CN1312873C

CN1312873C - 一种用于无线通信系统中的方法

Info

Publication number: CN1312873C
Application number: CNB01819639XA
Authority: CN
Inventors: P·拉松
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2000-11-29
Filing date: 2001-10-18
Publication date: 2007-04-25
Anticipated expiration: 2021-10-18
Also published as: SE0004403D0; AU2001296171A1; US20020118771A1; DE60127163T2; ES2282300T3; ATE356479T1; EP1338110B1; EP1338110A1; TW525358B; DE60127163D1; WO2002045329A1; SE0004403L; CN1478341A; US7082159B2

Abstract

本发明涉及一种用于提供无线通信系统中时空编码领域内多信道估计的方法。时空编码包括发射机分集，空(时)复用以及其它复杂的时空信号编码的使用。发明性的问题解决方案为：在OFDM中的大量信道传送作用期间，同时而不是贯续地发送导频信号，以提高带宽效率，由此，与现有技术相比，以低处理成本保证发射机和接收机侧的无干扰信道估计。本发明的目的是提供一种带宽效率很高的信道估计技术。

Description

一种用于无线通信系统中的方法

技术领域

本发明涉及通信，并主要涉及无线通信。

背景技术

在无线通信系统中，比特流或符号流从发射机通过无线信道向接收机发送。无线信道的物理局限，例如带宽限制、传播损失、干扰、多径衰落、码间干扰以及时间变化，是对可靠通信的根本挑战。进一步的挑战来自于便携式无线装置中所用器件的功率限制、尺寸以及速度。

本领域的技术人员都熟知，在多数散射环境中，天线分集，即使用多个发射和/或接收天线，是减少多径衰落效应的最实用技术。分集技术涉及将所发送信号的多个复制信号提供给接收机，一些复制信号由衰落导致的衰减较少。

在传统的串行数据系统中，在信道上顺序地发送符号，每个数据符号的频谱能够占用整个可用带宽。

无线通信系统中串行传输方法的问题是，因不同传输路径而具有不同延迟信号的多径接收可能导致码间干扰ISI。当收到因为例如反射的原因而被延迟、且强度不可忽略的信号时，其中该信号的时间差和数据符号的时间一样长或更长，这时会发生码间干扰。这个问题的最常见解决办法是在接收机处使用均衡器。根据对信道的信道衰减、延迟和相位的估计，均衡器试图就信道的影响对接收信号进行补偿。在时域中，复杂的信道衰减和延迟描述称之为信道脉冲响应。信道脉冲响应还允许通过计算延迟功率谱来测量接收能量在时间上是如何散布的。延迟功率谱基本上为0的时间范围称之为延迟扩展。在串行系统使用单载波的情形下，即当符号一个接一个发送时，所存在的问题是，对于给定的延迟扩展，码间干扰在几个符号中出现，这就要求比并行发送符号的系统中所用的均衡器更复杂的均衡器。算法的高复杂性要求接收机进行更多的处理，这样就会导致高电池消耗，高时钟频率，更大的芯片面积等等。因此保持低复杂度非常重要。

并行数据传输系统提供缓解串行系统碰到的很多问题的可能性。并行系统是这样一种系统，其中，几个顺序数据流同时发送，这样，在任何时刻都发送许多数据元。在这种系统中，单数据元的频谱通常只占用可用带宽的一小部分。这经常表示为多载波传输。

而且，由于干扰分布于多个信道，因此缓解了例如火花的突发短时脉冲干扰，这样对各符号的干扰就减少了。所以，由于把整个信道带宽分为很多窄的子带，因此每个单独的子带上的频率响应相对平坦。由于子信道只覆盖原始带宽的一小部分，所以信道平坦，均衡方法也可能比在具有ISI的串行系统中更简单。简单的均衡算法以及差分编码的实现使得有可能完全避免均衡。

本发明涉及使用正交频分复用OFDM的系统，这种系统可以简单地定义成一种多信道调制的形式，其中通过精心挑选信道间隔，使得各子信道与其它子信道正交。这样，并行信道可被称为多载波。

在正交频分复用(OFDM)中，信道被分成多个窄的子信道，从而增加单个符号的时间并减少或者消除了多径环境引起的码间干扰(ISI)。另一方面，由于无线信道的扩散特性造成频率选择性衰落，当深度衰落发生时，这些子信道存在更高的差错概率。所以，必须使用诸如纠错码和分集的技术以补偿频率选择性。

为了提供更好的信道质量估计，采用导频信号，即训练序列。随后是有关可能的OFDM信号如何传输以及如何校正信道损伤的更详细公开。

在本公开中，大写字母用于表示频域信号而小写字母表示时域信号。而且，副标k和n分别用作频域和时域符号。

首先，为了相干检测的目的，发送导频信号。导频是在发射机和接收机中定义并为它们所熟知的符号序列。导频用P(k)表示，是复数符号的离散序列，这些离散序列利用参数k用频率索引，范围从0到N-1。在发送之前，导频P(k)通过反离散傅立叶变换IDFT变换到时域，得到时域中的复值离散导频序列，用p(n)表示，其中n是范围从0到N-1的时间索引。应注意，实际上，使用(反)快速傅立叶变换而不是(反)离散傅立叶变换，因为(反)快速傅立叶变换有较低的算法复杂度，因此要求较不复杂的硬件。导频序列通过无线信道发送，该无线信道用离散和复值的信道脉冲响应h(n)建模，它对序列p(n)执行线形滤波功能。所得到的接收序列为r_p(n)，r_p(n)是离散的复值：

r_p(n)＝p(n)*h(n)+v(n)，其中

v(n)是加到接收机中的噪声或者天线输入处的其它环境噪声。滤波过程通过序列p(n)和离散复信道脉冲响应h(n)之间的符号*标识。这就是所谓的卷积。

在OFDM系统中，信号主要在频域中处理。因此，接收的N个采样序列经离散傅立叶变换(反离散傅立叶变换的逆过程)，得到

R_p(k)＝P(k)·H(k)+V(k)，其中

序列P(k)是已知序列，而V(k)随机序列，因此最好用随机过程建模。H(k)是信道传递函数，在传输之前是未知的。V(k)是噪声，因此是随机的。

应注意，卷积*在离散傅立叶变换下转变成乘法。由于实现原因(例如复杂性)，很少执行离散傅立叶变换，而是执行等效的复杂性较低的所谓的快速傅立叶变换。对于反离散傅立叶变换也是一样，即采样反快速傅立叶变换。

对均衡步骤所需的函数H(k)的估计进行搜索。根据接收信号R_p(k)和序列P(k)的先验知识，函数H(k)可以根据下式确定：

\hat{H} (k) = \frac{R_{p} (k)}{P (k)}

不过，应注意，因为存在噪声，因此这只是一个估计。如果和接收到的序列信号R_p(k)相比，该噪声水平低，则信道估计是精确的。另一方面，如果噪声水平高，则估计就差。

在已经估计了信道时，就可以发送数据了。数据序列(离散复值的)表示为S(k)，其中k是范围从0到N-1的频率指数。在数据发送之前，序列S(k)经反离散傅立叶变换，或者最好是经反快速傅立叶变换，得到时间表示s(n)，s(n)是离散复值。假定自执行信道估计以来流逝的时间很短，以至信道特性未发生任何显著变化。

于是，当发送序列s(n)时，它将经历与导频信号经历的一样的信道特性。当然，接收处的噪声并不相同，这里用w表示，而不用v。

r_s(n)＝s(n)*h(n)+w(n)

当接收信号已经作离散傅立叶变换，或者最好经快速傅立叶变换时，就获得下述信号：

R_s(k)＝S(k)*H(k)+W(k)

由于信道已知，序列S(k)可以估计为：

\hat{S} (k) = \frac{R_{S} (k)}{\hat{H} (k)} = \frac{R_{S} (k) \cdot P (k)}{R_{p} (k)}

如果需要，现在可以发送更多的数据符号。在每个时刻，信道估计用于补偿信道损伤，也就是均衡。然而，信道特性可能随时间而变，因此新的具有固定时间间隔的导频信号可以定期发送。

然而，本领域的技术人员明白，上述公开内容涉及一种极不重要的情形。实际上，可能这并非执行均衡的方式。相反，均衡通常是前向纠错解码的主要部分。而且，特殊的信道先验知识，例如延迟扩展或者统计特性，可用于改善信道估计质量，这反过来改善估计数据S(k)的质量。

发射分集，即使用至少两个例如发射天线的发射部件，是移动无线通信中对抗衰落的有效技术，特别是当接收分集、即使用至少两个例如天线的接收部件是昂贵或不切实际时。

J.H.Winters的题为“用于瑞利衰落的无线系统中的发射分集的分集增益”(Proc.1994 IEEE Int Communications Conf，Chicago，IL.，June 1994，pages 1121-1125)的文章中对具有理想的最大似然序列估计(MLSE)和任意数目发射机天线的基于线性变换的分集的性能增益作了研究，并将其与接收机分集作了比较。

出版的国际专利申请WO 99/14871公开了一种用于无线通信的发射分集方法。在一个说明性实施例中，使用了两个发射天线和一个接收天线，提供的分集增益与使用一个发射天线和两个接收天线的最大比接收机组合方案一样。

最近，已经研究出用于高数据率无线通信的时空编码。时空编码方案基于在时间以及空间对信号的编码，即基于多个发射天线。一般而言，使用M个发射天线和N个接收天线。在G.Foschini的题为“衰落环境中使用多单元天线时用于无线通信的分层时空体系结构”(Bell Labs Technical Journal Autumn 1996)的文章里，作者描述了一种多发射和接收天线系统，由此，信道容量随发射和接收侧所用天线的最小数目而线性改变。应注意，发射机分集有时归类到时空编码领域，尽管在接收侧只使用了单个天线。在以后的部分中，将会清楚，可以选用达到高信道容量的时空编码，以提高在例如衰落条件下的坚固性能，正如发射分集主要要解决的那样。

在D.Agarwal等人的题为“用于宽带信道中高数据率无线通信的时空编码OFDM”(Proc.48^th IEEE Vehicular Technology Conf.，Ottawa，Canada，May 1998，pp.2232-2236)的文章里，对利用OFDM的时空编码作了研究。然而，对时空码解码要求信道状态信息，这通常难于获得，特别是对具有分散衰落的时变信道。所述论文假设理想的信道状态信息。

A.Van Zelst等人于2000年VTC会议上提交的题为“用于OFDM系统的空分多路复用(SDM)”的另一篇文章中也研究了利用OFDM的具有假设已知信道状态的时空编码。

在JanJaap Van de Beek等人的题为“关于OFDMA系统中的信道估计”(proceedings IEEE Vehicular Technology Conf.Vol.2，July 1995，page 815-819)的文章中，公开了具有一个发射机天线的OFDM中的信道估计方法。研究出了采用有限长度脉冲响应假设，复杂度降低了的最小均方差(MMSE)和最小二乘方(LS)估算器，它们还解决具有连续路径延迟的信道中离散时间信道脉冲响应的频谱泄漏问题。考虑单发射天线信道估计方面，所提议方法的缺陷在于，在保持性能的同时还可进一步降低算法复杂度。

对于使用时空编码的OFDM系统，两个或更多个不同的信号从至少两个不同的天线同时发送。接收信号是这些信号的叠加，这些信号通常具有同样的平均功率。如果在包括至少两个发射天线和至少一个接收天线的系统中，采用以前在Y.Li等人的题为“用于迅速扩散衰落信道的OFDM系统的坚固信道估计”(IEEE TranS.Commun，Vol.46，pp 902-915，July 1998)的文章中阐述的方法，估计对应于每个发射机和接收机天线对的信道参数，则来自其它发射机天线的信号将会造成干扰。该信干比总是会很差，且估计的MSE(最小二乘方误差)将因此很大。所以，希望有使用时空编码的发射机分集所用的新颖参数估计方法。

在N.Seshadri等人的题为“改善使用发射机天线分集的频选分双工传输系统的差错性能的双信令方案”(Int.Journal of wirelessinformation networks，Vol.1，No.1，1994)文章中，提出了针对多发射天线的简单信道估计。作者提议了一种方法，用于一个导频信号在时间上以及至少两个天线之上复用的情形中进行信道学习。所以，导频首先在天线1上发送，然后在天线2上发送，如此等等。这种方法的缺点是发送训练序列而不是发送数据占用资源。

在Ye(Geoffrey)Li等人的“移动无线信道中对使用发射机分集的OFDM系统的信道估计”(IEEE Journal on selected areas incommunications，Vol.17，No.3，March 1999)文章中，详细公开了具有发射机分集的OFDM系统的参数估计。在所述论文中，对OFDM系统所用的使用时空编码的发射机分集作了研究。研究出了信道参数估计方法。信道参数估计对于时空码的解码是至关重要的，并且得到了用于这些估计方法的MSE。因此，具有使用时空编码的发射机分集的OFDM系统可用于移动无线信道上的高效数据传输。然而，上述文章中所公开的方法的不足是，所提议的估计技术非常复杂。完全没有讨论发射机的结构和相关信号。

发明内容

时空编码系统中一些现有信道估计方法的问题是，这些现有方法由于每个天线都发送训练符号，消耗了大量带宽。

存在于至少一种使用并行信道训练序列发送的现有技术水平的方法的另一问题是，从算法和硬件实现的观点来看，最佳的估计技术非常复杂。

本发明涉及一种方法，用于在无线通信系统中时空编码领域提供多信道估计。时空编码包括发射机分集，空(时)复用和其它在时间和空间中编码的信号的复杂应用。

这些问题的发明性解决方案为，在OFDM中大量信道传送作用期间，并行地而不是贯续地发送导频信号，以提高带宽效率，由此，与现有技术相比，以低处理成本确保发送机和接收机两侧的无干扰信道估计。

本发明的一个目的是提供带宽效率很高的信道估计技术。

本发明的另一目的是提供具有低延迟和非常高处理效率的信道估计方法。

本发明的又一目的是确保多达N个发射天线的正交和独立的信道估计，数目N是用在接收机中的样本值数目，且这N个信道是频率平坦的。

本发明的再一目的是在OFDM系统中提供信道估计时降低硬件复杂度。

本发明的另一目的是衰减不想要的噪声。

本发明的又一目的是，能够提供用于单发射机天线情形以及更一般的多天线方案的低复杂度和坚固的信道估计方法。

本发明的优点在于，由于多信道传输估计仅仅需要一个同步符号时隙，因此它具有高带宽效率。

本发明的优点在于，由于对每个天线的独立信道估计的处理的主要部分并行执行，因此它的等待时间效率和处理效率都较高。

本发明的另一优点是，如果不存在信道延迟扩散，则通过使用经N次(反)快速傅立叶变换的编码，隐含保证了多达N个发射天线的正交性。不管训练序列P(K)中的实际内容如何，这总是正确的，因此可以对任何其它目的，比如低的峰值对平均比，而进行优化。

本发明的又一优点是，由于主要处理部分依赖于用于OFDM系统中的调制解调器的固有硬件功能，因此硬件复杂度很低。

本发明的再一优点是，当普遍存在噪声时，由于用填零作为噪声衰减机制，因此信道估计非常精确。

本发明提供了1.一种用于无线通信系统中的方法，所述无线通信系统包括至少一个配置了至少两个天线(x1，x2，x3)的发射机(210)，以及至少一个配置了至少一个天线(y1，y2)的接收单元(330)，并且其中将训练序列(p1，p2，p3)从所述至少一个发射机(210)的所述至少两个天线(x1，x2，x3)发送到至少一个接收单元的至少一个天线(y1，y2)，其特征在于：

-首先，在所述发送之前，将训练序列P(k)经反离散傅立叶变换得到序列p(n)；

-第二，对于每个天线分支，以若干预定步长n₁、n₂循环移动所述反离散傅立叶变换的序列p(n)，其中所述步长对每个天线分支不同；

-第三，将所述循环移动的训练序列p(n-n₁)、p(n-n₂)并行地从不同的天线发送到所述接收单元；以及

-第四，在所述接收单元，作为所发送训练序列的叠加的接收序列s(n-n₁)、s(n-n₂)被用于提供对各天线的发送的信道脉冲响应估计，其中各个所述发送的训练序列p(n-n₁)、p(n-n₂)分别受传播媒体的影响，

所述接收单元中，所述接收序列：

-在第一步骤中，经离散傅立叶变换并除以所述训练序列p(k)，

-在第二步骤中，对所述第一步骤的结果作反离散傅立叶变换，得到在时域中具有明显分隔区的序列，所述分隔区包含所述各信道脉冲响应估计，

-在离散时域中选择固定的预定范围，

-各范围包括以上定义的分隔区中的一个也仅包括其中一个分隔区，

-从各个所述范围中选择一个信道脉冲响应。

用于本说明书中的术语“包括”，用于明确说明存在所述特征，整体，步骤或者部件，但不排除存在或增加一个或者多个其它特征、整体、步骤、部件或者它们所构成的组。

根据随后给出的详细说明，本发明的应用性的其它范围将变得显而易见。然而，应理解，详细说明和具体例子，虽然表示本发明的最佳实施例，但仅仅作为说明给出，因为根据本详细说明书，在本发明的精神和范围之内的各种变化和改进对本技术领域的技术人员是显而易见的。

附图说明

将参照本发明的最佳示范性实施例以及附图，对本发明作更详细的说明，其中：

图1是说明一般用于当前技术水平方法的分开发送的导频信号的示意图。

图2a是说明并行发送的导频信号的示意图。

图2b是说明从不同节点并行发送的导频信号的示意图。

图3是说明根据本发明的循环移动(cyclic rotation)应用的示意图。

图4是说明存在一些附加高斯噪声时的复合信道脉冲响应估计的简图。

图5说明根据本发明的另一方法的简图。

图6是说明接收天线处的处理的示意图。

具体实施方式

图1描绘了一个通信系统，其中，训练序列在包括几个发送天线的OFDM系统中顺序发送。这些训练序列以彼此在时间上不重叠的方式发送。该系统包括装备有天线x1，x2，x3的发射机110。图1中尽管只显示了三个天线x1，x2，x3，但本领域的技术人员理解，可以使用多于三个天线。该系统还包括至少一个装备有至少一个接收天线y1，y2的接收机130。图1说明目前技术水平的执行OFDM中多信道估计的方法。几个训练符号p1，p2，p3一个接一个从不同的天线x1，x2，x3在信道150，151，152上发送到接收天线y1。

图2a说明根据本发明以及一个目前技术水平方法的系统。该系统提供同时传送的大量多训练序列。图2a中的OFDM系统包括备有天线x1，x2，x3的发射机210和的至少一个备有至少一个天线y1的接收机230，例如无线终端。训练序列p1，p2，p3并行地从天线x1，x2，x3在信道250，251，252上发送到接收天线y1。与目前技术水平的方法相反，本发明利用具有彼此间允许以最佳而且简单的方式区分各估计的数学关系的训练序列p1，p2，p3。

图2b说明根据本发明的系统。该系统提供大量同时发送的多训练序列。图2b中的OFDM系统包括备有天线x1，x2的发射机610、备有天线x3的发射机611以及至少一个备有至少一个天线y1、y2的接收机230，例如无线终端。训练序列p1，p2，p3从天线x1，x2，x3在信道250，251，252上并行地发送到接收天线y1。

图3说明根据本发明的导频信号的发送。向框308提供已知的频域信道估计序列P(k)。在框308中，序列P(k)经反快速傅立叶变换得到序列p(n)。将序列p(n)馈送到框360、框381以及框382。在框360中，在序列p(n)之前插入循环前缀(cyclic prefix)CP。在另一实施例中，可使用循环后缀。循环前缀CP减轻了码间干扰(ISI)效应。然后将序列p(n)提供给数模(D/A)转换器370，在那里将其转换成模拟信号。接着，将经过D/A转换的序列p(n)提供给第一天线x1。在框381中，按预定步长循环移动(cyclically rotated)序列p(n)，所述预定步长包括序列中预定数量的位置n′，从而变换成序列p(n-n′)。由此，将序列p(n-n′)提供给框361。在框361中，在序列p(n-n′)之前插入循环前缀CP。随后，将序列p(n-n′)提供给数模转换器371，在那里，将其从数字转换成模拟形式。然后将经过D/A转换的序列p(n-n′)提供给第二天线x2。然后，从天线x1和x2向备有至少一个天线y1、y2的无线终端330并行发送这两个序列。在包括3个天线的实施例中，在框382中序列中用包括序列中(n″-n′)个位置的第二预定步长循环移动训练序列p(n)，将其变换成序列p(n″)。这样，将序列p(n-n″)提供给框362。在框362中，在序列p(n-n″)之前插入循环前缀CP。随后，将经过周期性延拓的序列p(n-n′)提供给数模转换器(D/A)372，在那里，它从数字转换成模拟形式。接着，将经过D/A转换的序列p(n-n″)提供给第三天线x3。然后，从至少一个天线x1，x2，x3向备有天线y1的无线终端330并行发送这三个序列。本领域的技术人员理解，发明性系统可以包括多于三个的天线。

两个发送天线和一个接收天线的接收离散时间信号为：

r₁(n)＝p(n)*h₁₁(n)+p(n-n′)h₂₁(n)+v₁(n)，其中

h₁₁和h₂₁是信道脉冲响应，而

v₁是与接收天线相关的噪声源。

在表示之前的符号的最后信号到达后，从OFDM符号中删除N点部分，即删除循环前缀时，就得到类似于循环卷积的结果。整数N确定傅立叶变换中位置的数量。

接着，在离散频域中，序列r₁(n)通过快速傅立叶变换变换成：

R₁(k)＝P(k)·H₁₁(k)+P(k)·e^{(i·2·π·n′·k)/N}·H₂₁(k)+V₁(k)

序列R₁(k)现在可用已知训练序列P(k)去除。与循环延迟n′相关的相位项保持不变，并可与H₂₁(k)数学相关。随后的反快速傅立叶变换返回复合信道脉冲响应估计，

h_comp(n)＝h₁₁(n)+h₂₁(n-n′)+v₁(n)

现在，OFDM中常用的约束是，循环前缀长度应比信道脉冲的最长持续时间、即延迟扩展略长。此外，常常挑选OFDM符号持续时间，以使循环前缀能够最多增加20-25％开销，但最好比它少，因为既会消耗能量又会降低效率。如果两个天线路径之间的循环位置移位的数量n′大于循环前缀CP的长度，则可确保从复合信道脉冲响应估计h_comp单独地提取信道脉冲响应h₁₁和h₂₂。图4表示了具有一些附加高斯噪声的复合信道脉冲响应估计|h_comp|以分贝为单位的幅度(或者实部或虚部)的例子。在图4所示的示例中，h₁₁和h₂₁点长分别为4和3，且N＝32。

因为已知n′个位置的循环移位，故容易从接收信号提取单独的信道脉冲响应，提取可以如图4和图5所示的示例进行。单个信道脉冲响应的n′个位置的循环移位必须在将它们用于信道均衡之前删除。于是，与相关导频序列最初移位的方向相比，对应于h₂₁的信道脉冲响应在相反的方向上循环移位了n′个位置，因为这将对应信道传递函数上由循环移位引起的相位环绕(phase wrapping)展开。循环移位在具有N个位置的矢量中进行，最后一个位置或者最后两个位置放在该向量的开始，其它位置沿顺时针方向向右移位。在另一个实施例中，位置沿逆时针方向移位。对应每个单独的信道脉冲响应，被视为无关的或者具有非有效能量的位置用零值替换，或者，每个单独的信道脉冲响应用平滑窗口函数进行更平滑的衰减，见图4和图5。本领域的技术人员明白，只用零替换与噪声相关的信道脉冲响应部分导致噪声的显著消除，因此提供极好的估计。对应各信道估计，噪声可以消除大约10·log10(N/延迟扩展)dB。延迟扩展表示能量在不同多径成分的分散程度，即延迟扩展越大，越晚到达最后的多径成分。

现在将参照图4和5描述两种用于分离两个信道脉冲响应的方法。信道脉冲响应具有与循环前缀大约相同的长度。

第一方法用图4中的图示说明。根据第一方法，在离散时域定义了多个固定范围。固定范围数等于发射天线数，且上限为floor(N/CP持续时间)。Floor是选择参数的最接近较小整数值的数学函数。从所述各个范围中提取一个信道脉冲响应。例如，在范围1中，在复合信道脉冲序列中的多个位置具有比其它位置强很多的幅度。强信道脉冲响应是本发明性方法所关心的。

由于发射机和接收机都清楚地知道循环移位，接收机知道何时出现范围的开始。由于接收机还知道循环前缀的长度，它也知道每个范围的结束点。范围的跨度至少是具有防泄漏的附加延拓的循环前缀的长度。假设快速傅立叶变换窗口起始的定时同步已在前面的定时同步步骤完成。然而，小定时误差是可以接受的，这是因为如下这个事实：所述误差被转换成复合信道脉冲响应中的小时移，这样每个信道脉冲响应保持在各单独的范围之内。非常大的定时同步误差可能需要较大的范围，以便提供对前述步骤中这种缺陷的防护。

应注意，由于快速傅立叶变换的周期特性，泄漏和重大定时误差可能循环到复合信道脉冲响应的末端。泄漏说明为何范围1循环扩展进入复合信道脉冲响应的末端。当创建对应于复合信道脉冲响应中范围1的信道脉冲响应时，复制范围1的位置，而在范围1之外的位置设为0。范围1之外的位置对信道脉冲响应h₁₁的贡献并不重要，因此可以设为0。

对于范围2内的信道脉冲响应，它是训练序列p循环n′个位置的结果，提取遵循与范围1所采用的相同过程。不过，所得的范围2的信道脉冲响应序列向后循环移位n′个位置，使得多数能量集中在信道脉冲响应的开始。

对于在接收机端使用多于两个天线的实施例，执行同样的过程，但是却具有不同的范围值和随后的循环移动。这些值取决于为发送各循环移动的训练序列如何执行的循环移位。

另一方法通过图5中的图示说明。该方法包括一个附加步骤。该方法使用更智能的自适应机制。对于每个范围，确定固定范围内具有最大幅度的第一位置。之后，确定第二和第三位置，它们是各侧范围内的最远位置，且远离第一位置，并且具有相对于第一位置的预定较低门限。对固定范围中的自适应选择子集进行复制，而把剩下的位置设为0。针对每个固定范围执行该步骤。图5显示固定范围2的情形。执行循环移动，其执行方式与结合图4公开的实施例的循环移动的执行方式相同。应注意，如果所有幅度在预定幅度差内，则整个范围维持不变。

本领域的技术人员明白，以上公开的方案可用于数量更多的发射天线。然而，每个接收天线至多能够保证循环前缀CP、floor(N/CP持续时间)、未经扰动的信道传递函数(即具有最小干扰的信道传输)。此外，由于来自非整个点延迟的泄漏，必须保留各个信道脉冲响应之间的某些防护位置。

在本发明的另一实施例中，当路径延迟置于采样点之间时，为了使快速傅立叶变换泄漏效应最小化，利用了另一开窗。泄漏是在对真实的即连续的世界采样时，(I)DFT过程的固有属性，它导致某些干扰泄漏到相邻的采样点。一种这种真实世界效应例如，路径延迟可以置于采样实例的中间某处。在开窗的一个实施例中，在除以序列P(k)之后，但在对复合信道脉冲响应和随后的信道脉冲响应分离应用的IFFT之前，在频域中应用窗函数。在分离之后，每个信道估计应该通过执行反开窗来补偿所执行的开窗的影响。

一种熟知的窗函数是汉明窗，也叫做升余弦窗。在最佳实施例中，频域中的汉明开窗由对复合信道脉冲响应的相应时域滤波运算代替，所依据的是下式：

h_{comp_windowed}(n)＝h_comp(n)/2-h_comp(n-1)/4-h_comp(n+1)/4，其中的延迟对应于h_comp(n)的循环移位。这种信号处理技巧允许频域汉明窗运算的低复杂度实现。

在本发明的包括4个发射天线的实施例中，复合信道脉冲响应估计变为：

H_comp(n)＝h₁₁(n-n₁′)+h₂₁(n-n₂′)+h₃₁(n-n₃′)+h₄₁(n-n₄′)+w₁(n)

其中n确定循环移动，并且n₁′≠n₂′≠n₃′≠n₄′且最好是：n₁′＝0，n₂′≥n₁′+CP_duration，n₃′≥n₂′+CP_duration，n₄′≥n₃′+CP_duration以及n₄′＜N-CP_duration。

应注意，在图6的框666中只需要两次快速傅立叶变换，即一次反快速傅立叶变换，一次正常快速傅立叶变换。在另一实施例中，在图6中的框634与信道传递函数一起发挥作用的假设下，单独提取的信道脉冲响应经快速傅立叶变换得到它们各自的频域表示H_xy(k)。

实践中，利用完全快速傅立叶变换。然而，在另一实施例中，对于单独的各个信道脉冲响应，最后的快速傅立叶变换属于简化类型，因为主要内容为0。当已知部分输入信号包括0时，传统的(反的)快速傅立叶变换可以去掉某些运算，这是本领域的技术人员所周知的。或者，当h_comp(n)中非零元素数较少时，可以从DFT定义直接生成频率响应。

而且，如果接收机利用多个接收天线，如图3所示，则每个天线可以独立执行发明性过程。

现在将参考图6公开OFDM的接收机结构。图6只图示了一个天线。然而，本领域的技术人员理解，可以使用多个天线。在天线y1，y2...yJ处接收信号，其中J是整数，其范围从1开始，上限只受诸如空间、功耗、成本等实际因素限制。图6只显示第一天线y1。将天线y1处接收的信号提供给框612，该信号放大到一个适当水平，以便通过一般具有自动增益控制(AGC)的放大级接收。接着，将经放大的信号提供给A/D转换器614，将其由模拟形式转换成数字形式，并对接收的放大信号连续采样。然后，将数字信号提供给框616，在那里执行频率和OFDM定时同步。定时同步通常基于此特定目的特殊训练符号，但是可以使用其它为本领域的技术人员周知的方法。当定时同步执行之后，将信号提供给框618，在那里删除循环前缀。包括训练信息的离散复值序列r_P，1(n)由框618提供给信道估计框650，下面将对框650作详细公开。将包括来自多个发射天线的调制数据，并受信道影响的信号r_S，1(n)从框618提供给框620，在框620执行快速傅立叶变换。框620每隔OFDM符号间隔为每个接收天线y1，y2，...yJ提供信号R_S，1(k)。信号R_S，1(k)提供给解调/解码框634，在那里提供信道均衡、去交织、FEC(前向纠错)解码以及解扰。

为了对将要发送的信号解码，需要估计信道。信道估计在框650进行。来自框618的信号r_P，1(n)提供给框660，在那里执行快速傅立叶变换，得到信号R_P，1(k)。将信号R_P，1(k)提供给框662，在那里信号R_P，1(k)除以训练符号P(k)。框662的结果提供给框664，在那里执行反快速傅立叶变换。当训练符号序列到达时，时域信号被切换到信道估计单元，在那里提取复合信道脉冲响应h′(n)。然后将复合信道脉冲响应h′(n)从框664提供给框666。在框666，提取此特殊接收天线y1以及所有发射天线的各信道脉冲响应，并将其馈送给解码/解调框634。解码/解调框634在处理信号R_S，1(k)，R_S，2(k)，...，R_S，J(k)时使用信道估计。然后，框634中处理的信号被输出630到更高层。

应注意，取决于解码/解调框634中相对于时间还是频率进行运算，通常信道的频域表示可能比面向时域的信道脉冲响应更合适。例如，框634可能在前向纠错解码之前使用频域均衡器。或者，当使用卷积编码时，框634可在维特比解码器的路径量度中结合频域信道状态信息。所以，为此目的，需要额外的FFT。此外，并行执行针对可能的多个接收天线的所述运算。还应注意，框620、660中的快速傅立叶变换函数以及另外的具有同样规模的FFT机制的框可以使用同一硬件。应注意，除了所述的信道估计能力，所公开的发明还允许从单个发射机天线的单信道估计。对所涉及的乘法因子作小小改动，反快速傅立叶变换也可使用同一硬件。

Claims

1.一种用于无线通信系统中的方法，所述无线通信系统包括至少一个配置了至少两个天线(x1，x2，x3)的发射机(210)，以及至少一个配置了至少一个天线(y1，y2)的接收单元(330)，并且其中将训练序列(p1，p2，p3)从所述至少一个发射机(210)的所述至少两个天线(x1，x2，x3)发送到至少一个接收单元的至少一个天线(y1，y2)，其特征在于：

所述接收单元中，所述接收序列：

-在离散时域中选择固定的预定范围，

-从各个所述范围中选择一个信道脉冲响应。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

不执行反离散傅立叶变换，而是执行反快速傅立叶变换。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于：

-在所述发送之前，把具有预定长度的周期性延拓加到各序列中，所述周期性延拓大于延迟扩展。

4.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于：

各步长之间的距离大于延迟扩展。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

-在各范围中，只使用具有最大幅度的位置，并且将其它位置设为0，而且对于每个所选的信道脉冲响应，所述范围之外的位置用0替换。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

用离散傅立叶变换运算将得到的各个信道脉冲响应变换到频域，其中离散傅立叶变换运算的选择取决于主要的均衡器和FEC解码器的工作方法。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

在所述第二步骤之前，应用窗口函数，其中减少了所述第一步骤中为在前变换所固有的泄漏。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

在所述第二步骤之后，应用滤波函数，其中减少了所述第一步骤中为在前变换所固有的泄漏。

9.如权利要求7所述的方法，其特征在于：

所述窗口函数是汉明窗口。

10.如权利要求8所述的方法，其特征在于：

所述滤波函数是经反离散傅立叶变换的汉明窗口。

11.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

选择所述信道脉冲响应之后，应用对应于窗口函数的逆脉冲响应，其中相位和幅度值因所述逆脉冲响应而得到补偿。