos.

[000248] Um caso foi descrito na modalidade presente onde quantidades individuais de deslocamentos de frequência cíclicas ajustadas para cada palavra código (recurso de espaço, camada, antena ou fluxo) são usadas. Porém, na presente invenção, a quantidade de deslocamento cíclico por frequência pode ser compartilhada entre uma pluralidade de palavras códigos (recursos de espaço, camadas, antenas ou fluxos) de modo que uma quantidade comum de deslocamento cíclico por frequência pode ser usada. Além disso, a mesma quantidade de deslocamento cíclico por frequência pode também ser ajustada entre uma pluralidade de palavras códigos (recursos de espaço, camadas, antenas ou fluxos). Quando, por exemplo, o aparelho transmissor (terminal) mapear as palavras códigos tendo o mesmo MCS para uma pluralidade de palavras códigos (recursos de espaço, camadas, antenas ou fluxos), a quantidade de deslocamento cíclico por frequência de cada palavra código (recurso de espaço, camada, antena ou fluxo) pode ser ajustada ao mesmo valor (ou usando um deslocamento cíclico por frequência comum) e a quantidade de deslocamento cíclico por frequência pode ser relatada da estação base para o terminal (ou do terminal para a estação base). Desse modo, palavras códigos tendo a mesma qualidade requerida substancialmente mapeada para uma pluralidade de recursos de espaço (camadas, antenas ou fluxos) podem ser controladas ao mesmo tempo e de modo confiável. Além disso, quando uma quantidade comum de deslocamento cíclico por frequência for usada, a quantidade de informação requerida para relatar a quantidade de deslocamento cíclico por frequência da estação base para o terminal (ou, do terminal para a estação base) pode ainda ser reduzida.

[000249] Além disso, a Modalidade 2 descreveu o método de pré- codificação em transmissão de MIMO de dividir um sinal de SC-FDMA de cada fluxo com uma largura de banda parcialmente ortogonal e multiplicar os sinais mapeados para bandas de frequência tendo a mesma largura de banda parcialmente ortogonal (comprimento) na pluralidade de fluxos pela mesma matriz de pré-codificação espacial respectivamente. Desse modo, a modalidade presente pode também adotar uma configuração em que o aparelho transmissor (terminal) ciclicamente desloca por frequência um sinal de SC-FDMA, depois divide o sinal de SC-FDMA e multiplica os sinais de uma pluralidade de recursos de espaço (camadas, antenas ou fluxos) mapeados para as bandas de frequência tendo a mesma largura de banda parcialmente ortogonal (comprimento) pela mesma matriz de pré-codificação espacial respectivamente. Ou seja, o terminal de acordo com a presente invenção pode adotar uma configuração que combina a Modalidade 2 e a modalidade presente. Isto torna possível obter efeitos similares para os respectivos efeitos da Modalidade 2 e da modalidade presente.

[000250] Além disso, um caso foi descrito na modalidade presente onde quando o aparelho transmissor (terminal) transmite uma pluralidade de palavras códigos através de uma pluralidade de camadas, uma palavra código é mapeada para um recurso de espaço (camada) (ou seja, uma palavra código e um recurso de espaço (camada) têm uma correspondência de um-para-um). Porém, a presente invenção é também aplicável a um caso onde o aparelho transmissor (terminal) mapeia uma palavra código para uma pluralidade de recursos de espaço (camadas) (por exemplo, transmissão de palavra código única de MIMO). Por exemplo, um caso será descrito onde o terminal executa transmissão por multiplexação espacial em duas palavras códigos (palavra código #0 e palavra código #1) usando quatro recursos de espaço (camada #0 a #3). Neste caso, o terminal pode mapear um sinal (sinal modulado) da palavra código #0 em duas camadas da camada #0 e camada #1 e mapear um sinal (sinal modulado) da palavra código #1 para duas camada da camada #2 e camada #3. Neste caso, o ter- minai pode aplicar um deslocamento cíclico por frequência individual em cada palavra código usando uma quantidade de deslocamento cíclico por frequência individualmente ajustado para cada camada (recurso de espaço).

[000251] Além disso, na presente invenção, ao mapear uma palavra código para uma pluralidade de camadas, o terminal pode usar a mesma quantidade de deslocamento cíclico por frequência entre uma pluralidade de camadas (recursos de espaço) para as quais uma palavra código é mapeada. Por exemplo, como mostrado nas figuras22A a C, um caso será descrito onde o terminal executa transmissão de multiplexação espacial em duas palavras códigos (palavra código #0 e palavra código #1) usando quatro camadas (camadas #0 a #3). Na figura 22A, o terminal mapeia cada palavra código para duas camadas (recursos de espaço). Além disso, como mostrado na figura 22B, o terminal ajusta a mesma quantidade de deslocamento cíclico por frequência entre as camadas (recursos de espaço) para as quais a mesma palavra código é mapeado. Por exemplo, como mostrado na figura 22B, o terminal mapeia o sinal de palavra código #0 para duas camadas (recursos de espaço) da camada #0 e camada #1 e usa a mesma quantidade de deslocamento cíclico por frequência zo=12 em duas camadas (camada #0 e camada #1). Igualmente, como mostrado na figura 22B, o terminal mapeia o sinal de palavra código #1 para duas camadas (recursos de espaço) da camada #2 e camada #3 e usa a mesma quantidade de deslocamento cíclico por frequência zi=60 nas duas camadas (camada #2 e camada #3). Como mostrado na figura 22C, o terminal divide o sinal após um deslocamento cíclico por frequência em dois agrupamentos (agrupamento #0 e agrupamento #1) tendo larguras de banda parcialmente ortogonais. Desse modo, uma vez que os sinais modulados diferentes incluídos na mesma palavra código mapeada para recursos de espaço diferentes (camadas) são submetidos a um deslocamento cíclico por frequência usando a mesma quantidade de deslocamento cíclico por frequência, é possível igualar uma variação de canal evidente causada pelo deslocamento cíclico por frequência entre as mesmas palavras códigos mapeadas para recursos de espaço diferentes (camadas). Desse modo, é possível fazer uma distribuição de probabilidade de bits ou símbolos dentro da palavra código para uniformizar e confiantemente executar controle adaptável tal como modulação adaptável.

[000252] Um caso foi descrito acima (por exemplo, figura 22) onde a mesma quantidade de deslocamento cíclico por frequência é aplicada dentro das palavras códigos mapeadas para recursos de espaço dife-rentes (camadas). Porém, a presente invenção pode também adotar uma configuração em que a mesma quantidade relativa de deslocamento cíclico é aplicada dentro de palavras códigos mapeadas para recursos de espaço diferentes (camadas), enquanto que valores diferentes da quantidade relativa de deslocamento cíclico são usados entre as palavras códigos. Quando, por exemplo, um caso será descrito onde quando duas palavras códigos (palavra código #0 e palavra código #1) são mapeadas para quatro recursos de espaço (camadas #0 a #3), a palavra código #0 é mapeada para a camada #0 e camada #1 e a palavra código #1 é mapeada para a camada #2 e a camada #3. Além disso, supõe-se aqui, por exemplo, que a quantidade de deslocamento cíclico por frequência de camada #0 que serve como uma referência seja 8, a quantidade relativa de deslocamento cíclico por frequência na camada #0 e camada #1 para as quais a palavra código #0 é mapeada seja 5 e a quantidade relativa de deslocamento cíclico por frequência na camada #2 e camada #3 para as quais a palavra código #1 é mapeada seja 20. Neste caso, a quantidade de deslocamento cíclico por frequência da camada #0 é 8, a quantidade de deslocamento cíclico por frequência da camada #1 (=quantidade de deslocamento cíclico por frequência da camada #0 + quantidade relativa de deslocamento cíclico por frequência) é 8+5=13, a quantidade de deslocamento cíclico por frequência da camada #2 (=quantidade de deslocamento cíclico por frequência da camada #1 + quantidade relativa de deslocamento cíclico por frequência) é 13+20=33 e a quantidade de deslocamento cíclico por frequência da camada #3 (=quantidade de deslocamento cíclico por frequência da camada #2 + quantidade relativa de deslocamento cíclico por frequência) é 33+20=53. Desse modo, relatando uma quantidade relativa de deslocamento cíclico por frequência, é possível suprimir código extra de informação de controle sobre a quantidade de deslocamento cíclico por frequência, manter a mesma qualidade de comunicação dentro das palavras códigos e fle-xivelmente ajustar a quantidade de deslocamento cíclico por frequência apropriada para qualidade de comunicação de palavra código específica entre as palavras códigos.

[000253] Quando o terminal mapear uma palavra código para uma pluralidade de recursos de espaço (camadas) como mostrado, por exemplo, na figura 22, a presente invenção pode usar sinais de repetição para sinais mapeados para uma pluralidade de camadas. Por exemplo, na figura 22, o terminal pode mapear uma cópia (sinal de repetição) de saída de DFT da palavra código #0 (ou palavra código #1) mapeada para a camada #0 (ou camada #2) para a camada #0 e camada #1 (ou camada #2 e camada #3).

MODALIDADE 7

[000254] Um caso foi descrito na Modalidade 6 onde o terminal executa um deslocamento cíclico por frequência individual em cada recurso de espaço (camada) em apenas um domínio unidimensional no domínio de frequência. Em contraste, a modalidade presente é diferente da Modalidade 6 em que o terminal executa um deslocamento cíclico em um domínio de espaço além do deslocamento cíclico no domí- nio de frequência e assim executa um deslocamento cíclico (espaço e frequência) em um domínio bidimensional do domínio de espaço e domínio de frequência.

[000255] Para ser mais específico, o terminal de acordo com a mo-dalidade presente aplica um deslocamento cíclico por frequência a uma pluralidade de saídas de DFT (uma pluralidade de palavras códigos) transmitidas para a pluralidade de recursos de espaço (camadas) para cada recurso de espaço no domínio de frequência como no caso da Modalidade 6, e ainda aplica um deslocamento cíclico por espaço (camada) para sinais de C-SC-FDMA (pluralidade de agrupamentos) gerados dividindo a pluralidade de saídas de DFT (a pluralidade de palavras códigos) transmitidas através da pluralidade de recursos de espaço (camadas) com base na unidade de larguras de banda parci-almente ortogonais (por exemplo, agrupamentos tendo larguras de banda parcialmente ortogonais) no domínio de espaço (entre recursos de espaço).

[000256] A figura 23 mostra uma configuração de um aparelho transmissor (terminal) de acordo com a modalidade presente. No terminal 700 mostrado na figura 23, os mesmos componentes como aqueles na Modalidade 6 (figura 20) serão atribuídos aos mesmos numerais de referência e descrições dos mesmos serão omitidas. Além disso, o terminal 700 mostrado na figura 23 é fornecido com duas antenas que transmitem os sinais de C-SC-FDMA usando dois recursos de espaço como no caso da Modalidade 6. Além disso, a seção de deslocamento por frequência 702 da seção de processamento de C-SC-FDMA 701 mostrada na figura 23 executa o mesmo processamento que na seção de deslocamento 301 da seção de processamento de C-SC-FDMA 601 no terminal 600 (figura 20) da Modalidade 6. Desse modo, o terminal 700 mostrado na figura 23 é diferente do terminal 600 (figura 20) da Modalidade 6 em que a seção de desloca- mento por espaço 703 é fornecida entre a seção de divisão 111 e a seção de pré-codificação 202.

[000257] No terminal 700 mostrado na figura 23, seção de deslocamento por espaço 703 recebe informação sobre uma quantidade de deslocamento (doravante referida como "quantidade de deslocamento cíclico por espaço") na região de recurso de espaço (camada) para cada largura de banda parcialmente ortogonal (por exemplo, agrupamento tendo uma largura de banda parcialmente ortogonal) da seção de controle 106 como entrada. Além disso, a seção de deslocamento por espaço 703 recebe os sinais de C-SC-FDMA (uma pluralidade de agrupamentos) submetidos ao deslocamento cíclico por frequência individual para cada palavra código (ou cada camada) de cada seção de divisão 111 da seção de processamento de C-SC-FDMA 701 como entrada, como no caso da Modalidade 6. A seção de deslocamento por espaço 703 depois aplica um deslocamento cíclico por espaço a cada agrupamento entre os recursos de espaço (camadas) de acordo com uma quantidade individual de deslocamento cíclico por espaço para cada largura de banda parcialmente ortogonal (agrupamento). Para ser mais específico, a seção de deslocamento por espaço 703 aplica um deslocamento cíclico por espaço aos sinais de C-SC-FDMA (uma pluralidade de agrupamentos) gerados dividindo as palavras códigos (sinais de SC-FDMA) transmitidas através de uma pluralidade de recursos de espaço (camadas) em unidades de largura de banda ortogonal. A seção de deslocamento por espaço 703 depois transmite os agrupamentos após o deslocamento cíclico por espaço para a seção de pré-codificação 202.

[000258] Em seguida, detalhes do processamento de deslocamento cíclico por espaço através da seção de deslocamento por espaço 703 do terminal 700 serão descritos.

[000259] Um caso será descrito abaixo onde o terminal 700 mapeia duas palavras códigos (palavra código #0 e palavra código #1) para dois recursos de espaço diferentes (aqui, camadas) como no caso da Modalidade 6. Além disso, as seções de processamento de C-SC- FDMA 701-1 e 701-2 do terminal 700 aplicam um deslocamento cíclico por frequência à palavra código #1 e palavra código #2 (figura 21B) mostradas na figura 21A, como no caso da Modalidade 6, dividem o sinal de SC-FDMA após o deslocamento cíclico por frequência com larguras de banda parcialmente ortogonais e geram dois agrupamento do agrupamento #0 e agrupamento #1 (figura 21C). Ou seja, o terminal 700 executa deslocamento cíclico em domínio unidimensional do domínio de frequência através do processamento mostrado na figura 21B.

[000260] Como mostrado na figura 24, a seção de deslocamento por espaço 703 depois aplica um deslocamento cíclico por espaço a cada agrupamento (agrupamento #0 e agrupamento #1) após o deslocamento cíclico por frequência entre os recursos de espaço (camadas) nas unidades de largura de banda parcialmente ortogonal, ou seja, a cada agrupamento tendo uma largura de banda parcialmente ortogonal. Na figura 24, uma quantidade de deslocamento cíclico por espaço para o agrupamento #0 =0 (sem deslocamento cíclico por espaço) e uma quantidade de deslocamento cíclico por espaço para o agrupamento #0 =1 (com deslocamento cíclico por espaço). Desse modo, como mostrado na figura 24, a seção de deslocamento por espaço 703 aplica um deslocamento cíclico por espaço ao agrupamento #0 com uma quantidade de deslocamento cíclico por espaço =0 (sem deslocamento cíclico por espaço) em unidades de largura de banda parcialmente ortogonal N-12. Igualmente, como mostrado na figura 24, a seção de deslocamento por espaço 703 aplica um deslocamento cíclico por espaço ao agrupamento #1 com uma quantidade de deslocamento cíclico por espaço =1 em unidades de largura de banda parcialmente ortogonal N-60. Como mostrado na figura 24, no agrupamento #1, um sinal de palavra código #0 é mapeado para a camada #1 e um sinal de palavra código #1 é mapeado para a camada #0. Ou seja, o terminal 700 executa um deslocamento cíclico em domínio unidimensional do domínio de espaço através do processamento mostrado na figura 24.

[000261] Por este meio, de acordo com a modalidade presente, o terminal aplica um deslocamento cíclico por espaço às unidades de largura de banda parcialmente ortogonal além do processamento na Modalidade 6, e pode assim ainda melhorar o efeito de diversidade de frequência e efeito de diversidade de espaço ao mesmo tempo mantendo uma relação parcialmente ortogonal entre os vetores coluna no domínio de frequência.

[000262] Um caso foi descrito na modalidade presente onde no terminal 700 mostrado na figura 23, a seção de deslocamento por frequência 702 aplica um deslocamento cíclico por frequência a um sinal de domínio de frequência e a seção de deslocamento por espaço 703 depois aplica um deslocamento cíclico por espaço no domínio de espaço. Porém, na presente invenção, a ordem de processamento de deslocamento cíclico por frequência e deslocamento cíclico por espaço no terminal pode ser invertida. Ou seja, o terminal de acordo com a presente invenção pode aplicar um deslocamento cíclico por espaço (camada) no domínio de espaço a um sinal e depois aplicar um deslocamento cíclico por frequência no domínio de frequência.

[000263] Além disso, na presente invenção, o terminal pode executar apenas um deslocamento cíclico por espaço (camada) em um sinal no domínio unidimensional do domínio de espaço sem executar qualquer deslocamento cíclico por frequência no domínio de frequência. Ou seja, o terminal pode aplicar um deslocamento cíclico por espaço (camada) aos sinais de C-SC-FDMA (pluralidade de agrupamentos) gerados dividindo um sinal de SC-FDMA transmitido através de uma pluralidade de recursos de espaço em unidades de larguras de banda parcialmente ortogonais. Isto corresponde a um caso onde todas as quantidades de deslocamento cíclico por frequência em cada recurso de espaço (camada) são ajustadas para 0 na modalidade presente executando deslocamento cíclico no domínio bidimensional do domínio de frequência e domínio de espaço. Alternativamente, isto corresponde à configuração do aparelho transmissor (terminal 700) na figura 23 adaptado de modo que a seção de deslocamento por frequência 702 é omitida e a saída de DFT (sinal de SC-FDMA) transmitido da seção de DFT 110 é introduzida diretamente na seção de divisão 111 sem ser submetida a qualquer deslocamento cíclico por frequência. Ou seja, o terminal pode aplicar um deslocamento cíclico por espaço (camada) à saída de DFT de cada recurso de espaço (camada) ao qual nenhum deslocamento cíclico por frequência no domínio de frequência é aplicado, apenas no domínio de espaço (entre os recursos de espaço) com base na unidade das larguras de banda parcialmente ortogonais (por exemplo, agrupamentos tendo larguras de banda parcialmente ortogonais). Isto torna possível melhorar os efeitos de diversidade de espaço ao mesmo tempo mantendo uma relação parcialmente ortogonal dentro dos agrupamentos no domínio de frequência.

[000264] Além disso, um caso foi descrito na figura 24 da modalidade presente onde o terminal executa deslocamento cíclico por espaço em uma pluralidade de agrupamentos entre os recursos de espaço para cada agrupamento tendo um comprimento de largura de banda parcialmente ortogonal. Porém, na presente invenção, como mostrado na figura 25, o terminal pode também aplicar um deslocamento cíclico por espaço (camada) a uma pluralidade de agrupamentos entre os recursos de espaço nas unidades de larguras de banda (comprimentos) parcialmente ortogonais umas às outras em um comprimento mais curto que o tamanho do agrupamento (largura de banda mais estreita que a largura de banda do agrupamento). Na figura 25, o terminal aplica deslocamentos cíclicos por espaço diferentes (camada) (quantidade de deslocamento cíclico por espaço =1 e 2) no domínio de espaço a cada duas larguras de banda parcialmente ortogonais (N-12 e N-48) no agrupamento #1 (N-60). Isto torna possível aumentar a aleatorie- dade evidente do canal no agrupamento através de um deslocamento cíclico por espaço ao mesmo tempo mantendo uma relação parcialmente ortogonal entre os vetores coluna no domínio de frequência e assim ainda melhorar a diversidade de espaço.

[000265] Além disso, um caso foi descrito na modalidade presente onde a largura de banda parcialmente ortogonal é usada como a unidade do domínio de frequência ao qual um deslocamento cíclico por espaço (camada) é aplicado. Porém, a presente invenção pode também usar um múltiplo de uma largura de banda parcialmente ortogonal mínima de uma pluralidade de larguras de banda de agrupamento como a unidade do domínio de frequência ao qual um deslocamento cíclico por espaço (camada) é aplicado. Quando, por exemplo, a largura de banda parcialmente ortogonal mínima for assumido ser Bmin, a unidade do domínio de frequência ao qual um deslocamento cíclico por espaço é aplicado pode ser definida como kBmin (k é um número inteiro). A estação base pode determinar a quantidade de deslocamento cíclico por espaço em unidades de kBmin, e relatar a quantidade de deslocamento cíclico por espaço determinada ao terminal. Por este meio, apenas executando controle simples usando uma pluralidade de larguras de banda de agrupamento, é possível definir a unidade do domínio de frequência ao qual um deslocamento cíclico por espaço (camada) é aplicado e também obter efeitos similares àqueles da modalidade presente.

[000266] Além disso, na presente invenção, quantidade de deslocamento cíclico por espaço na unidade de domínio de frequência (por exemplo, unidade de agrupamento tendo uma largura de banda parcialmente ortogonal) ao qual um deslocamento cíclico por espaço (camada) é aplicado pode diferir de uma unidade de domínio de frequência ao qual um deslocamento cíclico por espaço (camada) é aplicado a outro. Além disso, a direção giratória de um deslocamento cíclico por espaço (camada) pode ser um de mais (+) e menos (-). Ou seja, a quantidade de deslocamento cíclico por espaço pode ser um de +y e - y-

[000267] Além disso, na presente invenção, duas quantidades de deslocamento (z e y) podem ser ajustadas associando a quantidade de deslocamento cíclico por frequência z com a quantidade de deslocamento cíclico por espaço y. Por exemplo, a quantidade de deslocamento cíclico por frequência Zi da camada #i pode ser representado por uma função da quantidade de deslocamento cíclico por espaço yi do agrupamento #i, ou inversamente, a quantidade de deslocamento cíclico por espaço yi do agrupamento #\ pode ser representada por uma função da quantidade de deslocamento cíclico por frequência Zi da camada #i. Por exemplo, uma tal definição pode ser possível; quantidade de deslocamento cíclico por espaço Zi=(quantidade de deslocamento cíclico por frequência yi) mod (número de camadas). Aqui "mod" representa uma operação de módulo. O aparelho receptor pode relatar apenas quantidade de deslocamento cíclico por frequência yi para o aparelho transmissor e o aparelho transmissor pode identificar a quantidade de deslocamento cíclico por espaço Zi de acordo com a função acima descrita. Isto torna possível reduzir a quantidade de informação requerida para relatar duas quantidades de deslocamento cíclico no domínio de espaço e do domínio de frequência e ao mesmo tempo melhora o efeito de diversidade de espaço e o efeito de diversidade de frequência.

[000268] Além disso, na presente invenção, quando informação de identificação (flag) indicando se ou não aplica um deslocamento cíclico por espaço ou informação de identificação (flag) indicando se ou não aplica um deslocamento cíclico por frequência for relatada do aparelho receptor (estação base) para o aparelho transmissor (terminal), os dois trechos de informação de identificação (flag) podem ser compartilhados e um trecho da informação bidimensional indicando se ou não aplica um deslocamento cíclico por espaço e um deslocamento por frequência pode ser relatado do aparelho receptor para o aparelho transmissor. Isto torna possível reduzir a quantidade de informação de controle na informação de identificação e ao mesmo tempo obter um efeito de diversidade de espaço e um efeito de diversidade de frequência.

[000269] Além disso, a modalidade presente descreveu na figura 24 e figura 25, quando dois agrupamentos (agrupamento #0 e agrupamento #1) forem mapeados para bandas de frequência não-contínuas, o método para o terminal executar um deslocamento cíclico (deslocamento bidimensional) no domínio bidimensional do domínio de frequência e domínio de espaço ou o método para o terminal executar um deslocamento cíclico (deslocamento unidimensional) no domínio unidimensional do domínio de espaço. Porém, a presente invenção pode também ser aplicável a um caso onde uma pluralidade de agrupamentos é mapeada para bandas de frequências contínuas. Quando, por exemplo, executar um deslocamento bidimensional no domínio de frequência e domínio de espaço, o terminal ciclicamente desloca por frequência uma pluralidade de saídas de DFT no domínio de frequência respectivamente, e depois ciclicamente desloca por espaço (camada) a saída de DFT de cada recurso de espaço ciclicamente deslocado por frequência (camada) no domínio de espaço (entre os recursos de espaço) com base na unidade das larguras de banda parcialmente or- togonais (por exemplo, agrupamentos tendo larguras de banda parcialmente ortogonais) descritas na Modalidade 1 e Modalidade 4. O terminal pode depois mapear os sinais ciclicamente deslocados no domínio de frequência e domínio de espaço para bandas de frequências contínuas de cada recurso de espaço (camada). Além disso, quando, por exemplo, executar deslocamento unidimensional no domínio de espaço, o terminal ciclicamente desloca por espaço (camada) a pluralidade de saídas de DFT com base na unidade das larguras de banda parcialmente ortogonais (por exemplo, agrupamentos tendo larguras de banda parcialmente ortogonais) descritas na Modalidade 1 e Modalidade 4. Após isso, os sinais ciclicamente deslocados por espaço podem ser mapeados para bandas de frequências contínuas dos respectivos recursos de espaço (camadas).

MODALIDADE 8

[000270] Um caso foi descrito na Modalidade 5 onde o terminal aplica um deslocamento cíclico por frequência individual às saídas de DFT (sinal de SC-FDMA) para cada recurso de espaço (camada). Em contraste, na modalidade presente, o terminal aplica um deslocamento cíclico por frequência individual as saídas de DFT (sinal de SC-FDMA) dentro de uma banda de DFT nos domínios de tempo diferentes (para cada recurso de tempo diferente). O terminal depois divide o sinal ciclicamente deslocado por frequência com uma largura de banda parcialmente ortogonal e assim gera uma pluralidade de agrupamentos.

[000271] Para ser mais específico, o terminal de acordo com a mo-dalidade presente altera a quantidade de deslocamento cíclico por fre-quência Zi de um sinal de C-SC-FDMA transmitido em cada momento i em uma banda de DFT (tamanho de DFT N=72 pontos na figura 26) à medida que o tempo avança ao mesmo tempo mantendo as posições de mapeamento no domínio de frequência (bandas de frequência) de dois agrupamentos (agrupamento #0 e agrupamento #1) como mos- trado na figura 26. Por exemplo, como mostrado na figura 26, quantidade de deslocamento cíclico por frequência zo=O no tempo #0, quantidade de deslocamento cíclico por frequência zi=12 no tempo #1, quantidade de deslocamento cíclico por frequência Z2=36 no tempo #2 e quantidade de deslocamento cíclico por frequência Z3=60 no tempo #3. Ou seja, o terminal aplica um deslocamento cíclico por frequência às saídas de DFT (sinal de SC-FDMA) em domínios de tempo diferentes (cada recurso de tempo diferente) usando quantidades diferentes de deslocamento cíclico por frequência na banda de DFT (72 pontos). Como mostrado na figura 26, o terminal depois divide a saída de DFT após o deslocamento cíclico por frequência com uma largura de banda parcialmente ortogonal e gera dois agrupamentos: agrupamento #0 e agrupamento #1.

[000272] Desse modo, a modalidade presente pode melhorar o efeito da diversidade de tempo e efeito da diversidade de frequência ao mesmo tempo mantendo ortogonalidade parcial entre os vetores coluna da matriz de DFT dentro dos agrupamentos sem bandas de frequência variáveis para as quais a saída de DFT (sinal de SC-FDMA) é alocada (ao mesmo tempo mantendo as posições de mapeamento (banda de frequência) no domínio de frequência).

[000273] A quantidade de deslocamento cíclico por frequência pode ser alterada usando uma unidade de símbolo, unidade de instante de tempo, unidade de subquadro, unidade de estrutura ou unidade de retransmissão ou outros como a unidade de tempo.

[000274] As modalidades da presente invenção foram até agora des-critas.

[000275] Um caso foi descrito nas modalidades acima usando o termo de "vetor coluna de uma matriz de DFT" onde o terminal divide a saída de DFT (um sinal de SC-FDMA) em um comprimento (largura de banda) que é parcialmente ortogonal entre os vetores coluna e gera uma pluralidade de agrupamentos (sinais de C-SC-FDMA). Aqui, a matriz de DFT é uma matriz simétrica. Por exemplo, cada elemento de um n.° vetor coluna de uma matriz de DFT NxN é idêntico a cada elemento de um n.° vetor linha. Desse modo, na presente invenção, até mesmo quando usar uma matriz transposta de uma matriz de DFT como uma matriz de pré-codificação, o terminal pode dividir um sinal pré-codificado com um comprimento (largura de banda) parcialmente ortogonal entre os vetores da fileira da matriz de DFT. Ou seja, o método de divisão de sinal de SC-FDMA descrito nas modalidades acima pode ser aplicado a um sinal pré-codificado por uma matriz transposta da matriz de DFT. Desse modo, até mesmo quando usar uma tal matriz transposta da matriz de DFT como uma matriz de pré-codificação, efeitos similares àqueles nas modalidades acima podem ser obtidos.

[000276] Além disso, a presente invenção pode também usar uma matriz conjugada complexa da matriz de DFT ou uma matriz conjugada complexa transposta da matriz de DFT (matriz transposta Hermitian da matriz de DFT) como a matriz de pré-codificação. Aqui, a matriz conjugada complexa da matriz de DFT e a matriz conjugada complexa transposta da matriz de DFT (matriz transposta Hermitian da matriz de DFT) são matrizes simétricas. Portanto, cada elemento de um n.° vetor coluna de uma matriz conjugada complexa de uma matriz de DFT NxN (ou matriz conjugada complexa transposta (matriz transposta Hermitian da matriz de DFT)) é idêntico a cada elemento de um de n.° vetor linha. Desse modo, condições parcialmente ortogonais da equação 1 e equação 2 podem ser aplicadas à matriz conjugada complexa transposta da matriz de DFT (matriz transposta Hermitian da matriz de DFT), e portanto o terminal pode dividir um sinal pré-codificado com o comprimento parcialmente ortogonal (largura de banda) descrito nas modalidades acima. Ou seja, o método de divisão de sinal de SC- FDMA descrito nas modalidades acima pode ser aplicado ao sinal pré- codificado pela matriz conjugada complexa da matriz de DFT ou pela matriz conjugada complexa transposta da matriz de DFT (matriz transposta Hermitian da matriz de DFT). Isto torna possível obter efeitos similares àqueles nas modalidades acima mesmo quando usar a matriz conjugada complexa da matriz de DFT ou a matriz conjugada complexa transposta da matriz de DFT (matriz transposta Hermitian da matriz de DFT) como a matriz de pré-codificação.

[000277] Além disso, a presente invenção pode também usar uma matriz inversa da matriz de DFT como a matriz de pré-codificação. A matriz inversa da matriz de DFT é equivalente à matriz conjugada complexa transposta da matriz de DFT (matriz transposta Hermitian da matriz de DFT). Portanto, quando usar a matriz inversa da matriz de DFT como a matriz de pré-codificação, o método de divisão de sinal de SC-FDMA descritos nas modalidades acima pode ser aplicado a um sinal pré-codificado pela matriz inversa da matriz de DFT. Isto torna possível obter efeitos similares àqueles nas modalidades acima mesmo quando usar a matriz inversa da matriz de DFT como a matriz de pré-codificação.

[000278] Uma configuração terminal (por exemplo figura 9 e figura 20) foi mostrada nas Modalidades 2 e 6 acima em que a seção de DFT seção de divisão seção de pré-codificação são conectadas naquela ordem. Porém, a presente invenção pode também adotar uma configuração terminal em que a seção de DFT -> seção de pré- codificação -> seção de divisão são conectadas naquela ordem. Neste caso, o terminal transforma as respectivas sequências de símbolo de transmissão em que sinais pilotos são multiplexados do domínio de tempo para sinais de domínio de frequência através de processamento de DFT pela seção de DFT e depois executa pré-codificação linear em cada sinal do domínio de frequência de subportadora através da seção de pré-codificação (por exemplo, multiplicando dois sinais de saída de DFT em uma certa subportadora por uma matriz de pré-codificação expressa em forma de matriz). O terminal pode depois executar processamento de divisão no sinal de SC-FDMA para o componente de sinal pré-codificado do domínio de frequência pela seção de divisão usando um dos métodos de divisão das modalidades acima.

[000279] Além disso, um caso foi descrito nas modalidades acima onde um sinal de SC-FDMA é dividido com uma largura de banda parcialmente ortogonal no domínio de frequência. Porém, a presente invenção pode também ser aplicada à transmissão de MIMO em que um sinal é espalhado no domínio de tempo através de acesso múltiplo por divisão de códigos direta (DS-CDMA) ou outros usando uma matriz de DFT (matriz transposta da matriz de DFT, matriz conjugada complexa da matriz de DFT, matriz conjugada complexa transposta da matriz de DFT ou matriz inversa da matriz de DFT) e os sinais de expansão são multiplexados por códigos no domínio de espaço. Neste caso, um sinal obtido através da propagação da matriz de DFT (matriz transposta da matriz de DFT, matriz conjugada complexa da matriz de DFT, matriz conjugada complexa transposta da matriz de DFT ou matriz inversa da matriz de DFT) no domínio de tempo e multiplexação por códigos no domínio de espaço pode ser dividido com uma largura de banda parcialmente ortogonal como no caso das modalidades acima e os respectivos sinais divididos podem ser mapeados para recursos de tempo ou recursos de espaço descontínuos. Desse modo, é possível obter efeitos similares àqueles nas modalidades acima.

[000280] Além disso, as Modalidades 1 a 8 acima podem também ser usadas em combinação entre si.

[000281] Além disso, um caso foi descrito nas modalidades acima onde o aparelho de radiocomunicação de acordo com a presente invenção é provido para o terminal 100 (figura 1), terminal 200 (figura 9), terminal 300 (figura 15), terminal 500 (figura 19), terminal 600 (figura 20) ou terminal 700 (figura 23), mas o aparelho de radiocomunicação de acordo com a presente invenção pode também ser provido para a estação base.

[000282] Além disso, o terminal pode também ser referido como UE (Equipamento de Usuário: UE) e a estação base pode também ser re-ferida como Nó B ou BS (Estação de Base).

[000283] Além disso, a presente invenção foi descrita como uma antena nas modalidades acima, mas a presente invenção é igualmente aplicável a uma porta de antena.

[000284] A porta de antena refere-se a uma antena lógica composta de uma ou uma pluralidade de antenas físicas. Ou seja, a porta de antena nem sempre refere-se a uma antena física mas pode referir-se a uma antena de arranjo composta de uma pluralidade de antenas ou similares.

[000285] Por exemplo, LTE do 3GPP não define de quantas antenas físicas que uma porta de antena é composta, mas define a porta de antena como uma unidade mínima que a estação base pode transmitir sinais de referência diferentes.

[000286] Além disso, a porta de antena pode também ser definida como uma unidade mínima para multiplicar um peso de vetor de pré- codificação.

[000287] Além disso, embora os casos tenham sido descritos com as modalidades acima onde a presente invenção é configurada através de hardware, a presente invenção pode ser implementada através de software.

[000288] Cada bloco de função empregado na descrição das modalidades acima mencionadas pode ser tipicamente implementado como uma LSI constituída por um circuito integrado. Estas podem ser fatias individuais ou parcial ou totalmente contidas em uma única fatia. "LSI" é adotada aqui mas pode também ser referida como "IC," "sistema LSI," "super LSI" ou "ultra LSI" dependendo das extensões divergentes de integração.

[000289] Ainda, o método de integração de circuito não é limitado à LSI, e implementação usando circuição dedicada ou processadores de propósito gerais é também possível. Após fabricação da LSI, utilização de um FPGA (Arranjo de Portas Programável em Campo) ou um processador reconfigurável onde as conexões e ajustes das células do circuito dentro de uma LSI podem ser reconfiguradas, é também possível.

[000290] Ainda, se a tecnologia de circuito integrado vier a substituir LSI's como resultado do avanço da tecnologia de semicondutor ou uma outra tecnologia derivada, é naturalmente também possível realizar integração do bloco de função usando esta tecnologia. Aplicação de biotecnologia é também possível.

[000291] As descrições do Pedido de Patente japonês No. 2008- 242716, depositado em 22 de setembro de 2008, e Pedido de Patente japonês N° 2009-201740, depositado em 1o de setembro de 2009, incluindo os relatórios descritivos, desenhos e resumos são aqui incorporadas por referência em sua totalidade.

APLICABILIDADE INDUSTRIAL

[000292] A presente invenção é aplicável a um sistema de comunicação móvel ou outros.

Claims

1. Aparelho de comunicação caracterizado pelo fato de que compreende: uma seção de transformação (110) configurada para trans-formar um símbolo em um domínio de tempo em um sinal em um domínio de frequência usando uma transformada de Fourier discreta (DFT) tendo um tamanho que é um produto de potências de uma pluralidade de valores; um mapeador (112) configurado para mapear o sinal no domínio da frequência em uma pluralidade de bandas de frequência descontínuas; e um gerador (113) configurado para gerar um único sinal de acesso múltiplo por divisão de frequência de portadora (SC-FDMA) no domínio do tempo a partir do sinal mapeado, em que um tamanho de pelo menos uma dentre a pluralidade de bandas de frequência descontínuas é um múltiplo de um produto de dois ou mais potências de números primos.

2. Aparelho de comunicação, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que um número da pluralidade de bandas de frequência des-contínuas é dois, e um tamanho de uma das duas bandas de frequência descontínuas é um múltiplo de um produto de dois ou mais poderes de números primos.

3. Aparelho de comunicação, de acordo com a reivindicação 1 ou 2, caracterizado pelo fato de que os números primos são selecionados em ordem a partir de um número primo menor.

4. Aparelho de comunicação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 3, caracterizado pelo fato de que um tamanho de toda a pluralidade de bandas de frequência descontínuas é um múltiplo de um produto de duas ou mais potências de números primos.

5. Aparelho de comunicação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 4, caracterizado pelo fato de que um primeiro expoente para um primeiro número primo é igual ou menor que um segundo expoente para um segundo número primo que é maior que o primeiro número primo.

6. Aparelho de comunicação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 4, caracterizado pelo fato de que em uma unidade de divisão mínima para formar a pluralidade de bandas de frequência descontínuas, um primeiro expoente para um primeiro número primo é igual ou menor que um segundo expoente para um segundo número primo que é maior que o primeiro número primo.

7. Método de comunicação caracterizado pelo fato de que compreende as etapas de: transformar um símbolo em um domínio de tempo em um sinal em um domínio de frequência com uma transformada de Fourier discreta (DFT) com um tamanho que é um produto de potências de uma pluralidade de valores; mapear o sinal no domínio da frequência em uma pluralidade de bandas de frequência descontínuas, um tamanho de pelo menos uma dentre a pluralidade de bandas de frequência descontínuas sendo um múltiplo de um produto de dois ou mais poderes de números primos; e gerar um único sinal de acesso múltiplo por divisão de fre-quência de portadora (SC-FDMA) no domínio do tempo a partir do sinal mapeado.

8. Aparelho de comunicação caracterizado pelo fato de que compreende: uma seção de recepção configurada para receber, de um aparelho terminal, sinais que são mapeados em uma pluralidade de bandas de frequência descontínuas em um domínio de frequência, sendo os sinais gerados dividindo uma saída de uma única seção DFT do aparelho terminal; um combinador configurado para combinar os sinais rece-bidos mapeados na pluralidade de bandas de frequência descontínuas no domínio da frequência; e uma seção de transformação configurada para transformar o sinal combinado no domínio da frequência em um símbolo no domínio do tempo usando uma transformada de Fourier discreta inversa (IDFT) com um tamanho que é um produto de potências de uma pluralidade de valores, em que um tamanho de pelo menos uma dentre a pluralidade de bandas de frequência descontínuas é um múltiplo de um produto de dois ou mais potências de números primos.

9. Aparelho de comunicação, de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato de que um valor de uma potência de pelo menos um dentre a plu-ralidade de valores é um número inteiro igual ou superior a 2, e um valor de uma potência de pelo menos um dos dois ou mais números primos é um número inteiro igual ou superior a 2.

10. Aparelho de comunicação, de acordo com a reivindica ção 8 ou 9, caracterizado pelo fato de que um valor do múltiplo do produto das duas ou mais potências dos números primos é um número inteiro igual ou superior a 2.11. Aparelho de radiocomunicação de acordo com a reivindicação 10, em que a seção de pré-codificação multiplica agrupamentos tendo a mesma largura de banda parcialmente ortogonal da pluralidade de agrupamentos pela mesma matriz de pré-codificação espacial na plu- ralidade de fluxos respectivamente.

11. Aparelho de comunicação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 8 a 10, caracterizado pelo fato de que um número da pluralidade de bandas de frequência des-contínuas é dois e um tamanho de uma das duas bandas de frequência descontínuas é o múltiplo do produto das duas ou mais potências dos números primos.

12. Aparelho de comunicação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 8 a 11, caracterizado pelo fato de que os dois ou mais números primos são selecionados em ordem a partir de um número primo menor.

13. Aparelho de comunicação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 8 a 12, caracterizado pelo fato de que um tamanho de toda a pluralidade de bandas de frequência descontínuas é o múltiplo do produto das duas ou mais potências dos números primos.

14. Aparelho de comunicação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 8 a 13, caracterizado pelo fato de que um valor de uma primeira potência de um primeiro número primo dos dois ou mais números primos é igual ou menor que o valor de uma segunda potência de um segundo número primo maior que o primeiro número primo.

15. Aparelho de comunicação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 8 a 13, caracterizado pelo fato de que em uma unidade de divisão mínima para formar a pluralidade de bandas de frequência descontínuas, um valor de uma primeira potência de um primeiro número primo dos dois ou mais números primos é igual ou menor que o valor de uma segunda potência de um segundo número primo que é maior que o primeiro número primo.

16. Aparelho de comunicação, de acordo com a reivindicação 15, caracterizado pelo fato de que um tamanho de toda a pluralidade de bandas de frequência descontínuas é um múltiplo da unidade de divisão mínima.

17. Aparelho de comunicação, de acordo com a reivindicação 16, caracterizado pelo fato de que compreende ainda: um transmissor configurado para transmitir informações de alocação no múltiplo da unidade de divisão mínima.

18. Aparelho de comunicação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 8 a 17, caracterizado pelo fato de que com-preende ainda: um transmissor configurado para transmitir informações de mapeamento, incluindo o tamanho de pelo menos uma dentre a plura-lidade de bandas de frequência descontínuas.

19. Método de comunicação caracterizado pelo fato de que compreende: receber, de um aparelho terminal, sinais que são mapeados em uma pluralidade de bandas de frequência descontínuas em um domínio de frequência, sendo os sinais gerados dividindo uma saída de uma única seção DFT do aparelho terminal; combinar os sinais recebidos mapeados na pluralidade de bandas de frequência descontínuas no domínio da frequência, um ta-manho de pelo menos uma dentre a pluralidade de bandas de frequência descontínuas sendo um múltiplo de um produto de dois ou mais poderes de números primos; e transformar o sinal combinado no domínio da frequência em um símbolo no domínio do tempo usando uma transformada de Fourier discreta inversa (IDFT) tendo um tamanho que é um produto de po-tências de uma pluralidade de valores.

20. Método de comunicação, de acordo com a reivindicação 19, caracterizado pelo fato de que um valor de uma potência de pelo menos um dentre a plu-ralidade de valores é um número inteiro igual ou superior a 2, e um valor de uma potência de pelo menos um dos dois ou mais números primos é um número inteiro igual ou superior a 2.

21. Método de comunicação, de acordo com a reivindicação 19 ou 20, caracterizado pelo fato de que um valor do múltiplo do produto das duas ou mais potências dos números primos é um número inteiro igual ou superior a 2.

22. Método de comunicação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 19 a 21, caracterizado pelo fato de que um número da pluralidade de bandas de frequência des-contínuas é dois e um tamanho de uma das duas bandas de frequência descontínuas é o múltiplo do produto das duas ou mais potências dos números primos.

23. Método de comunicação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 19 a 22, caracterizado pelo fato de que os dois ou mais números primos são selecionados em ordem a partir de um número primo menor.

24. Método de comunicação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 19 a 23, caracterizado pelo fato de que um tamanho de toda a pluralidade de bandas de frequência descontínuas é o múltiplo do produto das duas ou mais potências dos números primos.

25. Método de comunicação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 19 a 24, caracterizado pelo fato de que um valor de uma primeira potência de um primeiro número primo dos dois ou mais números primos é igual ou menor que o valor de uma segunda potência de um segundo número primo maior que o primeiro número primo.

26. Método de comunicação, de acordo com qualquer uma in das reivindicações 19 a 24, caracterizado pelo fato de que em uma unidade de divisão mínima para formar a pluralidade de bandas de frequência descontínuas, um valor de uma primeira potência de um primeiro número primo dos dois ou mais números primos é igual ou menor que o valor de uma segunda potência de um segundo número primo que é maior que o primeiro número primo.

27. Método de comunicação, de acordo com a reivindicação 26, caracterizado pelo fato de que um tamanho de toda a pluralidade de bandas de frequência descontínuas é um múltiplo da unidade de divisão mínima.

28. Método de comunicação, de acordo com a reivindicação 27, caracterizado pelo fato de que ainda compreende: um transmissor configurado para transmitir informações de alocação no múltiplo da unidade de divisão mínima.

29. Método de comunicação, de acordo com qualquer uma das reivindicações 19 a 28, caracterizado pelo fato de que ainda compreende: um transmissor configurado para transmitir informações de mapeamento, incluindo o tamanho de pelo menos uma dentre a plura-lidade de bandas de frequência descontínuas.