KR20010072762A - 선택된 상관성을 가지는 직교 하다마드-베이스드 시퀀스에기초한 통신 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

송신기 및 수신기의 동기화를 위한 방법 및 장치는 최적화된 상관성을 갖는 직교 시퀀스에 기초한다. 송신기는 일정한 크기의 복소 원소를 가지는 특정 시퀀스로 한 세트의 월시-하다마드 시퀀스를 위치식 스크램블링하여 얻어지는 사인된 버전의 S-하다마드 시퀀스를 발생할 수 있다. 수신기는 수신된 버전의 동기화 신호의 시퀀스 신원과 시간 위치를 추정한다.

Description

선택된 상관성을 가지는 직교 하다마드-베이스드 시퀀스에 기초한 통신 방법 및 장치{COMMUNICATION METHODS AND APPARATUS BASED ON ORTHOGONAL HADAMARD-BASED SEQUENCES HAVING SELECTED CORRELATION PROPERTIES}

셀룰러와 위성 무선 시스템과 같은 현대 통신 시스템은 다양한 동작 모드(아날로그, 디지탈, 혼성)를 사용하고, 주파수 분할 다중 접속(FDMA), 시분할 다중 접속(TDMA), 코드 분할 다중 접속(CDMA) 및 이 기술들의 혼성과 같은 기술들을 이용한다.

디지탈 셀룰러 통신 시스템은 시스템 용량을 최대화하여 계층적 셀 구조, 즉 매크로셀, 마이크로셀, 피코셀 등의 구조를 지원하기 위해 기능성을 확장시켜 왔다. "매크로셀"이라는 용어는 일반적으로 종래의 셀룰러 통신 시스템에서의 셀 크기(예를 들어, 최소한 약 1 킬로미터의 반경)와 비슷한 셀을 지칭하고, "마이크로셀"과 "피코셀"은 일반적으로 점진적으로 더 작은 셀을 지칭한다. 예를 들어, 마이크로셀이 공공 실내나 실외 지역, 즉 컨벤션 센터나 복잡한 거리 등을 포괄하면,피코셀은 사무실 복도나 고층 빌딩의 한 층을 포괄한다. 무선 방송 범위도에 따르면, 매크로셀, 마이크로셀, 및 피코셀은 여러 다른 트래픽 패턴이나 무선 환경을 조종하는데 있어서 서로 중복되거나 구별된다.

도 1은 전형적인 계층적 또는 다층적인 셀룰러 시스템을 도시한다. 6각형 모양의 우산 매크로셀(10)은 위에 놓인 셀룰러 구조를 구성한다. 각 우산 셀은 아래에 놓인 마이크로셀 구조를 포함한다. 우산 셀(10)은 점선 내부의 둘러 싸인 지역으로 표현되고, 마이크로셀(30)은 건물의 개별 층을 포괄하는 피코셀(40, 50, 60)과 도시 도로에 따른 지역에 대응하는 대시선 내부의 둘러 싸인 지역으로 표현된다. 마이크로셀(20, 30)로 덮여진 두 도로의 교차점은 트래픽 밀집 지역이 될 것이고, 이는 핫 스팟(hot spot)으로 표현된다.

도 2는 전형적인 기지국(BS)(110)과 이동국(MS)(120)을 포함한 전형적인 셀룰러 이동 무선 전화 시스템의 블럭도이다. 기지국은 공중 전화망(PSTN)(도시되지 않음)에 차례로 연결되는 이동 스위칭 센터(MSC)와 연결된 제어 및 프로세싱 유닛(130)을 포함한다. 이런 셀룰러 무선 전화 시스템의 일반적인 양상은 종래 기술에서 알려져 있다. 기지국(110)은 제어 및 프로세싱 유닛(130)에 의해 제어되는 음성 채널 송수신기(150)를 통해 다수의 음성 채널을 조종한다. 또한, 각 기지국은 제어 채널 송수신기(160)를 포함하는데, 이는 하나 이상의 제어 채널을 조정할 수 있다. 제어 채널 송수신기(160)는 제어 및 프로세싱 유닛(130)에 의해 제어된다. 제어 채널 송수신기(160)는 기지국 또는 셀의 제어 채널을 통해 제어 채널에 로크될(locked) 이동국으로 제어 정보를 방송한다. 송수신기(150, 160)는 동일한무선 캐리어를 공유하는 제어 및 트래픽 채널로 사용하기 위해서, 음성 및 제어 송수신기(170)와 같은 단일 장치로 구현될 수 있다.

이동국(120)은 음성 및 제어 채널 송수신기(170)에서 제어 채널 상의 정보 방송을 수신할 수 있다. 그리고, 프로세싱 유닛(180)은 수신된 제어 채널 정보를 평가하고, 이 정보는 이동국이 로크될 후보 셀들의 특성을 포함하며, 이동국이 반드시 로크될 셀을 결정한다. 편리하게도, 수신된 제어 채널 정보는 결합된 셀에 관한 절대 정보를 포함할 뿐만 아니라, 제어 채널이 결합된 셀에 근접한 다른 셀들에 관한 상대 정보를 포함하며, 이는 예를 들어, 미국 특허 제5,353,332호 "무선 통신 시스템에서의 통신 제어를 위한 방법과 장치(Method and Apparatus for Communication Control in a Radiotelephone System)"에 기술되어 있다.

북미에서는, TDMA를 사용하는 디지털 셀룰러 무선전화 시스템은 디지털 확장 이동전화 서비스(D-AMPS)라고 불려지고, 원거리 통신 산업 연합 및 전자 산업 연합 (TIA/EIA)에 의해서 공표된 TIA/EIA/IS-136 표준에서 기술되는 일부 특성을 가진다. 직접 시퀀스 CDMA(DS-CDMA)를 사용하는 또 다른 디지털 통신 시스템은 TIA/EIA/IS-95 표준에 의해 기술되고, 주파수 호핑 CDMA 통신 시스템은 EIA SP 3389 표준(PCS1900)에 의해 기술된다. PCS1900 표준은 GSM 시스템의 구현이고, 이는 북미 외부에서 일반적이며, 개인 휴대 통신 서비스(PCS) 시스템을 위해 소개되고 있다.

차세대 디지털 셀룰러 통신 시스템을 위한 여러 제안들은 다양한 표준을 만드는 기구들에서 현재 논의 중에 있으며, 이 기구들은 국제 원거리 통신연합(ITU), 유럽 원거리 통신 표준 기구(ETSI), 일본 무선 산업과 사업 연합(ARIB)을 포함한다. 또한, 음성 정보 전송을 제외하고, 차세대 시스템은 개방 시스템 인터페이스(OSI) 모델 또는 전송 제어 프로토콜/인터넷 프로토콜(TCP/IP) 스택과 같은, 산업 와이드 데이터 표준에 기초해서 일반적으로 디자인되는 패킷 데이터 네트워크와 상호 동작하고, 패킷 데이터를 전달하도록 기대된다. 이런 표준들은 계속 개발되어 왔고, 공식적으로든 실질적으로든 수년동안 이런 프로토콜을 사용하는 애플리케이션들은 손쉽게 사용할 수 있게 되었다. 표준 기반 네트워크의 주된 목적은 다른 네트워크들과의 상호 연결성을 얻는 것이다. 인터넷은 오늘날 이러한 목적을 추구하는 표준 기반 패킷 데이터 네트워크의 가장 명백한 예가 된다.

위와 같은 대부분의 디지털 통신 시스템에서, 통신 채널은 주파수 변조 무선 캐리어 신호에 의해 구현되고, 이 신호는 800MHz, 900MHz, 1800MHz, 1900MHz 근처의 주파수를 가진다. TDMA 시스템과 CDMA 시스템의 변동 범위에서까지, 각 무선 채널은 연속된 시간 슬롯으로 나뉘고, 이들 각각은 사용자로부터 정보 블록을 포함한다. 시간 슬롯은 각각 미리 정해진 기간을 가지는 연속하는 프레임으로 분리되고, 연속하는 프레임은 일반적으로 연속된 상부구조로 분리된다. 통신 시스템에 사용되는 액세스 기술(예를 들어, TDMA 또는 CDMA)의 종류는 사용자 정보가 슬롯과 프레임에서 어떻게 표현되는지에 영향을 주지만, 현재의 액세스 기술은 모두 슬롯/프레임 구조를 사용한다.

같은 사용자에게 할당된 시간 슬롯은 무선 캐리어상의 연속하는 시간 슬롯이 되지 않고, 사용자에게 할당된 논리적 채널이 될 것이다. 각 시간 슬롯동안, 디지털 비트의 미리 정해진 수는 시스템에의해 사용되는 특정한 액세스 기술(예를 들어, CDMA)에 따라서 전송된다. 음성 또는 데이터 트래픽을 위한 논리 채널 이외에, 셀룰러 무선 통신 시스템은 또한 기지국과 이동국에 의해 교환되는 호출 셋업 메시지를 위한 페이징/액세스 채널과 같은 제어 메시지용 논리 채널, 및 송수신기를 동기시키기 위해 이동국과 다른 원거리 터미널에 의해 사용된 방송 메시지용 동기화 채널을 기지국의 프레임/슬롯/비트 구조에 제공한다. 일반적으로, 이런 서로 다른 채널의 전송 비트 속도는 동일할 필요가 없으며, 서로 다른 채널에서의 슬롯 길이도 일정할 필요가 없다. 또한, 유럽과 일본에서 생각하는 제3세대 셀룰러 통신 시스템은 비동기식인데, 이는 기지국의 구조가 시간적으로 다른 기지국의 구조와 관계되어 있지 않고, 이동국이 어떤 구조도 미리 알지 못한다는 것을 의미한다.

이러한 디지털 통신 시스템에서 수신 터미널은 어떤 정보 전달이 일어나기 전에 전송 터미널의 타이밍 레퍼런스를 찾아야만 한다. DS-CDMA를 사용하는 통신 시스템에서, 타이밍 레퍼런스를 찾는 것은 다운링크(예를 들어, BS 에서 MS) 칩, 심볼, 프레임의 경계를 찾는 것에 대응한다. 이것들은 각각 다운링크 칩-, 심볼-, 및 프레임 동기화로 불려지기도 한다. 여기에서, 프레임은 단순히, 독립적으로 검출되어 해독될 수 있는 데이터의 블록이다. 오늘날 시스템에서 프레임 길이는 일반적으로 10밀리초(ms)에서 20ms까지의 범위에 속한다. 기지국 타이밍의 서치(search)는 "셀 서치"라고 불려지고, 현재 DS-CDMA 통신 시스템의 특성을 가지는 기지국 특정 다운링크 스크램블링 코드의 신원을 포함한다.

이동국이나 다른 원거리 터미널은 일반적으로 기지국에 의해 전송된 신호의감쇠되고, 쇠퇴하고, 교란된 버전(version)이 중복된(합해진) 신호를 수신한다. 수신된 신호에서 슬롯과 프레임 경계는 어떤 기지국 특정 스크램블링 코드로서도 시작부터 이동국에 알려지지 않는다. 이동국의 목적은 잡음 가능(noise-like)(DS-CDMA에서) 수신 신호에서 하나 이상의 기지국을 검출하여 식별하는 것과, 사용된 스크램블링 코드를 식별하는 것이다.

원거리 터미널을 기지국에 동기화시키고, 기지국 특정 스크램블링 코드를 식별하는 것을 돕기 위해서, 일부 통신 시스템은 스크램블되지 않은 부분을 포함하는 각 기지국 신호를 제공하는데, 이것은 동기식 채널(SCH)로 불려지고, 이동국은 이 채널에 로크하여 셀 서치를 수행할 수 있다. 본 발명은 그런 동기식 채널을 수행능력과 이동국의 복잡성 관점에서 향상시킨다.

<발명의 요약>

본 발명의 한 양상에 따르면, 디지털 통신 시스템에서 수신된 신호에 대해 스크램블링 코드 그룹을 결정하는 방법이 제공된다. 통신 시스템에서 신호는 개개의 스크램블링 코드에 의해 스크램블되는데, 이 스크램블링 코드는 각각의 스크램블링 코드 그룹에 할당되고, 스크램블링 코드 그룹의 신원은 각각 주기적으로 다른 시퀀스에 의해 신호내에 부호화되는데, 이 시퀀스는 S-하다마드(Hadamard) 시퀀스인 부호 달린 코드 워드(words)의 시퀀스이다. 이 방법은 다수의 코드 워드 각각에 수신 신호를 연결하는 단계, 다수의 신호의 시퀀스 각각의 주기적 쉬프트에 따라 코히어런트하게 상관 관계를 결합시키는 단계, 수신 신호에 대한 스크램블링 코드 그룹을 식별하기 위해 최대한 코히어런트하게 결합된 상관 관계를 결정하는단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 양상에 따르면, 디지털 통신 시스템에서 수신된 신호에 대해 스크램블링 코드 그룹을 결정하는 방법이 제공되는데, 신호는 각각의 스크램블링 코드에의해 변환되고, 이 스크램블링 코드는 각각의 스크램블링 코드 그룹에 할당되고, 스크램블링 코드 그룹의 신원은 코드 워드의 각각 주기적으로 다른 시퀀스에 의해 신호내에 부호화된다. 이 방법은 S-하다마드 시퀀스인 각각의 다수의 코드 워드 시퀀스 각각의 주기적 쉬프트에 수신 신호를 상관시키는 단계, 다수의 코드 워드 시퀀스 각각의 상관 관계를 결합시키는 단계, 수신 신호에 대한 스크램블링 코드 그룹을 식별하기 위해 최대로 결합된 상관 관계를 결정하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 양상에 따르면, 최소한 하나씩의 송신기와 수신기를 가지는 디지털 무선 송신 시스템은 S-하다마드 시퀀스의 사인된 버전을 포함하는 동기식 신호를 생성하기 위한 송신기 내의 장치를 포함한다. S-하다마드 시퀀스는 일정한 크기의 복소 원소를 지닌 특정 시퀀스로, 위치식 스크램블링 월시-하다마드(Walsh-Hadamard) 시퀀스에 의해 얻어진다. 또한, 수신기에서도 동기식 신호의 수신 버전의 시퀀스 신원과 시간 위치를 추정하기 위한 장치를 포함한다.

본 발명의 또 다른 양상에 따르면, 수신 신호의 시간 위치를 결정하고, 수신 신호에 포함된 S-하다마드 시퀀스로서 부호화되는 월시-하다마드 시퀀스를 식별하는 방법이 제공된다. S-하다마드 시퀀스는 월시-하다마드 시퀀스와 일정한 크기를지니는 복소 원소를 가지는 특정한 시퀀스의 곱이며, 월시-하다마드 시퀀스는 제 1 세트의 월시-하다마드 시퀀스의 멤버이다. 이 방법은 수신 신호와 특정 시퀀스의 곱을 형성하는 단계와, 수신 신호내에 부호화된 월시-하다마드 시퀀스를 식별하기 위해서 다수의 월시-하다마드 시퀀스 각각에 곱을 상관시키는 단계를 포함한다.

본 발명은 일반적으로 전기적 원거리 통신에 관한 것으로, 구체적으로 다양한 사용자들의 송수신기의 동기화, 더욱 구체적으로 최적 상관성을 지닌 직교 시퀀스에 기초한 동기화를 위한 방법과 장치에 관한 것이다.

도 1은 전형적인 계층적 또는 다층적인 셀룰러 시스템을 도시한 도면.

도 2는 전형적인 셀룰러 이동 무선 전화 시스템의 블록도.

도 3은 제1 동기식 코드와 제2 동기식 코드를 가지는 동기식 채널과 무선 프레임/슬롯/칩 구조를 도시한 도면.

도 4는 본 발명에 따른 방법의 순서도.

도 5는 본 발명에 따른 스크램블링 코드 그룹을 결정하는 방법의 순서도.

도 6은 본 발명에 따른 스크램블링 코드를 결정하는 또 다른 방법의 순서도.

도 7은 수신 신호에 포함된 S-하다마드 시퀀스로 부호화되는 월시-하다마드 시퀀스를 결정하는 방법의 순서도.

도 8은 본 발명에 따른 통신 시스템 송신기 일부의 블록도.

도 9A, 9B, 9C는 본 발명에 따른 통신 시스템 수신기 일부의 블록도.

도 10은 고위 S-하다마드 시퀀스 사용을 도시한 도면.

본 발명에서의 적용은 셀룰러 무선 DS-CDMA 통신 시스템에서 셀 서치의 내용을 기술한다. 본 발명은 여기에 제시된 하나의 예에만 국한되지 않고, 많은 다른내용에 적용될 수 있다.

도 3은 16개 슬롯으로 나눠지는 40960 컴플렉스(위상과 직교 내에서) 칩을 구성하는 10 밀리초의 무선 프레임을 도시한다. 그러므로, 각 슬롯은 2560 칩을 포함하는데, 이는 10개의 256-칩 심볼을 나타낸다. 이러한 프레임/슬롯/칩 구조는 제3 세대 즉, ETSI에 의해 고려되는 광대역 CDMA 통신 시스템의 특징이다. 통신 시스템에서 기지국에 의해 전송되는 무선 신호는 스프레드와 스크램블링 데이터와 제어 비트와 스크램블되지 않은 동기식 채널(SCH)의 합이다. 데이터와 제어 비트는 일반적으로 월시-하다마드 시퀀스처럼 직각 시퀀스에 의한 비트-와이즈나 블록-와이즈의 교체에 의해 확장된다.(이것은 m-진수 직각 키라고 불려지기도 한다.) 스프레드 결과는 일반적으로 의사-노이즈(PN) 스크램블링 시퀀스에 추가로 비트 와이즈 모듈로-2에 의해 스크램블된다.

SCH는 제1 동기식 코드(PSC)와 제2 동기식 코드(SSC)로 두 부분으로 구성된느데, 둘 다 슬롯마다 한번씩 전송된다. 도 3에서 PSC와 SSC는 동시에 전송되는 것으로 도시되지만, 필수적인 것은 아니다. SSC는 슬롯의 또 다른 부분에서 전송될 것이다. WCDMA 시스템의 한 형태에서, 모든 기지국은 모든 기지국에 대해 같은 슬롯에서 고정된 상대적 위치를 가지는 PSC를 사용한다. SSC의 위치 또한 고정될 수 있지만(예를 들어, 도 3에 도시된 바와 같이 슬롯에서 제1), SSC 값은 기지국에서 기지국까지 변동한다. 사실상, 다른 SSC 값은 같은 기지국에 의해 다른 슬롯에서 전송된다. 그렇지만, SSC 값의 길이-16 시퀀스(다른 것도 가능)는 각 기지국에 의해 연속적인 프레임을 통해서 주기적으로 반복된다.

위에서 기술한 바와 같이, 이동국과 같은 원거리 터미널은 기지국과 같은 송신기로부터, 기지국에 의해 실제로 전송된 신호의 감쇠되고, 쇠퇴하고, 교란된 버전(version)이 합쳐진 신호를 수신한다. 원거리 터미널에서, 송신기에 사용되는 스크램블링 코드 뿐만아니라 수신 신호의 슬롯과 프레임 경계는 처음에 알려지지 않는다. 원거리 터미널의 목적은 잡음 가능 수신 신호의 프레임/슬롯/칩 구조를 결정하고, 사용된 스크램블링 코드를 식별하는 것이다.

이 목적을 수행하기 위한 한 방법은 프레임 타이밍을 설정하고, 모든 스크램블링 코드 후보와 수신 프레임을 연결함으로써 스크램블링 코드를 식별하도록 매우 강한 힘을 사용하는 것이다. 후보의 수가 많다면, 이것은 고용량(작은 셀)의 통신 시스템에 있는 것처럼, 매우 복잡한 고전력의 프로시저이다.

이 목적을 수행하기 위한 더 좋은 방법은 가능한 스크램블링 코드 세트를 각각 더 작은 코드 수를 가지는 그룹으로 나누고, SSCs의 시퀀스로 그룹 신원을 부호화하는 것이다. 그러므로, 수신 프레임에서 슬롯의 일부 또는 모두를 확장하는 SSCs의 시퀀스 검출에 의해서, 원거리 터미널은 기지국 스크램블링 코드가 속하는 모든 가능 스크램블링 코드의 작은 부분을 확인한다. 그리고, 원거리 터미널은 수신 정보를 특정한 기지국 스크램블링 코드를 확인하기 위해서 작은 부분에서 대기하는 스크램블링 코드의 더 적당한 각각의 수와 연결시킬 수 있다. 아래에 설명된 두 방법 모두에서, SSC 시퀀스는 스크램블링 코드 그룹과 프레임 타이밍이 동시에 얻어지게 하도록 선택된다.

아래에 설명된 선택적 두 방법에 있어서, 조정된 SSCs는 256 길이를 가지고,길이-256의 직교 골드 코드 세트로부터 얻어진다. PSC 시퀀스 또한 골드 코드 세트로부터 얻어진다. 물론 이것은 단지 하나의 예이고, 직교 코드의 다른 길이와 형태도 이것 대신에 사용 가능하다. 보통 직교가 선호되기는 하지만, 사실상 PSC와 SSCs는 일반적으로 직교일 필요가 없다.

두 방법의 공통적 첫 단계는(도 4 참조) 슬롯과 칩의 동기화이다. 스크램블되지 않은 보통 PSC와 함께 WCDMA 프로포절과 같은 동기화 채널을 가진 통신 시스템에서, 원거리 터미널은 PSC에 맞춰진 필터를 통해 수신 신호를(캐리어 등을 이동한 후에) 보낼 것이다. 이렇게 맞춰진 필터는 원거리 터미널의 프로세서(180)에 의해 실행되는 소프트웨어나, 적절하게 탭된(tapped) 딜레이(delay) 선이나 쉬프트 레지스터에 의한 하드웨어에서 구현될 수 있다. 다른 통신 시스템은 슬롯과 칩 동기화를 얻는 다른 장치 또는 방법을 사용한다.

슬롯의 동기화는 일반적으로 필요하지 않다. 즉, 수신기는 오직 설정된 칩또는 비트, 동기화를 지닌 SSCs를 스캔할 수 있다. 이를 실행하기 위한 한 방법으로는, 수신기가 슬롯 동기화를 가지지 않기 때문에, 약간의 정선된 딜레이에서 후보 SSCs 세트에 따라 맞춰진 필터를 사용하는 것이 있다. 또한, 슬롯의 동기화 없이 가능한 개시 위치의 수는, 슬롯의 수보다는 프레임에서의 칩 또는 비트의 수와 같다. 현재까지 제시된 WCDMA 시스템에서는, 각 프레임에 40960 칩과 오직 16개의 슬롯이 있다. 그러므로, 캐리어 신호 존재의 검출을 용이하게 하는 것 이외에도, 가능한 프레임 개시 위치의 개수가 프레임에 있는 칩 개수에서 PSC를 포함한 슬롯의 개수로 감소하는 데 있어서, 하나 이상의 슬롯에서 전송되는 스크램블되지 않은PSC는 통신 시스템에 확실한 이익을 준다.

도 4에 도시된 일반적 다음 단계에서, 수신기는 SSCs의 시퀀스와 이에 따른 프레임 타이밍과 그룹 신원을 결정한다. 세번째 단계에서도 두 방법에 공통적으로, 수신 데이터의 판정 디스크램블링은 앞선 단계에 의해 식별된 코드 그룹에서 모든 후보들을 사용하면서 생성된다.

도 4에 도시된 방법의 1단계가 WCDMA식 통신 시스템에서 잘 수행되기 위해서 PSC 시퀀스는 적합한 비주기적인 자기 상관성을 가져야만 한다. "적합한" 비주기적인 자기 상관성은, 코드 워드나 시퀀스의 쉬프트와 코드 워드나 시퀀스의 상관값이 제로 쉬프트를 제외하고는 작다는 것이다. 비주기적인 특성은, PSC 시퀀스가 각 슬롯에 보내진 9 심볼 중 오직 하나일 때, 코드 워드나 시퀀스가 최근에 제시된 WCDMA 시스템처럼 연속적으로 전송되지 않는 상황에서 중요하다. PSC를 찾도록 맞춰진 필터는 필터를 지나는 특정한 슬롯에서 발생하는 PSC에 의해서만 영향을 받고, 그 이전 또는 이후의 슬롯에서 발생하는 PSC에는 영향을 받지 않기 때문에, PSC의 비주기적인 자기 상관성은 중요하다. 적합한 비주기적인 자기 상관성은 도 5와 6에 제시된 아래의 두 예시 방법 중 하나에 의해서 보증될 수 있다.

방법1

16개 코드 각각의 32 그룹으로 나눠지는 512 스크램블링 코드가 보편적으로 손실이 없다고 가정한다. 프레임에서 SSCs의 시퀀스에 의해 SCH에 있는 그룹을 각 그룹 l에 표현하기 위한 코드 워드(C_l)를 할당한다.(도 5의 단계 502) 할당된 코드워드는 원거리 터미널과 통신될 될 수 있거나, 터미널에 있는 적절한 메모리에 미리 저장될 수 있다. 코드 워드(C_l)가 단순히 프레임의 각 슬롯에서 SSC로 전송된다면, 수신기의 C_l결정은 스크램블링 코드 그룹(PSC가 각 슬롯에 보내지지 않는다면, 슬롯 타이밍)을 결정하지만, 프레임 타이밍(프레임 동기화)을 결정하지는 않는다. 그러므로 본 발명의 한 양상에 따르면, C_l의 사인된(signed) 버전은 프레임에서 일부 또는 모든 슬롯의 각각에 전송된다. 프레임에서 SSCs의 시퀀스가 적합한 주기적 자기 상관성을 가지며 주기적으로 구별되는 시퀀스 길이-16을 포함하게 하기 위해서, 슬롯 특정 부호는 선택된다. 따라서, m_i가 i차 슬롯에서 코드 워드(C_l)의 부호라면, 프레임에서 SSCs의 전송된 시퀀스는 프레임이 16 슬롯을 포함하게 하기 위해서 아래와 같게 될 것이다.

[m₁C_l, m₂C_l, ..., m₁₅C_l, m₁₆C_l]

코드 워드(C_l)와 연결된 상관값을 최소화하는 [m₁, m₂, ..., m₁₅, m₁₆]의 위상 모두는, 수신된 슬롯 정보와 모든 가능 코드 워드(C_l)를 연결하는 것에 의해(도 5의 단계 506), 그리고 시퀀스[m₁, m₂, ..., m₁₅, m₁₆]의 모든 주기적 쉬프트에 상응하는 부호 시퀀스에 따라 상관값을 코히어런트하게(coherently) 연결하는 것에 의해(도 5의 단계 508) 결정될 수 있다.(도 5의 단계 510)

슬롯/코드-워드 상관값을 코히어런트하게 연결하기 위해서, 채널 평가가 필요하며,이는 무게 함수 또는 통신 채널의 임펄스 응답을 결정하는 수신기를 포함한다. 코히어런트한 디지털 크기 변조와 WCDMA식 시스템에서 페이딩 채널을 통한 전송을 위해, 채널 응답 추정은 알려진 PSC와 수신된 슬롯 정보를 연결함으로써 알려진 PSC 상에 기반을 둘 수 있다. 디지털 무선 통신 시스템에서 채널 추정의 양상은 P.Schramm등의 미국 특허 제5,768,307호 "디지털 통신에서 판단-유도 채널 추정의 간섭적 변조(Coherent Demodulation with Decision-Directed Channel Estimation for Digital Communication)"에 기술되어 있다.

방법 2

본 방법은 스크램블링 코드의 각 그룹을 명백하게 식별하기에 충분한, 다수의 코드 워드(C_l)의 작은 세트의 멤버 시퀀스를 형성하는 것에 기초한다.(도 6의 단계 602) 16개 코드 각각의 32 그룹으로 나눠지는 512 스크램블링 코드가 보편적으로 손실이 없다고 다시 가정한다. 단지 예시의 한 방법으로서, 17개의 코드 워드(C_l)와 각각 16개의 슬롯을 가진 프레임을 놓는다. 17개의 "문자" 또는 심볼 중의 한 개의 "알파벳"은 많은 길이-16의 문자 시퀀스를 만들 수 있고, 그런 많은 시퀀스들은 적합한 주기적 자기 상관성과 상호 상관성을 가지도록 제공된다. 이러한 시퀀스 구성 방법은, 텍사스 인스트루먼츠 주식회사에 의해 설립된 IMT-2000 연구회, 즉 에어 인터페이스 연구 그룹(SWG2)의 제 DOC. 번호 제AIF/SWG2-15-6(P)호 "고속 장 코드 수집을 위한 콤마 프리 코드(Comma Free Codes for Fast Long Code Acquisition)"에 기술되어 있다.

"적합한" 상호 상관성은 어떤 다른 코드 워드나 시퀀스 및 작은 코드 워드나시퀀스의 상대적 쉬프트와의 코드 워드나 시퀀스의 상관값이다. 주기적 특성은 SSCs의 16-심볼 시퀀스가 프레임에서 프레임으로 반복될 때, 코드 워드나 시퀀스가 현재 제시된 WCDMA 시스템처럼 연속적으로 전송되는 상황에서 중요하다. SSC가 각 슬롯에 보내진 10개의 심볼 중의 오직 하나이고, 감지가 연속적으로 전송되지 않았을지라도, 동기화가 프레임의 9/10에서 SSCs를 찾지 않도록 설정될 수 있고, SSCs를 연속적인 것 처럼 처리할 수 있다. 주어진 16개의 연속 슬롯 즉, 수신기는 전체 17-심볼 시퀀스의 임의의 심볼식 주기적 쉬프트 중 적어도 하나를 획득한다는 것을 알 수 있다.

모든 가능한 길이-16의 문자 시퀀스중에서, 32개는 SSC 시퀀스 각각을 나타내는 상관성에 기초해서 선택된다. 방법 1에 따라서, 선택된 시퀀스는 원거리 터미널과 통신될 수 있거나, 터미널의 적절한 메모리에 미리 저장될 수 있다. 그러나, 최근에는 방법 1에 따라 형성된 시퀀스는 방법 2에 따라 형성된 시퀀스보다 약간 더 좋은 상관성을 가진다고 생각된다.

SSC 코드 워드(C_l)의 시퀀스는 시퀀스가 코드 워드식의 주기적으로 구별되고 적합한 상호간의 상관성을 지니도록, 17개 코드 워드의 "알파벳"으로부터 선택 코드 워드에 의해 구성된다. 예를 들어, 하나가 두 개의 "문자" A와 B를 가진다고 가정하면, 이 문자들은 SSCs와 같은 상호적으로 직교하는 길이-256의 시퀀스이고, 이는 그런 "문자"의 길이-8 시퀀스와 관계가 있다는 것을 가정한다. 하나가 시퀀스 AAAAABBA로 시작한다면, 그 시퀀스 중 하나의 주기적 쉬프트는 AAAAAABB이고,이것은 직교 시퀀스 AAAAABBA와 구별된다. 코드 워드식의 비주기적으로 구별되는 시퀀스는 ABABABAB이고, 또 하나(추가로)는 AAAAAAAA이다. 후자에서는 모든 주기적 쉬프트가 동일하고, 전자에서는 일부 주기적 쉬프트가 동일하다. 물론, 시퀀스의 길이에 의한 쉬프트는(즉, 심볼의 수에 따른 쉬프트) 다시 오리지널 시퀀스가 되고, 이는 시퀀스를 코드 워드식의 주기적으로 구별되게 한다.

또 다른 두 코드 워드식의 주기적으로 구별되는 시퀀스는 편의상 Seq1로 불려지는 ABBBBBBB와 편의상 Seq2로 불려지는ABBAAABB이다. 아래의 표는 오리지널 시퀀스와 각각 쉬프트된 시퀀스가 일치하는 즉, 같은 "문자"를 지니는 시퀀스 위치의 수를 나타낸다.

쉬프트: 0 1 2 3 4 5 6 7

Seq1: 8 6 6 6 6 6 6 6

Seq2: 8 4 2 4 4 4 2 4

이 표로 부터, 상술된 "적합한" 자기 상관성은, 코드 워드나 시퀀스의 쉬프트와 코드 워드나 시퀀스의 상관값이 제로 쉬프트를 제외하고는 작기 때문에, Seq2가 Seq1보다 "더 좋은" 자기 상관성을 가진다는 것을 알 수 있다. 주기적으로 코드 워드식 구별이 되지 않는 시퀀스에서, 적어도 하나의 논-제로(non-zero) 쉬프트동안 일치하는 수는 8개(최대)가 될 것이다. 일치하는 수는 상관성(자동 상관성 또는 상호 상관성 중 하나)이 일치 수보다 적은 비일치 수로 보통 정의되는 상관값과 관계가 있다.

Seq2와 Seq1 사이의 상호 상관성 즉, Seq1이 Seq2를 지나는 위치에 의해 쉬프트되고 감싸진 것처럼, Seq1과 Seq2가 같은 "문자"를 가지는 시퀀스 위치 개수는 다음 표에 주어진다.

상대 쉬프트: 0 1 2 3 4 5 6 7

일치 : 5 3 3 5 5 5 3 3

코드 워드의 적합한 세트는 다른 코드 워드 및/또는 본 코드 워드나 다른 코드 워드의 쉬프트에 대해 한 코드 워드를 틀리지 않게 하는 것이다. 비슷한 방법으로, 수신된 슬롯 정보는 모든 쉬프트에서 가능한 모든 코드 워드 시퀀스와 연결된다.(도 6의 단계 604)

코드 워드(C_l)는 방법 1에서 처럼 표시되지는 않으며, 각각의 코드 워드와 수신 슬롯들의 상관성의 비간섭적 결합이 가능하다.(도 6의 단계606) 예를 들어, i번째 슬롯에서의 수신 정보인 R_i와, SSCs의 가정된 시퀀스에서 i번째 SSC인 SSC_i사이의 상관성을 C_i=C(SSC_i,R_i)로 놓는다. 이 때, C_i의 합은 i가 가정된 시퀀스와 수신 정보 사이의 상관성이지만, 몇몇 R_i는 알려지지 않고 여러가지 쇠퇴나 다른 전송의 중단이 있기 쉽기 때문에, 비간섭적인 결합은 채널 추정이 없을 때 필요하다. 즉, i를 받는 C_i의 크기 스퀘어의 합이 측정된다. 채널 추정(a_i)이 사용 가능하다면, 상관값은 C_i의 결과와 a_i의 복소 결합의 i를 합함으로써 코히어런트하게 결합된다. 방법 1에서, 표시(m_i)는 반드시 유지되어야 하기 때문에 간섭적 결합이 필요하지만, 방법 2에서는 간섭적이거나 비간섭적인 결합 둘 다가 사용될 수 있다.

따라서, C_i가 i번째 슬롯에서의 SSC라면, 전송된 SSC 시퀀스는 16개의 슬롯을 가진 아래의 프레임이 될 것이다.

[C₁, C₂, ..., C₁₅, C₁₆]

최대 상관값의 결정은 모든 쉬프트 신원 프레임 타이밍과 스크램블링 코드 그룹을 식별하는 시퀀스에서 가능한 모든 SSC 시퀀스와 수신된 슬롯 정보를 결합함으로써 얻어진다.(도 6의 단계 608)

상술된 바와 같이, 동기식 코드들(PSC 및 SSC)은 길이 256의 수직적 골드 코드일 수 있다. 이러한 동기식 코드는 ETSI 및 ARIB에 의해 고려되는 WCDMA 통신 시스템에서 사용된다. 최근 WCDMA 시스템에서 제안되는 PSC 시퀀스는 선택된 시퀀스가 가장 큰 장점(MF)을 가지도록 길이 256의 수직적 골드 코드로부터 선택되고, 이는 제곱된 논-제로-지체의 비주기적 자동 상관값의 합에 의해 나뉘어진 제로-지체의 비주기적 자동 상관값의 제곱으로 정의된다. 또한, 장점은 자동 상관 함수의 페이즈 외의 최고 피크 크기가 될 수 있다는 것이다.

이런 코드와 위의 문제에 대한 다수의 코드 타입의 한 양상에 따르면, 수직적 골드 코드의 자동 상관성이 반드시 최선의 것은 아니다. 이런 표준에 기초해서 선택된 골드 코드의 자동 상관성은 나쁘지 않고, 더 나은 특성을 지니는 시퀀스를 찾아내려고 한다.

또한, 수신기는 들어오는 신호를 보존하기 위해 실시간에 각 슬롯의 정보상의 많은 256-칩 상관을 수행해야만 하기 때문에, 수직적 골드 코드의 사용은 수신기의 복잡성을 증가시킨다. 잘 알려진 월시-하다마드 시퀀스는 단순 수신기를 가져오는 고속 월시 변형(FWT)과 효과적으로 연결되지 않을 수 있다. FWT를 수행하기 위한 방법과 장치는 미국 특허 제5,357,454호 "고속 월시 변형 프로세서(Fast Walsh Transform Processor)"에 기술되어 있는데, 이는 참조와 함께 본 명세서에서 명백하게 연결된다. 월시-하다마드 시퀀스는 강한 힘의 상관성보다 훨씬 덜 복잡할 수 있는 월시-하다마드 시퀀스와 수신 시퀀스의 상관성을 형성하는 구조적 특징을 가진다. FWT 동작의 결과는 주어진 길이의 모든 월시-하다마드 시퀀스와 수신 시퀀스를 결합하는 것과 실질적으로 동일하다.

또한, WCDMA 통신 시스템에서 최근 제안하는 적용들은 월시-하다마드 시퀀스 계열의 부분만을 사용해야할 필요가 있으며, 이에 따라 FWT 결과의 부분만이 관심이다. FWT가 효율적이라고 하더라도, 전체의 FWT는 불필요한 동작을 수행한다. 월시-하다마드 시퀀스의 부분이 잘 선택된다면, 비상관은 풀 FWT보다 작은 차수의 FWT로 수행될 수 있다. 그러므로 복잡한 관점에서 보면, 하다마드 시퀀스가 적절하다. 그렇지만, 월시-하다마드 시퀀스는 자동 상관성이 매우 안 좋고, 따라서 셀 서치의 목적에 적절하지 않다.

일반적으로, 비주기적 자동 상관성을 적어도 하나 가지는 직교 시퀀스의 세트가 있으며, 이 특성은 PSC 및 SSC 시퀀스와 같은 역할을 수행할 수 있는 상술된 골드 코드 시퀀스의 특성보다 더 좋거나 같다. 또한 수신기에서 효과적으로 비상관될 수 있는 시퀀스 계열을 가질 수 있다. 이러한 목적은 월시-하다마드 시퀀스에 기초한 수직 시퀀스의 세트에 의해 달성될 수 있지만, 더 좋은 자동 상관성을가질 수 있다. 이 적용에서, 이런 시퀀스들은 S-하다마드 시퀀스로 불려진다.

본 발명의 한 양상에 따르면, 각각의 월시 하다마드 시퀀스는 유닛-크기의 구성 성분을 가지는 특별 복소 시퀀스 S에 의해 곱해지는 위치식이다. 특별 시퀀스 S는 S-하다마드 시퀀스의 결과 세트의 멤버가 S 시퀀스 때문에 좋은 자동 상관성과 상호 상관성을 갖도록 주의해서 선택된다. 상관성에 따른 시퀀스의 구성은 P. 덴트 등의 미국 특허 제5,353,352호 "무선 통신을 위한 다중 액세스 코딩(Multiful Access Coding for Radio Communication)"과 G.보틈리(Bottomley)등의 제 5,550,809호 "무선 이동 통신을 위한 벤트(bent) 시퀀스를 사용하는 다중 액세스 코딩(Multiful Access Coding Using Bent Sequences for Mobile Radio Communication)"에 기술되어 있다. 이러한 특허들은 본 명세서에서 참조와 함께 명백하게 연결되어 있다.

모든 시퀀스가 행렬의 최고 행으로 나타나게 하기 위해서, H_M을 정규화된 MxM 월시 하다마드 행렬로 놓는다. 월시 하다마드 시퀀스는 이 행렬의 M 행에 의해 주어지고, H_M의 입력(시퀀스의 구성성분)은 +1, -1중의 하나이다. 행렬 H_M은 아래 식에 따라 일반적으로 생성된다.

H₁=[+1]이다. 이는 실베스터-타입(Sylvester-type) 하다마드 행렬이라고 불려진다.

H_M에서의 행 또는 열의 치환, 또는 어떤 행이나 열에 -1을 곱하는 것은 하다마드 행렬을 사용한다. 아래 설명된 행들 사이의 시퀀스를 선택하는 기준은 실베스터-타입 행렬에 대해 유효하고, 하다마드 행렬의 다른 형태를 위한 간단한 방법으로 바뀔 수 있다. 일반적으로, 아래의 설명은 여러 예에서 실베스터-타입 행렬을 사용한다.

[h_i,0, h_2,1, ..., h_i,M-1]을 i번째 하다마드 시퀀스로 놓고, S = [s₀, s₁, ..., s_M-1]를 일정한 크기(본 예의 유닛 크기)의 복소 원소를 가지는 특정한 시퀀스(S)로 놓는다. 그리고, i번째 S-하다마드 시퀀스가 주어진다.

이는 수신기가 월시 하다마드 코드 워드를 시퀀스(S)로 스크램블한 결과로서 보여질 수 있다.

i번째와 j번째 S-하다마드 시퀀스 사이의 상호 상관성은 아래 식으로 주어진다.

위 식에서 i=j이고, 다른 것들은 0 이라면 M과 같고, 직교 월시 하다마드 시퀀스가 서로 직교한다. 그러므로, S-하다마드 시퀀스 또한 직교한다.

H_M에서 제1 행은 모든 시퀀스이고, 이에 따른 S-하다마드 시퀀스는 아래와같이 그 자체로 특정한 시퀀스(S)가 된다.

[c_0,0, c_0,1, ..., c_0,M-1] = [s₀, s₁, ..., s_M-1] = S

그러므로, 적합한 비주기적 자동 상관성을 가지는 S를 선택함으로써, 직교 S-하다마드 시퀀스 세트는 적어도 하나의 멤버를 포함하는데, 이 또한 적합한 비주기적 자동 상관성을 가진다.

WCDMA 시스템에서 최근에 제안되었던 골드 시퀀스 만큼 적합한 자동 상관성을 가지는 시퀀스를 디자인하는 것에는 여러 가지 방법이 있다. 한 간단한 방법은 최근에 제안된 PSC 시퀀스를 특정한 시퀀스(S)로 선택하는 것이다. 그리고 상술한 바와 같이, S-하다마드 시퀀스 중 하나는 모든 월시 하다마드 시퀀스가 새로운 PSC 시퀀스에 대한 기초로서 선택된다면, 특정한 시퀀스(S)가 되고, 또한 새로운 PSC 시퀀스도 된다.

또 다른 방법은 상보 페어 시퀀스라고 불리는 시퀀스 중의 하나를 선택하는 것이다. 이는 전자공학 레터스의 26권, 제8호, 881-883 페이지(1990,6,21)의 S.Z.부디즌이 쓴"새로운 상보 페어 시퀀스"와, 전자공학 레터스의 26권, 제22호, 1861-1863 페이지(1990,10,25)의 S.Z.부디즌이 쓴 "새로운 다중레벨 상보 페어 시퀀스"에 기술되어 있다. 이 두 발표는 모두 본 명세서의 참조와 명백하게 결합되어 있다. 이런 시퀀스는 적합한 자동 상관성을 가지는 시퀀스를 포함한다고 알려져 있다. 일반적으로 시퀀스(S 및 S')의 상보 페어는 그들 각각의 비주기적 자동 상관 함수의 합이 모든 논-제로(non-zero) 지체에 대해 0 이라는 특성을 지니고 있다.그러나, 상보 페어의 오직 한 멤버만이 이 적용에 필요하다.

위에서 인용된 부디즌의 발표에서 설명된 바와 같이, 실제 다중레벨 상보 시퀀스(a_n및b_n)는 아래 식에 따라 생성될 수 있다.

a₁(i) = δ(i) b₁(i) = δ(i)

a_n+1(n+i) = a_n(i) + W_nb_n(i-S_n) b_n+1(n+i) = a_n(i) - W_nb_n(i-S_n)

여기에서, δ(i)는 크로니커 델타 함수이고; n은 반복하는 개수이고; n ∈ 1,2, ..., N-1; W_n은 +1 또는 -1의 값을 가지는 계수이고; S_n은 임의의 정적 딜레이이고, i는 시간 스케일을 나타내는 정수이다.

실제 다중레벨 상보 시퀀스는 또한 아래 식에 따라 부디즌의 발표에서 기술된 것처럼 생성될 수 있다.

a₀(i) = δ(i) b₀(i) = 0

a_n+1(i) = a_n(i) + A_nb_n(i-S_n) b_n+1(i) = A_na_n(i) - b_n(i-S_n)

여기에서, δ(i)는 크로니커 델타 함수이고; n ∈ 1,2, ..., N-1; A_n은 실제 파라미터이고; S_n은 임의의 정적 딜레이이고, i는 시간 스케일을 나타내는 정수이다.

본 출원인은 위에서 인용된 부디즌의 발표에서 설명된 알고리즘에 의해 곱해지는 길이-256 시퀀스의 2진 원소의 모든 상보 페어의 값을 구했다. 아래의 표는 MF에 대해 최적화된 상보 시퀀스와, 최고 피크 크기에 대해 최적화된 상보 시퀀스에 대한 직교 골드 시퀀스인 PSC 시퀀스에 대한 최고 피크 크기와 MF를 비교하는표이다.

S MF 최고 피크 크기

직교 골드 2.7 18

상보 페어(베스트 MF) 4.5 25

상보 페어(베스트 피크) 3.1 12

이 표로부터, 직교 골드 코드 PSC보다 더 좋은 특성(MF 또는 최고 피크 크기 중 하나)을 가진 시퀀스들이 있다는 것을 알 수 있다.

최근에 제시된 WCDMA 시스템에 적합한 상보 페어 시퀀스의 특정한 한 예로서, 아래식은 위에서 인용된 부디즌의 발표에서 설명된 알고리즘에서 시퀀스(S_n및 W_n)로서 편리하게 사용될 수 있다.

[S₁, S₂, ..., S₈] = [1, 2, 8, 64, 4, 128, 32, 16]

[W₁, W2, ..., W₈] = [1, 1, 1, 1, 1, -1, 1, 1]

여기에서, n = 8 이고, i ∈ 0, 1, ..., 255 이고, 시퀀스[a_n(i)]를 얻기 위해서 이러한 시퀀스에 대한 베스트 MF를 가진다.

최근에 제시된 WCDMA 시스템에 적합한 상보 페어 시퀀스의 또 다른 특정한 한 예로서, 아래식은 위에서 인용된 부디즌의 발표에서 설명된 알고리즘에서 시퀀스(S_n및 W_n)로서 편리하게 사용될 수 있다.

[S₁, S₂, ..., S₈] = [32, 1, 16, 2, 4, 128, 8, 64]

[W₁, W2, ..., W₈] = [1, 1, -1, 1, 1, -1, -1, 1]

여기에서, n = 8 이고, i ∈ 0, 1, ..., 255 이고, 시퀀스[a_n(i)]를 얻기 위해서 이러한 시퀀스에 대한 최저 최대 논-제로-지체 상관성을 가진다.

상보 페어 시퀀스 사이의 많은 시퀀스들은 골드 코드보다 더 좋은 점(MF) 또는 더 좋은 최고 피크 크기를 가지고, 이에 따라 시퀀스는 특정 시퀀스(S)로서 편리하게 사용될 수 있다. 상보 페어 시퀀스는 길이가 실베스터-타입 월시 하다마드 시퀀스의 길이와 맞기 때문에, 즉 두 개의 정수 파워이기 때문에, 특히 이 적용에 적합하다.

일반적으로 적합한 상관성을 가지는 많은 시퀀스들이 만들어질 수 있지만, 이들 중 많은 사퀀스는 월시 하다마드 시퀀스와 맞지 않는 길이를 가지고 있다. 그러므로, 이런 시퀀스들은 변조(및 이에 따라 바뀌는 상관성) 없이는 사용될 수 없다.

월시 하다마드 시퀀스와 특정 시퀀스(S)의 위치식 곱셈은 FWT에 의해 효과적으로 비상관 되도록 하는 월시 하다마드 시퀀스의 구조적 특성을 파괴한다. 그럼에도 수신 복소 시퀀스(r')로서 수신된 신호를 표현하는 것은 아래와 같이 주어진다.

수신기는 제1 단계로, 아래에 주어진 시퀀스(r)를 만들기 위해 특정 시퀀스(S)의복소 콘쥬게이트(conjugate)에 의해 위치식으로 r'을 곱한다:

이는 수신기가 시퀀스(S)에 기초한 월시 하다마드 시퀀스를 디스크램블한 결과로서 보여질 수 있다. 시퀀스(r)는 가장 적절한 후보를 찾기 위해서, 예를 들어, FWT를 사용함으로써 관심 월시 하다마드 시퀀스와 상관될 수 있다.

길이-M의 후보 시퀀스 M 뱅크와 길이-M의 수신된 시퀀스의 상관성은 일반적으로 M²동작의 차수에서 요구된다. S-하다마드 시퀀스를 사용함으로써, 시퀀스(r')의 상관성은 FWT가 사용될 수 있기 때문에, Mㆍlog₂M의 차수에서만 요구된다. 물론, 이는 강한 힘에 의해 즉, 후보 S-하다마드 시퀀스에 수신 신호를 단순히 상관시키는 것에 의해, 수신되는 S-하다마드 시퀀스를 결정하기에 유용한 환경이다.

도 7에 도시된 것처럼 요약하기 위해서, 수신된 신호(r')-예를 들어 PSC 또는 SSC-에 포함된 S-하다마드 시퀀스(r)로서 기호화 되는 월시 하다마드 시퀀스를 일반적으로 결정하는 편리한 한 방법은, 응용-특정 집적 회로와 같은 하드웨어나, 수신기의 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 중 하나에서 수신기에 구현될 수 있는 아래 단계들을 포함한다.

1. r을 얻기 위해 특정 시퀀스(S)를 사용하는 수신된 시퀀스(r')을 디스크램블한다.

2. 예를 들어, r에서 M-포인트(FWT)를 수행함으로써(단계 704), 수신된 월시 하다마드 코드 워드를 식별한다. 물론 원한다면, 수신된 월시 하다마드 시퀀스는 상술된 것처럼 곱셈에 의해서 얻어질 수 있다. 특정 시퀀스(S)는 예를 들어, 상술된 모든 월시 하다마드 시퀀스에 기초한 S-하다마드 시퀀스처럼, 수신기와 통신되거나, 수신기에 저장될 수 있거나 다른 방법으로 위치상으로 생성될 수 있는 후보 S 시퀀스와 통신될 수 있다.

상술된 바와 같이, 최근에 제시된 WCDMA 통신 시스템에서 동기식 채널은 M이 프레임에서 슬롯의 개수로 식별될 때, 모든 가능한 길이-M의 월시 하다마드 시퀀스의 부분만을 사용할 수 있다. 상술된 방법 1에서, 부분 멤버의 개수는 스크램블링 코드 그룹의 개수이다.(예를 들어, 32개) 방법 2를 도시한 예에서는 17개의 시퀀스가 필요하다. 또한, PSC로 사용되는 시퀀스의 필요를 고려하면, 33개(방법 1에서) 또는 18개(방법 2에서)의 길이-16 시퀀스 중 하나를 포함하는 부분은 예시 시스템에서 유용하다. 아래에서는 두 파워의 중요성을 포함하는 시퀀스 부분을 설명하고, 33개 및 18개와 같이 두 논-파워 중요성의 일반적 경우를 설명한다.

M을 총 개수 및 시퀀스의 길이로 놓고, N을 M 시퀀스에 사용되는 시컨스 개수로 놓는다. 또한, M과 N을 두 정수 파워로 놓고, L=M/N으로 놓는다. 그리고, 시퀀스에 사용되는 N은 다음과 같이 정의된다.:

k = 0, 1, ..., L-1 중 어느 것에 대해서도, 선택되는 월시 하다마드 시퀀스는 k 행으로 부터 시작하는 행렬 H_M에서매 L번째 행이 된다. 이 선택된 시퀀스는 자동상관성에 맞추기 위해서 특정 시퀀스(S)로 스크램블된다. 월시 하다마드 시퀀스의 부분은 N-포인트 FWT가 수신기에 의해 사용되는 것보다 더 편리하게 선택된다.

선택된 월시 하다마드 시퀀스를 자세히 검사하면, N개의 길이-M 시퀀스 각각이 길이-L의 부분열(S')의 N 표시된 카피들의 연결이라는 것을 알 수있다. 부분열(S')은 모든 월시 하다마드 시퀀스에 대해서 동일하지만, 표시 패턴은 다르며 아래와 같다.

여기에서, h'_i,J는 i번째 월시 하다마드 시퀀스에서 S'의 j번째 카피 전의 부호이다. 이는 k에 따르며, 시퀀스(S')는 다르게 보일 것이다.

부호 행렬 H'_N= [h'_i,j]는 그 자체가 N차의 하다마드 행렬이다. 이것은 상용 시퀀스(N) 및 시퀀스 길이(M)가 두 정수 파워일 때, 수신기에서 구현될 수 있는 도 7에 도시된 변조 방법을 따르는 한 예를 제시한다.

1. 시퀀스(r)을 얻기 위해 수신된 복소 시퀀스(r')를 특정 시퀀스(S)로 디스크램블한다.(단계 702);

2. 길이 N의 시퀀스(r'')를 얻기 위해 S'를 가진, r의 길이-L의 N개 연속 부분열의 N 연속 상관을 수행한다. (단계 704); 및

3. 수신된 길이-N의 월시 하다마드 시퀀스를 식별하기 위해서 r''상에 N-포인트 FWT를 수행한다.(또한, 단계 704) 아래의 단계를 포함한 도 7에 도시된 더 간단한 변조 방법을 위해서 단계(1 및 2)는 결합된다.:

1. 길이 N의 시퀀스(r'')를 얻기 위해 짧은 시퀀스(S'₁, ..., S'_N)를 가진 수신된 복소 시퀀스(r')의, 길이-L의 N개 연속 부분열의 N 연속 상관을 수행한다.(단계 702); 및

2. 수신된 길이-N의 월시 하다마드 시퀀스를 식별하기 위해서 r''상에 N-포인트 FWT를 수행한다.(단계 704)

짧은 시퀀스(S'_i)는 S'을 가진 S의 i번째 길이-L의 섭세그먼트(subsegment)의 위치식 곱셉에 상응한다.

상용 시퀀스의 개수가 상술된 예에서 처럼 두 정수 파워가 아니라면, 하나는 32-포인트 FWT와 33개의 멤버를 포함한 부분을 조정하는 일반 상관을 수행할 수 있고, 하나는 16-포인트 FWT와 18개의 멤버를 포함한 부분을 조정하는 두 개의 일반 상관을 수행할 수 있다. 사용된 길이-32 및 길이-16의 시퀀스는 상술된 것처럼 선택되어야만 하고, 추가 한 개 또는 두 개의 시퀀스는 32 또는 16 시퀀스에 포함되지 않는 어떤 시퀀스라도 될 수 있다.

두 개의 비정수 파워 예를 들어 48(256은 제외하고) 시퀀스의 개수에 대하여 선택적으로, 수신기는 단계(2 및 3)를 두 번 이상 수행할 수 있다.: 한번은 N=32로 하고, 한번은 N=16로 한다.(S',L 및 k 또한 다르다.) 32+16 시퀀스는 위의 기준에 따라 선택되어야만 하고, 일치하지 않는다. 어떤 시퀀스의 개수는 두 파워 정수 개수의 합이기 때문에, 이 추론은 M보다 적은 어떤 시퀀스의 개수로도 쉽게 확장될 수 있다. 필요보다는 큰 낮은 차수의 FWT, 예를 들어 64-포인트 FWT를 사용할 수도 있고, 단순히 결과적 상관값의 16을 사용하지 않을 수도 있다.

상술한 바와 같이, 두 개의 정수 계수가 되지 않는 N의 경우를 처리하는데는 많은 방법이 있다.

본 발명에 따른 통신 시스템 송신기(800)의 블록도는 도 8에 도시되어 있다. 발생기(802)는 S-하다마드 코드 워드 세트를 생성하는 발생기(804)에 제공되는 적절한 특정 시퀀스(S)를 만들어 낸다. 발생기(804)는 생성을 위한 장치 - 예를 들어 반복적으로, 길이-M의 실베스터-타입 월시 하다마드 시퀀스의 세트 또는 서브 세트 및 길이-M의 월시 하다마드 세트 또는 서브 세트 멤버의 곱을 만드는 곱셈기와 특정 시퀀스(S) - 를 포함한다. 또한, 발생기(804)는 길이-M의 월시 하다마드 시퀀스의 세트 또는 서브 세트 및 곱셈기의 멤버를 저장하기에 적절한 메모리를 포함한다. S-하다마드 코드 워드의 세트 또는 서브 세트의 특정한 멤버는 미리 정해진 그룹 신원을 저장하는 메모리인 발생기(808)에 의해 제공되는, 원하는 스크램블링 코드 그룹 신원에 기초한 선택기(806)에 의해 선택된다. 상술된 PSC 및 SSCs가 되는 S-하다마드 코드 워드의 시퀀스는 최종적으로 전송되는 신호, 예를 들어, 조정 채널 송수신기(160)(도 2 참조)에 제공되는 신호를 발생하는 변조기/결합기(810)에 제공된다. 변조기/결합기(810)는 또한 다른 통신 채널 또는 선택된 S-하다마드 코드 워드의 시퀀스와 결합된 정보에 따른 신호를 수신할 것이다.

도 8에 도시된 대부분 장치의 함수는 기지국 프로세싱 유닛(130)(도 2 참조)에 의해 실행될 수 있다. 발생기(802,804)는 길이-M의 S-하다마드 코드 워드의 세트 또는 서브 세트를 저장하기에 적절한 메모리에 의해 대체될 수 있다. 또한, 발생기(802,804,808) 및 선택기(806)는 선택된 S-하다마드 코드 워드의 하나 이상의 시퀀스를 저장하기에 적절한 메모리에 의해 대체될 수 있다.

도 9A, 9B, 9C는 본 발명에 따른 수신기 부분의 블록도이다. 도 9A에 도시된 수신기(900)에서, 수신된 복소 시퀀스(r')는 적절한 발생기(904)에 의해 제공되는 S-하다마드 코드 워드 세트의 멤버와 시퀀스(r')의 상관성을 형성하는 비상관기(902)에 제공된다. 적절한 발생기(904)는 코드 워드를 저장하기 위한 메모리에 의해 도 8에 연관해서 단순하게 상술되었다. 비상관기(902)의 결과는 예를 들어, 수신된 시퀀스에서 S-하다마드 코드 워드의 신원 지표와 같이, 셀 서치와 같은 작업에 적절한 값이나 기준이 된다. 도 9A의 방법에서 비상관이 실행가능하다고 할지라도, S-하다마드 코드 워드에 가능한 대부분의 효과 이득을 얻을 수 없다.

도 9B는 더 효율적인 수신기(900')의 일부를 도시하고, 수신된 시퀀스(r')는 적절한 발생기(912)에 의해 제공되는 시퀀스(r')와 특정 시퀀스(S)의 곱을 만드는 곱셈기(910)에 제공된다. 곱셈기(910)에 의해 생성되는 "디스크램블된" 시퀀스(r')는 상술된 바와 같이, 길이-M의 월시 하다마드 시퀀스의 세트 또는 서브 세트의 멤버와 시퀀스(r)를 연결시키는 비상관기(904)에 제공된다. 월시 하다마드 시퀀스는 적절한 발생기(916)에 의해 제공되고, 이 발생기는 시퀀스를 순환적으로 발생시키는 프로세서 또는 시퀀스를 단순히 검색하는 메모리이다. 비상관기(914) 및 발생기(916)는 FWT 프로세서에 의해 효과적으로 대체된다. 도 9A에 따르면, 비상관기/FWT의 결과는 예를 들어, 수신된 시퀀스에서 S-하다마드 코드 워드의 신원지표와 같이, 셀 서치와 같은 작업에 적절한 값이나 기준이 된다.

도 9C는 비상관기(920) 및 비상관기(922)를 포함하는 수신기(900")의 일부분을 도시한다. 수신기(900")의 한 형태에서, 비상관기(920)는 M - 특정 시퀀스(S) 및 길이-M의 월시 하다마드 시퀀스 세트 멤버의 시퀀스(r) 위치식 곱셈에 따르는 - 보다 짧은 길이를 지니는 많은 짧은 시퀀스와 수신된 시퀀스(r')의 연속적 부분 비상관을 형성한다. 비상관 프로세스의 결과는 시퀀스를 포함하는 월시 하다마드 시퀀스 세트 멤버와 부분적 비상관을 연결하는 나머지 비상관기(922)에 제공된다. 위에 따르면, 비상관기(922)는 FWT에 의해 대체될 수 있고, 그 결과는 예를 들어, 수신된 시퀀스에서 S-하다마드 코드 워드의 신원 지표와 같이, 셀 서치와 같은 작업에 적절한 값이나 기준이 된다.

수신기(900")또 다른 형태에 따르면, 비상관기(920)는 길이-M의 월시 하다마드 시퀀스의 하위 시퀀스와 "디스크램블된" 수신 시퀀스(r)의 부분적 연속 비상관을 형성한다. 수신된 시퀀스(r') 및 특정 시퀀스(S)의 곱(시퀀스 (r))을 만드는 곱셈기는 간결성을 위해서 도 9C에서 생략된다. 비상관기(920)에 의해 생성되는 결과는 시퀀스를 포함하는 월시 하다마드 시퀀스 세트 멤버와 비상관기(922)에 의해 연결된다. 따라서, 비상관기(920, 922)는 FWTs 등으로 대체될 수 있다.

본 발명은 ARIB에 의해 기술된 WCDMA 시스템과 같은 통신 시스템에서 유용하고, 이는 마스크 심볼(masked symbols)을 사용한다. 이에 더하여, ETSI에 의해 기술된 WCDMA 시스템과 같은 통신 시스템은 동기식 SCH 채널에서 PSC 및 SSCs를 사용한다.("마스크 심볼"은 스크램블되지 않은 심볼 즉, 그 심볼에 대해 "마스크"되거나 차단된 기지국의 스크램블링 코드이다.) 위에서 기술된 바와 같이, 예를 들어, 다수의 원거리 터미널에 대한 트래픽 정보와 같은 다운링크 신호의 다른 구성성분이 결합되고 스크램블된 후에, PSC 및 SSCs는 다운링크(원거리 터미널에 대한 기지국) 신호 에 추가된다. ARIB의 최근에 제시된 WCDMA 시스템에서 마스크 심볼은 일반적으로 ETSI의 시스템에서 PSC 및 SSCs에 상응하지만, 마스크 심볼은 다운링크 신호의 구성성분과 시간적으로 다중전송된다. 예를 들어, 마스크 심볼은 때때로 트래픽 채널에서 내장되기도 한다.

또 다른 예에 따르면, 행렬(H_k)의 각 열이 입력 +1/-1의 길이 M=2^k월시 하다마드 시퀀스를 구성하도록 한다. M 월시 하다마드 시퀀스의 서브 세트, 예를 들어 N 시퀀스만이 전송된다면, FWT 수신기는 위의 설명에 따라 M-N의 불필요한 상관값을 계산한다. N 시퀀스가 잘 선택된다면, 수신기는 더 작은 차수의 FWT를 수행할 수 있고, 복잡성을 상당히 줄여줄 수 있다. 특히, N은 정수 파워 2라고 가정하고, L=M/N이라고 놓는다. 그리고, N 시퀀스를 열 j에서 시작하는 H_k의 매 L번째 열로 선택되게 한다. 이런 N 시퀀스의 자세한 조사는 각 시퀀스가 길이-L의 하위 시퀀스(S')의 N 표시된 카피들을 포함한다는 것을 밝히고, 이 하위 시퀀스는 모든 선택된 N 시퀀스에 대해 동일하다. 행렬에서 S'의 표시된 카피들은 N차의 실베스터 타입 월시 하다마드 행렬을 형성한다.

수식예에 따르면, M=16, N=4, L=16/4=4, 및 j=2이다. 그리고, N=4 시퀀스는아래의 월시 하다마드 행렬(H₄)로 부터 선택된다.

row 2 = [1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1]

row 6 = [1, -1, 1, -1, -1, 1, -1, 1, 1, -1, 1, -1, -1, 1, -1, 1]

row 10 = [1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1]

row 14 = [1, -1, 1, -1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, 1, -1, 1, -1]

또는

row 2 = [+S', +S', +S', +S']

row 6 = [+S', -S', +S', -S']

row 10 = [+S', +S', -S', -S']

row 14 = [+S', -S', -S', +S']

하위 시퀀스(S')는 [1, -1, 1, -1]이다. 대응 부호 함수는 아래와 같이 주어진다.:

부호 행렬은 4차의 월시 하다마드 행렬, 즉 H₂라는 것을 알 수 있다.

위의 구조는 수신기가 수신된 시퀀스의 연속적 길이-L의 하위 시퀀스와 하위 시퀀스(S')의 N 상관을 처음으로 수행해야 하고, 그 후에 N-포인트 FWT를 수행한다는 것을 제시한다.

그러므로, N·L+N·log₂N 복소 가산만의 복잡성으로 모든 N 상관값이 얻어질수 있다. 이것은 필요한 N·M 동작과 비교되고, 일반적인 상관성이 사용되어야만 한다면, 시퀀스의 일반적 세트에 대한 경우이다.

그러나, 이러한 월시 하다마드 시퀀스는 빈약한 자동 및 상호 상관성을 가진다. 하지만, 이 시퀀스는 적합한 자동 및 상호 상관성과 낮은 탐지 복잡성을 가진 코드 계열을 제공하며, 위에서 설명한 대로 적절하게 변조될 수 있다.

새로운 시퀀스는 월시 하다마드 시퀀스를 고정된 길이-M의 특정 시퀀스(S)로 "스크램블링"(즉, 위치식 부호 변화)하는 것에 의해 얻어진다. 시퀀스의 결과 세트는 원소들이 모두 유닛 크기를 가지고 있는한 S의 선택에 관계없이, 월시 하다마드 시퀀스의 직교 특성을 유지시킨다. 또한, 수신기는 S를 곱하고 FWT를 수행함으로써 수신된 신호의 제1 "디스크램블링"에 의해 FWT 구조는 사용될 수 있다. (도 9B 참조)

그러므로, 코드는 위에서 처럼 선택된 각각의 시퀀스를 특정 시퀀스(S)로 스크램블하는 기본 월시 하다마드 시퀀스를 얻기 위해 월시 하다마드 행렬의 N 열을 선택함으로써 송신기에서 구성될 수 있다. 결과 시퀀스 예를 들어, 동기식 채널(SCH)에서 사용 가능한 직교 코드 세트로 구성된다.

수신기는 특정 시퀀스(S)를 곱함으로써 수신된 시퀀스를 디스크램블할 수 있고, 시퀀스(S')로 디스크램블된 시퀀스의 길이-L의 연속 하위 부분의 N 상관을 수행할 수 있고, 최종 결과를 얻기 위한 N-포인트 FWT를 수행할 수 있다. 그러므로, 요구 동작의 개수는 약 M+N·L+N·log₂N 복소 가산이 된다. 또한, 수신기에서 처음두 단계는 결합될 수 있고, N·L+N·log₂N 복소 가산만이 필요하다.

17개의 직교 골드 코드를 사용하는 수식예에 따르면, 본 발명의 방법이 사용되지 않을 15개의 값을 전달하기는 하지만, N=32로 가정한다. 256차의 월시 하다마드 행렬(H₈)의 매 8번째 월시 하다마드 시퀀스를 선택한다. 본 발명의 방법에 따르면, 고속 월시 전송 구조없이 시퀀스의 일반적 세트에 대해서는 256+256+32·5 = 672 복소 가산이 필요하다. 수신기의 처음 두 단계가 결합될 수 있다면, 10개 이상의 인수를 절약하는 256+32·5 = 416 동작만이 필요하다. 그러므로, 두 개의 길이-256의 상관성보다 적은 복잡성에 대해서, 모든 17개의 상관값(15개는 사용되지 않는 값)이 얻어진다.

상술된 바와 같이, 코드 구조가 FWT 프로시저에 내장되기 때문에, 수신기(S 및 S'은 제외)에 시퀀스를 상관시키기 위해서 시퀀스를 반드시 발생시키거나 저장할 필요는 없다. 시퀀스의 일반적 세트 또는 FWT를 사용하지 않는 수신기를 위해서, 실제 상관 이전의 N 시퀀스 발생/저장에 요구되는 여분의 복잡성/메모리 또한 계산되어야 한다.

방법(1 및 2)은 전체 S-하다마드 시퀀스가 사용되는 맥락 - 예를 들어, 각각의 PSC 및/또는 SSC는 완전한 S-하다마드 시퀀스 - 에서 상술된다. 하지만, 이것이 필수적인 것은 아니라는 것을 알 수 있다. 또한, 고차의 S-하다마드 시퀀스를 작은 피스들(pieces)로 나누고, 상술된 것처럼 이 피스들 사이의 시간격으로 시퀀스를 적분해서 피스들을 전송하고, 수신된 피스들을 프로세싱을 위한 완전한 S-하다마드 시퀀스로 결합하는 것이 효과적이다.

예를 들어, 각 프레임이 256 비트 또는 칩의 16개 SSC 위치를 가지는 통신 시스템은 위에서 처럼, 길이-256 S-하다마드 시퀀스(이들은 서로 구별 및/또는 변조될 수도 있고, 안 될 수도 있다.)의 16-원소 시퀀스를 사용할 수 있거나, 길이-(16·256) S-하다마드 시퀀스의 16개 피스들을 사용할 수 있다. 본 예에서 고차의 S-하다마드 시퀀스는 4096(2¹⁶) 비트 또는 칩의 길이를 가지고, 이러한 고차 시퀀스는 다수의 목적으로, 즉 기지국 스크램블링 코드 그룹의 신원을 나타내기 위해서처럼 직접 사용될 수 있다.

WCDMA 송신기는 SSC 심볼처럼(직교가 아닐 수 있는) 불연속적으로 고차의 S-하다마드 시퀀스의 피스들을 전송한다. 이는 도 10에 도시되어 있고, 도 10은 길이-2¹²의 S-하다마드 시퀀스가 SSCs처럼 시간격 사이에 전송된 신호에 내장된 16개의 길이-2⁸의 피스들(1,2,...,16)로 나뉘는 것을 보여준다.(SSCs 사이의 시간격이 동일하더라도, 이것이 일반적으로 필요한 것은 아니다.) 상술된 바와 같이, 송신기는 도 8에 도시된 것 처럼 실질적으로 형성될 수 있다.

상술된 S-하다마드 시퀀스의 이점을 얻기 위해 필요한 모든 것은 수신기가 수신된 신호에서 피스들의 위치를 어떤 식으로든 "아는것" 또는 결정할 수 있는 것이다. 제시된 WCDMA 통신 시스템에서, 피스들이 SSCs 또는 슬롯의 일부 다른 알려진 데이터 원소로서 전송된다면, 피스들의 위치는 "알려질" 것이다. 설정된 슬롯 동기화를 가지지만 프레임 동기화는 가지지 않는 수신기는 고차 S-하다마드 시퀀스의 피스들을 결정할 수 있지만, 피스들(3,4,...,16,1,2.)의 시퀀스에 의해 도 10 에 도시된 초기 피스는 결정할 수 없다.

수신기는 피스들을 수집하고, 상술된 방법으로 즉, 고차 S-하다마드 시퀀스를 형성하는 특정 시퀀스의 모든 적절한 주기적 쉬프트에 의해 피스들을 곱함으로써 수집된 피스들을 첫째로 "디스크램블링"하는 것에 의해, 수신된 S-하다마드 시퀀스를 식별한다.(도 7의 단계 720 참조) 한 예에 따르면, 특정 시퀀스는 길이-2¹²직교 골드 코드가 될 수 있다. 그리고, 수신기는 수신된 멤버를 식별하기 위한 고차 S-하다마드 시퀀스의 세트 멤버에 대해서 디스크램블하는 것에 의해 할당된 차수에서, 수집된 피스들을 매우 강한 힘 또는 FWT에 의해 상관시킨다.(도 7의 단계 740 참조) 상술된 바와 같이, 수신기는 도 9A, 9B, 9C중 어느것으로도 형성될 수 있다.

고차 시퀀스를 사용하는 것은 어느 정도의 포텐셜 이득이 있고, 이들 중의 "적합한" 특성을 가지는 시퀀스를 찾는 것을 훨씬 쉽다. 시스템은 하나의 길이-4069 S-하다마드 시퀀스의 16 피스를 사용하기 보다는, 두 개의 길이-2048 S-하다마드 시퀀스 각각의 8 피스, 또는 네 개의 길이-1024 S-하다마드 시퀀스 각각의 4 피스씩을 사용한다. 또한, 수신기는 피스들이 특정 시퀀스의 피스들 및 고차 S-하다마드 시퀀스 세트 멤버의 피스들을 사용함으로써 수신되는 것처럼, 고차의 S-하다마드 시퀀스의 디스크램블링 및 신원의 프로세스를 시작할 수 있다. 고차 시퀀스가 길기 때문에, 모든 피스들이 수신될 때까지 기다릴 필요가 없다는 것은 이점이 될 수 있다.

본 발명에 따른 통신 시스템 또는 수신기는 많은 장점을 지닌다. 특정 시퀀스(S)를 적절하게 선택하는 것에 의해 적어도 한 시퀀스의 주기적 또는 비주기적, 자동 또는 상호 상관성을 선택할 수 있다. WCDMA식 통신 시스템에서, 특정 시퀀스(S)의 적절한 선택에 기인해서 시퀀스가 골드 코드 PSC보다 더 잘 수행하도록 선택되기 때문에, 슬롯 동기화는 용이하게 된다. 효율적 고속 월시 변환은 수신기에 의해 사용될 수 있다. 더 작은 크기의 고속 월시 변환은, 사용된 시퀀스의 개수가 가능한 모든 시퀀스의 적절하게 선택된 서브 세트일 때, 수신기에 의해 사용될 수 있다. 이러한 효율적인 수신기 구현은 배터리-전력 장치에 적합하다.

본 발명은 발명의 본질적 성격에 벗어나지 않는 한, 다른 특정한 형태들로 구현 가능하다. 상술된 실시예들은 모든 면에서 제한되지 않고 고려되어야 한다.

Claims (44)

1. 디지털 통신 시스템에서 수신된 신호에 대한 스크램블링 코드 그룹을 결정하는 방법에 있어서 - 신호는 각각의 스크램블링 코드에 의해 스크램블되고, 상기 스크램블링 코드는 각각의 스크램블링 코드 그룹에 할당되고, 상기 스크램블링 코드 그룹의 신원은 사인된(signed) 코드 워드의 각 코드워드식 주기적 구별 시퀀스에 의해 상기 신호 내에 부호화됨 -,

   다수의 코드 워드 각각에 상기 수신된 신호를 상관시키는 단계 - 상기 코드 워드는 S-하다마드 시퀀스임 -;

   다수의 신호 시퀀스 각각의 주기적 쉬프트에 따라 상기 상관성을 코히어런트하게 결합시키는 단계; 및

   상기 수신된 신호에 대한 상기 스크램블링 코드 그룹을 식별하기 위해 최대한 코히어런트하게 결합된 상관성을 결정하는 단계

   를 포함하는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 그룹 결정 방법.
2. 제1항에 있어서, 사인된 코드 워드의 각 시퀀스는 상기 수신된 신호의 한 프레임에 상응하고, 상기 최대한 코히어런트하게 결합된 상관성을 결정하는 단계는 상기 프레임의 시작을 식별하는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 그룹 결정 방법.
3. 디지털 통신 시스템에서 수신된 신호에 대한 스크램블링 코드 그룹을 결정하는 방법에 있어서 - 신호는 각각의 스크램블링 코드에 의해 스크램블되고, 상기 스크램블링 코드는 각각의 스크램블링 코드 그룹에 할당되고, 상기 스크램블링 코드 그룹의 신원은 코드 워드의 각 코드워드식 주기적 구별 시퀀스에 의해 상기 신호 내에 부호화됨 - ,

   상기 수신된 신호를 다수의 코드 워드 시퀀스 각각의 주기적 쉬프트에 상관시키는 단계 - 상기 코드 워드는 S-하다마드 시퀀스임 -;

   상기 다수의 코드 워드 시퀀스 각각의 상관성을 결합시키는 단계; 및

   상기 수신된 신호에 대한 상기 스크램블링 코드 그룹을 식별하기 위해 최대한 코히어런트하게 결합된 상관성을 결정하는 단계

   를 포함하는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 그룹 결정 방법.
4. 제3항에 있어서, 코드 워드의 각 시퀀스는 상기 수신된 신호의 한 프레임에 상응하고, 상기 최대한 코히어런트하게 결합된 상관성을 결정하는 단계는 상기 프레임의 시작을 식별하는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 그룹 결정 방법.
5. 제3항에 있어서, 상기 상관성이 코히어런트하게 결합되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 그룹 결정 방법.
6. 제3항에 있어서, 상기 상관성이 논-코히어런트하게(non-coherently) 결합되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 그룹 결정 방법.
7. 적어도 하나의 송신기 및 적어도 하나의 수신기를 포함하는 디지털 무선 송신 시스템에 있어서,

   S-하다마드 시퀀스의 사인된 버전들을 포함하는 동기식 신호를 발생하는 송신기 내의 수단 - 상기 S-하다마드 시퀀스는 일정한 크기의 복소 원소를 가지는 특정 시퀀스로 위치식 스크램블된 제1 세트의 월시 하다마드 시퀀스의 멤버에 대응함 - ; 및

   수신된 버전의 상기 동기식 신호의 시간 위치와 시퀀스 신원을 추정하기 위한 수신기 내의 수단

   을 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 무선 송신 시스템.
8. 제7항에 있어서, 상기 추정 수단은 상기 특정 시퀀스에 기초하여 상기 수신 버전을 디스크램블하고, 상기 시퀀스 신원을 확인하기 위해서 제1 세트의 월시 하다마드 시퀀스의 멤버에 상기 디스크램블된 수신 버전을 상관시키는 것을 특징으로 하는 디지털 무선 송신 시스템.
9. 제8항에 있어서, 상기 추정 수단은 고속 월시 변환을 사용하여 상관시키는 것을 특징으로 하는 디지털 무선 송신 시스템.
10. 제7항에 있어서, 상기 추정 수단은 상기 시퀀스 신원을 확인하기 위해서 상기 S-하다마드 시퀀스에 수신 버전을 상관시키는 것을 특징으로 하는 디지털 무선 송신 시스템.
11. 제7항에 있어서, 상기 추정 수단은 상기 특정 시퀀스에 기초하여 상기 수신 버전을 디스크램블하고, 상기 제1 세트의 월시 하다마드 시퀀스의 멤버의 서브시퀀스로 상기 디스크램블된 수신 버전의 연속적 부분 비상관을 형성하고, 제2 세트의 월시 하다마드 시퀀스의 멤버에 상기 연속적 부분 비상관을 상관시키고, 상기 제2 세트의 상기 멤버는 상기 제1 세트의 상기 멤버보다 짧은 길이를 가지는 것을 특징으로 하는 디지털 무선 송신 시스템.
12. 제11항에 있어서, 상기 추정 수단은 상기 연속적 부분 비상관을 고속 월시 변환을 사용하여 상기 제2 세트의 멤버에 상관시키는 것을 특징으로 하는 디지털 무선 송신 시스템.
13. 제7항에 있어서, 상기 추정 수단은 다수의 짧은 시퀀스로 상기 수신 버전의 연속적 부분 비상관을 형성하고, 제2 세트의 월시 하다마드 시퀀스의 멤버로 상기 연속적 부분 비상관을 상관시키고, 상기 짧은 시퀀스 및 상기 제2 세트의 상기 멤버는 상기 제1 세트의 상기 멤버보다 짧은 길이를 가지고, 상기 짧은 시퀀스는 상기 특정 시퀀스와 상기 제1 세트 멤버의 시퀀스의 위치식 곱에 상응하는 것을 특징으로 하는 디지털 무선 송신 시스템.
14. 제13항에 있어서, 상기 추정 수단은 상기 연속적 부분 비상관을 고속 월시 변환을 사용하여 상기 제2 세트의 멤버로 비상관시키는 것을 특징으로 하는 디지털 무선 송신 시스템.
15. 제7항에 있어서, 상기 특정 시퀀스는 직교 골드(Gold) 코드 시퀀스인 것을 특징으로 하는 디지털 무선 송신 시스템.
16. 제7항에 있어서, 상기 특정 시퀀스는 한쌍의 상보적 코드 워드 시퀀스 중의 하나인 것을 특징으로 하는 디지털 무선 송신 시스템.
17. 수신 신호의 시간 위치를 결정하고 수신된 신호에 포함된 S-하다마드 시퀀스로서 부호화된 월시 하다마드 시퀀스를 식별하는 방법에 있어서 - 상기 S-하다마드 시퀀스는 상기 월시 하다마드 시퀀스와, 일정한 크기의 복소 원소를 가지는 특정 시퀀스의 곱이고, 상기 월시 하다마드 시퀀스는 제1 세트의 월시 하다마드 시퀀스의 멤버임 - ,

    상기 수신 신호와 상기 특정 시퀀스의 위치식 곱을 형성하는 단계; 및

    수신 신호 내의 부호화된 월시 하다마드 시퀀스를 식별하기 위해서 다수의 월시 하다마드 시퀀스 각각에 곱을 상관시키는 단계

    를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
18. 제17항에 있어서, 위치식 곱이 고속 월시 변환에 기초하여 제1 세트의 멤버로 상관되는 것을 특징으로 하는 방법.
19. 제17항에 있어서, 상기 위치식 곱은 상기 위치식 곱의 연속적 부분 비상관을 제1 세트의 월시 하다마드 시퀀스의 멤버의 시퀀스로 형성하여, 상기 연속적 부분 비상관을 제2 세트의 월시 하다마드 시퀀스의 멤버에 상관시키는 것에 의해 상관되고, 상기 제2 세트의 상기 멤버는 상기 제1 세트의 멤버보다 짧은 길이를 갖는 것을 특징으로 하는 방법.
20. 제17항에 있어서, 상기 연속적 부분 비상관은 고속 월시 변환을 사용하여 상기 제2 세트의 멤버에 상관되는 것을 특징으로 하는 방법.
21. 제17항에 있어서, 상기 위치식 곱은 상기 위치식 곱의 연속적 부분 비상관을 다수의 짧은 시퀀스로 형성하여, 상기 연속적 부분 비상관을 제2 세트의 월시 하다마드 시퀀스의 멤버로 상관시키는 것에 의해 상관되고, 상기 짧은 시퀀스 및 제2 세트의 멤버는 상기 제1 세트의 상기 멤버보다 짧은 길이를 가지며, 상기 짧은 시퀀스는 상기 특정 시퀀스와 상기 제1 세트 멤버의 시퀀스의 위치식 곱에 상응하는 것을 특징으로 하는 방법.
22. 제21항에 있어서, 상기 연속적 부분 비상관은 고속 월시 변환을 사용하여 상기 제2 세트의 멤버로 상관되는 것을 특징으로 하는 방법.
23. 제17항에 있어서, 상기 특정 시퀀스는 직교 골드 코드 시퀀스인 것을 특징으로 하는 방법.
24. 제17항에 있어서, 상기 특정 시퀀스는 한쌍의 상보적 코드 워드 시퀀스 중의 하나인 것을 특징으로 하는 방법.
25. 디지털 통신 시스템에서 전송된 신호에 대한 스크램블링 코드 그룹의 신원을 통신하는 방법에 있어서 - 신호는 각각의 스크램블링 코드에 의해 스크램블되고, 상기 스크램블링 코드는 각각의 스크램블링 코드 그룹에 할당됨 -,

    적어도 하나의 S-하다마드 시퀀스를 제공하는 단계; 및

    상기 전송된 신호에서의 상기 스크램블링 코드 그룹의 신원을 사인된 S-하다마드 시퀀스의 코드-워드식으로 주기적 구별되는 시퀀스로 부호화하는 단계

    를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
26. 제25항에 있어서, 사인된 S-하다마드 시퀀스의 상기 시퀀스가 상기 전송된 신호의 한 프레임에 상응하는 것을 특징으로 하는 방법.
27. 디지털 통신 시스템에서 전송된 신호에 대한 스크램블링 코드 그룹의 신원을 통신하는 방법에 있어서 - 신호는 각각의 스크램블링 코드에 의해 스크램블되고, 상기 스크램블링 코드는 각각의 스크램블링 코드 그룹에 할당됨 -,

    다수의 S-하다마드 코드 워드를 제공하는 단계; 및

    상기 전송된 신호에서의 상기 스크램블링 코드 그룹의 신원을 상기 S-하다마드 코드 워드의 코드-워드식으로 주기적 구별되는 시퀀스로 부호화하는 단계

    를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
28. 제27항에 있어서, S-하다마드 코드 워드의 상기 시퀀스는 상기 전송된 신호의 한 프레임에 상응하는 것을 특징으로 하는 방법.
29. 무선 송신기의 신호 발생기에 있어서,

    일정한 크기의 복소 원소를 가지는 특정 시퀀스를 생성하는 특정 시퀀스 발생기;

    상기 특정 시퀀스를 수신하고 상기 특정 시퀀스에 기초하여 적어도 하나의 S-하다마드 시퀀스를 생성하는 S-하다마드 시퀀스 발생기 - 상기 S-하다마드 시퀀스는 상기 특정 시퀀스로 위치식으로 스크램블된 한 세트의 월시 하다마드 시퀀스의 멤버 각각에 상응함 -;

    스크램블링 코드 그룹의 신원을 생성하는 신원 발생기;

    상기 스크램블링 코드 그룹 신원에 기초하여 상기 S-하다마드 시퀀스 발생기에 의해 생성된 S-하다마드 시퀀스를 선택하는 선택기; 및

    상기 선택기에 의해 선택된 상기 S-하다마드 시퀀스를 정보 신호와 결합하여, 결합된 신호를 형성하는 결합기

    를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 발생기.
30. 제29항에 있어서, 상기 특정 시퀀스 발생기는 상기 특정 시퀀스가 검색되는 메모리를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 발생기.
31. 제29항에 있어서, 상기 S-하다마드 시퀀스 발생기는 월시 하다마드 시퀀스를 반복적으로 생성하는 프로세서, 및 상기 프로세서에 의해 발생되는 월시 하다마드 시퀀스와 상기 특정 시퀀스의 곱을 형성하는 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 발생기.
32. 제29항에 있어서, 상기 S-하다마드 시퀀스 발생기는 월시 하다마드 시퀀스가 저장된 메모리, 및 상기 메모리로부터 검색된 월시 하다마드 시퀀스와 상기 특정 시퀀스의 곱을 형성하는 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 발생기.
33. 제29항에 있어서, 상기 신원 발생기는 상기 스크램블링 코드 그룹 신원이 검색되는 메모리를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 발생기.
34. 디지털 통신 시스템에서 수신된 신호에 대해 스크램블링 코드 그룹을 결정하는데 사용하는 장치에 있어서 - 신호는 각각의 스크램블링 코드에 의해 스크램블되고, 상기 스크램블링 코드는 각각의 스크램블링 코드 그룹에 할당되고, 상기 스크램블링 코드 그룹의 신원은 각각의 코드 워드에 의해 상기 신호 내에 부호화됨 -,

    특정 시퀀스에 기초하여 적어도 하나의 S-하다마드 코드 워드를 생성하는 S-하다마드 코드 워드 발생기 - 상기 S-하다마드 코드 워드는 상기 특정 시퀀스로 위치식으로 스크램블된 한 세트의 월시 하다마드 시퀀스의 각각의 멤버에 상응함 -; 및

    상기 S-하다마드 코드 워드 발생기에 의해 생성되는 적어도 하나의 S-하다마드 코드 워드로 상기 수신된 신호의 적어도 하나의 상관성을 형성하는 비상관기

    를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
35. 제34항에 있어서, 상기 S-하다마드 코드 워드 발생기는 상기 적어도 하나의 S-하다마드 코드 워드가 검색되는 메모리를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
36. 제34항에 있어서, 상기 비상관기는

    상기 수신된 신호의 연속적 상관성을 다수의 더 짧은 시퀀스 - 상기 특정 시퀀스와 상기 월시 하다마드 시퀀스 세트의 멤버의 서브시퀀스의 위치식 곱에 상응함 -로 형성하는 제1 비상관기; 및

    상기 서브시퀀스를 포함하는 한 세트의 월시 하다마드 시퀀스의 멤버로 제1 비상관기에 의해 형성된 상기 연속적 상관성의 상관성을 형성하는 제2 비상관기

    를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
37. 제36항에 있어서, 상기 제2 비상관기는 고속 월시 변환 프로세서인 것을 특징으로 하는 장치.
38. 제36항에 있어서, 상기 수신된 신호와 상기 특정 시퀀스의 곱을 형성하여, 디스크램블된 수신 신호를 생성하는 곱셈기를 더 포함하고, 상기 제1 비상관기는 월시 하다마드 시퀀스 세트의 멤버의 서브시퀀스로 상기 디스크램블된 수신 신호의 연속적 상관성을 형성하는 것을 특징으로 하는 장치.
39. 제38항에 있어서, 상기 제1 및 제2 비상관기는 고속 월시 변환 프로세서인 것을 특징으로 하는 장치.
40. 디지털 통신 시스템에서 수신된 신호에 대해 스크램블링 코드 그룹을 결정하는데 사용하는 장치에 있어서 - 신호는 각각의 스크램블링 코드에 의해 스크램블되고, 상기 스크램블링 코드는 각각의 스크램블링 코드 그룹에 할당되고, 상기 스크램블링 코드 그룹의 신원은 각각의 코드 워드에 의해 상기 신호 내에 부호화됨 -,

    일정한 크기의 복소 원소를 가지는 특정 시퀀스를 생성하는 특정 시퀀스 발생기;

    상기 수신 신호와 상기 특정 시퀀스의 곱을 형성하여, 디스크램블된 수신 신호를 생성하는 곱셈기;

    적어도 하나의 월시 하다마드 시퀀스를 생성하는 월시 하다마드 시퀀스 발생기; 및

    상기 월시 하다마드 시퀀스 발생기에 의해 생성되는 적어도 하나의 월시 하다마드 시퀀스로 디스크램블된 수신 신호의 적어도 하나의 상관성을 형성하는 비상관기

    를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
41. 제40항에 있어서, 상기 특정 시퀀스 발생기가 상기 특정 시퀀스가 검색되는 메모리를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
42. 제40항에 있어서, 상기 월시 하다마드 시퀀스 발생기는 월시 하다마드 시퀀스를 반복적으로 생성하는 프로세서를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
43. 제40항에 있어서, 상기 월시 하다마드 시퀀스 발생기는 적어도 하나의 월시 하다마드 시퀀스가 검색되는 메모리를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
44. 제40항에 있어서, 상기 월시 하다마드 시퀀스 발생기 및 상기 비상관기는 고속 월시 변환 프로세서인 것을 특징으로 하는 장치.