KR101497928B1

KR101497928B1 - 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송수신 장치 및 그 방법

Info

Publication number: KR101497928B1
Application number: KR1020080094291A
Authority: KR
Inventors: 임종부; 권의근; 최찬호; 임기홍
Original assignee: 삼성전자주식회사; 포항공과대학교 산학협력단
Priority date: 2008-09-25
Filing date: 2008-09-25
Publication date: 2015-03-03
Also published as: KR20100035008A; US20100074362A1; US8761298B2

Abstract

다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송수신 장치 및 그 방법을 개시한다. 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송수신 장치 및 그 방법은 서로 다른 CDD 패턴이 적용된 심볼 스트림들을 모든 송신 안테나를 통해 전송함으로써, 멀티플렉싱 이득뿐만 아니라 전송 다이버시티 이득을 동시에 제공할 수 있다. N_T개의 심볼 스트림 각각에 서로 다른 패턴의 순환 지연(Cyclic delay)을 적용하여, 전송 다이버시티 이득을 갖는 N_T개의 다중 신호를 생성할 수 있다. N_T개의 다중 신호 각각을 송신 안테나 인덱스(p)(p=1,2,,, N_T)에 기초하여 N_T개의 송신 안테나로 제공함으로써, 멀티플렉싱 이득뿐만 아니라 전송 다이버시티 이득을 동시에 제공할 수 있다.

CDD(Cyclic Delay Diversity), MIMO, 다중 안테나

Description

다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송수신 장치 및 그 방법{APPARATUS FOR TRANSMITTING AND RECEIVING SIGNAL IN MULTI-INPUT MULTI-OUTPUT SYSTEM, AND MEHTOD THE SAME}

하기에서 기술하는 것은, 다중 안테나를 사용하는 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송수신 장치 및 그 방법에 관한 것이다.

다중 안테나의 사용은, 주파수 자원의 증가 없이 통신 시스템의 데이터 처리 능력(throughput)을 증가시키는 차세대 이동통신의 핵심 기술이다. 다중 안테나의 사용에 의한 이득은 다이버시티 및 멀티플렉싱 이득으로 구분 할 수 있다.

다이버시티는 전송 신호의 신뢰도를 향상시키고, 통신 시스템의 error 성능을 개선하는 이득이다. 멀티플렉싱은 데이터의 전송률을 증가시키는 이득이다.

일반적으로, 대부분의 다중 안테나와 관련된 기술들은 다이버시티 또는 멀티플렉싱 중 어느 하나만의 이득을 갖는다. 또한, 다중 안테나를 사용하는 기술 중 STBC(Space-Time Block code) 기술은 두 개 이상의 송신 안테나를 사용하는 경우에 데이터 전송률이 감소한다.

따라서, 송신 안테나 수에 상관없이 다이버시티 및 멀티플렉싱 이득을 동시 에 갖는 신호 송수신 장치 및 그 방법이 요구된다.

개시되는 실시예는, 송신 안테나 수에 상관없이 다이버시티 및 멀티플렉싱 이득을 동시에 갖는 신호 송수신 장치 및 그 방법을 제공한다.

개시되는 실시예는, 네트워크 구성 요소들이 서로 협업하는 다중 노드 협업 기술의 다중 안테나 기술에 활용할 수 있는 전송 다이버시티 이득을 갖는 다중안테나 멀티플렉싱 기술을 제공한다.

개시되는 실시예에 따른 신호 송신 장치는, N_T(N_T는 2 이상의 정수)개의 심볼 스트림을 병렬로 입력 받는 입력부와, 상기 입력부로부터 제공되는 N_T개의 심볼 스트림 각각에 서로 다른 패턴의 순환 지연을 적용하여, 전송 다이버시티 이득을 갖는 N_T개의 다중 신호를 생성하는 순환 지연 신호 생성부 및 상기 N_T개의 다중 신호를 각각의 송신 안테나 인덱스(p)(p=1,2,,, N_T)에 기초하여 N_T개의 송신 안테나로 제공하는 순환 지연 신호 제공부를 포함할 수 있다.

이때, 상기 입력부는, N_T개의 심볼 스트림 각각의 위상을 변환하고, 위상 변환된 N_T개의 심볼 스트림을 상기 순환 지연 신호 생성부로 제공할 수 있다.

이때, 위상 변환된 N_T개의 심볼 스트림은, 수학식

(여기서,

는 위상 변환된 N_T개의 심볼 스트림,

는 N_T개의 심볼 스트림, i는 심볼 스트림 인덱스)

에 의하여 정의될 수 있다.

이때, 상기 순환 지연 신호 생성부는, 상기 N_T개의 심볼 스트림 각각에 서로 다른 패턴의 순환 지연을 적용하는 순환 지연 패턴 적용부들과, 상기 N_T개의 순환 지연 패턴 적용부들의 출력들을 합산하는 합산부 및 상기 합산부에서 출력되는 신호의 전력 레벨을 조정하는 전력 레벨 조정부를 포함하여 구성될 수 있다.

이때, 상기 서로 다른 패턴의 순환 지연은,

(여기서,

는 순환 지연 값, i는 심볼 스트림 인덱스)일 수 있다.

이때, 전력 레벨 조정부는 상기 합산부에서 출력되는 신호의 전력 레벨을

로 조정할 수 있다.

이때, 순환 지연 값

는 채널 응답의 길이 L보다 큰 값을 가질 수 있다.

개시되는 실시예에 따른 신호 수신 장치는, 전송 다이버시티 이득을 갖는 다중 신호를 수신하는 N_R(N_R는 2 이상의 정수)개의 수신 안테나들과, 상기 전송 다이버시티 이득을 갖는 다중 신호로부터 CP(Cyclic Prefix)를 제거하는 CP 제거부를 포함하되, 상기 전송 다이버시티 이득을 갖는 다중 신호는 송신 장치에서 N_T개의 심볼 스트림 각각에 서로 다른 패턴의 순환 지연을 적용하여 생성되고, N_T개의 송신 안테나를 통하여 송신된 것이다.

이때, N_T개의 심볼 스트림과 N_R개의 수신 안테나 사이의 채널 임펄스 응답은 하기 수학식

(여기서, i는 심볼 스트림 인덱스, q는 수신 안테나 인덱스, p는 송신 안테나 인덱스,

는 순환 지연 값, k는 심볼 스트림의 샘플 인덱스, N은 심볼 스트림의 블록 크기)에 의하여 정의될 수 있다.

개시되는 실시예에 따른 신호 송신 방법은, N_T(N_T는 2 이상의 정수)개의 심볼 스트림을 병렬로 입력 받는 단계와, 상기 N_T개의 심볼 스트림 각각에 서로 다른 패턴의 순환 지연을 적용하여 N_T개의 순환 지연 신호를 생성하는 단계와, 상기 N_T개의 순환 지연 신호를 결합하여 전송 다이버시티 이득을 갖는 N_T개의 다중 신호를 생성하는 단계 및 상기 N_T개의 다중 신호 각각을 송신 안테나 인덱스(p)(p=1,2,,, N_T)에 기초하여 N_T개의 송신 안테나로 제공하는 단계를 포함한다.

이때, N_T개의 다중 신호를 생성하는 단계는, 상기 N_T개의 순환 지연 신호들 을 합산하여 합산 신호를 출력하고, 상기 합산 신호의 전력 레벨을 조정하는 것을 포함할 수 있다.

개시되는 실시예에 따르면, 서로 독립된 심볼 스트림에 서로 다른 CDD(Cyclic Delay Diversity) 패턴(pattern)을 적용하고, 서로 다른 CDD 패턴이 적용된 심볼 스트림들을 모든 송신 안테나를 통해 전송함으로써, 멀티플렉싱 이득뿐만 아니라 전송 다이버시티 이득을 동시에 제공할 수 있다.

또한, 개시되는 실시예에 따르면, 복수의 심볼 스트림에 대응하는 각 layer의 수신단 등가 SNR값이 동일하기 때문에, SIC(Successive Interference Cancellation) 과정에서 ordering이 필요하지 않게 된다.

이하, 개시되는 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.

하기에서 기술되는 신호 송수신 장치 및 그 방법은 이동통신 무선 접속 기술로 활용 가능한 다중 반송파(Multi-carrier) 및 단일 반송파(Single-carrier) 방식들과 결합하여 사용함으로써, error performance 및 전송률을 동시에 향상 시킬 수 있다. 또한, 하기에서 기술되는 신호 송수신 장치 및 그 방법은 다중 노드 협업 통신을 위한 다중안테나 핵심 기술로 활용 가능하다.

또한, 하기에서 기술되는 신호 송수신 장치 및 그 방법은 N_T(N_T는 2 이상의 정수)개의 송신 안테나와 N_R(N_R는 2 이상의 정수)개의 수신 안테나를 포함하는 다중입력 다중출력 시스템에 적용할 수 있다.

도 1은 개시되는 실시예에 따른 송신단의 구성을 나타내는 블록도이다.

도 1을 참조하면, 송신단은 직렬/병렬 변환부(S/P)(101), 부호호부(103), 인터리빙부(105), 심볼 맵핑부(109), 순환 지연부(Cyclic Delay)(111), CP(Cyclic Prefix) 삽입부(113) 및 안테나부(115)를 포함하여 구성될 수 있다.

이때, 직교 주파수 분할 다중 접속 기술(OFDM)을 사용하는 다중입력 다중출력 시스템의 경우에, 송신단은 역고속푸리에 변환부(IFFT, Inverse FFT)(109)를 더 포함하여 구성될 수 있다.

직렬/병렬 변환부(101)은 직렬로 입력되는 정보 비트(Information Bit)를 N_T개의 병렬 스트림으로 변환한다.

부호호부(103)는 N_T개의 병렬 스트림 각각을 부호화하기 위한 N_T개의 부호화기(Encoder)로 구성될 수 있다.

인터리빙부(105)는 부호화된 N_T개의 병렬 스트림 각각에 대한 인터리빙하는 N_T개의 인터리버(

)로 구성될 수 있다.

심볼 맵핑부(109)는 인터리빙된 인터리빙부(105)의 출력 신호를 변조 방식 에 따라 심볼 맵핑하는 N_T개의 심볼 맵퍼(Symbol Mapper)로 구성될 수 있다.

한편, 하기의 설명에 있어서, 심볼 맵핑부(109) 또는 역고속푸리에 변환부(109)의 출력 신호

는 심볼 스트림으로 표현하기로 한다.

이때, 각각의 심볼 스트림은 N_T개의 layer로 표현할 수 있다.

순환 지연부(Cyclic Delay)(111)는 N_T개의 심볼 스트림 각각에 서로 다른 패턴의 순환 지연(Cyclic delay)을 적용하여, 전송 다이버시티 이득을 갖는 N_T개의 다중 신호

를 생성하고, 상기 N_T개의 다중 신호 각각을 송신 안테나 인덱스(p)(p=1,2,,, N_T)에 기초하여 N_T개의 CP 삽입부(113)를 거친 후, 송신 안테나(115)로 제공한다.

CP 삽입부(113)는 N_T개의 다중 신호

에 CP를 삽입하여 송신 안테나(115)로 제공할 수 있다.

도 2는 개시되는 실시예에 따른 신호 송신 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.

신호 송신 장치(200)는 도 1의 순환 지연부(111)에 적용될 수 있다.

도 2를 참조하면, 신호 송신 장치(200)는 입력부(201), 다중 신호 생성부(203) 및 다중 신호 제공부(205)를 포함하여 구성될 수 있다.

입력부(201)는 N_T(N_T는 2 이상의 정수)개의 심볼 스트림을 병렬로 입력 받는다.

다중 신호 생성부(203)는 상기 입력부(201)로부터 제공되는 N_T개의 심볼 스트림 각각에 서로 다른 패턴의 순환 지연을 적용하여, 전송 다이버시티 이득을 갖는 N_T개의 다중 신호

를 생성할 수 있다.

다중 신호 제공부(205)는 상기 N_T개의 다중 신호 각각을 송신 안테나 인덱스(p)(p=1,2,,, N_T)에 기초하여 N_T개의 송신 안테나로 제공한다.

즉, 다중 신호 제공부(205)는 p번째 다중 신호를 p번째 송신 안테나로 제공한다. 이때, p번째 다중 신호는 p번째 CP 삽입 후에 p번째 송신 안테나로 제공 될 수 있다.

이때, 서로 다른 패턴의 순환 지연은

(여기서,

는 순환 지연 값, i는 심볼 스트림 인덱스)로 표현할 수 있다.

이때, 순환 지연 값

는 채널 응답의 길이 L보다 큰 값을 갖도록 설정될 수 있다.

따라서, 다중 신호

(p=1,..., N_T)는 심볼 스트림

(i=1,..., N_T)로부터 얻어진다. 다중 신호

는 각 layer에 해당하는 심볼 스트림이 전송 다이버시티를 갖는 동시에 수신 단에서 분리(decoupling)가 가능하며, 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 1]

여기서, i는 심볼 스트림 인덱스, p는 송신 안테나 인덱스,

는 순환 지연 값, k는 심볼 스트림의 시간 영역 샘플 인덱스, N은 심볼 스트림의 블록 크기를 나타낸다.

한편, 상기 입력부(201)는 N_T개의 심볼 스트림

의 위상을 변환하고, 위상 변환된 N_T개의 심볼 스트림

을 상기 다중 신호 생성부로 제공할 수 있다. 이때, 위상 변환된 N_T개의 심볼 스트림은, 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 2]

이와 같이, 위상 변환된 심볼 스트림

를 사용하면, 등가 MIMO 채널의 singularity를 회피할 수 있다.

다중 신호

는 CP 삽입 후, L_th order FIR(Finite Impulse Response) 필터로 모델링 되는 무선 채널을 통해 전송된다. 이때, p번째 송신 안테나와 q번째 수신 안테나 사이의 시간 영역 채널 임펄스 응답(CIR, Channel Impulse Response)은 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 3]

주파수 영역 채널 임펄스 응답은 시간 영역 채널 임펄스 응답을 고속 푸리에 변환(FFT, Fast Fourier Transform)하여 얻을 수 있으며, 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 4]

이때, i번째 layer와 q번째 수신 안테나 사이의 가상 채널 응답을 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 5]

수학식 3 내지 수학식 5를 참조하면, 서로 다른 패턴의 순환 지연을 이용한 전송 신호 맵핑을 통하여, 각 layer에 대응하는 심볼 스트림

는 가상의 MIMO채널

를 통과한 것으로 해석될 수 있다.

만일, 순환 지연 값

가 채널 응답의 길이 L 보다 길면, 각각의 등가 채널 탭들

이 시간 영역 채널 탭들의 합을 포함하지 않게 된다. 따라서, 각 등가 채널의 주파수 선택도는 증가하게 되고, 이로 인하여 최대 전송 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

한편, 모든 i번째(i=1,..., N_T) layer들의 0번째 부채널은 수학식 6과 같이, 동일한 주파수 영역 채널 응답을 갖게 된다.

[수학식 6]

따라서, 0번째 부채널에 해당하는 MIMO 채널은 singular matrix가 되고, 수신단에서 각 layer 들의 신호 검출이 불가능할 수 있다. 이러한 등가 MIMO 채널의 singularity문제는, 상기한 바와 같이 각 layer에 대응하는 심볼 스트림의 위상을 변화시켜 해결할 수 있다.

위상 변환된 심볼 스트림으로부터 얻어지는 다중 신호

는 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 7]

또한, i번째 전송 layer와 q번째 수신 안테나 사이의 가상 채널 응답은 수 학식 8과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 8]

도 3은 개시되는 실시예에 따른 다중 신호 생성부의 구성을 나타내는 블록도이다.

도 3을 참조하면, 다중 신호 생성부(300)는 도 2의 다중신호 생성부(203)에 적용될 수 있다.

다중 신호 생성부(300)는 순환 지연 패턴 적용부들(301), 합산부(303) 및 전력 레벨 조정부(305)를 포함하여 구성될 수 있다.

순환 지연 패턴 적용부들(301)은 상기 N_T개의 심볼 스트림 각각에 서로 다른 패턴의 순환 지연

을 적용할 수 있다.

합산부(303)는 순환 지연 패턴 적용부들(301)의 출력을 합산하고, 전력 레벨 조정부(305)는 상기 합산부에서 출력되는 신호의 전력 레벨을

로 조정할 수 있다.

따라서, 다중 신호 생성부(300)에 의하여 출력되는 최종 신호는 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.

이때, 순환 지연 값

는, 어떠한 값이든 가질 수 있으며, 상기한 바와 같이, 채널 응답의 길이 L보다 큰 값을 갖도록 설정될 수 있다.

도 4는 개시되는 실시예에 따른 수신단의 구성을 나타내는 블록도이다.

도 4를 참조하면, 수신단은 N_R(N_R는 2 이상의 정수)개의 수신 안테나들(401), CP제거부(403), 고속푸리에 변환부(FFT)(405), 간섭 제거 및 분리부(Interference Cancellation and Decoupling layer 'i')(407), 등화부(EQ)(409), 맵(MAP, Maximum a prosteriori) 검출부(Detector)(413), 디인터리버(

)(415), 맵 복호화부(MAP Decoder)(417), 합산부(419), 인터리버(

)(421) 및 소프트 심볼 맵퍼(Soft Symbol Mapper)(423)를 포함하여 구성될 수 있다.

이때, SC-FDE(Single Carrier with Frequency Domain Equalization)를 사용하는 다중입력 다중출력 시스템의 경우에, 수신단은 IFFT부(411)를 더 포함하여 구성될 수 있다.

도 4를 참조하면, 개시되는 실시예에 따른 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 수신 장치는 전송 다이버시티 이득을 갖는 다중 신호를 수신하는 N_R(N_R는 2 이상의 정수)개의 수신 안테나들(401)과 상기 전송 다이버시티 이득을 갖는 다중 신호로부터 CP(Cyclic Prefix)를 제거하는 CP 제거부(403)를 포함하여 구성될 수 있다.

여기서, 전송 다이버시티 이득을 갖는 다중 신호는 송신장치에서 N_T개의 심 볼 스트림 각각에 서로 다른 패턴의 순환 지연

을 적용하여 생성되고, N_T개의 송신 안테나를 통하여 송신된 다중 신호

를 의미한다.

고속푸리에 변환부(FFT)(405)는 시간 영역의 수신 신호를 주파수 영역의 수신신호로 변환한다.

간섭 제거 및 분리부(407)는 주파수 영역의 수신신호로부터 다중 신호 간섭을 제거하고 다중 신호 간섭이 제거된 수신신호를 각 layer별로 분리(decoupling)한다.

등화부(409)는 채널 등화를 수행하고, 맵 검출부(413)는 채널 등화된 결과를 이용하여 맵 검출을 수행한다.

디인터리버(415)는 송신단의 인터리버에 대응하는 구성으로서, 디이터리빙을 수행한다.

맵 복호화부(417)는 디인터리버(415)의 출력을 복호화하고, 합산부(419)는 상기 맵 복호화부(417)의 출력과 디인터리버(415)의 출력을 합산하여 인터리버(421)로 제공한다.

인터리버(421)는 입력 신호를 인터리빙하여 소프트 심볼 맵퍼(423)로 제공한다.

소프트 심볼 맵퍼(423)는 맵핑된 신호를 간섭 제거 및 분리부(407)로 제공하여 반복 검파가 수행되도록 한다.

한편, 개시되는 실시예에 따른 신호 송수신 장치 및 그 방법 일반적인 MIMO 신호 검출 기술에 적용할 수 있는 호환성을 갖는다. 이는 상기한 등가 채널 모델링에 의하여 가능하다.

수신단에서, CP가 제거된 후의 수신 신호

는 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 9]

여기서,

는 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 10]

이때,

는

를 첫 번째 column vector로 갖는 i번째 전송 layer와 q번째 수신 안테나 사이의

circulant channel matrix이다.

수신 신호

는 시간 영역의 수신 신호이고, 이는 FFT연산을 통하여 주파수 영역 수신 신호로 변환된다. 주파수 영역 수신 신호는 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 11]

여기서,

는

FFT matrix이고,

는 Kronecker product를 나타낸다.

등화부(409)는 Per-ton minimum mean square error(MMSE) equalizer로 구성될 수 있다. 이때, 등화부(409)는 수신 신호

과 a priori 정보를 이용하여

을 최소화 함으로써, 전송신호의 주파수 영역 추정치

를 구할 수 있다. 이때, a priori 정보는 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 12]

이때,

는 이전 iteration에서 맵 검출부(413)로부터 구해진 i번째 layer의 coded bit인

의 extrinsic LLR(Log Likelihood Ratio)을 나타낸다. 이때,

로부터, mean vector

는 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 13]

이때, 다중 안테나 간섭(CAI, Co-antenna interference)을 제거(cancelling)하면, 수신신호는 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 14]

여기서,

는 수학식 15와 같이 나타낼 수 있고,

는 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 15]

[수학식 16]

한편, 다중 안테나 간섭(CAI, Co-antenna interference)의 제거(cancelling)는 주파수 영역에서도 수행될 수 있다.

또한, 시간 영역 추정치

는 수학식 17과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 17]

이때, (.)^H는 complex conjugate transpose를 나타낸다. 또한, MMSE criterion을 이용하면,

가중치 벡터(weight vector) 및

는 수학식 18과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 18]

이때,

가중치 벡터(weight vector)는 수학식 19와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 19]

이때,

이고,

는

의 covariance matrix이다. 또한,

이다.

는

과

을 통하여

및

의 영향을 받는다.

을

및

의 영향으로부터 독립적으로 만들기 위해, LLR 값들은 0으로 설정할 수 있다. LLR값을 0으로 설정하면,

은 0이 되고,

는 1이 된다.

행렬

로 인하여 주파수 영역 가중치 벡터의 계산 과정은 높은 복잡도를 요구한다. 계산 과정의 복잡도를 줄이기 위하여,

를

로 근사화 할 수 있다. 이때,

는 수학식 20과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 20]

는 순환(circulant) 행렬이기 때문에, 수학식 20으로부터

는

의 n-point right-shift 벡터임을 알 수 있다. 따라서, a priori 정보인

의 영향을 제거하면,

는 수학식 21과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 21]

한편, Per-tone MMSE equalizer의 주파수 영역 가중치 벡터

는 수학식 22와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 22]

이때,

는 수학식 23과 같이 나타낼 수 있고,

는 수학식 24와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 23]

[수학식 24]

이때,

는

를 (k, k)번째 entry로 갖는 대각 행렬이다. 주파수 영역 추정치

는 수학식 25와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 25]

이때, (.)^*는 complex conjugate를 나타낸다.

수학식 22와 수학식 25를 통하여 k번째 부채널에 해당하는 per-tone 가중치 벡터와 주파수 영역 추정치는 각각 수학식 26과 수학식 27로 나타낼 수 있다.

[수학식 26]

[수학식 27]

는 k번째 부채널에 해당하는

MIMO 채널이며,

는

의 i번째 layer에 해당한다.

는

이며,

는

이다. 시간 영역 추정치

는

를 IFFT 연산하여 얻을 수 있다.

가 Gaussian 분포(distribution)를 갖는다고 가정하면, extrinsic LLR은 수학식 28과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 28]

와,

는 각각

의 mean과 variance이고,

이다.

LLR값

은 맵 복호화부(417)로 입력될 수 있다. 맵 복호화부(417)는 coded bit 및 decoded bit 들에 대한 extrinsic정보를 계산한다. Coded bit의 extrinsic 정보

는 a priori 정보로 사용될 수 있다. 이와 같이, 각 layer 들의 SNR이 모두 동일한 값을 갖기 때문에, 상기한 MIMO SC-FDE 과정은 unordered SIC 과정을 통해 반복 수행된다.

OFDM은 주파수 영역에서 per-tone 등화를 수행한다. k번째 부채널에 해당하는 per-tone 가중치 벡터와 주파수 영역 추정치는 수학식 29 및 수학식 30과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 29]

[수학식 30]

여기서,

는

이며, p=i 인 경우에

이고, 그 이외의 경우에

이다.

이때, extrinsic LLR

및

는 수학식 31과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 31]

여기서,

이다. 이때, unordered SIC 과정은 반복적으로 수행 될 수 있다.

도 5는 개시되는 실시예에 따른 신호 송신 방법을 나타내는 흐름도이다.

도 5를 참조하면, 신호 송신 방법은, N_T(N_T는 2 이상의 정수)개의 심볼 스트림을 병렬로 입력 받는 단계(S501)와, 상기 N_T개의 심볼 스트림 각각에 서로 다른 패턴의 순환 지연을 적용하여 N_T개의 순환 지연 신호를 생성하는 단계(S503)와, 상기 N_T개의 순환 지연 신호를 결합하여 전송 다이버시티 이득을 갖는 N_T개의 다중 신호를 생성하는 단계(S505) 및 상기 N_T개의 다중 신호 각각을 송신 안테나 인덱스(p)(p=1,2,,, N_T)에 기초하여 N_T개의 송신 안테나로 제공하는 단계(S507)를 포함한다.

상기 신호 송신 방법은 도 2의 신호 송신 장치에 의하여 수행될 수 있다. 따라서, N_T개의 다중 신호를 생성하는 단계(S505)는 상기 N_T개의 순환 지연 신호들을 합산하여 합산 신호를 출력하고, 상기 합산 신호의 전력 레벨을 조정하는 것을 포 함할 수 있다.

개시된 실시예에 따른 신호 송수신 장치 및 방법에 따르면, 멀티플렉싱 이득 뿐만 아니라, 전송 다이버시티 이득을 동시에 얻을 수 있다. 또한, 개시된 실시예에 따른 신호 송수신 장치 및 방법은 수신단에서 SIC 수행과정에서 ordering 과정이 필요하지 않기 때문에, 매 iteration 마다 요구되는 계산 복잡도가 종래의 H-BLAST 기법 등에 비하여 낮다.

이상과 같이 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송수신 장치 및 그 방법은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.

그러므로, 권리 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims

N_T(N_T는 2 이상의 정수)개의 심볼 스트림을 병렬로 입력 받는 입력부;

상기 입력부로부터 제공되는 N_T개의 심볼 스트림 각각에 서로 다른 패턴의 순환 지연(Cyclic delay)을 적용하여, N_T개의 다중 신호를 생성하는 다중 신호 생성부; 및

상기 다중신호 각각의 송신 안테나 인덱스(p)(p=1,2,,, N_T)에 기초하여 N_T개의 송신 안테나로 제공하는 다중 신호 제공부를 포함하고,

상기 서로 다른 패턴의 순환 지연은 순환 지연 값, 심볼 스트림 인덱스, 및 상기 송신 안테나 인덱스에 기초하여 결정되고,

상기 순환 지연 값은 채널 응답의 길이보다 큰 값을 가질 수 있는 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송신 장치.
제1항에 있어서, 입력부는,

N_T개의 심볼 스트림 각각의 위상을 변환하고, 위상 변환된 N_T개의 심볼 스트림을 상기 다중 신호 생성부로 제공하는 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송신 장치.
제2항에 있어서, 위상 변환된 N_T개의 심볼 스트림은,

하기 수학식

(여기서,
는 위상 변환된 N_T개의 심볼 스트림,
는 N_T개의 심볼 스트림, i는 심볼 스트림 인덱스)

에 의하여 정의되는 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송신 장치.
제1항에 있어서, 순환 지연 신호 생성부는,

상기 N_T개의 심볼 스트림 각각에 서로 다른 패턴의 순환 지연을 적용하는 순환 지연 패턴 적용부들;

상기 N_T개의 순환 지연 패턴 적용부들의 출력들을 합산하는 합산부; 및

상기 합산부에서 출력되는 신호의 전력 레벨을 조정하는 전력 레벨 조정부를 포함하는 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송신 장치.
제4항에 있어서, 서로 다른 패턴의 순환 지연은

인(여기서,
는 순환 지연 값, i는 심볼 스트림 인덱스) 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송신 장치.
제 4항에 있어서, 전력 레벨 조정부는

상기 합산부에서 출력되는 신호의 전력 레벨을
로 조정하는 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송신 장치.
제1항에 있어서, 서로 다른 패턴의 순환 지연은

인(여기서,
는 순환 지연 값, i는 심볼 스트림 인덱스) 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송신 장치.
삭제
전송 다이버시티 이득을 갖는 다중 신호를 수신하는 N_R(N_R는 2 이상의 정수)개의 수신 안테나들;

상기 전송 다이버시티 이득을 갖는 다중 신호로부터 CP(Cyclic Prefix)를 제거하는 CP 제거부를 포함하되,

상기 전송 다이버시티 이득을 갖는 다중 신호는 송신장치에서 N_T개의 심볼 스트림 각각에 서로 다른 패턴의 순환 지연을 적용하여 생성되고, N_T개의 송신 안테나를 통하여 송신되고,

상기 서로 다른 패턴의 순환 지연은,

인(여기서,
는 순환 지연 값, i는 심볼 스트림 인덱스) 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 수신 장치.
삭제
제9항에 있어서, N_T개의 심볼 스트림은,

하기 수학식

(여기서,
는 위상 변환된 N_T개의 심볼 스트림,
는 N_T개의 심볼 스트림, i는 심볼 스트림 인덱스)

에 의하여 위상 변환된 N_T개의 심볼 스트림인 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 수신 장치.
제9항에 있어서,

N_T개의 송신 안테나와 N_R개의 수신 안테나 사이의 채널 임펄스 응답은 하기 수학식

(여기서, i는 심볼 스트림 인덱스, q는 수신 안테나 인덱스, p는 송신 안테나 인덱스,
는 순환 지연 값, k는 심볼 스트림의 샘플 인덱스, N은 심볼 스트림의 블록 크기)

에 의하여 정의되는 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 수신 장치.
N_T(N_T는 2 이상의 정수)개의 심볼 스트림을 병렬로 입력 받는 단계;

상기 N_T개의 심볼 스트림 각각에 서로 다른 패턴의 순환 지연을 적용하여 N_T개의 순환 지연 신호를 생성하는 단계;

상기 N_T개의 순환 지연 신호를 결합하여 전송 다이버시티 이득을 갖는 N_T개의 다중 신호를 생성하는 단계; 및

상기 N_T개의 다중 신호 각각을 송신 안테나 인덱스(p)(p=1,2,,, N_T)에 기초하여 N_T개의 송신 안테나로 제공하는 단계를 포함하고,

상기 서로 다른 패턴의 순환 지연은 순환 지연 값, 심볼 스트림 인덱스, 및 상기 송신 안테나 인덱스에 기초하여 결정되고,

상기 순환 지연 값은 채널 응답의 길이보다 큰 값을 가질 수 있는 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송신 방법.
제13항에 있어서,

상기 N_T개의 심볼 스트림 각각의 위상을 변환하고, 위상 변환된 N_T개의 심볼 스트림 각각에 서로 다른 패턴의 순환 지연을 적용하는 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송신 방법.
제14항에 있어서, 위상 변환된 N_T개의 심볼 스트림은,

하기 수학식

(여기서,
는 위상 변환된 N_T개의 심볼 스트림,
는 N_T개의 심볼 스트림, i는 심볼 스트림 인덱스)

에 의하여 정의되는 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송신 방법.
제13항에 있어서, N_T개의 다중 신호를 생성하는 단계는,

상기 N_T개의 순환 지연 신호들을 합산하여 합산 신호를 출력하고,

상기 합산 신호의 전력 레벨을 조정하는 것을 포함하는 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송신 방법.
제16항에 있어서, 서로 다른 패턴의 순환 지연은

인(여기서,
는 순환 지연 값, i는 심볼 스트림 인덱스) 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송신 방법.
제16항에 있어서,

상기 합산 신호의 전력 레벨을
로 조정하는 다중입력 다중출력 시스템 에서 신호 송신 방법.
제13항에 있어서, 서로 다른 패턴의 순환 지연은

인(여기서,
는 순환 지연 값, i는 심볼 스트림 인덱스) 다중입력 다중출력 시스템에서 신호 송신 방법.
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