DE60209234T2

DE60209234T2 - Übertragungsverfahren mit verringerter interferenz in ein sttd-schema

Info

Publication number: DE60209234T2
Application number: DE60209234T
Authority: DE
Inventors: Sylvie Mayrargue
Original assignee: France Telecom SA
Current assignee: Orange SA
Priority date: 2001-06-21
Filing date: 2002-06-21
Publication date: 2006-11-23
Anticipated expiration: 2022-06-22
Also published as: EP1400051A1; ES2256512T3; WO2003001729A1; DE60209234D1; US20040234005A1; ATE318030T1; FR2826526B1; EP1400051B1; FR2826526A1; US7623592B2

Description

Der technische Bereich, auf den sich diese Erfindung bezieht, ist der der digitalen Kommunikationsverbindungen, genauer ausgedrückt der Bereich der kabellosen Kommunikationsverbindungen. Die Systeme, auf die sich die Erfindung insbesondere bezieht, sind Mehrträgersysteme und Spektrumsspreizungssysteme oder jedes durch die Kombination dieser beiden Systeme gebildete System, einschließlich der MCCDMA.
Kabellose Kommunikationsverbindungen werden zum Beispiel in Zellularnetzen, bei Wireless Local Loop und in funkbasierten Verbreitungssystemen verwendet.
Das exponentielle Wachstum der kabellosen Kommunikationsverbindungen macht die Optimierung der Nutzung des Funkspektrums, das eine seltene und teure Ressource ist, notwendig.
Die Erfindung bietet an, zu dieser Optimierung auf zwei Weisen beitragen:

– durch Verbesserung der Verbindungsbilanzen zwischen Sender und Empfänger, wodurch die Funkreichweite bei einer gegebenen Sendestärke vergrößert werden kann. Die Sendestärke wird nämlich im allgemeinen durch die Technologie (Linearität usw.) und die Kosten der Verstärker sowie ebenso durch den Energieverbrauch (Batterie usw.) begrenzt.
– durch Erhöhung der Kapazität der Zellularfunksysteme, die von der Qualität der Verbindungen abhängt.

Die Antennendiversity bei der Übertragung ist ein Mittel zur Umsetzung dieser Optimierung durch die Ausnutzung der Eigenschaften des Ausbreitungskanals, der den Sender mit dem Empfänger verbindet.
Im Bereich der Mobiltelefonie besitzt der Ausbreitungskanal zwischen der Basisstation und dem Mobiltelefon einen willkürlichen Charakter, der durch die Rekombinierung vielfachen Pfade verursacht wird, die durch Reflektionen an Gebäuden und verschiedenen Hindernissen in der Umgebung erzeugt werden.
Auf diese Weise entstehen selektive Frequenzabschwächungen, die die Qualität der Kommunikationsverbindungen beeinträchtigen können. Zwei Antennen werden als Diversity-Antennen bezeichnet, wenn die sie mit dem gleichen Mobiltelefon verbindenden Kanäle statistisch dekorreliert sind.
Die Diversity kann erzielt werden, indem die Antennen in einem ausreichenden Abstand voneinander beabstandet werden, wobei unterschiedlich polarisierte Antennen eingesetzt werden, wobei auf die gleiche physische Antenne mit unterschiedlichen Polarisationen zugegriffen wird oder wobei jedes andere Mittel eingesetzt wird.
Die Antennendiversity beim Empfang ist seit sehr langer Zeit als Mittel zur Bekämpfung dieser Abschwächungen bekannt. Wenn die empfangenen Wellen statistisch dekorreliert sind, können hierdurch mit Hilfe von verschiedenen Verarbeitungsmitteln wie Selektion, Kombination usw., seltenere und/oder schwächere Schwunderscheinungen erhalten werden. Auf diese Weise erzielt man einen ersten Gewinn durch den Einsatz mehrerer Empfänger (die empfangene Leistung wird entsprechend multipliziert) und einen zweiten Gewinn durch die oben erwähnte Verarbeitung. Dieser zweite Gewinn kann substantiell sein [1] und ist für sehr geringe Fehlerraten um so bedeutender.
Die Sendediversity an der Basisstation ist mit höheren Kosten verbunden als die Empfangsdiversity, weil sie zwei Sender erfordert, zum Beispiel einen an jeder der Antennen. Die Vorteile haben denselben Ursprung: Übertragung des Signals über zwei statistisch dekorrelierte Pfade. Allerdings verschwindet der erste der beiden Pfade oben für die Empfangsdiversity erwähnten Gewinne: aus diesem Grund ist nur noch ein Empfänger vorhanden. So bleibt lediglich der zweite Gewinn erhalten.
Die Sendediversity ist die hauptsächliche Anwendung der Erfindung.
Im Fall eines einzigen Kanals, der aus mehreren Pfaden besteht, ist es bekannt, daß die Wiederholungen eines gleichen, über unterschiedliche Pfade empfangenen Signals sehr gut isoliert werden können, selbst wenn diese verschobenen Wiederholungen überlagert am Empfänger eintreffen.
Hierzu ist ein Verfahren mit dem Namen Rake-Empfang bekannt, bei dem jeder Abtastwert durch Spektrumsspreizung verarbeitet wird.
Die Spektrumsspreizung ist ursprünglich eingesetzt worden, um Interferenzen zu bekämpfen und/oder mehrere Kommunikationsverbindungen zu multiplexieren. Die Spektrumsspreizung ermöglicht tatsächlich die Bekämpfung von extrazellulären Störungen und ermöglicht auf gleiche Weise die Multiplexierung für verschiedene Nutzer: diese teilen sich dasselbe Frequenzband und unterscheiden sich durch ihre Spreizungssequenz, den Code, wie nachfolgend erklärt.
Die Spreizung erfolgt somit durch die Vervielfachung von jedem ausgesendeten Symbol durch eine Folge von Chips, die einen Code bildet, deren Länge gleich dem Spreizungsfaktor ist. Der Code ist nicht notwendigerweise für jedes Symbol gleich. Das für die Übertragung eines solchen Signals erforderliche Frequenzband wird um einen Faktor F erweitert, daher die Bezeichnung „Spektrumsspreizung".
Die Spreizung besteht somit darin, vom Symbolrhythmus in den – schnelleren – Chiprhythmus überzugehen, wobei das Verhältnis zwischen beiden als Spreizungsfaktor (F) bezeichnet wird und im Allgemeinen 2^k beträgt. Ist die Dauer eines Symbols T und die eines Chips T_chip, ergibt sich T/T_chip = F.
Schließlich wird jeder Chip durch einen Impuls p_chip(t), im Allgemeinen einen Wurzel-Nyquist-Filter, geformt. p0 = ∫|pn(t)|2dt = F*∫(pchip(t))2dt
Der Übertragungskanal wird üblicherweise als eine Summe von Diracs, also ein gleiches Signal, das mehrmals wiederholt wird und sich selbst überlagert, mit mehreren variablen Verschiebungen angesehen, die in der Praxis deutlich geringer als die Dauer eines gespreizten Symbols sind.
Durch den Rake-Empfang ist es bekannt, daß diese verschiedenen überlagerten Wiederholungen des Signals am Mobiltelefon durch ein Verfahren zur Identifizierung der Peak-Wiederholungen im überlagerten Signal und zur Bestimmung des Beginns jedes überlagerten Signals zufriedenstellend isoliert werden können.
Genauer da die ausgesendeten Symbole aus einer Folge von Symbolen bestehen, die jeweils in einer Reihe sehr schneller Chips codiert sind, wird ein an die Codierung angepaßter Filter jedes Mal angewendet, wenn der Beginn einer der Codierung eines Symbols entsprechenden Sequenz erkannt wird.
Dieser angepaßte Filter wird somit mehrmals auf ähnliche Symbole angewendet, die unterschiedlichen Pfaden entsprechen und im Verhältnis zueinander verschoben sind. Bei jeder Anwendung des angepaßten Filters erzeugen die verschobenen Sequenzen nur eine recht schwache Störung.
Wie in 1 dargestellt, verwendet die genannte RAKE- oder Rakeempfänger-Technik genannte Codierung, um in einem überlagerten Signal 10 Signale 20, 30, 40, die jeweils einer gleichen Codierung eines gleichen Symbols entsprechen, für mehrere Pfade, welche ein Symbol S_n übertragen, zu isolieren.
Auf diese Weise wird mehrmals ein gleiches Signal isoliert, das der Codierung eines gleichen Symbols S_n entspricht, um mehrere Bewertungen h₁S_n, h₂S_n, h₃S_n... des Werts des Symbols S_n zu erhalten, wobei dies bei jedem durch einen Übertragungsfaktor h₁, h₂, h₃ betroffenen Mal erfolgt, der der Wirkung des speziellen Pfades entspricht.
Auf die erhaltenen Werte h₁S_n, h₂S_n, h₃S_n, ... wird ein an den Kanal angepaßter Filter angewendet, dessen Funktion darin besteht, eine Reihe Bewertungen von S_n zu liefern, dessen Wirkung der p Wege h₁, h₂, h₃, ... günstig kombiniert wurde. Dieser zuletzt genannte, angepaßte Filter wird durch das Mobiltelefon mit einer Technik bewertet, die hier nicht näher beschrieben wird.
Für jede einem der ausgewählten Pfade zugeordnete Verzögerung wird eine Korrelierung mit der konjugiert-komplexen Zahl des das Symbol modulierenden Codes durchgeführt, daraufhin wird das Ergebnis der Korrelierung mit der konjugiert-komplexen Zahl der Schätzung der Amplitude des Pfads multipliziert und die Summe der verschiedenen Ergebnisse gebildet.
Somit ist der Rake-Empfänger eine angepaßte Filterung, die wie folgt vereinfacht wird: es wird annähernd angenommen, daß der Kanal aus einer endlichen Anzahl von im Verhältnis zueinander verzögerten Pfaden gebildet wird (die Impulsreaktion des Kanals wird somit aus einer Reihe von Dirac-Impulsen gebildet). Die angepaßte Filterung erfolgt lediglich durch die Berücksichtigung dieser Pfade.
Weiterhin ist ein STTD genanntes Verfahren bekannt, um die Information sehr gut auswerten zu können, die durch die Abtastwerte getragen wird, die wiederum mittels mehrerer Antennen ausgesendet und am gleichen Mobiltelefon überlagert eintreffen.
Das STTD-Konzept wurde so dargestellt [3], daß es auf einer Übertragung modulierter Symbole in einem Kanal mit nicht frequenzselektiver Impulsantwort (das heißt eine komplexe multiplikative Konstante), angewendet wird, wobei der Sender aus zwei Sensoren besteht. Die Übertragungskette ist im Basisband, d.h. nach Übergang in die angepaßten Filter und Abtastung, abgebildet.
Ein typisches Beispiel für die Umsetzung von STTD kann wie folgt zusammengefaßt werden: die Symbole werden paarweise gruppiert. Während die erste Antenne die Symbole in der Reihenfolge ihres Eintreffens überträgt (wie sie es täte, wenn die Übertragung an nur einer Antenne erfolgte), überträgt die zweite Antenne die komplex-konjugierten Zahlen der gleichen Symbole, dies allerdings in einer veränderten Reihenfolge und darüber hinaus mit einer Vorzeichenänderung bei jedem zweiten Mal: die zweite Antenne überträgt –s_n+1*, s_n* (* bedeutet komplex-konjugierte Zahl) während die erste s_n, s_n+1 überträgt. Gleiches gilt für die folgenden Symbole s_n+2, s_n+3 usw.
Es wird gezeigt, daß, wenn die Bewertung der Kanäle beim Empfang perfekt ist (die Probleme bei der Bewertung des Kanals werden hier nicht behandelt), der Ausdruck der Symbole vor der Erkennung demjenigen ähnelt, den ein Diversity-Empfänger vom Typ „Maximal ratio receiver combining" liefern würde [3], wobei die Signale an einer gleichen Antenne ausgesendet und an zwei Antennen empfangen werden und die Ausbreitungskanäle, die den einzigen Sender mit jedem Empfänger verbinden, jeweils die gleichen sind, die jede der Übertragungsantennen mit dem einzigen Sender des STTD-Systems verbinden.
Zusammenfassend kann gesagt werden, daß man die zu übertragenden Symbole als Paare betrachtet, sie aussendet, indem die Symbole des Paars an einer Antenne durch Umkehren der Vorzeichen ausgewählter Symbole umgekehrt werden, und indem die komplex-konjugierte Zahl ausgewählter Symbole ausgesendet wird, so daß eine 2 × 2-Übertragungsmatrix, die orthogonal sein soll, erhalten wird.
So kann man leicht eine lineare 2 × 2-Gleichung lösen, aus der, da das Mobiltelefon die Übertragungsfunktionen der verschiedenen Pfade kennt, unabhängig die ausgesendeten und durch die gleichzeitige Aussendung durch zwei Antennen überlagerten Sendesymbole S_n und S_n+1 abgeleitet werden können. Somit wird die maximale durch diese zwei Antennen übertragene Information erhalten, indem die Übertragungseffizienz bei der Aussendung durch zwei Antennen ausgenutzt wird.
Dieses Verfahren wurde bereits bei einer großen Anzahl von Antennen allgemein eingesetzt, unabhängig davon, ob die orthogonale Übertragungsmatrix quadratisch ist oder nicht.
Die Matrix kann nicht genau orthogonal sein, jedoch durch Multiplikation mit ihrer konjugierten Transponierten eine Matrix ergeben, die weitestgehend diagonal ist, das heißt die schwache und/oder verstreute Werte außerhalb der Diagonalen aufweist, was in bestimmten Fällen akzeptabel ist.
Die Symbole können in p-Tupeln, die sich von den Paaren unterscheiden, gruppiert sein. Die Anzahl der Antennen n kann sich von der Anzahl p der Symbole pro Gruppe unterscheiden.
Diese p-Tupel werden durch die Übertragungen k, die sich von p und n unterscheiden können, übertragen, und es kann eine weitestgehend orthogonale Matrix, die nicht notwendigerweise quadratisch ist, erhalten werden.
Im Fall von zwei Antennen und der Übertragung in Signalpaaren sind die Gleichungen typischerweise die folgenden:
{s_n}1a sei die zu übertragende Symbolfolge. Die erste Antenne überträgt {s_n} in dieser Reihenfolge, während die zweite Antenne die gleichen Symbole in einer veränderten Reihenfolge überträgt. Die Symbole sind paarweise gruppiert.
Zum Beispiel überträgt die zweite Antenne –s_2n+1*, s_2n* (* bedeutet komplex-konjugierte Zahl), während die erste s_2n, s_2n+1 überträgt. Um die Notation zu erleichtern und da die Parität des ersten Indexes der beiden gruppierten Symbole nicht von Bedeutung ist, werden sie nachfolgend als s_n und s_n+1 notiert.
Es wird die Abbildung des Systems im Basisband betrachtet. Die hier betrachteten Kanäle umfassen die Wirkungen der Sende-Empfangs-Filter sowie der Ausbreitung. h1 (beziehungsweise h2) sei der Kanal, der die erste (bzw. zweite) Antenne mit dem Mobiltelefon verbindet.
Es gilt: yn = h1sn – h2sn+1* + bn (1) yn+1 = h1sn+1 + h2sn* + bn+1 (2)wobei b_n die Störung des Empfängers in der Zeit n bezeichnet.
Die zweite Gleichung wird wie folgt konjugiert: yn+1* = h1*sn+1* + h2*sn + bn+1*
Nach Übergang in die an die verschiedenen Kanäle angepaßten Filter ergibt sich: yn 1 = (|h1|2sn – h2h1*sn+1*) + h1*bn (3) yn 2 = (h2h1*sn+1* + |h2|2sn) + h2bn+1* (4)
Durch Addition von (3) und (4) ergibt sich: (3) + (4) = sn(|h1|2 + |h2|2) + h1*bn + h2bn+1* (5)
Durch Inversion der Rollen von h1 und h2 in (3) und nach Linearkombination der Ergebnisse ergibt sich: sn+1(|h1|2 + |h2|2) + h1bn+1* – h2*bn (6)
Somit wird ersichtlich, daß bis auf ein Vorzeichen eines der Störterme in (6) – was die Stärke der Störung nicht ändert – alles so abläuft, als ob die zu übertragenden Daten, s, nacheinander von nur einer Antenne ausgesendet, durch zwei Kanäle h1 und h2 gefiltert und durch einen Empfänger, welcher die optimale Kombination der in jedem Symbolintervall empfangenen Daten durchführt, empfangen worden wären.
Die Bewertung der Kanäle, die vor der angepaßten Filterung erfolgt, wird hier als perfekt angenommen. Die Bewertung der Kanäle wird hier nicht näher beschrieben.
Es wurde vorgeschlagen, die Raum-Zeit-Diversitätstechnik und den Rake-Empfang für ein AMRC-System zu kombinieren, indem ein Empfangsdiversity-Verfahren vorgeschlagen wurde, bei dem eine identische Spektrumsspreizungscodierung an vier Antennen bei jeder Symbolübertragung stattfindet [6].
Es wurde vorgeschlagen, die STTD-Technik und die Rake-Empfangstechnik, die weiter oben erwähnt wurden, zu kombinieren.
So hat 3GPP [4] STTD für UMTS FDD ausgewählt.
Es wurde vorgeschlagen, diese beiden Verfahren in dem Fall, daß eine Vielzahl von Pfaden sich mit einer Codierung der Symbole überlagern und eine Übertragung durch zwei Diversity-Antennen stattfindet, zu verbinden.
Auf jedem Kanal werden zunächst die Welligkeiten, die den Überlagerungen gleichzeitig codierter Symbole entsprechen, getrennt, um jeden Pfad, der einem gleichen Sendemoment entspricht, zu trennen (Rake-Empfang).
Anschließend wird eine Decodierung auf jede Chip-Welligkeit angewendet (Entspreizung), um Überlagerungswerte zweier gleichzeitig durch die beiden Antennen ausgesendeter Symbole zu erhalten. Mit anderen Worten, es wird jede Symbolüberlagerung entspreizt. Da diese Symbole paarweise entsprechend einer orthogonalen Übertragungsmatrix übertragen werden, wird nun die Orthogonalität der Matrix ausgewertet, die Anfangsabtastwerte zu entüberlagern.
Mit anderen Worten werden die Pfade durch Erkennung der Peaks (Schritt 1 in 2) getrennt, nun werden die durch die Peaks getragenen Signale nach Pfaden decodiert (Entspreizung), wobei dies zweimal hintereinander erfolgt (Schritt 2 in 2), und die Symbole des Paars durch Auswertung der Orthogonalität der 2 × 2-Übertragungsmatrix, die diesen beiden sukzessiven Momenten entspricht, getrennt (Schritt 3 in 2).
Somit werden zunächst die Informationen getrennt, die durch das Vorhandensein mehrerer Pfade wiederholt werden (Rake-Empfang), und es werden die Gleichungen, die sich aus der Orthogonalität der Übertragungsmatrix ergeben, angewendet, um daraus die beiden Anfangssymbole jedes Paares abzuleiten.
Die Orthogonalität der Übertragungsmatrix wird mehrere Male, entsprechend den verschiedenen isolierten Pfaden, ausgewertet. Es ist anzumerken, daß hierzu die Zeitunterschiede zwischen den Pfaden in Anbetracht der Symbolspreizung vorzugsweise sehr gering sind.
In diesem Fall erfolgt die Demodulation vom Typ STTD Pfad für Pfad und die Ergebnisse der Berechnungen hinsichtlich jedes Pfades werden für jedes der STTD-Symbole addiert.
Mit anderen Worten wird die Technik der STTD mit frequenzselektiven Kanälen über ein Rake-Empfängerkonzept [1], vorzugsweise unter der Hypothese, daß die Länge der Impulsantwort des Ausbreitungskanals viel geringer als die Dauer eines Symbols ist, allgemein angewendet.
Im folgenden werden zur genaueren Erläuterung die Gleichungen dargestellt, die einer solchen Verfahrenskombination entsprechend.
Hier wird zwischen der Wirkung des Ausbreitungskanals und der des Filters zur Formung der ausgesendeten Symbole unterschieden. Der Ausbreitungskanal ist in beiden Fällen eine komplexe multiplikative Konstante. Diese Darstellung ist in [3] nicht enthalten.
Es ist anzumerken, daß die Symbolspreizung durch die Codes, die für jedes System vom Typ AMRC, darunter UMTS FDD, charakteristisch ist, lediglich ein besonderer Typ einer auf Symbole angewendeten Modulation ist, bei dem der auf das übertragene Symbol angewendete Code die Rolle des Formungsfilters spielt. Diese Gleichungen gelten somit für diesen Übertragungstyp, bei dem jedoch nur ein Code jeweils zu einem bestimmten Zeitpunkt ausgesendet wird.
Der Ausbreitungskanal, der die erste (bzw. die zweite) Antenne mit dem Mobiltelefon verbindet, wird mit h1 (beziehungsweise h2) notiert. Dies sind komplexe Konstanten. p_n(t) (bzw. p_n+1(t)) sei der Filter zur Formung des n-ten (bzw. n + 1ten) Symbols, ausgesendet im Zeitintervall nT ≤ t < (n + 1)T (bzw. (n + 1)T ≤ t < (n + 2)T), wobei T die Dauer eines Symbols bezeichnet. Es wird angenommen, daß P_n und P_n+1 einen ungefähr auf [0, T] begrenzten zeitlichen Träger besitzen. y(t) sei das am Mobiltelefon empfangene Signal.
Es gilt demnach: y(t) = (h1sn – h2sn+1*)pn(t – nT) + b(t) nT ≤ t < (n + 1)T (1bis) y(t) = (h1sn+1 + h2sn*)pn+1(t – (n + 1)T) + b(t)(n + 1)T ≤ t < (n + 2)T (2 bis)

b(t): bezeichnet die Störung des Empfängers in der Zeit t.

Nach Übergang in die an die verschiedenen Kanäle angepaßten Filter und Abtastung ergibt sich: yn 1 = ∫[nT, (n+1)T]y(t)h1*pn(t – nT)*dt = (|h1|2sn – h2h1* sn+1*)p0 + bn 1 (3bis) yn 2 = ∫[(n+1)T, (n+2)T]y(t)h2*pn+1(t – (n + 1)T)*dt = (h2*h1sn+1 + |h2|2sn*)p0 + bn+1 2 wobei gilt: p0 = ∫|pn(t)|2dt = ∫|pn+1(t)|2dt
Die zweite Gleichung wird wie folgt konjugiert: yn 2* = (h2h1*sn+1* + |h2|2sn)p0 + bn+1 2* (4bis)
Durch Addition von (3) und (4) ergibt sich: (3) + (4) = sn(|h1|2 + |h2|2)p0 + bn 1 + bn+1 2* (5bis)
Durch Inversion der Rollen von h₁ und h₂ in (3) und nach Linearkombination der Ergebnisse ergibt sich: sn+1(|h1|2 + |h2|2)p0 + Störung (6bis)
Die Bewertung der Kanäle, die vor der angepaßten Filterung erfolgt, wird als perfekt angenommen, da die Probleme im Zusammenhang mit mangelhaften Bewertungen nicht Gegenstand dieser Beschreibung sind.
Es ist ersichtlich, daß die oben durchgeführte Berechnung den Fall, in dem p_n(t) einen durch den Chipimpuls in einem AMRC-System geformten Spreizungscode bezeichnet, umfaßt.
Allerdings wird deutlich, daß es bei einer Kombination des Rake-Empfangs mit der STTD-Technik zu störenden Interferenzen kommt.
(Es ist bereits bekannt, daß in einem System mit orthogonalen Codes die Selektivität des Kanals eine Unterbrechung der Orthogonalität der Codes bewirkt.)
Die Selektivität verursacht insbesondere Interferenzen zwischen den gleichzeitig ausgesendeten Symbolen.
Es wird im folgenden gezeigt, daß es, wenn zwei – insbesondere konsekutive – Symbole STTD-Symbole sind, zu einer zusätzlichen Interferenz kommt, die vom zweiten STTD-Symbol sowie von allen denjenigen, die mit während dieser zweiten Symbolzeit ausgesendeten Codes multiplexiert werden, verursacht werden.
Das Ziel der Erfindung ist somit hauptsächlich, diese Zwischensymbolinterferenz zu reduzieren, indem die Interferenz, die durch die während der Symbolzeit des zweiten STTD-Symbols ausgesendeten Terme verursacht wird und die auftritt, wenn der Kanal frequenzselektiv ist, aufgehoben wird.
Das Ergebnis ist eine Reduzierung der Höhe der Zwischensymbolinterferenz um ca. zwei Drittel bei gleicher Komplexität des Empfängers.
Die Erfindung betrifft STTD-Diversität, unabhängig davon, ob die Spektrumsspreizung mit Hilfe zueinander orthogonaler Codes erfolgt oder nicht, und beschränkt sich in ihrem Hauptgegenstand nicht auf den Fall 2 × 2.
Mit diesem Ziel schlägt die Erfindung ein Übertragungsverfahren vor, bei dem:

– mit n Antennen, wobei n größer oder gleich 2 ist, zu p-Tupeln (S₁, ..., S_p) zusammengefaßte Symbole übertragen werden, wobei für jedes p-Tupel k-mal eine gleichzeitige Entsendung von n Symbolen durchgeführt wird, wobei die n Symbole jedes Mal von Werten unter S₁, ..., S_p gebildet sind, die derart in einer modifizierten Reihenfolge stehen, einer selektiv unter –1, 0 und 1 ausgewählten Gewichtung unterworfen und selektiv konjugiert sind, daß k lineare Überlagerungen von n Symbolen übertragen werden, um eine Übertragungsmatrix mit den Dimensionen k × p zu bilden, die orthogonal ist;
– die n Antennen ferner jedes Symbol mit einer Codierung der Spektrumsspreizung entsenden, wobei die Codierungen auf den n Antennen bei jeder betreffenden Übertragung unter den k Übertragungen dieselben sind;
– die Übertragung auf einem Kanal durchgeführt wird, der eine Summe von Diracs darstellt, so daß jede Überlagerung von Symbolen beim Empfang mehrmals wiederholt wird; wobei bei dem Verfahren ferner:
– mit Hilfe von Entspreizungen beim Empfang mehrmals jede Überlagerung von n Symbolen nach Trennung der den k Überlagerungen von n übertragenen Symbolen entsprechenden Wellungen durch AMRC-Rake extrahiert wird;
– diese mehreren Extraktionen mit Hilfe von Entspreizungen für jede der k übertragenen Überlagerungen durchgeführt werden, so daß mehrere Bewertungen von k-Tupeln erhalten werden, wobei jedes k-Tupel ein Ergebnis der Übertragungsmatrix k × p bildet;
– die Orthogonalität der Matrix k × p mehrmals entsprechend jeder der mehreren k-Tupel-Extraktionen ausgewertet wird, so daß mehrmals eine Bewertung des p-Tupels (S₁, ..., S_p) und somit jedes Symbols S₁, ..., S_p erhalten wird;
– und eine Bewertung jedes Symbols S₁, ..., S_p, verfeinert aus den mehrmals bewerteten Symbolen abgeleitet wird,
– dadurch gekennzeichnet, daß k eine gerade Zahl ist und daß die Symbole nach k aufeinanderfolgenden Codes der Spektrumsspreizung entsprechend den k Übertragungen codiert werden, wobei die k Codes von k/2 Codepaaren gebildet sind, die in jedem Paar die Eigenschaft kontrollieren, nach der ein Code des Paars zeitlich umgekehrt und in Bezug auf den anderen Code des Paars konjugiert und eventuell mit einer komplexen Modulkonstante 1 multipliziert wird.

Weitere Eigenschaften, Ziele und Vorteile der Erfindung sind der folgenden ausführlichen Beschreibung zu entnehmen, die sich auf die beigefügten Figuren bezieht, in denen:
1 ein beschreibendes Schema der Rake-Empfangstechnik ist;
2 ein Diagramm ist, das die aufeinander folgenden Schritte einer Kombination der Rake-Empfangstechnik und der Trennung der Symbole durch Orthogonalität der Übertragungsmatrix ist, darstellt;
3 eine bevorzugte Anordnung der Codierung, bezogen auf einen Entsendeintervall eines Symbols maximaler Länge, gemäß der Erfindung dargestellt ist;
4 eine bevorzugte Anordnung der Scramblingcodierung gemäß der Erfindung darstellt;
Das Mobiltelefon wird in diesem Beispiel darüber informiert, daß es durch die Basisstation verwendet wird, so daß die Korrelationen des Rake-Empfängers durch die geeigneten Codes vorgenommen werden können. Bis auf diese Tatsache ist der Empfänger in diesem Beispiel mit dem des aktuellen STTD-Systems identisch.
Die Erfinder konnten feststellen, daß die Interferenzen zwischen Symbolen, zu denen es bei der Kombination der STTD-Technik mit dem Rake-Empfang kommt, von der nachfolgend beschriebenen Art sind.
Die Impulsantwort des Kanals, der die erste (bzw. zweite) Antenne mit dem Mobiltelefon verbindet, wird als h₁(t) (bzw. h₂(t)) notiert.
Es wird angenommen, daß die Verschiebungen zwischen den Pfaden, in Anbetracht der Spreizungsdauer der Symbole, vorzugsweise gering sind.
Außerdem wird angenommen, daß die zeitliche Spreizung des Kanals, in Anbetracht der Länge eines Symbols, vorzugsweise gering ist. Durch diese Voraussetzung kann die Zwischensymbolinterferenz vernachlässigt und der Rake-Empfänger wie in [2] beschrieben angewendet werden.
Da der Rake-Empfänger nur eine vereinfachte Version des an den Ausbreitungskanal, welcher mit dem Spreizungscode des zu erkennenden Symbols gefaltet ist, angepassten Filters ist, wird er bei der Darstellung seiner Ausweitung auf den Empfang mit STTD-Übertragungsdiversität als angepaßter Filter notiert, da diese Darstellung einfacher ist.
Zunächst soll der Fall eines einzigen Nutzers in Betracht gezogen werden: y(t) sei das am Mobiltelefon empfangene Signal. Es gilt: y(t) = ((h1sn – h2sn+1*}*pn)(t – nT) + b(t) nT ≤ t < (n + 1)T (12) y{t) =((h1sn+1 + h2Sn*}*pn+1)(t – (n + 1)T) + b(t) (n + 1)T ≤ t < (n + 2)T (13)
* bezeichnet die Faltung und b(t) die Störung des Empfängers in der Zeit t. Aus Gründen einer einfacheren Darstellung wird b(t) = 0 angenommen, da diese Beschreibung sich nicht auf die Behandlung von Störungen bezieht.
Es ist praktischer, die obigen Relationen im Bereich der Frequenzen auszudrücken.
H₁(f) (bzw. H₂(f)) sei die Übertragungsfunktion des Ausbreitungskanals, wobei f die Frequenz bezeichnet. Die Fourier-Transformierten der Gleichungen (12) und (13) werden jeweils für die Zeitintervalle [nT, (n + 1)T] und [(n + 1)T, (n + 2)T] berechnet. Es ist ersichtlich, daß die Fourier-Transformierten der Codierung P_n (bzw. P_n+1) im Zeitintervall [0,T] wirken. Sie sind als C_n(f) (bzw. C_n+1(f)) notiert.
Hypothetisch besitzen sie einen annähernd endlichen Träger, der als B notiert wird. Das Ergebnis der Fourier-Transformierten von y(t) für die beiden erwähnten Zeitintervalle hängt von n über einen Index ab.
Somit gilt: Yn(f) = (H1(f)sn – sn+1*H2(f))Cn(f) Yn+1(f) = (H1(f)sn+1 + sn*H2(f))Cn+1(f)
Um die gleichen Variablen in den beiden Gleichungen erscheinen zu lassen, wird die zweite konjugiert: Yn+1(f)* = (H1(f)*sn+1* + snH2(f)*)Cn+1(f)*
Somit ergibt sich ein aus zwei Gleichungen mit zwei Unbekannten bestehendes System, das man in Matrizenform notieren kann:
Um s_n und s_n+1 zu demodulieren, wird eine angepaßte Filterung gefolgt von einer Abtastung zum Zeitpunkt 0 durchgeführt.
Die Bewertung der verschiedenen Kanäle beim Empfang wird als perfekt angenommen, da die Probleme im Zusammenhang mit der Kanalbewertung nicht Gegenstand dieser Darstellung sind.
Im Bereich der Frequenzen ergibt die angepaßte Filterung eine Matrizenmultiplikation:
Die Abtastung zum Zeitpunkt 0 wird im Bereich der Frequenzen durch ein Integral jedes Terms des Matrizenprodukts für das Frequenzband B dargestellt:
Die erste Zeile des Matrizenprodukts im zweiten Glied ergibt somit: sn∫B(|H1(f)Cn(f)|2 + |H2(f)Cn+1(f)|2)df + sn+1*∫BH1(f)*H2(f)(|Cn+1(f)|2 – |Cn(f)|2)df (15)
Die zweite Zeile: sn+1*∫B(|H1(f)Cn+1(f)|2 + |H2(f)Cn(f)|2)df + sn∫BH1(f)H2*(f)(|Cn+1(f)|2 – |Cn(f)|2)df (16)
Der Term I = ∫BH₁(f)*H₂(f)(|c_n+1(f}|² – |c_n(f)|²)df erzeugt somit eine störende Interferenz. Wenn dieser Term Null ist, verhält sich die STTD-Vorrichtung so, als wenn sie aus EINEM Sensor, der NACHEINANDER S_n und s_n+1 aussendet, und einem Empfänger mit ZWEI Sensoren bei einem optimalen Empfang bestünde [5].
Der Term I ist unter anderem Null:
wenn C_n+1(f) = C_n(f) oder p_n+1(t) = p_n(t), was der Fall ist, wenn alle Symbole durch denselben Formungsfilter moduliert werden (Übertragung von QPSK-Symbolen, die zum Beispiel durch einen Nyquist-Filter moduliert werden),
oder wenn C_n+1(f) = C_n*(f)
Allgemeiner ausgedrückt, wenn C_n+1(f) = C_n*(f)e^iφ, wobei φ eine Konstante ist.
Zur Erinnerung: wenn die Kanäle nicht frequenzselektiv sind: H₁(f) = H₁ und H₂(f) = H₂. In diesem Fall: I = H1*H2∫B(|Cn+1(f)|2 – |Cn(f)|2)df
Jeder Term unter dem Integral repräsentiert die Energie der Formungsfilter zu den Zeitpunkten n und n + 1. Sind diese Energien gleich, ist I = 0. Hierzu kommt es zum Beispiel bei CDMA, wenn jeder Code dieselbe Energie besitzt, was im allgemeinen der Fall ist.
Im allgemeinen Fall von frequenzselektiven Kanälen gilt jedoch I ≠ 0.
Betrachten wir nun den Fall mehrerer gleichzeitiger Nutzer:
Nachfolgend ein Beispiel mit zwei Nutzern mit dem gleichen Spreizungsfaktor wie im vorhergehenden Abschnitt. y(t) = ((h1sn – h2sn+1*)*pn, user1)(t – nT) + ((h1dn – h2dn+1*))*pn, user2)(t – nT) nT ≤ t < (n + 1)T y(t) = ((h1sn+1 + h2sn*)*pn+1, user1)(t – (n + 1)T) + ((h1dn+1 + h2dn*))*pn+1, user2) (t – (n + 1)T) (n + 1)T ≤ t < (n + 2)Twas durch Fourier-Transformation folgendes ergibt: Yn(f) = (H1(f)sn – sn+1* H2(f))Cn, user1(f) + (HI(f)dn – dn+1*H2(f))Cn, user2(f) Yn+1(f) = (H1(f)sn+1 + sn* H2(f))Cn+1, user1(f) + (HI(f)dn+1 + dn*H2(f)) × Cn+1, user2(f)
Zu (14) kommen die vom zweiten Nutzer herrührenden zusätzlichen Terme hinzu, so daß (15) zu (15bis) wird: sn∫B(|H1(f)Cn, user1(f)|2 + |H2(f)Cn+1, user1(f)|2)df + dn∫B(|H1(f)|2Cn, user2(f)Cn, user1(f)* + |H2(f)|2Cn+1, user2(f)*Cn+1, user1(f))df + sn+1*∫BH1(f)*H2(f)(|Cn+1, user1(f)|2 – |Cn, user1(f)|2)df – dn+1*∫BH1(f)*H2(f)(Cn, user2(f)Cn, user1(f)* – Cn+1, user2(f)*Cn+1, user1(f))df
In dem Fall, daß die miteinander multiplexierten Codes orthogonal sind, ist der erste faktorisierte Term von d_n auf die klassische Unterbrechung dieser Orthogonalität durch die Selektivität des Kanals zurückzuführen. Der zweite faktorisierte Term von d_n+1* ist ebenso wie der faktorisierte Term von s_n+1* ungleich Null (mit Ausnahme von Sonderfällen wie etwa dem Ende von D.1), somit stören Schätzungen der zweiten Symbolzeit die Bewertung von s_n. Die gleichen zusätzlichen Terme erscheinen in (16) als Faktor von s_n und d_n und stören die Bewertung von s_n+1*.
So wird ebenfalls ersichtlich, daß in (15bis) zwei vom zweiten Symbol herrührende Terme die Bewertung von s_n stören. Allerdings gibt es ein Mittel, um sie zu beseitigen.
Dann hat man: Cn+1, userj(f) = Cn, userj(f)*exp(j phi)
Für jeden Index n, der das erste der zwei Symbole in STTD-Diversität bezeichnet, und für jeden Index j, der einen Nutzer repräsentiert, wobei phi eine von n und j unabhängige Konstante ist, ist ersichtlich, daß die beiden störenden Terme verschwinden (die faktorisierten Terme von s_n+1* und d_n+1*).
Somit ergibt sich: 15bis = sn∫B(|H1(f)|2 + |H2(f)|2)|Cn, user1(f)|2df + dn∫B(|H1(f)|2 + |H2(f)|2)Cn, user2(f))Cn, user1(f)*dfwobei C_n+1,
userj(f) = C_{n, useri}(f)*exp(j phi) gilt, wenn im Zeitbereich: P n + 1, userj (t) = P n, userj (T – t)*.
Dies bedeutet demnach, daß eine Spreizung durch die Codes, die für zwei unterschiedliche, zwei per STTD gekoppelten Sendungen entsprechende Zeitpunkte miteinander konjugiert und im Verhältnis zur Zeit umgekehrt sind.
Ist phi ungleich Null, ist exp (jphi) eine komplexe Modulkonstante 1, die auf einen der beiden Codes der beiden per STTD gruppierten Symbole, typischerweise einen umgekehrten und konjugierten Code, angewendet wird.
Das Prinzip besteht somit zum Beispiel darin, die zeitliche Richtung eines von zwei Codes mit Länge 256 umzukehren (und sie zu konjugieren), indem die Codes an Ausgängen von Symbolpaaren, die der STTD-Diversität zugeordnet sind, umgekehrt werden.
Um die durch die STTD-Diversität verursachten zusätzlichen Interferenzterme zu beseitigen, muß das zweite Symbol einen ausgehend vom ersten Code durch zeitliche Umkehrung und durch Konjugierung erhaltenen Code besitzen.
Im Fall von UMTS bedeutet dies, daß die Norm derart verändert wird, daß die OVSF-Codes für die beiden Symbole in STTD-Diverstität unterschiedlich sind: durch Hinzufügen eines Indizes n zur Kenntlichmachung dieser Abhängigkeit ergibt sich: C_{userj, n,k} = C_{userj,
n+1, F–k+1}* wobei F = Spreizungsfaktor und n das erste der beiden Symbole in STTD-Diverstität bezeichnet.
Es ist offensichtlich, daß es von geringer Bedeutung ist, ob die Zeitrichtung des ersten oder zweiten Symbols in STTD-Diversität gegenüber der üblichen Reihenfolge umgekehrt wird.
Dieser Vorteil besteht ebenfalls in dem Fall, wenn man die STTD-Technik mit einer k × n-Übertragungsmatrix anwendet, die nicht 2 × 2 ist. Denn bei p durch n Antennen ausgesendeten Symbolen mit den erforderlichen komplex-konjugierten Zahlen, der erforderlichen Zeitumkehrung und den erforderlichen Vorzeichen, damit die k × p-Matrix orthogonal ist, stößt man durch Codierung der Symbole mit einem oder mehreren Codepaaren, wobei die beiden Codes dieser Codepaare zeitlich umgekehrt und konjugiert sind, auf die Beseitigung der oben dargestellten Interferenzen.
Allgemein wird ein p-Tupel zu k Sendezeitpunkten mit n Antennen, wobei k gerade ist, übermittelt und für k/2 Aussendungen werden ein oder mehrere gegebene Codes und für die k/2 übrigen Aussendungen die Verbundenen und zeitlichen Inversen dieser Codes verwendet.
In dem Fall, daß mehrere gleichzeitig ausgesendete Symbole unterschiedlicher Länge und somit gleichzeitig angewendete Codes betrachtet werden.
Es soll daran erinnert werden, daß das durch den Nutzer 1 ausgesendete Signal zur Modulation des n-ten Symbols wie folgt notiert wurde:
p_{n, user1}(t)
0 ≤ t < T
Wir nehmen daher an, daß der Nutzer 2 einen Spreizungsfaktor hat, der sich von dem von Nutzer 1 unterscheidet. Ohne Verlust der allgemeinen Geltung wird angenommen, daß der Nutzer 2 einen Spreizungsfaktor, der die Hälfte desjenigen von Nutzer 1 beträgt, und somit einen doppelten Symboldurchsatz besitzt. Während der Nutzer 1 s_n und anschließend s_n+1 aussendet, sendet der Nutzer 2 vier Symbole aus, die wie folgt notiert werden:
d_n,1, d_n,2, d_n+1,1, d_n+1,2
Für den Nutzer 2 wird notiert:
p_{n,1, user2}(t) 0 ≤ t < T/2 zur Modulation der ersten Hälfte des n-ten Symbols
p_{n,2, user2}(t) 0 ≤ t < T/2 zur Modulation der zweiten Hälfte des n-ten Symbols
Der Träger von p_{n,1, user2} und von p_n,2,
user2 ist [0, T/2].
Das vom Mobiltelefon empfangene Signal wird somit wie folgt notiert: y(t) = ((h1sn – h2sn+1*)*pn, user1)(t – nT) + ((h1dn,1 – h2dn,2))*pn, 1, user2)(t – nT) + b(t) nT ≤ t < nT + T/2 y(t) = ((h1sn – h2sn+1*)*pn, user1)(t – nT) + ((h1dn,2 + h2dn,1))*pn, 2, user2)(t – T/2 – nT) + b(t) nT + T/2 ≤ t < (n + 1)T y(t) = ((h1sn+1 + h2sn*)*pn+1, user1)(t – (n + 1)T) + ((h1dn+1,1 – h2 dn+1,2*))*pn+1, 1, user2) (t – (n + 1)T) + b(t) (n + 1)T ≤ t < (n + 1)T + T/2 y(t) = ((h1sn+1 + h2sn*)*pn+1, user1)(t – (n + 1)T) + ((h1dn+1,2 + h2dn+1,1*)*pn+1,2,user2) (t – (n + 1)T – T/2) + b(t) (n + 1)T + T/2 ≤ t < (n + 2)T
Im Fourier-Bereich wird die Transformierte für [0, T] von p_n,1,
user2(t) als C_{n,1 user2}(f) und die von P_{n,2, user2}(t) als C_n,2
user2(f) notiert.
Dies ergibt Yn(f) = (H1(f)sn – Sn+1*H2(f))Cn, user1(f) + H1(f)(dn,1Cn,1, user2(f) + dn,2Cn,2, user2(f)) – H2 (f)(dn,2*Cn,1, user2(f) – dn,1*Cn,2, user2(f)) Yn+1(f) = (H1(f)sn+1 + Sn*H2(f))Cn+1, user1(f) + H1(f)(dn+1,1Cn+1,1, user2(f) + dn+1,2Cn+1,2, user2(f)) – H2(f)(dn+1,2*Cn+1,I, user2(f) – dn+1,1*Cn+1,2, user2(f))so daß aus (15a) folgendes wird: sn∫B(|H1(f)Cn, user1(f)|2 + |H2(f)Cn+1, user1(f)|2)df + ∫B(|H1(f)|2(dn,1Cn,1, user2(f) + dn,2Cn,2, user2(f))Cn, user1 (f)* – |H2(f)|2(dn+1,2Cn+1,1, user2(f)* – dn+1,1Cn+1,2, user2(f)*)Cn+1, user1(f))df + sn+1*∫BH1(f)*H2 (f)(|Cn+1, user1(f)|2 – |Cn, user1(f)|2)df – ∫BH1(f)* H2(f)(dn,2*Cn,1, user2(f) – dn,1*Cn,2, user2(f))Cn, user1(f)* – (dn+1,1*Cn+1,1, user2(f)* + dn+1,2*Cn+1,2, user2(f) *)Cn+1, user1(f))df = sn∫B(|H1(f)Cn,user1(f)|2 + |H2(f) Cn+1, user1(f)|2)df + dn,1∫B|H1(f)|2Cn, 1,user2(f)Cn, user1(f)*df – dn+1,2∫B|H2(f)|2Cn+1,1,user 2 (f)*Cn+1, user1(f) df + dn,2∫B|H1(f)|2Cn,2, user2(f)Cn, user1(f)*df – dn+1,1∫B|H2(f)|2Cn+1,2, user2(f)*Cn+1,user1 (f)df + sn+1*∫BH1(f)*H2(f)(|Cn+1, user1(f)|2 – |Cn,user1(f)|2)df + dn+1,1*∫BH1(f)* H2(f)Cn+1,1, user2(f)Cn+1, user1(f)df + dn+1,2*∫BH1(f)*H2(f)Cn+1,2, user2(f)Cn+1, user1 (f)df – dn,2*∫BH1(f)*H2(f)Cn,1, user2(f)Cn, user1(f)df + dn,1*∫BH1(f) H2(f)Cn,2, user2(f))Cn, user1(f)*df
Es erscheinen Störungsterme.
Diese Störungsterme werden ebenfalls in diesem Fall beseitigt, indem eine zeitlich umgekehrte und konjugierte Codierung für die paarweise gruppierten Symbole angewandt wird.
Es ist auch in diesem Fall erforderlich, die STTD-Diversität nicht auf 2 aufeinander folgende Symbole, sondern durch Gruppierung der Symbole nach folgender Art und Weise anzuwenden: beträgt der Spreizungsfaktor zum Beispiel F_max/2, wird das erste Symbol dem vierten und das zweite dem dritten zugeordnet. Das dritte und vierte Symbol besitzen umgekehrte OVSF-Codes, was die Beibehaltung der Orthogonalität, welche zwischen den Codetermen „ursprüngliche Richtung" oder „umgekehrt" besteht, ermöglicht.
Weiter unten wird gezeigt, daß durch Umkehrung der zeitlichen Richtung und durch Konjugation des ersten Codes (bzw. des zweiten Codes), um den vierten (bzw. dritten) Code zu bilden, die oben angeführten Interferenzterme beseitigt werden.
Genauer wird der Vorteil der Anwendung einer solchen Codierungssymmetrie für zwei unterschiedliche Spreizungen wie folgt mathematisch bewiesen: y(t) = ((h1sn – h2sn+1*)*pn, user1)(t – nT) + ((h1dn,1 – h2dn+1,2*))*pn,1, user2)(t – nT) + b(t) nT ≤ t < nT + T/2 y(t) = ((h1sn – h2sn+1*)*pn, user1)(t – nT) + ((h1dn,2 – h2dn+1,1*))*pn, 2, user2)(t – T/2 – nT) + b(t) nT + T/2 ≤ t < (n + 1)T y(t) = ((h1sn+1 + h2sn*)*pn+1, user1)(t – (n + 1)T) + ((h1dn+1,1 + h2dn,2*))*pn+1, 1, user2) (t – (n + 1)T) + b(t) (n + 1)T ≤ t < (n + 1)T + T/2 y(t) = ((h1sn+1 + h2sn*)*pn+1, user1)(t – (n + 1)T) + ((h1dn+1,2 + h2dn,1*))*pn+1,2,user2)(t – (n + 1)T – T/2) + b(t) (n + 1)T + T/2 ≤ t < (n + 2)Twas im Fourier-Bereich folgendes ergibt: Yn(f) = (H1(f)sn – sn+1*H2(f))cn, user1(f) + H1(f)(dn,1cn,1, user2(f) + dn,2cn,2, user2(f)) – H2(f)(dn+1,2*dn,I, user2(f) + dn+1,1*cn,2, user2(f)) Yn+1(f) = (H1(f)sn+1 + sn*H2(f))cn+1, user1(f) + H1(f)(dn+1,1 cn+1,1, user2(f) + dn+1,2 cn+1,2, user2(f)) + H2(f)(dn,2*cn+1,I, user2(f) + dn,1*cn+1,2, user2(f))so daß aus (15bis) folgendes wird: sn∫B(|H1(f)cn, user1(f)|2 + |H2(f)cn+1, user1(f)|2)df + ∫B(|H1(f)|2(dn,1cn,1, user2(f) + dn,2cn,2, user2(f))cn, user1(f)* + |H2(f)|2(dn,2 cn+1,1, user2 (f)* + dn,1cn+1,2, user2(f)*)cn+1, user1(f))df + sn+1*∫BH1(f)*H2(f)(|cn+1, user1(f)|2 – |cn, user1 (f)|2)df – ∫BH1(f)*H2(f)(dn+1,2*cn,1, user2(f) + dn+1,1*cn,2, user2(f))cn, user1(f)*(dn+1,1* cn+1,1, user2(f)* + dn+1,2*cn+1,2, user2(f)*)cn+1, user1(f))df = sn∫B(|H1(f)cn, user1(f)|2 + |H2(f)cn+1, user1(f)|2)df + dn,1∫B(|H1(f)|2cn, 1,user2(f)cn, user1(f)* + |H2(f)|2cn+1,2, user2(f)*cn+1, user1(f))df + dn,2∫B(|H1(f)|2cn, 2,user2(f)cn, user1(f)* + |H2(f)|2cn+1,1, user2(f)*cn+1, user1(f))df + sn+1*∫BH1(f)*H2(f)(|cn+1, user1(f)|2 – |cn, user1(f)|2)df – dn+1,1*∫BH1(f)H2(f)(cn,2, user2(f))cn, user1(f) – cn+1,1, user2(f)*cn+1, user1(f))df – dn+1,2*∫BH1(f)*H2(f)(cn,1, user2(f)cn, user1(f)* – cn+1,2, user2(f)cn+1, user1(f))df
Es wird deutlich, daß die letzten drei Terme wegfallen, wenn pn+1,user1(t) = pn, user1(T – t)* und wenn pn+1,1,user2(t) = pn, 2, user2(T – t)* und pn+1,2,user2 (t) = pn,1,user2(T – t)*
Allgemeiner ausgedrückt, werden die im STTD-Verfahren gruppierten Paare oder p-Tupel vorzugsweise in Untergruppen angeordnet, wobei zwei Untergruppen, bezogen auf den zeitlichen Mittelpunkt einer Sequenz zweier längster Symbole, symmetrisch plaziert werden.
Allgemeiner und im Fall von n Antennen und zu übertragenden p-Tupeln werden die zu k unterschiedlichen Zeitpunkten übertragenen n-Tupel paarweise gruppiert, was möglich ist, da k gerade ist, so daß jedes Paar eine Codierungssymmetrie in Bezug auf den zeitlichen Mittelpunkt der beiden längsten zugeordneten Symbole aufweist.
Im Fall von UMTS, wo erforderlich ist, daß die Interferenzen auch im Fall, daß die Kanäle hinsichtlich der Frequenz konstant sind, so schwach wie möglich sind, stellt man fest, daß mit den oben empfohlenen Anordnungen eine dritte Interferenz in diesem Fall ebenfalls beseitigt wird.
Die Wellenform, die das durch den Nutzer i in der Symbolzeit n ausgesendete Symbol moduliert, wird hier wie folgt notiert: pn, useri(t) = Σk=1,Fcuseri,k,npchip(t – kTchip)0 ≤ t ≤ t {c_useri,k,n} k = 1, F ist ein Code. Die Werte der Koeffizienten gehören im Allgemeinen zu einem endlich komplexen Alphabet. Somit ist C_n,useri(t) = Σ_k=1,Fc_useri,k,nδ(t – kT_chip)
In einer bevorzugten Ausführungsform sind die durch zwei Nutzer i und j zum gleichen Zeitpunkt n und mit dem gleichen Spreizungsfaktor F ausgesendeten Codes orthogonal: Σk=1,Fcuseri,k,ncuserj,k,n* = 0,
Die Orthogonalität ist insbesondere eine Anforderung des UMTS-Verfahrens.
In Systemen mit klassischer Orthogonalität wurden die Codes derart konstruiert, daß die Orthogonalität auch bei unterschiedlichen Spreizungsfaktoren eingehalten wird. Gegeben seien zum Beispiel zwei Nutzer – Nutzer i mit dem Spreizungsfaktor F und Nutzer j mit dem Spreizungsfaktor F/2.
Es gilt Σk=1,F/2cuseri,k,ncuserj,k,n* = 0, Σk=F/2+1,Fcuseri,k,ncuserj,k–F/2+1,n+1* = 0.
Diese Codes werden im Fall von UMTS zum Beispiel OVSF (Orthogonal Variable Spreading Factor) [4] genannt.
Im Beispiel eines OVSF-Codes interessieren wir uns hier für die Abwärtsrichtung: Jedes ausgesendete Symbol wird zunächst durch eine Folge von Chips, die einen OVSF-Code, dessen Länge gleich der des Spreizungsfaktors ist, bilden, gespreizt. Der OVSF-Code und der Spreizungsfaktor sind für einen gegebenen Nutzer charakteristisch: c_{useri,
k, n} hängt nicht von n ab.
Die OVSF-Codes gleicher Länge sind zueinander orthogonal. Werden Nutzer mit unterschiedlichem Spreizungsfaktor F' und F multiplexiert, werden die ihnen zugeordneten OVSF-Codes so ausgewählt, daß folgende Eigenschaft erhalten wird: Wenn F'/F = 2^g, dann besteht der Code der Länge F' aus 2^g Sequenzen der Länge F von Ende zu Ende. Nach dem Stand der Technik ist jede dieser Sequenzen F orthogonal zum an derselben Stelle positionierten OVSF-Code der Länge F.
Um die Orthogonalität zwischen Codes mit unterschiedlichen Spreizungsfaktoren (hierarchische Orthogonalität) zu erhalten, wird nachfolgend eine Reihe vorzugsweise zusammen umgesetzter Anordnungen vorgeschlagen.
Im Fall eines Systems, bei dem die Spreizungsfaktoren jedes Mal ein Verhältnis 2^g aufweisen, wird die maximale Größe eines Symbols (geringster Durchsatz), zum Beispiel die Größe 128 Chips, betrachtet. Die Symbolpaare in einem Signal mit geringstem Durchsatz besitzen somit die Größe 256 Chips.
Für zwei Paare von Abtastwerten mit 128 Chips, die jeweils gleichzeitig ausgesendet werden und orthogonale Codes aufweisen, wird der erste Abtastwert mit einem gegebenen Code und der zweite mit dem konjugierten und zeitlich umgekehrten Code codiert, wobei dies an beiden Antennen erfolgt.
Somit bleiben die Codes beim ersten Symbol zueinander orthogonal, da sie nicht verändert werden, und sind auch beim zweiten Abtastwert orthogonal, da sie auf gleiche Weise umgekehrt und konjugiert werden.
Es ist wünschenswert, die Orthogonalität zwischen unterschiedlichen Spreizungen, zum Beispiel zwischen einem Symbolpaar 100 und 200 (3) mit einer Länge von je 128 Chips und einer Reihe von vier Symbolen 110, 120, 210, 220 mit einer Länge von jeweils 64 Chips (3), zu erhalten. Nehmen wir an, man verfügt über einen Code am ersten Symbol 110 mit 64 Chips Länge, der orthogonal zum Teil des Codes ist, der auf die ersten 64 Chips des simultanen langen Symbols 100 (128 Chips) angewendet wird.
Wenn das zweite Symbol mit 64 Chips Länge den gleichen, jedoch konjugierten und zeitlich umgekehrten Code aufweist, ist es nicht notwendigerweise orthogonal zu der entsprechenden Sequenz mit 64 Chips Länge, welche an zweiter Stelle auf das lange Symbol 100 angewendet wird, da der entsprechende Code in diesem Symbol 100 nicht umgekehrt ist.
Somit wird im Fall hierarchischer Orthogonalität eine gleiche Anordnung der Codes wie oben empfohlen für den allgemeinen Fall unterschiedlicher Spreizungscodierungen vorgeschlagen. Der umgekehrte und konjugierte Code mit 64 bit Länge, und das Symbol, auf das er angewendet wird, das heißt das mit dem ersten Symbol per STTD gruppierte Symbol, wird in einer mit einem Teil des zweiten Abtastwerts mit 128 Chips Länge 200 entsprechenden Position plaziert, so daß zwei Signale mit konjugierten und umgekehrten Codes sich entsprechen und somit die ursprüngliche hierarchische Orthogonalitäts-Relation beibehalten.
Genauer ausgedrückt, wird ein kurzer konjugierter umgekehrter Code 220 gegenüber dem Bereich des zweiten langen Abtastwerts 200, der die zeitlich Umgekehrte der Sequenz ist, die zeitlich dem ursprünglichen, 64 bit langen, nicht umgekehrten Code 110 entspricht, plaziert.
Die systematische hierarchische Orthogonalitäts-Relation wird so erhalten.
Darüber hinaus wird in einem typischen System der Zellulartelefonie jeder Zelle eine Scramblingsequenz genannte, sehr lange (deutlich länger als der Spreizungsfaktor) Chipsequenz 400 (4) zugeordnet. Diese Sequenz multipliziert Chip für Chip die vorab durch einen OVSF-Code 300 gespreizten Symbole 110, 120, 210, 220. Sie ist eine komplexe Zahl des Moduls 1. Sie wird als embr notiert. Jedes codierte Symbol 100, 200, 110, 120; 210, 220 wird mit einem Teil mit der Länge F oder F' von embr multipliziert. Die Multiplikation mit dieser Sequenz beeinträchtigt nicht die Orthogonalität der Codes, somit gilt ∫[0, T]p_{n, userj}(t)p_{n, userj}*(t)dt = 0
In einem System mit hierarchischer Orthogonalität wie dem oben vorgeschlagenen werden vorzugsweise bestimmte nachfolgend angeführte Empfehlungen umgesetzt, durch die die Vorteile der Interferenzreduzierung beibehalten werden können.
Auf diese Weise weist die Scramblingsequenz 400 vorzugsweise die Form von Sequenzpaaren 410, 420, die jeweils die maximale Symbollänge besitzen, hier 128 Chips, auf und jedes Paar weist eine zeitliche Symmetrie zwischen den beiden Sequenzen 410 und 420 des Paares auf. Die Sequenzen 410 und 420 des Paares sind ebenfalls miteinander konjugiert. Die symmetrischen und konjugierten Paare koinzidieren mit den langen Symbolpaaren 100, 200.
So werden in der oben beschriebenen Weise die durch STTD-Diversität in symmetrische Untergruppen um Punkte, welche die Paare von 128-Chip-Sequenzen trennen, gruppierten Symbole zugeordnet; gleiches wird für das Scrambling vorgenommen, das selbst die zeitliche Umkehrung und Konjugation zwischen den in STTD-Diversität zugeordneten Paaren überprüft.
Da das Scrambling selbst diese Symmetrie überprüft, werden die in STTD-Diversität gruppierten Symbole, selbst unter Berücksichtigung des Scramblings, gut durch eine allgemeine Codierung, welche die Interferenzen reduziert, codiert. Darüber hinaus wird die Orthogonalität zwischen den Spreizungen erhalten.
Auf diese Weise wird auch die Scramblingsequenz 410 modifiziert, um sich in umgekehrter Richtung zu wiederholen, und in jedem zweiten Symbol maximaler Länge in STTD-Diversität konjugiert: embrn+1, k = embrn, F–k+1*wobei F die maximale Symboldauer ist.
Für jedes geringere Spreizungssymbol F' wird auf dieses Symbol ein Scramblingteil angewandt, welcher derjenige ist, der gleichzeitig auf ein Symbol maximaler Länge 100, 200 angewandt wird. Da die kurzen Symbole nach einer Symmetrie bezogen auf die gleichen Bezugszeitpunkte wie das Scrambling platziert werden, werden die Beseitigung der Interferenzen sowie die Orthogonalität ebenfalls für die kurzen Symbole erhalten.
Demzufolge wird in der Praxis auf ein kurzes Symbol ein – zeitlich umgekehrtes oder nicht umgekehrtes und konjugiertes oder nicht konjugiertes – Scramblingstück, je nachdem, ob das Symbol mit einem ersten langen Symbol 410 oder einem zweiten langen Symbol 420 koinzidiert, angewendet.
Vom Übergang von einem Paar langer Symbole 410, 420 auf das folgende Paar ist das Scrambling selbstverständlich vorzugsweise unterschiedlich, obwohl es auch hier noch eine Symmetrie überprüft, und in Bezug auf den Mittelpunkt des Paares konjugiert.
Demzufolge besteht das beschriebene Prinzip im Fall der Gruppierung in STTD-Diversität nach Zweiergruppen, das heißt typischerweise mit zwei Antennen, unter Berücksichtigung des maximalen Spreizungsfaktors F_max (256 bei UMTS), darin, die zeitliche Richtung eines von zwei Scramblings der Länge 256 umzukehren (und es zu konjugieren), indem diese Codes an den Mittelpunkten in STTD-Diverstität zugeordneter langer Paare umgekehrt werden. Diese Methode kann leicht im Fall einer Gruppierung in p-Tupel, wobei p ungleich 2 ist, allgemein angewendet werden.
Im Fall von UMTS wird die Scramblingsequenz so verändert, daß sie sich durch Umkehrung und Konjugation alle F_max Chips wiederholt.
Ref.:

[1] PROAKIS Digital Communications, McGraw-Hill
[2] N.SESHADRI, J.H.WINTERS "Two schemes for improving the performance of frequency-division duplex (FDD) transmission systems using transmitter antenna diversity" Int. J. Wireless Inform. Networks, vol.1, Nr.1, S. 49–60 Jan 1994
[3] S.M. ALAMOUTI "A simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications" IEEE Journal on Selected Areas in Communications Oct 1998 Band 16 Nr.8 S. 1451–1458
[4] 3GPP 3G TS 25.211 V3.2.0 (Draft 1} März 2000 3G TS 25.213 V3.2.0 (Draft 1) März 2000
[5] P.BALABAN, J.SALZ „Dual diversity Combining and Equalization in Digital Cellular Mobile Radio" IEEE Trans on Vehicular Technology Band 40 Nr. 2 May 1991
[6] PAPADIAS C.B. et. al. "A Space-time coding approach for systems employing four transmit antennas" 2001 IEEE International Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing. Proceedings, Salt Lake City, UT, USA, 7–11 Mai 2001, S. 2481–2484 Band 4, 2001 Piscataway, NJ, USA, IEEE, USA, ISBN: 0-7803-7041-4.

Claims

Verfahren zur Übertragung von Datensymbolen, bei dem: – mit n Antennen, wobei n größer oder gleich 2 ist, zu p-Tupeln (S₁, ..., S_p) zusammengefaßte Symbole übertragen werden, wobei für jedes p-Tupel k-mal eine gleichzeitige Entsendung von n Symbolen durchgeführt wird, wobei die n Symbole jedes Mal von Werten unter S₁, ..., S_p gebildet sind, die derart in einer modifizierten Reihenfolge stehen, einer selektiv unter –1, 0 und 1 ausgewählten Gewichtung unterworfen und selektiv konjugiert sind, daß k lineare Überlagerungen von n Symbolen übertragen werden, um eine Übertragungsmatrix mit den Dimensionen k × p zu bilden, die orthogonal ist; – die n Antennen ferner jedes Symbol mit einer Codierung der Spektrumsspreizung entsenden, wobei die Codierungen auf den n Antennen bei jeder betreffenden Übertragung unter den k Übertragungen dieselben sind; – die Übertragung auf einem Kanal durchgeführt wird, der eine Summe von Diracs darstellt, so daß jede Überlagerung von Symbolen beim Empfang mehrmals wiederholt wird; wobei bei dem Verfahren ferner: – mit Hilfe von Entspreizungen beim Empfang mehrmals jede Überlagerung von n Symbolen nach Trennung der den k Überlagerungen von n übertragenen Symbolen entsprechenden Wellungen durch AMRC-Rechen extrahiert wird; – diese mehreren Extraktionen mit Hilfe von Entspreizungen für jede der k übertragenen Überlagerungen durchgeführt werden, so daß mehrere Bewertungen von k-Tupeln erhalten werden, wobei jedes k-Tupel ein Ergebnis der Übertragungsmatrix k × p bildet; – die Orthogonalität der Matrix k × p mehrmals entsprechend jeder der Extraktionen von k-Tupeln, die mit Hilfe von Entspreizungen durchgeführt wurden, ausgewertet wird, so daß mehrmals eine Bewertung des p-Tupels (S₁, ..., S_p) erhalten wird; und – eine Bewertung jedes Symbols S₁, ..., S_p, verfeinert aus den p-Tupeln (S₁, ..., S_p), die mehrmals bewertet wurden, abgeleitet wird, dadurch gekennzeichnet, – daß k eine gerade Zahl ist und – daß die Symbole nach k aufeinanderfolgenden Codes der Spektrumsspreizung entsprechend den k Übertragungen codiert werden, wobei die k Codes von k/2 Codepaaren gebildet sind, die in jedem Paar die Eigenschaft kontrollieren, nach der ein Code des Paars zeitlich umgekehrt und in Bezug auf den anderen Code des Paars verbunden und eventuell mit einer komplexen Modulkonstante 1 multipliziert wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl von Übertragungen k pro p-Tupel größer oder gleich der Anzahl von Antennen n ist.
Verfahren nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die k Übertragungen auf k Zeitintervallen (110, 120, 210, 220) durchgeführt werden, die jeweils eine Dauer F haben, wobei diese k Intervalle (110, 120, 210, 220) paarweise symmetrisch zur Mitte eines Intervalls (100, 200) mit einer Länge 2^mF, wobei m eine ganze Zahl ist, verteilt sind, wobei die an zwei symmetrisch zur Mitte des Intervalls (100, 200) mit der Länge 2^mF angeordneten Symbolen angewandten Codes zeitlich umgekehrt und verbunden werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß während k/2 gegebenen Übertragungen Symbole übertragen werden, die in Bezug auf die in den k/2 anderen Übertragungen gesendeten Symbole verbunden sind, und daß die an den k/2 so genannten anderen Übertragungen angewandten Codes die zeitlich Umgekehrten und Verbundenen der an den k/2 so genannten gegebenen Übertragungen angewandten Codes sind.
Übertragungsverfahren, bei dem auf überlagerte Weise auf den Antennen mehrere Signale nach dem Verfahren eines der Ansprüche 1 bis 4 mit einer gegebenen Symbollänge übertragen wird, und den verschiedenen Codes (300), die an diesen verschiedenen Symbolen angewandt werden, ein Generalcode (400) mit einer Länge mindestens gleich der gegebenen Symbollänge überlagert wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Generalcode (400) die Form einer Reihe von Paaren von aufeinanderfolgenden Untercodes (410, 420) aufweist, wobei jedes Paar von Untercodes (410, 420) eine Länge gleich jener der gegebenen Symbollänge aufweist, und wobei die beiden Untercodes (410, 420) jedes Paars zeitlich umgekehrt und in Bezug aufeinander verbunden werden.
Übertragungsverfahren, bei dem auf überlagerte Weise auf den Antennen mehrere Signale nach dem Verfahren eines der Ansprüche 1 bis 4 mit unterschiedlichen Symbollängen übertragen wird, die jeweils in der Form 2^qF₀ ausgedrückt werden, wobei F₀ die kleinste Symbollänge und q eine ganze Zahl ist, und den verschiedenen Codes (300), die an diesen verschiedenen Symbolen angewandt werden, ein Generalcode (400) mit einer Länge mindestens gleich 2^qmaxF₀ überlagert wird, wobei 2^qmaxF₀ die maximale Symbollänge und qmax eine ganze Zahl ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Generalcode (400) die Form einer Reihe von Paaren von aufeinander folgenden Untercodes (410, 420) mit einer Symbollänge 2^qmaxF₀ aufweist und die beiden Untercodes (410, 420) jedes Paares zeitlich umgekehrt und in Bezug aufeinander verbunden werden.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennen in einer Zahl von n = 2 vorhanden sind, daß die Symbole in Gruppen von p = 2 für eine Anzahl von Übertragungen k = 2 übertragen werden, so daß eine Übertragungsmatrix mit den Dimensionen 2 × 2 erhalten wird.
Verfahren, bei dem nach dem Verfahren des Anspruchs 7 gleichzeitig mehrere Signale mit unterschiedlichen Symbollängen gleich 2^qF₀ übertragen werden, wobei F₀ die kleinste Symbollänge ist, und bei dem die Paare von zusammengefaßten Symbolen in Bezug zu Symbolen mit maximaler Länge 2^qmax gesetzt werden, wobei die beiden Symbole jedes Paars symmetrisch zur zeitlichen Mitte eines begleitenden Paars von Symbolen mit der maximalen Länge 2^qmax angeordnet werden.