CN103460663B - 减少带外发射 - Google Patents

Abstract

本申请公开了用于通信系统的发送器。所述发送器包括：旁瓣抑制模块，将抑制矩阵应用于包括待由所述发送器发送的符号的输入向量；调制模块，利用多个副载波将预编码向量调制成时域符号，预编码向量中的每个符号具有相应的副载波；以及数字-模拟转换模块，将时域符号转换成模拟波形以用于发送。抑制矩阵被构造为使得根据预定的发射模型将在位于由所述副载波限定的频带之外的一个或多个预定抑制距离处的发射设定为零。

Description

减少带外发射

技术领域

本发明一般涉及通信系统，尤其涉及多载波通信系统中的旁瓣抑制或带外发射减少。

背景技术

由于在稠密的多路径信道中的高的谱效率和简单的频域均等化，多载波系统（诸如正交分频多路复用（OFDM））宽泛地用于宽带通信。谱定形，尤其是旁瓣抑制，在这种系统中是重要的设计考虑。每个OFDM副载波的波形本质上为辛格函数，并且辛格旁瓣的功率作为f^-2缓慢地衰减，其中f为距主瓣的频率距离。多载波调制应用于认知无线电（其中，提出智能辅助系统使用主系统中的瞬时空闲的频带）时，旁瓣抑制的问题变得更加重要。该辅助系统需要确保其发送的信号具有极尖锐的谱滚降（roll-off）以使其可用带宽最小化且使对主系统的干扰最小化。

通常地，诸如余弦平方加窗的时域加窗应用于旁瓣抑制（带外发射减少）。图1示出了具有常规的旁瓣抑制的OFDM发送器100。发送器100具有将输入符号序列转换成时域OFDM符号的快速傅里叶逆变换模块110。然后，第一防护前缀在模块120处添加到OFDM符号以避免由于多路径延迟扩展引起的干扰，并且第二防护前缀在模块130处添加以避免因用于模块140所执行的旁边抑制的时域加窗引起的失真。数字-模拟转换模块150将加窗的时域OFDM符号转换成模拟波形。

在模块130处添加的第二防护前缀的防护间隔的长度取决于要实现的谱尖锐度。所需要的谱的滚降越尖锐，所要求的防护间隔越长。此外，为了补偿加窗效应，还需要在带的两个边缘中的一些防护副载波。结果，能够通过加窗模块140来显著地降低谱效率。另外，时域加窗模块140难以在经常对非毗邻子带采用多载波调制的认知无线电中实现足够大的带外发射减少。在这些应用中，直接的技术是将陷波滤波器应用于未分配的子带。然而，陷波滤波器的数字实现将大幅提高处理复杂度，并且模拟实现成本高且难以适用于动态带分配。

近来，已经提出了一些信号预失真（预编码）技术用于旁瓣抑制。这些技术能够分类成两类：1）通过使保持副载波处的信号最优化来抵消来自数据副载波的带外发射；以及2）使数据符号预失真以使其组合带外发射最小化。类1的技术能够实现良好的旁瓣抑制，但是导致接收器中的信噪功率比（SNR）降级，因为在保留副载波处浪费了功率。此外，对于大的抑制，与在旁瓣中抵消的点数成比例的其复杂度可能极高。类2的技术经由带外发射的一些成本函数优化了预编码矩阵。这些技术具有通过使用正交预编码矩阵来保持接收器SNR的优点。然而，其计算复杂度与所关注带中的副载波数量的平方正比例并且因此对于大多数应用而言不实用。

发明内容

本发明的目的是基本上克服或者至少减轻现有布置的一个或多个缺陷。

所公开的是在多载波系统中用于带外发射减少的系统和方法。公开的方法通过配置成使得一些带外频率促的发射最小化的预编码矩阵来使用信号预编码，从而基本上降低带外发射。保留至少一个副载波，用于在存在由预编码矩阵引入的符号间干扰（ISI）的情况下在接收器处恢复发送的符号。

公开的方法不使用任何防护带或任何专用时域抵消符号，因此相对于常规的加窗方法提高了谱效率和功率效率。另外，公开的方法基本上实现了比常规方法更佳的旁瓣抑制性能和复杂度之间的平衡。公开的方法还具有清楚的物理解释，从而实现灵活的且直接的参数配置。

根据本发明的第一方案，提供了用于通信系统的发送器，所述发送器包括：旁瓣抑制模块，将抑制矩阵应用于包括待由发送器发送的符号的输入向量；调制模块，利用多个副载波将预编码向量调制成时域符号，预编码向量中的每个符号具有对应的副载波；以及数字-模拟转换模块，将时域符号转换成模拟波形以用于发送，其中所述抑制矩阵被构造为使得根据预定的发射模型将在位于由所述副载波限定的频带之外的一个或多个预定抑制距离处的发射设定为零。

根据本发明的第二方案，提供了一种用于经由信道的通信系统的接收器，所述接收器包括：解调模块，将时域接收符号转换成接收符号向量，每个接收符号对应于副载波，每个副载波为在其上发送零符号的数据副载波或保留副载波；以及均等化模块，基于信道的特性来均等化接收符号向量，以及根据均等化符号向量来估计输入符号向量。

根据本发明的第三方案，提供一种经由通信信道发送符号序列的方法，所述方法包括：将抑制矩阵应用于包括来自符号序列的符号的输入向量；利用多个副载波将预编码向量调制成时域符号，预编码向量中的每个符号具有对应的副载波；以及将时域符号转换成模拟波形以用于发送，其中所述抑制矩阵被构造为使得根据预定发射模型将位于由副载波限定的频带之外的一个或多个预定抑制距离处的发射设定为零。

根据本发明的第四方案，提供一种经由通信信道来接收符号序列的方法，所述方法包括：将时域接收符号转换成接收符号向量，每个接收符号对应于副载波，每个副载波为在其上发送零符号的数据副载波或保留副载波；基于信道的特性来均等化接收到的符号向量；以及根据均等化的符号向量来估计符号序列。

附图说明

现在将参照附图对本发明的至少一个实施例进行说明，其中：

图1示出了OFDM发送器中的常规旁瓣抑制；

图2为可实施本发明的实施例的通信系统的发送器的框图；

图3示出了图2的发送器中副载波到子带的示例分配；

图4为可实施本发明的实施例的与图2的发送器互补的接收器的框图；

图5A为示出图2的发送器中的旁瓣抑制模块的实现的流程图；

图5B为示出图4的接收器中的去预编码模块的实现的流程图；以及

图6A和6B共同地形成了可实现的电子器件的示意性框图表示。

具体实施方式

除非做出相反表示，在附图中的任一个或多个中提及具有相同附图标记的步骤和/或特征时，为了本说明书的目的，那些步骤和/或特征具有相同的功能或操作。

图2为可以实施本发明的实施例的也称为预编码OFDM系统的多载波通信系统的发送器200的框图。多载波通信系统可以为有线的或无线的。发送器200接收来自各个源的多个输入数据符号序列。在通信系统带的单独的子带中发送每个符号序列。带中的副载波的总数量表示为N。带中的N个副载波被分割成一个或多个毗邻的、不相交的子集，并且副载波的每个子集限定了多载波通信系统的子带。分配给每个子带的副载波的数量可以不同，并且一些子带可不用于信息传输。该方案能够应用于通信系统，诸如常规的OFDM、本地化单载波（即，移动长期演化（LTE）中的频分多存取（SC-FDMA））以及认知无线电。

图3示出了图2的发送器200中的例如310的副载波到子带1至5（分别为320、330、340、350和360）的示例分配300。子带2和4不用于信息传输，即，在分配给子带2和4的副载波上传输零。

子带的数量可以为一个，在该情况下所有的N个副载波被分配给该子带。

输入到发送器200的每个输入符号序列被传递通过例如250的预编码模块，预编码模块将预编码矩阵应用于输入符号。对于DFT-OFDM或SC-FDMA，该预编码矩阵为FFT矩阵，并且对于常规的OFDM系统，其为单位矩阵。在例如260的加权模块中，通过对角相移矩阵对预编码模块250的输出进行加权。对于DFT-OFDM，该相移矩阵的对角元素为伪随机序列，并且该矩阵为接收器所知。对于常规的OFDM系统，相移矩阵为单位矩阵。然后，加权模块260的输出被传递通过例如210的旁瓣抑制模块。来自所有占用子带的瓣抑制符号序列被传递到调制模块220，以用于转换成时域符号。在OFDM情况下，调制模块220为N点快速傅里叶逆变换（IFFT）模块。防护前缀模块230将防护前缀添加到时域符号，并且数字-模拟转换模块240将时域符号转换成模拟波形以用于发送。

每个旁瓣抑制模块（例如210）独立于其它旁瓣抑制模块运行并且执行与其它旁瓣抑制模块相同的方法。因此，下面仅描述了旁瓣抑制模块210。

旁瓣抑制模块210在包括M个副载波的子带1中运行，其中M≤N，索引为m=0,…,M-1。副载波频率间隔表示为δ_f。M个副载波处的信号样本的M向量表示为频率范围f<0和f>(M-1)δ_f中的M个副载波所发射的功率被称为带外发射或旁瓣功率。

旁瓣抑制模块210的目标是减少带外发射的量。下面的说明是基于具有辛格核函数的模拟发射模型而公式化的，但是可以构思基于其它发射模型的其它公式化，诸如基于周期性辛格核的DFT模型。

在辛格核模拟模型下，来自M个副载波的在被标准化成频率间隔δ_f的频率ω处的发射器功率b由下式给出

$b\left(\mathrm{\&omega;}\right)=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;j}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_m\left(\mathrm{\&omega;}\right){\mathrm{\&phi;}}_m\left(\mathrm{\&omega;}\right){\tilde{x}}_m---\left(1\right)$

其中

$c_m\left(\mathrm{\&omega;}\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{|m-\mathrm{\&omega;}|},& \mathrm{\&omega;}\&NotEqual;m\\ 1,& \mathrm{\&omega;}=m\end{array}\right.---\left(2\right)$

${\mathrm{\&phi;}}_m\left(\mathrm{\&omega;}\right)=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{sgn}(m-\mathrm{\&omega;})(e^{-j2\mathrm{\&pi;\&omega;}}-1),& 0\&le;\mathrm{\&omega;}<M-1\\ \mathrm{sgn}\left(\mathrm{\&omega;}\right)(e^{-j2\mathrm{\&pi;\&omega;}}-1),& \mathrm{\&omega;}<0,\mathrm{\&omega;}>M-1\end{array}\right.----\left(3\right)$

通过在表示为ω₀,ω₂,…,ω_p-1且在本文称为抑制距离的p个相异（标准化）频率处将根据发射模型的发射b(ω)设定为零，旁瓣抑制模块210减少旁瓣功率，其中p大于或等于一。p抑制距离ω_i(i=0,…,p-1)中的每个均位于子带频率范围[0,M-1]之外。

利用等式（1）至（3），根据辛格核模拟模型的抑制距离处的发射的p向量b能够表示为

$b=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;j}}\mathrm{\&Phi;}{C}^T\tilde{x}---\left(4\right)$

其中C为如下定义的M乘p矩阵

并且Φ为p乘p对角矩阵，第i个对角元素等于

通过将作为旁瓣抑制模块210的输入的符号的M向量z乘以M乘M抑制矩阵P以获得信号向量旁瓣抑制模块210减小旁瓣功率，其中P被构造为使得b=0。实际上，抑制距离处的实际发射不能确切地为零，但是在抑制矩阵P的该构造下，随着采样率接近无限大而接近零。

在一种实现中，P构造如下：P＝I_M-C(C^TC)^-1C^T (6)

其中，I_M为大小为M乘M的单位矩阵。当C为全列秩矩阵时，即，rank(C)=p，这通常为假设抑制距离宽间隔的情况，输入向量z乘以根据等式（6）构造的抑制矩阵P进行z到零空间C^T的正交投影。因为C^T的秩为p，所以P的秩小于或等于M-p。其它实现构思了抑制矩阵P的不同构造，目标是获得b=0以及因此减少带外发射。

为了在子带的两侧均等地抑制旁瓣，p被选为偶数，并且在子带的任一侧以对称对选择抑制距离。（标准化的）抑制距离ω_i的对称“对”的抑制距离由ω_p-1-i=M–1-ω_i给出。

z乘以P有效地将符号间干扰（ISI）引入输入向量z。为了旁瓣抑制的目的，抑制矩阵P的设计独立于输入向量z，并且不对z的值进行限制。然而，由于P的秩小于或等于M-p，P不可逆，只要p>0。因此，未编码的符号向量z通常不能从Pz恢复。当噪声功率低时，ISI变为性能受限的因素。

为了使无ISI（ISI-free）的符号恢复，子带中的一些M副载波被保留以发送零符号。保留的副载波的数量q大于或等于p。q个保留的副载波应当在子带内尽可能宽地间隔开，从而使得接收器处的噪声增强最小化。为了使得带外发射最小化，至少一个保留副载波应当分配给子带的每个边缘。因此，在一种实现中，保留副载波的索引集合S在子带内均匀间隔地限定如下：

S＝{0,v-1,2v-1,...,(q-2)v-1,M-1} （7）

其中，

$v=\mathrm{floor}\left(\frac{M}{q-1}\right)---\left(8\right)$

使(M-q)-vector表示分配给旁瓣抑制模块210之前的M-q个未保留副载波的M-q个符号。向量表示z中的非零元素。向量表示将要在用于常规OFDM系统的发送器200的一个子带中发送的输入符号，或诸如DFT-OFDM的预编码OFDM系统中的加权模块260的输出。利用等式（6），被传递到IFFT模块220以对分配给子带的M个副载波进行调制的预编码符号的向量由下式给出

$\tilde{x}=\sqrt{\mathrm{\&lambda;}}(I_M-C{\left(C^{T}C\right)}^{-1}{C}^T)z---\left(9\right)$

其中引入了缩放因子λ，以使的平均功率为1，并且输入向量z的元素z_k(k=0,…,M-1)被定义为

$z_k=\left\{\begin{array}{cc}0,& k\&Element;S\\ {\tilde{s}}_{g\left(k\right)},& k\&NotElement;S\end{array}\right.---\left(10\right)$

其中g(k)为将未保留副载波的指标k映射到的指标0,…,M-q-1的函数。

现在描述根据等式（9）和（10）的旁瓣抑制的三种实现。

实现A：在p=q=1的情况下的单边旁瓣抑制。

$\tilde{x}=\sqrt{\mathrm{\&lambda;}}(I_M-c{\left(c^{T}c\right)}^{-1}{c}^T)\left(\begin{array}{c}0\\ \tilde{s}\end{array}\right)---\left(11\right)$

其中，为数据符号的(M-1)向量，并且

$c={[\frac{1}{-{\mathrm{\&omega;}}_0},\frac{1}{1-{\mathrm{\&omega;}}_0},...,\frac{1}{M-1-{\mathrm{\&omega;}}_0}]}^T---\left(12\right)$

用于在（标准化）抑制距离ω₀<0的情况下抑制旁瓣，或者

$c=[\frac{1}{M-1-{\mathrm{\&omega;}}_0},\frac{1}{M-2-{\mathrm{\&omega;}}_0},...,\frac{1}{-{\mathrm{\&omega;}}_0}{]}^T---\left(13\right)$

用于在（标准化）抑制距离ω₀>M-1的情况下抑制旁瓣。

实现B：在p=q=2的情况下的双边旁瓣抑制。

ω₀<0的“成对”抑制距离为M-1-ω₀。因此，矩阵C变为

$C={\left(\begin{array}{cccc}\frac{1}{-{\mathrm{\&omega;}}_0}& \frac{1}{1-{\mathrm{\&omega;}}_0}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& \frac{1}{M-1-{\mathrm{\&omega;}}_0}\\ \frac{1}{M-1-{\mathrm{\&omega;}}_0}& \frac{1}{M-2-{\mathrm{\&omega;}}_0}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& \frac{1}{-{\mathrm{\&omega;}}_0}\end{array}\right)}^T,{\mathrm{\&omega;}}_0<0---\left(14\right)$

并且其中为数据符号的(M-2)向量。

实现C：在p=q=4的情况下的双边旁瓣抑制。

对于ω₀<0，四个抑制距离ω_p为ω₀-M/2、ω₀、M-1-ω₀和3M/2-1-ω₀。q个保留副载波的指标S为0、floor(M/3)-1、2*floor(M/3)–1和M-1。

图4为与发送器200互补的且可实施本发明的实施例的接收器400的框图。防护前缀去除模块410从（基带）时域接收符号去除防护前缀。解调模块420将时域接收符号转换成符号序列。在OFDM情况下，解调模块420为N点快速傅里叶变换（FFT）模块。然后，例如430的均等化模块根据副载波到在发送器200中使用的每个子带的分配来提取与每个子带（例如，子带1）对应的解调符号序列，基于信道特性来均等化该子带中的符号序列，并且去除由发送器200中的旁瓣抑制模块210引起的失真，并且因此如下文所描述恢复该子带中的输入符号向量z。然后，可以从z恢复分配给该子带的数据符号。然后，应用去加权模块440以去除由发送器200中的加权模块260引入的加权。然后，应用例如450的去预编码模块以撤销由发送器200中的预编码模块250应用的预编码。对于诸如DFT-OFDM的预编码OFDM，去预编码模块450执行IFFT运算。

均等化模块430的三种实现描述如下：无ISI迫零、最小均方差（MMSE）和主元子空间近似（PSA）。

无ISI迫零：考虑具有与子带中的M个副载波对应的频域系数h_i(i=0,…,M-1)的多路径信道。在解调模块420之后在该子带中的接收符号向量能够表示为

$\tilde{y}=D\tilde{x}+\tilde{n}---\left(15\right)$

其中，D为具有等于h_i的对角元素的M乘M对角矩阵，并且为具有零均值和方差σ_n ²的相加高斯白噪声M向量。

均等模块430实现了定义为信道逆的迫零均等化：

$\tilde{r}=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\&lambda;}}}{D}^{-1}\tilde{y}---\left(16\right)$

利用等式（9）和（15），均等化的符号向量可以写为

$\tilde{r}=\mathrm{Pz}+\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\&lambda;}}}{D}^{-1}\tilde{n}---\left(17\right)$

如上所述，输入向量z不能通过将均等化符号向量乘以P的逆P^-1来恢复，因为P通常不具有逆。

相反，分别通过与集合S中的保留副载波和数据副载波对应的指标，将和定义为从均等化的符号向量中提取的q-个和(M-q)个子向量。同样，D、C和可分割成相应的“保留”和“数据”分区D_r(q乘q)和D_d((M-q)乘(M-q))、C_r(q乘p)和C_d((M-q)乘p)、和。然后，对于M-q个数据副载波，等式（17）分离为

${\tilde{r}}_d=\tilde{s}-C_d{\left(C^{T}C\right)}^{-1}{C}_d^T\tilde{s}+\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\&lambda;}}}{D}_d^{-1}{\tilde{n}}_d---\left(18\right)$

并且对于q个保留副载波，

${\tilde{r}}_r=0-C_r{\left(C^{T}C\right)}^{-1}{C}_d^T\tilde{s}+\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\&lambda;}}}{D}_r^{-1}{\tilde{n}}_r---\left(19\right)$

等式（18）中的第二项表示可利用等式（19）抵消的ISI。

因为C_r通常具有全列秩，即，rank(C_r)=p，所以存在C_r的伪逆使得使等式（19）先乘以然后与等式（18）相减，得到

${\tilde{r}}_d-C_d{C}_r^{-1}{\tilde{r}}_r=\tilde{s}+\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\&lambda;}}}{D}_d^{-1}{\tilde{n}}_d-\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\&lambda;}}}{C}_d{C}_r^{-1}{D}_r^{-1}{\tilde{n}}_r---\left(20\right)$

因此，均等化模块430通过以下过程来形成数据符号的估计将去干扰矩阵W形成为将W乘以与保留副载波对应的均等化符号的向量以及从与数据副载波对应的均等化符号的向量减去乘积：

$<\tilde{s}>={\tilde{r}}_d-C_d{C}_r^{-1}{\tilde{r}}_r---\left(21\right)$

将去干扰矩阵W形成为的效果是为了抵消来自均等化数据符号向量的ISI。

最小均方差（MMSE）：均等化模块430的MMSE实现是基于最大化框SINR的原理。框SINR被定义为信号的平均信号与干扰和噪声功率比，在每个框上进行平均（在OFDM系统中的一个OFDM符号）。均等化模块430首先根据等式（16）来执行迫零均等化，如无ISI迫零实现中。

全局MMSE解将计算出满足如下条件的(M-q)乘M矩阵W_g

$W_g=\underset{W}{\arg \min }\left|\right|\tilde{s}-W\tilde{r}|{|}^2---\left(22\right)$

并且将估计形成为然而，这过于复杂而不能高效地计算。相反，均等化模块430的MMSE实现计算(M-q)乘q去干扰矩阵W₀，其使得输入符号向量与估计符号向量之间的期望差最小化：

$W_g=\underset{W}{\arg \min }E\left\{\right||\tilde{s}-(W{\tilde{r}}_r+{\tilde{r}}_d)|{|}^2\}---\left(23\right)$

将矩阵A和G定义为

$A=C_d{\left(C^{T}C\right)}^{-1}{C}_d^T---\left(24\right)$

并且

$G=C_r{\left(C^{T}C\right)}^{-1}{C}_d^T---\left(25\right)$

允许均等化模块430将去干扰矩阵W₀计算为

$W_0=A{G}^T{(G{G}^T+\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}{\mathrm{\&lambda;}{\mathrm{\&sigma;}}_s^2{\left|D_r\right|}^{-2}})}^{-1}---\left(26\right)$

其中为中的数据符号的平均功率。

然后，均等化模块430通过如下将去干扰矩阵W₀乘以保留符号分区并且从数据符号分区减去来由均等化的符号形成数据符号的估计

$<\tilde{s}>={\tilde{r}}_d-W_0{r}_r---\left(27\right)$

在等式（26）中，AG^T和GG^T分别为固定的(M-q)乘q和q乘q矩阵，两者能够预先计算并存储。当信道特性变化时，需要更新项并且一旦该项改变，均等化模块430需要再次计算等式（26）中的矩阵逆。当q小时，该矩阵逆的复杂度低。

主元子空间近似（PSA）：在无ISI迫零实现中形成C_r的伪逆不利地受C_r的近零奇异值影响。相反，均等化模块430的PSA实现仅由C_r的p₀显著（非近零）奇异值来构造去干扰矩阵W，其中p₀≤p。将C_r的奇异值分解表示为U_rΣ_rV_r并且将C_r的p₀显著奇异值表示为均等化模块430计算C_r的鲁棒伪逆如下：

$C_r^i=V_r^{-1}\mathrm{diag}({\mathrm{\&sigma;}}_{r,0}^{-1},{\mathrm{\&sigma;}}_{r,1}^{-1},...,{\mathrm{\&sigma;}}_{r,p_0-1}^{-1})U_r^{-1}---\left(28\right)$

然后，将去干扰矩阵W形成为并且最终由迫零均等化符号来形成数据符号的估计如下：

$<\tilde{s}>={\tilde{r}}_d-W{\tilde{r}}_r---\left(29\right)$

平衡噪声增强（由于较大p₀的引起）和ISI（由较小p₀的引起）C_r的显著奇异值的数量p₀的最优选择取决于使用PSA实现的方案。

图5A为示出图2的发送器200中的旁瓣抑制模块210的实现500的流程图，q为偶数值。在实现500中，不计算且直接应用抑制矩阵P。相反，两个数据不相关矩阵被预先计算和存储：M乘p矩阵C（利用等式（5）），以及p乘(M-q)矩阵U，存储为其中C_d为如上定义的C的“数据分区”。

实现500中的模块510将预先计算的矩阵U和数据符号的(M-q)向量相乘以获得需要p(M-q)次乘法。然后，模块520将预先计算的矩阵C乘以模块510的输出以获得M向量u，利用pM次乘法。最后，通过从将q个零插入数据符号的向量所形成的数据符号M向量z减去模块520的输出u，模块530依照等式（9）来形成预编码符号的向量

图5B为示出在图4的接收器400中均等化模块430的部分的实现540的流程图。数据不相关(M-q)乘q矩阵V已经预先计算为其中C_r为如上定义的C的“保留分区”。模块550将预先计算的矩阵V乘以均等化符号向量的“保留”分区需要p(M-q)次乘法。然后，模块550从均等符号向量的“数据”分区减去模块550的输出，以依照等式（21）（均等化模块430的无ISI实现）来获得数据符号的估计

噪声增强对于常规的OFDM和预编码OFDM系统具有不同的影响。除了上文所提出的两个均等器之外的噪声增强的另外的处理可依系统而不同。

对于预编码OFDM系统，诸如DFT-OFDM系统，由于无ISI接收器引起的增强的噪声不在不同信息符号上均等地分布。相反，预编码/FFT输入的两个边缘上的符号遭遇大部分噪声。为了因在旁瓣抑制模块（例如，210）中实施的预编码而减弱DFT-OFDM发送器中的噪声增强，在FFT模块输入的两个边缘处的多个点能够被设定为零符号。

通过旁瓣抑制来减弱DFT-OFDM发送器中的噪声增强的另一方法是使得加权模块260在旁瓣抑制之前将相移引入预编码的输入符号。该加权模块260能够将噪声分布到不同的符号。

对于常规的OFDM系统，减弱噪声增强是在接收器内实现的。该方法是将DFT应用于符号估计向量以转换到时域。在DFT输出中表现出较大噪声功率的样本被设定为零，并且然后应用IDFT以将修改的时域符号转回到频域以进行符号去映射。注意的是，该方法仅当平均块SNR如此小以至于在噪声将被抑制的点处信号能量不大于噪声能量时才有效。在实际的实现中，上述能够简化，如下文所述。

显著噪声项出现在具有指标集μ的符号（或副载波）处。将其余符号的指标集表示为ν。根据指标集μ和ν，IDFT矩阵F^*被分乘两部分和。

上面描述的噪声增强减弱过程能够由下式表示

$<\tilde{s}{>}_{\mathrm{out}}=F_v{F}_v^{*}<\tilde{s}>=<\tilde{s}>-F_{\mathrm{\&mu;}}{F}_{\mathrm{\&mu;}}^{*}<\tilde{s}>---\left(31\right)$

因此，在该实现中，在μ为指标集μ的大小的情况下，仅需要2μ(M-q)次乘法。在仅去除总是为最大噪声项的第一符号的情况下，为全一行向量，因此等式（31）变为

$<\tilde{s}{>}_{\mathrm{out}}=<\tilde{s}>-\mathrm{mean}-(<\tilde{s}>)---\left(32\right)$

图6A和6B共同地形成了包括嵌入式部件的通用电子器件601的示意性，其可实现预编码模块250、加权模块260、旁瓣抑制模块210、均等化模块430、去加权模块440和去预编码模块450。

从图6A可以看出，电子器件601包括嵌入式控制器602。因此，电子器件601可称为“嵌入式器件”。在本示例中，控制器602具有与内部存储模块609双向耦合的处理单元（或处理器）605。存储模块609可由非易失性半导体只读存储器（ROM）660和半导体随机存取存储器（RAM）670形成，从图6B中可知。RAM 670可以为易失性的、非易失性的或易失性和非易失性存储器的组合。

从图6A中可知，电子器件601还包括便携式存储器接口606，其经由连接619与处理器605耦合。便携式存储器接口606允许补充的便携式计算机可读存储介质625与电子器件601耦合以充当数据源或目的地或者增补内部存储模块609。这些接口的示例容许与诸如通用串行总线（USB）存储器设备、安全数字（SD）卡、个人计算机存储器卡国际联合会（PCMIA）卡、光盘和磁盘的便携式计算机可读存储介质耦合。

电子器件601还具有通信接口608以容许电子器件601经由连接621与计算机或通信网络620耦合。连接621可以为有线的或无线的。例如，连接621可以为射频或光学的。有线连接的示例包括以太网。此外，无线连接的示例包括Bluetooth^TM式本地互连、Wi-Fi（包括基于IEEE 802.11标准系列的协议）、红外数据联合（IrDa）等。

旁瓣抑制模块210和均等化模块430所实施的方法可实现为能够在嵌入式控制器602内执行的一个或多个软件应用程序633。特别地，参照图6B，方法的步骤是通过在嵌入式控制器602内执行的软件633中的指令实现的。软件指令可形成为一个或多个代码模块，每个都用于执行一个或多个特定任务。

嵌入式控制器602的软件633典型地存储在内部存储模块609的非易失性ROM 660中。当计算机可读介质要求时，能够更新存储在ROM 660中的软件633。软件633能够加载到处理器605中并且由处理器605执行。在一些实例中，处理器605可执行位于RAM670中的软件指令。通过处理器605将一个或多个代码模块的副本从ROM660传送到RAM670中，软件指令可加载到RAM670中。可替代地，一个或多个代码模块的软件指令可由制造商预先安装到RAM670的非易失性区域中。在一个或多个代码模块已经位于RAM670中之后，处理器605可执行一个或多个代码模块的软件指令。

典型地，在电子器件601分布之前，应用程序633由制造商预先安装并存储在ROM660中。然而，在一些实例中，应用程序633可供给到用户，在计算机可读存储介质625上编码并且在存储在内部存储模块609中之前经由图6A的便携式存储器接口606读取。计算机可读存储介质是指参与将指令和/或数据提供给嵌入式控制器602以便执行和/或处理的任何非暂态有形存储介质。这种存储介质的示例包括软盘、磁带、CD-ROM、DVD、硬盘驱动器、ROM或集成电路、USB存储器、磁光盘、快擦写存储器或诸如PCMCIA卡等计算机可读卡，无论这些设备是在电子器件601的内部还是外部。其上面记录有这种软件或计算机程序的计算机可读介质为计算机程序产品。在电子器件601中这种计算机程序产品的使用实现了用于旁瓣抑制、均等化或去预编码的装置，这取决于方法。

在另一可选方案中，软件应用程序633可通过处理器605从网络620读取，或者从其它计算机可读介质加载到嵌入式控制器602中。也可以参与将软件、应用程序、指令和/或数据提供给电子器件601的暂态的或非有形计算机可读传输介质的示例包括无线电或红外传输信道以及与另外的计算机或联网设备的网络连接，以及包括电子邮件传输和记录在网站等上的信息的因特网或企业内网。

可以执行上述应用程序633和对应的代码模块的第二部分以实现一个或多个图形用户接口（GUI）以在图6A的显示器614上呈现或以其它方式表示。通过用户输入设备613（例如，键区）的操纵，电子器件601和应用程序633的用户可以功能适用方式操纵接口以将控制命令和/或输入提供给与GUI相关联的应用。还可以实现其它功能适用用户接口的形式，诸如使用经由扬声器（未图示）输出的语言提示和经由传声器（未图示）输入的用户语音命令的音频接口。

图6B详细地示出了具有用于执行应用程序633和内部存储模块609的处理器605的嵌入式控制器602。内部存储模块609包括只读存储器（ROM）660和随机存取存储器（RAM）670。处理器605能够执行存储在连接的存储器660和670中的一者或两者中的应用程序633。当电子器件601最初加电时，执行驻留在ROM660中的系统程序。永久地存储在ROM660中的应用程序633有时称为“固件”。通过处理器605执行固件可满足各种功能，包括处理器管理、存储器管理、设备管理、存储管理和用户接口。

处理器605典型地包括多个功能模块，包括控制单元（CU）651、算术逻辑单元（ALU）652和本地或内部存储器，本地或内部存储器包括一组寄存器654，寄存器654典型地包含基本数据元素656、657，以及内部缓存或高速缓冲存储器655。一个或多个内部总线659将这些功能模块互连。处理器605典型地还具有用于利用连接661经由系统总线681与外部设备通信的一个或多个接口658。

应用程序633包括指令662至663的序列，其可包括条件分支或循环指令。程序633还可以包括在程序633的执行中使用的数据。该数据可存储为指令的部分或存储在ROM660或RAM670内的单独位置664上。

通常，处理器605被给定一组指令，在处理器605中执行该组指令。该组指令可组织成块，这些块执行具体的任务或者处理在电子器件601中发生的具体事件。典型地，应用程序633等待事件并且俗话执行与该事件相关联的代码块。可响应于处理器605所检测到的经由图6A的用户输入设备613的来自用户的输入而触发事件。还可以响应于电子器件601中的其它传感器和接口而触发事件。

一组指令的执行可能需要读取和修改数值变量。这种数值变量存储在RAM670中。公开的方法使用了存储在存储器670中的已知位置672、673中的输入变量671。处理该输入变量671以生成存储在存储器670中的已知位置678、679中的输出变量677。中间变量674可存储在存储器670的位置675、676中的另外的存储器位置上。可替代地，一些中间变量可仅存在于处理器605的寄存器654中。

通过重复应用取得-执行循环，在处理器605中实现指令序列的执行。处理器605的控制单元651保持称为程序计数器的寄存器，其包含待执行的下一指令在ROM660或RAM670中的地址。在取得执行循环的开始，程序计数器索引的存储器地址的内容被加载到控制单元651中。这样加载的指令控制处理器605的后续操作，使得例如数据从ROM存储器660加载到处理器寄存器654中，寄存器的内容要与另一寄存器的内容进行算术组合，寄存器的内容要写入存储在另一寄存器中的位置，等等。在取得执行循环结束时，程序计数器被更新以指向系统程序代码中的下一指令。根据刚刚执行的指令，这可涉及使包含在程序计数器中的地址递增或者用新的地址加载程序计数器从而实现分支操作。

在下文描述的方法的过程中的每个步骤或子过程与应用程序633的一个或多个段相关联，并且通过处理器605中的取得执行循环的重复执行或电子器件601中的其它独立处理器块的类似程序操作来执行。

预编码模块250、加权模块260、旁瓣抑制模块210、均等化模块430、去加权模块440和去预编码模块450可替代地分别在诸如执行模块的功能或子功能的一个或多个集成电路的专用硬件中实现。这些专用硬件可以包括图形处理器、数字信号处理器或一个或多个微处理器和关联的存储器。

所描述的布置能够应用于宽带通信工业。

前面仅描述了本发明的一些实施例，并且能够对其进行修改和/或改变，而不偏离本发明的范围和精神，实施例为示例性的而非限制性的。

Claims (8)

1.一种用于通信系统的发送器，包括：

旁瓣抑制模块，将抑制矩阵应用于包括待由所述发送器发送的符号的输入向量；

调制模块，利用多个副载波将所述旁瓣抑制模块的输出向量调制成时域符号，所述旁瓣抑制模块的所述输出向量中的每个符号具有相应的副载波；以及

数字-模拟转换模块，将所述时域符号转换成模拟波形以用于发送，

其中，所述抑制矩阵被构造为使得根据预定的发射模型将在位于由所述副载波限定的频带之外的一个或多个预定抑制距离处的发射设定为零。

2.根据权利要求1所述的发送器，还包括：

预编码模块，将预编码矩阵应用于所述输入向量；以及

加权模块，在旁瓣抑制之前对预编码的输入向量进行加权。

3.根据权利要求1所述的发送器，其中，所述输入向量中的所述符号的预定保留子集被设定为零，所述保留子集的大小大于或等于抑制距离的数量。

4.根据权利要求3所述的发送器，其中，所述保留子集对应于在整个带中均匀间隔的副载波。

5.根据权利要求1所述的发送器，其中，所述抑制距离在所述频带的两侧对称地成对。

6.根据权利要求1所述的发送器，其中，所述预定发射模型为辛格核模拟模型。

7.根据权利要求1所述的发送器，其中，所述抑制矩阵被构造为到形成抑制距离处的预定发射模型的部分的矩阵的零空间上的正交投影。

8.一种经由通信信道发送符号序列的方法，包括：

将抑制矩阵应用于包括来自所述符号序列的符号的输入向量；

利用多个副载波将来自所述将抑制矩阵应用于包括来自所述符号序列的符号的输入向量步骤的输出向量调制成时域符号，所述输出向量中的每个符号具有对应的副载波；以及

将所述时域符号转换成模拟波形以用于发送，

其中，所述抑制矩阵被构造为使得根据预定发射模型将位于由所述副载波限定的频带之外的一个或多个预定抑制距离处的发射设定为零。