JPWO2007148796A1 - 無線送信装置、無線受信装置、およびパイロット生成方法 - Google Patents

無線送信装置、無線受信装置、およびパイロット生成方法 Download PDF

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Abstract

より長いパイロット系列を伝送しつつ、周波数領域等化の精度を向上することができる無線送信装置等。この装置では、データ系列と同じ長さの１つのパイロット系列、例えばＣＡＺＡＣ系列から生成される一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を次のパイロットブロックのサイクリックプリフィックスとするとともに、最後のパイロットブロックの後端部分を最初のパイロットブロックのサイクリックプリフィックスとする。

Description

本発明は、無線送信装置、無線受信装置、およびパイロット生成方法に関する。
現在、3GPP RAN LTE(Long Term Evolution)では、上り回線および下り回線ともに周波数領域等化シングルキャリア伝送(SC-FDE：Single Carrier with Frequency Domain Equalization)を行うことが検討されている。周波数領域等化シングルキャリア伝送を行う通信システムにおいては、マルチパスによるブロック間干渉を防ぐため、図１に示すように、送信されるデータブロックの後端の一部をサイクリックプリフィックス(ＣＰ：Cyclic Prefix)としてデータブロックの先頭に付加して信号を生成する。このように生成された信号は送信側から送信され、伝搬路中で直接波と遅延波とが合成されて受信側に到達する。受信側では、受信された信号に対してタイミング同期処理を行い、ＣＰ部分を除去し、ＣＰ部分が除去された直接波のブロックの先頭から１ブロック長の信号を抽出する。抽出された信号は、周波数軸上で波形歪みの等化処理(周波数領域等化)を施され復調される。
より具体的には、3GPP RAN LTEでは、上り回線において、図２に示すような送信フォーマットを用いて、周波数領域等化シングルキャリア伝送を行うことが検討されている（例えば、非特許文献１参照）。図２に示す送信フォーマットにおいて、１つのサブフレームはブロック長の異なる２種のブロック、ＬＢ(Long Block)およびＳＢ(Short Block)からなる。ここでは、１サブフレームが６個のＬＢ（ＬＢ＃１〜ＬＢ＃６）および２個のＳＢ（ＳＢ＃１〜ＳＢ＃２）からなる場合を例に挙る。ＬＢ長はＳＢ長の２倍であり、ＬＢにはデータ系列が配置され、ＳＢにはデータ復調用のパイロット系列が配置される。すなわち、ここでのパイロット系列の長さはＳＢ長と同一である。図２に示すように、各ＬＢの先頭には当該ＬＢの後端の一部がコピーされＣＰとして付加される。また、各ＳＢの先頭には当該ＳＢの後端の一部がコピーされＣＰとして付加される。
図３は、図２に示した送信フォーマットを詳細に示す図である。図３を用いて、送信装置がパイロット系列を送信する方法、および受信装置がパイロット系列に基づき、データ復調用のチャネル推定値を算出する方法について説明する。送信装置で送信するパイロット系列の長さは上記のようにＳＢ長と同一であり、１サブフレームにおいて、ＳＢ長のパイロット系列がＳＢ＃１およびＳＢ＃２それぞれに配置される。そして、ＳＢ＃１およびＳＢ＃２それぞれの後端の一部がＣＰとして各ＳＢの先頭にコピーされる。受信装置でのチャネル推定値の算出においては、ＳＢ長がＬＢ長より短いことに起因して（ここではＬＢ長＝２×ＳＢ長）、図４に示すように、ＳＢに配置されたパイロット系列のサブキャリア間隔（Δf_pilot）がＬＢに配置されたデータ系列のサブキャリア間隔（Δf_data）より大きくなる（ここではΔf_pilot＝２×Δf_data）。このため、パイロット系列のサブキャリア間隔で求めたチャネル推定値を周波数軸上で補間して、データ系列のサブキャリア間隔に対応するチャネル推定値を算出する必要がある。
3GPP TR25.814 V7.0.0(2006-06)
しかしながら、周波数選択性フェージングが大きい場合またはDistributed-ＦＤＭＡ方式を用いる場合等には、パイロット系列のサブキャリア間隔がさらに大きくなるため、上記のパイロット系列送信方法およびチャネル推定値算出方法ではチャネル推定値の周波数軸上での補間精度が悪くなり、受信特性が劣化するという問題がある。チャネル推定値の周波数軸上での補間精度が悪くなる理由は、相関帯域幅がパイロット系列のサブキャリア間隔に比べ小さくなり、パイロット系列のサブキャリア間隔内においてチャネル推定値の位相変動および振幅変動が大きくなるためである。
パイロット系列のサブキャリア間隔とデータ系列のサブキャリア間隔との相違により生じるチャネル推定値の周波数軸上での補間精度の劣化を防止するために、パイロットブロックのブロック長をデータブロックのブロック長に合わせることが考えられる。より具体的には、図５に示すように、１サブフレームに含まれるパイロットブロックの数を維持したまま、パイロットブロックをデータブロックに合わせてＬＢとすることが考えられる。しかし、このような送信フォーマットでは、パイロットが過剰となり、パイロットのオーバヘッドが増加し、その増加分だけデータの伝送レートが低下してしまう。
そこで、パイロットのオーバヘッドを減少するために、図６に示すように、１サブフレームにＬＢ長の１つのパイロットブロックを含むようにすることが考えられる。しかし、このような送信フォーマットでは、１サブフレームに含まれるパイロットブロックの数が減少したことにより、時間軸方向でのフェージング変動に追従できなくなり、その結果チャネル推定精度が劣化してしまう。
そこで、パイロット系列のサブキャリア間隔とデータ系列のサブキャリア間隔とを等しくしつつ、時間軸方向のフェージング変動にも追従できるようにするために、図７Ａ、図７Ｂに示すように、パイロット系列長をデータ系列長と等しくＬＢ長とし、ＬＢ長のパイロット系列をＳＢ＃１およびＳＢ＃２に分割して送信することが考えられる。図７Ａは、ＬＢ長のパイロット系列を示す図である。図７Ｂは、ＬＢ長のパイロット系列をＳＢ＃１およびＳＢ＃２に分割し、ＳＢ＃１およびＳＢ＃２それぞれの先頭にＣＰを付加した場合を示す図である。
ＣＰが付加されたＳＢ＃１およびＳＢ＃２それぞれがマルチパスを経由して受信側に受信されると、受信信号は図７Ｃに示すようになる。図７Ｃにおいて、点線の上方のＳＢ＃１およびＳＢ＃２はそれぞれ直接波を示し、点線の下方のＳＢ＃１およびＳＢ＃２はそれぞれ遅延波を示す。
そして、図７Ｄは、受信側において、図７Ｃに示した直接波のＣＰが除去された後、直接波のＳＢ＃１およびＳＢ＃２の先頭を基準にそれぞれＳＢ長の信号が抽出され、結合されて得られるＬＢ長のパイロット系列を示す。
上記図７Ａ〜図７Ｄをより具体的に示すと図８Ａ〜図８Ｄのようになる。図８Ａ〜図８Ｄでは、ＬＢ長のパイロット系列が１０ビットからなる場合を例に挙げ、パイロット系列の各ビットを‘１’〜‘１０’の数字で表す。
図８Ａは、‘１’〜‘１０’という１０ビットからなるＬＢ長のパイロット系列を示す。
図８Ｂは、１０ビットからなるＬＢ長のパイロット系列を２分割して得られるＳＢ＃１およびＳＢ＃２を示す。ここで、ＳＢ＃１は‘１’〜‘５’という５ビットからなり、ＳＢ＃２は‘６’〜‘１０’という５ビットからなる。なお、ＳＢ＃１の後端の‘４’および‘５’という２ビットがＳＢ＃１の先頭にＣＰとしてコピーされ、ＳＢ＃２の後端の‘９’および‘１０’という２ビットがＳＢ＃２の先頭にＣＰとしてコピーされる。
ＣＰが付加されたＳＢ＃１およびＳＢ＃２がマルチパスを経由して、受信側において受信される場合、受信信号は図８Ｃのようになる。図８Ｃにおいて、点線上方のＳＢ＃１およびＳＢ＃２はそれぞれ直接波を示し、点線下方のＳＢ＃１およびＳＢ＃２はそれぞれ遅延波を示す。図８Ｃにおいては、遅延波が直接波より１ビット遅れる場合を例に挙げる。
図８Ｄは、受信側において、図８Ｃに示す直接波のＣＰが除去された後、直接波のＳＢ＃１およびＳＢ＃２の先頭を基準にそれぞれＳＢ長＝５ビットの信号が抽出され、結合されて得られる１０ビットのパイロット系列を示す。図８Ｄに示すように、直接波は‘１’〜‘１０’という連続な１０ビットとなる一方、遅延波は‘５’、‘１’、‘２’、‘３’、‘４’、‘１０’、‘６’、‘７’、‘８’、‘９’と、‘５’と‘１０’の箇所において不連続な１０ビットとなる。
そして、受信側がこのように不連続になったパイロット系列を用いてＦＦＴ(Fast Fourier Transform)処理、周波数領域等化処理、および復調処理を行うと、チャネル推定精度および受信特性が劣化する。
本発明の目的は、上記課題を解決し、チャネル推定精度および受信特性を向上することができる無線送信装置、無線受信装置、およびパイロット生成方法を提供することである。
本発明の無線送信装置は、１つのパイロット系列から一連の複数のパイロットブロックを生成する生成手段と、前記複数のパイロットブロックを送信する送信手段と、を具備し、前記生成手段は、前記一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を循環的に他のパイロットブロックのサイクリックプリフィックスとする、構成を採る。
本発明によれば、チャネル推定精度および受信特性を向上することができる。
従来のＣＰの付加方法を説明するための図 3GPP RAN LTEの上り回線における送信フォーマットを示す図 3GPP RAN LTEの上り回線における送信フォーマットを詳細に示す図 従来の周波数軸上でのチャネル推定値の補間を示す図 従来のパイロットが過剰となる送信フォーマットを示す図 従来の１サブフレームにＬＢ長の１つのパイロットブロックを含む送信フォーマットを示す図 従来の遅延波が不連続となる送信フォーマットを示す図 従来の遅延波が不連続となる送信フォーマットを詳細に示す図 本発明の動作原理を説明するための図 本発明の動作原理をより具体的に説明するための図 本発明の実施の形態１に係る無線送信装置の構成を示すブロック図 パイロット生成例１に係るパイロット生成部の内部構成を示すブロック図 パイロット生成例１にパイロット生成部の動作を説明するための図 １つのＬＢ長のパイロット系列を複数個のＳＢ長のパイロットブロックに分割する場合を示す図 パイロット生成例２に係るパイロット生成部の内部構成を示すブロック図 パイロット生成例２にパイロット生成部の動作を説明するための図 １つのＬＢ長のパイロット系列から複数個のＳＢ長のパイロットブロックを抽出する場合を示す図 本発明の実施の形態１に係る無線受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２に係る無線送信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２に係る循環シフト部の動作を説明するための図 従来技術と比較して本発明の実施の形態２の効果を説明するための図 ２ＬＢ長のＣＡＺＡＣ系列を用いる場合の多重数を示す図 本発明の実施の形態３に係る無線受信装置の構成を示すブロック図
まず、図９を用いて本発明の動作原理について説明する。以下の説明では、図２に示すような3GPP RAN LTEの上り回線における送信フォーマットを例にとり、データブロックがＬＢである場合を例に挙げ説明する。
本発明においては、１つのパイロット系列から、各パイロットブロックの後端部分を循環的に他のパイロットブロックのＣＰとする一連の複数のパイロットブロックを生成する。すなわち、本発明では、１つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を次のパイロットブロックのＣＰとするとともに、最後のパイロットブロックの後端部分を最初のパイロットブロックのＣＰとする。
より具体的には、本発明では、図９Ａ、図９Ｂに示すように、ＬＢ長の１つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイロットブロックＳＢ＃１、ＳＢ＃２において、ＳＢ＃１の後端部分をＳＢ＃２のＣＰとするとともに、ＳＢ＃２の後端部分をＳＢ＃１のＣＰとする。
図９Ｂに示すようなＣＰが付加されたＳＢ＃１およびＳＢ＃２それぞれがマルチパスを経由して受信側に受信されると、受信信号は図９Ｃに示すようになる。図９Ｃにおいて、点線の上方のＳＢ＃１およびＳＢ＃２はそれぞれ直接波を示し、点線の下方のＳＢ＃１およびＳＢ＃２はそれぞれ遅延波を示す。
そして、図９Ｄに、受信側において、図９Ｃに示した直接波のＣＰが除去された後、直接波のＳＢ＃１およびＳＢ＃２の先頭を基準にそれぞれＳＢ長の信号が抽出され、結合されて得られるＬＢ長のパイロット系列を示す。
上記図９Ａ〜図９Ｄをより具体的に示すと図１０Ａ〜図１０Ｄのようになる。図１０Ａ〜図１０Ｄでは、上記同様、ＬＢ長のパイロット系列が１０ビットからなる場合を例に挙げ、パイロット系列の各ビットを‘１’〜‘１０’の数字で表す。
図１０Ａは、‘１’〜‘１０’という１０ビットからなるＬＢ長のパイロット系列を示す。
図１０Ｂは、１０ビットからなるＬＢ長のパイロット系列を２分割して得られるＳＢ＃１およびＳＢ＃２を示す。ここで、ＳＢ＃１は‘１’〜‘５’という５ビットからなり、ＳＢ＃２は‘６’〜‘１０’という５ビットからなる。なお、ＳＢ＃１の後端の‘４’および‘５’という２ビットがＳＢ＃２の先頭にＣＰとしてコピーされ、ＳＢ＃２の後端の‘９’および‘１０’という２ビットがＳＢ＃１の先頭にＣＰとしてコピーされる。
ＣＰが付加されたＳＢ＃１およびＳＢ＃２がマルチパスを経由して、受信側において受信される場合、受信信号は図１０Ｃのようになる。図１０Ｃにおいて、点線上方のＳＢ＃１およびＳＢ＃２はそれぞれ直接波を示し、点線下方のＳＢ＃１およびＳＢ＃２はそれぞれ遅延波を示す。図１０Ｃにおいては、上記同様、遅延波が直接波より１ビット遅れる場合を例に挙げる。
図１０Ｄは、受信側において、図１０Ｃに示す直接波のＣＰが除去された後、直接波のＳＢ＃１およびＳＢ＃２の先頭を基準にそれぞれＳＢ長＝５ビットの信号が抽出され、結合されて得られる１０ビットのパイロット系列を示す。図１０Ｄに示すように、直接波は‘１’〜‘１０’という連続な１０ビットとなり、また、遅延波も‘１０’、‘１’、‘２’、‘３’、‘４’、‘５’、‘６’、‘７’、‘８’、‘９’という連続な１０ビットとなる。
以下、上記動作原理に基づく本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
図１１は、本発明の実施の形態１に係る無線送信装置１００の構成を示すブロック図である。
符号化部１０１は、ＬＢ長のブロック毎に入力されるデータ系列に対し、ターボ(Turbo)符号化などの誤り訂正符号化を施し、変調部１０２に出力する。
変調部１０２は、誤り訂正符号化後のデータ系列に対し、ＰＳＫ変調(Phase Shift Keying)またはＱＡＭ変調(Quadrature Amplitude Modulation)などの変調処理を施し、ＣＰ付加部１０３に出力する。
ＣＰ付加部１０３は、変調後のデータ系列の後端部分をそのデータ系列の先頭に付加し、多重化部１０６に出力する。
一方、変調部１０４は、データブロックの長さと同じ長さのＬＢ長のパイロット系列に対し、ＰＳＫ変調またはＱＡＭ変調などの変調処理を施し、パイロット生成部１０５に出力する。
パイロット生成部１０５は、変調後のＬＢ長のパイロット系列から、各パイロットブロックの後端部分を、循環的に他のパイロットブロックのＣＰとする一連の複数のパイロットブロックを生成し、多重化部１０６に出力する。パイロット生成部１０５の内部構成および詳細な動作については後述する。
多重化部１０６は、ＣＰ付加部１０３から入力されるＣＰ付きの複数のデータ系列と、パイロット生成部１０５から入力されるＣＰ付きの複数のパイロットブロックとを時間多重し、得られる多重信号を無線送信部１０７に出力する。
無線送信部１０７は、多重信号に対し、Ｄ／Ａ変換、増幅、およびアップコンバートなどの無線送信処理を行い、送信アンテナ１０８を介し送信する。
以下、２つのパイロット生成例を用いて、パイロット生成部１０５の内部構成および詳細な動作を説明する。以下のパイロット生成例ではいずれも、１つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を循環的に他のパイロットブロックのＣＰとする。すなわち、以下のパイロット生成例ではいずれも、１つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を次のパイロットブロックのＣＰとするとともに、最後のパイロットブロックの後端部分を最初のパイロットブロックのＣＰとする。
＜パイロット生成例１＞
本生成例では、パイロット生成部１０５は、１つのＬＢ長のパイロット系列を一連の複数のＳＢ長のパイロットブロックに分割し、各パイロットブロックの後端部分をＣＰとして次のパイロットブロックの先頭に付加するとともに、最後のパイロットブロックの後端部分をＣＰとして最初のパイロットブロックの先頭に付加する。
図１２は、パイロット生成例１に係るパイロット生成部１０５の内部構成を示すブロック図である。
図１２に示すように、本生成例に係るパイロット生成部１０５は、分割部１５１およびＣＰ付加部１５２を備える。
分割部１５１は、変調後のＬＢ長のパイロット系列を、一連の複数のＳＢ長のパイロットブロックに分割し、ＣＰ付加部１５２に出力する。
ＣＰ付加部１５２は、分割後の各パイロットブロックの先頭にそれぞれＣＰを付加し、多重化部１０６に出力する。
図１３は、図１２に示すパイロット生成部１０５の動作を説明するための図である。この図においては、パイロット生成部１０５が１つのＬＢ長のパイロット系列を２つのＳＢ長のパイロットブロックに分割する場合を例に挙げ説明する。
図１３に示すように、分割部１５１に入力されるパイロット系列の長さはＬＢ長である。分割部１５１は、入力されるＬＢ長のパイロット系列を２つのＳＢ長のパイロットブロックＳＢ＃１およびＳＢ＃２に分割し、ＣＰ付加部１５２に出力する。ＣＰ付加部１５２は、パイロットブロックＳＢ＃１の後端部分をＣＰとしてパイロットブロックＳＢ＃２の先頭に付加し、パイロットブロックＳＢ＃２の後端部分をＣＰとしてパイロットブロックＳＢ＃１の先頭に付加する。これにより、先頭にそれぞれＣＰが付加されたパイロットブロックＳＢ＃１、ＳＢ＃２が得られる。
なお、１つのＬＢ長のパイロット系列を複数Ｎ個のＳＢ長のパイロットブロックに分割する場合は図１４に示すようになる。
すなわち、分割部１５１は、入力されるＬＢ長のパイロット系列をＮ個のＳＢ長のパイロットブロックＳＢ＃１、ＳＢ＃２、…、ＳＢ＃（Ｎ−１）、ＳＢ＃Ｎに分割し、ＣＰ付加部１５２は、パイロットブロックＳＢ＃１から順に、各パイロットブロックの後端部分をＣＰとして次のパイロットブロックの先頭に付加する。つまり、ＣＰ付加部１５２は、パイロットブロックＳＢ＃ｎ（ｎはｎ＞０の整数）の後端部分をＣＰとして、パイロットブロックＳＢ＃（ｎ＋１）の先頭に付加する。そして、ＣＰ付加部１５２は、最後のパイロットブロックＳＢ＃Ｎの後端部分をＣＰとして、最初のパイロットブロックＳＢ＃１の先頭に付加する。
＜パイロット生成例２＞
本生成例では、パイロット生成部１０５は、まず、１つのＬＢ長のパイロット系列の後端部分をそのパイロット系列の先頭に付加した信号系列を生成する。次いで、生成された信号系列の先頭から順にＳＢ長間隔の各位置を起点として、ＣＰ長とＳＢ長とを加算した長さの複数のブロックを抽出する。このように抽出された複数のブロックは、先頭にＣＰがそれぞれ付加された一連の複数のＳＢ長のパイロットブロックとなる。
図１５は、パイロット生成例２に係るパイロット生成部１０５の内部構成を示すブロック図である。
図１５に示すように、本生成例に係るパイロット生成部１０５は、ＣＰ付加部１５３および抽出部１５４を備える。
ＣＰ付加部１５３は、変調後のＬＢ長のパイロット系列の後端部分をそのパイロット系列の先頭に付加し、得られる信号系列を抽出部１５４に出力する。
抽出部１５４は、ＣＰ付加部１５３から入力される信号系列から、先頭にＣＰが付加された一連の複数のＳＢ長のパイロットブロックを抽出し、多重化部１０６に出力する。
図１６は、図１５に示すパイロット生成部１０５の動作を説明するための図である。この図においては、イロット生成部１０５が１つのＬＢ長のパイロット系列から２つのＳＢ長のパイロットブロックを抽出する場合を例に挙げ説明する。
図１６に示すように、ＣＰ付加部１５３に入力されるパイロット系列の長さはＬＢ長である。ＣＰ付加部１５３は、入力されるＬＢ長のパイロット系列の後端部分をそのパイロット系列の先頭に付加した信号系列を生成する。抽出部１５４は、その信号系列の先頭を第１の起点Ｓｐ＃１と決定するとともに、その先頭からＳＢ長の距離にある位置を次の起点Ｓｐ＃２と決定する。そして抽出部１５４は、Ｓｐ＃１およびＳｐ＃２それぞれを起点として、ＣＰ長とＳＢ長とを加算した長さ毎の２つの信号系列＃１、信号系列＃２を抽出する。抽出された２つの信号系列＃１、＃２はそれぞれ、先頭にＣＰが付加されたパイロットブロックＳＢ＃１、ＳＢ＃２となる。つまり、本生成例によっても、パイロット生成例１同様、先頭にそれぞれＣＰが付加されたパイロットブロックＳＢ＃１、ＳＢ＃２が得られる。
なお、１つのＬＢ長のパイロット系列から複数Ｎ個のＳＢ長のパイロットブロックを抽出する場合は図１７に示すようになる。
すなわち、ＣＰ付加部１５３は、入力されるＬＢ長のパイロット系列の後端部分をそのパイロット系列の先頭に付加した信号系列を生成する。抽出部１５４は、信号系列の先頭を第１の起点Ｓｐ＃１と決定するとともに、その先頭から順にＳＢ長毎の位置を順次、起点Ｓｐ＃２〜Ｓｐ＃Ｎと決定する。そして、抽出部１５４は、Ｓｐ＃１〜Ｓｐ＃Ｎそれぞれを起点として、ＣＰ長とＳＢ長とを加算した長さ毎のＮ個の信号系列を抽出する。抽出されたＮ個の信号系列はそれぞれ、先頭にＣＰが付加されたパイロットブロックＳＢ＃１〜ＳＢ＃Ｎとなる。
以上、２つのパイロット生成例について説明した。
そして、上記のように生成されたパイロットブロックは、図２に示すような3GPP RAN LTEの上り回線における送信フォーマットに従って、多重化部１０６においてデータブロックと多重され、送信アンテナ１０８を介して送信される。
次いで、図１１に示す無線送信装置１００から送信された多重信号を受信する無線受信装置２００について説明する。図１８は、本実施の形態に係る無線受信装置２００の構成を示すブロック図である。
無線受信部２０２は、無線送信装置１００から送信された多重信号を、受信アンテナ２０１を介して受信し、ダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換等の無線受信処理を施し、分離部２０３に出力する。
分離部２０３は、多重信号を、図２に示す送信フォーマットに基づき、先頭にＣＰが付加されたデータブロック（ＬＢ＃１〜＃６）と先頭にＣＰが付加されたパイロットブロック（ＳＢ＃１、ＳＢ＃２）とに分離して、データブロックをＣＰ除去部２０４に出力し、パイロットブロックをＣＰ除去部２０６に出力する。
ＣＰ除去部２０４は、同期タイミングに基づき直接波のデータブロックの先頭に付加されたＣＰを除去し、ＬＢ長のデータ系列としてＦＦＴ部２０５に出力する。
ＦＦＴ部２０５は、ＬＢ長のデータ系列に対しＦＦＴ処理を施し、データ系列の複数の周波数成分を周波数領域等化部２１０に出力する。
一方、ＣＰ除去部２０６は、同期タイミングに基づき直接波のパイロットブロックの先頭に付加されたＣＰを除去し、結合部２０７に出力する。
結合部２０７は、ＳＢ長の複数のパイロットブロック（ここでは、ＳＢ＃１、＃２の２つ）を結合してＬＢ長のパイロット系列を生成し、ＦＦＴ部２０８に出力する。
ＦＦＴ部２０８は、ＬＢ長のパイロット系列に対しＦＦＴ処理を施し、パイロット系列の複数の周波数成分をチャネル推定部２０９に出力する。
チャネル推定部２０９は、標準のパイロット系列の周波数成分を、ＦＦＴ部２０８から入力されるパイロット系列の周波数成分で除算することにより、各周波数成分での伝搬路の周波数応答を求め、それらの周波数応答をチャネル推定値として周波数領域等化部２１０に出力する。
周波数領域等化部２１０は、チャネル推定部２０９から入力されるチャネル推定値を用いてデータ系列の周波数成分に対して周波数軸上で等化を行って、フェージングまたはマルチパスの影響により生じた歪みを補正し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform)部２１１に出力する。
ＩＦＦＴ部２１１は、周波数領域等化後のデータ系列に対しＩＦＦＴ処理を施し、周波数成分に分解されていたデータ系列を時間領域のデータ系列に変換して復調部２１２に出力する。
復調部２１２は、時間領域のデータ系列に対し復調処理を施して復号部２１３に出力する。
復号部２１３は、復調後のデータ系列に対してターボ復号等の誤り訂正を行い、受信データを得る。
このように、無線送信装置１００は、１つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を循環的に他のパイロットブロックのＣＰとするため、無線受信装置２００において得られるパイロット系列の遅延波は連続する。従って、このパイロット系列を用いてＦＦＴ処理、周波数領域等化処理、および復調処理を行うと、チャネル推定精度の劣化および周波数領域での受信特性の劣化を防止することができる。
また、無線送信装置１００は１サブフレームにおいて複数のパイロットブロックを送信するため、無線受信装置２００は、時間軸方向でのフェージング変動に追従しながら信号を受信することができる。
また、無線送信装置１００は、１つのパイロット系列から一連の複数のＳＢ長のパイロットブロックを生成して無線受信装置２００に送信し、無線受信装置２００は、受信された複数のパイロットブロックを結合して得られるパイロット系列を用いて周波数領域等化を行う。従って、本実施の形態によれば、１サブフレームに含まれるパイロットブロックの数およびパイロットブロックの長さを変えずに（すなわち、データの伝送レートを低下させずに）パイロット系列の長さを増加させて、パイロット系列の長さをデータブロックの長さに近づけることができる。従って、パイロット系列のサブキャリア間隔をデータ系列のサブキャリア間隔に近づけることができ、無線受信装置２００でのチャネル推定値の周波数軸上での補間精度を向上することができる。
さらに、パイロット系列の長さをデータブロックの長さに一致させることにより、パイロット系列のサブキャリア間隔とデータ系列のサブキャリア間隔とを等しくすることができる。従って、パイロット系列のサブキャリア間隔で求めたチャネル推定値を直接、データ系列に適用することができる。よって、パイロット系列の長さをデータブロックの長さに一致させることにより、チャネル推定値の周波数軸上での補間が不要となるため、受信特性をさらに向上することができる。
このようにして、本実施の形態によれば、チャネル推定精度および受信特性を向上することができる。
なお、本実施の形態では、１つのパイロット系列から生成された一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を循環的に他のパイロットブロックのＣＰとする場合を例にとって説明したが、本実施の形態に係るＣＰ付加方法はデータ系列に適用しても良い。かかる場合、１つのデータ系列から生成された一連の複数のデータブロックにおいて、各データブロックの後端部分を循環的に他のデータブロックのＣＰとすれば良い。
また、本実施の形態では、１つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイロットブロックを１つのサブフレームに配置する場合を例にとって説明したが、これに限定されず、上記の一連の複数のパイロットブロックを複数のサブフレームに渡って配置しても良い。
（実施の形態２）
本実施の形態においては、パイロット系列として、ＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を循環的にシフトして生成される循環シフトＣＡＺＡＣ(Cyclic Shift Based ＣＡＺＡＣ)系列を用いる。１つのＣＡＺＡＣ系列から生成される複数の循環シフトＣＡＺＡＣ系列は、複数の無線送信装置それぞれに割り当てられる。
ここで、ＣＡＺＡＣ系列の特徴としては、自己相関特性に優れ、また、同一のＣＡＺＡＣ系列をシフトさせて得られる循環シフトＣＡＺＡＣ系列間の相互相関はゼロになる。従って、循環シフトＣＡＺＡＣ系列をパイロット系列として用いることにより、複数の無線送信装置それぞれからのパイロット系列間での干渉を抑えつつ、複数のパイロット系列を多重して送信することができる。
一方で、必要な多重数（つまり、パイロット系列を同時送信する無線送信装置数）が同一のＣＡＺＡＣ系列から得られる循環シフトＣＡＺＡＣ系列の数を超える場合は、複数の異なるＣＡＺＡＣ系列を用いる必要が生じる。
しかし、循環シフトＣＡＺＡＣ系列の基となるＣＡＺＡＣ系列間では、相互相関が比較的小さいものの、完全には直交せずゼロにはならない。よって、ＣＡＺＡＣ系列の長さをより長くし、１つのＣＡＺＡＣ系列から得られる循環シフトＣＡＺＡＣ系列の数を増加させることが望ましい。
そこで、本実施の形態では、以下のようにして、実施の形態１記載のパイロット生成方法をＣＡＺＡＣ系列に対して適用する。
図１９は、本発明の実施の形態２に係る無線送信装置３００の構成を示すブロック図である。無線送信装置３００は、実施の形態１に示した無線送信装置１００（図１１参照）と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。
無線送信装置３００は、循環シフト部３０１をさらに具備する点において、無線送信装置１００と相違する。
循環シフト部３０１は、ＬＢ長のＣＡＺＡＣ系列および循環シフト量が入力され、ＬＢ長のＣＡＺＡＣ系列を循環シフト量ずつ循環的にシフトして、複数のＬＢ長の循環シフトＣＡＺＡＣ系列を生成し、パイロット系列として変調部１０４に出力する。
図２０は、循環シフト部３０１の動作を説明するための図である。ここで、循環シフト量は、システム設計時に予め決められた所定値であり、具体的には無線送信装置３００から送信された信号が無線受信装置に到達するまでの最大遅延時間より決まる。１つのＣＡＺＡＣ系列から生成される循環シフトＣＡＺＡＣ系列の数Ｍは、下記の式（１）に従い求められる。
Ｍ＝ＣＡＺＡＣ長／循環シフト量 …（１）
図２０に示すように、循環シフト部３０１は、同一のＣＡＺＡＣ長のＣＡＺＡＣ系列を循環シフト量ずつ循環的にシフトしてＭ個の循環シフトＣＡＺＡＣ系列を生成する。同一のＬＢ長のＣＡＺＡＣ系列から生成されるＭ個のＬＢ長の循環シフトＣＡＺＡＣ系列はすべて直交する。すなわち循環シフトＣＡＺＡＣ系列＃１、循環シフトＣＡＺＡＣ系列＃２、…、循環シフトＣＡＺＡＣ系列＃Ｍの互いの相互相関値はゼロである。従って、このＭ個のＬＢ長の循環シフトＣＡＺＡＣ系列をパイロット系列として用いて、Ｍより少ない数の複数の無線送信装置３００からのパイロット系列を多重する場合、パイロット系列間でのコード間干渉を小さくでき、無線受信装置の受信性能が向上する。
図２１は、本実施の形態の効果を説明するための図である。図２１Ａは、ＳＢ長の循環シフトＣＡＺＡＣ系列からＳＢ長のパイロットブロックを生成する場合を示す図である。図２１Ｂは、本実施の形態において、実施の形態１記載のパイロット生成方法をＣＡＺＡＣ系列に適用し、ＬＢ長の循環シフトＣＡＺＡＣ系列からＳＢ長のパイロットブロックを生成する場合を示す図である。本実施の形態においては、ＬＢ長の１つの循環シフトＣＡＺＡＣ系列からＳＢ長の複数のパイロットブロックを生成して伝送するため、パイロット系列としてより長いＬＢ長のＣＡＺＡＣ系列を用いることができる。よって、本実施の形態によれば、上式（１）により求められる循環シフトＣＡＺＡＣ系列の数はより多くなり、よって、循環シフトＣＡＺＡＣ系列からなるパイロット系列をより多く多重することができる。
このように、本実施の形態によれば、より長いＣＡＺＡＣ系列から生成される循環シフトＣＡＺＡＣ系列をパイロット系列として用いるため、パイロット系列間干渉を抑えつつ、より多くの無線送信装置からのパイロット系列を多重することができる。
なお、本実施の形態では、１つの循環シフトＣＡＺＡＣ系列から生成される一連の複数のパイロットブロックを１サブフレームに配置して伝送する場合を例にとって説明したが、上記一連の複数のパイロットブロックを複数サブフレームに配置して伝送しても良い。これにより、さらに長いＣＡＺＡＣ系列を用いることができ、より多くの無線送信装置からのパイロット系列を多重することができる。図２２Ａは、１つのＬＢ長のＣＡＺＡＣ系列から生成される一連の２つのＳＢ長のパイロットブロックを１つのサブフレームに配置する場合を示す図であり、図２２Ｂは、１つの２ＬＢ長のＣＡＺＡＣ系列から生成される一連の４つのＳＢ長のパイロットブロックを２つのサブフレームに渡って配置する場合を示す図である。図２２Ｂの場合には、１つの循環シフトＣＡＺＡＣ系列から生成される一連の複数のパイロットブロックを２つのサブフレームに渡って配置する。これにより、循環シフトＣＡＺＡＣ系列の長さを図２２Ａの場合の２倍に増加することができ、、図２２Ａの場合の２倍の数の無線送信装置からのパイロット系列を多重することができる。
また、本実施の形態では、パイロット系列として循環シフトＣＡＺＡＣを用いる場合を例にとって説明したが、これに限定されず、例えば、パイロット系列として循環シフトＷａｌｓｈ系列を用いても良い。循環シフトＷａｌｓｈ系列は、ＣＡＺＡＣ系列同様、同一のＷａｌｓｈ系列をシフトさせて得ることができる。また、Ｗａｌｓｈ系列は、ＣＡＺＡＣ系列同様、自己相関特性に優れ、同一のＷａｌｓｈ系列をシフトさせて得られる循環シフトＷａｌｓｈ系列間の相互相関はゼロになる一方、循環シフトＷａｌｓｈ系列の基となるＷａｌｓｈ系列間では、相互相関は比較的小さいもののゼロとはならない。よって、本実施の形態において、ＣＡＺＡＣ系列に代えてＷａｌｓｈ系列を用いても、上記同様の作用、効果を得ることができる。
（実施の形態３）
図２３は、本発明の実施の形態３に係る無線受信装置４００の構成を示すブロック図である。無線受信装置４００は、実施の形態１に示した無線受信装置２００（図１８参照）と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。
無線受信装置４００は、結合決定部４０１をさらに具備する点において、無線受信装置２００と相違する。なお、無線受信装置４００の結合部４０７と、無線受信装置２００の結合部２０７とは処理の一部に相違点があり、それを示すために異なる符号を付す。
結合決定部４０１は、ＣＰ除去部２０６から入力されるパイロットブロックを用いて最大ドップラー周波数を推定し、推定された最大ドップラー周波数に基づき、結合部４０７におけるパイロットブロックの結合処理を行うか否かを決定する。結合決定部４０１においては、パイロットブロックの所定周期当たりの位相変動量をもとに最大ドップラー周波数を推定する。そして、結合決定部４０１は、最大ドップラー周波数が閾値以上、例えば２００Ｈｚ以上である場合は、結合部４０７におけるパイロットブロックの結合処理を行わないと決定し、最大ドップラー周波数が閾値未満、例えば２００Ｈｚ未満の場合は、結合部４０７におけるパイロットブロックの結合処理を行うと決定する。結合決定部４０１は、結合決定結果（結合処理を行わない場合：‘０’、結合処理を行う場合：‘１’）、およびＣＰ除去部２０６から入力されたパイロットブロックを結合部４０７に出力する。
結合部４０７は、結合決定部４０１から入力される結合決定結果が‘１’である場合、結合決定部４０１から入力される複数のパイロットブロックを結合してパイロット系列を生成し、ＦＦＴ部２０８に出力する。一方、結合決定部４０１から入力される結合決定結果が‘０’である場合、結合部４０７は、結合決定部４０１から入力される複数のパイロットブロックを結合せず、直接ＦＦＴ部２０８に出力する。
このように、本実施の形態によれば、送信フォーマットを変えず、伝搬環境に応じてチャネル推定の仕方を切替ることができ、チャネル推定の精度を向上させることができる。すなわち、最大ドップラー周波数が閾値以上である場合に結合前のパイロットブロックを用いてチャネル推定を行うことによって時間フェージング変動に追従することができ、最大ドップラー周波数が閾値未満である場合に結合後のパイロット系列を用いてチャネル推定を行うことによってパイロットのサブキャリア間隔とデータのサブキャリア間隔とを等しくすることができる。
以上、本発明の各実施の形態について説明した。
本発明に係る無線送信装置は、移動体通信システムにおける通信端末装置に搭載することが可能であり、本発明に係る無線受信装置は、移動体通信システムにおける基地局装置に搭載することが可能である。これにより上記と同様の作用効果を有する通信端末装置、基地局装置、および移動体通信システムを提供することができる。
なお、上記説明で用いたサブフレームは、例えばタイムスロットやフレーム等、他の送信時間単位であってもよい。また、上記説明で用いたＣＰはガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）と称されることもある。また、基地局装置はNode B、通信端末装置は移動局装置またはUEと称されることがある。
また、ここでは、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明をソフトウェアで実現することも可能である。例えば、本発明に係るパイロット生成方法のアルゴリズムをプログラミング言語によって記述し、このプログラムをメモリに記憶しておいて情報処理手段によって実行させることにより、本発明に係る無線送信装置と同様の機能を実現することができる。
また、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されても良いし、一部または全てを含むように１チップ化されても良い。
また、ここではＬＳＩとしたが、集積度の違いによって、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩ等と呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラム化することが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続もしくは設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。
さらに、半導体技術の進歩または派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。バイオ技術の適応等が可能性としてあり得る。
２００６年６月２３日出願の特願２００６−１７４４８５の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
本発明に係る無線送信装置、無線受信装置、およびパイロット生成方法は、周波数領域等化を行う無線通信等の用途に適用することができる。
本発明は、無線送信装置、無線受信装置、およびパイロット生成方法に関する。
現在、3GPP RAN LTE(Long Term Evolution)では、上り回線および下り回線ともに周波数領域等化シングルキャリア伝送(SC-FDE：Single Carrier with Frequency Domain Equalization)を行うことが検討されている。周波数領域等化シングルキャリア伝送を行う通信システムにおいては、マルチパスによるブロック間干渉を防ぐため、図１に示すように、送信されるデータブロックの後端の一部をサイクリックプリフィックス(ＣＰ：Cyclic Prefix)としてデータブロックの先頭に付加して信号を生成する。このように生成された信号は送信側から送信され、伝搬路中で直接波と遅延波とが合成されて受信側に到達する。受信側では、受信された信号に対してタイミング同期処理を行い、ＣＰ部分を除去し、ＣＰ部分が除去された直接波のブロックの先頭から１ブロック長の信号を抽出する。抽出された信号は、周波数軸上で波形歪みの等化処理(周波数領域等化)を施され復調される。
より具体的には、3GPP RAN LTEでは、上り回線において、図２に示すような送信フォーマットを用いて、周波数領域等化シングルキャリア伝送を行うことが検討されている（例えば、非特許文献１参照）。図２に示す送信フォーマットにおいて、１つのサブフレームはブロック長の異なる２種のブロック、ＬＢ(Long Block)およびＳＢ(Short Block)からなる。ここでは、１サブフレームが６個のＬＢ（ＬＢ＃１〜ＬＢ＃６）および２個のＳＢ（ＳＢ＃１〜ＳＢ＃２）からなる場合を例に挙る。ＬＢ長はＳＢ長の２倍であり、ＬＢにはデータ系列が配置され、ＳＢにはデータ復調用のパイロット系列が配置される。すなわち、ここでのパイロット系列の長さはＳＢ長と同一である。図２に示すように、各ＬＢの先頭には当該ＬＢの後端の一部がコピーされＣＰとして付加される。また、各ＳＢの先頭には当該ＳＢの後端の一部がコピーされＣＰとして付加される。
図３は、図２に示した送信フォーマットを詳細に示す図である。図３を用いて、送信装置がパイロット系列を送信する方法、および受信装置がパイロット系列に基づき、データ復調用のチャネル推定値を算出する方法について説明する。送信装置で送信するパイロット系列の長さは上記のようにＳＢ長と同一であり、１サブフレームにおいて、ＳＢ長のパイロット系列がＳＢ＃１およびＳＢ＃２それぞれに配置される。そして、ＳＢ＃１およびＳＢ＃２それぞれの後端の一部がＣＰとして各ＳＢの先頭にコピーされる。受信装置でのチャネル推定値の算出においては、ＳＢ長がＬＢ長より短いことに起因して（ここではＬＢ長＝２×ＳＢ長）、図４に示すように、ＳＢに配置されたパイロット系列のサブキャリア間隔（Δf_pilot）がＬＢに配置されたデータ系列のサブキャリア間隔（Δf_data）より大きくなる（ここではΔf_pilot＝２×Δf_data）。このため、パイロット系列のサブキャリア間隔で求めたチャネル推定値を周波数軸上で補間して、データ系列のサブキャリア間隔に対応するチャネル推定値を算出する必要がある。
3GPP TR25.814 V7.0.0(2006-06)
しかしながら、周波数選択性フェージングが大きい場合またはDistributed-ＦＤＭＡ方式を用いる場合等には、パイロット系列のサブキャリア間隔がさらに大きくなるため、上記のパイロット系列送信方法およびチャネル推定値算出方法ではチャネル推定値の周波数軸上での補間精度が悪くなり、受信特性が劣化するという問題がある。チャネル推定値の周波数軸上での補間精度が悪くなる理由は、相関帯域幅がパイロット系列のサブキャリア
間隔に比べ小さくなり、パイロット系列のサブキャリア間隔内においてチャネル推定値の位相変動および振幅変動が大きくなるためである。
パイロット系列のサブキャリア間隔とデータ系列のサブキャリア間隔との相違により生じるチャネル推定値の周波数軸上での補間精度の劣化を防止するために、パイロットブロックのブロック長をデータブロックのブロック長に合わせることが考えられる。より具体的には、図５に示すように、１サブフレームに含まれるパイロットブロックの数を維持したまま、パイロットブロックをデータブロックに合わせてＬＢとすることが考えられる。しかし、このような送信フォーマットでは、パイロットが過剰となり、パイロットのオーバヘッドが増加し、その増加分だけデータの伝送レートが低下してしまう。
そこで、パイロットのオーバヘッドを減少するために、図６に示すように、１サブフレームにＬＢ長の１つのパイロットブロックを含むようにすることが考えられる。しかし、このような送信フォーマットでは、１サブフレームに含まれるパイロットブロックの数が減少したことにより、時間軸方向でのフェージング変動に追従できなくなり、その結果チャネル推定精度が劣化してしまう。
そこで、パイロット系列のサブキャリア間隔とデータ系列のサブキャリア間隔とを等しくしつつ、時間軸方向のフェージング変動にも追従できるようにするために、図７Ａ、図７Ｂに示すように、パイロット系列長をデータ系列長と等しくＬＢ長とし、ＬＢ長のパイロット系列をＳＢ＃１およびＳＢ＃２に分割して送信することが考えられる。図７Ａは、ＬＢ長のパイロット系列を示す図である。図７Ｂは、ＬＢ長のパイロット系列をＳＢ＃１およびＳＢ＃２に分割し、ＳＢ＃１およびＳＢ＃２それぞれの先頭にＣＰを付加した場合を示す図である。
ＣＰが付加されたＳＢ＃１およびＳＢ＃２それぞれがマルチパスを経由して受信側に受信されると、受信信号は図７Ｃに示すようになる。図７Ｃにおいて、点線の上方のＳＢ＃１およびＳＢ＃２はそれぞれ直接波を示し、点線の下方のＳＢ＃１およびＳＢ＃２はそれぞれ遅延波を示す。
そして、図７Ｄは、受信側において、図７Ｃに示した直接波のＣＰが除去された後、直接波のＳＢ＃１およびＳＢ＃２の先頭を基準にそれぞれＳＢ長の信号が抽出され、結合されて得られるＬＢ長のパイロット系列を示す。
上記図７Ａ〜図７Ｄをより具体的に示すと図８Ａ〜図８Ｄのようになる。図８Ａ〜図８Ｄでは、ＬＢ長のパイロット系列が１０ビットからなる場合を例に挙げ、パイロット系列の各ビットを‘１’〜‘１０’の数字で表す。
図８Ａは、‘１’〜‘１０’という１０ビットからなるＬＢ長のパイロット系列を示す。
図８Ｂは、１０ビットからなるＬＢ長のパイロット系列を２分割して得られるＳＢ＃１およびＳＢ＃２を示す。ここで、ＳＢ＃１は‘１’〜‘５’という５ビットからなり、ＳＢ＃２は‘６’〜‘１０’という５ビットからなる。なお、ＳＢ＃１の後端の‘４’および‘５’という２ビットがＳＢ＃１の先頭にＣＰとしてコピーされ、ＳＢ＃２の後端の‘９’および‘１０’という２ビットがＳＢ＃２の先頭にＣＰとしてコピーされる。
ＣＰが付加されたＳＢ＃１およびＳＢ＃２がマルチパスを経由して、受信側において受信される場合、受信信号は図８Ｃのようになる。図８Ｃにおいて、点線上方のＳＢ＃１およびＳＢ＃２はそれぞれ直接波を示し、点線下方のＳＢ＃１およびＳＢ＃２はそれぞれ遅
延波を示す。図８Ｃにおいては、遅延波が直接波より１ビット遅れる場合を例に挙げる。
図８Ｄは、受信側において、図８Ｃに示す直接波のＣＰが除去された後、直接波のＳＢ＃１およびＳＢ＃２の先頭を基準にそれぞれＳＢ長＝５ビットの信号が抽出され、結合されて得られる１０ビットのパイロット系列を示す。図８Ｄに示すように、直接波は‘１’〜‘１０’という連続な１０ビットとなる一方、遅延波は‘５’、‘１’、‘２’、‘３’、‘４’、‘１０’、‘６’、‘７’、‘８’、‘９’と、‘５’と‘１０’の箇所において不連続な１０ビットとなる。
そして、受信側がこのように不連続になったパイロット系列を用いてＦＦＴ(Fast Fourier Transform)処理、周波数領域等化処理、および復調処理を行うと、チャネル推定精度および受信特性が劣化する。
本発明の目的は、上記課題を解決し、チャネル推定精度および受信特性を向上することができる無線送信装置、無線受信装置、およびパイロット生成方法を提供することである。
本発明の無線送信装置は、１つのパイロット系列から一連の複数のパイロットブロックを生成する生成手段と、前記複数のパイロットブロックを送信する送信手段と、を具備し、前記生成手段は、前記一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を循環的に他のパイロットブロックのサイクリックプリフィックスとする、構成を採る。
本発明によれば、チャネル推定精度および受信特性を向上することができる。
まず、図９を用いて本発明の動作原理について説明する。以下の説明では、図２に示すような3GPP RAN LTEの上り回線における送信フォーマットを例にとり、データブロックがＬＢである場合を例に挙げ説明する。
本発明においては、１つのパイロット系列から、各パイロットブロックの後端部分を循環的に他のパイロットブロックのＣＰとする一連の複数のパイロットブロックを生成する。すなわち、本発明では、１つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を次のパイロットブロックのＣＰとするとともに、最後のパイロットブロックの後端部分を最初のパイロットブロックのＣＰとする。
より具体的には、本発明では、図９Ａ、図９Ｂに示すように、ＬＢ長の１つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイロットブロックＳＢ＃１、ＳＢ＃２において、ＳＢ＃１の後端部分をＳＢ＃２のＣＰとするとともに、ＳＢ＃２の後端部分をＳＢ＃１のＣＰとする。
図９Ｂに示すようなＣＰが付加されたＳＢ＃１およびＳＢ＃２それぞれがマルチパスを経由して受信側に受信されると、受信信号は図９Ｃに示すようになる。図９Ｃにおいて、点線の上方のＳＢ＃１およびＳＢ＃２はそれぞれ直接波を示し、点線の下方のＳＢ＃１およびＳＢ＃２はそれぞれ遅延波を示す。
そして、図９Ｄに、受信側において、図９Ｃに示した直接波のＣＰが除去された後、直接波のＳＢ＃１およびＳＢ＃２の先頭を基準にそれぞれＳＢ長の信号が抽出され、結合されて得られるＬＢ長のパイロット系列を示す。
上記図９Ａ〜図９Ｄをより具体的に示すと図１０Ａ〜図１０Ｄのようになる。図１０Ａ〜図１０Ｄでは、上記同様、ＬＢ長のパイロット系列が１０ビットからなる場合を例に挙げ、パイロット系列の各ビットを‘１’〜‘１０’の数字で表す。
図１０Ａは、‘１’〜‘１０’という１０ビットからなるＬＢ長のパイロット系列を示す。
図１０Ｂは、１０ビットからなるＬＢ長のパイロット系列を２分割して得られるＳＢ＃１およびＳＢ＃２を示す。ここで、ＳＢ＃１は‘１’〜‘５’という５ビットからなり、ＳＢ＃２は‘６’〜‘１０’という５ビットからなる。なお、ＳＢ＃１の後端の‘４’および‘５’という２ビットがＳＢ＃２の先頭にＣＰとしてコピーされ、ＳＢ＃２の後端の‘９’および‘１０’という２ビットがＳＢ＃１の先頭にＣＰとしてコピーされる。
ＣＰが付加されたＳＢ＃１およびＳＢ＃２がマルチパスを経由して、受信側において受信される場合、受信信号は図１０Ｃのようになる。図１０Ｃにおいて、点線上方のＳＢ＃１およびＳＢ＃２はそれぞれ直接波を示し、点線下方のＳＢ＃１およびＳＢ＃２はそれぞれ遅延波を示す。図１０Ｃにおいては、上記同様、遅延波が直接波より１ビット遅れる場合を例に挙げる。
図１０Ｄは、受信側において、図１０Ｃに示す直接波のＣＰが除去された後、直接波のＳＢ＃１およびＳＢ＃２の先頭を基準にそれぞれＳＢ長＝５ビットの信号が抽出され、結合されて得られる１０ビットのパイロット系列を示す。図１０Ｄに示すように、直接波は‘１’〜‘１０’という連続な１０ビットとなり、また、遅延波も‘１０’、‘１’、‘２’、‘３’、‘４’、‘５’、‘６’、‘７’、‘８’、‘９’という連続な１０ビットとなる。
以下、上記動作原理に基づく本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
図１１は、本発明の実施の形態１に係る無線送信装置１００の構成を示すブロック図である。
符号化部１０１は、ＬＢ長のブロック毎に入力されるデータ系列に対し、ターボ(Turbo)符号化などの誤り訂正符号化を施し、変調部１０２に出力する。
変調部１０２は、誤り訂正符号化後のデータ系列に対し、ＰＳＫ変調(Phase Shift Keying)またはＱＡＭ変調(Quadrature Amplitude Modulation)などの変調処理を施し、ＣＰ付加部１０３に出力する。
ＣＰ付加部１０３は、変調後のデータ系列の後端部分をそのデータ系列の先頭に付加し、多重化部１０６に出力する。
一方、変調部１０４は、データブロックの長さと同じ長さのＬＢ長のパイロット系列に対し、ＰＳＫ変調またはＱＡＭ変調などの変調処理を施し、パイロット生成部１０５に出力する。
パイロット生成部１０５は、変調後のＬＢ長のパイロット系列から、各パイロットブロックの後端部分を、循環的に他のパイロットブロックのＣＰとする一連の複数のパイロットブロックを生成し、多重化部１０６に出力する。パイロット生成部１０５の内部構成および詳細な動作については後述する。
多重化部１０６は、ＣＰ付加部１０３から入力されるＣＰ付きの複数のデータ系列と、パイロット生成部１０５から入力されるＣＰ付きの複数のパイロットブロックとを時間多重し、得られる多重信号を無線送信部１０７に出力する。
無線送信部１０７は、多重信号に対し、Ｄ／Ａ変換、増幅、およびアップコンバートなどの無線送信処理を行い、送信アンテナ１０８を介し送信する。
以下、２つのパイロット生成例を用いて、パイロット生成部１０５の内部構成および詳細な動作を説明する。以下のパイロット生成例ではいずれも、１つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を循環的に他のパイロットブロックのＣＰとする。すなわち、以下のパイロット生成例ではいずれも、１つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を次のパイロットブロックのＣＰとするとともに、最後のパイロットブロックの後端部分を最初のパイロットブロックのＣＰとする。
＜パイロット生成例１＞
本生成例では、パイロット生成部１０５は、１つのＬＢ長のパイロット系列を一連の複
数のＳＢ長のパイロットブロックに分割し、各パイロットブロックの後端部分をＣＰとして次のパイロットブロックの先頭に付加するとともに、最後のパイロットブロックの後端部分をＣＰとして最初のパイロットブロックの先頭に付加する。
図１２は、パイロット生成例１に係るパイロット生成部１０５の内部構成を示すブロック図である。
図１２に示すように、本生成例に係るパイロット生成部１０５は、分割部１５１およびＣＰ付加部１５２を備える。
分割部１５１は、変調後のＬＢ長のパイロット系列を、一連の複数のＳＢ長のパイロットブロックに分割し、ＣＰ付加部１５２に出力する。
ＣＰ付加部１５２は、分割後の各パイロットブロックの先頭にそれぞれＣＰを付加し、多重化部１０６に出力する。
図１３は、図１２に示すパイロット生成部１０５の動作を説明するための図である。この図においては、パイロット生成部１０５が１つのＬＢ長のパイロット系列を２つのＳＢ長のパイロットブロックに分割する場合を例に挙げ説明する。
図１３に示すように、分割部１５１に入力されるパイロット系列の長さはＬＢ長である。分割部１５１は、入力されるＬＢ長のパイロット系列を２つのＳＢ長のパイロットブロックＳＢ＃１およびＳＢ＃２に分割し、ＣＰ付加部１５２に出力する。ＣＰ付加部１５２は、パイロットブロックＳＢ＃１の後端部分をＣＰとしてパイロットブロックＳＢ＃２の先頭に付加し、パイロットブロックＳＢ＃２の後端部分をＣＰとしてパイロットブロックＳＢ＃１の先頭に付加する。これにより、先頭にそれぞれＣＰが付加されたパイロットブロックＳＢ＃１、ＳＢ＃２が得られる。
なお、１つのＬＢ長のパイロット系列を複数Ｎ個のＳＢ長のパイロットブロックに分割する場合は図１４に示すようになる。
すなわち、分割部１５１は、入力されるＬＢ長のパイロット系列をＮ個のＳＢ長のパイロットブロックＳＢ＃１、ＳＢ＃２、…、ＳＢ＃（Ｎ−１）、ＳＢ＃Ｎに分割し、ＣＰ付加部１５２は、パイロットブロックＳＢ＃１から順に、各パイロットブロックの後端部分をＣＰとして次のパイロットブロックの先頭に付加する。つまり、ＣＰ付加部１５２は、パイロットブロックＳＢ＃ｎ（ｎはｎ＞０の整数）の後端部分をＣＰとして、パイロットブロックＳＢ＃（ｎ＋１）の先頭に付加する。そして、ＣＰ付加部１５２は、最後のパイロットブロックＳＢ＃Ｎの後端部分をＣＰとして、最初のパイロットブロックＳＢ＃１の先頭に付加する。
＜パイロット生成例２＞
本生成例では、パイロット生成部１０５は、まず、１つのＬＢ長のパイロット系列の後端部分をそのパイロット系列の先頭に付加した信号系列を生成する。次いで、生成された信号系列の先頭から順にＳＢ長間隔の各位置を起点として、ＣＰ長とＳＢ長とを加算した長さの複数のブロックを抽出する。このように抽出された複数のブロックは、先頭にＣＰがそれぞれ付加された一連の複数のＳＢ長のパイロットブロックとなる。
図１５は、パイロット生成例２に係るパイロット生成部１０５の内部構成を示すブロック図である。
図１５に示すように、本生成例に係るパイロット生成部１０５は、ＣＰ付加部１５３および抽出部１５４を備える。
ＣＰ付加部１５３は、変調後のＬＢ長のパイロット系列の後端部分をそのパイロット系列の先頭に付加し、得られる信号系列を抽出部１５４に出力する。
抽出部１５４は、ＣＰ付加部１５３から入力される信号系列から、先頭にＣＰが付加された一連の複数のＳＢ長のパイロットブロックを抽出し、多重化部１０６に出力する。
図１６は、図１５に示すパイロット生成部１０５の動作を説明するための図である。この図においては、イロット生成部１０５が１つのＬＢ長のパイロット系列から２つのＳＢ長のパイロットブロックを抽出する場合を例に挙げ説明する。
図１６に示すように、ＣＰ付加部１５３に入力されるパイロット系列の長さはＬＢ長である。ＣＰ付加部１５３は、入力されるＬＢ長のパイロット系列の後端部分をそのパイロット系列の先頭に付加した信号系列を生成する。抽出部１５４は、その信号系列の先頭を第１の起点Ｓｐ＃１と決定するとともに、その先頭からＳＢ長の距離にある位置を次の起点Ｓｐ＃２と決定する。そして抽出部１５４は、Ｓｐ＃１およびＳｐ＃２それぞれを起点として、ＣＰ長とＳＢ長とを加算した長さ毎の２つの信号系列＃１、信号系列＃２を抽出する。抽出された２つの信号系列＃１、＃２はそれぞれ、先頭にＣＰが付加されたパイロットブロックＳＢ＃１、ＳＢ＃２となる。つまり、本生成例によっても、パイロット生成例１同様、先頭にそれぞれＣＰが付加されたパイロットブロックＳＢ＃１、ＳＢ＃２が得られる。
なお、１つのＬＢ長のパイロット系列から複数Ｎ個のＳＢ長のパイロットブロックを抽出する場合は図１７に示すようになる。
すなわち、ＣＰ付加部１５３は、入力されるＬＢ長のパイロット系列の後端部分をそのパイロット系列の先頭に付加した信号系列を生成する。抽出部１５４は、信号系列の先頭を第１の起点Ｓｐ＃１と決定するとともに、その先頭から順にＳＢ長毎の位置を順次、起点Ｓｐ＃２〜Ｓｐ＃Ｎと決定する。そして、抽出部１５４は、Ｓｐ＃１〜Ｓｐ＃Ｎそれぞれを起点として、ＣＰ長とＳＢ長とを加算した長さ毎のＮ個の信号系列を抽出する。抽出されたＮ個の信号系列はそれぞれ、先頭にＣＰが付加されたパイロットブロックＳＢ＃１〜ＳＢ＃Ｎとなる。
以上、２つのパイロット生成例について説明した。
そして、上記のように生成されたパイロットブロックは、図２に示すような3GPP RAN LTEの上り回線における送信フォーマットに従って、多重化部１０６においてデータブロックと多重され、送信アンテナ１０８を介して送信される。
次いで、図１１に示す無線送信装置１００から送信された多重信号を受信する無線受信装置２００について説明する。図１８は、本実施の形態に係る無線受信装置２００の構成を示すブロック図である。
無線受信部２０２は、無線送信装置１００から送信された多重信号を、受信アンテナ２０１を介して受信し、ダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換等の無線受信処理を施し、分離部２０３に出力する。
分離部２０３は、多重信号を、図２に示す送信フォーマットに基づき、先頭にＣＰが付
加されたデータブロック（ＬＢ＃１〜＃６）と先頭にＣＰが付加されたパイロットブロック（ＳＢ＃１、ＳＢ＃２）とに分離して、データブロックをＣＰ除去部２０４に出力し、パイロットブロックをＣＰ除去部２０６に出力する。
ＣＰ除去部２０４は、同期タイミングに基づき直接波のデータブロックの先頭に付加されたＣＰを除去し、ＬＢ長のデータ系列としてＦＦＴ部２０５に出力する。
ＦＦＴ部２０５は、ＬＢ長のデータ系列に対しＦＦＴ処理を施し、データ系列の複数の周波数成分を周波数領域等化部２１０に出力する。
一方、ＣＰ除去部２０６は、同期タイミングに基づき直接波のパイロットブロックの先頭に付加されたＣＰを除去し、結合部２０７に出力する。
結合部２０７は、ＳＢ長の複数のパイロットブロック（ここでは、ＳＢ＃１、＃２の２つ）を結合してＬＢ長のパイロット系列を生成し、ＦＦＴ部２０８に出力する。
ＦＦＴ部２０８は、ＬＢ長のパイロット系列に対しＦＦＴ処理を施し、パイロット系列の複数の周波数成分をチャネル推定部２０９に出力する。
チャネル推定部２０９は、標準のパイロット系列の周波数成分を、ＦＦＴ部２０８から入力されるパイロット系列の周波数成分で除算することにより、各周波数成分での伝搬路の周波数応答を求め、それらの周波数応答をチャネル推定値として周波数領域等化部２１０に出力する。
周波数領域等化部２１０は、チャネル推定部２０９から入力されるチャネル推定値を用いてデータ系列の周波数成分に対して周波数軸上で等化を行って、フェージングまたはマルチパスの影響により生じた歪みを補正し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform)部２１１に出力する。
ＩＦＦＴ部２１１は、周波数領域等化後のデータ系列に対しＩＦＦＴ処理を施し、周波数成分に分解されていたデータ系列を時間領域のデータ系列に変換して復調部２１２に出力する。
復調部２１２は、時間領域のデータ系列に対し復調処理を施して復号部２１３に出力する。
復号部２１３は、復調後のデータ系列に対してターボ復号等の誤り訂正を行い、受信データを得る。
このように、無線送信装置１００は、１つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を循環的に他のパイロットブロックのＣＰとするため、無線受信装置２００において得られるパイロット系列の遅延波は連続する。従って、このパイロット系列を用いてＦＦＴ処理、周波数領域等化処理、および復調処理を行うと、チャネル推定精度の劣化および周波数領域での受信特性の劣化を防止することができる。
また、無線送信装置１００は１サブフレームにおいて複数のパイロットブロックを送信するため、無線受信装置２００は、時間軸方向でのフェージング変動に追従しながら信号を受信することができる。
また、無線送信装置１００は、１つのパイロット系列から一連の複数のＳＢ長のパイロットブロックを生成して無線受信装置２００に送信し、無線受信装置２００は、受信された複数のパイロットブロックを結合して得られるパイロット系列を用いて周波数領域等化を行う。従って、本実施の形態によれば、１サブフレームに含まれるパイロットブロックの数およびパイロットブロックの長さを変えずに（すなわち、データの伝送レートを低下させずに）パイロット系列の長さを増加させて、パイロット系列の長さをデータブロックの長さに近づけることができる。従って、パイロット系列のサブキャリア間隔をデータ系列のサブキャリア間隔に近づけることができ、無線受信装置２００でのチャネル推定値の周波数軸上での補間精度を向上することができる。
さらに、パイロット系列の長さをデータブロックの長さに一致させることにより、パイロット系列のサブキャリア間隔とデータ系列のサブキャリア間隔とを等しくすることができる。従って、パイロット系列のサブキャリア間隔で求めたチャネル推定値を直接、データ系列に適用することができる。よって、パイロット系列の長さをデータブロックの長さに一致させることにより、チャネル推定値の周波数軸上での補間が不要となるため、受信特性をさらに向上することができる。
このようにして、本実施の形態によれば、チャネル推定精度および受信特性を向上することができる。
なお、本実施の形態では、１つのパイロット系列から生成された一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を循環的に他のパイロットブロックのＣＰとする場合を例にとって説明したが、本実施の形態に係るＣＰ付加方法はデータ系列に適用しても良い。かかる場合、１つのデータ系列から生成された一連の複数のデータブロックにおいて、各データブロックの後端部分を循環的に他のデータブロックのＣＰとすれば良い。
また、本実施の形態では、１つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイロットブロックを１つのサブフレームに配置する場合を例にとって説明したが、これに限定されず、上記の一連の複数のパイロットブロックを複数のサブフレームに渡って配置しても良い。
（実施の形態２）
本実施の形態においては、パイロット系列として、ＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を循環的にシフトして生成される循環シフトＣＡＺＡＣ(Cyclic Shift Based ＣＡＺＡＣ)系列を用いる。１つのＣＡＺＡＣ系列から生成される複数の循環シフトＣＡＺＡＣ系列は、複数の無線送信装置それぞれに割り当てられる。
ここで、ＣＡＺＡＣ系列の特徴としては、自己相関特性に優れ、また、同一のＣＡＺＡＣ系列をシフトさせて得られる循環シフトＣＡＺＡＣ系列間の相互相関はゼロになる。従って、循環シフトＣＡＺＡＣ系列をパイロット系列として用いることにより、複数の無線送信装置それぞれからのパイロット系列間での干渉を抑えつつ、複数のパイロット系列を多重して送信することができる。
一方で、必要な多重数（つまり、パイロット系列を同時送信する無線送信装置数）が同一のＣＡＺＡＣ系列から得られる循環シフトＣＡＺＡＣ系列の数を超える場合は、複数の異なるＣＡＺＡＣ系列を用いる必要が生じる。
しかし、循環シフトＣＡＺＡＣ系列の基となるＣＡＺＡＣ系列間では、相互相関が比較的小さいものの、完全には直交せずゼロにはならない。よって、ＣＡＺＡＣ系列の長さを
より長くし、１つのＣＡＺＡＣ系列から得られる循環シフトＣＡＺＡＣ系列の数を増加させることが望ましい。
そこで、本実施の形態では、以下のようにして、実施の形態１記載のパイロット生成方法をＣＡＺＡＣ系列に対して適用する。
図１９は、本発明の実施の形態２に係る無線送信装置３００の構成を示すブロック図である。無線送信装置３００は、実施の形態１に示した無線送信装置１００（図１１参照）と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。
無線送信装置３００は、循環シフト部３０１をさらに具備する点において、無線送信装置１００と相違する。
循環シフト部３０１は、ＬＢ長のＣＡＺＡＣ系列および循環シフト量が入力され、ＬＢ長のＣＡＺＡＣ系列を循環シフト量ずつ循環的にシフトして、複数のＬＢ長の循環シフトＣＡＺＡＣ系列を生成し、パイロット系列として変調部１０４に出力する。
図２０は、循環シフト部３０１の動作を説明するための図である。ここで、循環シフト量は、システム設計時に予め決められた所定値であり、具体的には無線送信装置３００から送信された信号が無線受信装置に到達するまでの最大遅延時間より決まる。１つのＣＡＺＡＣ系列から生成される循環シフトＣＡＺＡＣ系列の数Ｍは、下記の式（１）に従い求められる。
Ｍ＝ＣＡＺＡＣ長／循環シフト量 …（１）
図２０に示すように、循環シフト部３０１は、同一のＣＡＺＡＣ長のＣＡＺＡＣ系列を循環シフト量ずつ循環的にシフトしてＭ個の循環シフトＣＡＺＡＣ系列を生成する。同一のＬＢ長のＣＡＺＡＣ系列から生成されるＭ個のＬＢ長の循環シフトＣＡＺＡＣ系列はすべて直交する。すなわち循環シフトＣＡＺＡＣ系列＃１、循環シフトＣＡＺＡＣ系列＃２、…、循環シフトＣＡＺＡＣ系列＃Ｍの互いの相互相関値はゼロである。従って、このＭ個のＬＢ長の循環シフトＣＡＺＡＣ系列をパイロット系列として用いて、Ｍより少ない数の複数の無線送信装置３００からのパイロット系列を多重する場合、パイロット系列間でのコード間干渉を小さくでき、無線受信装置の受信性能が向上する。
図２１は、本実施の形態の効果を説明するための図である。図２１Ａは、ＳＢ長の循環シフトＣＡＺＡＣ系列からＳＢ長のパイロットブロックを生成する場合を示す図である。図２１Ｂは、本実施の形態において、実施の形態１記載のパイロット生成方法をＣＡＺＡＣ系列に適用し、ＬＢ長の循環シフトＣＡＺＡＣ系列からＳＢ長のパイロットブロックを生成する場合を示す図である。本実施の形態においては、ＬＢ長の１つの循環シフトＣＡＺＡＣ系列からＳＢ長の複数のパイロットブロックを生成して伝送するため、パイロット系列としてより長いＬＢ長のＣＡＺＡＣ系列を用いることができる。よって、本実施の形態によれば、上式（１）により求められる循環シフトＣＡＺＡＣ系列の数はより多くなり、よって、循環シフトＣＡＺＡＣ系列からなるパイロット系列をより多く多重することができる。
このように、本実施の形態によれば、より長いＣＡＺＡＣ系列から生成される循環シフトＣＡＺＡＣ系列をパイロット系列として用いるため、パイロット系列間干渉を抑えつつ、より多くの無線送信装置からのパイロット系列を多重することができる。
なお、本実施の形態では、１つの循環シフトＣＡＺＡＣ系列から生成される一連の複数
のパイロットブロックを１サブフレームに配置して伝送する場合を例にとって説明したが、上記一連の複数のパイロットブロックを複数サブフレームに配置して伝送しても良い。これにより、さらに長いＣＡＺＡＣ系列を用いることができ、より多くの無線送信装置からのパイロット系列を多重することができる。図２２Ａは、１つのＬＢ長のＣＡＺＡＣ系列から生成される一連の２つのＳＢ長のパイロットブロックを１つのサブフレームに配置する場合を示す図であり、図２２Ｂは、１つの２ＬＢ長のＣＡＺＡＣ系列から生成される一連の４つのＳＢ長のパイロットブロックを２つのサブフレームに渡って配置する場合を示す図である。図２２Ｂの場合には、１つの循環シフトＣＡＺＡＣ系列から生成される一連の複数のパイロットブロックを２つのサブフレームに渡って配置する。これにより、循環シフトＣＡＺＡＣ系列の長さを図２２Ａの場合の２倍に増加することができ、、図２２Ａの場合の２倍の数の無線送信装置からのパイロット系列を多重することができる。
また、本実施の形態では、パイロット系列として循環シフトＣＡＺＡＣを用いる場合を例にとって説明したが、これに限定されず、例えば、パイロット系列として循環シフトＷａｌｓｈ系列を用いても良い。循環シフトＷａｌｓｈ系列は、ＣＡＺＡＣ系列同様、同一のＷａｌｓｈ系列をシフトさせて得ることができる。また、Ｗａｌｓｈ系列は、ＣＡＺＡＣ系列同様、自己相関特性に優れ、同一のＷａｌｓｈ系列をシフトさせて得られる循環シフトＷａｌｓｈ系列間の相互相関はゼロになる一方、循環シフトＷａｌｓｈ系列の基となるＷａｌｓｈ系列間では、相互相関は比較的小さいもののゼロとはならない。よって、本実施の形態において、ＣＡＺＡＣ系列に代えてＷａｌｓｈ系列を用いても、上記同様の作用、効果を得ることができる。
（実施の形態３）
図２３は、本発明の実施の形態３に係る無線受信装置４００の構成を示すブロック図である。無線受信装置４００は、実施の形態１に示した無線受信装置２００（図１８参照）と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。
無線受信装置４００は、結合決定部４０１をさらに具備する点において、無線受信装置２００と相違する。なお、無線受信装置４００の結合部４０７と、無線受信装置２００の結合部２０７とは処理の一部に相違点があり、それを示すために異なる符号を付す。
結合決定部４０１は、ＣＰ除去部２０６から入力されるパイロットブロックを用いて最大ドップラー周波数を推定し、推定された最大ドップラー周波数に基づき、結合部４０７におけるパイロットブロックの結合処理を行うか否かを決定する。結合決定部４０１においては、パイロットブロックの所定周期当たりの位相変動量をもとに最大ドップラー周波数を推定する。そして、結合決定部４０１は、最大ドップラー周波数が閾値以上、例えば２００Ｈｚ以上である場合は、結合部４０７におけるパイロットブロックの結合処理を行わないと決定し、最大ドップラー周波数が閾値未満、例えば２００Ｈｚ未満の場合は、結合部４０７におけるパイロットブロックの結合処理を行うと決定する。結合決定部４０１は、結合決定結果（結合処理を行わない場合：‘０’、結合処理を行う場合：‘１’）、およびＣＰ除去部２０６から入力されたパイロットブロックを結合部４０７に出力する。
結合部４０７は、結合決定部４０１から入力される結合決定結果が‘１’である場合、結合決定部４０１から入力される複数のパイロットブロックを結合してパイロット系列を生成し、ＦＦＴ部２０８に出力する。一方、結合決定部４０１から入力される結合決定結果が‘０’である場合、結合部４０７は、結合決定部４０１から入力される複数のパイロットブロックを結合せず、直接ＦＦＴ部２０８に出力する。
このように、本実施の形態によれば、送信フォーマットを変えず、伝搬環境に応じてチ
ャネル推定の仕方を切替ることができ、チャネル推定の精度を向上させることができる。すなわち、最大ドップラー周波数が閾値以上である場合に結合前のパイロットブロックを用いてチャネル推定を行うことによって時間フェージング変動に追従することができ、最大ドップラー周波数が閾値未満である場合に結合後のパイロット系列を用いてチャネル推定を行うことによってパイロットのサブキャリア間隔とデータのサブキャリア間隔とを等しくすることができる。
以上、本発明の各実施の形態について説明した。
本発明に係る無線送信装置は、移動体通信システムにおける通信端末装置に搭載することが可能であり、本発明に係る無線受信装置は、移動体通信システムにおける基地局装置に搭載することが可能である。これにより上記と同様の作用効果を有する通信端末装置、基地局装置、および移動体通信システムを提供することができる。
なお、上記説明で用いたサブフレームは、例えばタイムスロットやフレーム等、他の送信時間単位であってもよい。また、上記説明で用いたＣＰはガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）と称されることもある。また、基地局装置はNode B、通信端末装置は移動局装置またはUEと称されることがある。
また、ここでは、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明をソフトウェアで実現することも可能である。例えば、本発明に係るパイロット生成方法のアルゴリズムをプログラミング言語によって記述し、このプログラムをメモリに記憶しておいて情報処理手段によって実行させることにより、本発明に係る無線送信装置と同様の機能を実現することができる。
また、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されても良いし、一部または全てを含むように１チップ化されても良い。
また、ここではＬＳＩとしたが、集積度の違いによって、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩ等と呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラム化することが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続もしくは設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。
さらに、半導体技術の進歩または派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。バイオ技術の適応等が可能性としてあり得る。
２００６年６月２３日出願の特願２００６−１７４４８５の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
本発明に係る無線送信装置、無線受信装置、およびパイロット生成方法は、周波数領域等化を行う無線通信等の用途に適用することができる。
従来のＣＰの付加方法を説明するための図 3GPP RAN LTEの上り回線における送信フォーマットを示す図 3GPP RAN LTEの上り回線における送信フォーマットを詳細に示す図 従来の周波数軸上でのチャネル推定値の補間を示す図 従来のパイロットが過剰となる送信フォーマットを示す図 従来の１サブフレームにＬＢ長の１つのパイロットブロックを含む送信フォーマットを示す図 従来の遅延波が不連続となる送信フォーマットを示す図 従来の遅延波が不連続となる送信フォーマットを詳細に示す図 本発明の動作原理を説明するための図 本発明の動作原理をより具体的に説明するための図 本発明の実施の形態１に係る無線送信装置の構成を示すブロック図 パイロット生成例１に係るパイロット生成部の内部構成を示すブロック図 パイロット生成例１にパイロット生成部の動作を説明するための図 １つのＬＢ長のパイロット系列を複数個のＳＢ長のパイロットブロックに分割する場合を示す図 パイロット生成例２に係るパイロット生成部の内部構成を示すブロック図 パイロット生成例２にパイロット生成部の動作を説明するための図 １つのＬＢ長のパイロット系列から複数個のＳＢ長のパイロットブロックを抽出する場合を示す図 本発明の実施の形態１に係る無線受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２に係る無線送信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２に係る循環シフト部の動作を説明するための図 従来技術と比較して本発明の実施の形態２の効果を説明するための図 ２ＬＢ長のＣＡＺＡＣ系列を用いる場合の多重数を示す図 本発明の実施の形態３に係る無線受信装置の構成を示すブロック図

Claims (11)

  1. １つのパイロット系列から一連の複数のパイロットブロックを生成する生成手段と、
    前記複数のパイロットブロックを送信する送信手段と、を具備し、
    前記生成手段は、前記一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を循環的に他のパイロットブロックのサイクリックプリフィックスとする、
    無線送信装置。
  2. 前記生成手段は、
    前記一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を次のパイロットブロックのサイクリックプリフィックスとするとともに、最後のパイロットブロックの後端部分を最初のパイロットブロックのサイクリックプリフィックスとする、
    請求項１記載の無線送信装置。
  3. 前記生成手段は、
    前記１つのパイロット系列を前記一連の複数のパイロットブロックに分割し、
    各パイロットブロックの後端部分をサイクリックプリフィックスとして次のパイロットブロックの先頭に付加するとともに、最後のパイロットブロックの後端部分をサイクリックプリフィックスとして最初のパイロットブロックの先頭に付加する、
    請求項２記載の無線送信装置。
  4. 前記生成手段は、
    前記パイロット系列の後端部分を前記パイロット系列の先頭に付加した信号系列を生成し、
    前記信号系列の先頭から順に前記パイロットブロックの長さ毎の位置を起点として前記サイクリックプリフィックスの長さと前記パイロットブロックの長さとを加算した長さ毎に、先頭にサイクリックプリフィックスがそれぞれ付加された前記一連の複数のパイロットブロックを抽出する、
    請求項２記載の無線送信装置。
  5. 前記生成手段は、データブロックの長さと同じ長さの前記パイロット系列から前記一連の複数のパイロットブロックを生成する、
    請求項１記載の無線送信装置。
  6. 前記パイロット系列は、ＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列またはＷａｌｓｈ系列からなる、
    請求項１記載の無線送信装置。
  7. 請求項１記載の無線送信装置を具備する無線通信移動局装置。
  8. 一連の複数のパイロットブロックを受信する受信手段と、
    前記一連の複数のパイロットブロックを結合してパイロット系列を生成する生成手段と、
    結合後の前記パイロット系列を用いてチャネル推定を行うチャネル推定手段と、
    を具備する無線受信装置。
  9. 前記チャネル推定手段は、
    最大ドップラー周波数が閾値以上である場合に、結合前の前記パイロットブロックを用いてチャネル推定を行い、
    最大ドップラー周波数が閾値未満である場合に、結合後の前記パイロット系列を用いてチャネル推定を行う、
    請求項８記載の無線受信装置。
  10. 請求項８記載の無線受信装置を具備する無線通信基地局装置。
  11. １つのパイロット系列から生成される一連の複数のパイロットブロックにおいて、各パイロットブロックの後端部分を循環的に他のパイロットブロックのサイクリックプリフィックスとする、
    パイロット生成方法。
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