JP2010045442A - 無線通信システム、スケジューリング方法、通信装置およびプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】クラスタ化した周波数信号を配置する技術において、良好な伝送効率を得ること
【解決手段】複数の周波数信号を所定数毎に纏めたクラスタに分割し、伝送可能な周波数帯域の一部にクラスタを配置して送信する第１の通信装置と、第１の通信装置が送信した信号を受信する第２の通信装置とを具備する無線通信システムにおいて、無線通信システムが備えるいずれかの装置は、クラスタを配置する周波数帯域を決定するスケジューリング部を具備し、スケジューリング部は、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみに、クラスタを配置させる。
【選択図】図５

Description

本発明は、無線通信システム、スケジューリング方法、通信装置およびプログラムに関する。

第３．９世代の携帯電話の無線通信システムであるＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）システムの標準化が最終的に決定される段階に至り、最近ではＬＴＥシステムをより発展させた第４世代の無線通信システムであるＬＴＥ−Ａ（ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ、ＩＭＴ−Ａなどとも称する。）の標準化が開始された。

ＬＴＥ−Ａシステムは、ＬＴＥシステムの移動局装置が接続できなければならないという要求条件があるため、ＬＴＥシステムの後方互換性（Ｂａｃｋｗａｒｄ Ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）を維持しなければならないとされている。

ところで、この後方互換性を維持する上り回線（移動局装置から基地局装置への通信）の伝送方式として、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ Ｓｐｒｅａｄ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ＳＣ−ＦＤＭＡとも称される）と呼ばれる伝送方式がＬＴＥで既に採用されており、ＬＴＥ−Ａにおいても、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭを上り回線でサポートすることが既に決まっている。そのため、ＬＴＥ−Ａの上り回線ではＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ（一種のダイナミックスペクトル制御（ＤＳＣ：Ｄｙｎａｍｉｃ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｃｏｎｔｒｏｌ））と呼ばれる技術が提案されている（例えば、非特許文献１、非特許文献２）。

図１４は、Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの概念の一例を示す図である。ここでは、シンボル数を８、クラスタサイズを２として説明する。まず、図１４（ａ）に示す時間軸の変調シンボルＴ１〜Ｔ８は、８点のＤＦＴ（Discrete Fourier Transform；離散フーリエ変換）により図１４（ｂ）に示す周波数信号Ｓ１〜Ｓ８に変換される。次に、得られた周波数信号Ｓ１〜Ｓ８は図１４（ｃ）に示すように２サブキャリア毎にクラスタ化（クラスタ分割）され、各クラスタＣ１０１〜Ｃ１０４はシステム帯域全体における帯域の空き状態に応じて周波数の任意の位置に配置（クラスタ配置）される（図１４（
ｄ））。なお、ここでは説明を簡単にするためにクラスタサイズ（クラスタに含まれるサブキャリア数）を２としたが、ＬＴＥでは各移動局が伝送に用いる周波数軸の無線資源の最小単位として、リソースブロック（ＲＢ：Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）と呼ばれる１２の連続するサブキャリアと既に決定されているため、Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭは、ＬＴＥ−Ａで適用される場合には１２サブキャリアの自然数倍のクラスタサイズで運用される。なお、ＬＴＥで用いられているＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭはこのＳ１〜Ｓ８をクラスタ分割せず連続的に配置して送信するため、複数のリソースブロックを伝送帯域に比例して連続的に使用する伝送方法である。なお、以下ではクラスタサイズがリソースブロックのサイズと同じとして説明を行う。

図１５は、移動局装置におけるＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの送信装置１０００の構成示す概略ブロック図である。送信装置１０００は、符号部１００１、変調部１００２、ＤＦＴ部１００３、クラスタ分割部１００４、クラスタ配置部１００５、ＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＤＦＴ；逆離散フーリエ変換）部１００６、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ；サイクリックプリフィックス）挿入部１００７、無線部１００８、送信アンテナ１００９から構成される。

符号部１００１は、情報ビット列を誤り訂正符号化して符号ビットを得る。変調部１００２は、符号ビットを符号ビットが０であるか１であるかに応じて位相や振幅にマッピングし、変調シンボルを生成する。生成された変調シンボルを、ＤＦＴ部１００３は１回の伝送機会で送信したい変調シンボル数をポイント数とする離散フーリエ変換ＤＦＴを施し、周波数信号を得る。得られた周波数信号に対して、クラスタ分割部１００４は、クラスタサイズ（例えば、１２サブキャリア（１リソースブロックＲＢ）毎）に応じたクラスタ分割を施し、クラスタ配置部１００５は各クラスタをシステム帯域の任意の周波数に配置する。なお、この処理は図示していないが下り回線の制御信号（例えば、ＬＴＥではＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；下り回線物理制御チャネル））を事前に移動局は受信しており、その制御信号から得たクラスタ配置に関する情報に従い配置する。次に、クラスタ単位で配置された周波数信号を、ＩＤＦＴ部１００６は、システム帯域全体のサブキャリア数（もしくはシステムで規定されたポイント数）をポイント数とする逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴを施し、時間信号に変換する。ＣＰ挿入部１００７は、この時間信号に無線伝搬路の最大遅延時間に応じてシステムで決定された長さのサイクリックプレフィックスＣＰ（波形の末尾のＣＰ長分のコピー）を挿入し、無線部１００８は無線周波数にアップコンバートし、送信アンテナ１００９から送信する。

このようにＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭは、連続的に占有されるリソースブロックＲＢが存在することで割当可能な周波数がスポット的にしか空いていなくてもクラスタ分割により配置可能となるため、システム帯域の利用率が向上し、セルスループットがＬＴＥに比べると向上する。
NEC, REV-080022, "NEC’s proposals for LTE Advanced" Nokia Siemens Networks, Nokia, R1-081842, "LTE-A Proposals for evolution"

しかしながら、従来のクラスタ化した周波数信号を配置する技術は複数の通信装置が同時に送信を行う場合に、割当可能な空きＲＢが周波数軸で飛び飛びに存在する際に周波数の利用効率が向上する利用法であるため、伝送帯域に他に割り当て可能な周波数がない場合には、受信品質が劣悪であっても空いている周波数に周波数信号を配置しなければならず、結果的に全体の伝送効率が低下するという問題がある。

本発明は、このような事情を鑑みてなされたもので、その目的はクラスタ化した周波数信号を配置する技術において、良好な伝送効率を得る無線通信システム、スケジューリング方法、通信装置およびプログラムを提供することにある。

この発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の無線通信システムは、複数の周波数信号を所定数毎に纏めたクラスタに分割し、伝送可能な周波数帯域の一部に前記クラスタを配置して送信する第１の通信装置と、前記第１の通信装置が送信した信号を受信する第２の通信装置とを具備する無線通信システムにおいて、前記無線通信システムが備えるいずれかの装置は、前記クラスタを配置する周波数帯域を決定するスケジューリング部を具備し、前記スケジューリング部は、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみに、前記クラスタを配置させることを特徴とする。

また、本発明の無線通信システムは、上述の無線通信システムであって、前記無線通信システムが備えるいずれかの装置は、前記スケジューリング部が配置を決定したクラスタの数に応じた符号化率を決定する符号化率決定部を具備し、前記第１の通信装置は、前記符号化率決定部が決定した符号化率で、送信するデータを符号化する符号部と、前記符号部が符号化したデータから前記周波数信号を生成する周波数信号生成部とを具備することを特徴とする。

また、本発明の無線通信システムは、上述の無線通信システムであって、前記第２の通信装置が、前記スケジューリング部を具備することを特徴とする。

また、本発明の無線通信システムは、上述の無線通信システムであって、前記所定の受信品質は、受信信号対干渉雑音電力比のシステム周波数帯域の平均値と予め決められた値とにより決まる閾値αであることを特徴とする。

また、本発明の無線通信システムは、上述の無線通信システムであって、前記閾値αを、接続している前記第２の通信装置と前記第１の通信装置との距離、および隣接セルに存在する第２の通信装置と前記第１の通信装置との距離に応じた値とすることを特徴とする。

また、本発明の無線通信システムは、上述の無線通信システムであって、前記無線通信システムは、複数の第１の通信装置と、第２の通信装置とを備え、複数の前記第１の通信装置が送信した信号を前記第２の通信装置が受信するマルチユーザＭＩＭＯを適用する無線通信システムであることを特徴とする。

また、本発明のスケジューリング方法は、複数の周波数信号を所定数毎に纏めたクラスタに分割し、伝送可能な周波数帯域の一部に前記クラスタを配置して送信する第１の通信装置と、前記第１の通信装置が送信した信号を受信する第２の通信装置とを具備する無線通信システムにおけるスケジューリング方法において、前記無線通信システムが備えるいずれかの装置が、前記クラスタを配置する周波数帯域を決定する第１の過程を備え、前記第１の過程は、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみに、前記クラスタを配置させることを特徴とする。

また、本発明の通信装置は、複数の周波数信号を所定数毎に纏めたクラスタに分割し、伝送可能な周波数帯域の一部に前記クラスタを配置して無線送信された信号を受信する通信装置において、前記クラスタを配置する周波数帯域を決定するスケジューリング部を具備し、前記スケジューリング部は、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみに、前記クラスタを配置させることを特徴とする。

また、本発明の通信装置は、複数の周波数信号を所定数毎に纏めたクラスタに分割し、伝送可能な周波数帯域の一部に前記クラスタを配置して無線送信する通信装置において、前記クラスタを配置する周波数帯域を決定するスケジューリング部を具備し、前記スケジューリング部は、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみに、前記クラスタを配置させることを特徴とする。

また、本発明のプログラムは、複数の周波数信号を所定数毎に纏めたクラスタに分割し、伝送可能な周波数帯域の一部に前記クラスタを配置して無線送信された信号を受信する通信装置のコンピュータを、前記クラスタを配置する周波数帯域を決定するスケジューリング部であって、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみに、前記クラスタを配置させるスケジューリング部として機能させる。

また、本発明のプログラムは、複数の周波数信号を所定数毎に纏めたクラスタに分割し、伝送可能な周波数帯域の一部に前記クラスタを配置して無線送信する通信装置のコンピュータを、前記クラスタを配置する周波数帯域を決定するスケジューリング部であって、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみに、前記クラスタを配置させるスケジューリング部として機能させる。

本発明により、周波数信号をクラスタ化して配置する無線通信システムにおいて、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみに、クラスタを配置するので、より高い周波数選択ダイバーシチ効果が得られ、伝送効率が向上する。

以下、図面を参照しながら、この発明を実施するための最良の形態について説明する。なお、以下の実施形態では、リソースブロックＲＢのサイズをクラスタサイズとし、システム帯域のＲＢ数が１２であるものとして説明を行うが、クラスタサイズがＲＢサイズと同一である必要はなく、クラスタサイズがリソースブロックＲＢのサイズと異なっていてもよい。また、本発明はＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭだけでなく例えばマルチキャリア方式であるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；直交周波数分割多重）方式やＭＣ−ＣＤＭ（Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；マルチキャリア符号分割多重）などの伝送方式にも適用することができる。

なお、以下の実施形態では、Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭを用いた無線通信であり、クラスタ化する周波数信号は、時間信号を離散フーリエ変換して得られた信号である。ＯＦＤＭ方式では、周波数信号は、送信するビットをＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭなどの変調方式で変調した変調シンボルである。ＭＣ−ＣＤＭ方式では、周波数信号は、変調シンボルを符号拡散したチップの信号である。また、以下の実施形態では上り回線の通信を対象としているが、本発明は下り回線に適用することもできる。

［第１の実施形態］
図１は、この発明の第１の実施形態の概念を説明する図である。ここでは、また、ＲＢ１〜ＲＢ１２はシステム帯域（割当可能な帯域）内の各リソースブロックＲＢを示しており、Ｌ１は上り回線の周波数の伝搬路特性を示している。一例としてＲＢ１およびＲＢ６、ＲＢ８、ＲＢ１１は既に他の移動局により利用されているものとしている。まず、同図（ａ）は従来のＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭを表しており、適用可能なＲＢ数が８ＲＢ存在するので、８ＲＢ以上の帯域が必要な移動局は空いている８ＲＢに配置するための送信周波数信号を生成し、同図のＣ１〜Ｃ８に分割し、ＲＢ１およびＲＢ６、ＲＢ９、ＲＢ１１以外のリソースブロックＲＢに配置する。このとき、ＲＢ５、ＲＢ１０は伝搬路利得が低く、その周波数位置に配置されるクラスタＣ４とＣ７の受信品質が低くなる結果、スループットが低下してしまう。

一方、同図（ｂ）は本発明の一例を示しており、実際には８ＲＢの空きが存在するが、伝搬路利得の低いＲＢ５、ＲＢ１０は使用せず、１回の伝送機会における送信ビットレートを下げ、残りのビットに関しては次の伝送機会で伝送するものとする。同図（ｂ）においては、ＲＢ５、ＲＢ１０を使用しないことを前提とし、６ＲＢ分の周波数信号を生成する。得られた６ＲＢ分の帯域の周波数信号はクラスタＣ１’〜Ｃ６’にクラスタ化され、ＲＢ２〜ＲＢ４、ＲＢ７、ＲＢ８，ＲＢ１２に配置される。これにより周波数選択ダイバーシチ効果が大きく得られ、誤り率特性を大幅に改善させ、残りの情報ビットを次の伝送機会で送信したとしてもスループットが改善する。

例えば、これは１回の伝送機会（０．５ミリ秒）で四相位相変調（ＱＰＳＫ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を用いて受信状況の劣悪なＲＢも含めて空き帯域８ＲＢ送信する場合、パケット誤り率が０．３であればスループットは（１２×８）／（０．５×１０^−３）×１０^−６×（１−０．３）＝１３４．４ｋｂｐｓになる。一方、受信状況の悪い周波数を使用しない処理で１パケットの送信を６ＲＢ分の送信ビットに低減してパケット誤り率が０．０５になったものとすると、スループットは（１２×６）／（０．５×１０^−３）×１０^−６×（１−０．０５）＝１３６．８ｋｂｐｓになり、送信ビットレートを低減することでスループットが改善する。このような状況は実際に存在し、例えば、無線伝搬路の周波数変動は平均値に対して最大約４０ｄＢ程度受信電力レベルが低くなる。このような周波数を使用すると大幅に誤り率が高くなる。したがって、本発明は空き帯域が存在していても伝送効率が改善する。

上述のように広い周波数帯域を用いた方が実効の伝送速度が低下し、伝送効率が悪化するという状況は、パケットの誤り率が割り当てられた周波数帯域全体の信号の品質に起因するために発生する。Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式では、受信信号から送信ビット列を復調する際に、逆離散フーリエ変換により周波数信号から時間信号へ変換する周波数時間変換処理が存在するが、この周波数時間変換処理により、一部の周波数信号の品質の著しい劣化が時間信号全体に影響を及ぼし、雑音の量が受信した希望信号電力に対して相対的に増えるために、上述のような状況が発生する。このような状況は、周波数方向に変調シンボルが符号拡散されており、逆拡散による周波数時間変換処理で時間信号へ変換するＭＣ−ＣＤＭ方式でも同様に発生する。また、ＯＦＤＭ方式の場合も、送信する情報ビット列に拘束を与える誤り訂正符号化と、誤りをランダム化する目的で符号ビットの時間順を並び替えるインターリーブとが施されていると、情報ビットは周波数軸で拡散されていることと等価な処理が施されていることになるため、誤り訂正符号の復号処理が上述の周波数時間変換処理と等価な処理であり、上述のような状況が同様に発生する。

さらに、空き帯域が残るということは全セルで同一周波数を使用する１セル繰り返しセルラシステムに適用した場合に、空き帯域は隣接セルへ干渉を与えないということも意味しており、これも伝送効率の向上、さらにセルスループット向上の理由に含まれる。

また、周波数選択ダイバーシチ効果を大きく獲得する目的の動作をしているため、隣接セルからの干渉に対する干渉回避能力も高まるだけでなく、割り当てない帯域は他の移動局の割当候補となるため、同一セル内の他の移動局の周波数を使用するための選択の自由度が向上し、これもセルスループット向上の理由に含まれる。

次に、どのように空きＲＢを決定するかについて述べる。本実施形態では、上り回線における空きＲＢを設定しているため、基本的には受信装置となる基地局が設定する。また本実施形態は、周波数選択ダイバーシチ効果を高めることによる誤り率特性の改善に期待して１回の伝送機会における送信ビットレートを下げているため、空きＲＢを多くすると周波数選択ダイバーシチ効果が高まるが、送信ビットレートを下げているため、空きＲＢを多く設けすぎると達成可能な最大スループットを下げすぎる結果になる。そこで本発明では空きＲＢを決定する基準として受信品質の閾値を用いて決定する。

図２は、閾値αの設定法の一例を示す図である。同図において、Ｌ１０は各周波数において推定された受信信号対干渉雑音電力比（以下、「受信ＳＩＮＲ」という）（ＳＩＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）を表しており、Ｌ１１は周波数軸方向に、システム帯域に渡って平均化した受信ＳＩＮＲの平均値、Ｌ１２は受信ＳＩＮＲの閾値αを表している。同図において、まず推定された各周波数の受信ＳＩＮＲを示しているＬ１０より、そのシステム帯域全体の平均値を求め、それよりＸｄＢ（デシベル）低い受信ＳＩＮＲを閾値αとし、閾値αより大きい受信ＳＩＮＲのＲＢに関しては割当可能であるものとし、閾値αより小さい受信ＳＩＮＲのリソースブロックＲＢに関しては空いていても割当不可であるものとする。なお、リソースＲＢの受信ＳＩＮＲに関しては、リソースブロックＲＢ内の受信ＳＩＮＲの最小値でも平均値でも構わない。

上述のＸｄＢの設定法に関しては、例えばシステムレベルの最適化のためにパラメータを各種用いて計算機シミュレーションを行った結果などを用いて予め設定してもよいし、送信ビットレートを低減する量を予め設定しておき、送信ビットレートの低減の割合から決定する手法を用いてもよい。例えば、送信ビットレートを低くしすぎるとスループットの上限が低くなりすぎることになるため、まず送信に使用しないリソースブロックＲＢ数を５割まで増加してもよいなどといった上限値を設ける。次に、空き帯域を全て使用する場合の平均受信ＳＩＮＲをＡｄＢとしたとき、送信電力を変更せずに使用するリソースブロックＲＢ数を減らすことは雑音電力のみを低減することに相当するため、例えば、８リソースブロックＲＢ使用可能な場合には、５割空き帯域を使用しないという上限値では４リソースブロックＲＢの使用になるため、雑音電力は半分即ち受信ＳＩＮＲは平均的に３ｄＢ改善する。つまり、各伝送機会において空き帯域を使用しないことで３ｄＢ以上の改善がなければスループットは改善しないということを意味しており、この場合はＸ＝３ｄＢと設定できる。なお、その他の手法による受信ＳＩＮＲの閾値の設定法を用いてもよい。

図３は、クラスタを配置するリソースブロックＲＢを決定するフローチャートである。まず、ステップＳ１において伝送帯域全体の受信ＳＩＮＲの平均値（図２におけるＬ１１）を推定し、ステップＳ２において受信ＳＩＮＲの平均値よりＸｄＢ低い受信ＳＩＮＲの閾値α（図２におけるＬ１２）を決定する。次に、各ＲＢの受信ＳＩＮＲから閾値αより低いリソースブロックＲＢは使用しないものとする。すなわち、受信ＳＩＮＲが閾値αより高いという所定の受信品質を満たすリソースブロックＲＢ（周波数帯域）のみに、クラスタを配置させる。最後にステップＳ４において各移動局が使用するリソースブロックＲＢ、すなわちクラスタを配置するリソースブロックＲＢを決定する。

本実施形態における無線通信システムは、移動局装置（第１の通信装置）２０と、基地局装置（第２の通信装置）２００とを備える。図４は、移動局装置２０の構成を示す概略ブロック図であり、図５は、基地局装置２００の構成を示す概略ブロック図である。図４に示すように、移動局装置２０は、レート検出部１、クラスタ割当検出部２、符号部３、変調部４、ＤＦＴ部５、クラスタ分割部６、クラスタ割当部７、ＩＤＦＴ部８、参照信号生成部９、参照信号多重部１０、ＣＰ挿入部１１、無線部１２、アンテナ１３、受信部１４を備える。なお、本実施形態では、変調部４とＤＦＴ部５とで、符号部３が符号化したデータから周波数信号を生成する周波数信号生成部１５として機能する。

移動局装置２０では、基地局装置２００より通知された制御情報から事前にレート検出部１において伝送可能な情報ビット数、すなわち配置されるクラスタ数に対応する情報ビット数であるレート情報を検出するとともにクラスタ割当検出部２において配置するクラスタの周波数位置に関する情報であるクラスタ配置情報を基地局装置２００から受信した制御情報から検出しておく。なお、このレート情報とクラスタ割当情報は送信可能なビット数と全クラスタの合計帯域幅（伝送帯域幅）は変調方式が決まれば一対一で関連付けられる。従って、制御情報としてレート情報と変調方式とクラスタ配置情報とを基地局装置２００が送信するようにしてもよいし、変調方式とクラスタ配置情報とを基地局装置２００が送信し、レート情報については、レート検出部１が変調方式とクラスタ配置情報とから算出するようにしてもよい。また、基地局装置２００からの制御情報は、次のようにして受信する。まず、アンテナ１３が基地局装置２００からの信号を受信し、無線部１２がベースバンドにダウンコンバートする。ダウンコンバートされた信号から受信部１４が制御情報を抽出して、レート検出部１およびクラスタ割当検出部２に出力する。

符号部３は、送信するデータの情報ビット列を外部から受け、この情報ビット列のうち、レート情報による伝送可能な情報ビット数分の情報ビットに対して、誤り訂正符号を施し、符号ビットを生成する。生成された符号ビットを、変調部４は、変調して変調シンボルを生成する。ＤＦＴ部５は、この変調シンボルを離散フーリエ変換することにより周波数信号に変換する。ここで、ＤＦＴ部５は、レート情報による伝送可能な情報ビット数に対応する数の変調シンボルを離散フーリエ変換する。これにより、配置するクラスタの数に対応する数の周波数信号が生成されることとなる。得られた周波数信号はクラスタ分割部６によりクラスタ化され、クラスタ配置部７により既に検出しているクラスタ割当情報を用いて各クラスタを周波数に配置され、ＩＤＦＴ部８により時間信号に変換される。次に、参照信号生成部９により伝搬路の周波数応答を推定するための参照信号が生成され、参照信号多重部１０によりクラスタ化された周波数信号と参照信号が多重される。なお、参照信号生成部９が生成し、参照信号多重部１０が多重する参照信号には、基地局装置２００でのスケジューリング処理用にシステム帯域全体に渡って分散配置される参照信号と、基地局装置２００での受信信号の等化処理用にクラスタを配置する周波数帯域に分散配置される参照信号との２種類がある。ここでは、参照信号を別途生成して時間領域で多重しているが、周波数軸で多重する場合はＩＤＦＴ部８の前に多重する。次に、ＣＰ挿入部１１によりＣＰを付加され、無線部１２により無線周波数にアップコンバートされ、アンテナ１３から送信される。

次に、図５に示す基地局装置２００について説明する。基地局装置２００は、アンテナ１０１、無線部１０２、ＣＰ除去部１０３、参照信号分離部１０４、伝搬路推定部１０５、スケジューリング部１０６、バッファ１０７、制御情報信号生成部１０８、ＤＦＴ部１０９、クラスタ抽出部１１０、等化部１１１、クラスタ結合部１１２、ＩＤＦＴ部１１３、復調部１１４、復号部１１５、送信部１１６を具備する。

受信信号は、アンテナ１０１で受信され、無線部１０２により無線周波数からベースバンドにダウンコンバートされる。次に、ＣＰ除去部１０３によりＣＰを除去され、参照信号分離部１０４はデータ信号と参照信号を分離する。分離された参照信号から、伝搬路推定部１０５により伝搬路の周波数応答が推定される。図４でも説明したスケジューリング処理用の参照信号から推定された周波数応答は、スケジューリング部１０６に入力され、等化処理用の参照信号から推定された周波数応答は、等化部１１１に入力される。スケジューリング部１０６は、クラスタを配置する周波数帯域を決定し、クラスタを配置する周波数（リソースブロック）を表す情報であるクラスタ配置情報をバッファ１０７に入力する。このとき、スケジューリング部１０６は、上述の図３のフローチャートに従いクラスタを配置する周波数を決定する。すなわち、スケジューリング部１０６は、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみに、クラスタを配置させる。バッファ１０７は、決定されたクラスタ割当で送信されたデータを受信したときに、クラスタ抽出部１１０に入力してクラスタ抽出に用いるために、クラスタ割当情報を保存している。スケジューリング部１０６は、クラスタ情報と、同時にクラスタ割当情報から計算されるレート情報と制御情報信号生成部１０８に入力する。制御情報信号生成部１０８は、入力されたクラスタ情報とレート情報とを通知する制御情報を生成し、送信部１１６が、その制御情報を送信する送信信号を生成する。無線部１０２は、この送信信号を無線周波数にアップコンバートして、アンテナ１０１を介して移動局装置へ送信する。

一方、参照信号が分離されたデータ信号はＤＦＴ部１０９により周波数信号に変換され、クラスタ抽出部１１０によりバッファ１０７に保存されたクラスタ割当情報に応じて抽出し、使用されていない周波数のクラスタに対しては０を挿入する。次に、等化部１１１において伝搬路推定部１０５により推定された伝搬路の周波数応答を用いて無線伝搬路の歪みを補償する等化処理が施され、クラスタ結合部１１２によりクラスタ分割の逆操作である結合を行う。その後、得られたデータ信号はＩＤＦＴ部１１３により時間信号に変換され、復調部１１４により変調シンボルを受信符号ビットに分解し、復号部１１５により誤り訂正復号が施され、復号データを得る。

図６は、スケジューリング部１０６の構成を示す概略ブロック図である。スケジューリング部１０６は、受信ＳＩＮＲ算出部２０１、平均値算出部２０２、閾値設定部２０３、クラスタ判定部２０４、クラスタ割当情報決定部２０５、レート計算部２０６から構成される。受信ＳＩＮＲ算出部２０１は、入力された伝搬路の周波数応答から各クラスタ（サブキャリアでもよい）の受信ＳＩＮＲを計算し、平均値算出部２０２において伝送帯域全体の平均値を算出する。次に、閾値設定部２０３は、図２にて説明した方法で、閾値αとなる受信ＳＩＮＲを算出し、各クラスタの受信ＳＩＮＲと閾値αとなる受信ＳＩＮＲとを用いてクラスタ判定部２０４において各クラスタに割当を行うかどうかを判定する。次に、クラスタ割当情報決定部２０５において伝送に使用するクラスタを決定するとともに、レート計算部２０６において１回の伝送機会で送信可能な伝送ビット数を計算する。

図７は、伝送機会毎に割り当てを変更する概念を説明する図である。一般に、無線通信システムは、１回の伝送機会で送信する信号をフレーム（スロット、サブフレーム、パケットとも呼ばれる）と呼ばれるブロックにし、送信する。このとき、同図に示すように、フレーム１を送信する時刻ｔ１におけるクラスタの周波数への配置と、次のフレーム２を送信する時刻ｔ２におけるクラスタの周波数への配置とを異なった配置とする。すなわち、周波数軸で周波数選択ダイバーシチを獲得するためのリソースブロックの位置を伝搬路変動に応じて適応的に変更する。
これにより、常に周波数の良好なリソースブロックのみを使用でき、安定した品質でデータ伝送を行うことができ、セルスループットが大幅に改善する。

このように、著しく受信品質の悪い周波数帯域はたとえ空いていても、所定の受信品質を満たす周波数帯域にのみクラスタを配置する、すなわち配置するクラスタ数を減らして送信ビットレートを下げてでも、受信品質の悪い周波数帯域にはクラスタを配置しないような処理を施すことで、伝送効率を向上することができる。また、空き帯域を設けることは、隣接セルへの与干渉と隣接セルからの受干渉との回避につながるので、これも、伝送効率向上の要因となる。

なお、本実施形態では、複数の移動局装置２０から基地局装置２００への送信について、本発明を適用したため、スケジューリング部１０６は、基地局装置２００、すなわち受信側の通信装置（第２の通信装置）が備えるとして説明したが、例えば、２つの通信装置間での通信に本発明を適用する場合には、送信側の通信装置（第１の通信装置）がスケジューリング部１０６を備えていてもよい。

［第２の実施形態］
この発明の第２の実施形態は、周波数選択ダイバーシチ効果を得る目的で制限した伝送帯域の低減分を符号化率で補うことで、結果的にスループットを向上させる手法である。

図８は、本実施形態の概念を説明する図である。ここでは、変調方式として四相位相変調（ＱＰＳＫ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、クラスタサイズとして「２」を用いる場合で説明する。まず図８（ａ）は従来のＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの割当法であり、クラスタＣ１〜Ｃ８に分割されている。この手法で符号化率１／２の誤り訂正符号を用いる場合、伝送可能な情報ビット数は２×８×１／２＝８ビットである。一方、図８（ｂ）は６クラスタしか割り当てられないよう制御されており、この場合に符号化率１／２を使用すると６ビットしか情報ビットを伝送できないが、周波数選択ダイバーシチによる改善効果を見越して符号化率を２／３に設定すると、２×６／３＝８ビット伝送できる。これは、同じようなスループット特性を少ないリソースブロックＲＢで達成できていることを意味し、さらに他の移動局が存在し、空きリソースブロックＲＢに割り当てれば伝送効率が改善する。

このことは、符号化率１／２から２／３に変更することで必要な受信ＳＩＮＲが高くなるが、その高くなる受信ＳＩＮＲよりも高い周波数選択ダイバーシチ効果による改善効果が大きければスループットは大幅に改善するということである。

次に、具体的な符号化率の設定法について説明する。これに関しても、システムレベルシミュレーションでパラメータを様々な値に変更して最適な符号化率を決定してもよいが、ここでは数学的に算出する手法を述べる。一般に、Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭは周波数領域等化（第１の実施形態の等化部１１１で施される無線伝搬路による歪みの補償を周波数軸で施す等化処理）が前提となっているため、周波数領域等化後の受信ＳＩＮＲから算出できる。周波数領域等化後の受信ＳＩＮＲは、式（１）で表される。

ただし、γは式（１）で表される等化処理による利得を表す等価振幅利得であり、式（２）で表される。

ただし、Ｋは１回の伝送機会で伝送する変調シンボル数、Ｈ（ｋ）はｋ番目のサブキャリアの複素数で表される伝搬路の周波数応答、Ｐ_Ｉ＋Ｎ（ｋ）はｋ番目のサブキャリアの干渉＋雑音電力である。また、ｋは配置していないクラスタの周波数インデックスをカウントせず、伝送に用いた帯域だけに付されるインデックスである。例えば、サブキャリア１、２、３、４がそれぞれシステム帯域の２、４、７、８番目の周波数に配置された場合、Ｈ（１）、Ｈ（２）、Ｈ（３）、Ｈ（４）はそれぞれシステム帯域の２、４、７、８番目の周波数応答を表す。

式（１）を用いて空き帯域に全て割り当てる従来方法の受信ＳＩＮＲ_ｐと、第１の実施形態のように設定した閾値αを用いて割当可能なリソースブロックＲＢから著しく低い受信ＳＩＮＲのリソースブロックＲＢを除外してクラスタを配置した場合の、等化処理後の受信ＳＩＮＲ_ａとを計算し、受信ＳＩＮＲ_ａ−受信ＳＩＮＲ_ｐを計算し、その差が符号化率を１ランク（１／２から２／３や２／３から３／４など）上げるのに必要な閾値βより大きければ、符号化率を高く設定する。このような符号化率の決定および設定を、後述するレート選択部２０６ａが行う。

ここで、ランクを上げる前の符号化率については、周知慣用の適応変調符号化方式と同様に、与えられた帯域を全部使用するという前提で、変調方式とともに決定される。このとき、まず優先的にリソースブロックＲＢの空き帯域を割り当てることで、全帯域を使用する前提で決定された符号化率のまま最もスループットがあがるようリソースブロックＲＢ数を制御する。次に、決定されたリソースブロックＲＢ数で符号化率のランクを上げる。なお、受信ＳＩＮＲ_ａおよび受信ＳＩＮＲ_ｐの単位は、ｄＢ（デシベル）である。

本実施形態における基地局装置（第２の通信装置）２００ａ、すなわち上述の処理を実現する基地局装置２００ａは、図５に示す基地局装置２００のうち、スケジューリング部１０６に替えてスケジューリング部１０６ａを備える点が異なるが、その他の各部（符号１０１〜１０５、１０７〜１１６）は同一である。図９は、本実施形態のスケジューリング部１０６ａの構成を示すブロック図である。図９に示すように、スケジューリング部１０６は、受信ＳＩＮＲ算出部２０１、平均値算出部２０２、閾値設定部２０３、クラスタ判定部２０４、クラスタ割当情報決定部２０５、レート計算部２０６ａ、第１の等化後品質算出部３０１、第２の等化後品質算出部３０２を具備する。

受信ＳＩＮＲ算出部２０１、平均値算出部２０２、閾値設定部２０３、クラスタ判定部２０４、クラスタ割当情報決定部２０５は図６と同一であるため、説明を省略する。第１の等化後品質算出部３０１は、受信ＳＩＮＲ算出部２０１から各リソースブロックの受信ＳＩＮＲを受け、従来のＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭと同様に空き帯域を全て使用した場合の受信ＳＩＮＲ_ｐを算出する。一方で、第２の等化後品質算出部３０２は、クラスタ割当情報決定部２０５により配置するよう決定されたクラスタのみを用いた受信ＳＩＮＲ_ａを計算する。レート選択部（符号化率決定部）２０６ａは、受信ＳＩＮＲ_ｐと受信ＳＩＮＲ_ａとの両方を受けて、受信ＳＩＮＲ_ａ−受信ＳＩＮＲ_ｐを計算し、適切な符号化率を選択する。すなわち、レート選択部（符号化率決定部）２０６ａは、スケジューリング部１０６ａのクラスタ割当情報決定部２０５が配置を決定したクラスタの数に応じた符号化率を決定する。

このように、符号化率することで、第１の実施形態に比べて、さらなる伝送効率の改善が実現される。この手法は以下で述べる第３の実施形態にも適用できる。

なお、本実施形態では、複数の移動局装置（第１の通信装置）２０から基地局装置２００ａへの送信について、本発明を適用したため、スケジューリング部１０６ａは、基地局装置２００ａ、すなわち受信側の通信装置（第２の通信装置）が備えるとして説明したが、例えば、２つの通信装置間での通信に本発明を適用する場合には、送信側の通信装置（第１の通信装置）がスケジューリング部１０６ａを備えていてもよい。

［第３の実施形態］
この発明の第３の実施形態は、基地局装置が複数のアンテナを装備し、複数の移動局装置を空間的に多重することでセルスループットを向上させる手法であり、マルチユーザＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）と呼ばれ、複数の移動局装置が送信して空間多重された信号を複数のアンテナを備えた基地局装置が受信する通信方式を適用した無線通信システムに、本発明を適用した形態である。図１０は、本実施形態におけるマルチユーザＭＩＭＯを用いた無線通信システムの概略構成を示す図である。図１０に示すように、本実施形態における無線通信システムは、２つの移動局装置（第１の通信装置）２０（ＵＥ１およびＵＥ２）と、１つの基地局装置（第２の通信装置）２００ｂ（ｅＮＢ）とを具備する。ここでは、２つの移動局装置２０は、同一セル内で同一時間、同一周波数を用いて送信し、その送信信号は、空間的に多重されているものとする。２つの移動局装置２０（ＵＥ１、ＵＥ２）は同時に基地局装置２００ｂ（ｅＮＢ）へ送信し、基地局装置２００ｂは装備する２本の受信アンテナを用いて受信し、２つの移動局装置２０それぞれからの信号を分離する。

図１１は、本発明の概念をマルチユーザＭＩＭＯに適用した場合、すなわち本実施形態の移動局装置ＵＥ１および移動局装置ＵＥ２の周波数信号の概念を示す図である。ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの場合は、図１１（ａ）に示されるように同一時間で同一周波数全体にわたって互いの周波数信号を空間多重するのに対し、同図１１（ｂ）はＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの波形を維持したまま両端のいずれかのリソースブロックを使用するのを避け、帯域を空ける。図１１（ｃ）は、Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの概念を導入したものである。これらに示されるように任意の周波数位置のリソースブロックを使用しないという制御を行う。この場合、実施形態１および２の効果に加え、空き帯域と多重された信号は１×２の通信システムとなるため、空き帯域となった周波数ではいずれか一方の移動局は２本の受信アンテナを用いた空間ダイバーシチ効果が得られるとともに、高い周波数選択ダイバーシチにより高いスループットが達成される。なお、本実施形態の空き帯域の生成に関しては、どちらか一方の移動局が必ず送信するよう制御してもよいし、自律的に行ってもよい。

さらに、ＭＩＭＯの空間分離能力は各移動局からの伝搬路の独立性により変わるので、相関の高いリソースブロックに対していずれか一方の信号を送信しないように設定すれば、伝搬路の相関により大幅に劣化する特性を回避することもでき、さらにセルスループットが高まる。この手法は、実施形態２の符号化率を変更する手法も適用可能であり、受信装置にターボ等化と呼ばれる繰り返し信号検出を用いる場合にも適用可能であるためこれらを用いたとしても本質的に同一である。また、ＯＦＤＭやＭＣ−ＣＤＭなどの方式にも適用でき、シングルユーザＭＩＭＯにも適用できる。

なお、本実施形態における無線通信システムは、複数の移動局装置２０と基地局装置２００ｂとを備え、移動局装置２０は、第１および第２の実施形態における移動局装置２０（図４）と同様な構成なので、説明を省略する。
図１２は、本実施形態における基地局装置２００ｂの構成を示す概略ブロック図である。ここでは、基地局装置２００ｂが備える受信アンテナ数を２本として説明する。基地局装置２００ｂは、アンテナ４０１−１、４０１−２、無線部４０２−１、４０２−２、ＣＰ除去部４０３−1、４０３−２、参照信号分離部４０４−１、４０４−２、伝搬路推定部４０５−１、４０５−２、スケジューリング部４０６、バッファ４０７、制御情報信号生成部４０８、ＤＦＴ部４０９−１、４０９−２、ＭＩＭＯ空間分離・等化部４１０、クラスタ抽出部４１１−１、４１１−２、クラスタ結合部４１２−１、４１２−２、ＩＤＦＴ部４１３−１、４１３−２、復調部４１４−１、４１４−２、復号部４１５−１、４１５−２、送信部４１６を備える。

第１の実施形態における基地局装置２００（図５）との違いは、複数の受信アンテナを用いて異なる２つの送信装置の信号に対して分離と等化を行わなければならないため、ＭＩＭＯ空間分離・等化部４１０を備え、そのＭＩＭＯ空間分離・等化部４１０が受信信号の分離・等化処理を行う点と、スケジューリング部４０６、制御情報信号生成部４０８、送信部４１６以外を２系統備える点である。

アンテナ４０１−１、４０１−２は、アンテナ１０１（図５、以下同様）と同様であり、無線部４０２−１、４０２−２は無線部１０２と同様であり、ＣＰ除去部４０３−１、４０３−２は、ＣＰ除去部１０３と同様であり、参照信号分離部４０４−１、４０４−２は、参照信号分離部１０４と同様であり、伝搬路推定部４０５−１、４０５−２は、伝搬路推定部１０５と同様であり、バッファ４０７はバッファ１０７と同様であり、制御情報信号生成部４０８は制御情報信号生成部１０８と同様であり、ＤＦＴ部４０９−１、４０９−２は、ＤＦＴ部１０９と同様であり、クラスタ抽出部４１１−１、４１１−２はクラスタ抽出部１１０と同様であり、クラスタ結合部４１２−１、４１２−２はクラスタ結合部１１２と同様であり、ＩＤＦＴ部４１３−１、４１３−２はＩＤＦＴ部１１３と同様であり、復調部４１４−１、４１４−２は復調部１１４と同様であり、復号部４１５−１、４１５−２は復号部１１５と同様であり、送信部１１６は送信部４１６と同様である。従って、これらの説明は省略する。

なお、ＭＩＭＯ空間分離・等化部４１０は、例えば、空間領域に対応した周波数領域ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）が適用されるが、これに限定されない。同様に、スケジューリング部４０６は各アンテナ４０１−１、４０１−２について推定された移動局装置２０各々のアンテナ１３からの伝搬路特性が全て入力され、空間領域まで含めたスケジューリングを図１１で説明したように行う。

［第４の実施形態］
第４の実施形態として、セルの密度に応じて空き帯域の割当を変更する手法について述べる。図１３は、本実施形態の概念の一例を示す。図１３（ａ）は孤立セル、即ち隣接セルの基地局が遠く、隣接セルにおける通信が自セルに影響を与えないような環境を示している。この場合は、隣接セルへの与干渉や隣接セルからの干渉回避を考慮しなくてよいため、空けるべき帯域は伝搬路特性のみでよく、自律的に割り当ててもよい。

そのため、同図１３（ａ）に示されるように受信品質の閾値αを低く（小さく）してより多くの帯域を割り当てるよう制御する。一方、図１３（ｂ）は、基地局装置ｅＮＢ１は移動局装置ＵＥ１と上述の本発明の第１〜第３の実施形態に従った無線通信を行っており、基地局装置ｅＮＢ２は移動局装置ＵＥ２と前述の本発明の第１〜第３の実施形態に従った無線通信を行っており、基地局装置ｅＮＢ３は移動局装置ＵＥ３と前述の第１〜第３の実施形態に従った無線通信を行っている場合を示すが、図示するように隣接セルの基地局が近い場合には隣接セルからの干渉をも考慮する必要があるため、受信品質の閾値αを高く（大きく）して割り当てるリソースブロックＲＢを少なくするよう制御する。すなわち、閾値αを、接続している基地局装置（第２の通信装置）と当該移動局装置（第１の通信装置）との距離、および隣接セルに存在する基地局装置と当該移動局装置との距離に応じた値とする。これは第１〜第３の実施形態の手法と併用することができる。

本発明を適用することにより、Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式など、周波数信号をクラスタ化して配置する無線通信システムにおいて、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみに、クラスタを配置するので、より高い周波数選択ダイバーシチ効果が得られ、伝送効率が向上する。
また、周波数選択ダイバーシチを効率的に獲得できるため、移動局装置２０の送信電力を低く抑えることができ、セルラシステムに展開した場合に隣接セルへの与干渉を低減することができる。

また、ある特定の周波数で干渉の影響が大きい場合、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみにクラスタを配置するので、干渉の影響が大きい周波数を含む周波数帯にクラスタを配置することを回避する動作をするため、未知の干渉を回避する能力が高まる。その結果、伝送効率が向上する。
さらに、本発明を適用することにより、１つの移動局装置２０が占有する周波数帯域が抑えられるため、他の移動局装置２０が選択可能な周波数帯の数が増え、他の移動局装置２０の割当の自由度が向上する。これにより受信品質の良い周波数を用いて通信を行うことができる可能性が高くなり、伝送効率が向上する。

本発明は、携帯電話装置を移動局装置とする移動体通信システムに用いて好適であるが、これに限定されない。

この発明の第１の実施形態の概念を説明する図である。 同実施形態における閾値αの設定法の一例を示す図である。 同実施形態におけるクラスタを配置するリソースブロックＲＢを決定するフローチャートである。 同実施形態における移動局装置２０の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態における基地局装置２００の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態におけるスケジューリング部１０６の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態における伝送機会毎に割り当てを変更する概念を説明する図である。 この発明の第２の実施形態の概念を説明する図である。 同実施形態のスケジューリング部１０６ａの構成を示すブロック図である。 同実施形態におけるマルチユーザＭＩＭＯを用いた無線通信システムの概略構成を示す図である。 この発明の第３の実施形態の移動局装置ＵＥ１および移動局装置ＵＥ２の周波数信号の概念を示す図である。 同実施形態における基地局装置２００ｂの構成を説明する図である。 この発明の第４の実施形態の概念を説明する図である。 従来のＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの概念の一例を示す図である。 従来の移動局におけるＣｌｕｓｔｅｒｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの送信装置１０００の構成示す概略ブロック図である。

符号の説明

１…レート検出部
２…クラスタ割当検出部
３…符号部
４…変調部
５…ＤＦＴ部
６…クラスタ分割部
７…クラスタ配置部
８…ＩＤＦＴ部
９…参照信号生成部
１０…参照信号多重部
１１…ＣＰ挿入部
１２…無線部
１３…アンテナ
１４…受信部
１５…周波数信号生成部
２０…移動局装置
１０１…アンテナ
１０２…無線部
１０３…ＣＰ除去部
１０４…参照信号分離部
１０５…伝搬路推定部
１０６、１０６ａ…スケジューリング部
１０７…バッファ
１０８…制御情報信号生成部
１０９…ＤＦＴ部
１１０…クラスタ抽出部
１１１…等化部
１１２…クラスタ結合部
１１３…ＩＤＦＴ部
１１４…復調部
１１５…復号部
１１６…送信部
２００、２００ａ…基地局装置
２０１…受信ＳＩＮＲ算出部
２０２…平均値算出部
２０３…閾値設定部
２０４…クラスタ判定部
２０５…クラスタ割当情報決定部
２０６、２０６ａ…レート計算部
３０１…第１の等化後品質算出部
３０２…第２の等化後品質算出部

Claims (11)

1. 複数の周波数信号を所定数毎に纏めたクラスタに分割し、伝送可能な周波数帯域の一部に前記クラスタを配置して送信する第１の通信装置と、前記第１の通信装置が送信した信号を受信する第２の通信装置とを具備する無線通信システムにおいて、
   前記無線通信システムが備えるいずれかの装置は、前記クラスタを配置する周波数帯域を決定するスケジューリング部を具備し、
   前記スケジューリング部は、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみに、前記クラスタを配置させること
   を特徴とする無線通信システム。
2. 前記無線通信システムが備えるいずれかの装置は、前記スケジューリング部が配置を決定したクラスタの数に応じた符号化率を決定する符号化率決定部を具備し、
   前記第１の通信装置は、
   前記符号化率決定部が決定した符号化率で、送信するデータを符号化する符号部と、
   前記符号部が符号化したデータから前記周波数信号を生成する周波数信号生成部と
   を具備することを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
3. 前記第２の通信装置が、前記スケジューリング部を具備することを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
4. 前記所定の受信品質は、受信信号対干渉雑音電力比のシステム周波数帯域の平均値と予め決められた値とにより決まる閾値αであることを特徴とする請求項３に記載の無線通信システム。
5. 前記閾値αを、接続している前記第２の通信装置と前記第１の通信装置との距離、および隣接セルに存在する第２の通信装置と前記第１の通信装置との距離に応じた値とすることを特徴とする請求項４に記載の無線通信システム。
6. 前記無線通信システムは、複数の第１の通信装置と、第２の通信装置とを備え、複数の前記第１の通信装置が送信した信号を前記第２の通信装置が受信するマルチユーザＭＩＭＯを適用する無線通信システムであることを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
7. 複数の周波数信号を所定数毎に纏めたクラスタに分割し、伝送可能な周波数帯域の一部に前記クラスタを配置して送信する第１の通信装置と、前記第１の通信装置が送信した信号を受信する第２の通信装置とを具備する無線通信システムにおけるスケジューリング方法において、
   前記無線通信システムが備えるいずれかの装置が、前記クラスタを配置する周波数帯域を決定する第１の過程を備え、
   前記第１の過程は、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみに、前記クラスタを配置させること
   を特徴とするスケジューリング方法。
8. 複数の周波数信号を所定数毎に纏めたクラスタに分割し、伝送可能な周波数帯域の一部に前記クラスタを配置して無線送信された信号を受信する通信装置において、
   前記クラスタを配置する周波数帯域を決定するスケジューリング部を具備し、
   前記スケジューリング部は、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみに、前記クラスタを配置させること
   を特徴とする通信装置。
9. 複数の周波数信号を所定数毎に纏めたクラスタに分割し、伝送可能な周波数帯域の一部に前記クラスタを配置して無線送信する通信装置において、
   前記クラスタを配置する周波数帯域を決定するスケジューリング部を具備し、
   前記スケジューリング部は、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみに、前記クラスタを配置させること
   を特徴とする通信装置。
10. 複数の周波数信号を所定数毎に纏めたクラスタに分割し、伝送可能な周波数帯域の一部に前記クラスタを配置して無線送信された信号を受信する通信装置のコンピュータを、
    前記クラスタを配置する周波数帯域を決定するスケジューリング部であって、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみに、前記クラスタを配置させるスケジューリング部
    として機能させるプログラム。
11. 複数の周波数信号を所定数毎に纏めたクラスタに分割し、伝送可能な周波数帯域の一部に前記クラスタを配置して無線送信する通信装置のコンピュータを、
    前記クラスタを配置する周波数帯域を決定するスケジューリング部であって、所定の受信品質を満たす周波数帯域のみに、前記クラスタを配置させるスケジューリング部
    として機能させるプログラム。

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