KR101658776B1 - 통신 장치 및 통신 방법 - Google Patents

Abstract

SC-FDMA 신호를 복수의 클러스터로 분할하고, 복수의 클러스터를 불연속 주파수 대역에 각각 매핑하는 경우에도, DFT 행렬의 직교성 붕괴에 기인하는 ISI를 저감할 수 있는 무선 통신 장치. 이 장치에 있어서, DFT부(110)는, DFT 행렬을 이용해, 시간 영역의 심볼 계열에 DFT 처리를 실시하여, 주파수 영역의 신호(SC-FDMA 신호)를 생성하고, 분할부(111)는, DFT부(110)에서 이용되는 DFT 행렬을 구성하는 복수의 열벡터 중, 어느것인가가 부분 직교하는 벡터길이에 대응하는 부분 직교 대역폭으로 SC-FDMA 신호를 분할하여, 복수의 클러스터를 생성하고, 매핑부(112)는, 복수의 클러스터를, 불연속의 복수 주파수 대역에 각각 매핑한다.

Description

통신 장치 및 통신 방법{COMMUNICATION DEVICE AND COMMUNICATION METHOD}

본 발명은, 무선 통신 장치 및 신호 분할 방법에 관한 것이다.

3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution)에서는, 저지연(低遲延)이면서도 고속(高速)의 전송을 실현하기 위해 이동체 통신 규격의 표준화에 관한 검토가 활발히 행해지고 있다.

저지연이면서 고속의 전송을 실현하기 위하여, 하향회선 (Downlink: DL)의 멀티 액세스 방식으로서 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)이 채용되고, 상향 회선(Uplink:UL)의 멀티 액세스 방식으로서 DFT(Discrete Fourier Transform) 프리코딩을 이용하는 SC-FDMA(Single-Carrier Frequency Division Multiple Access)가 채용되고 있다.

DFT 프리코딩을 이용하는 SC-FDMA에서는, 예를 들면 N×N 행렬로 표시되는 DFT 행렬(프리코딩 행렬 또는 DFT 계열)을 이용한다. 여기서, N은 DFT 사이즈(DFT 포인트 수)이다. 또, N×N의 DFT 행렬에 있어서, N개의 N×1의 열은 DFT 사이즈 N에서 서로 직교한다. DFT 프리코딩을 이용하는 SC-FDMA에서는, 이 DFT 행렬을 이용해 심볼 계열을 확산 및 부호 다중함으로써, SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 형성한다.

또, LTE보다 더욱 통신의 고속화를 실현하는 LTE-Advanced(또는, IMT(International Mobile Telecommunication)-Advanced)의 표준화가 개시되었다. LTE-Advanced에서는, 통신 고속화를 실현하기 위하여, 예를 들면, 40MHz 이상의 광대역 주파수에서 통신가능한 무선 통신 기지국 장치(이하, 기지국이라고 함) 및 무선 통신 단말장치(이하, 단말이라고 함)가 도입될 전망이다.

LTE의 상향 회선에서는, 높은 커버리지(coverage)를 실현하는 송신 신호의 싱글 캐리어 특성(예를 들면, 저(低)PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 특성)을 유지하기 위해, 상향 회선의 주파수 리소스 할당은, SC-FDMA 신호를 연속된 주파수 대역에 국소적으로(Localized로) 매핑하는 할당에 제한된다.

그러나, 상술한 바와 같이 주파수 리소스 할당을 제한하면, 상향 회선의 공유 주파수 리소스(예를 들면, PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel) 등)에 빈 곳이 생겨, 주파수 리소스 이용 효율이 나빠진다. 그래서, 주파수 리소스 이용 효율을 향상시키기 위한 종래 기술로서 SC-FDMA 신호를 복수의 클러스터(cluster)로 분할하고, 복수의 클러스터를 불연속(discontinuous)의 주파수 리소스에 매핑하는 클러스터드(clustered) SC-FDMA(C-SC-FDMA)가 제안되어 있다(예를 들면, 비특허 문헌 1 참조).

상기 종래 기술의 C-SC-FDMA에서는, 단말은, DFT 처리에 의해 생성되는 SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 복수의 클러스터로 분할함으로써 C-SC-FDMA 신호를 생성한다. 그리고, 단말은, 복수의 클러스터를 불연속의 주파수 리소스(서브캐리어 또는 리소스 블록(Resource Block:RB))에 각각 매핑한다. 한편, 기지국은, 수신한 C-SC-FDMA 신호(복수의 클러스터)에 주파수 영역 등화(Frequency Domain Equalization:FDE) 처리를 실시하고, 등화 후의 복수의 클러스터를 결합한다. 그리고, 기지국은, 결합 후의 신호에 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 처리를 실시함으로써, 시간 영역의 신호를 얻는다.

C-SC-FDMA에서는, 불연속의 복수의 주파수 리소스에 복수의 클러스터를 각각 매핑함으로써, 복수 단말간에서의 주파수 리소스 할당을 SC-FDMA보다 유연하게 행할 수 있기 때문에, 주파수 리소스 이용 효율 및 멀티유저(multiuser) 다이버시티 효과를 향상시킬 수 있다. 또, C-SC-FDMA에서는, OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)보다 PAPR이 작아지기 때문에, OFDMA보다 상향회선의 커버리지를 확대할 수 있다.

또, 종래의 SC-FDMA의 구성에 대해서, 단말에는 SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 복수의 클러스터로 분할하는 구성부를 추가하고, 기지국에는 복수의 클러스터를 결합하는 구성부를 추가하는 것만으로 C-SC-FDMA의 구성을 용이하게 실현할 수 있다.

R1-081842, "LTE-A Proposals for evolution," 3GPP RAN WG1 #53, Kansas City, MO, USA, May 5-9, 2008

상기 종래 기술에서는, 기지국은, 상향 회선의 주파수 리소스의 빈상태, 또는, 복수의 단말과 기지국 사이의 전파로(傳播路)상태의 좋고나쁨에 따라, 각 단말의 SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 임의의 주파수로 분할함으로써 생성되는 복수의 클러스터를 복수의 상향 회선의 주파수 리소스에 각각 할당하고, 그 할당 결과를 나타내는 정보를 단말에 통지한다. 단말은, DFT 처리의 출력인 SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 임의의 대역폭으로 분할하고, 복수의 클러스터를, 기지국에 의해 할당된 복수의 상향 회선의 주파수 리소스에 각각 매핑함으로써 C-SC-FDMA 신호를 생성한다.

그렇지만, 상향 회선의 광대역 무선 주파수 대역(광대역 무선 채널)은 주파수 선택성을 가지기 때문에, 불연속의 다른 주파수 대역에 매핑되는 복수의 클러스터가 각각 전파하는 채널간의 주파수 상관은 낮아진다. 따라서, 기지국이 FDE 처리에 의해 C-SC-FDMA 신호(복수의 클러스터)를 등화한 경우에도, 복수 클러스터마다의 등가 채널 이득(즉, FDE 가중치 곱셈 후의 주파수 채널 이득)이 크게 다를 수 있다. 따라서, 복수의 클러스터의 결합점(즉, 단말이 SC-FDMA 신호를 분할하는 분할점)에서는, 등가 채널 이득이 급격하게 변화해 버리는 일이 있다. 즉, 복수의 클러스터의 결합점에 있어서의 등가 채널 이득의 변동(즉, 수신 스펙트럼의 포락선)에 불연속점이 발생해 버린다.

여기서, C-SC-FDMA 신호가 매핑되는 모든 주파수 대역(즉, 복수의 클러스터가 각각 매핑되어 있는 주파수 대역의 합)에서 DFT 행렬의 직교성 붕괴를 작게 유지하기 위해서는, 복수의 클러스터가 매핑된 모든 주파수 대역에 있어서 등가 채널 이득이 완만한 변동일 필요가 있다. 그 때문에, 상기 종래 기술과 같이, 복수 클러스터의 결합점에 있어서 등가 채널 이득의 변동에 불연속점이 발생해 버리는 경우, C-SC-FDMA 신호가 매핑된 주파수 대역에서는 DFT 행렬의 직교성이 크게 붕괴되어 버린다. 그 때문에, C-SC-FDMA 신호는, DFT 행렬의 직교성 붕괴에 기인한 부호간 간섭(Inter-Symbol Interference:ISI)의 영향을 받기 쉽게 되어버린다. 특히, 신호점간 유클리드(Euclid) 거리가 매우 짧은 64QAM등의 고(高)레벨 다치(多値) 변조를 이용할 경우에는, ISI의 영향을 보다 받기 쉬우므로, 전송 특성의 열화가 보다 크게 된다. 또, 클러스터 수(SC-FDMA 신호의 분할 수)가 많아질수록, 클러스터간 불연속점의 수가 보다 많아지기 때문에, DFT 행렬의 직교성 붕괴에 기인하는 ISI가 보다 크게 된다.

본 발명은, 그러한 점을 고려하여 되어진 것으로서, SC-FDMA 신호를 복수의 클러스터로 분할하고, 복수의 클러스터를 불연속의 주파수 대역에 각각 매핑하는 경우, 즉, C-SC-FDMA를 이용하는 경우에도, DFT 행렬의 직교성 붕괴에 기인하는 ISI를 저감할 수 있는 무선 통신 장치 및 신호 분할 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명의 무선 통신 장치는, DFT 행렬을 이용하여 심볼 계열에 DFT 처리를 실시해서, 주파수 영역의 신호를 생성하는 변환 수단과, 상기 DFT 행렬을 구성하는 복수의 열벡터(列vector)중, 어느 것인가가 부분 직교하는 벡터길이에 대응하는 부분직교 대역폭으로 상기 신호를 분할하여, 복수의 클러스터를 생성하는 분할 수단과, 상기 복수의 클러스터를, 불연속의 복수 주파수 대역에 각각 매핑하는 매핑 수단을 구비하는 구성을 취한다.

본 발명의 신호 분할 방법은, 시간 영역의 심볼 계열을 주파수 영역의 신호로 변환하기 위해 이용하는 DFT 행렬을 구성하는 복수의 열벡터중, 어느것인가가 부분 직교하는 벡터길이에 대응하는 부분 직교 대역폭으로 상기 신호를 분할하여, 복수의 클러스터를 생성하도록 한다.

본 발명에 의하면, SC-FDMA 신호를 복수의 클러스터로 분할하고, 복수의 클러스터를 불연속 주파수 대역에 각각 매핑하는 경우 (C-SC-FDMA를 이용하는 경우)에도, DFT 행렬의 직교성 붕괴에 기인하는 ISI를 저감할 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시형태 1에 따른 단말의 블록 구성도,
도 2는 본 발명의 실시형태 1에 따른 DFT 처리를 나타내는 도면,
도 3은 본 발명의 실시형태 1에 따른 DFT 행렬의 일례를 나타내는 도면,
도 4a는 본 발명의 실시형태 1에 따른 부분 직교의 관계를 나타내는 도면 (|I|=1의 경우),
도 4b는 본 발명의 실시형태 1에 따른 부분 직교의 관계를 나타내는 도면 (|I|=2의 경우),
도 4c는 본 발명의 실시형태 1에 따른 부분 직교의 관계를 나타내는 도면(|I|=3의 경우),
도 5a는 본 발명의 실시형태 1에 따른 분할 처리 및 매핑 처리를 나타내는 도면,
도 5b는 본 발명의 실시형태 1에 따른 FDE 후의 신호를 나타내는 도면,
도 5c는 본 발명의 실시형태 1에 따른 결합 후의 신호를 나타내는 도면,
도 6은 본 발명의 실시형태 1에 따른 열벡터의 직교 관계를 나타내는 도면,
도 7은 본 발명의 실시형태 1에 따른 열벡터의 직교 관계를 나타내는 도면,
도 8은 본 발명의 실시형태 1에 따른 주파수 인터리브 처리를 나타내는 도면,
도 9는 본 발명의 실시형태 2에 따른 단말의 블록 구성도,
도 10a는 본 발명의 실시형태 2에 따른 프리코딩 처리를 나타내는 도면,
도 10b은 본 발명의 실시형태 2에 따른 프리코딩 처리를 나타내는 도면,
도 11은 본 발명의 실시형태 2에 따른 FSTD를 이용한 처리를 나타내는 도면,
도 12는 본 발명의 실시형태 3에 따른 FSTD를 이용한 처리를 나타내는 도면,
도 13은 본 발명의 실시형태 3에 따른 FSTD를 이용한 처리를 나타내는 도면,
도 14는 본 발명의 실시형태 4에 따른 승수와 클러스터 사이즈와의 관계를 나타내는 도면,
도 15는 본 발명의 실시형태 5에 따른 단말의 블록 구성도,
도 16은 본 발명의 실시형태 5에 따른 기지국의 블록 구성도,
도 17a은 본 발명의 실시형태 5에 따른 쉬프트 처리를 나타내는 도면(z=0의 경우),
도 17b는 본 발명의 실시형태 5에 따른 쉬프트 처리를 나타내는 도면(z=3의 경우),
도 18a은 본 발명의 실시형태 5에 따른 DFT 출력을 나타내는 도면,
도 18b는 본 발명의 실시형태 5에 따른 쉬프트 처리를 나타내는 도면,
도 18c는 본 발명의 실시형태 5에 따른 분할 처리 및 매핑 처리를 나타내는 도면,
도 19는 본 발명의 실시형태 5에 따른 단말의 블록 구성도,
도 20은 본 발명의 실시형태 6에 따른 단말의 블록 구성도,
도 21a는 본 발명의 실시형태 6에 따른 DFT 출력을 나타내는 도면,
도 21b는 본 발명의 실시형태 6에 따른 쉬프트 처리를 나타내는 도면,
도 21c는 본 발명의 실시형태 6에 따른 분할 처리 및 매핑 처리를 나타내는 도면,
도 22a는 본 발명의 실시형태 6에 따른 DFT 출력을 나타내는 도면,
도 22b는 본 발명의 실시형태 6에 따른 쉬프트 처리를 나타내는 도면,
도 22c는 본 발명의 실시형태 6에 따른 분할 처리 및 매핑 처리를 나타내는 도면,
도 23은 본 발명의 실시형태 7에 따른 단말의 블록 구성도,
도 24는 본 발명의 실시형태 7에 따른 주파수 쉬프트 처리 및 공간 쉬프트 처리를 나타내는 도면,
도 25는 본 발명의 실시형태 7에 따른 주파수 쉬프트 처리 및 공간 쉬프트 처리를 나타내는 도면,
도 26은 본 발명의 실시형태 8에 따른 쉬프트 처리를 나타내는 도면이다.

이하, 본 발명의 실시형태에 대해서, 첨부 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 이하의 설명에서는, 본 발명에 따른 무선 통신 장치를 구비하는 단말이 C-SC-FDMA 신호를 기지국으로 송신하는 경우에 대해서 설명한다.

(실시형태 1)

본 실시형태에 따른 단말(100)의 구성을 도 1에 나타낸다.

단말(100)에 있어서, 무선 수신부(102)는, 기지국(도시하지 않음)으로부터 송신된 제어 신호를 안테나(101)를 경유해서 수신하고, 그 제어 신호에 대해서 다운 컨버트, A/D변환 등의 수신 처리를 실시하고, 수신 처리가 실시된 제어 신호를 복조부(103)에 출력한다. 이 제어 신호에는, 각 단말에 할당된 상향 회선의 주파수 리소스를 나타내는 주파수 리소스 정보 및 각 단말에 설정된 MCS(Modulation and channel Coding Scheme)를 나타내는 MCS 정보가 포함된다.

복조부(103)는 제어 신호를 복조하고, 복조 후의 제어 신호를 복호부(104)에 출력한다.

복호부(104)는 제어 신호를 복호하고, 복호 후의 제어 신호를 추출부(105)에 출력한다.

추출부(105)는, 복호부(104)로부터 입력되는 제어 신호에 포함되어 있는 자단말 앞의 주파수 리소스 정보를 추출하고, 추출한 주파수 리소스 정보를 제어부(106)에 출력한다.

제어부(106)에는, DFT부(110)에서 이용하는 DFT 행렬의 DFT 사이즈(DFT 포인트수)를 포함한 단말의 카테고리 정보 및 후술하는 C-SC-FDMA 신호의 부분 직교 조건을 나타내는 부분 직교 조건 정보가 입력되고, 기지국으로부터 통지된 주파수 리소스 정보가 추출부(105)로부터 입력된다.

제어부(106)는, 단말의 DFT 사이즈를 나타내는 DFT 사이즈 정보(카테고리 정보), 부분 직교 조건 정보 및 기지국으로부터 통지된 주파수 리소스 정보에 기초하여, 분할부(111)가 SC-FDMA 신호(즉, DFT부(110)의 출력)를 분할하여 생성할 클러스터 수 및 각 클러스터의 대역폭을 나타내는 클러스터 사이즈를 산출한다. 또한,SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 복수의 클러스터로 분할할 때, 스펙트럼의 주파수가 낮은 쪽(DFT부(110)의 출력 번호가 작은 쪽), 또는, 스펙트럼의 주파수가 높은 쪽(DFT부(110)의 출력 번호가 큰 쪽)으로부터 차례로, SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 분할해 가는 것이 기지국과 단말 사이에서 미리 결정되어 있는 것으로 한다. 그리고, 제어부(106)는, 산출한 클러스터수 및 클러스터 사이즈에 기초하여, 자단말의 C-SC-FDMA 신호(복수의 클러스터)가 매핑될 주파수 리소스를 산출한다. 예를 들면, 제어부(106)는, 분할해서 생성되는 복수의 클러스터 중, 주파수가 낮은 클러스터(DFT부(110)의 출력 번호가 작은 클러스터), 또는, 주파수가 높은 클러스터(DFT부(110)의 출력 번호가 큰 클러스터)부터 차례로, 그 클러스터가 매핑될 주파수 리소스를 산출한다. 그리고, 제어부(106)는, 산출한 클러스터수 및 클러스터 사이즈를 포함한 클러스터 정보를 분할부(111)에 입력시키고, 자단말의 C-SC-FDMA 신호(복수의 클러스터)가 매핑될 주파수 리소스를 나타내는 매핑 정보를 매핑부(112)에 출력한다.

부호화부(107)는, 송신 비트 계열을 부호화하고, 부호화 후의 송신 비트 계열을 변조부(108)에 출력한다.

변조부(108)는, 부호화부(107)로부터 입력되는 송신 비트 계열을 변조하여 심볼 계열을 생성하고, 생성한 심볼 계열을 다중부(109)에 출력한다.

다중부(109)는, 파일럿 신호 및 변조부(108)로부터 입력되는 심볼 계열을 다중한다. 그리고, 다중부(109)는, 파일럿 신호가 다중된 심볼 계열을 DFT부(110)에 출력한다. 예를 들면, 파일럿 신호로서는, CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 계열을 이용해도 좋다. 또, 도 1에서는, DFT 처리를 실시하기 전에 파일럿 신호와 심볼 계열을 다중하는 구성을 취하고 있지만, DFT 처리를 실시한 후에 파일럿 신호와 심볼 계열을 다중하는 구성을 취해도 좋다.

DFT부(110)는, DFT 행렬을 이용하여, 다중부(109)로부터 입력되는 시간 영역의 심볼 계열에 DFT 처리를 실시함으로써, 주파수 영역의 신호(SC-FDMA 신호)를 생성한다. 그리고, DFT부(110)는, 생성한 SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 분할부(111)에 출력한다.

분할부(111)는, 제어부(106)로부터 입력되는 클러스터 정보에 나타나는 클러스터수 및 클러스터 사이즈에 따라, DFT부(110)로부터 입력되는 SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 복수의 클러스터로 분할한다. 구체적으로는, 분할부(111)는, DFT부(110)에서 이용하는 DFT 행렬을 구성하는 복수의 열벡터 중 어느 것인가가 부분직교하는 길이(벡터길이)에 대응하는 대역폭(부분직교 대역폭)으로 SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 분할하여, 복수의 클러스터를 생성한다. 그리고, 분할부(111)는, 생성한 복수의 클러스터로 구성되는 C-SC-FDMA 신호를 매핑부(112)에 출력한다. 또한, 분할부(111)에 있어서의 SC-FDMA 신호(스펙트럼)의 분할 방법의 상세한 것에 대해서는 후술한다.

매핑부(112)는, 제어부(106)로부터 입력되는 매핑 정보에 기초하여, 분할부(111)로부터 입력되는 C-SC-FDMA 신호(복수의 클러스터)를 주파수 리소스(서브캐리어 또는 RB)에 매핑한다. 예를 들면, 매핑부(112)는, C-SC-FDMA 신호를 구성하는 복수의 클러스터를, 불연속의 복수의 주파수 대역에 각각 매핑한다. 그리고, 매핑부(112)는, 주파수 리소스에 매핑된 C-SC-FDMA 신호를 IFFT부(113)에 출력한다.

IFFT부(113)는, 매핑부(112)로부터 입력되는 C-SC-FDMA 신호가 매핑된 복수의 주파수 대역에 대해서 IFFT를 행하여, 시간 영역의 C-SC-FDMA 신호를 생성한다. 여기서, IFFT부(113)는, C-SC-FDMA 신호(복수의 클러스터)가 매핑된 복수의 주파수 대역 이외의 주파수 대역에 0을 삽입한다. 그리고, IFFT부(113)는, 시간 영역의 C-SC-FDMA 신호를 CP(Cyclic Prefix) 삽입부(114)에 출력한다.

CP삽입부(114)는, IFFT부(113)로부터 입력되는 C-SC-FDMA 신호의 후미 부분과 동일한 신호를 CP로서 C-SC-FDMA 신호의 선두에 부가한다.

무선 송신부(115)는, C-SC-FDMA 신호에 대해서 D/A변환, 증폭 및 업 컨버트 등의 송신 처리를 실시하고, 송신 처리가 실시된 신호를 안테나(101)를 경유하여 기지국에 송신한다.

한편, 기지국은, 각 단말로부터 송신된 C-SC-FDMA 신호(복수의 클러스터)에 대해서, FDE 가중치를 곱셈하는 FDE 처리를 행하고, FDE 처리 후의 C-SC-FDMA 신호(복수의 클러스터)를 주파수 영역에서 결합한다. 그리고, 기지국은, 결합 후의 C-SC-FDMA 신호에 대해서 IDFT 처리를 실시함으로써, 시간 영역의 신호를 얻는다.

또, 기지국은, 각 단말로부터 송신된 파일럿 신호를 이용해, 각 단말과 기지국 사이의 주파수 대역(예를 들면 서브캐리어) 마다의 SINR (Signal-to-Interference plus Noise power Ratio)를 측정함으로써, 각 단말의 채널 품질 정보(예를 들면, CQI:Channel Quality Indicator)를 생성한다. 그리고, 기지국은, 복수 단말의 CQI 및 QoS(Quality of Service) 등을 이용해, 각 단말의 상향 회선의 주파수 리소스(예를 들면, PUSCH)의 할당을 스케줄링한다. 그리고, 기지국은, 각 단말의 상향 회선의 주파수 리소스의 할당 결과(즉, 스케줄링 결과)를 나타내는 주파수 리소스 정보를 각 단말에 통지한다. 기지국이 각 단말에 주파수 리소스를 할당할 때에 이용하는 알고리즘으로서,예를 들면, PF(Proportional Fairness) 등이 있다.

또, 기지국은, 단말(100)의 제어부(106)와 동일하게 하여, DFT 사이즈 및 부분 직교 조건을 이용해 클러스터 수 및 클러스터 사이즈를 제어하고, 그 클러스터수 및 클러스터 사이즈에 기초하여 C-SC-FDMA 신호 (복수의 클러스터)를 결합한다.

다음에, 분할부(111)에 있어서의 SC-FDMA 신호(스펙트럼)의 분할 방법의 상세한 것에 대해서 설명한다.

여기서, DFT부(110)의 출력인 SC-FDMA 신호는, 심볼 계열의 각 심볼이 DFT 행렬의 DFT 사이즈(열벡터 길이)에 대응하는 주파수 대역으로 직교 주파수 확산되어, 직교 주파수 확산 후의 각 심볼이 부호 다중됨으로써 구성되어 있다. 여기서, DFT 사이즈를 N으로 하면, DFT부(110)에서 이용하는 DFT 행렬은, N×N 행렬 F=[f₀, f₁,…, f_{N -1}]로 표시할 수 있다. 또, f_i(i=0~N-1)는, 제k의 요소로서(1/N)exp(-j2π(i*k)/N)(k=0~N-1)를 가지는 N×1의 열벡터이다.

또, 모든 열벡터 f_i(i=0~N-1)는, DFT 사이즈 N에서 서로 직교한다. 즉, DFT부(110)에서는, 심볼 계열을 구성하는 N개의 심볼(예를 들면, 심볼 #0~#N-1)에 DFT 행렬의 열벡터 f_i(i=0~N-1)를 각각 곱셈함으로써, 모든 심볼(심볼 #0~#N-1)은, 열벡터 길이 N에 대응하는 직교 대역폭(즉, N개 심볼이 매핑되는 대역폭)으로 서로 직교한다.

예를 들면, DFT 사이즈 N=8의 경우, 도 2 상단에 나타내는 것처럼, 8개의 심볼 #0~#7로 구성되는 심볼 계열이 DFT부(110)에 입력된다. 그리고, 도 2 하단에 나타내는 것처럼, DFT부(110)는, 심볼 #0~#7을, DFT 행렬의 열벡터 f₀~f₇로 각각 주파수 확산한다. 그리고, DFT부(110)는, 주파수 확산된 심볼 #0~#7을 부호 다중한다. 이것에 의해, DFT 사이즈 N에 대응하는 직교 대역폭의 SC-FDMA 신호가 얻어진다. 또, DFT 사이즈 N=8일 때의 DFT 행렬의 일례를 도 3에 나타낸다. 즉, 열벡터 f_i(i=0~7)는, 제k(단, k=0~7)의 요소로서 (1/8)exp(-j2π(i*k)/8)를 가지는 8×1의 열벡터가 된다. 또, 열벡터 f₀~f₇은, DFT 사이즈 N=8에서 서로 직교한다.

여기서, DFT 행렬 F의 열벡터 f_i는, DFT 사이즈 N에서 다른 모든 열과 직교하는것에 더해 DFT 사이즈(열벡터 길이) N보다 작은 벡터길이 N'(단, N'<N)에서도 다른 일부의 열벡터와 부분 직교한다. 구체적으로는, DFT 행렬을 구성하는 복수의 열벡터 중, 서로 다른 임의의 2개의 열벡터 f_i 및 f_i'(단, i'≠i)가 부분 직교하는 벡터길이 N'와,DFT 행렬 F의 DFT 사이즈(열벡터 길이) N의 사이에는, 다음의 수학식(1)의 관계(부분 직교 조건)가 있다. 단,I는,|I|<|i-i'|를 만족시키는 제로 이외의 정수이다.

[수 1]

일례로서 도 3에 나타내는 열벡터 f₁(즉, i=1) 및 열벡터 f₅(즉, i'=5)의 부분 직교 조건에 대해서 설명한다. |I|<|i-i'|=|-4|=4로부터, |I|는, 1, 2, 3 중 어느 하나의 값을 취한다.

|I|=1의 경우, 식(1)로부터 벡터길이 N'=2가 된다. 따라서, 도 4a에 나타내는 것처럼, 열벡터 f₁과 열벡터 f₅는 벡터길이 N'=2, 즉, 2개의 요소 간에서 부분 직교한다. 예를 들면, 도 4a에 나타내는 것처럼, 열벡터 f₁ 및 열벡터 f₅ 각각의 제0(k=0)의 요소 및 제1(k=1)의 요소인 2개의 요소 간에서 부분 직교하고, 제2(k=2)의 요소 및 제3(k=3)의 요소인 2개의 요소 간에서 부분 직교한다. 제4(k=4)의 요소~ 제7(k=7)의 요소에 대해서도 마찬가지이다.

마찬가지로, |I|=2의 경우, 식(1)로부터 벡터길이 N'=4가 된다. 따라서, 도 4b에 나타내는 것처럼, 열벡터 f₁과 열벡터 f₅는 벡터길이 N'=4, 즉, 4개의 요소 간에서 부분직교한다. 예를 들면, 도 4b에 나타내는 것처럼, 열벡터 f₁ 및 열벡터 f₅ 각각의 제0(k=0)의 요소~ 제3(k=3)의 요소인 4개의 요소 간에서 부분직교하고, 제4(k=4)의 요소~ 제7(k=7)의 요소인 4개의 요소 간에서 부분직교한다.

또, |I|=3의 경우, 식(1)로부터 벡터길이 N'=6이 된다. 따라서, 도 4c에 나타내는 것처럼, 열벡터 f₁과 열f₅는 벡터길이 N'=6, 즉, 6개의 요소 간에서 부분직교한다. 예를 들면, 도 4c에 나타내는 것처럼, 열벡터 f₁ 및 열벡터 f₅ 각각의 제0(k=0)의 요소~ 제5(k=5)의 요소인 6개의 요소 간에서 부분직교하고, 제2(k=2)의 요소~ 제7(k=7)의 요소인 6개의 요소 간에서 부분직교한다.

*여기서, DFT 행렬의 DFT 사이즈 N에 대응하는 대역폭(즉, DFT 행렬의 직교 대역폭) B는, N*B_sub로 표시된다. 여기서, B_sub는, 직교 주파수 간격(서브캐리어 간격)을 나타낸다. 마찬가지로 열벡터 f_i 및 열f_i'가 부분직교하는 벡터길이 N'(단, N'<N)에 대응하는 부분직교 대역폭 B'는, N'*B_sub로 표시된다. 이것으로부터, DFT 행렬의 직교 대역폭, 즉, SC-FDMA 신호의 송신에 사용되는 전(全)대역폭(직교 대역폭) B와 부분직교 대역폭 B' 사이의 관계(부분 직교 조건)는 다음의 수학식(2)로 나타낼 수 있다.

[수 2]

이와 같이, DFT 행렬의 DFT 사이즈 N에서 열벡터 f_i(i=0~N-1)가 서로 직교할 뿐 아니라, DFT 사이즈 N보다 작은 벡터길이 N'에서도 부분 직교 관계가 되는 열벡터가 존재한다.

상술한 바와 같이, SC-FDMA 신호를 복수의 클러스터로 분할하는 경우, 각 클러스터가 불연속의 주파수 대역에 각각 매핑되기 때문에, 클러스터의 결합점에서는 등가 채널 이득의 급격한 변동(불연속점)이 발생하기 쉽다. 한편, 각 클러스터내에서는, FDE 처리를 행함으로서 등가 채널 이득의 변동은 완만하게 된다. 즉, 등가 채널 이득의 급격한 변동(불연속점)이 발생하는 경우(DFT 행렬의 직교 대역폭에서 DFT 행렬의 직교성이 붕괴되는 경우)에서도, 클러스터내에서 직교성을 유지함으로써 ISI를 저감할 수 있게 된다.

그래서, 본 실시형태에서는, 분할부(111)는, DFT 행렬의 열벡터 길이 N과 부분 직교의 관계에 있는 벡터길이 N'에 대응하는 부분직교 대역폭 B'(=N'*B_sub)로 SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 분할한다.

이하, SC-FDMA 신호의 분할 방법 1-1~1-4에 대해서 설명한다.

<분할 방법 1-1>

본 분할 방법에서는, 분할부(111)는, 식(1)로부터 산출되는 벡터길이 N'에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'(=N'*B_sub)로 SC-FDMA 신호를 분할한다.

이하의 설명에서는, 클러스터 수를 2로 하고, 각 클러스터 사이즈를 식(2)(또는, 식(1))를 만족시키는 부분 직교 대역폭 B',및 직교 대역폭 B와 부분 직교 대역폭 B'와의 차분 대역폭 B"(=B-B')로 한다. 또, DFT 사이즈 N을 8로 한다.

따라서, 분할부(111)는, DFT부(110)로부터 입력되는 SC-FDMA 신호(스펙트럼)를, 도 5a에 나타내는 것처럼 클러스터 #0 및 클러스터 #1의 2개의 클러스터로 분할한다. 구체적으로는, 분할부(111)는, 직교 대역폭 B의 SC-FDMA 신호를, 식(2)로부터 산출되는 부분 직교 대역폭 B'로 분할한다. 다시말하면, 분할부(111)는, 식(1)로부터 산출되는 벡터길이 N'에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'로 SC-FDMA 신호를 분할한다. 이것에 의해, 분할부(111)는, 부분 직교 대역폭 B'의 클러스터 #0및 직교 대역폭 B와 부분 직교 대역폭 B'와의 차분 대역폭 B"(=B-B')의 클러스터 #1을 생성한다.

그리고, 매핑부(112)는, 도 5a에 나타내는 것처럼, 클러스터 #0 및 클러스터 #1을, 불연속의 2개 주파수 대역에 각각을 매핑한다.

한편, 기지국은, 도 5a에 나타내는 클러스터 #0 및 클러스터 #1로 구성되는 C-SC-FDMA 신호를 수신한다. 그리고, 기지국은, C-SC-FDMA 신호에 대해서 FDE 처리를 실시함으로써, 도 5b에 나타내는 등의 FDE 후의 C-SC-FDMA 신호를 얻는다. 그리고, 기지국은, 도 5b에 나타내는 FDE 후의 클러스터 #0 및 클러스터 #1을 결합함으로써, 도 5c에 나타내는 바와 같은, DFT 행렬의 직교 대역폭 B(=B'+B") 신호를 생성한다.

도 5c에 나타내는 것처럼, 클러스터 #0과 클러스터 #1의 결합점에서는, 등가 채널 이득의 변동이 불연속이 된다. 한편, 각 클러스터내에서는, 등가 채널 이득의 변동은 완만하다. 따라서, 클러스터 #0에서는, 식(2) 또는 식(1)을 만족시키는 열벡터 f_i 및 f_i'에 대응하는 다중 심볼간(즉, 부분 직교하는 다중 심볼간)의 ISI는 저감된다. 이것에 의해, 클러스터 #0(즉, 부분 직교 대역폭 B'의 클러스터) 내에서는, 클러스터 #0과 클러스터 #1의 결합점(SC-FDMA 신호의 분할점)에 있어서의 등가 채널 이득의 급격한 변동에 기인하는 ISI를 저감할 수 있다.

이와 같이, 본 분할 방법에 의하면, 복수의 클러스터의 결합점에서는 등가 채널 이득의 변동이 불연속이 되지만, 부분 직교 대역폭의 클러스터내에서는, 다중 심볼간의 직교성 붕괴를 저감할 수 있다. 따라서, 본 분할 방법에 의하면, SC-FDMA 신호를 복수의 클러스터로 분할하는 경우에도, 등가 채널 이득의 급격한 변동에 기인한 ISI를 저감할 수 있다.

<분할 방법 1-2>

본 분할 방법에서는, 분할부(111)는, 식(1)에 있어서, (|I|/i-i'|)-¹이 2이상 N미만이면서, 또, N의 약수 중 어느 1개인 벡터길이 N'에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'로 SC-FDMA 신호를 분할한다.

이하, 구체적으로 설명한다. 여기에서는, DFT 사이즈 N을 12로 하고, 클러스터수를 2로 한다.

N=12일 경우, 2이상이고 12미만이면서, 또, N=12의 약수는, 2, 3, 4, 6이다. 따라서, 분할부(111)는, 식(1)에 나타낸 (|I|/i-i'|)의 역수인(|I|/i-i'|)-1=2, 3, 4, 6 중 어느 1개를 선택한다. 즉, 분할부(111)는, 식(1)로부터, 벡터길이 N'=6, 4, 3, 2 중 어느 1개를 선택한다. 즉, 식(1)에 있어서, (|I|/i-i'|)=1/2, 1/3, 1/4, 1/6을 각각 만족시키는 열벡터 f_i 및 열벡터 f_i'가 벡터길이 N'=6, 4, 3, 2에서 각각 부분 직교한다.

예를 들면, 분할부(111)는, 열벡터 f_i(i=0~11)를 벡터길이 N'=6으로 분할하는 경우(즉, (|I|/i-i'|)-1=2의 경우), 클러스터 #0의 벡터길이 N'를 6으로 하고, 클러스터 #1의 벡터길이 N"를 6(=N-N'=12-6)으로 한다. 즉, 분할부(111)는, 직교 대역폭 B(=N*Bsub=12 B_sub)의 SC-FDMA 신호를, 부분 직교 대역폭 B'(=N'*Bsub=6 B_sub)의 클러스터 #0과 대역폭 B"(=N"*Bsub=6 B_sub)의 클러스터 #1로 분할한다. 벡터길이 N'=4, 3, 2의 경우에 대해서도 마찬가지이다.

이것에 의해, 본 분할 방법에 의해 산출한 벡터길이 N'의 클러스터를 포함한 2개의 클러스터(클러스터 #0 및 클러스터 #1)의 벡터길이의 조합(N', N")은, (6, 6), (4, 8), (3, 9), (2, 10) 중 어느 하나가 된다. 즉, 2개 클러스터의 벡터길이의 조합은 모두 정수가 된다. 따라서, DFT 행렬의 DFT 사이즈(DFT 포인트 수)가 0~N-1의 정수값을 취하는데 비해, 열벡터 f_i를 분할하는 벡터길이 N' 및 벡터길이 N"=(N-N')도, 분수가 되는 일 없이, 항상 정수값으로 할 수가 있다. 다시말하면, 직교 대역폭 B(=N*B_sub)를 분할하는 부분 직교 대역폭 B'는, 항상 B_sub의 정수배에 한정할 수 있다.

이와 같이, 본 분할방법에 의하면, 분할 방법 1과 동일한 효과를 얻으면서, 정수값의 DFT 사이즈 N을 이용해서 SC-FDMA 신호를 출력하는 DFT 처리와,DFT 처리의 출력인 SC-FDMA 신호를 복수의 클러스터로 분할하는 분할 처리의 친화성을 높일 수 있다.

<분할 방법 1-3>

본 분할 방법에서는, 분할부(111)는, 소수(素數)의 배수인 벡터길이 N'에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'로 SC-FDMA 신호를 분할한다.

이하, 구체적으로 설명한다. 예를 들면, 분할부(111)는, 벡터길이 N'를 소수 x₀의 배수 a₀x₀(단, 계수 a₀는 1이상의 정수)로 한다. 여기서는, DFT 사이즈 N을 12로 하고, 클러스터수를 2로 한다. 또, 소수(素數) x₀=3으로 하고, 계수(係數) a₀=3으로 한다.

따라서, 분할부(111)는, 클러스터 #0의 벡터길이 N'를 9(=3×3)로 하고, 클러스터 #1의 벡터길이 N"를 3(=N-N'=12-9)으로 한다. 즉, 분할부(111)는, DFT 사이즈 N=12에 대응하는 직교 대역폭 B(=N*B_sub=12 B_sub)의 SC-FDMA 신호를, 벡터길이 N'=9에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'(=N'*B_sub=9 B_sub)의 클러스터 #0와, 벡터길이 N"=3에 대응하는 대역폭 B"(=N"*Bsub=3 Bsub)의 클러스터 #1로 분할한다.

여기서, 소수 x₀=3의 배수 a₀x₀인 벡터길이 N'=9의 클러스터 #0에서는, 벡터길이가 3, 6, 9에서 각각 직교하고 있는(계층적으로 직교하고 있음) 열벡터가 존재한다. 예를 들면, 도 6에 나타내는 열f₀~f₁₁의 실부 및 허부에 있어서, 열벡터 f₀와 f₄의 사이, 열벡터 f₀와 f₈의 사이 및 열벡터 f₄와 f₈의 사이에서는, 벡터길이 3, 6, 9에서 각각의 파형이 직교한다. 또한,여기에서는, 소수 x₀=3의 배수가 되는 벡터길이의 직교 관계만을 나타내고 있다. 예를 들면, 열벡터 f₄와 f₈의 사이에서는, 벡터길이 3은, 열벡터 f₄의 1주기분과 열벡터 f₈의 2주기분에 일치하고, 벡터길이 6은, 열벡터 f₄의 2주기분과 열벡터 f₈의 4 주기분에 일치하고, 벡터길이 9는, 열벡터 f₄의 3주기분과 열벡터 f₈의 6주기분에 일치한다.

즉, 클러스터 #0(벡터길이 N'=9)에서는, 12개의 열벡터 f₀~f₁₁ 중, 열벡터 f₀, f₄, f₈은, 벡터길이 3, 6, 9의 주기로 각각 직교하는 계층적인 직교 관계가 있다. 이것으로부터, 클러스터 #0(벡터길이 N'=9)에서는, 도 6에 나타내는 12개의 열벡터 f₀~f₁₁(예를 들면, 다중 심볼 #0~#11) 중, 열벡터 f₀, f₄, f₈(예를 들면, 다중 심볼 #0,#4,#8) 사이에서는 ISI는 저감된다.

이와 같이, 본 분할 방법에서는, 분할부(111)는, 소수 x₀의 배수 a₀x₀인 벡터길이 N'에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'로 SC-FDMA 신호를 분할함으로써, 소수 x₀의 배수(x₀, 2x₀,…, a₀x₀)의 주기로 계층적으로 직교하는 다중 심볼의 수를 많이 포함한 클러스터를 생성할 수 있다. 즉, SC-FDMA 신호를 분할하여 생성되는 클러스터의 클러스터 사이즈에서 부분 직교하는 다중 심볼(열벡터)을 많이 확보할 수 있다. 다시말하면, SC-FDMA 신호를 분할해서 생성되는 클러스터의 클러스터 사이즈에서 부분직교하지 않는 다중 심볼(열벡터)을 저감함으로써, 부분 직교하지 않는 다중 심볼간의 직교성 붕괴에 기인한 ISI를 저감할 수 있다.

또, 본 분할 방법에서는, SC-FDMA 신호(스펙트럼)의 분할에 관한 제어 정보로서,기지국으로부터 단말(100)에 통지가 필요한 정보는, 계수 a₀만이면 되기 때문에, 제어 정보의 통지에 요하는 정보량을 삭감할 수 있다.

또한, 본 분할 방법에서는, 분할부(111)가 1개 소수의 배수인 벡터길이 N'에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'로 SC-FDMA 신호를 분할하는 경우에 대해 설명했다. 그러나, 본 발명에서는, 예를 들면, 분할부(111)는, 2개 이상의 소수의 곱의 배수인 벡터길이 N'에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'로 SC-FDMA 신호를 분할해도 좋다.

예를 들면, 분할부(111)는, 벡터길이 N'를, 소수 x₀, x₁, x₂,…중 적어도 2개의 소수(2개 이상의 소수)의 곱(예를 들면, x₀*x₁)의 배수(예를 들면, b₀(x₀*x₁))(단, b₀는 1이상의 정수)로 한다. 이것에 의해, 벡터길이 N'=b₀(x₀*x₁)에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'의 클러스터에서는, 소수 x₀의 배수(x₀, 2 x₀,…, b₀x₀)의 주기로 계층적으로 부분 직교하는 다중 심볼(열벡터)과,소수 x₁의 배수(x₁, 2 x₁,…, b₀x₁)의 주기로 계층적으로 부분 직교하는 다중 심볼(열벡터)을 포함할 수 있다. 즉, SC-FDMA 신호의 최소 분할 단위(예를 들면, x₀*x₁)가 보다 커질수록, 벡터길이 N'=b₀(x₀*x₁)에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'의 클러스터에서는, 클러스터 사이즈에서 부분 직교하는 다중 심볼(열벡터)의 수를 보다 증가시킬 수 있다. 이 때문에, 다중 심볼(열벡터) 간의 직교성 붕괴에 기인한 ISI를 한층 더 저감 할 수 있다.

또한, 2개 이상의 소수를 선택할 때, 보다 작은 소수(2, 3, 5, 7,…)부터 차례로 선택하는 것이 바람직하다. 이렇게 함으로써, 부분 직교 대역폭 B'의 클러스터에서는, 소수의 배수의 주기로 계층적으로 직교하는 다중 심볼(열벡터)을 보다 많이 확보할 수 있어, 다중 심볼(열벡터) 간의 직교성 붕괴에 기인한 ISI를 한층 더 저감할 수 있다.

<분할 방법 1-4>

본 분할 방법에서는, 분할부(111)는, 소수의 거듭제곱인 벡터길이 N'에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'로 SC-FDMA 신호를 분할한다.

이하, 구체적으로 설명한다. 예를 들면, 분할부(111)는, 열벡터 길이 N'를 소수 x₀ 의 거듭제곱x₀ ^a0(단, a₀는 1이상의 정수)로 한다. 여기에서는, 분할 방법 1-3과 마찬가지로, DFT 사이즈 N을 12로 하고, 클러스터 수를 2로 한다. 또, 소수 x₀=2로 하고, 계수 a₀=3으로 한다.

따라서, 예를 들면, 분할부(111)는, 클러스터 #0의 벡터길이 N'를 8(=2³)로 하고, 클러스터 #1의 벡터길이 N"를 4(=N-N'=12-8)로 한다. 즉, 분할부(111)는, DFT 사이즈 N=12에 대응하는 직교 대역폭 B(=N*B_sub=12 B_sub)의 SC-FDMA 신호를, 벡터길이 N'=8에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'(=N'*B_sub=8 B_sub)의 클러스터 #0와, 벡터길이 N"=4에 대응하는 대역폭 B"(=N"*B_sub=4 B_sub)의 클러스터 #1로 분할한다.

여기서, 소수 x₀=2의 거듭제곱x₀ ^a0인 벡터길이 N'=8의 클러스터 #0에서는, 벡터길이가 2, 4, 8에서 각각 직교하고 있는 열벡터가 존재한다. 예를 들면, 도 7에 나타내는 열벡터 f₀~f₁₁의 실부 및 허부에 있어서, 열벡터 f₀와 f₃의 사이, 열벡터 f₀와 f₆의 사이 및, 열벡터 f₃과 f₆의 사이에서는, 분할 방법 1-3(도 6)과 마찬가지로, 벡터길이 2, 4, 8에서 각각의 파형이 직교한다. 또한,여기에서는, 소수 x₀=2의 거듭제곱이 되는 벡터길이의 직교 관계만을 나타내고 있다.

즉, 클러스터 #0(벡터길이 N'=8)에서는, 12개의 열벡터 f₀~f₁₁ 중, 열벡터 f₀, f₃, f₆은, 벡터길이 2, 4, 8의 주기로 각각 직교하는 계층적인 직교 관계가 있다. 이것으로부터, 클러스터 #0(벡터길이 N'=8)에서는, 도 7에 나타내는 12개의 열벡터 f₀~f₁₁(예를 들면, 다중 심볼 #0~#11) 중, 열벡터 f₀, f₃, f₆(예를 들면, 다중 심볼 #0, #3, #6)의 사이에서는 ISI는 저감된다.

이와 같이, 본 분할 방법에서는, 분할부(111)는, 소수 x₀ 의 거듭제곱x₀ ^a0인 벡터길이 N'에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'로 SC-FDMA 신호를 분할함으로써, 소수 x₀ 의 거듭제곱(x₀, x₀ ²,…, x₀ ^a0)의 주기로 계층적으로 부분 직교하는 다중 심볼(열벡터)을 많이 포함한 클러스터를 생성할 수 있다. 따라서, 분할 방법 1-3과 마찬가지로, SC-FDMA 신호를 분할해서 생성되는 클러스터의 클러스터 사이즈에서 부분 직교하지않는 다중 심볼(열벡터) 간의 직교성 붕괴에 기인한 ISI를 저감할 수 있다.

또, 본 분할 방법에서는, 분할 방법 1-3과 마찬가지로, SC-FDMA 신호(스펙트럼)의 분할에 관한 제어 정보로서,기지국으로부터 단말(100)에 통지가 필요한 정보는, 계수 a₀ 만이면 되기 때문에, 제어 정보의 통지에 요하는 정보량을 삭감할 수 있다.

또한, 본 분할 방법에서는, 분할부(111)가 1개 소수의 거듭제곱인 벡터길이 N'에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'로 SC-FDMA 신호를 분할하는 경우에 대해 설명했다. 그러나, 본 발명에서는, 예를 들면, 분할부(111)는, 2개 이상의 소수의 곱의 거듭제곱인 벡터길이 N'에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'로 SC-FDMA 신호를 분할해도 좋다.

예를 들면, 분할부(111)는, 벡터길이 N'를, 소수 x₀, x₁, x₂,…중 적어도 2개의 소수(2개 이상의 소수)의 곱(예를 들면, x₀*x₁)의 거듭제곱(예를 들면, (x₀*x₁) b₀)(단, b₀는 1이상의 정수)으로 한다. 이것에 의해, 벡터길이 N'=(x₀*x₁) b₀에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'의 클러스터에서는, 소수 x₀ 의 거듭제곱(x₀, x₀ ²,…, x₀ ^b0)의 주기로 계층적으로 부분 직교하는 다중 심볼(열벡터)과,소수 x₁ 의 거듭제곱(x₁, x₁ ²,…, x₁ ^b0)의 주기로 계층적으로 부분 직교하는 다중 심볼(열벡터)을 포함할 수 있다. 즉, SC-FDMA 신호의 최소 분할 단위(예를 들면, x₀*x₁)가 보다 커질수록, 벡터길이 N'=(x₀*x₁) ^b0에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'의 클러스터에서는, 클러스터 사이즈에서 부분 직교하는 다중 심볼(열벡터)의 수를 보다 증가시킬 수 있다. 이 때문에, 다중 심볼(열벡터) 간의 직교성 붕괴에 기인한 ISI를 한층 더 저감할 수 있다.

또, 본 발명에서는, 분할부(111)는, 벡터길이 N'를, 소수 x₀, x₁, x₂,…중 적어도 2개의 소수(2개 이상의 소수)의 곱(예를 들면, x₀*x₁) 의 거듭제곱(예를 들면, (x₀*x₁) ^b0)의 배수(예를 들면, p₀(x₀*x₁) ^b0))(단, p₀는 1이상의 정수)로 해도 좋다. 이 경우에서도 본 분할 방법과 동일한 효과를 얻을 수 있다.

또, 본 발명에서는, 분할부(111)는, 벡터길이 N'를, 소수 x₀, x₁,…의 거듭제곱 x₀ ^c0, x₁ ^c1,…(c₀, c₁,…은 0이상의 정수. 단, c₀, c₁,…중 적어도 1개는 1이상의 정수) 중 적어도 2개(2개 이상)의 곱 x₀ ^c0*x₁ ^c1*…로 해도 좋다. 이 경우에서도 본 분할 방법과 동일한 효과를 얻을 수 있다. 여기서, DFT와 동등한 처리를 보다 저(低)연산으로 실현하는 FFT(Fast Fourier Transform)에서는, FFT 사이즈(FFT 포인트 수)로서, 어느 값의 거듭제곱의 곱을 이용하는 것이 생각된다. 따라서, DFT 대신에 FFT를 이용할 경우에는, 열벡터 길이 N을 분할하는 벡터길이 N'로서 소수의 거듭제곱의 곱x₀ ^c0*x₁ ^c1*…을 이용함으로써, FFT 처리와 SC-FDMA 신호의 분할 처리의 친화성을 높일 수 있다. 또, 분할부(111)는, 벡터길이 N'를, 소수의 거듭제곱의 곱x₀ ^c0*x₁ ^c1*…의 배수 p₀(x₀ ^c0*x₁ ^c1*…)(단, p₀은 1이상의 정수)로 해도 좋다.

또한, 2개 이상의 소수를 선택할 때, 보다 작은 소수(2, 3, 5, 7,…)부터 차례로 선택하는 것이 바람직하다. 이것에 의해, 부분 직교 대역폭 B'의 클러스터에서는, 소수의 거듭제곱의 주기로 계층적으로 부분 직교하는 다중 심볼(열벡터)을 보다 많이 확보할 수 있어,다중 심볼(열벡터) 간의 직교성 붕괴에 기인한 ISI를 한층 더 저감할 수 있다.

이상, 분할부(111)에 있어서의 SC-FDMA 신호의 분할 방법 1-1~1-4에 대해 설명했다.

이와 같이, 본 실시형태에 의하면, SC-FDMA 신호를 복수의 클러스터로 분할하고, 복수의 클러스터를 불연속의 주파수 대역에 각각 매핑하는 경우에서도, SC-FDMA 신호를 부분 직교 대역폭으로 분할함으로써, DFT 행렬의 직교성 붕괴에 기인하는 ISI를 저감 할 수 있다.

따라서, 본 실시형태에 의하면, DFT 행렬의 직교성 붕괴에 기인하는 ISI를 저감함으로써, 신호점 간의 유클리드 거리가 매우 짧은 64 QAM등의 고레벨의 다치 변조를 이용하는 경우에서도, 데이터 전송 효율을 저하시키지 않고, 전송 특성을 개선할 수 있다.

또한, 본 실시형태에서는, 1개의 클러스터(여기에서는, 클러스터 #0)의 대역폭이 부분 직교 대역폭이 되도록, 단말이 SC-FDMA 신호를 복수의 클러스터로 분할하는 경우에 대해서 설명했다. 그러나, 본 발명에서는, 단말은, 예를 들면, 분할 방법 1-1~1-4 중 어느 하나를 이용해서, 복수의 클러스터 전부의 대역폭이 부분 직교 대역폭이 되도록, SC-FDMA 신호를 복수의 클러스터로 분할해도 좋다. 이것에 의해, 모든 클러스터에 있어서, 부분 직교의 관계에 있는 다중 심볼을 증가시킬 수 있기 때문에, 클러스터마다 ISI를 저감할 수 있다.

또, 본 실시형태에 있어서, 도 8에 나타내는 것처럼, 단말은, 부분 직교 대역폭의 주파수 대역(또는, 클러스터)마다 주파수 인터리브해도 좋다. 구체적으로는, 분할부(111)가 도 8 상단에 나타내는 것처럼, SC-FDMA 신호를 클러스터 #0와 클러스터 #1로 분할했을 경우, 도시하지않는 인터리브부는, 부분 직교 대역폭 단위로 주파수 인터리브한다. 즉, 인터리브부는, 부분 직교 대역폭 B_0'를 가지는 클러스터 #0의 전반부, 부분 직교 대역폭 B_0'를 가지는 클러스터 #0의 후반부 및 부분 직교 대역폭 B_1'의 클러스터 #1에 대해서 주파수 인터리브한다. 이것에 의해, 본 실시형태와 마찬가지로, 클러스터내의 직교성 붕괴를 저감하면서, 주파수 다이버시티 효과를 더욱 향상시킬 수 있다.

또, 본 실시형태에서는, 기지국이, 단말(100)과 통신할 때마다 주파수 리소스 정보만을 단말(100)에 통지하고, 단말(100)이 미리 통지된 카테고리 정보 및 부분 직교 조건 정보(식(1) 및 식(2))에 기초하여, 클러스터 정보(클러스터수 및 클러스터 사이즈)를 산출하는 경우에 대해 설명했다. 그러나, 본 발명에서는, 예를 들면, 기지국은, 단말(100)과 통신할 때마다, 주파수 리소스 정보 및 클러스터 정보(클러스터수 및 클러스터 사이즈)의 전부를 단말(100)에 통지하고, 단말(100)은, 수신한 주파수 리소스 정보 및 클러스터 정보에 기초하여 SC-FDMA 신호를 분할해도 좋다.

또, 예를 들면, 기지국은, 클러스터수 및 클러스터 사이즈를 고려하여 할당한 주파수 대역을 나타내는 주파수 리소스 정보를 단말(100)에 통지해도 좋다. 구체적으로는, 기지국(기지국의 스케줄러)은, 예를 들면, 스케줄링을 행함으로써 어느 주파수 대역(서브캐리어)에서 최대 SINR을 나타내는 단말(100)에 대해서, 그 주파수 대역을 포함하면서 또, 식(2)(또는 식(1))을 만족시키는 부분 직교 대역폭 B'의 주파수 대역을 할당하는 할당 처리를 행한다. 즉, 기지국은, 식(2)(또는 식(1))로부터 산출되는 부분 직교 대역폭 B'의 주파수 대역을, 단말(100)의 C-SC-FDMA 신호를 구성하는 복수의 클러스터에 할당한다. 기지국은, 상기 할당 처리를 다른 주파수 대역에서반복하여 행함으로써, 부분 직교 대역폭을 가지는 복수의 클러스터로 되어있는 C-SC-FDMA 신호의 주파수 리소스 할당을 행한다. 그리고, 기지국은, 단말(100)의 C-SC-FDMA 신호의 주파수 리소스 할당 결과를 나타내는 주파수 리소스 정보를 단말(100)에 통지한다. 기지국은, 단말(100)이외의 다른 단말에 대해서도 상기 주파수 리소스 할당 처리를 행한다. 이것에 의해, 기지국은, 자국의 셀내에 위치하는 모든 단말에 대해서, 주파수 리소스 할당을 스케줄링 할 수 있다. 또, 단말(100)은, 기지국으로부터 통지된 주파수 리소스 정보에 나타나는 주파수 대역에 따라 C-SC-FDMA 신호를 매핑하면 된다. 이것에 의해, 단말(100)에서는, SC-FDMA가 복수의 클러스터로 분할되고,복수의 클러스터는 부분 직교 대역폭의 주파수 대역에 각각 매핑되기 때문에, 본 실시형태와 동일한 효과를 얻을 수 있다.

(실시형태 2)

본 실시형태에서는, 고속 대용량의 데이터 전송을 실현하기 위한 전송 기술의 하나인 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 전송을 이용하는 경우에 대해서 설명한다. MIMO 전송 기술에서는, 기지국 및 단말 양쪽에 복수의 안테나를 설치하여, 무선 송수신간의 공간에 복수의 전파로(스트림)를 준비하고, 각 스트림을 공간적으로 다중함으로써, 스루풋을 증대시킬 수 있다.

이하, 구체적으로 설명한다. 본 실시형태에 따른 단말(200)의 구성을 도 9에 나타낸다. 단말(200)은, 2개의 스트림(스트림#1 및 스트림#2)을 이용해 C-SC-FDMA 신호(복수의 클러스터)를 송신하는 2개의 안테나(안테나101-1 및 101-2)를 구비한다.

또, 단말(200)은, 부호화부(107), 변조부(108), 다중부(109), DFT부(110) 및 분할부(111)로 되어있는 C-SC-FDMA 처리부(201-1) 및 (201-2)를 안테나(101-1) 및 (101-2)에 대응하여 구비한다.

또,단말(200)은, 매핑부(112), IFFT부(113), CP삽입부(114) 및 무선 송신부(115)로 되어있는 송신 처리부(203-1) 및 (203-2)를 안테나(101-1) 및 (101-2)에 대응하여 구비한다.

C-SC-FDMA 처리부(201-1) 및 (201-2)는, 각각 입력되는 송신 비트 계열에 대해서, 실시형태 1의 부호화부(107)~분할부(111)와 동일한 처리를 실시함으로써, C-SC-FDMA 신호(복수의 클러스터)를 생성한다. 그리고, C-SC-FDMA 처리부 (201-1) 및 (201-2)는, 생성한 C-SC-FDMA 신호를 프리코딩부(202)에 각각 출력한다.

프리코딩부(202)에는, 부분 직교 대역폭을 가지는 동일 주파수 대역마다, 또는, 부분 직교 대역폭의 동일 클러스터마다 서로 다른 공간 프리코딩 행렬(Precoding Matrix:PM)이 제어부(106)로부터 입력된다. 즉, 프리코딩부(202)는, 부분 직교 대역폭을 가지는 동일 주파수 대역마다, 또는, 부분 직교 대역폭의 동일 클러스터마다 동일 공간 프리코딩 행렬을 이용한다. 여기서는, 공간 프리코딩 행렬을 나타내는 프리코딩 정보는, 기지국으로부터 단말(200)에 통지된다. 예를 들면, 프리코딩 정보에는, 각 공간 프리코딩 행렬을 나타내는 번호가 표시되고, 제어부(106)가 프리코딩 정보에 나타나는 번호에 기초하여, 각 공간 프리코딩 행렬을 산출해도 좋다.

프리코딩부(202)는, C-SC-FDMA 처리부 (201-1) 및 (201-2) 로부터 각각 입력되는 C-SC-FDMA 신호에 대해서, 공간 프리코딩 행렬을 각각 곱셈한다. 여기서, 프리코딩부(202)는, 복수의 스트림 각각에 있어서, 동일한 부분 직교 대역폭을 가지는 주파수 대역에 매핑되는 C-SC-FDMA 신호, 또는, 동일한 부분 직교 대역폭을 가지는 클러스터에, 동일한 공간 프리코딩 행렬을 각각 곱셈한다. 그리고, 프리코딩부(202)는, 프리코딩 후의 C-SC-FDMA 신호를, 스트림마다 대응하는 송신 처리부(203-1) 및 (203-2)에 각각 출력한다.

송신 처리부(203-1) 및 (203-2)는, 각각 입력되는 프리코딩 후의 C-SC-FDMA 신호에 대해서, 실시형태 1의 매핑부(112)~무선 송신부(115)와 동일한 처리를 실시하고, 송신 처리 후의 C-SC-FDMA 신호를 안테나(101-1) 및 (101-2)를 경유하여 기지국에 각각 송신한다.

다음에, 단말(200)의 프리코딩부(202)에 있어서의 프리코딩 처리의 상세한 것에 대해서 설명한다.

우선, 부분 직교 대역마다 동일한 공간 프리코딩 행렬을 이용하는 경우에 대해서 설명한다. 예를 들면, 도 10a에서는, C-SC-FDMA 처리부(201-1) 및 (201-2)의 각 분할부(111)(도 9)는, SC-FDMA 신호를 부분 직교 대역폭 B_0'의 2배의 대역폭을 가지는 클러스터 #0과, 부분 직교 대역폭 B_1'를 가지는 클러스터 #1로 분할한다.

따라서, 프리코딩부(202)는, 스트림#1 및 스트림#2를 이용해 송신되는 클러스터 #0 및 클러스터 #1에, 부분 직교 대역폭마다 동일한 공간 프리코딩 행렬을 곱셈한다. 구체적으로는, 도 10a에 나타내는 것처럼, 프리코딩부(202)는, 클러스터 #0 중, 한쪽의 부분 직교 대역폭 B_0'에서는, 스트림#1 및 스트림#2의 양쪽에서 동일한 공간 프리코딩 행렬 PM#0을 이용하고, 다른쪽의 부분 직교 대역폭 B_0'에서는, 스트림#1 및 스트림#2의 양쪽에서 동일한 공간 프리코딩 행렬 PM#1을 이용한다. 또, 프리코딩부(202)는, 부분 직교 대역폭 B_1'를 가지는 클러스터 #1에서는, 스트림#1 및 스트림#2의 양쪽에서 동일한 공간 프리코딩 행렬 PM#2를 이용한다.

다음에, 클러스터마다 동일한 공간 프리코딩 행렬을 이용하는 경우에 대해 설명한다. 예를 들면, 도 10b에서는, C-SC-FDMA 처리부(201-1) 및 (201-2)의 각 분할부(111)(도 9)는, SC-FDMA 신호를, 부분 직교 대역폭 B_0'를 가지는 클러스터 #0과, 부분 직교 대역폭 B_1'를 가지는 클러스터 #1로 분할한다.

그리고, 프리코딩부(202)는, 스트림#1 및 스트림#2를 이용해 송신되는 클러스터 #0 및 클러스터 #1에, 클러스터마다 동일한 공간 프리코딩 행렬을 곱셈한다. 구체적으로는, 도 10b에 나타내는 것처럼, 프리코딩부(202)는, 부분 직교 대역폭 B_0'를 가지는 클러스터 #0에서는, 스트림#1 및 스트림#2의 양쪽에서 동일한 공간 프리코딩 행렬 PM#0을 이용한다. 또, 프리코딩부(202)는, 부분 직교 대역폭 B₁'를 가지는 클러스터 #1에서는, 스트림#1 및 스트림#2의 양쪽에서 동일한 공간 프리코딩 행렬 PM#2를 이용한다.

이것에 의해, 예를 들면, 도 10a에 있어서, 스트림#1의 클러스터 #0과, 스트림#2의 클러스터 #1의 사이에 있어서, 주파수 영역에서는, 실시형태 1과 동일하게 하여, 각각의 클러스터내의 다중 심볼(열벡터) 간의 직교성을 유지함으로써 ISI를 저감할 수 있고, 또 공간 영역에서는 직교한 공간 프리코딩 행렬(예를 들면, 유니터리(unitary) 행렬)을 이용함으로써 서로 직교할 수 있다. 즉, 스트림#1의 클러스터 #0과, 스트림#2의 클러스터 #1의 사이(즉, 다른 주파수 대역 및 다른 스트림으로 송신되는 클러스터 사이)에서는, ISI를 보다 저감할 수 있다. 스트림#1의 클러스터 #1과,스트림#2의 클러스터 #0 사이에서도 동일하다.

즉, MIMO 전송 기술을 이용하는 경우, 다른 스트림에 있어서, 동일한 부분 직교 대역폭마다(또는 클러스터마다) 동일한 공간 프리코딩 행렬을 이용함으로써, 다른 스트림간 및 다른 주파수 대역간에서의 ISI를 저감할 수 있다.

이와 같이 하여, 본 실시형태에 의하면, 실시형태 1과 마찬가지로, SC-FDMA 신호를 부분 직교 대역폭으로 분할함으로써, 주파수 영역에서의 ISI를 저감할 수 있고 또,부분 직교 대역폭마다 공간 프리코딩 행렬을 이용함으로써, 공간 영역에서의 ISI를 저감할 수 있다.

또한, 본 실시형태에서는, 2개의 스트림을 이용하는 경우에 대해서 설명했지만, 스트림수는 2개에 한하지 않고 3개 이상의 스트림수를 이용하는 경우에 본 발명을 적용해도 좋다.

또, 본 실시형태는, 싱글 유저(Single User:SU)-MIMO 전송(즉, 1개 기지국의 복수 안테나와 1개 단말의 복수 안테나 사이에 있어서의 MIMO 전송) 및 멀티유저(Multi User:MU)-MIMO 전송(즉, 1개 기지국의 복수 안테나와 복수 단말의 복수 안테나 사이에 있어서의 MIMO 전송)의 양쪽으로 적용할 수 있다.

또, 본 실시형태에 있어서, FSTD(Frequency Switched Transmit Diversity)를 이용하는 경우, 단말은, 부분 직교하는 대역폭을 가지는 주파수 대역(또는 클러스터)마다 송신 안테나를 전환해도 좋다. 예를 들면, 도 11에 나타내는 것처럼, 송신 안테나수가 3개(안테나#0~#2)이고, 클러스터수가 3(클러스터 #0~#2)인 경우, 부분 직교 대역폭 B_0'를 가지는 클러스터 #0의 전반 부분은 안테나#0으로부터 송신되고, 부분 직교 대역폭 B_0'를 가지는 클러스터 #0의 후반 부분은 안테나#1로부터 송신되고, 부분 직교 대역폭 B_1'를 가지는 클러스터 #1은 안테나#0으로부터 송신되고,부분 직교 대역폭 B_2'를 가지는 클러스터 #2는 안테나#2로부터 송신되어도 좋다. 이와 같이 FSTD에 있어서, 부분 직교 대역폭을 가지는 주파수 대역(또는 클러스터) 단위로 송신 안테나를 전환함으로써, 부분 직교 대역폭을 가지는 주파수 대역(B_0'~B_2') 사이에서 서로 다른 페이딩(fading) 변동을 받을 수 있다. 따라서, 부분 직교 대역폭의 주파수 대역내에서의 직교성을 유지하면서, 공간 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.

(실시형태 3)

실시형태 2에서는, FSTD(Frequency Switched Transmit Diversity)를 이용하는 경우, 단말이, 부분 직교하는 대역폭을 가지는 주파수 대역(또는 클러스터)마다 송신 안테나를 전환하는 경우에 대해서 설명했다. 또, 이 때, 모든 송신 안테나의 주파수 영역에서 보면, 비연속의 주파수 대역에 복수의 클러스터가 매핑되는 경우에 대해 설명했다. 이것에 비해, 본 실시형태에서는, 단말은, 부분 직교하는 대역폭을 가지는 주파수 대역(또는 클러스터)마다 송신 안테나를 전환하는 FSTD를 이용하는 경우에 있어서, 모든 송신 안테나의 주파수 영역에서 본 경우에, 연속하는 주파수 대역에 복수의 클러스터를 매핑한다.

즉, 실시형태 2에 있어서 FSTD를 이용하는 경우, 도 11에 나타내는 것처럼, 각 안테나에 매핑되는 부분 직교 대역폭을 가지는 클러스터는 비연속의 주파수 대역에 매핑되고, 또, 모든 안테나의 주파수에서 본 경우에 있어서도, 비연속의 주파수 대역에 복수의 클러스터가 매핑된다. 구체적으로는, 도 11에서는, 안테나#1의 클러스터 #0과 안테나#0의 클러스터 #1과의 사이에 안테나간에 빈 주파수 대역이 존재하고 있다. 마찬가지로,안테나#0의 클러스터 #1과 안테나#2의 클러스터 #2 사이에도 안테나간에 빈 주파수 대역이 존재하고 있다. 또, 도 11에서는, 안테나간의 빈 주파수 대역에는, 어느 클러스터도 매핑되지 않고, 모든 안테나의 주파수 영역에서 본 경우에서도, 복수의 클러스터가 비연속의 주파수 대역에 매핑되어 있다.

한편, 본 실시형태에서는, FSTD를 이용할 경우, 도 12에 나타내는 것처럼, 각 안테나(공간 리소스)에 매핑되는 부분 직교 대역폭을 가지는 클러스터는, 실시형태 2와 마찬가지로, 비연속의 주파수 대역에 매핑된다. 한편, 도 12에 나타내는 것처럼, 각 안테나(공간 리소스)에 매핑되는 부분 직교 대역폭을 가지는 클러스터는, 모든 안테나의 주파수 영역에서 보았을 때는, 연속된 주파수 대역에 부분 직교 대역폭을 가지는 복수의 클러스터가 매핑된다. 즉, 도 12에서는, 안테나#0(공간 리소스#0)의 클러스터 #A와 안테나#1(공간 리소스#1)의 클러스터 #B의 사이, 안테나#1(공간 리소스#1)의 클러스터 #B와 안테나#0(공간 리소스#0)의 클러스터 #C의 사이, 및, 안테나#0(공간 리소스#0)의 클러스터 #C와 안테나#2(공간 리소스#2)의 클러스터 #D의 사이의 모든 클러스터 사이에 빈 주파수 대역은 존재하지 않는다. 즉, 모든 안테나의 주파수 영역에서 보았을 경우에는, 부분 직교 대역폭을 가지는 복수의 클러스터가 연속된 주파수 대역에 매핑되어 있다.

즉, 각 안테나의 주파수 영역에서 본 경우에는 C-SC-FDMA 신호(부분 직교 대역폭을 가지는 복수의 클러스터)가 비연속의 주파수 대역에 매핑되는 경우에도, 모든 안테나의 주파수 영역에서 보았을 경우에 C-SC-FDMA 신호가 연속된 주파수 대역에 매핑되는 경우에는, 실시형태 2와 마찬가지로, 부분 직교 대역폭의 주파수 대역내에서의 직교성을 유지하면서, 더욱 공간 다이버시티 효과를 얻을 수 있다. 또, 수신장치(기지국) 측은, 송신 장치(단말) 측에서 연속된 주파수 대역에 SC-FDMA 신호가 송신된 경우와 동일하게 하여 수신 처리를 행할 수 있다. 따라서, 본 실시형태에 의하면, 수신장치(기지국)는, 송신 장치의 안테나간(공간 리소스간)에서의 비연속의 매핑 처리를 의식하는 일 없이, 부분 직교 대역폭의 주파수 대역내에서의 직교성을 유지하면서, 공간 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.

또한, 본 발명에 있어서, 부분 직교 대역폭을 가지는 복수의 클러스터를, 복수의 안테나에 매핑하는 방법으로서,주파수 영역에 있어서 안테나축(또는, 안테나 방향, 공간 리소스 영역)에 대해서 회전시키듯이, 부분 직교 대역폭을 가지는 복수의 클러스터를 매핑하는 방법을 이용해도 좋다. 도 13은, 단말이, 낮은 주파수로부터 높은 주파수로 차례로 안테나축(또는, 안테나 방향, 공간 리소스 영역)의 동일 방향으로 회전시키듯이, 복수의 클러스터 (클러스터 #A,#B,#C,#D)를 안테나#0~#2(공간 리소스#0~#2)에 매핑하는 경우를 나타내고 있다. 구체적으로는, 도 13에 나타내는 것처럼, 단말은, 클러스터 #A를 안테나#0(공간 리소스#0)에 매핑하고, 클러스터 #B를 안테나#1(공간 리소스#1)에 매핑하고, 클러스터 #C를 안테나#2(공간 리소스#2)에 매핑하고, 클러스터 #D를 안테나#0(공간 리소스#0)에 매핑한다. 즉, 도 13에서는, 단말은, 안테나#0,#1,#2,#0,…의 차례로, 안테나축(또는, 안테나 방향, 공간 리소스 영역)의 동일 방향(즉, 주파수가 증가할수록, 안테나 번호(공간 리소스 번호)가 순환적으로 증가하는 회전 방향)으로 회전시키듯이, 클러스터 #A,#B,#C,#D를 매핑한다. 또, 도 13에 나타내는 것처럼, 4개의 클러스터 #A,#B,#C,#D는, 도 12와 마찬가지로, 모든 안테나의 주파수 영역에서 보면, 연속하는 주파수 대역에 매핑되어 있다.

이것에 의해, 복수의 클러스터를 매핑하는 안테나(공간 리소스)의 주파수 영역이 순환적으로 설정되기 때문에, 복수의 클러스터를 복수 안테나의 주파수 영역에 매핑할 때의 주파수 리소스 할당 정보로서, 복수의 안테나에 대해서 1개의 주파수 리소스 할당 정보(연속하는 주파수 리소스 또는 비연속의 주파수 리소스)를 통지하면 된다. 따라서, 각 안테나 각각에 대한 주파수 리소스 할당에 요하는 정보량을 삭감하면서, 본 실시형태와 동일한 효과를 얻을 수 있다. 또한,안테나축(공간 리소스 영역)에서의 회전 방향(예를 들면, 주파수가 증가(감소)할수록, 안테나 번호(공간 리소스 번호, 레이어 번호)가 순환적으로 증가(감소)하는 회전 방향)에 관한 정보를 기지국과 단말 사이에서 공유함으로써, 복수 안테나에 대해서 1개의 주파수 리소스 할당 정보만을 기지국으로부터 단말로의 제어 정보로서 통지하면 좋다.

또, 도 13에서는, 주파수가 증가할수록, 각 클러스터가 매핑되는 안테나의 안테나 번호(공간 리소스 번호)가 순환적으로 증가하는 회전 방향의 경우를 일례로서 설명했다. 그러나, 본 발명에서는, 주파수 영역에 있어서의 안테나축(공간 리소스 영역)의 회전 방향은, 주파수가 증가할수록, 안테나 번호(공간 리소스 번호, 레이어 번호)가 순환적으로 감소하는 회전 방향이라도 좋다.

또, 어느 주파수 대역(복수의 서브캐리어로 구성되는 서브 밴드 단위, 리소스 블록 단위 또는 리소스 블록 그룹 단위등)마다 안테나축(공간 리소스 영역)의 회전 방향을 전환해도 좋다. 또는, 어느 시간 단위(심볼 단위, 슬롯 단위, 서브 프레임 단위 또는 재송 회수 등)마다 안테나축(공간 리소스 영역)의 회전 방향을 전환해도 좋다. 또는, 시간 영역-주파수 영역의 2차원의 리소스로 구성되는 어느 시간-주파수 단위마다 안테나축(공간 리소스 영역)의 회전 방향을 전환해도 좋다. 예를 들면, 단말에 할당된 주파수 대역을 2 분할하여, 한쪽 주파수 대역에서는 주파수가 증가할수록, 각 클러스터가 매핑되는 안테나의 안테나 번호가 순환적으로 증가하는 회전 방향으로, 다른쪽의 주파수 대역에서는 주파수가 증가할수록, 각 클러스터가 매핑되는 안테나의 안테나 번호가 순환적으로 감소하는 회전 방향으로, 부분 직교 대역폭을 가지는 복수 클러스터를 복수의 안테나에 매핑하면 된다. 또, 예를 들면, 복수의 심볼로 구성되는 1개의 코드워드를 2슬롯(예를 들면, 제1 슬롯 및 제2 슬롯)에 걸쳐서 매핑할 때에는, 제1 슬롯에서는 주파수가 증가할수록, 각 클러스터가 매핑되는 안테나의 안테나 번호가 순환적으로 증가하는 회전 방향으로, 제2 슬롯에서는 주파수가 증가할수록, 각 클러스터가 매핑되는 안테나의 안테나 번호가 순환적으로 감소하는 회전 방향으로, 부분 직교 대역폭을 가지는 복수 클러스터를 복수의 안테나에 매핑해도 좋다. 이것에 의해, 각 클러스터내에서는 부분 직교 관계를 유지하면서, 주파수 영역(또는 시간 영역)에 있어서의 채널의 랜덤성을 증가시킬 수 있기 때문에, 다이버시티 효과를 더욱 개선시킬 수 있다.

또, 도 13에서는, 낮은 주파수부터 차례로, 안테나축(또는, 안테나 방향, 공간 리소스 영역)의 동일 방향으로, 각 클러스터가 매핑되는 안테나의 안테나 번호를 회전시켜서, 복수의 클러스터를 안테나(공간 리소스)에 매핑하는 경우에 대해 설명했다. 그러나, 본 발명에서는, 높은 주파수부터 차례로, 안테나축(또는, 안테나 방향, 공간 리소스 영역)의 동일 방향으로, 각 클러스터가 매핑되는 안테나의 안테나 번호를 회전시켜, 복수의 클러스터를 안테나(공간 리소스)에 매핑해도 좋다.

또, 도 13에서는, 단말이, 4개의 클러스터 #A~#D를, 다른 안테나(안테나#0~#2) 간에서 회전시키면서 복수의 안테나에 걸쳐서 연속된 주파수 대역에 매핑하는 경우를 일례로서 설명했다. 그러나, 본 발명에서는, 단말은, 복수의 클러스터를, 다른 안테나간에서 회전시키면서, 도 11과 동일하게 하여, 복수의 안테나에 걸쳐 비연속의 주파수 대역에 매핑해도 좋다. 즉, 도 13에 있어서, 안테나#0의 클러스터 #A와 안테나#1의 클러스터 #B의 사이, 안테나#1의 클러스터 #B와 안테나#2의 클러스터 #C의 사이, 안테나#2의 클러스터 #C와 안테나#0의 클러스터 #D의 사이 중 어느 하나의 클러스터 사이에 빈 주파수 대역(아무것도 할당되지않은 주파수 대역)이 존재해도 좋다.

(실시형태 4)

실시형태 1의<분할 방법 1-4>에서는, 분할부(111)(도 1)는, 이하에 나타내는(1)~(5)의 벡터길이 N'에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'로 SC-FDMA 신호를 분할하는 경우에 대해 설명했다.

(1) 소수 x₀ 의 거듭제곱:

N'=x₀ ^a0(단, a₀는 1이상의 정수)

(2) 소수 x₀, x₁, x₂,…중 적어도 2개의 소수(2개 이상의 소수)의 곱의 거듭제곱:

N'=(x₀*x₁)^b0 (단, b₀는 1이상의 정수)

(3) 소수 x₀, x₁, x₂,…중 적어도 2개의 소수(2개 이상의 소수)의 곱의 거듭제곱의 배수:

N'=p₀(x₀*x₁)^b0(단, p₀는 1이상의 정수)

(4) 소수 x₀, x₁,…의 거듭제곱x₀ ^c0, x₁ ^c1,…(c₀, c₁,…은 0이상의 정수.

단, c₀, c₁,…중 적어도 1개는 1이상의 정수) 중 적어도 2개(2개 이상)의 곱:

N'=x₀ ^c0*x₁ ^c1*…

(5) 소수의 거듭제곱의 곱x₀ ^c0*x₁ ^c1*…의 배수:

N'=p₀(x₀ ^c0*x₁ ^c1*…)(단, p₀는 1이상의 정수)

여기서, 소수의 곱(예를 들면, (x₀*x₁)) 또는 소수의 거듭제곱의 곱(예를 들면, (x₀ ^c0*x₁ ^c1))은, 2이상의 유한(有限)한 수치(예를 들면, x₀ 및 x₁의 2개의 수치 또는 x₀ ^c0 및 x₁ ^c1의 2개의 수치)로 표시된다. 즉, 거듭제곱의 밑인 소수가 x_i(i=0~M-1)로 표시되고, 그 거듭제곱의 지수가 c_i(i=0~M-1)로 표시되는 경우, M은 2이상의 정수를 나타내는 유한값이 된다.

본 실시형태에서는, 실시형태 1의<분할 방법 1-4>에서 설명한 상기(4)의 벡터길이 N' 및 (5)의 벡터길이 N'를 이용한 분할 방법에 있어서, 거듭제곱의 계수(즉, 거듭제곱의 지수) c₀, c₁,…, c_{M -1}과, 거듭제곱의 밑(즉, 소수) x₀, x₁,…, x_M-₁사이에 관계성을 부여한 점이, 실시형태 1의<분할 방법 1-4>과 상위하다.

구체적으로는, 본 실시형태에 따른 단말(100)의 제어부(106)(도 1)는, 거듭제곱의 밑(소수) x_i(i=0~M-1), 및, 그 거듭제곱의 지수가 c_i(i=0~M-1)로 표현되는 경우, 거듭제곱의 적x₀ ^c0*x₁ ^c1*…*x_{M -1} ^{cM -1}에 대해서, x_i의 값이 클수록, x_i에 대응하는 c_i의 값을, 밑이 보다 큰 거듭제곱의 지수와 동일한 값 또는 보다 작은 값으로 설정한다. 즉, 제어부(106)는, 거듭제곱의 밑(소수)이 x_i<x_i'(i≠i')의 관계에 있는 경우, 그 거듭제곱의 밑 x_i에 대응하는 지수 c_i를 c_i≥c_i'(i≠i')가 되도록 설정한다. 따라서, 제어부(106)는, 거듭제곱의 밑이 x_0<x_1<x_2<…<x_{M -1}의 관계에 있는 경우, 그 거듭제곱의 밑에 대응하는 지수를 c₀≥c₁≥c₂≥…≥c_{M -1}의 관계가 되도록 설정한다. 그리고, 제어부(106)는, 벡터길이 N'=x₀ ^c0*x₁ ^c1*…*x_{M -1} ^{cM -1}(<분할 방법 1-4>의 (4)의 벡터길이 N'에 대응), 또는, 벡터길이 N'=p₀(x₀ ^c0*x₁ ^c1*…*x_{M -1} ^{cM -1})(<분할 방법 1-4>의 (5)의 벡터길이 N'에 대응)을 산출한다. 그리고, 분할부(111)는, 벡터길이 N', 또는, 그것에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'로 SC-FDMA 신호를 분할한다. 즉, 분할부(111)는, 벡터길이 N'를 나타내는 거듭제곱의 곱(x₀ ^c0*x₁ ^c1*…*x_{M -1} ^{cM -1})을 구성하는 복수의 거듭제곱(x₀ ^c0, x₁ ^c1,…, x_{M -1} ^{cM -1}) 상호에 있어서, 어느 거듭제곱x_i ^ci(i는 0~(M-1) 중 어느 하나)의 지수의 값c_i가, 그 어느 거듭제곱x_i ^ci의 밑 x_i보다 작은 밑을 가지는 다른 거듭제곱x_i' ^ci'(즉, x_i'<x_i가 되는 거듭제곱. 단, i'≠i)의 지수의 값c_i'이하가 되고, 어느 거듭제곱x_i ^ci의 밑 x_i보다 큰 밑을 가지는 다른 거듭제곱x_i'' ^ci''(즉, x_i''>x_i가 되는 거듭제곱. 단, i''≠i)의 지수의 값c_i''이상이 되는, 벡터길이 N'에 대응하는 부분 직교 대역폭으로 SC-FDMA 신호를 분할한다. 그리고, 매핑부(112)는, SC-FDMA 신호를 분할하여 생성된 복수의 클러스터를 비연속의 주파수 대역에 매핑한다.

이것에 의해, 식(1) 및 식(2)로 나타낼 수 있는 부분 직교 대역(길이)의 각 클러스터내에서는, 보다 짧은 주기를 가지고, 서로 부분 직교한 열벡터의 조합 수를 늘릴 수 있기 때문에, ISI를 더욱 저감할 수 있다.

이하, 실시형태 1의<분할 방법 1-4>의 (4)의 벡터길이 N'(=x₀ ^c0*x₁ ^c1*…*x₁ ^cM-1)를 이용하는 경우를 일례로 들어 설명한다. 여기에서는, M=3으로 하고, 각 거듭제곱의 밑을 x₀=2, x₁=3, x₂=5(즉, x_0<x_1<x₂)로 한다. 또, 지수가 c_0<c_1<c₂의 경우(예1), 및, c₀≥c₁≥c₂의 경우(예2, 즉, 본 실시형태의 경우)의 각각에 있어서의 클러스터내에서의 부분 직교하는 열벡터의 수를 비교한다.

우선, (예1)로서 c₀=0, c₁=1, c₂=2(c_0<c_1<c₂)의 경우에 대해 설명한다. 이 경우, 단말(100)에서는, SC-FDMA 신호가 분할되어, 벡터길이 N'=2⁰*3¹*5²=75 길이의 클러스터가 생성된다. 여기서, 벡터길이 N'=75의 클러스터내에서는, 주기가 1, 3, 5, 15, 25, 75의 열벡터가 서로 부분 직교한다. 따라서, 그 클러스터내에서의 부분 직교하는 열벡터의 수는 6이다.

한편, (예2)의 경우(즉, 본 실시형태)로서 c₀=2, c₁=1, c₂=1의 경우에 대해 설명한다. 이 경우, 단말(100)에서는, SC-FDMA 신호가 분할되어, 벡터길이 N'=2²*3¹*5¹=60의 길이의 클러스터가 생성된다. 여기서, 벡터길이 N'=60의 클러스터내에서는, 주기가 1, 2, 3, 4, 5, 6, 10, 12, 15, 20, 30, 60의 열벡터가 서로 부분 직교한다. 따라서, 그 클러스터내에서의 부분 직교하는 열벡터의 수는 12이다.

(예1)과 (예2)를 비교하면, (예2:본 실시형태)에서는, 클러스터의 클러스터 사이즈(N'=60)가 (예1)의 클러스터의 클러스터 사이즈(N'=75)보다 작은데 비해, 클러스터내에서의 부분 직교하는 열벡터의 수를 보다 많이 확보할 수 있다. 즉, 일반적으로, 클러스터 사이즈(여기에서는, 벡터길이 N')가 클수록, 그 클러스터내에서 부분 직교하는 DFT 행렬의 열벡터수를 증가시킬 수 있는데 비해, 본 실시형태에 의하면, 클러스터내에서, 보다 짧은 주기를 가지고, 서로 부분 직교한 열벡터의 조합 수를 늘릴 수가 있다. 이 때문에, 클러스터의 대역폭이 좁은 경우에도(클러스터의 길이가 짧은 경우에도), 클러스터 내에서의 부분 직교 벡터의 수를 늘릴 수 있다. 따라서, 본 실시형태에 의하면, 실시형태 1의<분할 방법 1-4>와 비교하여, 클러스터내에서의, DFT 행렬의 직교성 붕괴에 기인하는 ISI를 더욱 저감할 수 있다.

또한, 본 발명에 있어서, 거듭제곱의 밑(x_0<x_1<x_2<…<x_{M -1})과, 거듭제곱의 지수(c₀≥c₁≥c₂≥…≥c_{M -1})의 관계성을 이용한 분할 방법을, 모든 클러스터 사이즈에 대해서 적용해도 좋다. 예를 들면, N=420포인트의 DFT 처리에 의해 생성된 SC-FDMA 신호(스펙트럼)로부터 2개의 클러스터를 생성하는 경우에는, 단말은, 2개 클러스터의 클러스터 사이즈를 각각 360 및 60으로 설정하여 분할한 후, 2개의 클러스터를 비연속의 대역에 매핑하면 된다. 여기서, 360 및 60은, 360=2³*3²*5¹, 60=2²*3¹*5¹으로 나타낼 수 있기 때문에, 각 클러스터의 클러스터 사이즈도, 본 실시형태에 있어서의 조건(거듭제곱의 밑(x_0<x_1<x_2<…<x_{M -1})과 거듭제곱의 지수(c₀≥c₁≥c₂≥…≥c_{M -1})의 관계성)을 만족시키고 있다. 이것에 의해, 모든 클러스터에서 부분 직교 관계에 있는 DFT 행렬의 열벡터 수를 증가시킬 수 있기 때문에, 비연속적으로 할당된 대역 전체에서, DFT 행렬의 직교성 붕괴에 기인하는 ISI를 더욱 저감할 수 있다.

또, 본 발명에 있어서, 단말은, 거듭제곱의 밑이 예를 들면 x_0<x_1<…<x_M'-₁이고, 거듭제곱의 지수가 c₀≥c₁≥…≥c_{M' -1}일 경우의 벡터길이 N'(=x₀ ^c0*x₁ ^c1*…*x_M'-₁ ^cM'^-1<N)를, 클러스터를 생성할 때의 최소 분할 단위 X로 설정해도 좋다. 여기서, M'는 2이상의 정수를 나타내는 유한(有限)한 수이다. 그리고, 단말(분할부(111))은, 그 최소 분할 단위 X의 배수 p₀X(단, p₀는 1이상의 정수)의 부분 직교 대역폭으로 SC-FDMA 신호를 분할함으로써, 복수의 클러스터를 생성해도 좋다.

이것에 의해, 부분 직교 관계에 있는 열벡터의 수를 많이 확보할 수 있는 최소 분할 단위 X의 벡터길이로는, 모든 클러스터에서 (부분)직교 관계를 만들어 낼 수 있다. 또, 최소 분할 단위 X보다 긴 p₀X(p₀≥2)의 클러스터 사이즈의 클러스터에서는, 최소 분할 단위 X의 길이로 부분 직교 관계가 되는 열벡터수 이상(以上)의 수의 부분 직교 관계를, 그 클러스터내의 열벡터 사이에 만들어 낼 수 있다. 즉, SC-FDMA 신호를 분할하여 생성되는 모든 클러스터에 있어서, 최소 분할 단위 X로 얻어지는 ISI 저감 효과를 확보할 수 있다. 또, 이 경우, 기지국과 단말 사이에서 최소 분할 단위 X를 공유함으로써, 분할에 관한 제어 정보로서 승수 p₀만을 기지국으로부터 단말(또는, 단말로부터 기지국)에 통지해도 좋다. 이렇게 함으로써, 제어 정보의 통지에 요하는 정보량을 삭감할 수 있다.

또, 본 발명에 있어서, 클러스터를 생성할 때의 최소 분할 단위 X(벡터길이 N')=x₀ ^c0*x₁ ^c1*…*x_{M' -1} ^{cM' -1}(<N)을 설정하고, 그 최소 분할 단위 X의 배수 p₀X(단, p₀는 1이상의 정수)로 SC-FDMA 신호를 분할하여 복수의 클러스터를 생성할 때에, 승수 p₀를, 최소 분할 단위 X와 동일한 거듭제곱의 밑(소수)의 조합(x₀, x₁,…, x_{M' -1})을 이용한 거듭제곱의 곱으로 표시해도 좋다. 즉, 본 발명에서는, p₀=x₀ ^d0*x₁ ^d1*…*x_M'-₁ ^{dM' -1}(d₀, d₁,…, d_{M' -1}은 0이상의 정수. 단, d₀, d₁,…, d_{M' -1}중 적어도 1개는 1이상의 정수)로 표시되는 승수 p₀를 설정해도 좋다. 즉, 단말(분할부)은, 최소 분할 단위 X를 나타내는 거듭제곱의 곱(x₀ ^c0*x₁ ^c1*…*x_{M' -1} ^{cM' -1})을 구성하는 복수의 거듭제곱의 밑의 조합(x₀, x₁,…, x_{M' -1})과 동일한 밑의 조합(x₀, x₁,…, x_{M' -1})을 이용한 거듭제곱의 곱(x₀ ^d0*x₁ ^d1*…*x_{M' -1} ^{dM' -1})으로 표시되는 승수 p₀를 최소 분할 단위 X에 곱해서 산출한 배수 p₀X에 대응하는 부분 직교 대역폭으로 SC-FDMA 신호를 분할한다. 이와 같이 하여 승수 p₀가 설정됨으로써, 최소 분할 단위 X의 p₀배 길이(대역폭)로 생성된 클러스터의 사이즈는, p₀X=x₀ ^{( c0 + d0 )}*x₁ ^{( c1 + d1 )}*…*x_{M' -1} ^{(c( M' -1)+d( M' -1))}로 나타낼 수 있다. 즉, 그 클러스터내에서는, x₀ 의 거듭제곱, x₁의 거듭제곱,…, x_{M' -1}의 거듭제곱의 길이로 계층적으로 부분 직교하는, 열벡터의 조합 수를 늘릴 수 있다. 이와 같이 하여, SC-FDMA 신호를 분할해서 생성되는 모든 클러스터에 있어서, x_i(i=0~M'-1)의 거듭제곱의 주기로 DFT 행렬의 열벡터 사이에 부분 직교 관계를 만들어 낼 수 있기 때문에, 길이(대역폭)가 p₀X인 클러스터내에서의 ISI 저감 효과를 더욱 개선할 수 있다.

또, 본 발명에 있어서, 상술한 승수 p₀=x₀ ^d0*x₁ ^d1*…*x_{M' -1} ^{dM' -1}(d₀, d₁,…, d_{M' -1}은 0이상의 정수. 단, d₀, d₁,…, d_{M' -1}중 적어도 1개는 1이상의 정수)의 설정 방법에 있어서, 단말은, 승수 p₀를 나타내는 거듭제곱의 곱을 구성하는 복수의 거듭제곱에 있어서, 거듭제곱의 밑(x₀, x₁,…, x_{M' -1}) 및 거듭제곱의 지수(d₀, d₁,…, d_{M' -1})에 대해서, x_i의 값이 클수록, 그 거듭제곱에 대응하는 지수 d_i를 동일한 값 또는 작은 값으로 설정해도 좋다. 즉, 단말은, 승수 p₀의 거듭제곱의 밑(소수)이 x_i<x_i'(i≠i')의 관계에 있는 경우, 그 밑 x_i에 대응하는 지수 d_i를 d_i≥d_i'(i≠i')가 되도록 설정한다. 따라서, 단말은, 승수p₀ 의 거듭제곱의 밑이 x_0<x_1<x_2<…<x_{M' -1}의 관계에 있는 경우, 그 지수를 d₀≥d₁≥d₂≥…≥d_{M' -1}의 관계가 되도록 승수 p₀를 설정하면 된다. 즉, 단말(분할부)은, 승수 p₀를 나타내는 거듭제곱의 곱(x₀ ^d0*x₁ ^d1*…*x_{M' -1} ^{dM' -1})을 구성하는 복수의 거듭제곱 상호에 있어서, 어느 거듭제곱x_i ^di의 지수의 값d_i가, 그 어느 거듭제곱x_i ^di의 밑 x_i보다 작은 밑을 가지는 거듭제곱x_i' ^di'(즉, x_i'<xⁱ가 되는 거듭제곱. 단, i'≠i)의 지수의 값d_i'이하가 되고, 어느 거듭제곱x_i ^di의 밑 x_i보다 큰 밑을 가지는 거듭제곱x_i'' ^di''(즉, x_{i'' >}x_i가 되는 거듭제곱. 단,i''≠i)의 지수의 값d_i''이상이 되는, 승수 p₀를 최소 분할 단위 X에 곱해서 산출한 배수 p₀X에 대응하는 부분 직교 대역폭으로 SC-FDMA 신호를 분할한다.

이렇게 함으로써, 길이(대역폭)가 p₀X=x₀ ^{( c0 + d0 )}*x₁ ^{( c1 + d1 )}*…*x _{M' -1} ^{( cM' -1+ dM' -1)}로 나타낼 수 있는 클러스터에서는, (c_{0 +}d₀)≥(c_{1 +}d₁)≥…≥(c_{M' -1+}d_{M' -1})의 관계를 만들어 낼 수 있다. 즉, 클러스터의 길이(대역폭)가 p₀X인 클러스터내에 있어서, 보다 짧은 주기를 가지고, 계층적으로 서로 부분 직교한 열벡터의 조합 수를 늘릴 수 있다. 이와 같이 하여, SC-FDMA 신호를 분할해서 생성되는 모든 클러스터에 있어서, x_i(i=0~M'-1)의 거듭제곱의 주기로도 DFT 행렬의 열벡터 간에 부분 직교 관계를 만들어 낼 수도 있기 때문에, ISI를 더욱 저감할 수 있다.

도 14에, M=3으로 하고, 최소 분할 단위 X=12=2²*3¹*5⁰(즉, x₀(=2)<x₁(=3)<x₂(=5), c₀(=2)≥c₁(=1)≥c₂(=0))로 했을 경우에 있어서, 승수p₀=x₀ ^d0*x₁ ^d1*…*x_{M' -1}d^{M' -1}이, x_0<x_1<x_2<…<x_{M' -1}, 또, d₀≥d₁≥d₂≥…≥d_{M' -1}의 관계에 있는 경우의 클러스터 사이즈 N'를 나타낸다(단, M'=3). 또한, 도 14에서는, M=M'(=3)의 경우를 예로 들어 나타냈지만, M≠M'이라도 좋다. 예를 들면, 도 14에 나타내는 번호#3의 경우, 승수 p₀=6=2¹*3¹*5⁰이기때문에, 클러스터 사이즈 N'=p₀X=72=2³*3²*5⁰가 되어, (c_{0 +}d₀)(=3)≥(c_{1 +}d₁)(=2)≥(c_{2 +}d₂)(=0)의 관계를 만족시키고 있다. 즉, 벡터길이 N'=72의 클러스터내에서는, 2, 3, 4, 6, 8, 9,…와 같은 보다 짧은 주기를 가지고, DFT 행렬의 열벡터를 2의 거듭제곱, 3의 거듭제곱, 4의 거듭제곱,…의 길이로 계층적으로 부분 직교한 열벡터의 조합을 만들어 낼 수 있다.

또, 실시형태 1의<분할 방법 1-3>에서 설명한 것처럼, 소수의 배수인 벡터길이 N'에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'로 SC-FDMA 신호를 분할하는 경우(N'=a₀x₀(단, 소수는 x₀, 계수 a₀는 1이상의 정수)), 즉, x₀를 최소 분할 단위로 하여, 각 클러스터의 클러스터 사이즈를 최소 분할 단위의 배수에 상당하는 길이로서 분할하는 경우에는, 승수(계수 a₀)를 소수 x₀의 거듭제곱x₀ ^d0(여기서, d₀는 0이상의 정수)로 해도 좋다. 이렇게 함으로써, a₀x₀(=x₀ ^d0+1) 길이를 가지는 클러스터에서는, x₀ 의 거듭제곱의 주기로 계층적으로 부분 직교하는 열벡터의 조합 수를 늘릴 수 있기 때문에, 실시형태 1의<분할 방법 1-3>보다 ISI를 한층 더 저감할 수 있다.

또, 실시형태 1의<분할 방법 1-3>에서 설명한 것처럼, 2개 이상의 소수의 곱의 배수인 벡터길이 N'에 대응하는 부분 직교 대역폭 B'로 SC-FDMA 신호를 분할하는 경우(예를 들어, N'=b₀(x₀*x₁)(단, x₀ 및 x₁은 소수, 계수 b₀는 1이상의 정수), 즉, (x₀*x₁)를 최소 분할 단위로 하여, 각 클러스터의 사이즈를 최소 분할 단위의 배수에 상당하는 길이로서 분할하는 경우에는, 승수(계수 b₀)를 소수의 곱(x₀*x₁)의 거듭제곱(x₀*x₁)^d0 (여기서, d₀는 0이상의 정수)으로 해도 좋다. 이것에 의해, b₀(x₀*x₁)(=(x₀*x₁)^d0+1)의 길이를 가지는 클러스터에서는, x₀, x₁ 및 (x₀*x₁)의 거듭제곱의 주기로 계층적으로 부분 직교하는 열벡터의 조합 수를 늘릴 수 있기 때문에, 실시형태 1의<분할 방법 1-3>보다 ISI를 더욱 저감할 수 있다.

(실시형태 5)

실시형태 1 및 실시형태 4에서는, 도 1에 나타내는 바와 같이, 단말의 DFT부에 분할부가 접속되어,DFT부의 출력 신호(DFT 출력)를 상술한 분할 방법에 의해 직접 분할함으로써, 복수의 클러스터를 생성하는 경우에 대해 설명했다. 이것에 비해, 본 실시형태는, DFT부와 분할부 사이에 쉬프트부를 설치하는 경우에 대해서 설명한다. 구체적으로는, 본 실시형태에 따른 단말은, 쉬프트부에 있어서 DFT부로부터 출력되는 DFT 출력(SC-FDMA 신호(스펙트럼))를 순환적으로 주파수 쉬프트(순환 주파수 쉬프트)시켜서, 순환 주파수 쉬프트 후의 SC-FDMA 신호를 부분 직교 대역폭(길이)으로 분할하여, 복수의 클러스터를 생성한다.

본 실시형태에 따른 송신 장치(단말)의 구성을 도 15에 나타낸다. 또한, 도 15에 나타내는 단말(300)에 있어서, 실시형태 1(도 1)과 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 붙이며, 그 설명을 생략한다.

쉬프트부(301)에는, DFT부(110)로부터, 시간 영역의 심볼 계열에 DFT 처리를 실시하여 생성된 주파수 영역의 신호(SC-FDMA 신호)가 입력되고, 제어부(106)로부터, 기지국(또는, 단말(300))에 의해 설정된, 주파수 영역에서의 쉬프트량(순환 주파수 쉬프트량)이 입력된다. 그리고, 쉬프트부(301)는, 제어부(106)로부터 입력되는 순환 주파수 쉬프트량에 따라, DFT부(110)로부터 입력되는 SC-FDMA 신호를, DFT부(110)에서의 DFT 처리에 있어서의 DFT 대역(DFT 사이즈 N) 내에서, 순환적으로 주파수 쉬프트시킨다. 즉, 쉬프트부(301)는, SC-FDMA 신호에 대해서, DFT 대역내에서 순환 주파수 쉬프트를 실시한다. 또한, 쉬프트부(301)에 입력되는 데이터 심볼과 파일럿 심볼이 시간다중된 계열 중, 파일럿 심볼의 SC-FDMA 신호(스펙트럼)에 대해서는, 쉬프트부(301)가 순환 주파수 쉬프트시키지 않는 구성을 취해도 좋다. 그리고, 쉬프트부(301)는, 순환 주파수 쉬프트시킨 SC-FDMA 신호를 분할부(111)에 출력한다. 또한,쉬프트부(301)에 있어서의 SC-FDMA 신호(스펙트럼)의 순환 주파수 쉬프트 처리의 상세한 설명에 대해서는 후술한다.

분할부(111)는, 상술한 실시형태(예를 들면, 실시형태 1 또는 실시형태 4)에서 설명한 어느 한 분할 방법을 이용하여, 쉬프트부(301)로부터 입력되는, 순환 주파수 쉬프트 후의 SC-FDMA 신호를, 부분 직교하는 길이(벡터길이) N'로 분할해서, 복수의 클러스터를 생성한다.

다음에, 본 실시형태에 따른 수신장치(기지국)의 구성을 도 16에 나타낸다. 도 16에 나타내는 기지국(400)은, 상향 회선(Uplink)의 주파수 리소스 할당, 각 단말에서의 스펙트럼 분할에 관한 파라미터(클러스터 사이즈 및 클러스터 수 등) 및 순환 주파수 쉬프트량을 결정하고, 결정한 정보를 통지 정보로서 각 단말에 통지한다. 또한,기지국(400)은, 스펙트럼 분할에 관한 파라미터에 기초하여 스펙트럼 분할의 영향을 가미한 주파수 리소스 할당 정보와,순환 주파수 쉬프트량을 단말에 통지해도 좋다. 그리고, 각 단말(단말(300))은, 기지국(400)으로부터 통지된 통지 정보에 포함되는 스펙트럼 분할에 관한 파라미터에 기초하여, 순환적으로 주파수 쉬프트시킨 SC-FDMA신호(스펙트럼)의 분할을 행한다.

또한, 도 16에 나타내는 수신장치(기지국(400))의 구성에 있어서, 역(逆)쉬프트부(408)을 제외한 구성, 즉, 결합부(407)로부터의 출력 신호가 IDFT부(409)에 직접 입력되는 구성은, 실시형태 1의 도시하지않은 수신장치(기지국)의 구성에 상당한다.

도 16에 나타내는 수신장치(기지국(400))는, 안테나(401), 무선 수신부(402), CP제거부(403), FFT부(404), 디매핑부(405), FDE부(406), 결합부(407), 역쉬프트부(408), IDFT부(409), 복조부(410), 복호부(411), 측정부(412), 스케줄러(413), 제어부(414), 생성부(415), 부호화부(416), 변조부(417), 무선 송신부(418)로 구성된다.

기지국(400)에 있어서, 무선 수신부(402)는, 각 단말로부터 송신된 상향 회선의 C-SC-FDMA 신호를 안테나(401)를 경유해 수신하고, 그 C-SC-FDMA 신호에 대해서 다운 컨버트, A/D변환등의 수신 처리를 실시한다. 그리고, 무선 수신부(402)는, 수신 처리가 실시된 C-SC-FDMA 신호를 CP제거부(403)에 출력한다.

CP제거부(403)는, 무선 수신부(402)로부터 입력되는 C-SC-FDMA 신호의 선두에 부가되어 있는 CP를 제거하고, CP제거 후의 C-SC-FDMA 신호를 FFT(Fast Fourier Transform)부(404)에 출력한다.

FFT부(404)는, CP제거부(403)로부터 입력되는 CP제거 후의 C-SC-FDMA 신호에 대해서, FFT를 행하여, 주파수 영역의 C-SC-FDMA 신호, 즉, 서브캐리어 성분(직교 주파수 성분)으로 변환한다. 그리고, FFT부(404)는, FFT 후의 서브캐리어 성분을 디매핑부(405)에 출력한다. 또, FFT부(404)는, FFT 후의 서브캐리어 성분이 파일럿 신호일 경우는, 그 서브캐리어 성분을 측정부(412)에 출력한다.

디매핑부(405)는, 제어부(414)로부터 입력되는, 단말의 주파수 리소스 매핑 정보에 기초하여, FFT부(404)로부터 입력되는 서브캐리어 성분으로부터, 대상 단말이 사용하고 있는 주파수 리소스의 각 서브캐리어 성분(직교 주파수 성분)에 할당된 C-SC-FDMA 신호(데이터 신호)를 디매핑(추출)한다. 그리고, 디매핑부(405)는, 디매핑 후의 C-SC-FDMA 신호를 FDE부(406)에 출력한다.

FDE부(406)는, 도시하지않는 추정부에서 추정된, 각 단말과 자국 사이의 주파수 채널 이득의 추정값에 기초하여 FDE 가중치를 산출하고, 산출한 FDE 가중치를 이용하여, 디매핑부(405)로부터 입력되는 C-SC-FDMA 신호를 주파수 영역에서 등화한다. 그리고, FDE부(406)는, FDE 후의 신호를 결합부(407)에 출력한다.

결합부(407)는, 제어부(414)로부터 입력되는, 클러스터 사이즈, 클러스터수에 기초하여, FDE부(406)로부터 입력되는 C-SC-FDMA 신호(즉, 복수의 클러스터로 구성되는 FDE 후의 C-SC-FDMA 신호(스펙트럼))를 주파수 영역에서 결합한다. 그리고, 결합부(407)는, 결합 후의 C-SC-FDMA 신호를 역쉬프트부(408)에 출력한다.

역쉬프트부(408)는, 제어부(414)로부터 입력되는 순환 주파수 쉬프트량(단말(300)의 쉬프트부(301)가 이용하는 순환 주파수 쉬프트량과 동일한 크기의 순환 주파수 쉬프트량)에 따라, 결합된 FDE 후의 C-SC-FDMA 신호(스펙트럼)를, 단말(300)의 쉬프트부(301)와는 반대 방향으로 순환 주파수 쉬프트(즉, 역순환 주파수 쉬프트)시킨다. 예를 들면, 단말(300)의 쉬프트부(301)의 순환 주파수 쉬프트량이+z(-z)일 경우에는, 기지국(400)의 역쉬프트부(408)는, 결합된 FDE 후의 신호에 대해서,-z(+z)의 순환 주파수 쉬프트를 행한다. 그리고, 역쉬프트부(408)는, 역순환 주파수 쉬프트 후의 C-SC-FDMA 신호를 IDFT부(409)에 출력한다.

IDFT부(409)는, 역쉬프트부(408)로부터 입력되는 C-SC-FDMA 신호(FDE 후에 결합되어,역순환 주파수 쉬프트된 C-SC-FDMA 신호(스펙트럼))에 IDFT 처리를 실시함으로써, 시간 영역의 신호로 변환한다. 그리고, IDFT부(409)는, 시간 영역의 신호를 복조부(410)에 출력한다.

복조부(410)는, 스케줄러(413)로부터 입력되는 MCS 정보(변조 방식)에 기초하여, IDFT부(409)로부터 입력되는 시간 영역의 신호를 복조하고, 복조 후의 신호를 복호부(411)에 출력한다.

복호부(411)는, 스케줄러(413)로부터 입력되는 MCS 정보(부호화 비율)에 기초하여, 복조부(410)로부터 입력되는 신호를 복호하고, 복호 후의 신호를 수신 비트열로서 출력한다.

한편, 측정부(412)는, FFT부(404)로부터 입력되는 서브캐리어 성분에 포함되는 파일럿 신호(각 단말로부터 송신된 파일럿 신호)를 이용하여, 주파수 영역에서의 각 단말의 채널 품질, 예를 들면, 각 단말의 서브캐리어 마다의 SINR(Signal-to-Interference plus Noise power Ratio)를 측정함으로써, 각 단말의 채널 품질 정보(CQI:Channel Quality Information)를 생성한다. 그리고, 측정부(412)는, 각 단말의 CQI를 스케줄러(413)에 출력한다.

스케줄러(413)는, 입력되는 각 단말의 QoS(Quality of Service) 등의 정보를 이용해, 각 단말로의 상향 회선 공유 주파수 리소스(PUSCH: Physical Uplink Shared CHannel)의 할당 우선도를 산출한다. 그리고, 스케줄러(413)는, 산출한 우선도 및 측정부(412)로부터 입력되는 CQI를 이용해, 각 서브캐리어(또는, 복수의 서브캐리어로 구성되는 주파수 리소스 블록 RB(Resource Block))를 각 단말에 할당한다. 또한,주파수 리소스를 할당할 때에 이용하는 알고리즘으로서는, PF(Proportional Fairness) 등이 있다. 또, 스케줄러(413)는, 상기 방법으로 할당한 각 단말의 주파수 리소스를 나타내는, 각 단말의 주파수 리소스 할당 정보를 제어부(414) 및 생성부(415)에 출력하고, 주파수 리소스 할당 정보 이외의 제어 정보(MCS 정보등)를 복조부(410), 복호부(411) 및 생성부(415)에 출력한다.

제어부(414)는, 스케줄러(413)로부터 입력되는 각 단말의 주파수 리소스 할당 정보, 단말의 카테고리 정보(DFT 사이즈를 포함한 정보), 및, 부분 직교 조건 정보(C-SC-FDMA의 부분 직교 조건(식(1) 또는 (2))을 나타내는 정보)를 이용하여, 단말의 클러스터수, 클러스터 사이즈를 산출한다. 또, 제어부(414)는, 산출한 클러스터수 및 클러스터 사이즈에 기초하여, 각 단말의 C-SC-FDMA 신호가 매핑된 주파수 리소스를 산출한다. 그리고, 제어부(414)는, 산출한 클러스터수 및 클러스터 사이즈를 결합부(407)에 출력하고, 각 단말의 C-SC-FDMA 신호가 매핑 된 주파수 리소스를 나타내는 주파수 리소스 매핑 정보를 디매핑부(405)에 출력한다. 또, 제어부(414)는, 역쉬프트부(408) 및 단말(300)의 쉬프트부(301)에서 이용하는 순환 주파수 쉬프트량을 설정하고, 설정한 순환 주파수 쉬프트량에 관한 정보를 역쉬프트부(408) 및 생성부(415)에 출력한다.

생성부(415)는, 스케줄러(413)로부터 입력되는 주파수 리소스 할당 정보, 주파수 리소스 할당 정보 이외의 제어 정보(MCS 정보등) 및 제어부(414)로부터 입력되는 순환 주파수 쉬프트량에 관한 정보를, 예를 들면, 각 단말에 통지하기 위한 2치의 제어 비트 계열로 변환하여 제어 신호를 생성한다. 그리고, 생성부(415)는, 생성한 제어 신호를 부호화부(416)에 출력한다.

부호화부(416)는, 생성부(415)로부터 입력되는 제어 신호를 부호화하고, 부호화 후의 제어 신호를 변조부(417)에 출력한다.

변조부(417)는, 부호화부(416)로부터 입력되는 제어 신호를 변조하고, 변조 후의 제어 신호를 무선 송신부(418)에 출력한다.

무선 송신부(418)는, 변조부(417)로부터 입력되는 제어 신호에 대해, D/A변환, 증폭 및 업 컨버트 등의 송신 처리를 실시하고, 송신 처리가 실시된 신호를 안테나(401)를 경유하여 각 단말에 송신한다.

다음에, 단말(300)의 쉬프트부(301)에 있어서의 SC-FDMA 신호(스펙트럼)의 순환 주파수 쉬프트 처리의 상세한 것에 대하여 설명한다.

C-SC-FDMA에서는, DFT 행렬을 이용해서 프리코딩을 행하기때문에, DFT 출력(DFT 처리의 출력 신호)을 DFT 대역(DFT 사이즈 N) 내에서 순환적으로 쉬프트시켜도, 분할해서 생성하는 클러스터 사이즈가 수학식(1)을 만족하는 길이 N'이면, DFT 출력의 임의의 위치에서, 열벡터 사이에 부분 직교 관계를 만들 수 있다. 본 실시형태에서는, 이 특징을 이용하고 있다.

이하, 구체적으로 설명한다. 즉, DFT 행렬의 열벡터가 부분 직교하는 구간에 있어서의 특징에 대해서 설명한다.

우선, 벡터길이 N(구간:k=0~N-1)중, k=0~N'-1의 부분 구간에 있어서의, DFT 행렬의 열벡터 사이의 부분 직교 조건에 대해서 설명한다.

DFT 행렬에 있어서, 서로 다른 각(角)주파수를 가지는 2개의 열벡터 f_i(k)(=f_i) 및 f_i'(k)(=f_i')(단, i'≠i)를 다음의 수학식(3)과 같이 정의한다.

[수 3]

식(3)에 있어서, N은 DFT 사이즈(DFT 포인트수)를 나타내고, i, i'=0~N-1이다. 여기서, 벡터길이 N(구간:k=0~N-1) 중, 부분 벡터길이 N'(부분 구간:k=0~N'-1)에서의 f_i(k)와 f_i'(k)의 내적(內積)(시간차 없는 부분 상호 상관)은, 다음의 수학식(4)와 같이 된다(단, N'<N).

[수 4]

식(4)에 있어서, 위첨자 *는 복소 공역(複素共役)을 나타낸다. 식(4)로부터, 부분 벡터길이 N'(부분 구간:k=0~N'-1)에 있어서 직교하는 2개의 열벡터, 즉, 부분 직교하는 2개의 열벡터는, 부분 구간 k=0~N'-1에서 각(角)주파수 2π(i-i')/N의 exp(-j2π(i-i')k/N)가 적어도 1회전하는 열벡터의 조합임을 알 수 있다. 즉, i'≠i에 있어서, (i-i') N'/N이 정수가 되는 경우에, 2개의 열벡터 f_i(k) 및 f_i'(k)는 k=0~N'-1의 구간에서 부분 직교한다. 따라서, DFT 행렬을 구성하는 복수의 열벡터 중, 서로 다른 임의의 2개의 열벡터 f_i(k) 및 f_i'(k)(단, i'≠i)가 부분 직교하는 벡터길이 N'(<N)와,DFT 행렬의 DFT 사이즈(열벡터 길이) N과의 사이에는, 다음의 수학식(5)에 나타내는 등의 고유한 관계가 있다.

[수 5]

여기서, I는 |I|<|i-i'|를 만족시키는 0 이외의 정수이다. 즉, 클러스터 사이즈가 식(5)(또는, 식(1))의 길이 N'로 표시되는 경우, 그 클러스터내에서는 DFT의 열벡터 사이에 부분 직교 관계를 만들어 낼 수 있다.

다음에, 벡터길이 N(구간:k=0~N-1) 중, k=z~z+N'-1의 부분 구간에 있어서의, DFT 행렬의 열벡터 사이의 부분 직교 조건에 대해서 설명한다. 또한,z는 임의의 실수이다.

식(3)으로부터, 벡터길이 N(구간:k=0~N-1) 중, 부분 벡터길이 N'(부분 구간:k=z~z+N'-1)에서의 f_i(k) 와 f_i'(k)와의 내적은, 다음의 수학식(6)과 같이 된다(단, N'<N).

[수 6]

식(6)에 있어서, 위 첨자 *는 복소공역을 나타낸다. 식(6)으로부터, (1/N) exp(-jπ(i-i')(2z)/N)≠0이기때문에, 식(6)=0이 되기 위해서는 식(4)=0이면 좋다. 따라서, 부분 구간 k=z~z+N'-1에 있어서의 DFT 행렬의 열벡터 간의 부분 직교 조건도, 실시형태 1에서 기재한 식(1), 또는, 상기의 식(5)(부분 구간 k=0~N'-1에 있어서의 부분 직교 조건)와 동일하다는 것을 알 수 있다.

즉, SC-FDMA 신호를 분할하여 생성되는 클러스터의 길이(대역폭)가, 식(1) 또는 식(2)(식(5))의 부분 직교하는 벡터길이 N'(대역폭 B')의 조건을 만족시키고 있으면, DFT 출력인 SC-FDMA 신호(스펙트럼)의 임의의 스펙트럼 위치(대역의 위치)에서 열벡터 사이에 부분 직교 관계를 만들어 낼 수 있다, 라고 하는 특징이 있음을 알 수 있다. 또, 그 길이 N'는 DFT 대역내에서 순환하고 있어도 좋다. 즉, 클러스터의 길이(대역폭)가, 길이 N'를 만족시키고만 있으면, DFT 행렬의 열벡터 사이에서의 부분 직교 관계를 유지할 수 있기 때문에, 단말(300)은 DFT 출력을 DFT 대역내에서 순환 주파수 쉬프트를 실시해도 좋다.

도 17a 및 도 17b는, DFT 사이즈(포인트수) N=10(DFT 출력 번호 0~9)의 경우에 벡터길이 N'=8의 부분 구간을 설정하는 경우를 나타낸다. 또, 도 17a에서는, 길이 N'=8의 부분 구간을 DFT 출력 번호 0~7(즉, 순환 주파수 쉬프트량 z=0)로 설정하고, 도 17b에서는 길이 N'=8의 부분 구간을, DFT 대역내에서 순환적으로 쉬프트시킨 DFT 출력 번호 3~9, 0(즉, z=3)으로 설정하고 있다. 여기서, 부분 구간의 길이 N'(=8)가 식(1)(또는, 식(5))을 만족시키고 있으면, 도 17a에서는 DFT 출력 번호 0~7의 대역내의 열벡터 사이에서 부분 직교 관계를 만들 수 있고, 도 17b에서는 DFT 출력 번호 3~9, 0의 대역내의 열벡터 사이에서 부분 직교 관계를 만들 수 있다.

상기의 특징을 이용하여, 단말(300)의 쉬프트부(301)는, DFT부(110)로부터 입력되는 DFT 출력인 SC-FDMA 신호를, DFT 대역내에서 순환적으로 z포인트만큼 순환 주파수 쉬프트시킨다. 그리고, 분할부(111)는, 실시형태 1 또는 실시형태 3에서 설명한 어느 한 분할 방법에 따라, 순환 주파수 쉬프트 후의 SC-FDMA 신호를 부분 직교 대역폭으로 분할함으로써, 복수의 클러스터를 생성한다.

여기서, 쉬프트부(301) 및 분할부(111)에 있어서의 일련의 처리 절차를 도 18a~C에 나타낸다. 도 18a~C에서는, DFT 사이즈 N=72포인트(DFT 출력 번호 0~71)로 하고, 단말(300)은 2개의 클러스터(클러스터 #0과 클러스터 #1)를 생성한다. 또, 여기에서는, 쉬프트부(301)는, 주파수가 낮은 쪽으로부터 높은 쪽으로, DFT 출력을 순환 쉬프트시킨다. 또, 도 18a는, DFT부(110)가 시간 영역의 심볼 계열에 대해서 DFT 처리를 행한 후에 얻어지는, 72포인트의 DFT 출력(SC-FDMA 신호)을 나타내고 있다.

쉬프트부(301)는, 도 18a에 나타내는 DFT 출력에 대해서, N=72포인트의 DFT 대역내에서 z=4(서브캐리어)의 순환 주파수 쉬프트를 실시한다. 이것에 의해, 도 18b에 나타내는 것처럼, DFT 출력 번호 0~71이 낮은 주파수로부터 높은 주파수 쪽으로 z=4만큼 순환 쉬프트된 신호(즉, DFT 출력 번호 68~71, 0~67)가 얻어진다.

그리고, 분할부(111)는, 도 18c에 나타내는 것처럼, 도 18b에 나타내는, z=4(서브캐리어)의 순환 주파수 쉬프트 후의 72포인트의 신호(DFT 출력 번호 68~71, 0~67)를, 부분 직교 대역폭(벡터길이 N'=12)의 클러스터 #0(DFT 출력 번호 68~71, 0~7) 및 부분 직교 대역폭(벡터길이 N'=60)의 클러스터 #1(DFT 출력 번호 8~67)의 2개의 클러스터로 분할한다. 그리고, 매핑부(112)가 도 18c에 나타내는 클러스터 #0 및 클러스터 #1을 비연속의 주파수 대역에 매핑함으로써, C-SC-FDMA 신호가 얻어진다.

*이와 같이 하여, 본 실시형태에 의하면, 클러스터내에서는 DFT 행렬의 열벡터 사이에서 부분 직교시키면서, 주파수 리소스(서브캐리어) 상에서는 DFT 출력의 매핑의 유연성을 향상시킬 수 있다. 예를 들면, 특정 주파수 리소스에서 전력이 큰 간섭 신호가 항상 존재하고 있을 경우, 단말은, DFT 출력(SC-FDMA 신호)을 분할하기 전에, DFT 출력을 순환 주파수 쉬프트시키면 된다. 이것에 의해, 클러스터내에서는 부분 직교 관계를 유지함으로써 ISI를 저감시키면서, 그 특정 리소스에 매핑되는 DFT 출력이 큰 간섭을 항상 받는 것을 회피할 수 있다. 즉, 본 실시형태에 의하면, 단말은, SC-FDMA 신호에 할당된 주파수 리소스의 위치를 변화시키지 않고, 간섭 회피 제어를 행할 수 있다.

또한, 본 발명에 있어서, 순환 주파수 쉬프트의 방향은 낮은 주파수로부터 높은 주파수의 방향으로도, 높은 주파수로부터 낮은 주파수의 방향으로도, 어느 방향이어도 된다. 즉, 순환 주파수 쉬프트량 z의 값은, 플러스(+)라도 마이너스(-)라도 좋다.

또, 본 실시형태에서는, 도 15에 나타내는 것처럼, 단말(300)에 있어서, DFT부→쉬프트부→분할부→매핑부의 차례로 접속되는 구성에 대해서 설명했다. 그러나, 본 발명에 따른 단말은, DFT부→분할부→ 쉬프트부→매핑부의 차례로 접속되는 구성(도시하지않음)이어도 좋다. 이 경우, 단말은, 각 클러스터에 속해 있는 복수 서브캐리어 성분을 복수의 클러스터(순환 주파수 쉬프트가 실시되지 않은, 분할 후의 복수의 클러스터)에 걸쳐서 순환 주파수 쉬프트시키고, 복수의 클러스터에 대해서 도 18c와 같은 매핑을 행하면 된다. 이와 같이 하여 단말의 구성부의 접속 순서를 바꾼 경우에도, 본 실시형태와 동일한 효과를 얻을 수 있다.

또, 푸리에 변환의 관계에 의해, 본 실시형태에서 설명한 주파수 영역의 순환 주파수 쉬프트를 행하는 구성(도 15) 대신에, 단말은, IFFT부로부터 출력되는 시간 영역의 신호에, 주파수 영역의 순환 주파수 쉬프트에 상당하는 위상 회전(및 진폭 성분)을 곱셈하는 구성이어도 좋다. 즉, 도 15에 나타내는 단말의 쉬프트부 대신에, 주파수 영역의 순환 주파수 쉬프트에 상당하는 위상 회전(및 진폭 성분)을 IFFT부로부터 출력되는 시간 영역의 신호에 곱셈하는 곱셈부를, IFFT부의 뒤에 접속하는 구성(도시하지않음)이어도 좋다. 이 경우에도, 본 실시형태와 동일한 효과를 얻을 수 있다.

또, 본 실시형태에서는, 도 16에 나타내는 것처럼, 기지국에 있어서, 디매핑부→FDE부→결합부→역쉬프트부→IDFT부의 차례로 접속되는 구성에 대해서 설명했다. 그러나, 본 발명에 따른 기지국은, 디매핑부→역쉬프트부→FDE부→결합부→IDFT부의 차례로 접속되는 구성(도시하지않음), 또는, 디매핑부→FDE부→역쉬프트부→결합부→ IDFT부의 차례로 접속되는 구성(도시하지않음)이어도 좋다. 예를 들면, 디매핑부→역쉬프트부→FDE부→결합부→IDFT부 차례의 구성의 경우, 기지국은, 역쉬프트부에서는, 디매핑 후의 신호 계열을 역순환 주파수 쉬프트시키고, FDE부에서는, FDE 가중치에 대해서도 역순환 주파수 순환 쉬프트시키고,역순환 주파수 쉬프트 후의 FDE 가중치를 이용하여 역순환 주파수 쉬프트 후의 디매핑 후의 신호 계열에 대해서 FDE를 행하면 된다. 또, 디매핑부→FDE부→역쉬프트부→결합부→IDFT부의 차례로 접속되는 구성일 경우, 기지국은, 역쉬프트부에서는, FDE 후의 신호 계열을 역순환 주파수 쉬프트시키고, 결합부에서는, 비연속 주파수 대역에 매핑되어 있는 역순환 주파수 쉬프트 후의 복수의 클러스터를 결합하면 된다. 이와 같이 하여 기지국의 구성부의 접속 순서를 변경했을 경우에도, 본 실시형태와 동일한 효과를 얻을 수 있다.

또, 푸리에 변환 관계에 의해, 본 실시형태에서 설명한 주파수 영역의 역순환 주파수 쉬프트를 행하는 구성(도 16) 대신에, 기지국의 IDFT부로부터 출력되는 시간 영역 신호에, 주파수 영역의 역순환 주파수 쉬프트에 상당하는 위상 회전(및 진폭 성분)을 곱셈하는 구성이어도 좋다. 즉, 도 16에 나타내는 역쉬프트부 대신에, 주파수 영역의 역순환 주파수 쉬프트에 상당하는 위상 회전(및 진폭 성분)을 IDFT부로부터 출력되는 시간 영역의 신호에 곱셈하는 곱셈부를, IDFT부의 뒤에 접속하는 구성(도시하지않음)이어도 좋다. 이 경우에도, 본 실시형태와 동일한 효과를 얻을 수 있다.

또, 본 발명에 있어서, 단말이 C-SC-FDMA 신호를 주파수 영역에서 병렬로 송신하는 경우, 단말에서는, 도 19에 나타내는 것처럼, 부호화부, 변조부, 다중부, DFT부, 쉬프트부 및 분할부로 구성되어있는 유니트를 복수 설치해도 좋다. 그리고, 단말은, 각 유니트에 개별 쉬프트량을 개별적으로 설정하고, 각 유니트의 DFT 출력에 대해서 순환 주파수 쉬프트를 실시해도 좋다. 도 19에 나타내는 단말(500)에서는, M개의 유니트(501-1~501-M)가 구성되고, 각 유니트에서는 송신 비트계에 대해서 부호화부, 변조부, 다중부, DFT부, 쉬프트부 및 분할부를 개별적으로 구비하고 있고, 주파수 영역에서 M개의 C-SC-FDMA 신호를 병렬로 송신하는 경우를 나타내고 있다. 도 19에 나타내는 등의 구성을 취함으로써, 많은 멀티 패스로 구성되어 주파수 선택성을 가지는 광대역 무선 채널등의, 다른 주파수 대역으로 다른 전파 전파 환경을 가지는 무선 채널에 있어서, 각 유니트에서 생성되는 C-SC-FDMA 신호의 각 클러스터내에서는 DFT 행렬의 열벡터 사이에서 부분 직교 시키면서, 각 유니트마다 개별적으로 순환 주파수 쉬프트를 실시함으로써, 주파수 리소스(서브캐리어) 상에서는 각 유니트의 신호 매핑의 유연성을 향상시킬 수 있다.

또한, 복수의 유니트간에서 순환 주파수 쉬프트량을 공통화하고, 공통된 하나의 순환 주파수 쉬프트량에 관한 제어 정보를 기지국으로부터 단말(또는 단말로부터 기지국)로 통지해도 좋다. 또, 유니트마다 별개의 순환 주파수 쉬프트량을 동일한 값으로 설정하고, 각 유니트의 순환 주파수 쉬프트량에 관한 제어 정보를 기지국으로부터 단말(또는 단말로부터 기지국)로 동시에 통지해도 좋다. 예를 들면, 복수의 유니트에서 동일한 송신 포맷(예를 들면, 동일한 MCS 세트, 또는, 동일한 C-SC-FDMA 분할 방법(클러스터수 또는 클러스터 사이즈등))을 이용하는 경우에는, 유니트간의 소요 통신 품질(예를 들면, 어느 오류율을 만족시키는데 필요한 SINR)에 상관이 있다. 따라서, 복수의 유니트간에서 순환 주파수 쉬프트량을 공통화(즉, 동일한 순환 주파수 쉬프트량으로 함)함으로써, 유니트간의 소요 통신 품질의 상관을 한층 더 높일 수 있고, 복수 유니트의 송신 포맷을 동시에 안정적으로 제어할 수 있다. 또, 공통된 1개의 순환 주파수 쉬프트량을 이용하는 경우에는, 기지국으로부터 단말(또는, 단말로부터 기지국)로의 순환 주파수 쉬프트량의 통지에 요하는 정보량을 삭감할 수 있다.

예를 들면, 기지국에서 복수의 유니트의 송신 비트 계열(트랜스포트 블록) 전부가 정상적으로 수신되는 경우에는 1개의 ACK(acknowledgment) 신호를, 기지국에서 복수의 트랜스포트 블록 중에서 1개라도 오류가 검출되는 경우에는 1개의 NACK(negative acknowledgment) 신호를, 기지국으로부터 단말에 피드백하는 번들링(Bundling) 기술이 사용되는 경우에, 상기 순환 주파수 쉬프트량의 설정 방법(복수의 유니트간에서 동일한 순환 주파수 쉬프트량을 설정하는 방법)을 적용해도 좋다. 즉, 복수의 유니트간에서 동일 순환 주파수 쉬프트량이 설정됨으로써(즉, 순환 주파수 쉬프트에 관해서 동일한 설정 방법을 이용함으로써), 복수 유니트의 트랜스포트 블록 각각에 대한 오류의 발생 메카니즘에 상관을 갖게하는 것이 가능하게 된다. 따라서, 복수 유니트의 트랜스포트 블록간에서, 오류가 발생하는 트랜스포트 블록과 오류가 발생하지 않는 트랜스포트 블록이 혼재하는 확률을 줄일 수 있으며, 기지국에서 정상적으로 수신된 트랜스포트 블록의 쓸데없는 재송을 저감할 수 있다.

또, 본 발명에 있어서, 단말의 DFT부로부터 출력되는 DFT 출력에 대한 순환 주파수 쉬프트량 z의 값을, 실시형태 1 또는 실시형태 4에서 설명한 어느 한 분할 방법에 대응하는 부분 직교하는 벡터길이(대역폭)을 만족시키는 길이와 동일한 값으로 설정해도 좋다. 이것에 의해, 순환 주파수 쉬프트 후의 SC-FDMA 신호(스펙트럼)에 대해서도, 순환 주파수 쉬프트전의 SC-FDMA 신호(스펙트럼)에 대한 부분 직교 조건과 동일한 부분 직교 조건을 적용하는 것이 가능하게 된다.

또, 본 발명에 있어서, 순환 주파수 쉬프트량 z와,SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 분할할 때의 최소 분할 단위를 대응화해도 좋다. 예를 들면, SC-FDMA 신호(스펙트럼)의 최소 분할 단위가 N_min로 정의되어 있는 경우, 순환 주파수 쉬프트량 z의 최소 쉬프트량도 마찬가지로 N_min로 해도 좋다. 이 경우, 송수신 장치(단말 및 기지국) 간에서 최소 쉬프트량 N_min를 공유하고, 최소 쉬프트량의 배수 kN_min(k는 정수)를 DFT 출력에 부여하는 순환 주파수 쉬프트량 z로서 정의하면 좋다. 따라서, 기지국으로부터 단말(또는, 단말로부터 기지국)에 통지하는 순환 주파수 쉬프트량 z에 관한 제어 정보는, 승수(계수) k만으로 좋다. 또, 순환 주파수 쉬프트량 z에 관한 제어 정보(승수 k)를 통지할 때, 클러스터의 분할 정보(분할수 등) 또는 주파수 리소스 할당 정보와 함께, 그 순환 주파수 쉬프트량 k를 통지해도 좋다. 이것에 의해, 순환 주파수 쉬프트량의 통지에 요하는 정보량을 삭감할 수 있다.

또, 단말이 순환 주파수 쉬프트를 실시한 C-SC-FDMA 신호를 주파수 영역에서 병렬로 송신하는 경우에 있어서, 순환 주파수 쉬프트량을, 병렬 송신하는 C-SC-FDMA 신호간(예를 들면, 도 19에 나타내는 단말(500)의 유니트 501-1~501-M의 사이)에서 상대적으로 정의해도 좋다. 구체적으로는, 기준이 되는 C-SC-FDMA 신호의 순환 주파수 쉬프트량과,다른 C-SC-FDMA 신호의 순환 주파수 쉬프트량의 차분의 쉬프트량을, 상대 쉬프트량(차분 쉬프트량)으로서 정의하고, 상대 쉬프트량(차분 쉬프트량)을 기지국으로부터 단말(또는, 단말로부터 기지국)에 통지해도 좋다. 예를 들면, 낮은 주파수 대역에 매핑되는 C-SC-FDMA 신호의 순환 주파수 쉬프트량을 z₀=5로 설정하고, 높은 주파수 대역에 매핑되는 C-SC-FDMA 신호의 순환 주파수 쉬프트량을 z₁=10으로 설정하는 경우에 대해 설명한다. 이 경우, 기지국으로부터 단말(또는 단말로부터 기지국)에 통지하는 순환 주파수 쉬프트량에 관한 제어 정보로서,기준이 되는 낮은 주파수 대역에 매핑되는 C-SC-FDMA 신호의 순환 주파수 쉬프트량 z₀=5와 함께, 낮은 주파수 대역에 매핑되는 C-SC-FDMA 신호의 순환 주파수 쉬프트량과 높은 주파수 대역에 매핑되는 C-SC-FDMA 신호의 순환 주파수 쉬프트량과의 차분(상대값)=z_{1 -}z₀=5를 통지하면 된다. 이것에 의해, 각 C-SC-FDMA 신호에 대한 순환 주파수 쉬프트량을 개별적으로 통지하는 경우와 비교해서, 순환 주파수 쉬프트량의 통지에 요하는 정보량의 오버헤드를 삭감할 수 있다. 또한,여기에서는, 2개의 C-SC-FDMA 신호 각각에 대한 순환 주파수 쉬프트량을 통지하는 경우에 대해서 설명했지만, 병렬 송신하는 C-SC-FDMA 신호는, 2개에 한하지 않고, 3개 이상의 경우라도 좋다.

(실시형태 6)

본 실시형태에서는, MIMO 전송을 행하는 단말은, 복수의 코드워드(codeword)가 매핑된다, 서로 다른 공간 리소스(레이어, 안테나 또는 스트림) 각각에 있어서 송신되는 SC-FDMA 신호에 대해서, 서로 다른 공간 리소스마다, DFT 대역내에서 개별 순환 주파수 쉬프트를 실시한다. 그리고, 단말은, 각 공간 리소스(레이어, 안테나 또는 스트림)의 신호를 부분 직교 대역폭(부분 직교하는 벡터길이에 대응하는 대역폭)으로 분할한다.

도 20에 본 실시형태에 따른 송신 장치(단말)의 구성을 나타낸다. 또한, 도 20에 나타내는 단말(600)에 있어서, 실시형태 2(도 9)와 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 붙이고, 그 설명을 생략한다. 또, 도 20에 나타내는 단말(600)은, 실시형태 2와 마찬가지로, 2개의 공간 리소스를 이용하여, C-SC-FDMA 신호를 송신하는 2개의 안테나를 구비한다. 도 20에 나타내는 단말(600)에 있어서, 실시형태 2의 단말(200)(도 9)과 상위한 점은, 각 공간 리소스 각각에 있어서 송신되는 SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 생성하는 C-SC-FDMA 처리부(601)에 있어서, DFT부(110)의 뒤에, 공간 리소스를 이용하여 병렬로 송신하는 비트 계열(코드워드)마다 개별 쉬프트부(301)를 설치하고 있는 점이다.

도 20에 나타내는 단말(600)에 있어서, 제어부(106)는, 각 C-SC-FDMA 처리부(601)에 각각 대응하는 개별 순환 주파수 쉬프트량을, 각 쉬프트부(301)에 출력한다. 또한,C-SC-FDMA 처리부(601)에 대한 개별 순환 주파수 쉬프트량이 기지국에서 결정되고, 결정된 순환 주파수 쉬프트량이 기지국으로부터 단말에 통지되는 경우, 또는, 단말이 순환 주파수 쉬프트량을 결정하고, 결정한 순환 주파수 쉬프트량을 단말로부터 기지국에 통지하는 경우가 상정된다.

C-SC-FDMA 처리부(601-1) 및 (601-2)는, 각각 입력되는 코드워드(송신 비트 계열)에 대해서, 실시형태 2의 부호화부(107)~ DFT부(110)와 동일한 처리를 실시함으로써, SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 생성한다. 그리고, C-SC-FDMA 처리부(601-1) 및 (601-2)의 각 DFT부(110)는, 생성한 SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 각 쉬프트부(301)에 각각 출력한다.

쉬프트부(301)는, 제어부(106)로부터 입력되는 코드워드 개별(즉, C-SC-FDMA 처리부마다) 순환 주파수 쉬프트량에 따라, 실시형태 5와 동일하게 하여, DFT부(110)로부터 입력되는 SC-FDMA 신호(스펙트럼)에 대해서, C-SC-FDMA 처리부마다 개별적으로 순환 주파수 쉬프트를 실시한다. 그리고, 쉬프트부(301)는, 순환 주파수 쉬프트 후의 SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 분할부(111)에 출력한다.

분할부(111)는, 상술한 실시형태(예를 들면, 실시형태 1 또는 실시형태 4)에서 설명한 어느 한 분할 방법을 이용해, 쉬프트부(301)로부터 입력되는 순환 주파수 쉬프트 후의 SC-FDMA 신호(스펙트럼)를, 부분 직교 대역폭으로 분할하고, 복수의 클러스터를 생성한다. 그리고, 각 C-SC-FDMA 처리부(601)의 분할부(111)는, 생성한 복수의 클러스터를, 프리코딩부(202)에 출력한다.

다음에, 단말(600)의 C-SC-FDMA 처리부(601)에 있어서의 C-SC-FDMA 처리의 상세한 것에 대하여 설명한다.

이하의 설명에서는, 도 21a~C에 나타내는 것처럼, 단말(600)이, 2개의 코드워드(코드워드#0 및 코드워드#1)를, 서로 다른 2개의 공간 리소스(여기서는, 레이어#0 및 레이어#1. 또는, 안테나, 스트림이어도 좋음)에 매핑하는 경우에 대해 설명한다. 또, 도 21a~C에서는, DFT 사이즈 N=72포인트(DFT 출력 번호 0~71)로 하고, 단말(600)은 2개의 클러스터(클러스터 #0과 클러스터 #1)를 생성한다. 또, 여기서는, 쉬프트부(301)는, 주파수가 낮은 쪽으로부터 높은 쪽으로, DFT 출력을 순환 쉬프트시킨다.

도 21a는, C-SC-FDMA 처리부(601-1) 및 (601-2)의 각 DFT부(110)가 2개의 코드워드#0 및 #1각각에 대해서 DFT 처리를 행한 후에 얻어지는, 72포인트의 DFT 출력(SC-FDMA 신호)을 나타내고 있다.

C-SC-FDMA 처리부(601-1) 및 (601-2)의 각 쉬프트부(301)는, 도 21a에 나타내는 2개의 SC-FDMA 신호(코드워드#0의 신호 및 코드워드#1의 신호) 각각에 대해서, DFT 대역(DFT 사이즈 N=72포인트) 내에서 개별적으로 순환 주파수 쉬프트를 실시한다. 구체적으로는, 도 21b에 나타내는 것처럼, C-SC-FDMA 처리부(601-1)의 쉬프트부(301)는, 레이어#0(공간 리소스#0)에 있어서 송신되는 코드워드#0의 신호에 대해서, z=0(순환 주파수 쉬프트 없음)의 순환 주파수 쉬프트를 실시한다. 또, 도 21b에 나타내는 것처럼, C-SC-FDMA 처리부(601-2)의 쉬프트부(301)는, 레이어#1(공간 리소스#1)에 있어서 송신되는 코드워드#1의 신호에 대해서, z=12(순환 주파수 쉬프트 있음)의 순환 주파수 쉬프트를 실시한다. 즉, 쉬프트부(301)는, 복수의 레이어(공간 리소스) 각각에 있어서 송신되는 코드워드(SC-FDMA 신호)에 대해서, 복수의 공간 리소스(레이어, 안테나 또는 스트림)마다, DFT 대역내에서 순환 주파수 쉬프트를 실시한다.

그리고, C-SC-FDMA처리부(601-1) 및 (601-2)의 각 분할부(111)는, 도 21c에 나타내는 것처럼, 순환 주파수 쉬프트 후의 코드워드(SC-FDMA 신호)를, 벡터길이 N'=12의 클러스터 #0과, 벡터길이 N'=60의 클러스터 #1로 분할함으로써, 2개의 클러스터를 생성한다.

이와 같이 하여, 본 실시형태에 의하면, MIMO 전송에 있어서, 각 공간 리소스 각각에 있어서 송신되는 코드워드의 클러스터내에서는 부분 직교 관계를 유지한 채로, 그 코드워드가 전송되는 공간 리소스(레이어, 안테나 또는 스트림)의 각 채널(링크) 품질에 적응한 주파수 매핑을, 코드워드마다(공간 리소스마다, 레이어마다, 안테나마다 또는 스트림마다) 유연하게 행할 수 있다.

또한, 본 실시형태에서는, 송수신 장치(단말 및 기지국)가 복수의 안테나를 이용함으로써, MIMO 전송을 실현하는 SU-MIMO를 일례로서 설명했다. 그러나, 본 발명에서는, 상향 회선(Uplink) 및 하향회선(Downlink)의 MU-MIMO에 대해서도 적용할 수 있다. 예를 들면, 하향회선(Downlink)의 MU-MIMO 전송에서는, 다른 공간 리소스(레이어, 안테나 또는 스트림)에 매핑되는 다른 코드워드는, 각각 서로 다른 단말 앞으로의 코드워드이다. 이 경우, 수신장치(단말)마다 다른 소요 품질을 만족시키지않으면 안된다. 예를 들면, 휴대전화 등의 셀룰러 시스템의 경우, 다른 장소에 위치하고 있는 단말(수신장치)의 통신 품질은 크게 다르다. 그러나, 상술한 바와 같이, 본 실시형태에 의하면, 송신 장치(기지국)는, 복수의 코드워드가 각각 매핑되는, 서로 다른 공간 리소스(레이어, 안테나 또는 스트림)에서는, 공간 리소스 각각에 있어서 송신되는 코드워드마다, 개별 순환 주파수 쉬프트를 실시한다. 이것에 의해, 각 코드워드의 클러스터내에서는 부분 직교 관계를 유지한 채, 그 코드워드가 전송되는 공간 리소스의 각 채널(링크) 품질에 적응한 주파수 매핑(순환 주파수 쉬프트)을, 코드워드마다(공간 리소스마다, 레이어마다, 안테나마다 또는 스트림마다) 유연하게 행할 수 있다.

또, 본 실시형태에서는, 송신 장치(단말)가 2개의 코드워드를 2개의 공간 리소스(레이어, 안테나 또는 스트림)에 각각 매핑하는 경우에 대해 설명했다. 그러나, 본 발명에서는, 송신 장치(단말)는, 3개 이상의 코드워드를, 3개 이상의 공간 리소스(레이어, 안테나 또는 스트림)에 적용해도 괜찮다.

또, 본 발명에 있어서, 코드워드마다(레이어마다, 안테나마다 또는 스트림마다) 개별적으로 설정되는 순환 주파수 쉬프트량 z_i와,SC-FDMA 신호(스펙트럼)를 분할할 때의 최소 분할 단위를 대응화해도 좋다. 예를 들면, SC-FDMA 신호(스펙트럼)의 최소 분할 단위가 N_min로 정의되어 있는 경우, 코드워드마다(공간 리소스마다, 레이어마다 또는 스트림마다) 설정되는 개별 순환 주파수 쉬프트량 z_i의 최소 쉬프트량도 동일하게 N_min로 해도 좋다. 이것에 의해, 순환 주파수 쉬프트 후의 모든 클러스터에 대해서, 순환 주파수 쉬프트전의 SC-FDMA 신호(스펙트럼)에 대한 부분 직교 조건과 동일한 부분 직교 조건을 적용하는 것이 가능하게 된다.

또, 본 발명에 있어서, 코드워드마다(레이어마다, 안테나마다 또는 스트림마다) 개별적으로 설정되는 순환 주파수 쉬프트량 z_i를, SC-FDMA 신호를 분할해서 생성되는 복수의 클러스터 중 최소의 부분 직교 대역폭을 가지는 클러스터 사이즈의 배수로 해도 좋다. 즉, 순환 주파수 쉬프트량 z_i와,최소의 부분 직교 대역폭을 가지는 클러스터의 대역폭을 대응화해도 좋다. 예를 들면, 어느 공간 리소스(레이어, 안테나 또는 스트림)에 있어서의 최소의 부분 직교 대역폭을 가지는 클러스터 사이즈를 B_min라 했을 경우, 그 공간 리소스 및 다른 공간 리소스에서의 순환 주파수 쉬프트량을 kB_min(k는 정수)로 설정하면 좋다. 이것에 의해, 공간 리소스(레이어, 안테나 또는 스트림) 간에서, 주파수 영역의(부분) 직교 관계를 유지할 수 있고 또, 다른 공간 리소스의 다른 클러스터로부터의 간섭을 저감할 수 있다.

또, 본 실시형태에서는, 코드워드마다(공간 리소스 마다, 레이어마다, 안테나마다 또는 스트림마다) 개별적으로 설정된 순환 주파수 쉬프트량을 이용하는 경우에 대해서 설명했다. 그러나, 본 발명에서는, 코드워드마다(공간 리소스마다, 레이어마다, 안테나마다 또는 스트림마다) 개별적으로 설정된 순환 주파수 쉬프트량을, 코드워드 간(공간 리소스 간, 레이어간, 안테나간 또는 스트림간)에서 상대적으로 정의해도 좋다. 구체적으로는, 기준이 되는 코드워드(공간 리소스, 레이어, 안테나 또는 스트림)의 순환 주파수 쉬프트량과, 다른 코드워드(공간 리소스, 레이어, 안테나 또는 스트림)의 순환 주파수 쉬프트량과의 차분 쉬프트량을, 상대 쉬프트량(차분 쉬프트량)으로서 정의하고, 상대 쉬프트량(차분 쉬프트량)을 기지국으로부터 단말(또는, 단말로부터 기지국)에 통지해도 좋다. 예를 들면, 코드워드#0의 순환 주파수 쉬프트량을 z₀=5로 설정하고, 코드워드#1의 순환 주파수 쉬프트량을 z₁=10으로 설정하는 경우에 대해 설명한다. 이 경우, 기지국으로부터 단말(또는 단말로부터 기지국)에 통지하는 순환 주파수 쉬프트량에 관한 제어 정보로서,기준이 되는 코드워드#0의 순환 주파수 쉬프트량 z₀=5와 함께, 코드워드#0의 순환 주파수 쉬프트량과 코드워드#1의 순환 주파수 쉬프트량과의 차분(상대값)=z_{1 -}z₀=5를 통지하면 좋다. 이것에 의해, 각 코드워드(공간 리소스, 레이어, 안테나 또는 스트림)의 순환 주파수 쉬프트량을 각각 개별적으로 통지하는 경우와 비교하여, 순환 주파수 쉬프트량의 통지에 요하는 정보량의 오버헤드를 삭감할 수 있다. 또한,여기에서는, 2개의 코드워드 각각에 대한 순환 주파수 쉬프트량을 통지하는 경우에 대해서 설명했지만, 코드워드의 수는 2개에 한하지 않고, 3개 이상이라도 좋다. 또, 코드워드가 아니라, 레이어, 안테나 또는 스트림등의 공간 리소스를 나타내는 리소스 사이에서의 순환 주파수 쉬프트량의 상대값(차분값)을 이용해도 좋다.

또, 본 실시형태에서는, 코드워드(공간 리소스, 레이어, 안테나 또는 스트림)마다 설정된 개별 순환 주파수 쉬프트량을 이용하는 경우를 설명했다. 그러나, 본 발명에서는, 복수의 코드워드(공간 리소스, 레이어, 안테나 또는 스트림) 간에서 순환 주파수 쉬프트량을 공통화하고, 공통된 1개의 순환 주파수 쉬프트량을 이용해도 좋다. 또, 복수의 코드워드(공간 리소스, 레이어, 안테나 또는 스트림) 간에서 동일한 순환 주파수 쉬프트량을 설정해도 좋다. 예를 들면, 송신 장치(단말)가, 복수의 코드워드(공간 리소스, 레이어, 안테나 또는 스트림)에 대해서, 동일한 MCS를 가지는 코드워드를 매핑하는 경우에, 각 코드워드(공간 리소스, 레이어, 안테나 또는 스트림)의 순환 주파수 쉬프트량을 동일한 값으로 설정하여(또는, 공통된 1개의 순환 주파수 쉬프트를 이용해서), 기지국으로부터 단말(또는 단말로부터 기지국)에 순환 주파수 쉬프트량을 통지해도 좋다. 이것에 의해, 복수의 공간 리소스(레이어, 안테나 또는 스트림)에 매핑되는, 소요 품질이 거의 동일한 코드워드를 동시에 안정적으로 제어할 수 있다. 또, 공통된 1개의 순환 주파수 쉬프트량을 이용하는 경우에는, 기지국으로부터 단말(또는, 단말로부터 기지국)로의 순환 주파수 쉬프트량의 통지에 요하는 정보량을 한층 더 삭감할 수 있다.

또, 실시형태 2에서는, MIMO 전송에 있어서, 각 스트림의 SC-FDMA 신호를 부분 직교 대역폭으로 분할하고, 복수의 스트림 각각에 있어서, 동일한 부분 직교 대역폭(길이)을 가지는 주파수 대역에 매핑되는 신호에, 동일한 공간 프리코딩 행렬을 각각 곱셈하는 프리코딩 방법에 대해 설명했다. 그리고, 본 실시형태에 있어서도, 송신 장치(단말)는, SC-FDMA 신호를 순환 주파수 쉬프트한 후에, 분할한 복수의 공간 리소스(레이어, 안테나 또는 스트림)의 신호에 대해서, 동일한 부분 직교 대역폭(길이)를 가지는 주파수 대역에 매핑되는 신호에, 동일한 공간 프리코딩 행렬을 각각 곱셈하는 구성을 더 구비하는 구성을 취해도 좋다. 즉, 본 발명에 따른 단말에서는, 실시형태 2 및 본 실시형태를 조합한 구성을 취해도 좋다. 이것에 의해, 실시형태 2 및 본 실시형태 각각의 효과와 동일한 효과를 얻을 수 있다.

또, 본 실시형태에서는, 송신 장치(단말)가, 복수의 코드워드를 복수의 레이어로 송신할 때, 1개의 코드워드가 1개의 공간 리소스(레이어)에 매핑되는 경우(즉, 코드워드와 공간 리소스(레이어)가 1 대 1로 대응하는 경우)에 대해서 설명했다. 그러나, 본 발명에서는, 송신 장치(단말)가 1개의 코드워드를 복수의 공간 리소스(레이어)에 매핑하는 경우(예를 들면, MIMO의 싱글 코드워드 전송)에 적용해도 괜찮다. 예를 들면, 단말이 2개의 코드워드(코드워드#0 및 코드워드#1)를 4개의 공간 리소스(레이어#0~#3)를 이용해 공간 다중 전송하는 경우에 대해서 설명한다. 이 경우, 단말은, 코드워드#0의 신호(변조 신호)를 레이어#0 및 레이어#1의 2개 레이어에 매핑하고, 코드워드#1의 신호(변조 신호)를 레이어#2 및 레이어#3의 2개 레이어에 매핑해도 좋다. 이 때, 단말은, 각 코드워드에 대해서, 레이어(공간 리소스)마다 개별적으로 설정된 순환 주파수 쉬프트량을 이용해, 개별 순환 주파수 쉬프트를 실시하면 된다.

게다가 본 발명에서는, 단말은, 1개의 코드워드를 복수 레이어에 매핑할 때, 1개의 코드워드가 매핑되는 복수의 레이어(공간 리소스) 사이에서는, 동일한 순환 주파수 쉬프트량을 이용해도 좋다. 예를 들면, 도 22a~C에 나타내는 것처럼, 단말이 2개의 코드워드(코드워드#0 및 코드워드#1)를 4개 레이어(레이어#0~#3)를 이용해 공간 다중 전송하는 경우에 대해 설명한다. 도 22a에서는, 단말은, 각 코드워드를 각각 2개의 레이어(공간 리소스)에 매핑한다. 또, 도 22b에 나타내는 것처럼, 단말은, 동일 코드워드가 매핑되고 레이어(공간 리소스) 간에서는 동일한 순환 주파수 쉬프트량을 설정한다. 예를 들면, 도 22b에 나타내는 것처럼, 단말은, 코드워드#0의 신호를 레이어#0 및 레이어#1의 2개 레이어(공간 리소스)에 매핑하고 또, 2개 레이어(레이어#0 및 레이어#1)에서는 동일한 순환 주파수 쉬프트량 z₀=12를 이용한다. 마찬가지로,도 22b에 나타내는 것처럼, 단말은, 코드워드#1의 신호를 레이어#2 및 레이어#3의 2개의 레이어(공간 리소스)에 매핑하고 또, 2개 레이어(레이어#2 및 레이어#3)에서는 동일한 순환 주파수 쉬프트량 z₁=60을 이용한다. 그리고, 도 22c에 나타내는 것처럼, 단말은, 순환 주파수 쉬프트 후의 신호를, 부분 직교 대역폭을 가지는 2개의 클러스터(클러스터 #0 및 클러스터 #1)로 분할한다. 이것에 의해, 다른 공간 리소스(레이어)에 매핑되는 동일 코드워드내에 포함되는 서로 다른 변조 신호에 대해서는, 동일한 순환 주파수 쉬프트량을 이용해 순환 주파수 쉬프트가 실시되기 때문에, 순환 주파수 쉬프트에 의한 외관상의 채널 변화량을, 다른 공간 리소스(레이어)에 매핑되는 동일 코드워드간에서 동일하게 할 수 있다. 그 때문에, 코드워드내의 비트 또는 심볼의 우도 분포를 균일화할 수 있어,적응 변조등의 적응 제어를 안정적으로 행할 수 있다.

또한,상기(예를 들면, 도 22)에서는, 다른 공간 리소스(레이어)에 매핑되는 코드워드내에서의 순환 주파수 쉬프트량을 동일하게 하는 경우에 대해 설명했다. 그러나, 본 발명에서는, 다른 공간 리소스(레이어)에 매핑되는 코드워드내에서의 상대 순환 쉬프트량은 동일한 것으로 하고, 코드워드간에서의 상대 순환 쉬프트량은 다른 값을 이용하는 구성을 취해도 좋다. 예를 들면, 2개의 코드워드(코드워드#0 및 코드워드#1)를 4개의 공간 리소스(레이어#0~#3)에 매핑하는 때에, 코드워드#0이 레이어#0 및 레이어#1에 매핑되고, 코드워드#1이 레이어#2 및 레이어#3에 매핑되는 경우에 대해 설명한다. 또, 여기에서는, 예를 들면, 기준이 되는 레이어#0의 순환 주파수 쉬프트량을 8로 하고, 코드워드#0이 매핑되는 레이어#0 및 레이어#1에서의 상대 순환 주파수 쉬프트량을 5로 하고, 코드워드#1이 매핑되는 레이어#2 및 레이어#3에서의 상대 순환 주파수 쉬프트량을 20으로 한다. 이 경우, 레이어#0의 순환 주파수 쉬프트량은 8이 되고, 레이어#1의 순환 주파수 쉬프트량(=레이어#0의 순환 주파수 쉬프트량+상대 순환 주파수 쉬프트량)은 8+5=13이 되고, 레이어#2의 순환 주파수 쉬프트량(=레이어#1의 순환 주파수 쉬프트량+상대 순환 주파수 쉬프트량)은 13+20=33이 되고, 레이어#3의 순환 주파수 쉬프트량(=레이어#2의 순환 주파수 쉬프트량+상대 순환 주파수 쉬프트량)은 33+20=53이 된다. 이와 같이, 상대적인 순환 주파수 쉬프트량을 통지함으로써, 그 순환 주파수 쉬프트량에 관한 제어 정보의 오버헤드를 억제하면서, 코드워드내에서는 동일한 통신 품질로 유지하면서, 코드워드간에서는, 각 코드워드 개별적 통신 품질에 적합한 순환 주파수 쉬프트량을 유연하게 설정할 수 있다.

또, 본 발명에서는, 예를 들면, 도 22에 나타내는 것처럼, 단말이 1개의 코드워드를 복수의 공간 리소스(레이어)에 매핑할 때, 복수의 레이어에 매핑되는 신호를, 리피티션 신호로 해도 좋다. 예를 들면, 도 22에서는, 단말은, 레이어#0(또는 레이어#2)에 매핑하는 코드워드#0(또는 코드워드#1)의 DFT 출력의 카피(리피티션 신호)를, 레이어#0 및 레이어#1(또는, 레이어#2 및 레이어#3)에 매핑하면 된다.

*(실시형태 7)

실시형태 6에서는, 단말이, 각 공간 리소스(레이어)에 있어서, 주파수 영역만인 1차원 영역에서, 공간 리소스마다 개별적인 순환 주파수 쉬프트를 행하는 경우에 대해 설명했다. 이것에 비해, 본 실시형태에서는, 단말이, 주파수 영역의 순환 쉬프트에 더해, 공간 영역의 순환 쉬프트를 행함으로써, 공간 영역 및 주파수 영역의 2차원 영역에서 순환(공간 및 주파수) 쉬프트를 행하는 점이 실시형태 6과 상위하다.

구체적으로는, 본 실시형태에 따른 단말은, 실시형태 6과 마찬가지로, 복수의 공간 리소스(레이어) 각각에 있어서 송신되는 복수의 DFT 출력(복수의 코드워드)에 대해서, 공간 리소스마다 주파수 영역에서 순환 주파수 쉬프트를 실시하고, 다시,복수의 공간 리소스(레이어) 각각에 있어서 송신되는 복수의 DFT 출력(복수의 코드워드)을 분할해서 생성되는 C-SC-FDMA 신호(복수의 클러스터)에 대해, 부분 직교 대역폭(예를 들면, 부분 직교 대역폭을 가지는 클러스터)을 단위로 하여, 공간 영역(공간 리소스 간)에서 순환 공간(레이어) 쉬프트를 실시한다.

도 23에 본 실시형태에 따른 송신 장치(단말)의 구성을 나타낸다. 또한, 도 23에 나타내는 단말(700)에 있어서, 실시형태 6(도 20)과 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 붙이며, 그 설명을 생략한다. 또, 도 23에 나타내는 단말(700)은, 실시형태 6과 마찬가지로, 2개의 공간 리소스를 이용하여, C-SC-FDMA 신호를 송신하는 2개의 안테나를 구비한다. 또, 도 23에 나타내는 C-SC-FDMA 처리부(701)의 주파수 쉬프트부(702)는, 실시형태 6의 단말(600)(도 20)에 있어서의 C-SC-FDMA 처리부(601)의 쉬프트부(301)와 동일한 처리를 행한다. 따라서, 도 23에 나타내는 단말(700)에 있어서, 실시형태 6의 단말(600)(도 20)과 상위한 점은, 공간 쉬프트부(703)를, 분할부(111)와 프리코딩부(202) 사이에 설치한 점이다.

도 23에 나타내는 단말(700)에 있어서, 공간 쉬프트부(703)에는, 제어부(106)로부터, 부분 직교 대역폭(예를 들면, 부분 직교 대역폭을 가지는 클러스터)마다, 공간 리소스 영역(레이어)에서의 쉬프트량(이하, 순환 공간 쉬프트량이라고 함)의 정보가 입력된다. 또, 공간 쉬프트부(703)에는, C-SC-FDMA 처리부(701)의 각 분할부(111)로부터, 실시형태 6과 동일하게 하여 코드워드마다(또는, 레이어마다) 개별의 순환 주파수 쉬프트가 실시된 C-SC-FDMA 신호(복수의 클러스터)가 입력된다. 그리고, 공간 쉬프트부(703)는, 부분 직교 대역폭(클러스터) 마다의 개별의 순환 공간 쉬프트량에 따라, 각 클러스터에 대해서, 공간 리소스(레이어) 간에서 순환 공간 쉬프트를 실시한다. 구체적으로는, 공간 쉬프트부(703)는, 복수의 공간 리소스(레이어) 각각에 있어서 송신되는 코드워드(SC-FDMA 신호)를 분할해서 생성되는 C-SC-FDMA 신호(복수의 클러스터)에 대해서, 직교 대역폭 단위로 순환 공간 쉬프트를 실시한다. 그리고, 공간 쉬프트부(703)는, 순환 공간 쉬프트 후의 클러스터를, 프리코딩부(202)에 출력한다.

다음에, 단말(700)의 공간 쉬프트부(703)에 있어서의 순환 공간 쉬프트 처리의 상세한 것에 대해서 설명한다.

이하의 설명에서는, 실시형태 6과 마찬가지로, 단말(700)이, 2개의 코드워드(코드워드#0 및 코드워드#1)를, 서로 다른 2개의 공간 리소스(여기에서는, 레이어)에 매핑하는 경우에 대해 설명한다. 또, 단말(700)의 C-SC-FDMA 처리부(701-1) 및 (701-2)는, 실시형태 6과 마찬가지로, 도 21a에 나타내는 코드워드#1 및 코드워드#2에 대해서, 순환 주파수 쉬프트를 실시하여(도 21b), 순환 주파수 쉬프트 후의 SC-FDMA 신호를 부분 직교 대역폭으로 분할하고, 클러스터 #0 및 클러스터 #1의 2개의 클러스터를 생성한다(도 21c). 즉, 단말(700)은, 도 21b에 나타내는 처리에 의해, 주파수 영역에서의 1차원 영역의 순환 쉬프트를 행하고 있다.

그리고, 공간 쉬프트부(703)는, 도 24에 나타내는 것처럼, 순환 주파수 쉬프트 후의 각 클러스터(클러스터 #0 및 클러스터 #1)에 대해서, 부분 직교 대역폭 단위, 즉, 부분 직교 대역폭을 가지는 클러스터마다, 공간 리소스(레이어) 간에서 순환 공간 쉬프트를 실시한다. 도 24에서는, 클러스터 #0에 대한 순환 공간 쉬프트량=0(순환 공간 쉬프트 없음)이고, 클러스터 #0에 대한 순환 공간 쉬프트량=1(순환 공간 쉬프트 있음)이다. 따라서, 도 24에 나타내는 것처럼, 공간 쉬프트부(703)는, 클러스터 #0에 대해서, 부분 직교 대역폭 N'=12단위로 순환 공간 쉬프트량=0(순환 공간 쉬프트 없음)의 순환 공간 쉬프트를 실시한다. 동일하게 하여, 도 24에 나타내는 것처럼, 공간 쉬프트부(703)는, 클러스터 #1에 대해서, 부분 직교 대역폭 N'=60단위로 순환 공간 쉬프트량=1의 순환 공간 쉬프트를 실시한다. 이것에 의해, 클러스터 #1에서는, 도 24에 나타내는 것처럼, 코드워드#0의 신호가 레이어#1에 매핑되고, 코드워드#1의 신호가 레이어#0에 매핑된다. 즉, 단말(700)은, 도 24에 나타내는 처리에 의해, 공간 영역에서의 1차원 영역의 순환 쉬프트를 행하고 있다.

이와 같이 하여, 본 실시형태에 의하면, 단말은, 실시형태 6의 처리에 더해 부분 직교 대역폭 단위로 순환 공간 쉬프트를 실시하기때문에, 주파수 영역에서의 열벡터 사이의 부분 직교 관계를 유지하면서, 주파수 다이버시티 효과 및 공간 다이버시티 효과를 더욱 개선할 수 있다.

또한, 본 실시형태에서는, 도 23에 나타내는 단말(700)이, 주파수 쉬프트부(702)에 있어서, 신호에 대해 주파수 영역의 순환 주파수 쉬프트를 실시한 후에, 공간 쉬프트부(703)에 있어서, 공간 영역의 순환 공간 쉬프트를 실시하는 구성에 대해서 설명했다. 그러나, 본 발명에서는, 단말에 있어서의 순환 주파수 쉬프트 및 순환 공간 쉬프트의 처리 순서는 반대라도 좋다. 즉, 본 발명에 따른 단말은, 신호에 대해서, 공간 영역의 순환 공간(레이어) 쉬프트를 실시한 후에, 주파수 영역의 순환 주파수 쉬프트를 실시해도 좋다.

또, 본 발명에서는, 단말은, 신호에 대해서, 주파수 영역의 순환 주파수 쉬프트를 행하지 않고, 공간 영역인 1차원 영역에서의 순환 공간(레이어) 쉬프트만을 행해도 좋다. 즉, 단말은, 복수의 공간 리소스 각각에 있어서 송신되는 SC-FDMA 신호를 분할해서 생성되는 C-SC-FDMA 신호(복수의 클러스터)에 대해서, 부분 직교 대역폭 단위로 순환 공간(레이어) 쉬프트를 실시해도 좋다. 이것은, 주파수 영역 및 공간 영역의 2차원 영역에서의 순환 쉬프트를 행하는 본 실시형태에 있어서, 각 공간 리소스(레이어)에서의 순환 주파수 쉬프트량을 모두 제로로 설정하는 경우에 상당한다. 또는, 도 23의 송신 장치(단말(700))의 구성에 있어서, 주파수 쉬프트부(702)를 생략하고, DFT부(110)로부터 출력되는 DFT 출력(SC-FDMA 신호)을 순환 주파수 쉬프트시키지 않고, 그대로 분할부(111)에 입력시키는 구성에 상당한다. 즉, 단말은, 주파수 영역에서의 순환 주파수 쉬프트를 적용하지 않는 각 공간 리소스(레이어)의 DFT 출력을, 부분 직교 대역폭(예를 들면, 부분 직교 대역폭을 가지는 클러스터)을 단위로 하여 공간 영역(공간 리소스 간)에서만 순환 공간(레이어) 쉬프트를 실시하면 된다. 이것에 의해, 주파수 영역에서의 클러스터내에서의 부분 직교 관계를 유지하면서, 공간 다이버시티 효과를 개선할 수 있다.

또, 본 실시형태의 도 24에서는, 단말이, 복수의 클러스터에 대해서, 부분 직교 대역폭의 길이를 가지는 클러스터마다, 공간 리소스 간에서 순환 공간 쉬프트를 행하는 경우에 대해 설명했다. 그러나, 본 발명에서는, 도 25에 나타내는 것처럼, 단말은, 클러스터 사이즈보다 짧은 길이(클러스터의 대역폭보다 좁은 대역폭)로 부분 직교하고 있는 대역폭(길이) 단위로, 복수의 클러스터에 대해서, 공간 리소스 간에서 순환 공간(레이어) 쉬프트를 실시해도 좋다. 도 25에서는, 단말은, 클러스터 #1(N'=60) 중에서 2개의 부분 직교 대역폭(N'=12 및 N'=48)마다, 공간 영역에서 다른 순환 공간(레이어) 쉬프트(순환 공간 쉬프트량=1 및 2)를 실시한다. 이것에 의해, 주파수 영역에서의 열벡터 간의 부분 직교 관계를 유지하면서, 순환 공간 쉬프트에 의해, 클러스터내에서의 외관상의 채널 랜덤성을 증가시킬 수 있기 때문에, 공간 다이버시티를 한층 더 개선할 수 있다.

또, 본 실시형태에서는, 부분 직교 대역폭을, 순환 공간(레이어) 쉬프트를 실시하는 주파수 영역의 단위로 하는 경우에 대해 설명했다. 그러나, 본 발명에서는, 순환 공간(레이어) 쉬프트를 실시하는 주파수 영역의 단위로서 복수 클러스터의 대역폭 중 최소(最小) 부분 직교 대역폭의 배수를 이용해도 좋다. 예를 들면, 최소 부분 직교 대역폭을 B_min이라고 했을 경우, 순환 공간 쉬프트를 실시하는 주파수 영역 단위를 kB_min(k는 정수)로서 정의하면 된다. 그리고, 기지국은, kB_min 단위로 순환 공간 쉬프트량을 결정하고, 결정한 순환 공간 쉬프트량을 단말에 통지하면 된다. 이와 같이 하여, 복수의 클러스터의 대역폭을 이용한 간단한 제어를 행하는것만으로, 순환 공간(레이어) 쉬프트를 실시하는 주파수 영역의 단위를 정의할 수 있으며 또, 본 실시형태와 동일한 효과를 얻을 수 있다.

또, 본 발명에 있어서, 순환 공간(레이어) 쉬프트를 실시하는 주파수 영역 단위(예를 들면, 부분 직교 대역폭을 가지는 클러스터 단위)에서의 순환 공간 쉬프트량 y는, 순환 공간(레이어) 쉬프트를 실시하는 주파수 영역의 단위마다 달라도 좋다. 또, 순환 공간(레이어) 쉬프트의 회전 방향은 플러스(+)도 좋고, 마이너스(-)도 좋다. 즉, 순환 공간 쉬프트량은,+y 라도 -y라도 좋다.

또, 본 발명에 있어서, 순환 주파수 쉬프트량 z와 순환 공간 쉬프트량 y를 대응화하여, 2개의 쉬프트량(z 및 y)을 설정해도 좋다. 예를 들면, 레이어#i의 순환 주파수 쉬프트량 z_i를 클러스터 #i의 순환 공간 쉬프트량 y_i의 함수로 표시해도 좋고, 반대로, 클러스터 #i의 순환 공간 쉬프트량 y_i를 레이어#i의 순환 주파수 쉬프트량 z_i의 함수로 표시해도 좋다. 예를 들면, 순환 공간 쉬프트량 z_i=(순환 주파수 쉬프트량 y_i) mod(레이어수), 와 같이 정의해도 좋다. 여기서, mod는 모듈로 연산을 나타낸다. 그리고, 수신장치는, 송신 장치에 순환 주파수 쉬프트량 y_i만을 통지하고, 송신 장치는, 상기 함수에 따라 순환 공간 쉬프트량 z_i를 특정하면 된다. 이것에 의해, 공간 영역 및 주파수 영역의 2개 순환 쉬프트량의 통지에 요하는 정보량을 삭감하면서, 동시에, 공간 다이버시티 효과 및 주파수 다이버시티 효과를 개선할 수 있다.

또, 본 발명에 있어서, 순환 공간 쉬프트의 적용 유무를 나타내는 식별 정보(플래그), 또는, 순환 주파수 쉬프트의 적용 유무를 나타내는 식별 정보(플래그)를, 수신장치(기지국)로부터 송신 장치(단말)에 통지하는 경우는, 그 두 개의 식별 정보(플래그)를 공통화하여, 순환 공간 쉬프트 및 주파수 쉬프트의 적용 유무를 나타내는, 2차원의 1개 정보를, 수신장치로부터 송신 장치에 통지해도 좋다. 이것에 의해, 식별 정보에 관한 제어 정보량을 삭감하면서, 동시에, 공간 다이버시티 효과 및 주파수의 다이버시티 효과를 얻는 것이 가능하게 된다.

또, 본 실시형태에서는, 도 24 및 도 25에 있어서, 2개의 클러스터(클러스터 #0 및 클러스터 #1)가 비연속의 주파수 대역에 매핑되는 경우에, 단말이, 주파수 영역 및 공간 영역의 2차원 영역에서 순환 쉬프트(2차원 쉬프트)를 행하는 방법, 또는, 공간 영역의 1차원 영역에서 순환 쉬프트(1차원 쉬프트)를 행하는 방법에 대해 설명했다. 그러나, 본 발명은, 복수의 클러스터가 연속하는 주파수 대역에 매핑되는 경우에 적용하는 것도 가능하다. 예를 들면, 주파수 영역 및 공간 영역에서의 2차원 쉬프트를 행하는 경우에는, 단말은, 복수의 DFT 출력에 대해서 각각 주파수 영역에서 순환 주파수 쉬프트 시킨 후, 실시형태 1 및 실시형태 4에서 설명한 부분 직교 대역폭(예를 들면, 부분 직교 대역폭을 가지는 클러스터)을 단위로 하여, 순환 주파수 쉬프트시킨 각 공간 리소스(레이어)의 DFT 출력을, 공간 영역(공간 리소스 간)에서 순환 공간(레이어) 쉬프트시킨다. 그 후, 단말은, 각 공간 리소스(레이어)가 연속하는 주파수 대역에, 주파수 영역 및 공간 영역에서의 순환 쉬프트 후의 신호를 매핑하면 된다. 또, 예를 들면, 공간 영역의 1차원 쉬프트를 행하는 경우에는, 단말은, 복수의 DFT 출력에 대해서, 실시형태 1 및 실시형태 4에서 설명한 부분 직교 대역폭(예를 들면, 부분 직교 대역폭을 가지는 클러스터)을 단위로 하여, 공간 영역(공간 리소스 간)에서 순환 공간(레이어) 쉬프트시킨다. 그 후, 각 공간 리소스(레이어)가 연속하는 주파수 대역에, 순환 공간 쉬프트 후의 신호를 매핑하면 된다.

(실시형태 8)

실시형태 5에서는, 단말이, DFT 출력(SC-FDMA 신호)에 대해서, 공간 리소스(레이어)마다, 개별의 순환 주파수 쉬프트를 행하는 경우에 대해서 설명했다. 이것에 비해, 본 실시형태에서는, 단말은, DFT 출력(SC-FDMA 신호)에 대해서, 서로 다른 시간 영역에서(다른 시간 리소스마다), DFT 대역내에서 개별적인 순환 주파수 쉬프트를 실시한다. 그리고, 단말은, 순환 주파수 쉬프트 후의 신호를 부분 직교 대역폭으로 분할함으로써, 복수의 클러스터를 생성한다.

구체적으로는, 본 실시형태에 따른 단말은, 도 26에 나타내는 것처럼, 2개 클러스터(클러스터 #0 및 클러스터 #1)의 주파수 영역에서의 매핑 위치(주파수 대역)를 유지하면서, 시간 경과에 수반하여, DFT 대역(도 26에서는 DFT 사이즈 N=72포인트) 내에서, 각 시간 i에서 송신하는 C―SC-FDMA 신호의 순환 주파수 쉬프트량 z_i를 변화시킨다. 예를 들면, 도 26에 나타내는 것처럼, 시간#0에서는 순환 주파수 쉬프트량 z₀=0이고, 시간#1에서는 순환 주파수 쉬프트량 z₁=12이고, 시간#2에서는 순환 주파수 쉬프트량 z₂=36이고, 시간#3에서는 순환 주파수 쉬프트량 z₃=60이다. 즉, 단말은, 서로 다른 시간 영역에서(다른 시간 리소스마다), DFT 대역(72포인트) 내에서 서로 다른 순환 주파수 쉬프트량을 이용해, DFT 출력(SC-FDMA 신호)에 대해서 순환 주파수 쉬프트를 실시한다. 그리고, 도 26에 나타내는 것처럼, 단말은, 순환 주파수 쉬프트 후의 DFT 출력을 부분 직교 대역폭으로 분할하여, 2개의 클러스터 #0 및 클러스터 #1을 생성한다.

이와 같이 하여, 본 실시형태에 의하면, DFT 출력(SC-FDMA 신호)이 할당된 주파수 대역을 변화시키지 않고 (주파수 영역에서의 매핑 위치(주파수 대역)를 유지하면서), 클러스터내에서의 DFT 행렬의 열벡터 사이의 부분적 직교를 유지하면서, 시간 다이버시티 효과 및 주파수 다이버시티 효과를 개선할 수 있다.

또한, 시간 단위로서 심볼 단위, 슬롯 단위, 서브 프레임 단위, 프레임 단위 또는 재송 단위등을 이용하여 순환 주파수 쉬프트량을 변화시켜도 좋다.

이상, 본 발명의 각 실시형태에 대해서 설명했다.

또한,상기 실시형태에서는, DFT 행렬의 열벡터라고 하는 용어를 사용하여, 단말이, 열벡터 사이에서 부분 직교하는 길이(대역폭)로, DFT 출력(SC-FDMA 신호)을 분할하여, 복수의 클러스터(C-SC-FDMA 신호)를 생성하는 경우에 대해서 설명했다. 여기서, DFT 행렬은 대칭 행렬이다. 예를 들면, N×N의 DFT 행렬의 제n번째 열벡터의 각 요소는 제n번째 행(行)벡터의 각 요소와 동일하다. 따라서, 본 발명에서는, DFT 행렬을 전치(轉置)한 행렬을 프리코딩 행렬로서 이용하는 경우에도, 단말은, DFT 행렬의 행벡터 사이에서 부분 직교하는 길이(대역폭)로, 프리코딩된 신호를 분할하면 된다. 즉, DFT 행렬의 전치행렬에 의해 프리코딩된 신호에 대해서, 상기 실시형태에서 설명한 SC-FDMA 신호의 분할 방법을 적용하면 된다. 이것에 의해, DFT 행렬을 전치한 행렬을 프리코딩 행렬로서 이용하는 경우에도, 상기 실시형태와 동일한 효과를 얻을 수 있다.

또, 본 발명에 있어서, DFT 행렬의 복소공역 행렬, 또는, DFT 행렬의 복소공역 전치행렬(轉置行列)(DFT 행렬의 에르미트 전치행렬)을 프리코딩 행렬로서 이용해도 좋다. 여기서, DFT 행렬의 복소공역 행렬, 및, DFT 행렬의 복소공역 전치행렬(DFT 행렬의 에르미트 전치행렬)은 대칭 행렬이다. 이 때문에, N×N의 DFT 행렬의 복소공역 행렬(또는 복소공역 전치행렬(DFT 행렬의 에르미트 전치행렬))의 제n번째 열벡터의 각 요소는 제n번째 행벡터의 각 요소와 동일하다. 따라서, DFT 행렬의 복소공역 전치행렬(DFT 행렬의 에르미트 전치행렬)에 대해서, 식(1) 및 식(2)의 부분 직교 조건을 적용하는 것이 가능하기 때문에, 단말은, 상기 실시형태에서 설명한 부분 직교하는 길이(대역폭)로, 프리코딩된 신호를 분할하면 된다. 즉, DFT 행렬의 복소공역 행렬, 또는, DFT 행렬의 복소공역 전치행렬(DFT 행렬의 에르미트 전치행렬)에 의해 프리코딩된 신호에 대해서, 상기 실시형태에서 설명한 SC-FDMA 신호의 분할 방법을 적용하면 된다. 이것에 의해, DFT 행렬의 복소공역 행렬, 또는, DFT 행렬의 복소공역 전치행렬(DFT 행렬의 에르미트 전치행렬)을 프리코딩 행렬로서 이용하는 경우에도, 상기 실시형태와 동일한 효과를 얻을 수 있다.

또, 본 발명에 있어서, DFT 행렬의 역행열을 프리코딩 행렬로서 이용해도 좋다. DFT 행렬의 역행열은, DFT 행렬의 복소공역 전치행렬(DFT 행렬의 에르미트 전치행렬)과 등가이다. 따라서, DFT 행렬의 역행열을 프리코딩 행렬로서 이용하는 경우에는, DFT 행렬의 역행열로 프리코딩된 신호에 대해서, 상기 실시형태에서 설명한 SC-FDMA 신호의 분할 방법을 적용하면 된다. 이것에 의해, DFT 행렬의 역행열을 프리코딩 행렬로서 이용하는 경우에도, 상기 실시형태와 동일한 효과를 얻을 수 있다.

또, 상기 실시형태 2 및 6에서는, 단말의 구성(예를 들면, 도 9, 및 도 20)으로서 DFT부→분할부→프리코딩부의 순으로 접속되어 있는 구성을 나타냈다. 그러나, 본 발명에서는, 단말의 구성으로서 DFT부→프리코딩부→분할부의 순으로 접속되어 있는 구성이어도 좋다. 이 경우, 단말은, 파일럿 신호가 다중된 송신 심볼 계열 각각에 대해서, DFT부에 있어서 DFT 처리에 의해 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 신호를 변환한 후, 프리코딩부에 있어서 주파수 영역의 각 서브캐리어 신호에 대해서 선형(線形) 프리코딩을 행한다(예를 들면, 행렬로 표현된 프리코딩 행렬을, 어느 서브캐리어에 있어서의 2개의 DFT 출력 신호에 곱셈한다). 그리고, 단말은, 분할부에서 프리코딩 후의 주파수 영역의 신호 성분에 대해서, 상기 실시형태 중 어느 하나의 분할 방법에 의해, SC-FDMA 신호에 대한 분할 처리를 행하면 된다.

또, 상기 실시형태에서는, 주파수 영역에 있어서, SC-FDMA 신호가 부분 직교 대역폭으로 분할되는 경우에 대해서 설명했다. 그러나, 본 발명은, 예를 들면, 직접 확산 부호 분할 다원 접속(Direct Sequence Code Division Multiple Access:DS-CDMA) 등의 시간 영역에 있어서 DFT 행렬(DFT 행렬의 전치행렬, DFT 행렬의 복소공역 행렬, DFT 행렬의 복소공역 전치행렬, 또는, DFT 행렬의 역행열)을 이용해 신호를 확산하고, 확산 후의 신호를 공간 영역에서 부호 다중하는 MIMO 전송에 적용해도 좋다. 이 경우, 시간 영역에서의 DFT 행렬(DFT 행렬의 전치행렬, DFT 행렬의 복소공역 행렬, DFT 행렬의 복소공역 전치행렬, 또는, DFT 행렬의 역행열)에 의한 확산 및 공간 영역에서의 부호 다중에 의해 얻어지는 신호를, 상기 실시형태와 동일하게 하여, 부분 직교 대역폭으로 분할하고, 분할한 신호를 각각, 불연속의 시간 리소스 또는 공간 리소스에 매핑해도 좋다. 이것에 의해, 상기 실시형태와 동일한 효과를 얻을 수 있다.

또, 상기 실시형태 1~8을 각각 조합해서 이용해도 좋다.

또, 상기 실시형태에서는, 본 발명에 따른 무선 통신 장치를 단말(100)(도 1), 단말(200)(도 9), 단말(300)(도 15), 단말(500)(도 19), 단말(600)(도 20) 또는 단말(700)(도 23)에 구비하는 경우에 대해 설명했지만, 본 발명에 따른 무선 통신 장치를 기지국에 구비해도 좋다.

또, 단말은 UE(User Equipment:UE), 기지국은 Node B 또는 BS(Base Station) 라고 불리는 경우가 있다.

또, 상기 실시형태에서는 안테나로서 설명했지만, 본 발명은 안테나 포트(antenna port)라도 마찬가지로 적용할 수 있다.

안테나 포트란, 1개 또는 복수의 물리 안테나로 구성되는, 논리적인 안테나를 가리킨다. 즉, 안테나 포트는 반드시 1개의 물리 안테나만을 가리키는 것은 아니고, 복수의 안테나로 구성되는 어레이 안테나등을 가리키는 일이 있다.

예를 들면, 3GPP LTE에 있어서는, 안테나 포트가 몇개의 물리 안테나로 구성되는지는 규정되지 않고, 기지국이 다른 참조 신호(Reference signal)를 송신할 수 있는 최소단위로서 규정되어 있다.

또, 안테나 포트는 프리코딩 벡터(Precoding vector)의 가중치를 곱셈하는 최소단위로서 규정되는 경우도 있다.

또, 상기 실시형태에서는, 본 발명을 하드웨어로 구성하는 경우를 예로 들어 설명했지만, 본 발명은 소프트웨어로 실현하는 것도 가능하다.

또, 상기 실시형태의 설명에 이용한 각 기능 블록은, 전형적으로는 집적회로인 LSI로서 실현된다. 이들은 개별적으로 1칩화되어도 좋고, 일부 또는 모두를 포함하도록 1칩화되어도 좋다. 여기에서는, LSI라고 했지만, 집적도의 차이에 의해, IC, 시스템 LSI, 슈퍼 LSI, 울트라 LSI라고 호칭되는 경우도 있다.

또, 집적회로화의 수법은 LSI에 한하는 것은 아니고, 전용 회로 또는 범용 프로세서로 실현해도 좋다. LSI 제조 후에, 프로그램하는 것이 가능한 FPGA(Field Programmable Gate Array)나, LSI 내부의 회로 셀의 접속이나 설정을 재구성가능한 리컨피규러블 프로세서를 이용해도 좋다.

또, 반도체 기술의 진보 또는 파생하는 별개의 기술에 의해 LSI에 대체되는 집적회로화의 기술이 등장하면, 당연히, 그 기술을 이용하여 기능 블록의 집적화를 실시해도 좋다. 바이오 기술의 적용등이 가능성으로서 있을 수 있다.

2008년 9월 22 일에 출원한 특허출원 2008-242716 및 2009년 9월 1 일에 출원한 특허출원 2009-201740의 일본 출원에 포함되는 명세서, 도면 및 요약서의 개시 내용은, 모두 본원에 원용된다.

본 발명은, 이동체 통신 시스템등에 적용할 수 있다.

Claims (22)

1. 단말 장치로부터 신호를 수신하되, 상기 신호는, 상기 단말 장치에서 단일의 이산 푸리에 변환부의 출력을 분할하고 불연속한 복수의 주파수 대역에 매핑된 것인, 수신부와,
   상기 불연속한 복수의 주파수 대역에 매핑된 신호를 주파수 영역에서 결합하는 결합부와,
   결합된 주파수 영역의 신호를, 복수의 소정값의 거듭제곱의 곱의 사이즈를 가진 IDFT(역이산 푸리에 변환:Inverse Discrete Fourier Transform)를 이용해서 시간 영역의 심볼로 변환하는 변환부
   를 구비하고,
   상기 복수의 주파수 대역 중 적어도 1개의 주파수 대역의 사이즈는, 2개 이상의 소수(素數)의 거듭제곱의 곱의 배수인
   통신 장치.
   
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 복수의 소정값 중 적어도 1개의 값에 대한 거듭제곱의 값은 2 이상의 정수이고,
   상기 2개 이상의 소수 중 적어도 1개의 소수에 대한 거듭제곱의 값은 2 이상의 정수인
   통신 장치.
   
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   상기 2개 이상의 소수의 거듭제곱의 곱의 배수의 사이즈에 있어서의 상기 배수의 값은 2 이상의 정수인 통신 장치.
   
4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   상기 복수의 주파수 대역의 수는 2개이고, 2개의 주파수 대역 중 1개의 주파수 대역의 사이즈는, 상기 2개 이상의 소수의 거듭제곱의 곱의 배수인 통신 장치.
   
5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   상기 2개 이상의 소수는, 작은 소수부터 차례로 선택되는 통신 장치.
   
6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   상기 복수의 주파수 대역의 전체 사이즈는, 상기 2개 이상의 소수의 거듭제곱의 곱의 배수인 통신 장치.
   
7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   상기 2개 이상의 소수 중 제 1 소수에 대한 거듭제곱의 값은, 상기 제 1 소수의 값보다 큰 제 2 소수에 대한 거듭제곱의 값 이하인 통신 장치.
   
8. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   상기 복수의 주파수 대역을 구성하는 최소 분할 단위에 있어서, 상기 2개 이상의 소수 중 제 1 소수에 대한 거듭제곱의 값은, 상기 제 1 소수의 값보다 큰 제 2 소수에 대한 거듭제곱의 값 이하인 통신 장치.
   
9. 제 8 항에 있어서,
   상기 복수의 주파수 대역의 전체 사이즈는 상기 최소 분할 단위의 배수인 통신 장치.
   
10. 제 9 항에 있어서,
    상기 최소 분할 단위의 배수에 관한 할당 정보를 송신하는 송신부를 더 구비하는 통신 장치.
    
11. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 복수의 주파수 대역 중 적어도 1개의 주파수 대역의 사이즈는 상기 2개 이상의 소수의 거듭제곱의 곱의 배수라는 것을 포함하는 할당 정보를 송신하는 송신부를 더 구비하는 통신 장치.
    
12. 단말 장치로부터 신호를 수신하되, 상기 신호는, 상기 단말 장치에서 단일의 이산 푸리에 변환부의 출력을 분할하고 불연속한 복수의 주파수 대역에 매핑된 것이고,
    적어도 1개의 주파수 대역의 사이즈가 2개 이상의 소수의 거듭제곱의 곱의 배수인 상기 불연속한 복수의 주파수 대역에 매핑된 신호를, 주파수 영역에서 결합하고,
    결합된 주파수 영역의 신호를, 복수의 소정값의 거듭제곱의 곱의 사이즈를 가진 IDFT를 이용해서 시간 영역의 심볼로 변환하는
    통신 방법.
    
13. 제 12 항에 있어서,
    상기 복수의 소정값 중 적어도 1개의 값에 대한 거듭제곱의 값은 2 이상의 정수이고,
    상기 2개 이상의 소수 중 적어도 1개의 소수에 대한 거듭제곱의 값은 2 이상의 정수인
    통신 방법.
    
14. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서,
    상기 2개 이상의 소수의 거듭제곱의 곱의 배수의 사이즈에 있어서의 상기 배수의 값은 2 이상의 정수인 통신 방법.
    
15. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서,
    상기 복수의 주파수 대역의 수는 2개이고, 2개의 주파수 대역 중 1개의 주파수 대역의 사이즈는, 상기 2개 이상의 소수의 거듭제곱의 곱의 배수인 통신 방법.
    
16. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서,
    상기 2개 이상의 소수는, 작은 소수부터 차례로 선택되는 통신 방법.
    
17. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서,
    상기 복수의 주파수 대역의 전체 사이즈는, 상기 2개 이상의 소수의 거듭제곱의 곱의 배수인 통신 방법.
    
18. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서,
    상기 2개 이상의 소수 중 제 1 소수에 대한 거듭제곱의 값은, 상기 제 1 소수의 값보다 큰 제 2 소수에 대한 거듭제곱의 값 이하인 통신 방법.
    
19. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서,
    상기 복수의 주파수 대역을 구성하는 최소 분할 단위에 있어서, 상기 2개 이상의 소수 중 제 1 소수에 대한 거듭제곱의 값은, 상기 제 1 소수의 값보다 큰 제 2 소수에 대한 거듭제곱의 값 이하인 통신 방법.
    
20. 제 19 항에 있어서,
    상기 복수의 주파수 대역의 전체 사이즈는 상기 최소 분할 단위의 배수인 통신 방법.
    
21. 제 20 항에 있어서,
    상기 최소 분할 단위의 배수에 관한 할당 정보를 송신하는 통신 방법.
    
22. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서,
    상기 복수의 주파수 대역 중 적어도 1개의 주파수 대역의 사이즈는 상기 2개 이상의 소수의 거듭제곱의 곱의 배수라는 것을 포함하는 할당 정보를 송신하는 통신 방법.

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