KR100221669B1

KR100221669B1 - 코세트 코딩을 사용하는 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서 가변속도 신호 전송을 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100221669B1
Application number: KR1019960702256A
Authority: KR
Inventors: 에프레임 지하비
Original assignee: 러셀 비. 밀러; 콸콤 인코포레이티드
Priority date: 1993-11-01
Filing date: 1994-11-01
Publication date: 1999-09-15
Also published as: EP0727116A1; IL111449A0; AU1086295A; AU678653B2; TW313726B; DE69434231D1; JP2925742B2; CN1064800C; ZA948560B; WO1995012938A1; RU2142201C1; JPH09504923A; KR960706241A; ATE287158T1; CA2174344C; CN1133659A; HK1037286A1; FI961823A0; EP0727116B1; CN1295391A

Abstract

CDMA 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서 동 위상(I) 및 직각 위상(Q) 통신 채널을 통해 가변 데이터 속도로 정보를 통신하기 위한 개선된 시스템 및 방법에 관한 것이다. 예시적인 실시에 있어서 입력 정보 신호는 직접 시퀀스 스프레드 스펙트럼 통신 신호를 사용하여 I 또는 Q 통신 채널을 통해 전송된다. 정보 신호는 초기에 제1 및 제2코세트-인코딩 네트워크로 각각 제공되는 제1 및 제2부신호로 분할된다. 제1코세트-인코딩 네트워크는 제1코세트 코드와 제1부신호를 결합시키며, 제2 코세트 인코딩 네트워크는 제1코세트 코드에 직교하는 제2코세트 코드를 제2부신호와 결합시킨다. 이러한 방법으로, 제1 및 제2코세트 인코딩 네트워크는 각각 제1 및 제2코세트-인코딩된 신호를 생성하도록 동작한다. 제1 및 제2코세트-인코딩된 신호로부터 형성된 합성 코세트-인코딩된 신호는 제1변조된 신호를 제공하기 위하여 직교함수에 의해 변조된다. 소정의 PN 코드의 동 위상 가상 랜덤 잡음(PN_I) 및 직각위상 가상 랜덤 잡음(PN_Q) 신호는 I 또는 Q 채널을 통해 수신기로 전송하기 위하여 제1변조된 신호를 스프레딩하는데 사용된다. 수신기는 I 또는 Q 통신 채널을 통해 수신되는 변조된 반송파 신호를 기초로하여 입력 정보의 평가를 산출하도록 동작한다.

Description

[발명의 명칭]

코세트 코딩을 사용하는 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서 가변 속도 신호 전송을 위한 방법 및 장치

[발명의 배경]

[발명의 분야]

본 발명은 스프레드 스팩트럼 신호를 활용하는 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

[관련 분야의 설명]

통신 시스템은 소스 위치로부터 물리적으로 명백한 사용자 목적지까지 정보 신호를 전송할수 있도록 개발되어 왔다. 소스와 사용자 위치를 연결하는 통신 채널을 통해 이와같은 정보를 전송하기 위해 아날로그 및 디지탈 방법이 사용되었다. 디지탈 방법은 예를 들면 채널 잡음 및 간섭에 대한 개선된 면역, 증가된 용량, 및 인코드 사용을 통한 통신의 개선된 안정성을 포함하는, 아날로그 방식에 대하여 여러가지 이점을 제공한다.

통신 채널을 통해 소스 위치로부터 정보 신호를 전송함에 있어서, 정보 신호는 먼저 채널을 통해 효과적인 전송을 하기에 적합한 형태로 전환된다. 정보 신호의 전환 또는 변조는 변조된 반송파의 스펙트럼이 채널 대역폭 내에 한정되도록 정보 신호를 기초로하여 반송파형의 파라미터를 변화하는 것을 수반한다. 사용자 위치에서 원 메시지 신호는 채널을 통해 지연에 뒤따라서 수신되는 변조된 반송파의 버전으로부터 복사된다. 이와같은 복사는 일반적으로 소스 송신기에 의해 사용되는 변조 공정을 역으로 사용함으로써 달성된다.

변조는 멀티플렉싱, 즉 공통 채널을 통해 여러 가지 신호의 동시 전송을 활용한다. 멀티플렉싱된 통신 시스템은 일반적으로 통신 채널로의 연속적인 접근보다는 비교적 짧은 존속기간의 간헐적인 서비스를 필요로하는 복수의 원격 가입자 장치를 포함한다. 일 세트의 가입자 장치로 짧은 시간 주기동안 통신이 가능하도록 설계된 시스템은 다중 접속 통신 시스템이라 부른다.

다중 접속 통신 시스템의 특수한 형태로서 스프레드 스펙트럼 시스템이 알려져 있다. 스프레드 스펙트럼 시스템에 있어서, 활용된 변조 방식은 통신 채널 내의 주파수 광대역에 걸쳐 전송된 신호를 확장시킨다. 다중 접속 통신 시스템중 한가지 형태는 코드 분할 다중 접속(CDMA) 변조 방식이다. 시분할 다중 접속(TDMA), 주파수 분할 다중 접속(FDMA) 및 진폭 팽창된 단일 측파대와 같은 AM 변조 구성 등의 다른 다중 접속 통신 시스템 방식은 당해분야에서 공지이다. 그러나, 스프레드 스펙트럼 변조 방식 또는 CDMA는 다중 접속 통신 시스템에 대한 변조 방식에서 상당한 이점을 갖는다. 다중 접속 통신 시스템에서 CDMA 방식의 사용은 "위성 또는 지상 중계기를 사용하는 스프레드 스펙트럼 다중 접속 통신 시스템"이란 발명의 명칭으로 1990년 2월 13일자로 출원한 미합중국 특허 제4,901,307호에 기재되어 있다.

상기 미합중국 특허 제4,901,307호에는, 송수신기를 각각 갖는 대다수의 이동 전화 시스템 사용자들이 CDMA 스프레드 스펙트럼 통신 신호를 사용하여 위성 중계기 또는 지상 기지국을 통해 통신하는 내용의 다중 접속방식이 기재되어 있다. CDMA 통신을 사용함에 있어서, 주파수 스펙트럼은 여러번 재사용할 수 있으며 그것에 의해 시스템 사용자 용량이 증가된다. CDMA의 사용은 다른 다중 접속 방식을 사용하여 달성될 수 있는 것보다 더 높은 스펙트럼 효율을 초래한다.

좀 더 특별하게는, 한 쌍의 위치 사이의 CDMA 통신 시스템에서의 통신은 단일 사용자 스프레드 코드를 사용함으로써 채널 대역폭에 걸쳐 각각 전송된 신호를 확장함으로써 달성된다. 특정 전송 신호는 추출될 전송 신호와 연합하는 사용자 스프레드 코드로 통신 채널의 합성 신호 에너지를 디스프레딩함으로써 통신 채널로부터 추출된다.

특정 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에 있어서 여러 형태의 사용자 채널(예를 들면, 음성, 팩시밀리, 또는 고속 데이터)이 다른 데이터 속도로 동작되도록 하는 것이 요구되었다. 이 시스템은 전형적인 공칭 데이터 속도로 동작하는 채널을 가지며, 더많은 트래픽 데이터 용량을 제공하기 위한 데이터 속도 트래픽 채널이 감소되도록 설계되었다. 그러나, 감소된 데이터 속도 채널을 사용하는 것에 의한 트래픽 용량의 증가는 데이터를 전송하는데 필요한 시간을 길게 한다. 또한, 어떤 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서는 공칭 속도보다 더 높은 데이터 속도로 전송하기 위해 증가된 데이터 속도 트래픽 채널이 필요하다.

가변속도로 데이터를 전송하는 것을 지지하기 위하여, 일반적으로 인코딩, 인터리빙 및 입력 데이터 속도에 따른 변조의 속도를 변화시키는 것이 요구되었다. 이 속도 변화는 전형적으로 채널 인코딩 및 디코딩 공정의 비교적 복잡한 제어가 요구되었으며, 그것에 의해 시스템 비용 및 복잡성이 증가된다.

따라서, 본 발명의 목적은 통신 채널이 공칭 시스템 속도보다 높고 낮은 속도로 데이터 전송을 하는데 이용가능한 스프레드 스펙트럼 통신 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 공통 포맷이 다양한 속도로 전송될 데이터를 인코딩하고, 인터리빙하고 변조하는데 사용되는 스프레드 스펙트럼 통신 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 데이터 속도의 상응하는 감소가 없을 때 트래픽 채널 용량이 증가되는 CDMA 스프레드 스펙트럼 통신 시스템을 제공하는 것이다.

직교형 PN 코드 시퀀스를 사용하는 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서 CDMA 방식의 실시는 사용자들 사이의 상호 간섭을 감소시키며, 그것에 의해 용량이 더 높아지고 실행이 더 양호해진다. 본 발명은 CDMA 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서 동 위상(I) 및 직각 위상(Q) 통신 채널을 통해 정보를 통신하기 위한 개선된 시스템 및 방법을 제공한다.

예시적인 실시예에 있어서, 입력 정보 신호는 직접 시퀀스 스프레드 스펙트럼 통신 신호를 사용하여 I 또는 Q 통신 채널로 전송된다. 이 정보 신호는 제1 및 제2신호로 분할되며, 상기 제1 및 제2신호는 각각 제1 및 제2코세트(coset)-인코딩 네트워크에 제공되어 있다. 제1 코세트-인코딩은 제1 부신호와 제1 코세트 코드를 결합하며, 제2코세트-인코딩은 제2부신호와 상기 제1코세트 코드에 직교하는 제2코세트 코드를 결합한다. 이러한 방법으로 제1 및 제2코세트-인코딩 네트워크는 각각 제1 및 제2코세트-인코딩된 신호를 생성하도록 동작한다. 제1 및 제2코세트-인코딩된 신호로부터 형성된 합성 코세트-인코딩된 신호는 제1 변조된 신호를 제공하기 위하여 직교 함수 신호에 의해 변조된다.

소정의 PN 코드의 동 위상 가상랜덤 잡음(PN_I) 및 직각위상 가상랜덤 잡음(PN_Q)신호는 각각 I 또는 Q 통신 채널을 통해 제1 변조된 신호를 확장하는데 사용된다. 예를 들면, PN_I신호는 I 통신 채널을 경유하여 수신기로 전송하기 위한 I 채널 변조 신호를 제공하기 위하여 제1 변조된 신호와 결합될 수도 있다.

예시적인 실시예에 있어서 수신기는 I 또는 Q 채널에 걸쳐 수신된 변조된 반송파 신호를 기초로하여 입력 정보 신호의 평가를 산출하기 위해 동작한다. 수신된 신호는 제일 먼저 직교 함수 신호를 사용하여 복조된다. 그러면, 변조된 신호는 디스프레딩한 PN 신호를 사용하여 디코릴레이팅(decorrelate) 되며, 그 결과 투영 신호가 위상 회전기에 제공된다. 위상 회전기는 투영 신호 및 수신된 파일럿 신호를 기초로 한 합성 코세트-인코딩된 신호의 평가를 제공하도록 동작한다. 제1 및 제2부신호의 평가는 제1 및 제2코세트 코드의 직교성을 기초로 하는 다른 디코릴레이션을 실행함으로써 행해진다.

[도면의 간단한 설명]

본 발명의 부가적인 목적 및 특징들은 다음 첨부 도면을 참조로하여 상세히 설명한다.

제1도는 종래의 스프레드 스펙트럼 송신기의 블록도.

제2도는 I 채널 및 Q 채널 정보신호를 전송하기 위해 배치된 스프레드 스펙트럼 송신기의 바람직한 실시예의 블록도.

제3도는 본 발명에 따라 정보 신호를 인코딩하기 위해 동작하는 I 채널 코세트 인코딩 네트워크의 블록도.

제4도는 제3도의 코세트 인코딩 네트워크에 포함하기에 적합한 형태의 1/P 속도 코세트 인코더의 블록도.

제5도는 공칭 데이터 속도의 4배로 데이터를 전송하기 위해 본 발명의 바람직한 실시예에 활용된 한 쌍의 I 채널 및 Q 채널 코세트 인코딩 네트워크의 블록도.

제6도는 공칭 속도의 8배로 데이터를 전송하기 위하여 본 발명의 바람직한 실시예에 활용된 한 쌍의 I 채널 및 Q 채널 1/4 속도 코세트 인코딩 네트워크의 블록도.

제7도는 공칭 속도의 1/2 속도로 데이터를 전송하기 위하여 바람직한 실시예에 활용된 코세트 인코딩 네트워크의 블록도.

제8도는 공칭속도의 1/4 속도로 데이터를 전송하기 위하여 바람직한 실시예에 활용된 코세트 인코딩 네트워크의 블록도.

제9도는 I 및 Q 채널 파일럿 시퀀스를 제공하기 위한 파일럿 발생 네트워크의 블록도.

제10도는 본 발명의 바람직한 실시예 내에 통합된 RF 송신기의 실시 블록도.

제11도는 RF 송신기에 의해 제공된 RF 신호를 수신하기 위해 배치된 예시적인 다이버시티 수신기의 블록도.

제12도는 I 채널 및 Q 체널로 전송되는 RF 신호 에너지를 수신하기 위해 배치된 예시적인 다이버시티 수신기의 블록도.

제13도는 선택된 전송 경로를 통해 수신된 신호 에너지를 처리하도록 설계된 제12도의 다이버시티 수신기 내에 포함된 수신기 핑거의 블록도.

제14도는 제13도에서 설명한 선택된 수신기 핑거의 상세도.

[바람직한 실시예의 설명]

제1도에는 "CDMA 셀룰라 전화 시스템에서 신호 파형을 발생하기 위한 시스템 및 방법"이라는 발명의 명칭으로 1992년에 공고된 미합중국 특허 제5,103,459호에 기재되어 있는 것과 같은 스프레드 스펙트럼 송신기가 도시되어 있다. 제1도의 송신기에 있어서, 예를 들면 보코더에 의해 데이터로 전환되는 음성으로 이루어진 데이터 비트(100)는 비트가 입력 데이터 속도에 따라서 코드 기호 반복으로 컨벌루션적으로 인코딩되는 인코더(102)에 공급된다. 데이터 비트 속도가 인코더(102)의 비트 처리 속도보다 늦은 경우, 코드 기호 반복은 인코더(102)가 입력 데이타 비트(100)를 반복하며 그것에 의해 (102)의 동작 속도와 매칭되는 비트 속도로 반복 데이터 스트림이 생성된다. 인코딩된 데이터는 컨벌루션적으로 인터리빙되는 인터리버(104)에 제공된다. 인터리빙된 기호 데이타는 19.2ksps의 예시적인 속도로 인터리버(104)로부터 배타적 OR 게이트(106)의 입력으로 출력된다.

제1도의 시스템에 있어서, 인터리빙된 데이터 기호는 채널을 통한 전송에 있어서 보다 큰 안정도를 제공하기 위하여 스크램블링된다. 음성 채널 신호의 스크램블링은 의도된 수령 가입자 장치에 PN 코드 특징을 갖는 인터리빙된 데이터를 가상랜덤 코딩함으로써 달성될 수 있다. 이와같은 PN 스크램블링은 적합한 PN 시퀀스 또는 인코더 구성을 사용하는 PN 발생기(108)에 의해 제공되어 있다. PN 발생기(108)는 전형적으로 1.2288㎒의 고정된 PN 칩 속도로 단일 PN 코드를 생성하기 위한 긴 PN 코드를 포함한다. 이 PN 코드는 데시메이터(decimator)를 통과하며, 그 결과 초당 19.2킬로-기호(ksps)의 스크램블링 시퀀스가 가입자 장치 식별 정보에 따라서 배타적 OR 게이트(106)의 다른 출력에 공급된다. 배타적 OR 게이트(106)의 출력은 배타적 OR 게이트(110)의 한 입력에 제공된다.

제1도를 다시 참조하면, 배타적 OR 게이트(110)의 다른 입력은 월시 파형 발생기(112)에 접속되어 있다. 월시 발생기(112)는 정보를 전송하는 데이터 채널에 할당된 월시 파형을 발생한다. 발생기(112)에 의해 제공된 월시 파형은 각각 64 월시 칩의 길이를 갖는 일 세트의 64 월시 파형으로부터 선택된다. 64 직교 파형은 특정 월시 파형이 행렬의 행 또는 열로 규정되는 64 정방 하다마르 행렬내의 엔트리에 상응한다. 스크램블링된 기호 데이터 및 월시 파형은 배타적 OR 게이트(110)에 의해 배타적 OR을 취하며, 그 결과 배타적 OR 게이트(114) 및 (116)의 양쪽에 입력으로서 제공된다.

배타적 OR 게이트(114)는 PN_I신호를 수신하는 반면, 배타적 OR 게이트(116)의 다른 입력은 PN_Q를 수신한다. PN_I및 PN_Q신호는 비교적 동위상(I) 및 직각 위상(Q) 통신 채널에 관련되며 CDMA 시스템에 의해 덮힌 특정 영역 즉 셀에 상응하는 가상 잡음 시퀀스이다. PN_I및 PN_Q신호는 전송에 앞서 사용자 데이타를 더 스프레딩 하기 위하여 배타적 OR 게이트(110)의 출력으로 각각 배타적 OR을 취한다. 그 결과 I-채널 코드 스프레드 시퀀스(122) 및 O-채널 코드 스프레드 시퀀스(126)는 직각쌍의 정현신호를 양 위상 변조하는데 사용된다. 변조된 정현 신호는 가산되고, 대역통과 필터링되고, RF 주파수로 이동되고, 통신 채널을 통한 전송을 완료하기 위하여 안테나를 통해 방사되기에 앞서 다시 필터링되고 증폭된다.

제1도의 전송 시스템 내에 가변 속도 데이터를 수용하기 위한 종래 방식은 일반적으로 입력 데이터 속도에 따라서 인코더(102), 인터리버(104) 및 월시 발생기(112)의 동작 속도를 변화시키기 위한 제어기의 활용을 필요로 한다. 이후 기술되는 바와 같이, 본 발명은 공통의 인코딩, 인커리빙 및 변조 속도를 사용하여 공칭 속도보다 낮게 또는 공칭 속도보다 높게 복수의 정보 신호를 스프레드 스펙트럼 전송하는 것이 가능하다.

제2도는 데이터 속도 kR_b의 입력 정보 신호S_IN을 전송하도록 배치된 본 발명의 스프레드 스펙트럼 송신기(150)의 바람직한 실시예의 블록도를 도시하며, 여기서 k는 정수 상수이며 R_b는 공칭 데이터(즉 비트)속도를 규정한다. 공칭 속도 데이터 속도 R_b는 월시 파형의 기호당 월시 칩 수에 의해 분할되는, 종래의 인코딩 코드 속도와 PN 칩 속도의 곱과 같은 것으로 규정한다. 예시적인 실시예에 있어서 9.6kbps의 공칭 송신기 데이터 속도는 PN 칩 속도가 1.2288㎒이고 종래의 코드 속도가 속도 1/2 코드이며, 월시 파형 기호 길이가 64로 설정되는 일 세트의 변조 파라미터를 활용함으로써 설정된다. 본 발명의 특징은 송신기(150)가 상기 변조 파라미터의 값을 조절하지 않고 공칭속도보다 크거나 같은 데이터 속도를 갖는 정보 신호를 전송하는데 사용될 수도 있다. 이후에 기술되는 바와 같이, 본 발명은 또한 상응하는 변조 파라미터 조절을 필요로 하지 않고 공칭속도보다 낮은 데이터 속도의 복수의 정보 신호를 전송하기 위한 방식을 제공한다.

특정 적용에 있어서, 입력 정보 비트 시퀀스S_IN는 예를 들면 보코더에 의해 데이터 비트의 스트림으로 전환되는 음성으로 이루어 질수도 있다. 제2도에서 지시한 바와 같이, 입력 데이터 스트림은 인코딩 및 인터리빙 네트워크(160)에 공급된다. 네트워크(160)는 정보 비트 신호S_IN를 컨벌루션 인코딩하며, 인코딩된 데이터는 인코딩되고 인터리빙된 기호 스트림S_INT으로서 네트워크(160)로부터 인터리빙되고 출력된다. 속도 1/2 컨벌루션 인코딩을 가정하면, 기호 스트림S_INT은 2kR_b의 기호 속도로 디멀티플렉서(170)에 공급된다. 디멀티플렉서(170)는 연속 기호S_INT._i를 서브 스트림 {A(1), A(2),… A(k)}의 연속기호로 루팅함으로써 2R_b의 각 속도로 기호 스트림S_INT를 일 세트의 k 기호 스트림{A(1), A(2),… A(k)}으로 변형시킨다. 제1 k/2 기호 스트림은 Q-채널 코세트-인코딩 네트워크(190)에 제공된다. 이후에 기술되는 바와 같이, 코세트-인코딩 네트워크(180,190)의 실시에 있어서 기호 스트림은 길이 p의 코세트 코드의 직교 세트를 사용하여 인코딩되며, 여기서 p=k/2이다. 네트워크(180,190)내에서 코세트-인코딩된 기호 스트림은 각각 I-채널 및 Q-채널 합성 기호 스트림 I_C및 Q_C로 가산된다. 완료를 위하여 I-채널 및 Q-채널 코세트-인코딩 네트워크가 제2도에 도시되었지만, 특정 실시에 있어서 I-채널 또는 Q-채널을 통해 전송을 하기 위하여 k/2 기호 스트림만으로 기호 스트림S_INT을 분리하는 것이 바람직하다.

제2도를 다시 참조하면, 한 쌍의 동일한 월시 파형은 월시 파형 발생기(210)에 의해 I-채널 및 Q-채널 변조 및 스프레딩 네트워크(200,205)에 제공된다. 월시 파형은 I-채널 및 Q-채널 합성 기호 스트림 I_C및 Q_C를 변조시키기 위하여 상기 네트워크(200,205)내에 사용된다. 또한, PN 스프레딩 신호는 PN_I및 PN_Q시퀀스 발생기(215,220)에 의해 변조 및 스프레딩 네트워크(200,205)에 제공된다. PN_I시퀀스는 I-채널 코드 스프레드 시퀀스S_I로 합성 기호 스트림I_C을 스프레딩 하는데 사용된다. 유사하게, PN_Q시퀀스는 Q-채널 코드 스프레드 시퀀스S_Q로 합성 기호 스트림Q_C를 스프레딩 하기 위하여 네트워크(205)에 의해 활용된다. 그 결과 I-채널 및 Q-채널 코드 스프레드 시퀀스S_I및 S_Q는 RF 송신기(225)내에 발생된 직각쌍의 정현 신호를 양 위상 변조하는데 사용된다. 변조된 정현 신호는 일반적으로 가산되고 대역통과 필터링되고 RF 주파수로 이동되고 I 채널 및 Q 통신 채널을 통해 안테나를 경유하여 방사되기 전에 증폭된다.

제3도는 I-채널 코세트-인코딩 네트워크(180)의 블록도를 도시하며, Q-채널 코세트 인코딩 네트워크도 거의 동일한 방법으로 식별될 수 있다는 것이 이해될 것이다. 인코딩 네트워크(180)는 디멀티플렉서(170)로부터 k/2 기호 서브스트림을 공급되는 복수의 코세트 인코더(250)를 포함한다. 상기 인코더(250)는 다음과 같은 k/2 시퀀스 {a(1), a(2), … a(k/2)}를 발생하기 위해 작동된다 :

여기서 S₁, S₂, … S_k0/2는 길이p의 일 세트의 직교 코세트 코드를 형성하며, 연산는 다음과 같이 규정된다. A=(a₁, … a_r)을 길이 "r"의 시퀀스로 그리고 B=(b₁, b₂, … b_k)를 길이 "k"의 시퀀스로 놓으면, AB는 시퀀스(a₁ b₁, ... a₁ b_k, a₂ b_k,....., a₂ b₁....., a_r b_k)를 규정하며, 여기서는 배타적 OR 연산을 규정한다. 시퀀스 {a(1), a(2), … a(k/2)}가 발생함에 있어서 기호 스트림(A(1), A(2), … A(k)}내의 각 기호는 "p"번 반복되며, "p^th11반복된 기호는 상응하는 코세트 코드와 p^th계수로 배타적 OR을 취한다. 이 연산은 "속도 1/p 반복 코세트 코드"를 사용하는 인코딩으로서 당해업자에 의해 특징지워진다.

제4도는 출력 코세트 인코딩된 기호 스트림R_s.enc로 입력 기호 스트림R을 인코딩 하기 위해 코세트 코드C를 사용하도록 배치된 속도 1/p 코세트 인코더(300)의 블록도이며, 여기서 C∈{c₁,c₂,… c_p}이다. 코세트 인코더는 기호 스트림 R_S내에 포함된 각 기호 r_i를 일 세트의 p 배타적 OR 게이트(310)에 제공하기 위한 디멀티플렉서(305)를 포함한다. 각각의 기호r_i는 코세트 코드 계수 c_p로 배타적 OR을 취하며, 그 결과 p:1 멀티플렉서(315)로 공급된다. 그러면 멀티플렉서(315)는 코세트-인코딩된 기호 스트림 R_s.enc를 생성하며, 여기서 R_s.enc∈{r₁ c₁, r₁ c₂, … r₁ c_p, r₂ c₁, r₂ c₂, … r₂ c_p,… r_i c_p, …}이다. 각 기호 r_i에 대하여, 속도 1/p 코세트 인코더는 시퀀스 (r_i c₁, r_i c₂, …… ,r_i c_p)=ri[]C를 생성한다.

다시 제3도를 참조하면, 바람직한 실시예로서 서브스트림{A(1), A(2), …A(k)} 및 코세트 코드 S₁, S₂, … S_k/2는 코세트 인코더(250)에 위해 발생된 시퀀스{a(1), a(2), …, a(k/2)}일 때 논리값 0 및 1로 이루어진다. 시퀀스{a(1), a(2), …, a(k/2)}는 다음과 같이 일 세트의 이진수-대-정수 전환회로(260))에 의해 정수 즉 ±1로 전환된다.

제3도에 도시한 바와 같이, 시퀀스 I_C는 디지털 가산기(270)내의 전환화로(260)로부터 출력을 결합함으로써 생성된다.

[고속 데이터 속도를 서포팅하는 실시예]

[4×공칭 속도]

제5도는 공칭 속도의 4배로 데이터를 전송하기 위하여 본 발명의 바람직한 실시예에서 활용되는 한 쌍의 I-채널 및 Q-채널 코세트 인코딩 네트워크(350) 및(360)의 블록도를 도시한다. 특히, 공칭 속도(예를 들면, 9.6ksps)의 8배의 속도(예를 들면, 76.8ksps)로 속도 1/2 인코딩되고 인터리빙된 기호 스트림은 4개의 기호 스트림{A(1),A(2),A(3),A(4)}중 하나에 기호를 할당함으로써 디멀티프렉싱되며, 여기서 A(1)={A₁₁,A₁₂,…}, A(2)={A₂₁,A₂₂,…}, A(3)={A₃₁,A₃₂,…}, 및 A(4)={A₄₁,A₄₂,…}이다. 제5도의 실시예에서 속도 1/2 인코딩되고 인터리빙된 기호 스트림은 공칭 속도의 4배와 동일한 속도의 입력 데이터 비트 시퀀스(도시하지 않음)로부터 유도된다. 제5도에 의해 지시된 바와 같이, 서브스트림A(1) 및 A(2)는 각각 I-채널 코세트 인코딩 네트워크(350)내의 속도 1/2 코세트 인코더(370) 및 (372)에 제공되는 반면, 서브스트림A(3) 및 A(4)는 각각 Q-채널 코세트 인코딩 네트워크(360)내의 속도 1/2 코세트 인코더(375) 및 (377)에 루팅된다. 속도 1/2 반복을 위하여, 코세트 코드(0,0)는 기호 서브스트림 A(1) 및 A(3)을 인코딩하기 위하여 인코더(370) 및 (375)에 의해 사용되며, 코세트 코드(0,1)는 기호 스트림 A(2) 및 A(4)를 인코딩하기 위하여 코세트 인코더(372) 및 (377)에 공급된다. I-채널 코세트 인코더(370) 및 (372)로부터 인코딩된 서브스트림은 한쌍의 이진수-대-정수 전환 네트워크(380)에 의해 정수 포맷(±1)으로 변환된다. 같은 방법으로 Q-채널 코세트 인코더(375) 및 (377)로부터 서브스트림은 이진수-대-정수 전환 네트워크(390)에 의해 정수 포맷으로 되어 실 시퀀스Q_C.4를 형성하기 위하여 디지털 가산기(395)내에 가산된다.

제5도는 I-채널 및 Q-채널 변조 및 스프레딩 네트워크(200) 및 (205)의 바람직한 실시예를 도시한다. I-채널 네트워크(200)는 정수(즉,+/- 1 포맷)로 월시 발생기(210)에 의해 제공된 월시 함수W로 시퀀스 I_c.4및 Q_c.4를 곱하기 위한 승산기(400)를 포함하며, 여기서 W=(W₁,W₂,…,W₃₂,W₃₃,… W₆₄)이다. 이와같은 방법으로 코세트 인코딩 네트워크(350) 및 (360)는 월시 함수 W를 서브스트림 A(1) 및 A(3)에 효과적으로 할당하고 월시 함수 W⁸를 서브스트림 A(2) 및 A(4)에 효과적으로 할당하기 위하여 스프레딩 네트워크(200) 및 (205)와 결합하여 동작하며, 여기서 W^*=(W₁,W₂,…W₃₂,-W₃₃,…,-W₆₄)이다.

PN₁시퀀스는 시퀀스 I_c.4를 I-채널 네트워크(200)에 의해 생성된 I-채널 코드 스프레드 시퀀스S_i.4로 스프레드하기 위하여 동작하는 승산기(402)에 제공된다. 유사하게, PN_Q시퀀스는 네트워크(205)에 의해 생성된 Q-채널 코드 스프레드 시퀀스S_Q.4로 시퀀스 Q_C.4를 스프레딩하기 위하여 승산기(404)에 의해 사용된다. 그 결과 I-채널 및 Q-채널 코드 스프레드 시퀀스S_I.4및 S_Q.4는 RF 송신기(도시하지 않음)내에 발생된 직각쌍의 정현신호를 양 위상 변조시키기 위하여 사용된다.

[8×공칭 속도]

제6도는 공칭 속도의 8배로 데이터를 전송하기 위하여 본 발명의 바람직한 실시예에서 활용된 I-채널 및 Q-채널 1/4 속도 코세트 인코딩 네트워크(450) 및 (460)의 블록도를 도시한다. 입력 비트 시퀀스는 공칭 속도의 8배로 기호 스트림으로 속도 1/2 인코딩되고 인터리빙되며 공칭 속도(예를 들면, 9.6kbps)의 16배(예를 들면, 153.6ksps)로 8개의 서브스트림 A(i),i=1,…8,중 하나에 기호를 할당함으로써 디플렉싱되며, 여기서 A(i)={A_i1,A_i2,…}, i=1,…8 이다.

제5도에서 지시한 바와같이, 서브스트림 A(1)-A(4)는 I-채널 코세트 인코딩 네트워크(450)내의 I-채널 속도 1/4 코세트 인코더(470), (472), (474) 및 (478)에 각각 제공되며, 서브스트림A(5)-A(8)은 Q-채널 코세트 인코딩 네트워크(460)내에 Q-채널 속도 1/4 코세트 인코더(480),(482),(484) 및 (488)에 루팅된다. 속도 1/4 코세트 코드S₁는 기호 스트림A(1)-A(4)을 인코딩 하기 위하여 인코더(470) 및(480)에 의해 사용되며, 코세트 코드S₂는 기호 스트림 A(2) 및 A(6)를 인코딩하기 위하여 인코더(472) 및 (482)에 의해 사용되며, 코세트 코드S₃는 기호 스트림A(3) 및 A(6)를 인코딩하기 위하여 인코더(474) 및(484)에 의해 사용되며, 반면 코세트 코드S₄는 기호 스트림A(4) 및 A(8)을 인코딩 하기 위하여 인코더(478) 및 (488)에 의해 사용된다. 코세트 코드S₁내지 S₄는 다음과 같이 규정된다 :

S₁=(s₁₁, s₁₂, s₁₃, s₁₄)=(0,0,0,0);

S₂=(s₂₁, s₂₂, s₂₃, s₂₄)=(0,1,0,1);

S₃=(s₃₁, s₃₂, s₃₃, s₃₄)=(0,0,1,1);

S₄=(s₄₁, s₄₂, s₄₃, s₄₄)=(0,1,1,0).

이러한 방법으로 8개의 코세트 인코더는 공칭 속도의 8배와 동일한 속도(예를 들면 76.8ksps)로 일 세트의 8개의 인코딩된 기호 스트림 a(i), 여기서 i=1,…,8,을 생성하기 위해 동작한다. 인코딩된 기호 스트림 a(i)는 다음과 같은 표현에 따라서 생성된다 :

일반성을 잃지않고 표기를 간단하게 하기 위하여, 각 서브스트림 A(i)은 시퀀스A_ij보다는 단일 기호A_i으로 구성되며, 여기서 아래 첨자 "j"는 시간을 나타낸다. 예를 들면, a(8)을 규정하기 위하여 이 표기를 사용하면 다음과 같다 :

시퀀스 a(i), i=1,…, 8는 이진수-대-정수 전환기(490)에 의해 다음과 같이 주어진 일 세트의 실 시퀀스 r(i),=1,…,8,로 전환된다 :

여기서는코세트 코드 S₁내에 포함된 J^th기호를 규정한다. 시퀀스 r(i), i =1,…,4,는 실 시퀀스 I_C.8로 디지털 가산기(494)내에서 결합된다. 같은 방법으로 실 시퀀스 r(i), i=5,…8,는 실 시퀀스 Q_C.8을 형성하기 위하여 디지털 가산기(490)내에서 결합된다. 제6도를 참조하면, 승산기(502) 및 (504)는 월시 발생기(506)에 의해 제공된 월시 함수 W에 의해 시퀀스 I_C.8및 Q_ㅊ.8을 곱하기 위해 제공되며, 여기서 W=(W₁, W₂,…, W₃₂, W₃₃,…, W₆₄)이다. 이러한 방법으로 월시 함수 W0, W¹, W², W³는 기호 스트림 A(i),i=1,…,4, 및 A(i), i=5,…,8,로 효과적으로 할당되며, 여기서 W⁰, W¹, W², W³는 다음과 같이 규정된다 :

시퀀스 W_a, W_b, W_c, W_d는 다음과 같이 월시 파형 W에 의해 규정될 수 있다.

PN₁시퀀스는 시퀀스 I_C.8을 I-채널 코드 스프레드 시퀀스 S_I.8로 스프레드하기 위하여 동작하는 승산기(510)에 제공되어 있다. 유사하게, PN_Q시퀀스는 실 시퀀스 Q_C.8을 Q-채널 코드 스프레드 시퀀스 S_Q.8로 스프레드 하기 위한 승산기(514)에 의해 사용된다. 그 결과 I-채널 및 Q-채널 코드 스프레드 시퀀스 S_I.8및 S_Q.8은 RF 송신기(도시하지 않음)내에 발생된 직각쌍의 정현신호를 양 위상 변조시키는데 사용된다.

[저속 데이터 속도를 서포팅하는 실시예]

[1.2 데이터 속도]

제7도를 참조하면, 한 쌍의 입력 데이터 스트림 A_nom/2및 B_nom/2는 공칭속도의 1/2과 같은 데이터 속도로 인코딩 및 인터리빙 네트워크(550) 및 (554)로 공급된다. 네트워크(550) 및 (554)는 신호 A_nom/2및 B_nom/2을 인코딩되고 인터리빙된 기호 스트림 A_1/2(1) 및 A_1/2(2)로 컨벌루션 인코딩하며, 여기서 A_1/2(1)={A₁₁,A₁₂,…}, A_1/2(2)={A₂₁,A₂₂,…}이다. 속도 1/2 컨벌루션 인코딩이라 가장하면, 인터리빙된 기호 스트림 A_1/2(1) 및 A_1/2(2)은 공칭 속도로 코세트 인코더(558) 및(560)로 공급된다. 코세트 코드 S₁, 여기서 S₁=(0,0),은 기호 스트림 A_1/2(1)을 인코딩된 서브스트림 a_1/2(1)으로 속도 1/2 반복 인코딩하기 위하여 인코더(558)에 의해 사용된다. 유사한 방법으로 코세트 코드 S₂, 여기서 S₂=(0,1),는 기호 스트림 A_1/2(2)을 인코딩된 서브스트림 a_1/2(2)으로 속도 1/2 반복 인코딩 하기 위하여 코세트 인코더(560)에 공급된다. 인코딩된 서브스트림 a_1/2(1) 및 a_1/2(2)는 다음과 같이 규정된다 :

인코딩된 기호 스트림은 공칭속도의 2배로 코세트 인코더(558) 및 (560)로부터 출력되며 한 쌍의 이진수-대-정수 전환 네트워크(570)에 의해 정수 포맷(±1)으로 변형된다. 그 결과 실 시퀀스 r_j(1) 및 r_j(2)는 디지털 가산기(575)내에서 j^th수신기 영역으로 연속 전송을 위하여 실 시퀀스 R_1/2로 결합된다. 실 시퀀스 R_1/2는 월시 발생기(590)에 의해 제공된 월시 함수 W에 의한 승산을 위하여 승산기(580)에 제공되며, 여기서 W=(W₁,W₂,…,W₃₂,W₃₃,./…,W₆₄)이다. 이것은 기호 스트림 A_1/2(1)에 대한 월시 함수(W,W)의 할당 및, 기호 스트림 A_1/2(2)에 대한 월시 함수 W^*의 할당을 초래하며, 여기서 W^*=(W,-W)이다. 월시 함수 W의 승산으로 인해, 시퀀스 R_1/2는 일반적으로 상응하는 동 위상(I) 또는 직각 위상(Q) 통신 채널을 통해 RF 전송을 위한 가상 랜덤 PN₁또는 PN_Q시퀀스에 의해 스프레드된다.

[1/4 데이터 속도]

제8도를 참조하면, 일 세트의 4개의 입력 데이터 스트림 A_nom/4, B_nom/4, C_nom/4, D_nom/4는 공칭속도의 1/4과 같은 속도로 인코딩 및 인토리빙 네트워크(601),(602),(603) 및 (604)에 공급된다. 네트워크(601-604)는 기호 스트림 A_nom/4, B_nom/4, C_nom/4, D_nom/4을 인코딩되고 인터리빙된 기호 스트림 A_1/4(1), A_1/4(2), A_1/4(3), A_1/4(4)으로 컨벌루션 인코딩하며, 여기서

속도 1/2 컨벌루션 인코딩이라 가장하면, 인터리빙된 기호 스트림 A_1/4(1), A_1/4(2), A_1/4(3), A_1/4(4)은 공칭 속도의 1/2로 코세트 인코더(611),(612),(613) 및 (614)로 공급된다. 코세트 코드{(0000),(0101),(0011),(0110)}는 기호 스트림 A_1/4(1), A_1/4(2), A_1/4(3), A_1/4(4)을 인코딩된 서브스트림 a_1/4(1), a_1/4(2), a_1/4(3), a_1/4(4)으로 인코딩하기 위하여 코세트 인코더(611-614)에 의해 각각 사용된다. 서브스트림 a_1/4(1), a_1/4(2), a_1/4(3), a_1/4(4)은 다음과 같이 표현된다 :

인코딩된 서브스트림은 공칭 속도의 두 배로 코세트 인코더(611-614)로부터 출력되고 이진수-대-정수 전환 네트워크(620)에 의해 정수 포맷(±1)으로 변형된다. 그 결과 j^th수신기로 전송하기 위한 일 세트의 실 시퀀스 r(i), i=1 내지 4, 는 실 시퀀스 R_1/4로 디지털 가산기(575)내에서 결합된다. 실 시퀀스 R_1/4는 j^th수신기와 연합하는 월시 함수 W_j에 의해 제공된다. 시퀀스 W_j는 월시 발생기(630)에 의해 제공되며, W_j=(W_j1,W_j2,…,W_j32,W_j33,…,W_j64)이다. 그 결과 기호 스트림 A_1/4(1), A_1/4(2), A_1/4(3), A_1/4(4)에 월시 함수 W⁰, W¹, W², W³가 할당된다. 여기서 W⁰, W¹, W², W³는 다음과 같다 :

월시 파형 W⁰, W¹, W², W³에 의해 각각 식별되는 4개의 특정 정보 신호는 본 발명에 의해 실시된 코세트-인코딩 방식과 연합하여 단일 월시 파형 W_j의 활용을 통해 j^th수신기로 전송될 수 있는 것이 명백하다. 월시 함수 W_j에 의해 곱해진 후, 시퀀스 R_1/4는 상응하는 동 위상(I) 또는 직각 위상(Q) 통신 채널을 통해 RF 전송을 위한 가상 랜덤 PN_I또는 PN_Q에 의해 스프레드된다.

I채널을 통해 j^th사용자에게 전송된다고 가정하면, 시퀀스 r_j(i)로부터 합성된 전송된 시퀀스는 다음과 같이 표현된다 :

여기서 p=4이다. Q 채널을 통해 전송이 된다면, 전송된 시퀀스는 다음과 같이 표현된다.

다양한 데이터 속도(R_b)로 입력 기호 스트림의 전송을 서포팅하는데 사용되는 파라미터의 예시적인 세트는 아래의 표 1에 요약되어 있다. 각 데이터 속도에 대하여 표1은 상응하는 입력 기호 반복 속도, 반복 코세트 코드 속도, 월시 파형 길이 및 칩 속도를 제공한다. "Demux" 칼럼 내의 각 엔트리(X-Y)는 연합된 데이터 속도 R_b로 입력 기호 스트림 수 및, 입력 기호 스트림이 코세트-인코딩을 위해 디멀티플렉싱되는 기호 스트림(Y) 수를 상술한다.

[I 및 Q 채널을 통한 코세트 인코딩된 데이터 전송]

바람직한 실시예에서, 아무런 데이터 변조를 포함하지 않은 파일럿 채널은 I-채널 및 Q-채널 스프레드 시퀀스 S및 S, j=1 내지 N,와 함께 주어진 셀 또는 섹터내에서 N 수신기로 전송된다. 파일럿 채널은 신호를 획득 및 추적하는데 사용되는 변조되지 않은 스프레드 스펙트럼 신호로서 특징지워 질 수도 있다. 본 발명에 따라 복수의 송신기를 합체하는 시스템에서, 각각 제공된 통신 채널 세트는 단일 파일럿 신호에 의해 식별된다. 그런, 파일럿 신호용 별도 세트의 PN 발생기를 사용하는 것보다는, 일 세트의 파일럿 신호를 발생하기 위한 보다 효과적인 접근 방법으로 동일한 기본 시퀀스의 시프트를 사용하는 것이 더 좋다. 이 방식을 활용하면 의도된 수신기 장치는 전체 파일럿 시퀀스를 탐색하며 가장 강한 상관을 일으키는 오프셋 또는 스프트하도록 동조된다.

따라서, 파일럿 시퀀스는 많은 다른 시퀀스들이 시스템에서 대다수의 파일럿 신호를 서포트하기 위하여 기본 시퀀스의 시프트에 의해 발생되기에 충분하다. 또한, 분리 또는 시프트는 파일럿 신호에 간섭이 없는 것을 보장하기에 아주 충분해야 한다. 그러므로, 파일럿 신호 길이는 2으로 선택되며, 그것은 512 특정 파일럿 신호에 대하여 64 칩의 기본 시퀀스에서 오프셋을 허용한다.

제9도를 참조하면, 파일럿 발생 네트워크(630)는 디지털 승산기(644) 및 (646)에 대하여 모두 제로로 이루어진 월시 제로 W파형을 제공하기 위한 월시 발생기(640)를 포함한다. 월시 파형 W은 승산기(644) 및 (646)에 PN및 PN발생기(647) 및 (648)에 의해 제공된 PN및 PN시퀀스에 의해 곱해진다. 파형 W이 오직 하나만을 포함하기 때문에, 그 결과로 생긴 시퀀스의 정보 내용은 PN및 PN시퀀스에만 좌우된다. 승산기(644) 및 (646)에 의해 생성된 시퀀스는 유한 임펄스 응답 필터(FIR)(650) 및 (652)에 대한 입력으로서 제공된다. I-채널 및 Q-채널 파일럿 시퀀스 P및 P에 각각 상응하는 FIR 필터(650) 및 (652)로부터 필터링된 시퀀스 출력을 RF 송신기(660)(제10도)로 공급된다.

제10도에는 RF 송신기(660)의 실시예가 도시되어 있다. 송신기(660)는 전송을 위한 I-채널 파일럿 시퀀스 P로 특정 셀 또는 섹터 내에 N 수신기에 PN스프레드 데이터 신호 S, j=1 내지 N, 세트를 가산하기 위한 I-채널 가산기(670)를 포함한다. 유사하게, Q-채널 가산기(672)는 Q-채널 파일럿 P과 PN스프레드 데이터 신호 S, j=1 내지 N, 세트와 결합하는 작용을 한다. 디지털-아날로그 전환기(674) 및 (676)는 디지털 정보를 I-채널 및 Q-채널 파일럿 P로부터 아날로그 형태로 전환하기 위하여 제공된다. D/A 전환기(674) 및 (676)에 의해 아날록 파형은 로컬 오실레이터(LO) 반송파 주파수 신호 Cos(2πft)를 따라, 상기 신호들을 합하여 가산기(692)로 제공하는 혼합기(688)로 제공된다. 직각 위상 반송파 신호 Cos(2πft) 및 Sin(2πft)는 적당한 주파수원(도시하지 않음)으로부터 제공된다. 이 혼합된 IF 신호는 가산기(692)에서 가산되고 혼합기(694)로 제공된다.

혼합기(694)는 RF 주파수 대역에 주파수 업컨버젼(upconversion)을 제공하기 위하여 주파수 합성기(696)로부터 RF 주파수를 가산된 신호와 혼합한다. RF 신호는 동 위상(I) 및 직각 위상(Q) 성분을 포함하며, 대역통과 필터(698)에 의해 대역통과 필터링되어 RF 증폭기(699)로 출력된다. 증폭기(699)는 전송 파워 제어 회로(도시하지 않음)로부터 입력 이득 제어 신호에 따라서 대역 제한 신호를 증폭한다. RF 송신기(630)의 다른 실시는 여기에는 기술되지 않은 당해분야에서 공지된 다양한 신호 가산, 혼합, 필터링 및 증폭 기술을 사용할 수도 있다.

제11도는 RF 송신기(630)에 의해 제공된 RF 신호를 수신하도록 배치된 다이버시티 수신기의 블록도이다. 제11도에서 전송된 RF 신호는 안테나(710)에 의해 수신되고 아날로그 수신기(712) 및 디지털 수신기(714)로 이루어진 다이버시티 레이크(RAKE) 수신기에 제공된다. 안테나(710)에 의해 수신되고 아날로그 수신기(712)에 제공된 신호는 개별적인 또는 다중의 가입자 수신기를 위해 의도된 동일 파일럿 및 데이터 신호의 다중 경로 전파로 이루어질 수도 있다. QPSK 모뎀으로 구성된 아날로그 수신기(712)는 주파수 레벨을 낮게 전환시키고 수신된 신호를 합성 I 및 Q 성분으로 디지털화 한다. 합성 I 및 Q 성분은 복조를 위하여 디지털 수신기(714)에 제공된다. 복조된 데이터는 결합, 디인터리빙 및 디코딩을 위하여 디지털 회로(716)에 제공된다.

아날로그 수신기(712)로부터 출력된 각 I 및 Q 성분은 동일한 파일럿 및 상응하는 정보 신호의 다중 경로 전파로 이루어진다. 디지털 수신기제어기(718)와 결합하여 탐색 수신기(715)에 의해 선택될 때 전송된 신호의 어떤 다중 경로 전파는 이하 핑거로 참조되는 다중 데이터 수신기 또는 복조기(720a-720c)의 다른 하나에 의해 각각 처리된다. 3개의 데이터 복조 핑거(복조기(720a-720c))만이 제11도에 도시되었지만, 그보다 더 많거나 적게 핑거를 사용할 수도 있다. 합성 I 및 Q 성분은 디스프레딩에 의해 특정 경로에 상응하는 데이터 신호 및 파일럿의 I 및 Q 성분 RI 및 RQ를 각각 핑거 추출한다.

각 핑거에 대한 파일럿 신호의 I 및 Q 성분은 파일럿 벡터를 형성하기 위한 것이며, I 채널 및 Q 채널의 Q 성분은 한 쌍의 데이터 벡타를 형성하기 위한 것이다. 본 발명에 따르면, 파일럿 및 데이터 벡터의 I 및 Q 채널 성분은 I 채널 및 Q 채널 데이터의 평가를 산출하기 위하여 수신된 신호 에너지로부터 추출된다. 파일럿 신호는 데이터 신호보다 더 큰 신호 세기로 전송되며, 파일럿 신호 벡터의 크기는 수신된 데이터 벡터 보다 크다. 따라서, 파일럿 신호 벡터는 신호 처리를 위한 정확한 위상 참조로서 사용될 수 있다.

전송 프로세스에 있어서, 파일럿 및 데이터 신호는 전송되는 경우에 수신기에 대한 동일한 경로로 이동한다. 그러나, 채널 잡음에 기인하여, 수신된 신호는 일반적으로 전송된 위상 각으로부터 오프셋된다. 도트의 공식화, 즉 스칼라로서 파일럿 신호 백터와 I-채널 및 Q-채널 데이터 신호벡터의 곱은 선택된 수신기 핑거에 의해 수신된 신호로부터 I-채널 및 Q-채널을 추출하기 위하여 사용된다. 특히, 도트 곱은 각 데이터 벡터상에 파일럿 벡터를 투영함으로써 파일럿 벡터와 동상이 되는 데이터 벡터의 성분의 크기를 찾는데 사용된다. 선택된 수신기 핑거에 의해 수신된 신호 에너지로부터 파일럿 신호를 추출하기 위한 한 과정이 제8도를 참조로하여 이하에 기술되었으며, 또한 파일럿 반송파 도트 곱 회로이란 발명의 명칭으로 1992년 11월 24일자출원한 미합중국 특허출원 시리얼 넘버 제07/981,034호에 기술되어 있다.

[코세트-인코딩된 기호 서브스트림의 복구]

다음에는 데이터를 전송하는 I-채널로부터 단일 코세트-인코딩된 서브스트림 a(i), 여기서 a(i)=A(i)S_i=(A_i1 s_i1,…, A_i1 s_ip), 의 복구가 상세하게 기술된다. I-채널 및 Q-채널을 통해 j^th의 "N" 수신기에 전송하기에 앞서 서브스트림 a(i)는 실 시퀀스 r(i)로 전환된다고 가정한다. 여기서

월시 파형 W_j및 시퀀스 PN_I및 PN_Q에 의해 스프레딩한 후에, j^th수신기에 의해 수신하기 위해 의도된 시퀀스 S_ij및 S_Qj는 다음과 같이 표현된다 :

특정 셀 내에 "N" 수신기에 전송된 합성 신호는 다음과 같이 주어진다 :

표현을 증명하기 위하여 신호 S(t)는 m^th전송 경로를 통해 j^th수신기로 전파된다고 가정하면, 그것에 의해 수신된 신호 R_j(t)는 다음과 같이 표현된다 :

여기서 신호 R_j(t)는 수신기의 부분 참조에 대한 θ의 랜덤 위상 시프트를 가지며, n(t)는 고유 신호 간섭 잡음을 규정한다 :

제12도의 블록도를 참조하면, j^th수신기는 "r" 전송 경로를 통해 수신되는 경우 신호R_j(t)를 처리하도록 배치된 일 세트의 "r" 복조 핑거(720)를 포함하는 것을 볼 수 있다. m^th경로를 통해 전송된 신호R_j(t)는 전달 함수 h(t)를 갖는 대역통과 필터를 통과하며 t=kT_w배로 샘플링되며, 여기서 T_w는 할당된 월시 파형 W의 연속 칩 사이의 주기를 규정한다. 이 연산은 m^th복조 핑거(720)에 공급된 I 및 Q 투영 R_Im.k및 R_Qm.k를 산출한다. 여기서

여기서 τ_m은 m^th전송 경로와 연합하는 지연에 상응하며, 잡음 인자 Ni 및 Nq는 제로 평균 및 분산 σ²의 랜덤 프로세스로서 특징지워 질수도 있다. 본 발명에 따르면, m^th전송 경로를 통해 전송되는 시퀀스 r(i)의 평가는 m^th수신기 핑거(720)에 의해 샘플링된 투영R_Im.k및 R_Qm.k로부터 유도된다.

제13도는 샘플링된 투영R_Im.k및 R_Qm.k을 처리하도록 동작하는 m^th수신기 핑거(720)의 블록도이다. 수신기 핑거(720)는 복조/디스프레딩 및 위상 회전 회로(740)와 위상 평가 및 시간 추적 회로(744)를 포함한다. 본 발명에 따르면, 회로(740)는 할당된 월시 파형W_j및 PN_I시퀀스를 사용하는 제1세트의 부분상관과, 할당된 월시 파형 및 PN_Q시퀀스를 사용하는 제2세트의 부분 상관을 실행함으로써 샘플링된 투영R_Im.k및 R_Qm.k를 복조하도록 동작한다. 각 부분 상관은 L/p 월시 칩의 간격에 걸쳐 실행되며, 여기서 L은 시퀀스 S_ij및 S_Qj내의 고유의 "p" 기호 스트림을 커버하는데 사용되는 월시 파형Wj의 길이를 규정한다. 부분 상관의 결과는 m^th수신기 핑거(720)에 의해 출력된 결정 변수 Ihat(m) 및 Qhat(m)을 산출하기 위하여 동위상으로 회전된다. 이 위상 회전은 전송된 파형 및 부분적으로 발생된 참조 사이의 평가된 위상 시프트 θ에 따라서 실행된다. 바람직한 실시에 있어서 위상 평가 및 시간 추적 회로(744)는 위상 평가θ를 발생하기 위하여 고정된 위상을 포함한다.

위상 평가 및 시간 추적 회로(744)는 샘플링된 투영R_Im.k및 R_Qm.k의 복조 및 디스프레딩 동안에 회로(740)에 의해 생성된 중간 신호를 기초로하여 m^th경로를 통해 전송되는 파일럿 신호(Pm)의 평가를 제공하도록 동작한다. 추출된 파일럿 신호는 샘플 결합기(750)(제12도)내에 시간 정렬을 위하여 그리고 회로(740)내에 부분 상관의 위상 회전을 위하여 사용된다. 이러한 별도의 상관의 결과는 샘플 결합기(750)(제12도)에 제공된 m^th쌍의 결정 변수 I(hat)(m) 및 Q(hat)(m)을 산출하는데 사용된다. 샘플 결합기(750)내에서 "r" 수신기 핑거(720) 세트에 의해 산출된 결정 변수 Ihat(I), I=1 내지 r,는 시간 정렬되고 결합된다.

제14도를 참조하면, m^th수신기 핑거(720)는 1.2288㎒의 PN 스프레딩 속도로 샘플링된 투영R_Im.k및 R_Qm.k를 수신하기 위한 승산기(780) 및 (782)를 포함하는 것을 볼수 있다. 월시 발생기(786)는 양 승산기(780) 및 (782)에 연결되어 있으며, 그 출력(W_j)은 투영R_Im.k및 R_Qm.k과 곱해진다. 수신기 핑거(720)는 승산기(798) 및 (800)에 PN_I를, 승산기(802) 및 (804)에 PN_Q시퀀스를 제공하기 위한 PN 발생기(790) 및 (792)를 더 포함한다. 제14도에 의해 지시되는 바와 같이, 승산기(780)로부터 월시 변조된 투영R_Im.k및 R_Qm.k은 승산기(798)에서 PN_I시퀀스와, 승산기(802)에서 PN_Q시퀀스와 곱해진다. 유사하게, 승산기(782)로부터 출력은 승산기(800)에서 PN_I시퀀스와, 승산기(804)에서 PN_Q시퀀스와 곱해진다.

승산기(798) 및 (800)는 월시 변조된 투영R_Im.k및 R_Qm.k를 PN_I시퀀스와 상관시킨다. 시간 정렬 회로(810)에 의해 시퀀스 R_Im.k및 R_Qm.k및 PN_I시퀀스 사이에서 적당한 타이밍이 유지된다. 유사하게, 시퀀스 R_Im.k및 R_Qm.k는 승산기(802) 및 (804)에 의해 PN_Q시퀀스와 상관된다. 승산기 (798),(800),(802) 및 (804)의 상관된 출력은 상응하는 I-채널 누산기(814) 및 (816)과 O-채널 누산기(818) 및 (820)에 제공된다. 누산기(814),(816),(818) 및 (820))는 L/p월시 칩에 걸쳐 입력 정보를 축적하며, 여기서 L은 월시 파형 W_j의 길이를 규정한다. 누산기(814),(816),(818) 및 (820)는 각 월시 파형중에 발생하는 길이 L/p 월시 칩(즉, n=1 내지 p)의 각 "p"부분 상관 간격동안 부분 상관 A_In, A_Qn, B_In, B_Qn을 일으키도록 동작한다. 부분 상관 A_In, A_Qn, B_In, B_Qn은 상응하는 스위치(834),(836),(838) 및 (840)을 통해 지연 소자(824),(826),(828) 및 (830)에 제공된다. 상기 스위치는 시간 정렬 회로(810)에 의해 제공된 타이밍 신호에 따라서 각 부분 상관 간격의 결과로 정상 개방 위치로부터 폐쇄된다. n^th상관 간격의 결과로 I-채널 누산기(814) 및 (816)에 의해 산출된 부분 상관 A_In및 A_Qn,은 다음과 같이 표현될 수 있다 :

부분 상관 B_In및 B_Qn은 거의 유사한 방법으로 표현될 수 있다. 방정식(12) 및 (13)을 참조하면, 인자 r_jn, j=1 내지 p,는 방정식(5)에 의해 규정된 실 시퀀스 r(i)내에 포함된 "p" 적분값의 평가를 총괄하여 나타낸다. 제14도를 다시 참조하면, 위상 평가 및 시간 추적 회로(744)는 수신기 핑거(720)내에 시간 정렬을 유지하는데 사용되는 파일럿 위상 신호를 생성하기 위한 파일럿 추출 회로(850)를 포함한다. 파일럿 추출 회로(850)은 승산기(798) 및 (802)로부터 출력이 제공되는 승산기(854)와, 승산기(800) 및 (804)의 출력을 곱하기 위한 승산기(856)을 포함한다. 회로(850)는 멀트플라이어(866)에 각각 월시 파형 W_iW₀를 공급하도록 동작하는 월시 발생기(862) 및 (864)를 더 포함한다. 그 결과 회로(810)에 의해 월시 발생기(862) 및 (864)에 재공되는 타이밍 정보에 의해 적당히 시간 정렬된, 승산기(866)에 의해 생성된 복조파형 W_iW₀은 승산기(868)에 제공된다. 파형 W_iW₀은 승산기(868)에 의해 승산기(854)의 출력과 곱해지며, 승산기(870)는 승산기(856)에 의해 제공된 출력과 파형 W_iW₀에 응답하여 동일한 동작으로 실행한다.

승산기(868) 및(870)의 출력은 수신된 파일럿 신호의 위상의 바이어스되지 않은 평가의 발생을 보장하기 위하여 선택된 간격에 걸쳐 파일럿 추출 누산기(874) 및 (878)에 의해 각각 축적된다. 예시적인 실시예에서, 축적 간격은 존속기간 2rL의 시간 주기에 걸쳐 있으며, 여기서 L은 월시 기호 주기에 상응한다. 이 축적 간격은 일반적으로 파일럿 위상을 평가하기에 바람직한 시간 전후에 즉시 발생하는 길이 "rL"의 시간 주기에 걸쳐 일어난다. 누산기(814),(816),(818) 및 (820)에 의해 생성된 출력과 파일럿 추출 누산기(874) 및 (880)의 출력 사이의 시간 정렬은 지연 소자(824),(826),(828) 및 (830)에 의해 유지된다. 각 지역 소자(824),(826),(828) 및 (830)에 의해 영향을 받는 신호 지연은 "r" 미래 월시 기호에 의해 걸쳐진 간격과 동일한 존속기간으로 선택된다. 따라서, n^th부분 상관 A_In및 A_Qn에 상응하는 파일럿 평가를 발생함에 있어서, 일 세트의 데이터 샘플 D_j, 여기서 (L/p)(n-r)+1≤(L/p)(n+r),은 누산기(874) 및 (878)에 의해 축적된다.

파일럿 추출 누산기(882) 및 (886)에 의해 생성된 신호는 m^th경로를 통해 전송된 파일럿(Pm) 신호의 I-채널 및 Q-채널 투영에 상응하며, 다음과 같이 각각 표현될 수 있다 :

제14도를 참조하면, 파일럿 신호의 I-채널 및 Q-채널 투영은 I-채널 위상 회전기(850) 및 Q-채널 위상 회전기(852)에 각각 제공되어 있다. I-채널 위상 회전기(850)는 파일럿 신호 Pm에 의해 가중된 m^th경로를 통해 전송된 시퀀스 r(t)의 평가에 상응하는 순차의 출력 데이터 값을 산출한다. n^th상관 간격의 결과로 I-채널 위상 회전기(850)에 의해 발생된 결정 인자 In(m)는 다음과 같이 표현될 수 있다 :

샘플 결합기(750)(제12도)는 합성 결정 인자으로 n^th상관 간격중에 핑거 복조기(720)에 의해 산출된 I-채널 결정 인자(i), i=1 내지 r,을 결합시키며 Q-채널 결정 변수를 합성 결정 인자으로 결합시킨다. 합성 결정 인자및는 다음과 같은 시퀀스로서 결합기(750)에 의해 일련적으로 출력된다 :

여기서 첨자는 실 시퀀스 r(i)로 결합된 "p" 기호 서브스트림에 대한 상응을 나타낸다. 합성 결정 인자및는 다음과 같이 각각 병렬 출력을 생성하는 I-채널 및 Q-채널 멀티플렉서(870) 및 (874)에 제공된다 :

본 발명에 따르면, I-채널을 통해 전송된 입력 기호 스트림 A_I(i), 여기서 i=1 내지 p, 의 일 세트의 평가(i)는 시퀀스 r(i) 내에 고유의 코세트 코드를 기초로 한 결정 시퀀스의 디코릴레이션을 실행함으로써 발생된다. 좀더 상술하면, i^th기호 스트림 A_I(i)의 평가는 결정 시퀀스(i)와 r(i)의 내적의 다음과 같은 계산을 통해 행해진다 :

여기서 C_i,n은 i^th기호 스트림에 사용되는 코세트 코드 c_i의 n^th인자를 규정한다. 방정식(18)에 의해 상술한 계산은 입력 기호 스트림을 인코딩하는데 사용되는 코세트 코드 사이의 직교성에 좌우된다. 즉,

모든에 대하여이다.

p≥4이면 방적식 (18)은 예를 들면 멀티플렉서(870)(제12도)에 제공된 시퀀스에 패스트 하다마르 변환(FHT)을 실행함으로써 해결될 수 있다. 기호 스트림 평가는 전송된 데이터를 평가하기 위하여 디인터리빙되고 디코딩 될 수 있다.

바람직한 실시예의 전술한 내용은 당해업자가 본 발명을 사용하는 것을 가능하도록 제공되었다. 이 실시예들에 대한 다양한 변형은 당해업자에게 아주 명백할 것이며, 여기에 기술된 일반적인 원리들은 발명적인 결함없이 다른 실시예에 적용될 수 있다. 그러므로, 본 발명은 여기에 도시한 실시예에 한정되는 것은 아니며 여기에 기술된 신규한 특징 및 원리에 일관되게 가장 폭넓은 범위에 적용될 수 있다.

Claims

스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서 전송을 위한 정보신호를 변조하기 위한 송신기에 있어서, 상기 정보 신호를 제1 및 제2부신호로 디멀티플렉싱 하기 위한 수단; 제1합성 코세트-인코딩된 신호를 생성하기 위하여 상기 제1부신호를 제1코세트 코드와 결합시키고 상기 제2부신호를 상기 제1코세트 코드에 직교하는 제2코세트 코드와 결합시키기 위한 제1수단; 직교 함수 신호를 발생하기 위한 수단; 및 제1 변조된 신호를 제공하기 위하여 상기 제1합성 코세트-인코딩된 신호를 상기 직교 함수 신호로 변조하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
제1항에 있어서, 소정의 PN 코드의 가상 랜덤 잡음 신호를 발생하기 위한 수단; 및 제1출력 신호를 제공하기 위하여 상기 제1변조된 신호를 상기 소정의 PN 코드의 가상 랜덤 잡음 신호와 결합시키기 위한 수단을 더 포함 하는것을 특징으로 하는 송신기.
제1항에 있어서, 상기 정보 신호를 제3 및 제4부신호로 디멀티플렉싱하기 위한 수단, 제2합성 코세트-인코딩된 신호를 생성하기 위하여 상기 제3부신호를 제3코세트 코드와 결합시키고 상기 제4부신호를 제4코세트 코드와 결합시키기 위한 제2수단을 포함하는데, 상기 제1, 제2, 제3 및 제4코세트 코드는 서로 직교하며, 제2변조된 신호를 제공하기 위하여 상기 제2합성 코세트-인코딩된 신호를 상기 직교 함수 신호로 변조하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
제3항에 있어서, 소정의 PN 코드의 동 위상 가상 랜덤 잡음(PN_I)과 직각위상 가상 랜덤 잡음(PN_Q) 신호를 발생하기 위한 수단, 및 출력 신호를 제공하기 위하여 상기 PN_I신호를 상기 제1변조된 신호와 결합시키고, Q 출력 신호를 제공하기 위하여 상기 PN_Q신호를 상기 제2변조된 신호와 결합시키기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
제4항에 있어서, 소정 위상 관계의 동 위상(I) 및 직각 위상(Q) 반송파 신호를 상기 I 및 Q 출력 신호로 각각 변조하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
제1항에 있어서, 상기 결합시키기 위한 제1수단은 상기 제1부신호를 상기 제1 및 제2동일 기호 스트림에 복사하기 위한 수단, 제1 및 제2중간 시퀀스를 제공하기 위하여 상기 제1코세트 코드의 코세트 코드 계수로 상기 기호 스트림의 각각을 승산하기 위한 제1수단, 상기 제1 및 제2중간 시퀀스를 제1코세트-인코딩된 신호에 결합시키기 위한 제1멀티플렉서, 상기 제2부신호를 제3및 제4동일 기호 스트림에 복사하기 위한 제2수단, 제3및 제4중간 시퀀스를 제공하기 위하여 상기 제2코세트 코드의 코세트 코드 계수로 상기 제3및 제4기호 스트림을 승산하기 위한 제2수단, 상기 제3 및 제4중간 시퀀스를 상기 제1코세트-인코딩된 신호에 결합시키기 위한 제2멀티플렉서, 및 상기 제1 및 제2코세트-인코딩된 신호를 상기 제1합성-인코딩된 신호에 결합시키기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2코세트-인코딩된 신호를 결합시키기 위한 수단은 상기 제1 및 제2코세트-인코딩된 신호를 +1과 -1을 포함하는 일 세트의 정수들로부터 선택된 정수 신호로 전환하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서 동시 전송을 위하여 동등한 데이터 속도의 일 세트의 p 정보 신호를 변조하기 위한 송신기에 있어서, 일 세트의 p 코세트-인코딩된 신호를 생성하기 위하여 상기 정보 신호의 각각을 일 세트의 p 코세트 코드중 하나와 결합시키기 위한 수단; 상기 코세트-인코딩된 신호를 결합시키고 합성 코세트-인코딩된 신호를 발생하기 위한 수단; 직교 함수 신호를 발생하기 위한 수단; 및 제1변조된 신호를 제공하기 위하여 상기 합성 코세트-인코딩된 신호를 상기 직교 함수 신호로 변조하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
제8항에 있어서, 소정의 PN 코드의 가상 랜덤 잡음 신호를 발생하기 위한 수단, 및 제1출력 신호를 제공하기 위하여 상기 변조된 신호를 상기 가상 랜덤 잡음 신호와 결합시키기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
제8항에 있어서, 상기 정보신호를 상기 코세트 코드에 결합시키기 위한 상기 수단은 제1정보 신호를 일 세트의 p 동일 기호 스트림에 복사하기 위한 수단, 일 세트의 p 중간 시퀀스를 제공하기 위하여 제1코세트 코드내에 포함된 일 세트의 p 코세트 코드 계수중 하나로 상기 기호 스트림의 각각을 승산하기 위한 수단, 및 상기 p 중간 시퀀스를 제1코세트-인코딩된 신호에 결합시키기 위한 멀티플렉서를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
제5항에 있어서, I 및 Q 채널을 통해 각각 상기 I-변조된 반송파 신호 및 Q-변조된 반송파 신호를 전송하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
반송파 신호 및 이 반송파 신호와 위상이 직각인 상기 반송파 신호의 복사를 이용하여 동 위상(I) 및 직각 위상(Q)으로 전송되는 정보 신호를 변조하기 위한 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에 있어서, 상기 통신 시스템은 송신기를 포함하며, 상기 송신기 상기 정보 신호를 제1 및 제2세트의 부신호로 디멀티플렉싱하기 위한 수단; 제1합성 코세트-인코딩된 신호를 생성하기 위하여 상기 제1세트의 부신호를 제1세트의 직교 코세트 코드와 결합시키고, 제2합성 코세트-인코딩된 신호를 생성하기 위하여 상기 제2 세트의 부신호를 제2세트의 직교 코세트 코드와 결합시키기 위한 수단; 직교 함수 신호를 발생하기 위한 수단; 소정의 PN 코드의 동 위상 가상 랜덤 잡음(PN_I) 및 직각 위상 가상 랜덤 (PN_Q)신호를 발생하기 위한 수단; 및 I 변조 신호를 제공하기 위하여 상기 PN_I신호를 상기 제1합성 코세트-인코딩된 신호 및 상기 직교 함수 신호와 결합시키고, Q 변조 신호를 제공하기 위하여 상기 PN_Q신호를 상기 제2합성 코세트-인코딩된 신호 및 상기 직교 함수 신호와 결합시키기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제12항에 있어서, I-변조된 반송파 신호 및 Q-변조된 반송파 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 반송파 신호를 상기 I 변조 신호로 변조하고 상기 반송파 신호의 복사를 상기 Q 변조 신호를 변조하기 위한 수단, 및 상기 I 및 Q 통신 채널을 통해 상기 I-변조된 반송파 신호 및 Q-변조된 반송파 신호를 전송하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제13항에 있어서, 상기 I 및 Q 통신 채널을 통해 수신된 상기 I-변조된 반송파 신호 및 Q-변조된 반송파 신호에 따라서 상기 정보 신호의 평가를 산출하기 위한 수단을 갖는 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제14항에 있어서, 상기 수신기는 상기 직교 함수 신호의 복사를 이용하여 상기 수신된 반송파 신호를 복조함으로써 중간 수신된 신호를 생성하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제15항에 있어서, 상기 수신기는 상기 PN_I신호를 복사함으로써 제1디스프레딩 신호를 발생하기 위한 수단, 및 제1세트의 동 위상(I) 및 직각 위상(Q) 투영 신호를 제공하기 위하여 상기 제1디스프레딩 신호를 사용하여 상기 중간 수신된 신호를 상관하기 위한 제1수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제16항에 있어서, 변조된 파일럿 신호를 제공하기 위하여 상기 직교 함수 신호를 상기 파일럿 신호와 결합시키기 위한 수단, 및 파일럿 채널을 통해 상기 변조된 파일럿 신호를 전송하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제17항에 있어서, 상기 수신기는 상기 파일럿 채널을 통해 전송되는 상기 변조된 파일럿 신호를 복조하기 위한 수단, 상기 파일럿 채널을 통해 전송되는 상기 파일럿 신호의 평가를 산출하기 위한 수단, 및 상기 제1세트의 상기 I 및 Q 투영을 기초로한 상기 제1정보 신호의 평가 및 상기 파일럿 반송파 신호의 평가를 발생하기 위한 제1 위상회전 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제18항에 있어서, 상기 수신기는 상기 PN_Q신호를 복사함으로써 제2디스프레딩 신호를 발생하기 위한 수단, 및 제2세트의 동 위상(I) 및 직각 위상(Q) 투영 신호를 제공하기 위하여 상기 제2디스프레딩 신호를 사용하여 상기 중간 수신된 신호를 상관하기 위한 제1 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제19항에 있어서, 상기 수신기는 상기 제2세트의 I 및 Q 투영을 기초로한 상기 제2정보 신호의 평가 및 상기 전송된 파일럿 반송파 신호의 평가를 발생하기 위한 제2 위상 회전 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제18항에 있어서, 상기 수신기는 상기 제1세트의 I 및 Q 투영 신호를 지연하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서 전송을 위하여 정보 신호를 변조하기 위한 방법에 있어서, 상기 정보 신호를 제1 및 제2부신호로 디멀티플렉싱 하는 단계; 제1합성 코세트-인코딩된 신호를 생성하기 위하여 제1부신호를 제1코세트 코드에 결합시키고 제2부신호를 상기 제1코세트 코드에 직교하는 제2코세트 코드에 결합시키는 단계; 직교 함수 신호를 발생하는 단계; 및 제1변조된 신호를 제공하기 위하여 상기 제1합성 코세트-인코딩된 신호를 상기 직교 함수 신호로 변조하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제22항에 있어서, 소정의 PN 코드의 가상 랜덤 잡음 신호를 발생하는 단계; 및제1출력 신호를 제공하기 위하여 상기 제1변조된 신호를 소정의 PN 코드의 상기 가상 랜덤 잡음 신호와 결합시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제23항에 있어서, 상기 정보 신호를 제3 및 제4부신호로 디멀티플렉싱하는 단계; 제2합성 코세트-인코딩된 신호를 생성하기 위하여 상기 제3부신호를 제3코세트 코드에 결합시키고 상기 제4부신호를 제4코세트 코드와 결합시키는 단계를 포함하는데, 상기 제1, 제2, 제3 및 제4코세트 코드는 서로 직교하며, 제2변조된 신호를 제공하기 위하여 상기 제2합성 코세트-인코딩된 신호를 상기 직교 함수 신호로 변조하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제24항에 있어서, 소정의 PN 코드의 동 위상 가상 랜덤 잡음(PN_I) 및 직각 위상 가상 랜덤 잡음(PN_Q)신호를 발생하는 단계, 및 I 출력 신호를 제공하기 위하여 상기 PN_I신호를 상기 제1변조된 신호와 결합시키고, Q 출력 신호를 제공하기 위하여 상기 PN_Q신호를 상기 제2변조된 신호와 결합시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서 동시 전송을 위하여 동등한 데이터 속도의 일 세트의 p 정보 신호를 변조하기 위한 방법에 있어서, 일 세트의 p 코세트-인코딩된 신호를 생성하기 위하여 상기 정보신호의 각각을 일세트의 p 코세트 코드중 하나와 결합시키는 단계; 합성 코세트-인코딩된 신호를 발생하기 위하여 상기 p 코세트-인코딩된 신호를 결합시키는 단계; 및 제1변조된 신호를 제공하기 위하여 상기 합성 코세트-인코딩된 신호를 직교 함수 신호와 결합시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
코드 분할 다중 접속(CDMA) 통신 시스템에서 정보 신호를 전송하는 동 위상(I) 및 직각 위상(Q) 스프레드 스펙트럼 통신 채널을 제공하기 위한 방법에 있어서, 상기 정보 신호를 제1 및 제2세트의 부신호로 디멀티플렉싱하는 단계; 제1합성 코세트-인코딩된 신호를 생성하기 위하여 상기 제1세트의 부신호를 제1세트의 직교 코세트 코드와 결합시키고, 제2합성 코세트-인코딩된 신호를 생성하기 위하여 상기 제2세트의 부신호를 제2세트의 직교 코세트 코드와 결합시키는 단계; 소정의 PN 코드의 동 위상 가상 랜덤 잡음(PN_I) 및 직각 위상 가상 랜덤 잡음(PN_Q)신호를 발생하는 단계; 및 I 변조 신호를 제공하기 위하여 상기 PN_I신호를 상기 제1합성 코세트-인코딩된 신호 및 직교 함수 신호와 결합시키고, Q 변조 신호를 제공하기 위하여 상기 PN_Q신호를 상기 제2합성 코세트-인코딩된 신호 및 상기 직교 함수 신호와 결합시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제27항에 있어서, I-변조된 반송파 신호 및 Q-변조된 반송파 신호를 각각 제공하기 위하여 상기 반송파 신호를 I 변조 신호로 변조하고 상기 반송파 신호의 복사를 상기 Q 변조 신호로 변조하는 수단, 및 상기 I 및 Q 채널을 통해 전송된 상기 I-변조된 반송파 신호 및 Q-변조된 반송파 신호를 전송하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제28항에 있어서, 상기 I 및 Q 통신 채널을 통해 전송되는 상기 I-변조된 반송파 신호 및 Q-변조된 반송파 신호를 수신하고, 그것에 따라서 상기 정보 신호의 평가를 산출하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제29항에 있어서, 상기 정보신호의 평가를 산출하는 단계는 상기 직교 함수 신호, 상기 PN_I신호 및 상기 PN_Q신호의 복사를 이용하여 상기 수신된 반송파 신호를 복조하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.