CN111092834B - 一种时反空时分组编码和自适应均衡联合的水声通信方法 - Google Patents

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CN111092834B CN201911352167.3A CN201911352167A CN111092834B CN 111092834 B CN111092834 B CN 111092834B CN 201911352167 A CN201911352167 A CN 201911352167A CN 111092834 B CN111092834 B CN 111092834B
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Abstract

本发明涉及水声通信领域，具体涉及一种时反空时分组编码和自适应均衡联合的水声通信方法。基于传统的正交空时分组编码原理设计对应的时反空时分组编码；利用时反空时分组编码，将多个子载波上传输的码元序列分成若干子序列；将来自于不同子载波的已编码子序列进行滤波多音调制，将调制后的多个信号从不同的发射阵元发射；基于时反空时分组解码的原理，利用估计的信道响应及其时反形式构造解码矩阵，对滤波多音解调后的信号进行解码处理；利用估计的信道响应计算解码后组合信道中的多途影响的码元范围，以此为标准选择自适应均衡器的长度，对解码后的码元序列进行均衡。本发明降低接收端的硬件和计算复杂度，对FMT水声通信中的ISI实现良好抑制。

Description

一种时反空时分组编码和自适应均衡联合的水声通信方法
技术领域
本发明涉及水声通信领域，具体涉及一种时反空时分组编码和自适应均衡联合的水声通信方法。
背景技术
水声信道中存在着严重的多途效应，当通信带宽很宽时，若使用多载波调制技术，多途效应影响的码元范围将达到几十甚至上百个码元，这会极大地增加接收端码间干扰(ISI)抑制的复杂度。因此，高速宽带水声通信中，通常使用多载波调制技术。正交频分复用(OFDM)是水声通信中最为常用的多载波技术，其将通信频带划分成带宽相同并且通带相互重叠的多个子载波，并且为了将多途影响的控制在一个码元范围内，每个子载波的带宽都非常窄，这导致正交频分复用水声通信对频偏敏感，需要采用复杂的载波干扰抑制技术。滤波多音(FMT)将通信频带划分成带宽相同且互不重叠的少量子载波，子载波间没有保护频带，该技术既通过频带划分解决了单载波通信码间干扰(ISI)影响范围过大的问题，又通过子载波带宽较宽且互不重叠的划分方式避免了OFDM对频偏敏感的问题，因此被视为单载波和OFDM的折中技术，近年来被应用于水声通信领域。
由于在FMT水声通信中，每个子载波带宽较宽，因此接收到的每个子载波信号中仍然存在着一定的ISI，需要进行抑制。目前，在文章“Performance Analysis of filteredmultitone modulation systems for underwater communication.”、文章“Filter bankmulticarrier communications for underwater acoustic channels.”和文章“SparseChannel Estimation and Equalization for Underwater Filtered Multitone.”中，其作者们均采用自适应均衡和接收分集相结合的技术来抑制FMT水声通信中的ISI，该技术的本质就是单输入多输出(SIMO)和自适应均衡的结合。
为了进一步降低系统中自适应均衡的复杂程度，申请号为CN201510477828.0的专利，一种基于滤波多音调制的时反水声通信方法，提出利用运算复杂度低的时反技术对FMT解调的多个子载波信号进行预处理，实现ISI的幅度和范围的压缩，然后再利用长度较短的均衡器进行后处理。以上技术虽然可以有效抑制码间干扰，但是接收分集的使用会增加接收端的硬件和运算复杂度，增大接收系统的功耗，不利于水下通信节点的小型化和低功耗。时反空时分组编码(TR-STBC)技术是一种适用于频率选择性衰落信道的空间分集技术，该技术可以利用发射分集替代接收分集来提供高的分集增益，此外其解码过程的匹配滤波处理还可以有效压缩ISI的幅度和范围，有利于降低接收端的硬件和计算复杂度；申请号为CN201510477828.0的专利，一种基于正交空时编码的多输入多输出被动时反水声通信方法，该技术虽然利用1/2码率的空时分组编码提高被动时反水声通信的ISI抑制性能，但是该技术仅涉及单载波水声通信。
发明内容
本发明的目的在于提供一种时反空时分组编码和自适应均衡联合的水声通信方法，以提供一种利用发射分集方式，降低接收端的硬件和计算复杂度，对FMT水声通信中的ISI实现良好抑制。
本发明实施例提供一种时反空时分组编码和自适应均衡联合的水声通信方法，包括：
步骤一：基于传统的正交空时分组编码的原理，设计对应的时反空时分组编码；
步骤二：利用时反空时分组编码，将多个子载波上传输的码元序列分成若干子序列，并按照正交原则传输到不同发射阵元所对应的滤波多音调制器；
步骤三：将来自于不同子载波的已编码子序列进行滤波多音调制，并将调制后的多个信号分别添加上保护间隔和帧同步信号，之后从不同的发射阵元发射出去；
步骤四：基于时反空时分组解码的原理，利用估计的信道响应及其时反形式构造解码矩阵，对滤波多音解调后的信号进行解码处理，处理过程涉及匹配滤波；
步骤五：利用估计的信道响应计算解码后组合信道中的多途影响的码元范围，以此为标准选择自适应均衡器的长度，对解码后的码元序列进行均衡；
本发明还包括这样一些结构特征：
所述步骤一具体为基于发射阵元数和传统正交编码的设计原理，构造TR-STBC的编码矩阵，其中编码矩阵的行数M对应于发射阵元数，编码矩阵的列数N对应于需要划分的子序列数，得到TR-STBC的编码矩阵；
所述步骤二具体为根据编码矩阵的列数N，将每个子载波序列分别划分成N个子序列，并按照编码矩阵进行编码，得到编码后的M个新的序列；
所述步骤三具体为将编码后的M个序列分别输入到对应的FMT调制器进行调制，并在调制后的信号前附加保护间隔和帧同步信号构成发射信号，从M个发射阵元发射出去；
所述步骤四具体为将接收端FMT解调后的多个子载波信号分别划分成N个子信号用于构造接收信号矩阵，并利用信道估计得到的子信道响应及其时反形式，针对每个子载波构造相应的解码矩阵，利用解码矩阵对接收信号矩阵进行解码，得到解码后的矩阵；
所述步骤五具体为将解码后的子序列重新构造得到子载波序列，利用自适应均衡器对该子序列进行均衡，为了保证自适应均衡的效果，均衡器覆盖的码元范围应略大于解码后多途影响的码元范围；
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：本发明通过TR-STBC技术，用多阵元发射替代传统FMT水声通信中的多阵元接收来获得高的空间分集增益，利用TR-STBC解码中的匹配滤波对接收信号中的码间干扰进行预处理，利用自适应均衡对解码后的信号进行后处理，以实现在保持良好的ISI抑制性能的基础上，降低FMT水声通信中接收端的硬件和计算复杂度，有利于水下通信节点的小型化和低功耗。
附图说明
图1为一种时反空时分组编码和自适应均衡联合的水声通信方法的发射端结构图；
图2为本发明的接收端结构图；
图3为本发明中SISO方法的原理图；
图4为本发明中SIMO方法的原理图；
图5(a)为本发明的方法中发射信号结构图；
图5(b)为本发明的对比方法发射信号结构图；
图6(a)为本发明方法解码、SISO方法匹配滤波以及SIMO方法匹配滤波合并后三者的误码率对比图；
图6(b)为本发明方法、SISO方法以及SIMO方法均衡后三者的性能对比图；
图7(a)为本发明方法解码和均衡后的性能示意图；
图7(b)为本发明中SISO方法匹配滤波和均衡后的性能示意图；
图7(c)为本发明中SIMO方法匹配滤波合并和均衡后的性能示意图。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明做进一步描述：
本发明的SISO方法(单输入单输出SISO和自适应均衡联合的FMT水声通信方法，简称SISO方法)；SIMO方法(单输入多输出SIMO和自适应均衡联合的FMT水声通信方法，简称SISO方法)。
本发明的技术方案是这样实现的：
在通信系统的发射端，利用传统的空时分组编码的原理，设计相应的TR-STBC，并利用TR-STBC将多个子载波上传输的码元序列分成若干子序列，并按照正交原则传输到不同发射阵元对应的滤波多音调制器进行调制，调制后的信息信号添加上保护间隔和帧同步信号构成不同的发射信号从多个阵元发射出去；在通信系统的接收端，基于TR-STBC解码的原理，利用估计的信道响应及其时反形式构造解码矩阵，对滤波多音解调后的信号进行解码处理，并根据估计的信道相应确定自适应均衡的长度，利用自适应均衡器对解码后的信号进行残余ISI抑制。包括如下步骤：
(1)基于发射阵元数和传统正交编码的设计原理，构造TR-STBC的编码矩阵，其中编码矩阵的行数M对应于发射阵元数，编码矩阵的列数N对应于需要划分的子序列数；
(2)根据编码矩阵的列数N，将每个子载波序列分别划分成N个子序列，并按照编码矩阵进行编码，得到M个新的序列；
(3)将编码后的M个序列分别输入到对应的FMT调制器进行调制，并在调制后的信号前附加保护间隔和帧同步信号构成发射信号，从M个发射阵元发射出去；
(4)对接收端FMT解调后的多个子载波信号分别划分别划分成N个子信号用于构造接收信号矩阵，并利用信道估计得到的子信道响应及其时反形式针对每个子载波构造相应的解码矩阵，利用解码矩阵对接收信号矩阵进行解码；
(5)将解码后的子序列重新构造得到子载波序列，利用自适应均衡器对该子序列进行均衡，为了保证自适应均衡的效果，均衡器覆盖的码元范围应略大于解码后多途影响的码元范围。
为了便于表达，以下分析基于2个发射阵元和1个接收阵元的通信结构，在实际应用中，本通信方法可以根据实际通信需求应用到多个发射阵元和多个接收阵元的通信结构。
(1)TR-STBC编码和FMT调制
本发明方法的发射结构图如图1所示。由图1可知，在FMT水声通信的发射端，待传输的M个信息序列首先进行码元映射，然后分别被输入到TR-STBC编码器进行编码。
传统的空时编码的过程是以单个码元符号为基本元素进行。当发射阵元数为2时，传统的空时分组编码矩阵为：
Figure GDA0002421645680000041
上式中，编码矩阵D中第1列表示在第1个时隙传输到2个发射阵元的符号，第2列表示第2个时隙传输到2个发射阵元的符号。
TR-STBC编码矩阵基于以上编码矩阵D进行构造，其编码的基本元素不是单个码元符号而是码元子序列。以下以第m个FMT子载波序列为例说明编码过程。首先，基于编码矩D的列数2，码元序列{dm(n)},m＝0,…,M-1被等间隔的划分乘2个子序列dm,1＝{dm,1(0),dm,1(1),…,dm,1(N-1)}和dm,2＝{dm,2(0),dm,2(1),…,dm,2(N-1)}，将子序列dm,1和dm,2按照式(1)所示的形式进行编码可以得到编码矩阵为：
Figure GDA0002421645680000051
上式中，Dm中第1列表示第1个时隙传输到2个发射阵元的子序列，第2列表示第2个时隙传输到2个阵元的子序列，其中
Figure GDA0002421645680000052
为子序列dm,1的时反，
Figure GDA0002421645680000053
为子序列dm,2时反处理后再取负。
由图1知，TR-STBC编码后的序列分别送入2个发射阵元对应的FMT调制器进行调制，调制后的信号可以表示为：
Figure GDA0002421645680000054
K表示FMT调制器中升采样的倍数，
Figure GDA0002421645680000055
表示第α发射阵元在第s时隙发射的信号，其表达式如下：
Figure GDA0002421645680000056
Figure GDA0002421645680000057
Figure GDA0002421645680000058
Figure GDA0002421645680000059
上式中，
Figure GDA00024216456800000510
是发射滤波器离散时间响应gt(n)的K倍升采样，Ng是发射滤波器的长度。
(2)FMT解调
由图2可知，经过信道传输后，接收端在2个接收时隙接收到的信号为：
Figure GDA00024216456800000511
Figure GDA00024216456800000512
上式中，
Figure GDA0002421645680000061
表示从α发射阵元的第i个K倍的升采样器到接收端第m个K倍的降采样器之间的组合信道的离散时间响应,wm,1(n)和w′m,2(n)表示FMT解调器在2个时隙的输出噪声，
Figure GDA0002421645680000062
wm,1(n)和w′m,2(n)的表达式为：
Figure GDA0002421645680000063
Figure GDA0002421645680000064
Figure GDA0002421645680000065
Figure GDA0002421645680000066
上式中，gr(n)表示接收滤波器的时域响应，接收滤波器和发射滤波器相匹配，即其频域关系满足
Figure GDA0002421645680000067
表示第α发射阵元到接收阵元离散信道响应的K倍升采样，
Figure GDA0002421645680000068
和
Figure GDA0002421645680000069
表示接收阵元在2个时隙接收到离散噪声的K倍升采样。
故接收端在2个接收时隙接收到的信号可以进一步表示为：
Figure GDA00024216456800000610
Figure GDA00024216456800000611
由上式知，FMT解调后的信号中包括载波间干扰(ICI)分量。由于FMT划分的子载波带宽较宽且互不重叠，轻微的频偏不会产生明显的ICI，所以与ISI相比，当通信双方没有明显运动时ICI的影响基本可以忽略。
忽略上式中的ICI分量，将y′m,2(n)进行时间反转，并将2个时隙的信号以向量形式表示可得：
Figure GDA0002421645680000071
上式中，
Figure GDA0002421645680000072
和
Figure GDA0002421645680000073
分别表示
Figure GDA0002421645680000074
和
Figure GDA0002421645680000075
的时反形式，wm,2(n)是w′m,2(n)的时反形式，即wm,2(n)＝w′m,2(N-1-n)。
(3)TR-STBC解码和均衡
上式对应的频域形式为：
Figure GDA0002421645680000076
上式中，参数具体表示为：
Figure GDA0002421645680000077
Figure GDA0002421645680000078
Figure GDA0002421645680000079
Figure GDA00024216456800000710
Figure GDA00024216456800000711
上式中，Cα(ω),α＝1,2表示从第α个发射阵元到接收阵元信道响应的频域形式,Cα,m(ω),α＝1,2,m＝0,…,M-1表示从第α个发射阵元到接收阵元的第m个子载波信道响应,ηs(ω),s＝1,2表示信道噪声的频域形式。
信道响应矩阵F(m→m)(ω)还可以进一步表示为：
Figure GDA00024216456800000712
观察可知，上式中的信道响应矩阵Cm(ω)是正交的，即满足：
Figure GDA0002421645680000081
不考虑接收端信道估计的误差，接收端可以利用
Figure GDA0002421645680000082
对式(8)所示的信号矩阵进行TR-STBC解码，解码后信号的频域形式如下所示：
Figure GDA0002421645680000083
上式中，Hm(ω)表示从码元序列{dm(n)}到解码后的序列{zm,1,zm,2}之间组合信道的频域响应,ξm(ω)表示TR-STBC解码后噪声的频域形式
Figure GDA0002421645680000084
解码后信号的时域形式如下所示：
Figure GDA0002421645680000085
上式中，参数具体表示为：
Figure GDA0002421645680000086
Figure GDA0002421645680000087
Figure GDA0002421645680000088
Figure GDA0002421645680000089
因此，TR-STBC解码不仅实现了子序列dm,1和dm,2的解耦，而且解码过程中的匹配滤波还实现了对信号中ISI的压缩。此外，还可以看出，解码处理后，虽然ISI得到了压缩，但是信号中仍然存在着残余的ISI，因此需要利用自适应均衡进行后处理。
为了避免错误传播，后处理所用均衡器为线性均衡，将第m解码后的信号输入到均衡器可得：
Figure GDA0002421645680000091
上式中，
Figure GDA0002421645680000092
表示第m个均衡器的第l个系数，均衡器的长度为Neq＝N1+N2+1。均衡器长度Neq的选择应略大于组合信道响应hm(l,n)中多途影响的码元范围。
下面给出本发明的具体的水声通信计算实例：
本发明提供的水声通信方法已经在哈尔滨工程大学信道水池的试验中的到了验证，下面给出一个具体的计算实例来说明本发明的有效性。
试验水池的长、宽和深分别为45米,6米,和5米。试验时2个发射换能器分别放置于距离水面2米和3米处，接收换能器放置于距离水面2.5米，通信距离为8.2米。通信频带为8-16kHz，划分为8个子频带，发射滤波器和接收滤波器均为滚降系数为0.5的平方根升余弦滤波器。每个子频带上传输的总码元数为1600，采用BPSK调制，其中前200码元用于训练。每个子载波上，用于后处理的自适应均衡器的长度为25。为了验证方法的有效性，在相同的试验条件下，同时进行了SISO方法和SIMO方法的试验，用于对比的2个方法的原理框图如图3和4所示。需要注意的是，为了保证本方法和2个对比方法在使用相同的干扰抑制技术的情况下进行比较，图3和4所示的2个方法在接收端也首先使用匹配滤波进行预处理，然后再使用自适应均衡进行后处理。在进行SISO方法试验时，收发双方分别放置于距离水面2米和2.5米处。进行SIMO试验时，发射换能器放置于距离水面2米处，2个接收换能器分别放置于水下2米和2.5米处。
图5给出了试验中发射信号结构，其中(a)为本方法发射信号结构，(b)为用于对比的SISO方法和SIMO方法的发射信号结构。由图5可知，各个阵元发射的信号都由探测信号、保护间隔和FMT调制信号构成。其中探测信号为50毫秒的汉明加窗线性调频信号，用于帧同步，保护间隔用于保证探测信号和FMT调制信号互不干扰，长度为100毫秒。
图6a-b给出了本方法各子载波的性能与SISO方法和SIMO方法的性能对比，图7给出了本方法所有频带的总性能与SISO方法和SIMO方法总性能的对比。由图6a-7c可以观察到以下几点。第一，由于本方法利用了发射分集，因此与SISO方法匹配滤波处理后的性能对比，本方法TR-STBC解码后的误码率更低，性能更好，并且由于本方法TR-STBC解码后残余的ISI更少，因此在利用相同的均衡器进行后处理时，本方法均衡后的性能明显优于SISO方法。第二，由于本方法利用的发射分集和SIMO方法利用的接收分集一样可以提高空间分集增益，因此当提供分集增益的阵元数相同时，本方法TR-STBC解码后的性能与SIMO方法匹配滤波合并后的性能相近，2种方法均衡后的性能也是相近的，也就是说本方法在获得相近ISI干扰抑制性能的基础上，降低了通信系统接收端的硬件和计算复杂度。此外需要注意的是，试验中，本方法与SIMO方法是相近而不是相同，这是因为水声信道是频率选择性衰落信道，多个发射阵元和多个接收阵元之间的水声信道响应是不同的，因此本方法2个发射阵元提供的空间分集增益与SIMO方法中2个接收阵元提供的空间分集增益只能是相近的，而不可能完全相同。
综上，本发明公开了一种基于时反空时分组编码和自适应均衡联合的滤波多音水声通信方法。在通信的发射端，将多个子载波上传输的信息码元序列进行时反空时分组编码，再生成多个滤波多音信号从多个发射阵元发射出去；在通信的接收端，将滤波多音解调后的多个子信号进行时反空时分组解码，实现对多阵元发射的信号的解耦和信号中码间干扰的预处理，然后利用自适应均衡作为后处理技术对解码后的残余码间干扰进行进一步抑制。本发明的有益效果：利用时反空时分组编码所能提供的发射分集替代滤波多音水声通信通常使用的接收分集，从而达到在保持高的空间分集增益和码间干扰抑制性能的基础上，降低滤波多音水声通信接收端的硬件和计算复杂度，有利于水下通信节点的小型化。

Claims (5)

1.一种时反空时分组编码和自适应均衡联合的水声通信方法，其特征在于，包括：
步骤一：基于传统的正交空时分组编码的原理，设计对应的时反空时分组编码；
步骤二：利用时反空时分组编码，将多个子载波上传输的码元序列分成若干子序列，并按照正交原则传输到不同发射阵元所对应的滤波多音调制器；
步骤三：将来自于不同子载波的已编码子序列进行滤波多音调制，并将调制后的多个信号分别添加上保护间隔和帧同步信号，之后从不同的发射阵元发射出去，具体为将编码后的M个序列分别输入到对应的FMT调制器进行调制，并在调制后的信号前附加保护间隔和帧同步信号构成发射信号，从M个发射阵元发射出去；
在FMT水声通信的发射端，待传输的M个信息序列首先进行码元映射，然后分别被输入到TR-STBC编码器进行编码；编码器的编码矩阵为：
Figure FDA0003618918130000011
上式中，Dm中第1列表示第1个时隙传输到2个发射阵元的子序列，第2列表示第2个时隙传输到2个阵元的子序列，其中
Figure FDA0003618918130000012
Figure FDA0003618918130000013
为子序列dm,1的时反，
Figure FDA0003618918130000014
Figure FDA0003618918130000015
为子序列dm,2时反处理后再取负；
TR-STBC编码后的序列分别送入2个发射阵元对应的FMT调制器进行调制，调制后的信号可表示为：
Figure FDA0003618918130000016
K表示FMT调制器中升采样的倍数，
Figure FDA0003618918130000017
表示α发射阵元在s时隙发射的信号；
步骤四：基于时反空时分组解码的原理，利用估计的信道响应及其时反形式构造解码矩阵，对滤波多音解调后的信号进行解码处理，处理过程涉及匹配滤波；
步骤五：利用估计的信道响应计算解码后组合信道中的多途影响的码元范围，以此为标准选择自适应均衡器的长度，对解码后的码元序列进行均衡。
2.根据权利要求1所述的一种时反空时分组编码和自适应均衡联合的水声通信方法，其特征在于，所述步骤一具体为基于发射阵元数和传统正交编码的设计原理，构造TR-STBC的编码矩阵，其中编码矩阵的行数M对应于发射阵元数，编码矩阵的列数N对应于需要划分的子序列数，得到TR-STBC的编码矩阵。
3.根据权利要求2所述的一种时反空时分组编码和自适应均衡联合的水声通信方法，其特征在于：所述步骤二具体为根据编码矩阵的列数N，将每个子载波序列分别划分成N个子序列，并按照编码矩阵进行编码，得到编码后的M个新的序列。
4.根据权利要求1所述的一种时反空时分组编码和自适应均衡联合的水声通信方法，其特征在于：所述步骤四具体为将接收端FMT解调后的多个子载波信号分别划分成N个子信号用于构造接收信号矩阵，并利用信道估计得到的子信道响应及其时反形式，针对每个子载波构造相应的解码矩阵，利用解码矩阵对接收信号矩阵进行解码，得到解码后的矩阵。
5.根据权利要求4所述的一种时反空时分组编码和自适应均衡联合的水声通信方法，其特征在于：所述步骤五具体为将解码后的子序列重新构造得到子载波序列，利用自适应均衡器对该子序列进行均衡，为了保证自适应均衡的效果，均衡器覆盖的码元范围应略大于解码后多途影响的码元范围。
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