DE60020013T2

DE60020013T2 - Synchronisierung von zeitverteilten Duplex

Info

Publication number: DE60020013T2
Application number: DE2000620013
Authority: DE
Inventors: Srinath Hosur; Anand G. Dabak; Sundararajan Sriram
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1999-06-28
Filing date: 2000-06-27
Publication date: 2006-01-19
Anticipated expiration: 2020-06-28
Also published as: EP1065825B1; EP1065825A3; EP1065825A2; DE60020013D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich auf die Kommunikation und insbesondere auf die digitale Streuspektrum-Konmunikation und mit ihr in Beziehung stehende Systeme und Verfahren.
2. Hintergrund
Die Streuspektrum-Funkkommunikation verwendet eine Hochfrequenzbandbreite, die größer als die minimale Bandbreite ist, die für die übertragene Datenrate erforderlich ist, wobei jedoch viele Anwender die Bandbreite gleichzeitig in Anspruch nehmen können. Jeder Anwender besitzt einen Pseudozufalls-Code, um die Informationen zu "streuen", um sie zu codieren, und um das Streuspektrum-Signal (durch Korrelation) zu "entstreuen", um die entsprechenden Informationen wiederherzustellen. 2 zeigt einen Systemblockschaltplan, während die 3a–3b einen Pseudozufalls-Code und einen QPSK-Codierer (Codierer für die Vierphasenumtastung) veranschaulichen. Dieser Vielfachzugriff wird typischerweise als Codemultiplex-Vielfachzugriff (CDMA) bezeichnet. Der Pseudozufalls-Code kann ein orthogonaler Code (Walsh-Code), ein Pseudorausch-Code (PN-Code), ein Gold-Code oder Kombinationen (Modulo-2-Additionen) derartiger Codes sein. Nach dem Entstreuen des empfangenen Signals zum richtigen Zeitpunkt stellt der Anwender die entsprechenden Informationen wieder her, während die verbleibenden Störsignale rauschähnlich erscheinen. Der vorläufige Standard IS-95 für eine derartige CDMA-Kommunikation verwendet z. B. Kanäle mit 1,25 MHz Bandbreite und ein Codeimpulsintervall (Chip) T_c von 0,8138 Mikrosekunden, wobei ein übertragenes Symbol (Bit) 64 Chips dauert. Der neueste Breitband-CDMA-Vorschlag (WCDMA-Vorschlag) verwendet eine 3,84-MHz-Bandbreite, wobei die auf jedes Informationssymbol angewendete CDMA-Codelänge von 4 Chips bis 256 Chips variieren kann. Der CDMA-Code für jeden An wender wird typischerweise als die Modulo-2-Addition eines Walsh-Codes mit einem Pseudozufalls-Code (zwei Pseudozufalls-Codes für die QPSK-Modulation) erzeugt, um die rauschähnliche An des resultierenden Signals zu verbessern. Ein zellulares System, wie es in 4 veranschaulicht ist, könnte den IS-95 oder den WCDMA für die Luftschnittstelle zwischen der Basisstation und der mobilen Anwenderstation verwenden.
Ein Streuspektrum-Empfänger synchronisiert sich durch Codeerfassung, gefolgt von Codeverfolgung, mit dem Sender. Die Codeerfassung führt eine anfängliche Suche aus, um die Phase des lokalen Code-Generators des Empfängers typischerweise innerhalb eines halben Chips des Senders zu bringen, während die Codeverfolgung die Feinausrichtung der Chipgrenzen der ankommenden und lokal erzeugten Codes aufrechterhält. Die herkömmliche Codeverfolgung verwendet eine Verzögerungsverriegelungsschleife (DLL) oder eine Tau-Dither-Schleife (TDL), wobei beide auf dem wohlbekannten Early-Late-Gate-Prinzip basieren.
In einer Mehrwege-Situation besitzt ein RAKE-Empfänger einzelne Demodulatoren (Finger), die getrennte Wege verfolgen, wobei er die Ergebnisse kombiniert, um den Rauschabstand (SNR) zu verbessern, typischerweise entsprechend einem Verfahren, wie z. B. der Maximalverhältniskombination (MRC), bei dem die einzelnen erfassten Signale synchronisiert und entsprechend ihrer Signalstärken gewichtet werden. Ein RAKE-Empfänger besitzt normalerweise eine DLL- oder TDL-Codeverfolgungsschleife für jeden Finger zusammen mit einer Steuerschaltungsanordnung, um die Verfolgungseinheiten den empfangenen Signalwegen zuzuordnen. 5 veranschaulicht einen Empfänger mit N Fingern.
Der UMTS-Zugang (universelles System für die mobile Telekommunikation) UTRA (terrestrischer UMTS-Funkzugriff) schafft eine zellulare Streuspektrum-Luftschnittstelle, die sowohl FDD-Betriebsarten (Frequenzduplex-Betriebsarten) als auch TDD-Betriebsarten (Zeitduplex-Betriebsarten) besitzt. UTRA verwendet gegenwärtig Rahmen mit 10 ms Dauer, die in 15 Zeitschlitze eingeteilt sind, wobei jeder Zeitschlitz 2560 Chips umfasst. In der FDD-Betriebsart senden die Basisstation und der mobile Anwender auf verschiedenen Frequenzen, wohingegen in der TDD-Betriebsart ein Zeitschlitz den Übertragungen entweder von der Basisstation (Abwärtsstrecke) oder von einem mobilen Anwender (Aufwärtsstrecke) zugeordnet sein kann. Außerdem sind die TDD-Systeme von den FDD-Systemen durch das Vorhandensein der Störungsauslöschung im Empfänger unterschieden. Die Streuverstärkung für die TDD-Systeme ist klein (8–16), wobei das Fehlen des langen Streu-Codes impliziert, dass die Mehrbenutzer-Mehrwege-Störung kein Gaußsches Aussehen besitzt und im Empfänger gelöscht werden muss.
Im gegenwärtig vorgeschlagenen UTRA führt der mobile Anwender eine anfängliche Zellensuche aus, wenn er zum ersten Mal eingeschaltet wird oder in eine neue Zelle eintritt; diese Suche erfasst die Übertragungen der Basisstationen auf dem physikalischen Synchronisationskanal (PSCH) ohne irgendeine Verwürfelung. Die anfängliche Zellensuche durch einen mobilen Anwender muss die Synchronisierung (Zeitschlitz und Rahmen) bestimmen und die relevanten Parameter der gefundenen Zelle, wie z. B. den (die) Verwürfelungs-Code(s), identifizieren.
Für die FDD-Betriebsart erscheint der physikalische Synchronisationskanal in jedem der 16 Zeitschlitze eines Rahmens, wobei er 256 Chips der 2560 Chips des Zeitschlitzes belegt. Folglich erlaubt eine Basisstation, die auf dem Synchronisationskanal einen wiederholten primären Synchronisationscode aus Pseudorauschen mit einer Länge von 256 Chips, der durch einen kommafreien Code (CFC) mit der Länge 16 moduliert ist, sendet, einem mobilen Anwender, sich zu synchronisieren, indem er sich zuerst auf den 256-Chip-Pseudozufalls-Code synchronisiert, um die Schlitzsynchronisation einzustellen, und dann die Eindeutigkeit der zyklischen Verschiebung eines CFC verwendet, um die Rahmensynchronisation einzustellen. Ferner verrät die Decodierung des CFC durch den mobilen Anwender den durch die Basisstation verwendeten Verwürfelungs-Code.
Der Artikel "Fast Acquisition Method for DS-CDMA Systems Employing Asynchronous Base Stations" von S. Sriram u. a., IEEE International Conference on Communications (1999), S. 1928–1932, offenbart die Synchronisation in einem Frequenzduplex-CDMA-System unter Verwendung periodischer Übertragungen der Basisstation auf dem Synchronisationskanal CSC und C_j, wobei CSC der ge meinsame Synchronisationscode ist, während C_j aus einer Menge von Kurz-Codes {SC1, SC2,..., SCq} genommen wird, sodass die Folge C₁, C₂,..., C_n ein Codewort eines zyklisch permutierbaren Codes bildet. Die Codes CSC und C_j sind 256 Chips lang, wobei die Übertragung von CSC + C_j einmal in jedem 2560-Chip-Zeitschlitz vorkommen kann.
Der Artikel "A coding-theoretical view on code division multiple access: Two new conructions of CDMA codes", IEEE 4^th Vehicular Technology Conference, S. 550–553 (1994), gibt zyklisch permutierbare Codes als kommafreie Codes bei der Erörterung der CDMA-Codierung in einem OR-Kanal an.
Im Gegensatz erscheint für die TDD-Betriebsart der physikalische Synchronisationskanal nur in einem oder zwei Zeitschlitzen pro Rahmen, deshalb wird der mit der Länge 16 CFC-modulierte primäre Synchronisationscode nicht leicht angewendet. Eine alternative vorgeschlagene anfängliche Zellensuche in der TDD-Betriebsart verwendet eine Summe aus einem primären Synchronisationscode (PSC) plus sechs sekundären Synchronisationscodes (SSCs); jeder Code ist eine 256-Chip-Pseudorauschfolge, wobei die Codes orthogonal sind. In diesem Vorschlag besteht die anfängliche Zellensuche aus der Schlitzsynchronisation, der Rahmensynchronisation und der Code-Gruppen-Identifikation mit der Bestimmung des Verwürfelungs-Codes. Insbesondere verwendet während der Schlitzsynchronisation der mobile Anwender den PSC, um die Schlitzsynchronisation mit der stärksten Zelle (mit der stärksten empfangenen Basisstations-Übertragung) zu erfassen: der PSC ist allen Zellen gemeinsam. Ein einzelnes angepasstes Filter (oder eine ähnliche an den PSC angepasste Vorrichtung) kann für die Erfassung verwendet werden.
Als Nächstes verwendet der mobile Anwender die sechs SSCs, um die Rahmensynchronisation festzustellen und um eine aus 32 Code-Gruppen, die von der Basisstation verwendet werden, zu identifizieren. Jeder der sechs SSCs wird durch +1 oder –1 moduliert; dies impliziert 5 Bits der Informationen, um zu identifizieren, welche der 32 möglichen Code-Gruppen durch die gefundene Basisstation verwendet wird (Verwürfelungs-Codes und Midambles), wobei der sechste SSC durch +1 oder –1 moduliert wird, um zu identifizieren, ob der Zeitschlitz der erste oder zweite Schlitz im physikalischen Synchronisationskanal im Rahmen ist (Rahmensynchronisation). Jeder der sechs SSCs wird durch 1/√6 skaliert, um die Leistung der Summe der sechs modulierten SSCs gleich der Leistung des PSC zu machen. Schließlich bestimmt der mobile Anwender, welcher der vier Verwürfelungs-Codes in der Code-Gruppe der Zelle verwendet wird, z. B. durch Korrelation auf dem gemeinsamen physikalischen Steuerkanal.
Dieser Vorschlag der TDD-Betriebsart besitzt jedoch Probleme, einschließlich des niedrigen Rauschabstands in der Summe der sechs modulierten SSCs.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung schafft eine Zellensuche in der TDD-Betriebsart mit kommafreien Codes aus einem Alphabet von Summen der modulierten sekundären Synchronisationscodes. Bevorzugte Ausführungsformen verwenden kommafreie Codes der Länge 2 oder 4 für Rahmen mit zwei Zeitschlitzen für einen Synchronisationskanal, die nicht verschachtelt bzw. mit zwei Niveaus verschachtelt sind. Dies besitzt Vorteile, einschließlich des vergrößerten Rauschabstands, der auf die Beseitigung der Redundanz zurückzuführen ist.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
Die Zeichnung ist für die Klarheit heuristisch.
1a–1b zeigen den Synchronisationskanal und kommafreie Codes.
2 zeigt ein Streuspektrum-System.
3a–3b veranschaulichen Pseudozufalls-Code und Symbole.
4–5 zeigen ein zellulares System und einen Blockschaltplan eines Empfängers.
6–7b veranschaulichen kommafreie Codes.
8–15 sind Simulationsergebnisse.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
1. Überblick
Die Synchronisationsverfahren der bevorzugten Ausführungsformen für die anfängliche Zellensuche in der TDD-Betriebsart des UTRA-Typs verwenden kommafreie Codes (CFCs) der Länge 2 oder 4 (oder größer), um sowohl die Rahmensynchronisations- als auch Basisstations-Code-Gruppen-Informationen und die Rahmenposition für verschachtelte Rahmen zu codieren. Die Verwendung der CFCs beseitigt die Redundanz der Geradeaus-Codierung der Rahmensynchronisation und der Code-Gruppe in beiden Zeitschlitzen, die vom physikalischen Synchronisationskanal belegt werden. Einige bevorzugte Ausführungsformen verwenden CFCs mit Alphabeten, die aus skalierten Summen aus zwei oder mehr QPSK-modulierten sekundären Synchronisationscodes, die zu einem primären Synchronisationscode addiert werden, erzeugt werden. Die Streuspektrum-Kommunikationssysteme der bevorzugten Ausführungsformen enthalten die Synchronisationsverfahren der bevorzugten Ausführungsformen.
In den Kommunikationssystemen der bevorzugten Ausführungsformen könnten die Basisstationen und die mobilen Anwender jeweils einen oder mehrere digitale Signalprozessoren (DSPs) und/oder andere programmierbare Vorrichtungen mit gespeicherten Programmen für die Ausführung der Signalverarbeitung der Synchronisationsverfahren der bevorzugten Ausführungsformen enthalten. Die Basisstationen und die mobilen Anwender können außerdem analoge integrierte Schaltungen für die Verstärkung der Eingaben in die oder der Ausgaben von den Antennen und für die Umsetzung zwischen analogen und digitalen Signalen enthalten; diese analogen Schaltungen und Prozessorschaltungen können auf einem einzelnen Chip integriert sein. Die gespeicherten Programme können sich z. B. in einem ROM an Bord des Prozessors oder in einem externen Flash-EEPROM befinden. Die Antennen können Teile der RAKE-Detektoren mit mehreren Fingern für die Signale jedes Anwenders sein. Der DSP-Kern könnte ein TMS320C6x oder ein TMS320CSx von Texas Instruments sein.
2. Bevorzugte Ausführungsformen mit 12 sekundären Synchronisationscodes
Die Verfahren der anfänglichen Zellensuche der ersten bevorzugten Ausführungsform durch mobile Anwender in einem UTRA-System in der TDD-Betriebsart verwenden den physikalischen Synchronisationskanal, wie in 1a veranschaulicht ist, zusammen mit der Zwei-Niveau-Rahmen-Verschachtelung. Insbesondere zeigt 1a einen 10-ms-Rahmen, wobei 15 Zeitschlitze pro Rahmen mit 2560 Chips pro Schlitz vorhanden sind; wobei der physikalische Synchronisationskanal in zwei Zeitschlitzen pro Rahmen (nämlich in den Schlitzen 0 und 8) erscheint und 256 Chips in jedem Zeitschlitz mit einem Zeitversatz vom Anfang des Schlitzes belegt. Eine Basisstation sendet die Summe aus einem primären 256-Chip-Synchronisationscode C_p plus N (N ist im Beispiel nach 1a gleich 3) sekundären 256-Chip-Synchronisationscodes c₁,..., c_N, die durch die QPSK-Symbole b₁,..., b_N (jedes b_i ist eines aus ±1, f_j) auf dem Synchronisationskanal moduliert sind. Diese Code-Menge aus N sekundären Synchronisationscodes {c₁,..., c_N} ist eine Teilmenge von {C₀, C₁,..., C₁₁}, einer Menge aus 12 sekundären Synchronisationscodes, die so gewählt sind, dass die {C_p, C₀, C₁, ..., C₁₁} eine orthogonale Menge bilden, wobei jeder der C_p, C₀, C₁,..., C_N eine 256-Chip-Pseudorauschfolge aus ±1-Komponenten ist. Die C_i könnten z. B. aus Gold-Codes mit 256 Komponenten abgeleitet werden. Die gesendete Leistung jedes der modulierten sekundären Synchronisationscode wird auf 1/N der Leistung von C_p skaliert, sodass die Leistung der Summe der modulierten c₁ ..., c_N gleich der Leistung von C_p ist. Selbstverständlich wird aufgrund der Orthogonalität der Menge {C_p, C₀, C₁,..., C₁₁} durch die Korrelation der Summe mit c_k b_k wiederhergestellt; d. h. b_k = √N<c_k, C_p + Σb_ic_i/√N>.
Die Zeitversätze variieren zwischen den Zellen und helfen dabei, die Störung durch Übertragungen auf dem Synchronisationskanal der Nachbarzellen zu vermeiden, die darauf zurückzuführen ist, dass alle Zellen denselben primären Synchronisationscode senden.
Die Rahmen können verschachtelt sein (typischerweise bis zu einer Tiefe von 2 oder 4), um das Burst-Rauschen abzuschwächen. Der CFC der bevorzugten Ausführungsform besitzt eine Codewort-Länge, die gleich der mit der Rahmen-Verschachtelungstiefe multiplizierten Anzahl der Zeitschlitze des physikalischen Synchronisationskanals pro Rahmen ist.
Jede Zelle (Basisstation) gehört zu einer von 32 Code-Gruppen (die Code-Gruppe bestimmt, welche Menge von vier 16-Chip-Verwürfelungs-Codes den von der Basisstation verwendeten Verwürfelungs-Code enthält, wobei sie außerdem den Zeitversatz des Synchronisationskanals vom Anfang des Zeitschlitzes bestimmt). Ein mobiler Anwender muss die Code-Gruppe während der anfänglichen Zellensuche bestimmen, wobei die bevorzugten Ausführungsformen die Code-Gruppen-Informationen in einem kommafreien Code mit Codewörtern der Länge 4 codieren, wobei sie als ihr Alphabet die Summen b₁c₁ + ... + b_Nc_N verwenden, die im vorangehenden Absatz beschrieben worden sind. Die Länge 4 genügt, um aufzulösen, welcher der zwei Zeitschlitze pro Rahmen und welche der zwei Rahmenpositionen in einer Zwei-Niveau-Verschachtelung der Rahmen erfasst wird. Es wird daran erinnert, dass ein kommafreier Code mit Codewörtern der Länge m die Eigenschaft besitzt, dass für die Codewörter x = <x(1), x(2),..., x(m)> und y = <y(1), y(2),..., y(m)> die Folge <x(i), x(i + 1),..., x(m), y(1),..., y(i – 1)> kein Codewort ist, falls i > 1 gilt, dies enthält den Fall y = x, was die zyklischen Verschiebungen von x sind. Folglich werden die Rahmensynchronisations- und Rahmenverschachtelungspositions-Informationen durch die kommafreie Eigenschaft bereitgestellt, wobei die Code-Gruppen-Informationen durch die Modulations-Code-Menge bereitgestellt werden.
Die Tabelle nach 1b listet die 32 Code-Gruppen und die entsprechenden kommafreien Codewörter der Länge 4 der bevorzugten Ausführungsformen auf: die erste CFC-Codewort-Komponente sind die Einträge der Spalte des Rahmens 1, Schlitz k der drei zu summierenden b_ic_is, die zweite Komponente sind die Ein träge der Spalte des Rahmens 1, Schlitz k + 8, die dritte Komponente sind die Einträge der Spalte des Rahmens 2, Schlitz k, und die vierte Komponente sind die Einträge der Spalte des Rahmens 2, Schlitz k + 8. Das Lesen der dritten Zeile für die Code-Gruppe 2 zeigt z. B., dass die Summe der drei modulierten SSCs, die zum PSC zu addieren ist, im ersten Zeitschlitz des Rahmens 1 (jC₀ + jC₁ + C₂)/√3 ist, im zweiten Zeitschlitz des Rahmens 1 (jC₀ + jC₁ – C₂)/√3 ist, im ersten Zeitschlitz des Rahmens 2 (–jC₀ – jC₁ + C₂)/√3 ist und im zweiten Zeitschlitz des Rahmens 2 (–C₀ – jC₁ – C₂)/√3 ist.
Die Codewörter nach 1b können wie folgt erzeugt werden: für eine gegebene Code-Menge aus drei SSCs, z. B. C₀, C₁ und C₂, werden zuerst die Summe und die Differenz von zwei der SSCs gebildet: C₀ + C₁ und C₀ – C₁. Nun wird ein erstes Codewort der Länge 4 unter Verwendung der Summe C₀ + C₁ und des dritten SSC C₂ mit gleichphasiger (reeller) Modulation gebildet: <(C₀ + C₁) + C₂, (C₀ + C₁) – C₂, –(C₀ + C₁) + C₂, –(C₀ + C₁) – C₂>. Es wird angegeben, dass das Vorzeichen der Summe (C₀ + C₁) die Rahmennummer angibt, während das Vorzeichen von C₂ die Zeitschlitz-Nummer angibt. Als Nächstes wird analog ein zweites Codewort gebildet, aber unter Verwendung der Differenz (C₀ – C₁) anstelle der Summe; d. h., <(C₀ – C₁) + C₂, (C₀ – C₁) – C₂, –(C₀ – C₁) + C₂, –(C₀ – C₁) – C₂>. Abermals gibt das Vorzeichen von (C₀ – C₁) die Rahmennummer an, während das Vorzeichen von C₂ die Schlitznummer angibt. Diese zwei Codewörter schöpfen die 8 möglichen reellen Koeffizientenkombinationen der Code-Menge C₀, C₁ und C₂ aus, d. h., das erste verwendete Codewort ist ±(C₀ + C₁) ± C₂, während das zweite verwendete Codewort ±(C₀ – C₁) ± C₂ ist. Folglich wird für die dritten und vierten Codewörter eine (imaginäre) Quadraturmodulation verwendet: j(C₀ + C₁) und j(C₀ – C₁) anstelle von (C₀ + C₁) und (C₀ – C₁) in den ersten bzw. zweiten Codewörtern. Das heißt, das dritte Codewort lautet <j(C₀ + C₁) + C₂, j(C₀ + C₁) – C₂, –j(C₀ + C₁) + C₂, –j(C₀ + C₁ – C₂>, wobei ähnlich für das vierte Codewort j(C₀ – C₁) verwendet wird. Es wird angege ben, dass das Vorzeichen der Summe (C₀ + C₁) oder der Differenz (C₀ – C₁) abermals die Rahmennummer angibt, während das Vorzeichen von C₂ die Zeitschlitz-Nummer angibt. Als Nächstes wird für die fünften und sechsten Codewörter der Austausch C₁ ↔ C₂ in den dritten und vierten Codewörtern ausgeführt. Das heißt, das fünfte Codewort ist <j(C₀ + C₂) + C₁, j(C₀ + C₂) – C₁, –j(C₀ + C₂) + C₁, –j(C₀ + C₂) – C₁>, wobei ähnlich für das sechste Codewort j(C₀ – C₂) und C₁ verwendet werden. Schließlich wird für die siebenten und achten Codewörter der Austausch C₀ ↔ C₁ in den fünften und sechsten Codewörtern ausgeführt, um <j(C₁ + C₂) + C₀, j(C₁ + C₂) – C₀, –j(C₁ + C₂) + C₀, –j(C₁ + C₂) – C₀> für das siebente Codewort und ähnlich unter Verwendung von j(C₁ – C₂) und C₀ das achte Codewort zu erhalten.
Die anderen 24 Codewörter nach 1b werden ähnlich unter Verwendung der Code-Mengen {C₃, C₄ und C₅}, {C₆, C₇ und C₈} und {C₉, C₁₀ und C₁₁} erzeugt.
Die Zeitversätze t₀–t₃₁ sind die 32 Möglichkeiten mit gleichem Abstand in den 2208 Chips (= 2560 – 256 – 96 Schutzanteil) in einem Schlitz, bei denen der Kanal, beginnend bei 0, beginnen könnte. Das heißt, t₀ = 0, t₁ = 71, t₂ = 142, t₃ = 213,..., t₃₁ = 2201 Chips.
Die Zellensuche der ersten bevorzugten Ausführungsform geht in drei Schritten wie folgt weiter.
Schritt 1: Die Zeitschlitz-Synchronisation
Während des ersten Schrittes verwendet der mobile Anwender den primären Synchronisationscode (PSC), um die Zeitschlitz-Synchronisation mit der stärksten Zelle (der stärksten empfangenen Basisstation) zu erfassen: der PSC ist allen Zellen gemeinsamen, wobei er aus einer kurzen Pseudorauschfolge (256 Chips) besteht. Es wird ein einzelnes angepasstes Filter (oder eine ähnliche an den PSC angepasste Vorrichtung) verwendet. Weil der physikalische Synchronisationska nal zwei Schlitze pro 10-ms-Rahmen belegt, sollte die Schlitzsynchronisation etwa innerhalb 5 ms erreicht werden. Der Zeitversatz des Kanals innerhalb des Schlitzes wird im Schritt 2 bestimmt.
Schritt 2. Die Rahmensynchronisation und die Code-Gruppenidentifikation plus Rahmenposition
Während des zweiten Schrittes verwendet der mobile Anwender die sekundären Synchronisationscodes (SSCs), um die Rahmensynchronisation zu finden und eine aus 32 Code-Gruppen zu identifizieren. Jede Code-Gruppe ist mit einem Zeitversatz des Synchronisationskanals innerhalb des Schlitzes und auf diese Weise mit einer spezifischen Rahmensynchronisation verknüpft, wobei sie außerdem mit einer Menge aus vier Verwürfelungs-Codes (und Basis-Midambles) verknüpft ist. Um die Position des nächsten Synchronisationsschlitzes zu erfassen, wird der PSC mit dem empfangenen Signal sowohl 7 als auch 8 Zeitschlitze nach dem im Schritt 1 erfassten Schlitz korreliert. (Die 7 und 8 ergeben sich, weil die Rahmen 15 Zeitschlitze besitzen.) Das empfangene Signal an den Positionen der Synchronisationsschlitze wird mit dem PSC und allen SSCs korreliert. Diese Korrelationen können kohärent über einen oder mehrere Zeitschlitze ausgeführt werden, wobei die Phasenkorrektur durch die Korrelation mit dem PSC geschaffen wird. Die Korrelationen stellen die Menge aus drei b_i-Modulationen für einen Zeitschlitz wieder her. Das Nachschlagen in der Tabelle nach 1b liefert die Code-Gruppe, den Zeitversatz des Synchronisationskanals innerhalb des Zeitschlitzes und die Rahmensynchronisation und die Verschachtelungsposition.
Schritt 3. Die Identifikation des Verwürfelungs-Codes
Während des dritten Schritts bestimmt der mobile Anwender, welcher der vier Verwürfelungs-Codes (und der Basis-Midambles) in der Code-Gruppe die Zelle tatsächlich verwendet. Dies kann z. B. durch Korrelationen mit allen vier Verwürfelungs-Codes in den Übertragungen auf dem gemeinsamen Steuerkanal durch die Basisstation erfolgen.
Die mobilen Anwender der bevorzugten Ausführungsformen würden einen PSC und SSCs (und Verwürfelungs-Codes usw.) besitzen, die im Speicher gespeichert sind und die programmiert sind, um die vorangehende Zellensuche auszuführen.
3. Die minimale Code-Entfernung
Die Korrelationen im Schritt 2, um die QPSK-Modulationssymbole {b_i} zu finden, sind durch die Signal-zu-Rausch-Faktoren begrenzt, die sich auf die minimale Entfernung zwischen möglichen Codewort-Komponenten, die erfasst werden, beziehen. Die allgemeine minimale Entfernung zwischen zwei Summen aus drei SSCs mit QPSK-Modulation (z. B. Σb_ic_i/√3 und Σb_i'c_i/√3) tritt auf, wenn zwei aus den drei Modulationssymbolen gleich sind und wenn von den sich unterscheidenden Symbolen das eine reell das andere imaginär ist. Folglich beträgt die minimale Entfernung √2/√3. Falls ähnlich die Modulationssymbole eingeschränkt wären, damit sie reell sind (z. B. BPSK-Modulation), würden sechs SSCs für dieselben Modulationsinformationen erforderlich sein, wobei die minimale Entfernung 2/√6 = √2/√3 betragen würde, dieselbe wie bei drei SSCs mit QPSK-Modulation. Im Gegensatz verwenden, wie 1b veranschaulicht, die bevorzugten Ausführungsformen nur die Hälfte der Möglichkeiten der QPSK-Modulationen für jede Code-Menge: es werden entweder 0 oder 2 imaginäre Modulationen verwendet, niemals 1 oder 3. Dies vergrößert die minimale Entfernung zwischen den CFC-Codewort-Komponenten um √2 auf 2/√3. Ferner zeigt 1b außerdem, dass das Decodieren einer einzelnen Komponente der vier Komponenten eines CFC-Codeworts die Code-Gruppe, die Rahmensynchronisation und die Rahmenverschachtelungsposition bestimmt, weil jede Komponente (die Menge aus b₁, b₂ und b₃) nur einmal in der Tabelle erscheint.
Die bevorzugten Ausführungsformen, die CFCs verwenden, erzeugen jedoch Verstärkungen gegenüber der einfachen Verwendung der Summen der modulierten SSCs in jedem Zeitschlitz, weil ein Teil der Informationen in der Anordnung (in der Zeit) der Summen der modulierten SSCs vorliegt (d. h. in der Anordnung der Komponenten der CFC-Codewörter). In der Tat besitzt die Verwendung von sechs SSCs, die durch ±1 moduliert sind, in beiden Zeitschlitzen eines Rahmens, wobei eine SSC-Modulation den Zeitschlitz anzeigt, während die anderen fünf modulierten SSCs die Code-Gruppe anzeigen, Redundanz, weil die fünf modulierten SSCs wiederholt werden.
4. Bevorzugte Ausführungsformen mit 6 sekundären Synchronisationscodes
Die zweiten bevorzugten Ausführungsformen gelten für einen physikalischen Synchronisationskanal mit nur einem Zeitschlitz pro Rahmen und mit einer Rahmenverschachtelung der Tiefe 2. 6 zeigt die Codewörter unter Verwendung von zwei Code-Mengen aus drei SSCs, um die 32 Code-Gruppen zu codieren. Im Grunde werden die ersten 16 Codewörter mit der Länge 4 nach 1b halbiert, um die 32 Codewörter mit der Länge 2 nach 6 zu bilden. Dies bedeutet, dass nur zwei Code-Mengen notwendig sind.
Selbstverständlich könnten für zwei Zeitschlitze pro Rahmen ohne Rahmenverschachtelung dieselben Codewörter verwendet werden.
5. Bevorzugte Ausführungsformen mit 16 sekundären Synchronisationscodes
Die dritten bevorzugten Ausführungsformen gelten für zwei Zeitschlitze pro Rahmen, die Rahmenverschachtelungstiefe von zwei und drei zusätzliche Bits der Informationen für den identifizierten Transportkanal. Wie in 7a gezeigt ist, vergrößert dies die Anzahl der notwendigen Codewörter im Vergleich zu 1b um einen Faktor B. Es wird angegeben, dass die Codewörter aus einer Code-Menge aus 3 SSCs in der gleichen Weise wie in 1b erzeugt werden. Folglich wird die Anzahl der Code-Mengen auf 32 vergrößert, indem die Kombinationen mit Wiederholungen der 16 SSCs genommen werden: Insbesondere könnten die Code-Mengen sein, wie in 7b gezeigt ist.
Die bevorzugte Ausführungsform für das Wählen der Code-Mengen ist wie folgt. Alle Code-Mengen sind disjunkte Teilmengen der Menge {C₀,..., C₁₅}. Die Anzahl der Code-Mengen hängt von der darzustellenden Anzahl der Gruppen ab.
Jede Code-Menge kann 8 kommafreie Codewörter der Länge 4 ergeben. Wenn es folglich nur 32 Gruppen (und deshalb 32 Codewörter gibt), sind nur 4 Code-Mengen erforderlich, wobei das Wählen von 4 disjunkten Teilmengen von {C₀,..., C₁₅} leicht ist. Für die Ausführungsform, in der es 256 Codewörter gibt, sind 32 Code-Mengen erforderlich. Nicht alle Code-Mengen können disjunkt sein, vorausgesetzt, dass es nur 16 SSCs gibt. Um die minimale Entfernung zu erhalten, ist deshalb erlaubt, dass maximal eine SSC dieselbe unter irgendwelchen zwei zusammengenommen Code-Mengen ist. {C₀, C₁ und C₂}, {D₃, C₄ und C₅} UND {C₀, C₄ und C₆} befinden sich z. B. unter den gültigen Code-Mengen, die für diesen Fall verwendet werden können, während sich {C₀, C₄ und C₅} nicht darunter befindet.
6. Bevorzugte Ausführungsformen ohne Rahmenverschachtelung
Die vierten bevorzugten Ausführungsformen gelten für die Synchronisation mit nicht verschachtelten Rahmen, aber mit 2 (oder mehr) Zeitschlitzen pro Rahmen, die durch den physikalischen Synchronisationskanal belegt sind. Insbesondere können mit den C₁, C₂,..., C₆, die sechs SSCs sind, CFC-Codewörter mit der Länge 2 unter Verwendung der QPSK-Modulation gebildet werden: <(C_i + C_k)/√2, (C_i – C_k)/√2>, <–(C_i + C_k)/√2, –(C_i – C_k)/√2>, <j(C_i + C_k)/√2, j(C_i – C_k)/√2> und < –j(C_i + C_k)/√2, –j(C_i – C_k)/√2>, wobei C_i und C_k ein aus der Menge C₁, C₂,..., C₆ ohne Ersetzung ausgewähltes Paar sind. Mit sechs SSCs gibt es 15 Paare {C_i, C_k} und folglich 60 Codewörter des vorangehenden Typs.
Für den Fall von zwei Zeitschlitzen pro (nicht verschachtelten) Rahmen und 32 Code-Gruppen, die mit der Erfassung in einem einzelnen Zeitschlitz zu identifizieren sind, beträgt unter Verwendung von sechs SSCs mit BPSK-Modulation, die mit √6 skaliert sind, wie vorher beschrieben worden ist, die minimale Code-Entfernung zwischen zwei möglichen Erfassungen 2/√6 = 0,816. Im Gegensatz ist bei den vorangehenden CFC-Codewörtern der Länge 2 die Rahmensynchroni sation in der Codewort-Komponente inhärent (C_i + C_k ist der erste Zeitschlitz, während C_i – C_k zweite Zeitschlitz ist), wobei die minimale Code-Entfernung zwischen zwei möglichen Erfassungen gleich 1 ist. Es wird angegeben, dass 30 der 32 notwendigen Codewörter in der reellen (gleichphasigen) Modulation vorliegen können, während nur zwei Codewörter in der imaginären (quaternären) Modulation vorliegen müssen. Das heißt, 30 Codewörter können die Form <(C_i + C_k)/√2, (C_i – C_k)/√2> und <–(C_i + C_k)/√2, –(C_i – C_k)/√2> besitzen, wobei nur zwei imaginär modulierte Codewörter verwendet werden müssen, z. B. <j(C₁ + C₂)/√2, j(C₁ – C₂)/√2> und <–j(C₁ + C₂)/√2, –j(C_i – C_k)/√2>.
8–15 veranschaulichen die überlegene Leistung derartiger CFC-Codes der Länge 2 gegen die sechs BPSK-modulierten SSCs, wobei sie die größere minimale Code-Entfernung widerspiegeln.
Ferner ist die Rechenkomplexität der CFC der Länge 2 mit der der sechs BPSK-modulierten SSCs vergleichbar. Insbesondere werden für die sechs SSCs bei der Ausführung der Korrelationen der Länge 8 32 Korrelationen erhalten, wobei die schnelle Hadamard-Transformation auf diese Korrelationswerte angewendet wird, um die Korrelationen mit den 6 SSCs und dem PSC zu erhalten, was 8 × 32 + 2 × 16 × log₂16 + 7 = 391 komplexe Additionen erfordert. Abermals wird die Phase der Korrelation mit dem PSC als eine Referenz für die Korrelationen mit den 6 SSCs verwendet. Dies erfordert 28 reelle Multiplikationen und 13 reelle Additionen. Es gibt 64 möglichen Kombinationen (Codewörter) der 6 SSCs. Es wird angegeben, dass einige von diesen Kombinationen einfach die Negativen der anderen sind, wobei unter Verwendung der anderen Redundanzen die 64 Kombinationen 564 reelle Additonen erfordern. Die Mittelung der 64 Entscheidungsvariablen über K Schlitze erfordert etwa 64 reelle Additionen pro Schlitz für große K. Das Auswählen des Maximums nach der Mittelung über K Schlitze erfordert (log + 2 + 64)/K Vergleiche pro Schlitz. Diese Anzahl ist dieselbe sowohl für die Verfahren mit den CFC als auch die Verfahren mit sechs SSC, wobei sie für große K sehr klein ist. Deshalb wird sie in der Analyse vernachlässigt. Folglich erfordert das Verfahren mit sechs modulierten SSC 118 reelle Additionen pro Schlitz für die Berechnung, die Mittelung der Entscheidungsvariable und das Auswählen des Maximums.
Für den CFC erfolgt die Multiplikation mit j einfach durch das Vertauschen der Imaginär- und Realteile. Außerdem erzeugt die Verwendung von ±<(C_i + C_k)/√2, (C_i – C_k)/√2>, wie oben angegeben worden ist, 30 Codewörter, sodass nur ±<(C₁ + C₂)/√2, (C₁ – C₂)/√2> notwendig sind, um die 32 erforderlichen Codewörter zu vervollständigen. Es wird abermals angegeben, dass einige dieser Kombinationen einfach die Negativen der anderen sind, wobei das Verfahren 32 Additionen pro Schlitz erfordert, um die 64 Entscheidungsvariablen zu erhalten. Die Mittelung der 64 Entscheidungsvariablen über K Schlitze erfordert etwa 64 reelle Additionen pro Schlitz für große K. Das Verfahren mit den CFC der Länge 2 erfordert 96 reelle Additionen pro Schlitz für die Berechnung, die Mittelung der Entscheidungsvariablen und das Auswählen des Maximums, wobei die für das Auswählen des Maximums erforderlichen Vergleiche abermals vernachlässigt werden, die für beide Verfahren dieselben sind.
7. Modifikationen
Die bevorzugten Ausführungsformen können in verschiedenen Arten modifiziert werden, während die Merkmale der kommafreien Codes (CFCs) für die Synchronisation in TDD-Systemen beibehalten werden, um die Redundanz zu beseitigen. Es könnten z. B. Code-Mengen mit vier oder mehr SSCs; eine Rotation für die Modulation durch 1 + j, 1 – j, –1 + j, –1 – j; usw. verwendet werden. Es wird angegeben, dass die Verwendung der kommafreien Codes für das TDD erlaubt, dass alle Zeitschlitze (des Synchronisationskanals) zur Entfernung zwischen den Codewörtern beitragen, um das Problem des Verlusts der Diversity zu vermeiden, der zu einem Verlust der Codewort-Trennungsentfernung führt.

Claims

Verfahren für die Synchronisation der Kommunikation in einem mobilen Empfänger (42, 50) für ein CDMA-Kommunikationssystem (40), wobei das Verfahren umfasst: (a) Erfassen einer kommafreien Codewort-Komponente (12) in einem Synchronisationskanal (11) eines von einer Basisstation (41) empfangenen Signals (10); und (b) Decodieren der kommafreien Codewort-Komponente (12), dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren auf die Zeitduplex-Kommunikation angewendet wird, dass die kommafreie Codewort-Komponente (12) aus einem Alphabet von Linearkombinationen aus N QPSK-modulierten sekundären Synchronisationscodes gebildet ist, wobei N eine ganze Zahl größer als 1 ist, und dass der mobile Empfänger (42, 50) aus der Decodierung der kommafreien Codewort-Komponente (12) Rahmensynchronisationsinformationen und eine von der Basisstation (41) verwendete Code-Menge bestimmt.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem N gleich 3 ist und die Koeffizienten in den Linearkombinationen aus der Menge {+1, –1, +j, –j} gewählt werden.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Linearkombinationen aus einer von 32 Code-Gruppen entnommen werden, die verschiedene Linearkombinationen aus 3 benachbarten von insgesamt 12 sekundären Synchronisationscodes enthalten; und bei dem jeder der Code-Gruppen einer von 32 Zeitversatzwerten und eine von 2, 4 oder 32 Code-Mengen zugeordnet sind.
Mobiler Empfänger für ein CDMA-Kommunikationssystem (40), mit (a) einem Synchronisationskanal-Detektor (51), der so betreibbar ist, dass er kommafreie Codewort-Komponenten (12) in einem empfangenen Signal (10) erfasst; und (b) einem Decodierer (52) für die Codewort-Komponenten (12), der mit dem Detektor (51) gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, dass der mobile Empfänger (42, 50) für Zeitduplex-Kommunikationen geeignet ist, dass die kommafreien Codewort-Komponenten (12) aus einem Alphabet von Linearkombinationen von N QPSK-modulierten sekundären Synchronisationscodes gebildet ist, wobei N eine ganze Zahl größer als 1 ist, und dass der mobile Empfänger (42, 50) so beschaffen ist, dass er aus der Decodierung der kommafreien Codewort-Komponenten (12) Rahmensynchronisationsinformationen und eine von der Basisstation (41) verwendete Code-Menge bestimmt.
Mobiler CDMA-Empfänger nach Anspruch 4, bei dem (a) der Detektor (51) einen programmierbaren Prozessor enthält, der so programmiert ist, dass er die Codewort-Komponenten (12) als Linearkombinationen von QPSK-modulierten Synchronisationscodes erfasst, die aus einer von 32 Code-Gruppen entnommen sind, die jeweils verschiedene Linearkombinationen von 3 benachbarten von insgesamt 12 sekundären Synchronisationscodes enthalten; und bei dem jeder der Code-Gruppen einer von 32 Zeitversatzwerten und eine von 2, 4 oder 32 Code-Mengen zugeordnet sind.
Verfahren für die Synchronisationscodierung in einer Basisstation eines CDMA-Kommunikationssystems (40), wobei das Verfahren umfasst: (a) Senden von kommafreien Codewort-Komponenten (12) in einem Synchronisationskanal (11) eines durch die Basisstation (41) gesendeten Signals (10); wobei (b) die Codewort-Komponenten (12) wenigstens teilweise einen Sender identifizieren; dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren für Zeitduplex-Kommunikationen angewendet wird, dass die kommafreien Codewort-Komponenten (12) aus einem Alphabet von Linearkombinationen von N QPSK-modulierten sekundären Synchronisationscodes gebildet sind, wobei N eine ganze Zahl größer als 1 ist, und dass die Basisstation (41) in den kommafreien Codewort-Komponenten (12) Rahmensynchronisationsinformationen sowie Informationen über eine Code-Menge, die für die Verwürfelung des Signals verwendet werden, codiert.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem N gleich 3 ist und die Koeffizienten in den Linearkombinationen aus der Menge {+1, –1, +j, –j} gewählt werden.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die Linearkombinationen aus einer von 32 Code-Gruppen entnommen werden, die jeweils verschiedene Linearkombinationen von 3 benachbarten von insgesamt 12 sekundären Synchronisationscodes enthalten; und bei dem jeder der Code-Gruppen einer von 32 Zeitversatzwerten und eine von 2, 4 oder 32 Code-Mengen zugeordnet sind.
Basisstation für ein CDMA-Kommunikationssystem (40), mit (a) einem Sender (30) für kommafreie Codewort-Komponenten (12) in Synchronisationskanälen (11); wobei (b) die Codewort-Komponenten (12) wenigstens teilweise die Basisstation (41) identifizieren, dadurch gekennzeichnet, dass die Basisstation (41) für Zeitduplex-Kommunikationen geeignet ist, dass die kommafreien Codewort-Komponenten (12) aus einem Alphabet von Linearkombinationen von N QPSK-modulierten sekundären Synchronisationscodes gebildet sind, wobei N eine ganze Zahl größer als 1 ist, und dass die Basisstation (41) in den kommafreien Codewort-Komponenten (12) Rahmensynchronisationsinformationen sowie Informationen über eine Code-Menge, die für die Verwürfelung des Signals verwendet werden, codieren kann.