ES2282300T3 - Metodo y distribuciones en un sistema de telecomunicaciones. - Google Patents
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Abstract
Un método en un sistema de comunicación inalámbrico que comprende al menos un transmisor (210) provisto de al menos dos antenas (x1, x2, x3) y al menos una unidad de recepción (230) provista de al menos una antena (y1, y2) y en el que, se transmiten secuencias de adiestramiento (p1, p2, p3) desde al menos dos antenas (x1, x2, x3) de al menos un transmisor (210, 610, 611) a la al menos una antena (y1, y2) de la al menos una unidad de recepción, caracterizado en que, - en primer lugar, antes de la transmisión, una secuencia de adiestramiento P(k) es Transformada de Fourier Discreta Inversa de una secuencia p(n); - en segundo lugar, para todas, o todas menos una, bifurcación de antena, la secuencia p(n) Transformada de Fourier Discreta Inversa es girada cíclicamente mediante cierto número de etapas predeterminadas (n1, n2) siendo diferentes para cada bifurcación de antena (381, 382); - en tercer lugar, las secuencias de adiestramiento p(n-n1), p(n-n2) giradas cíclicamente se transmiten simultáneamente desde diferentes antenas (x1, x2, x3) a la unidad de recepción; y - en cuarto lugar, en la unidad de recepción, las secuencias recibidas (s(n-n1), s(n-n2)) que son una superposición de secuencias de adiestramiento transmitidas, afectada individualmente cada una de ellas por el medio de propagación, se emplean para proporcionar estimaciones (650) de respuestas de impulsos de canal para la transmisión desde la antena respectiva.
Description
Método y distribuciones en un sistema de
telecomunicaciones.
La presente invención se refiere a comunicación,
y principalmente a comunicación inalámbrica.
En un sistema de radiocomunicación, un flujo de
bits o un flujo de símbolos es enviado a un canal de radio desde un
transmisor a un receptor. Las limitaciones físicas de los canales
inalámbricos, tales como limitaciones de anchura de banda, pérdida
de propagación, interferencia, desvanecimiento por trayectoria de
propagación múltiple, interferencia entre símbolos y varianza
temporal, constituyen un desafío fundamental para la comunicación
fiable. Otros desafíos vienen de la limitación de potencia, tamaño,
y velocidad de los dispositivos que se emplean dentro de aparatos
inalámbricos portátiles.
Para un experto en la materia es bien conocido
en la mayoría de los ambientes de dispersión, diversidad de
antenas, es decir el uso de antenas de transmisión y/o recepción
múltiple, es la técnica más práctica para reducir el efecto de
desvanecimiento por trayectoria de propagación múltiple. La técnica
de la diversidad supone la provisión de cierto número de replicas
de la señal transmitida al receptor, siendo algunas replicas menos
atenuadas por desvanecimiento.
En un sistema de datos en serie convencional,
los símbolos se transmiten secuencialmente por un canal, siendo el
espectro de frecuencias de cada símbolo de datos capaz de ocupar
toda la anchura de banda disponible.
Un problema con los métodos de transmisión en
serie en sistemas de radiocomunicación es que la recepción por
multitrayectoria que tiene señales retardadas diferentes, debido a
trayectorias de transmisión diferentes, puede traducirse en
Interferencia Entre Símbolos, IES Esto ocurre cuando las señales que
se retardan, debido p. ej. a reflexiones, y que tienen una
resistencia nada despreciable, son recibidas presentando una
diferencia temporal tan grande como un símbolo de datos o mayor. La
solución más común a este problema es el empleo de un ecualizador
en el receptor. Basado en estimaciones de atenuación de canal,
retardo y fase de un canal, el ecualizador trata de compensar la
señal recibida por impacto desde el canal. En el dominio temporal,
la atenuación compleja y la descripción del retardo de un canal se
denomina respuesta de impulsos de canal. La respuesta de impulsos
de canal permite además la medición de cómo se dispersa la energía
recibida en el tiempo calculando un espectro energético de retardo.
El intervalo de tiempo en la cual el espectro energético de retardo
es esencialmente cero se denomina propagación del retardo. Un
problema en el caso de portadora única en un sistema en serie, es
decir, cuando los símbolos son transmitidos uno tras otro de uno en
uno, es que para una propagación de retardo dada, la
Interferencia Entre Símbolos va provista de varios símbolos, que
requieren un ecualizador más complejo que en sistemas en los que los
símbolos se envían concurrentemente. La gran complejidad de los
algoritmos requiere más procesamiento en el receptor, y por lo tanto
un consumo elevado de batería, frecuencia de reloj alta, área del
chip más grande, etc... por lo tanto es de gran importancia mantener
baja la complejidad.
Un sistema de transmisión de datos en paralelo
ofrece posibilidades para aliviar muchos de los problemas con los
que tropiezan los sistemas en serie. Un sistema en paralelo es un
sistema en el cual se transmiten simultáneamente varios flujos
secuenciales de datos, de manera que en cualquier momento se estén
transmitiendo muchos elementos de datos. En uno de tales sistemas,
el espectro de un elemento de datos individual normalmente solamente
ocupa una pequeña parte de la anchura de banda disponible. Esta se
indica a menudo como transmisión
multi-portadora.
Además, el impacto de una interferencia súbita
de impulsos de corta duración, p. ej. chispas, es mitigado por el
hecho de que la perturbación se propaga por canales múltiples, a
medida que la perturbación en cada símbolo se reduce. Por lo tanto,
debido a la separación de una anchura de banda de canal completa en
muchas sub-bandas estrechas, la respuesta de
frecuencia de cada sub-banda individual es
relativamente plana. Dado que cada sub-canal abarca
solamente una pequeña fracción de la anchura de banda original y por
lo tanto el canal es plano, un método de ecualización es
potencialmente más sencillo que en un sistema en serie que tiene
IES. Un algoritmo de ecualización simple y la implementación de la
codificación diferencial puede hacer posible evitar totalmente la
ecualización.
La invención está dirigida hacia un sistema que
emplea un multiplexado por división de frecuencias ortogonal MDFO
que puede ser definido simplemente como una forma de modulación
multicanal donde su espaciado de canales es seleccionado
cuidadosamente de manera que cada sub-canal sea
ortogonal al resto de los sub-canales. Los
canales paralelos pueden denominarse
multi-portadora.
En el multiplexado por división de frecuencias
ortogonal (MDFO), un canal se divide en muchos
sub-canales paralelos estrechos, aumentando de ese
modo el tiempo de un símbolo individual y reduciendo o eliminando la
interferencia entre símbolos (IES) causada por los ambientes
multitrayectoria. Por otra parte, dado que la propiedad dispersora
de canales inalámbricos produce desvanecimiento selectivo de
frecuencia, existe una probabilidad de error más alta en el caso de
dichos sub- canales cuando se producen desvanecimientos intensos.
Por lo tanto, tienen que ser empleadas técnicas tales como códigos
de corrección de errores y diversidad para compensar por la
selectividad de frecuencias.
Con objeto de proporcionar buena estimación de
calidad de canal, se utiliza una señal piloto, p. ej. una secuencia
de entrenamiento. A continuación sigue una divulgación más detallada
sobre como se transmite y se corrige una posible señal MDFO en el
caso de trastornos de canales.
En esta divulgación, se emplean letras
mayúsculas para indicar señales en dominio frecuencial mientras que
las letras minúsculas indican señales en dominio temporal. Además,
los índices k y n se utilizan para índices en dominio frecuencial y
temporal, respectivamente.
En primer lugar, a efectos de detección
coherente, se transmite una señal piloto. Un piloto es una secuencia
de símbolos que son definidos y bien conocidos tanto en el
transmisor como en el receptor. El piloto se indica con P(k)
y es una secuencia discreta de símbolos complejos, los cuales van
indexados en frecuencia con el parámetro k y gamas de 0 a
N-1. Antes de la transmisión, el piloto P (k) se
transpone hacia el dominio temporal mediante una Transformada
Discreta de Fourier Inversa TDFI que se traduce en una secuencia
piloto discreta considerada compleja en el dominio temporal
indicado p(n), donde n es un índice de tiempo que va de 0 a
N-1. Deberá observarse que prácticamente, se emplea
una Transformada Rápida de Fourier (Inversa) en vez una transformada
Discreta de Fourier (Inversa), porque tiene menor complejidad
algorítmica y por lo tanto requiere hardware menos complejo. La
secuencia piloto se envía por el canal inalámbrico modelado mediante
la respuesta h(n) de impulsos por canal considerada discreta
y compleja, la cual realiza una función de filtración lineal de la
secuencia p(n). La secuencia recibida resultante en es
r_{p}(n), la cual es discreta y considerada compleja:
\vskip1.000000\baselineskip
r_{p}(n)=(n)\text{*}h(n) +
v(n),
en
donde
V(n) es el ruido añadido en el receptor u
otro ruido ambiente en la entrada de antena. El proceso de
filtración se identifica mediante el signo * entre la secuencia
p(n) y la respuesta h(n) de impulsos por canal
discreta y compleja. Es una denominada convolución.
En un sistema MDFO, la señales son procesadas
principalmente en el dominio de frecuencia. Por lo tanto, la
secuencia de muestra N recibida es Transformada Discreta de Fourier
(la opuesta de Transformada Discreta de Fourier Inversa) que se
traduce en
\vskip1.000000\baselineskip
r_{p}(k)=P(k) \cdot
H(k) +
V(k),
en
donde
La secuencia P(k) es una secuencia
conocida, mientras que V(k) es una secuencia aleatoria y por
lo tanto mejor modelada como un proceso estocástico. H(k) es
una función de transferencia de canal la cual es desconocida antes
de la transmisión. V(k) es ruido y por lo tanto
aleatorio.
Deberá observarse que la convolución * se
transforma en una multiplicación según la transformación Discreta
de Fourier. Debido a razones de implementación (es decir,
complejidad) una Transformada Discreta de Fourier, rara vez tiene
lugar pero en su lugar se lleva a cabo una equivalente de menor
complejidad, denominada Transformada Rápida de Fourier. En el caso
de la Transformada Discreta de Fourier Inversa se lleva a cabo la
equivalente, es decir, se emplea la Transformada Rápida de Fourier
Inversa.
Se busca una estimación de la función
H(k), la cual es requerida para una etapa de ecualización.
Basada en la señal recibida R_{p}(k), y el conocimiento
previo de la secuencia P(k) la función H(k) puede
determinarse según:
H(k)=
\frac{R_{p}(k)}{P(k)}
No obstante, deberá observarse que esto
solamente es una estimación, puesto que esta presente el ruido. Si
el nivel de ruido es bajo en comparación con la señal recibida de la
secuencia R_{p}(k), la estimación del canal es precisa.
Por otra parte, si el nivel de ruido es alto, la estimación es
pobre.
Cuando el canal ha sido estimado, pueden
transmitirse datos. La secuencia de datos (considerada directa y
compleja) viene indicada por S(k), en donde k es el índice
de frecuencia que va de 0 a N-1. Antes de la
transmisión de datos, la secuencia S(k) es Transformada
Discreta de Fourier Inversa, o preferiblemente Transformada Rápida
de Fourier Inversa en una representación de tiempo s(n), la
cual es considerada discreta y compleja. Se supone que el tiempo
transcurrido desde que se llevó a cabo la estimación de canal es tan
breve que las características del canal no han sufrido ningún
cambio significativo.
\newpage
Por consiguiente, cuando se transmite la
secuencia s(n), se experimentarán las mismas características
de canal que las que experimentó la señal piloto. Claro que, a la
recepción el ruido es diferente, el cual viene indicado aquí con W,
en vez de con v.
r_{s}(n)=s(n)*h(n)+w(n)
Cuando la señal recibida ha sido Transformada
Discreta de Fourier o preferentemente Transformada Rápida de
Fourier, se obtiene la señal siguiente:
R_{s}(k)=S(k) \cdot
H(k) +
W(k)
Cuando el canal es conocido, la secuencia
S(k) puede estimarse como
S(k)=\frac{Rs(k)}{H(k)}
= \frac{Rs(k)\cdot
P(k)}{Rp(k)}
Si se desea, ahora pueden enviarse más símbolos
de datos. A cada instante de tiempo, la estimación de canal se
emplea para compensar los trastornos de canal, es decir
ecualización. No obstante, las características de canal es probable
que cambien a lo largo del tiempo y por lo tanto pueden enviarse
nuevas señales piloto regularmente que tengan un intervalo de
tiempo fijo.
No obstante, una persona experta en la materia
entiende que la divulgación de más arriba está relacionada con un
caso extremadamente trivial. En la práctica, probablemente esta no
sea la forma en que la ecualización se llevará a cabo. En su lugar,
a menudo la ecualización es una parte integral de decodificación de
corrección de errores hacia adelante. Además, un conocimiento a
priori particular del canal, tal como propagación de retardo o
características estadísticas, puede emplearse para mejorar la
calidad de la estimación de canal lo cual a su vez mejora la
calidad de los datos estimados S(k).
La diversidad de transmisores, es decir, el
empleo de al menos dos medios transmisores, tales como antenas de
transmisión, es una técnica efectiva para combatir el
desvanecimiento en comunicaciones inalámbricas móviles,
especialmente, cuando la diversidad de receptores, es decir, el
empleo de al menos dos medios receptores, tales como antenas,
resulta caro o poco práctico.
La ganancia de rendimiento de diversidad basada
en transformación lineal con estimación ideal de secuencia de
máxima probabilidad (ESMP) y un número arbitrario de antenas
transmisoras es investigada y comparada con diversidad de
receptores en el artículo de J.H. Winters "La ganancia de
diversidad de diversidad de transmisión en sistemas inalámbricos
con desvanecimiento de Rayleigh", Proc. 194 IEEE Int
Communications conf, Chicago, IL, Junio 1994, páginas
1121-1125.
La solicitud de patente internacional publicada
WO 99/14871 divulga un método de diversidad de transmisión para
comunicación inalámbrica. En una realización ilustrativa, se emplean
dos antenas de transmisión y una sola antena de recepción,
proporcionando la misma ganancia de diversidad que un esquema que
combina receptor de relación máxima con una antena de transmisión
y dos antenas de recepción.
Más recientemente, ha sido desarrollada la
codificación espacio temporal para comunicación inalámbrica de
transmisión de datos a alta velocidad. Los esquemas de codificación
de espacio temporal se basan en señales de codificación en el
tiempo así como en el espacio, es decir, a través de antenas de
transmisión múltiples. Típicamente, se emplean cierto número M de
antenas de transmisión y cierto número N de antenas de recepción.
En el artículo de G. Foschini, "Layered space-time
architecture for wíreless communication in a fading environment
when using multi-element antennas", (Arquitectura
espacio-temporal estratificada para comunicación
inalámbrica en un ambiente de desvanecimiento cuando se emplean
antenas de elementos múltiples) Bell Labs Technical Journal Otoño
de 1996, el autor describe un sistema de antenas de transmisión y de
recepción múltiple por el cual la capacidad del canal se gradua
linealmente con el número mínimo de antenas empleado en el lado de
la transmisión y de la recepción. Deberá observarse que la
diversidad del transmisor algunas veces se clasifica según el campo
de codificación espacio temporal aunque se emplea simplemente una
sola antena en el lado de recepción. En el último contexto, está
claro que la codificación espacio temporal puede dirigirse
principalmente a elevar alternativamente la capacidad del canal en
vez de ser explotada para un funcionamiento con mayor robustez p.
ej. bajo condiciones de desvanecimiento como métodos de diversidad
de transmisión.
En el artículo de D. Agarwal y otros. "El MDFO
codificado de espacio-temporal para comunicación
inalámbrica de transmisión de datos a alta velocidad a través de
canales de banda ancha", Proc. 48^{th} IEEE Vehicular
Technology Conf., Ottawa, Canada, Mayo de 1998, pp.
2232-2236, se ha estudiado la codificación
espacio-temporal con MDFO. No obstante, la
decodificación de códigos espacio- temporales requiere información
del estado de canal, la cual normalmente es difícil de obtener,
especialmente en el caso de canales de variante temporal que tienen
desvanecimiento dispersivo.
Otro artículo, que estudia también la
codificación de espacio temporal en MDFO suponiendo que el estado
del canal conocido es A. Van Zelst y otros "Multiplexación por
división de espacio (MDE) para sistemas MDFO" presentado en VTC
2000.
En el artículo "Sobre estimación de canal en
sistemas MDFOA" de Jan Jaap Van de Beek y otros, en
procedimientos IEEE Vehicular Technology Conf. Vol. 2. Julio de
1995, paginas 815-819, se divulgan métodos de
estimación de canal en MDFO con una antena de transmisor. Se
desarrollan estimadores de Error Medio Cuadrático Mínimo (EMCM) y
Mínimo Cuadrático (MC) con complejidad reducida que explota la
hipótesis de respuesta de impulsos de longitud finita. Además, los
mismos tratan el tema de la fuga espectral de respuesta de impulsos
de canal temporal discreta en un canal que tiene retardos de
trayectoria continuos. Considerando el aspecto de la estimación de
canal de antena de transmisión única, los inconvenientes de los
métodos propuestos son que la complejidad algorítmica podría
reducirse incluso más manteniendo el rendimiento.
En el caso de sistemas MDFO que empleen
codificación espacio-temporal, se transmiten dos o
más señales diferentes desde al menos dos antenas diferentes
simultáneamente. La señal recibida es la superposición de estas
señales, que normalmente tienen la misma potencia media. Si los
parámetros de canales correspondientes a cada par de antenas de
transmisión y recepción, en un sistema que comprende al menos dos
antenas de transmisión y al menos una antena de recepción se
estiman mediante la aproximación desarrollada con anterioridad en el
artículo de Y. Li y otros. "Estimación de canal robusta para
sistemas MDFO con canales de desvanecimiento dispersivo
rápido", IEEE Trans. Común, Vol. 46, pp 902-915,
Julio de 1998, las señales de la otra antena(s) de
transmisión producirá interferencias. La relación
señal-a-interferencia será siempre
muy pequeña, y el ECM (Error Cuadrático Mínimo) de la estimación
será por lo tanto muy grande. Por lo tanto, las aproximaciones de
estimación de nuevo-parámetro son deseadas por
diversidad de transmisores que utilizan codificación
espacio-temporal.
Una estimación de canal simple para antenas de
transmisión múltiples se presenta en el artículo de N. Seshadri y
otros. "Dos esquemas de señalización para mejorar el rendimiento
de error de sistemas de transmisión dúplex de división selectiva de
frecuencia que emplean de diversidad de antenas de transmisión"
en Int. Journal de redes de información inalámbricas, Vol. 1, No. 1
1994. Los autores proponen un método para aprendizaje de canales
donde una secuencia piloto es multiplexada en el tiempo y a través
de al menos dos antenas. Por lo tanto, el piloto es enviado en
primer lugar por la antena 1, en segundo lugar por la antena 2 y así
sucesivamente. La deficiencia de este método es que los recursos se
ocupan de enviar secuencias de adiestramiento en lugar de datos.
En el artículo de Ye (Geoffrey) Li y otros.,
"Estimación de canales para sistemas MDFO con diversidad de
transmisores en canales inalámbricos móviles", IEEE Journal en
áreas seleccionadas en comunicaciones, Vol. 17, No. 3, Marzo de
1999, se divulga en detalle la estimación de parámetros para
sistemas MDFO que tienen diversidad de transmisores. En dicho
documento se estudian diversidad de transmisores que emplean
codificación espacio-temporal para sistemas MDFO.
Se desarrolla la aproximación de estimación de parámetros de
canales. La estimación de parámetros de canales es crucial para la
decodificación de códigos espacio-temporales, y se
deriva el EMC ligado a estas aproximaciones de estimación. Por lo
tanto, los sistemas MDFO que tienen diversidad de transmisores que
emplean codificación espacio-temporal pueden
emplearse para transmisión de datos muy eficaz a través de canales
inalámbricos móviles. No obstante, la deficiencia del método
divulgado en el artículo anterior es que la técnica de estimación
propuesta es muy compleja. La estructura del transmisor y las
señales asociadas no se analiza en absoluto.
La US-2004131222 divulga un
sistema de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal
(MDFO) que proporciona diversidad de antenas de transmisión y
codificación a través de frecuencias. En un ejemplo la estación base
tienen cuatro antenas de transmisión. Cada antena está asignada
para transmitir un subconjunto del número total de tonos. Un
subconjunto particular se compone de una pluralidad de tonos
ampliamente espaciados que abarcan toda la anchura de banda de
transmisión. Por consiguiente, un subconjunto de tonos en una
segunda antena incluirá tonos entre los transmitidos por la primera
antena. Alternativamente, cada subconjunto de tonos en una antena
de transmisión dada puede incluir grupos de tonos ampliamente
espaciados, por ejemplo., dos o tres tonos adyacentes, los cuales
abarquen toda la anchura de banda de transmisión. La dispersión de
los tonos a través de las antenas de transmisión aleatoriza el
desvanecimiento a través de la anchura de banda MDFO. La
US-2004131222 no se ocupa de la transmisión de
señales piloto ni de la estimación de condiciones de canales.
En la US 5867478 se observa que empleando un
esquema de código de piloto ortogonal entre transmisores del canal
propio, un CS-MDFO (Multiplexación por División de
Frecuencia Ortogonal-Coherente Sincrona) el receptor
puede estimar las respuestas del canal que interfieren el canal
deseado y el canal propio. En una realización preferente, un
esquema de código piloto incluye un grupo de cuatro códigos piloto
ortogonales, cada uno de una longitud N=4, para soportar la
medición de las respuestas del canal de la señal deseada y hasta
tres señales de interferencia del canal propio. Un patrón
reutilizado celular se compone de un patrón reutilizado monocelular
con tres sectores por célula. En una realización alternativa, el
esquema de código piloto utiliza códigos piloto que no son
ortogonales, pero tienen valores correlatores cruzados pequeños.
Un problema con métodos del estado de la técnica
que emplean transmisiones de secuencias de adiestramiento del canal
concurrentes es que las técnicas de estimación son muy complejas,
tanto desde el punto de vista de implementación de un algoritmo
como de un hardware.
La presente invención se refiere a un método
para proporcionar estimación del canal múltiple en el campo de la
codificación espacio-temporal en un sistema de
radiocomunicación. La codificación espacio-temporal
incluye diversidad de transmisores, multiplexado espacio
(-temporal) y demás uso complejo de codificación de señales en el
tiempo y en el espacio.
Según la invención este inconveniente ha sido
mitigado mediante una disposición y un método en un sistema de
comunicación inalámbricos que comprende al menos un transmisor
provisto de al menos dos antenas y al menos una unidad de recepción
provista de al menos una antena (y1, y2) y en el que secuencias de
adiestramiento se transmiten desde las al menos dos antenas del al
menos un transmisor a la al menos una antena (y1,y2) de la al menos
una unidad móvil, caracterizado en que, en primer lugar, antes de la
transmisión, una secuencia P(k) es Transformada de Fourier
Discreta Inversa a una secuencia p(n); -en segundo lugar,
para cada bifurcación de antena de la secuencia Transformada de
Fourier Discreta Inversa (n) es girada cíclicamente mediante cierto
número de etapas predeterminadas (n1,n2) siendo diferentes para cada
bifurcación de antena; -en tercer lugar, las secuencias de
adiestramiento giradas cíclicamente p(n-n1),
p(n-n2) se transmiten simultáneamente desde
antenas diferentes a la unidad de recepción; y -en cuarto lugar,
siendo en la unidad de recepción, las secuencias recibidas (s (n
n1), s (n n2)) una superposición de secuencias de adiestramiento
transmitidas, afectadas cada una individualmente por el medio de
propagación, se emplean para proporcionar estimaciones de respuestas
de impulsos de canal para transmisión desde la antena
respectiva.
Un Objeto de la invención es el proporcionar una
técnica de estimación de canal, cuya técnica sea muy eficaz para
banda ancha.
Otro objeto de la invención es el proporcionar
un método estimación de canal que tenga un retardo bajo y que sea
muy eficaz en cuanto procesamiento.
Otro objeto aún de la invención es el garantizar
una estimación de canal ortogonal e independiente para hasta N
antenas de transmisión, siendo el número N el número de valores de
muestreo empleados en el receptor y siendo los N canales de
frecuencia plana.
Otro objeto de la invención es el de reducir la
complejidad del hardware al proporcionar la estimación de canal en
sistemas MDFO.
Otro objeto aún en la invención es el de atenuar
el ruido no deseado.
Otro objeto de la invención es el de ser capaz
de proporcionar un método de estimación del canal de poca
complejidad y robusto en el caso de una antena de transmisión única
además del escenario más general de antena múltiple.
Una ventaja de la invención es que es eficaz en
cuanto a anchura de banda, ya que simplemente se requiere un
segmento de tiempo del símbolo de sincronización para estimaciones
de transferencia de canal múltiples.
Una ventaja de la invención es que es eficaz en
cuanto a cadencia y procesamiento, dado que la mayoría de las
partes del procesamiento de las estimaciones de canal
independientes, por antena, se llevan a cabo simultáneamente.
Otra ventaja aún de la invención es que la
ortogonalidad está implícitamente garantizada para hasta N antenas
de transmisión empleando la codificación mediante Transformaciones
de Fourier Rápidas (Inversas) N veces siempre que no exista
propagación del retardo de canal. Esto siempre es cierto
menospreciando el contenido real en la secuencia de adiestramiento
P(K), la cual puede por lo tanto optimizarse para cualquier
otro fin, p. ej., en una relación de pico bajo a medio.
Otra ventaja de la invención es que la
complejidad del hardware es muy baja, dado que la mayor parte del
procesamiento se basa en funciones del hardware inherentes a un
módem empleado en un sistema MDFO.
Otra ventaja aún de la invención es que las
estimaciones de canal son muy exactas debido al relleno con ceros
cuando el ruido es predominante, que actúa como un mecanismo de
atenuación de ruido.
Cuando se emplea el término
"comprende/comprendiendo" en esta memoria descriptiva se adopta
para especificar la presencia de características expuestas,
enteros, etapas o componentes pero no excluye la presencia o adición
de una o más de otras características, enteros, etapas, componentes
o grupos de los mismos.
Un mayor alcance de aplicabilidad de la presente
invención resultará evidente a partir de la descripción detallada
dada de aquí en adelante.
A continuación se describirá la invención con
mayor detalle con referencia a las realizaciones preferentes de la
misma a modo de ejemplo y con referencia también a los dibujos que
se acompañan, en los cuales:
La Figura 1 es una vista esquemática que ilustra
señales piloto que son enviadas por separado, típicas de un método
del estado de la técnica.
La Figura 2a es una vista esquemática que
ilustra señales piloto que son enviadas simultáneamente.
La Figura 2b es una vista esquemática que
ilustra señales piloto que son enviadas simultáneamente desde nodos
diferentes.
La Figura 3 es una vista esquemática que ilustra
el uso de rotación cíclica según la invención.
La Figura 4 es un diagrama que ilustra una
estimación de respuesta de impulsos de canal compuesta provista de
cierto ruido Gausiano añadido.
La Figura 5 es un diagrama que ilustra otro
método según la invención.
La Figura 6 es una vista esquemática que ilustra
el proceso en la antena de recepción.
En la Fig. 1 se ilustra un sistema de
comunicación, en el que, las secuencias de adiestramiento se
transmiten secuencialmente en un sistema MDFO que comprende varias
antenas de transmisión. Las secuencias de adiestramiento se
transmiten de tal manera que las mismas no se superponen mutuamente
a lo largo del tiempo. El sistema comprende un transmisor 110
provistos de antenas x1, x2, x3. En la Figura 1, aunque solamente se
muestran tres antenas x1, x2, x3, una persona experta en la materia
comprende que pueden emplearse más de tres antenas. El sistema
comprende también al menos un receptor 130 provisto de al menos una
antena de recepción y1, y2. La Fig. 1 ilustra una aproximación de
realización de estimaciones de canal múltiple en MDFO del estado de
la técnica. Se envían varios símbolos de adiestramiento p1, p2, p3
de uno en uno, uno detrás de otro desde las diferentes antenas x1,
x2, x3 a una antena de recepción y1 de canales 150, 151, 152.
En la Fig. 2a se ilustra un sistema según la
invención así como un método del estado de la técnica. El sistema
proporciona una multitud de secuencias de adiestramiento múltiples
que son transmitidas al mismo tiempo. El sistema MDFO de la Fig.
2a comprende un transmisor 210 provisto de antenas x1, x2, x3 y al
menos un receptor 230, p. ej. un terminal inalámbrico, provisto de
al menos una antena y1. Desde las antenas x1, x2, x3 se envían
simultáneamente secuencias de adiestramiento p1, p2, p3 a la antena
de recepción y1 de los canales 250, 251, 252. En contraste con el
método del estado de la técnica, la invención emplea secuencias de
adiestramiento p1, p2, p3 que tienen una relación matemática mutua
que permite distinguir estimaciones de una forma óptica y
sencilla.
En la Fig. 2b se ilustra un sistema según la
invención. El sistema proporciona una multitud de secuencias de
adiestramiento múltiples que son transmitidas al mismo tiempo, El
sistema MDFO de la Fig. 2b comprende un transmisor 610 provisto de
antenas x1, x2, y un transmisor 611 provisto de una antena x3, y al
menos un receptor 230, p. ej. un terminal inalámbrico, provisto de
al menos una antena y1, y2. Desde las antenas x1, x2, x3 se envían
simultáneamente secuencias de adiestramiento p1, p2, p3 a la antena
de recepción y1 de canales 250, 251, 252.
La Fig. 3 ilustra la transmisión de señales
piloto según la invención. Una secuencia P(k) de estimación
de canal conocida en el dominio de frecuencia se proporciona a un
bloque 308. En el bloque 308, la secuencia P(k) es
Transformada de Fourier Rápida inversa en una secuencia p(n).
La secuencia p(n) es suministrada a un bloque 360, a un
bloque 381 y a un bloque 382. En el bloque 360, se inserta un
prefijo cíclico PC que precede a la secuencia p(n). En otra
realización, podría emplearse un sufijo cíclico. El prefijo cíclico
CP mitiga efectos de interferencia entre símbolos (IES). Entonces
la secuencia p(n) se suministra a un convertidor 370
Digital-a-Analógico (D/A) donde es
convertida en una señal analógica. Entonces la secuencia p(n)
D/A convertida se suministra a una primera antena x1. En el bloque
381, la secuencia p(n) es girada cíclicamente mediante una
etapa predeterminada que comprende un número n' predeterminado de
posiciones en la secuencia y de ese modo transformada en una
secuencia p(n-n'). De ese modo, la secuencia
p(n-n') se suministra a un bloque 361. En el
bloque 361, se inserta un prefijo cíclico CP que precede a la
secuencia p(n-n'). Después de eso, la
secuencia p(n-n') se suministra a un
convertidor Digital-a-Analógico 371
donde es convertida de una forma digital a una forma analógica.
Entonces, la secuencia D/A convertida p(n-n')
se suministra a una segunda antena x2. Entonces, las dos secuencias
se trasmiten simultáneamente desde las antenas x1 y x2 a un terminal
inalámbrico 330 provisto de al menos una antena y1, y2. En una
realización que comprende tres antenas, la secuencia de
adiestramiento p(n) es girada cíclicamente en el bloque 382
mediante una segunda etapa predeterminada que comprende
(n''-n') posiciones en la secuencia y de ese modo se
transforma en una secuencia p(n''). De ese modo, la
secuencia p(n-n'') se suministra a un bloque
362. en el bloque 362 se inserta un prefijo cíclico PC que precede
a la secuencia p(n-n''). Después de eso, la
secuencia extendida cíclicamente p(n-n'') se
suministra a un convertidor
Digital-a-Analógico D/A 372 donde es
convertida de una forma digital a una forma analógica. La secuencia
D/A convertida p(n-n'') se suministra a una
tercera antena x3. Entonces, las tres secuencias se transmiten
simultáneamente desde al menos una antena x1, x2 y x3 al terminal
inalámbrico 330 provisto de la antena y1. Una persona experta en la
materia comprende que el sistema inventivo puede comprender más de
tres antenas.
La señal de tiempo discreta recibida para dos
antenas de transmisión y una antena de recepción es:
r_{1}(n)=p(n)*h_{11}(n)+p(n-n')*h_{21}(n)+v_{1}(n),
en
donde
h_{11} y h_{21} son respuestas de impulsos
de canal, y
v1 es una fuente de ruido asociada con la antena
de recepción.
Cuando se corta una porción puntual N de un
símbolo MDFO se obtiene un resultado similar a una convolución
cíclica, es decir, la eliminación del prefijo cíclico, una vez que
la última señal que representa el símbolo previo ha llegado. El
entero N define el número de posiciones en una Transformación de
Fourier.
Entonces, en el dominio de frecuencia discreta
la secuencia r_{1}(n), por medio de una Transformación de
Fourier Rápida se transforma en:
R_{1}(k)=P(k) \cdot
H_{11}(k)+P(k) \cdot e^{(i-2 \ \mu n' \
.k)/N} \cdot H_{21}(k)+
V_{1}(k)
Ahora, la secuencia R_{1}(K) puede
dividirse mediante la secuencia de adiestramiento conocida
P(k). El término de fase dependiente del retardo cíclico n'
permanece y puede asociarse matemáticamente con H_{21}(k).
Una Transformación de Fourier Rápida Inmersa devuelve una
estimación de respuesta de impulsos de canal compuesta,
H_{comp}(n)=h_{11}(n)+h_{21}(n-n')+v_{1}(n)
Entonces, una limitación comúnmente empleada en
la MDFO es que la longitud del prefijo cíclico deberá ser
ligeramente más larga que la duración más larga de un impulso de
canal, es decir, extensión del retardo. Además, la duración del
símbolo MDFO se elige a menudo con objeto de permitir que el prefijo
cíclico añada como máximo de 20-25% de sobrecarga,
pero preferentemente menos que eso dado que se consume tanto energía
como eficacia. Siempre que el número de cambio cíclico n' de
posiciones entre las dos trayectorias de antena sea superior a la
longitud del prefijo cíclico PC, se garantiza que las respuestas de
impulso de canal h_{11} y h_{21} sean extraídas individualmente
de una estimación de respuesta de impulsos de canal compuesta
h_{comp}. En la Fig. 4 se indica un ejemplo de la magnitud (o
parte real o imaginaria) en dB de una estimación de respuesta de
impulsos de canal [h_{comp}] que incluya algún ruido Gausiano
añadido. En el ejemplo ilustrado en la Fig. 4 h_{11} y h_{21}
son de 4 y 3 puntos de longitud, respectivamente, y N=32.
Las respuestas de impulsos de canal individual
se extraen fácilmente de la señal recibida puesto que el cambio
cíclico de n' posiciones es conocido, y la extracción puede llevarse
a cabo según se ilustra mediante los ejemplos mostrados en las
Figs. 4 y 5. El cambio cíclico de n' posiciones en el caso de
respuestas de impulsos de canal individual debe eliminarse antes
de que las mismas se utilicen para la de ecualización de los
canales. Entonces, la respuesta de impulsos de canal que
corresponde a h_{11} es desplazada cíclicamente n' posiciones en
la dirección opuesta comparada con la dirección en la cual fue
desplazada originalmente la secuencia piloto asociada, dado que
esta despliega la envoltura de fase sobre la función de
transferencia del canal correspondiente, siendo incurrida además
por el desplazamiento cíclico. Un desplazamiento cíclico se lleva a
cabo en un vector que tiene N posiciones, colocando la última
posición, o las dos últimas posiciones al comienzo del vector, y
desplazando el resto de las posiciones hacia la derecha, en el
sentido de las agujas del reloj. En otra realización las posiciones
son desplazadas en sentido contrario al de las agujas del reloj.
Para cada respuesta de impulsos de canal individual, las posiciones
que se consideran irrelevantes o que tienen energía
no-significativa, se reemplazan con valores cero,
Alternativamente, siendo cada respuesta de impulsos de canal
individual atenuada más suavemente mediante una función de ventana
de tapa, ver Figs. 4 y 5. Una persona experta en la materia
comprende que solamente la sustitución de partes de ruido
dependientes de las respuestas de impulsos de canal con cero se
traduce en una reducción significativa de ruido y por lo tanto
mantiene una estimación excelente. Para cada estimación de canal,
el ruido puede reducirse 10.log_{10} (N/propagación del retardo)
dB. La propagación del retardo indica la extensión de la dispersión
de energía a partir de componentes multitrayectoria diferentes, es
decir, cuanto mayor es la propagación del retardo más tarde llega
el último componente multitrayectoria.
Con referencia a las Figs. 4 y 5, a
continuación se describirán dos métodos de separación de dos
respuestas de impulsos canal. La respuesta de impulso de canal
tiene aproximadamente la misma longitud que el prefijo cíclico.
Mediante el diagrama de la Fig. 4 se ilustra el
primer método. Según el primer método, se define una pluralidad de
gamas fijas en el dominio temporal discreto. El número de gamas
fijas es igual al número de antenas de transmisión y son de
limitación superior hasta el suelo (N/duración PC). Suelo es una
función matemática que elige el valor entero inferior más próximo
del argumento. Desde cada uno de dichas gamas, se extrae una
respuesta de impulsos de canal. Por ejemplo, en la gama 1, cierto
número de posiciones tienen amplitudes en la secuencia de impulsos
de canal compuesta, significativamente más fuertes que el resto de
las posiciones. Las respuestas de impulsos del canal fuertes son de
interés para el método inventivo.
Dado que los desplazamientos cíclicos son bien
conocidos tanto para el transmisor como para el receptor, el
receptor sabe cuando esperar el inicio de las gamas. Dado que el
receptor sabe también la longitud del prefijo cíclico, el mismo
sabe también el punto final de cada gama. El intervalo de la gama es
al menos la longitud del prefijo cíclico que tiene una extensión
adicional de protección contra fugas. Se supone que la
sincronización temporizada para el inicio de ventana de
Transformación de Fourier Rápida se ha llevado acabo en la etapa de
sincronización temporizada precedente. No obstante, pequeños errores
en la temporización son aceptables, debido al hecho de que dichos
errores se transponen en unos pequeños desplazamientos temporales
en la respuesta de impulsos de canal compuesta y de ese modo cada
respuesta de impulsos de canal se mantiene dentro de cada gama
individual. Errores de sincronización de temporización pueden
requerir gamas más amplias para adaptar la protección en caso de
tales imperfecciones en etapas precedentes.
Deberá observarse que la fuga y los errores de
temporización significativos pueden girar hacia el extremo de la
respuesta de impulsos de canal compuesta debido a las propiedades
cíclicas de la Transformación de Fourier Rápida. La fuga explica
por qué la gama 1 se extiende cíclicamente hacia el extremo de la
respuesta de impulsos de canal compuesta. Al crear la respuesta de
impulsos de canal correspondiente a la gama 1 en la respuesta de
impulsos de canal compuesta, son sopiadas posiciones de la gama,
mientras que las posiciones fuera de la gama 1 son ajustadas a
cero. Las posiciones fuera de la gama 1 tienen distribuciones no
significativas en la respuesta de impulsos de canal h_{11} y por
lo tanto pueden ser ajustadas a cero.
En el caso de respuesta de impulsos de canal
dentro de la gama 2, las cuales son el resultado de la rotación de
la secuencia de adiestramiento p en n' posiciones, la extracción
sigue el mismo procedimiento que en el caso de la gama 1. No
obstante, la secuencia de repuesta de impulsos de canal resultante
para la gama 2 es desplazada de nuevo cíclicamente n' posiciones de
tal manera que la mayor parte de la energía se acumula al inicio de
la respuesta de impulsos de canal.
En el caso de una realización que utilice más de
dos antenas en el extremo del transmisor, se lleva a cabo el mismo
procedimiento, pero utilizando valores de gama diferentes y la
subsiguiente rotación cíclica. Dichos valores dependen de cómo se
realice el desplazamiento cíclico para la transmisión de la
respectiva secuencia de adiestramiento girada cíclica.
Mediante el diagrama de la Fig. 5 se ilustra
otro método. Este método comprende una etapa adicional. Este método
emplea un mecanismo más inteligente y adaptable. Para cada gama se
determina una primera posición que tiene la magnitud máxima dentro
de la gama fijada. Después de eso, se determinan la segunda y
tercera posiciones, que son las posiciones más lejanas dentro de la
gama en el lado respectivo y fuera de la primera posición que tiene
además un umbral inferior predeterminado con respecto a la primera
posición. El subconjunto elegido de manera adaptable es copiado de
la gama fija, en tanto que las posiciones restantes se ajustan a
cero. Esta etapa se lleva a cabo para cada gama fija. La figura
muestra el caso de la gama fija 2. Se lleva a cabo una rotación
cíclica del mismo modo que en la realización divulgada en conexión
con la Fig. 4. Deberá observarse que si todas las magnitudes están
dentro de la diferencia de magnitud predefinida, toda gama
permanecerá inalterada.
Una persona experta en la materia comprende que
el esquema divulgado más arriba puede emplearse para un mayor
número de antenas de transmisión. No obstante, en la mayor parte, el
prefijo cíclico PC, Suelo (duración N/PC), la función de
transferencia de canal no alterada, es decir, la transmisión por
canales que tienen un mínimo de interferencia, puede garantizarse
por antena de recepción. Además, deben dejarse algunas posiciones de
protección entre la respuesta de impulsos de canal individual
debido a fuga de los retardos puntuales
no-integrales.
En otra realización de la invención,
adicionalmente se emplea la partición en ventana para minimizar el
efecto de fuga de la Transformación de Fourier Rápida cuando los
retardos de trayectoria se sitúan inmediatamente entre puntos de
muestreo. La fuga es una característica inherente de los procesos
TFD(I) cuando el mundo real, es decir, continuo, se muestrea
y da como resultado alguna fuga de interferencia en los puntos de
muestreo próximos. Uno de tales efectos mundiales es p. ej. que
los retardos de trayectoria puedan situarse interlocutoriamente en
alguna parte entre los ejemplos de muestreo. En una realización de
partición en ventana, se aplica una función de ventana en el
dominio de frecuencia tras la división mediante la secuencia
P(k), pero antes de la TFFI a la respuesta de impulsos de
canal compuesta y subsiguiente partición de respuesta de impulsos de
canal. Tras la partición cada estimación de canal deberá
compensarse por los efectos de la partición en ventana llevada a
cabo, efectuando la participación en ventana inversa.
Una función de ventana bien conocida es la
ventana Hanning denominada también ventana de coseno Raised. En una
realización preferente, la partición en ventana Hanning del dominio
de frecuencia se sustituye por una operación filtrante del dominio
temporal correspondiente a la respuesta de impulsos de canal
compuesta según la
h_{comp\_windowed}(n)=h_{comp}(n)/2-h_{comp}(n-1)/4-h_{comp}(n+1)/4,
en donde el retardo corresponde a los desplazamientos cíclicos de
h_{comp}(n). Este truco de procesado de la señal permite la
implementación de la operación de ventana Hanning del dominio de
frecuencia con poca complejidad.
En una realización de la invención que comprende
cuatro antenas de transmisión la estimación de respuesta de
impulsos de canal compuesta se convierte en
H_{comp}(n)=h_{11}(n-n_{1}')+h_{21}(n-n_{2}')+h_{31}(n-n_{3}')+h_{41}(n-n_{4}')+W_{1}(n)
n define la rotación cíclica, en
donde n_{1}'=n_{2}'=n_{3}'n_{4}', y preferentemente
n_{1}'= 0, n_{2}'> n_{1}'+ duración_PC, n_{3}'>
n_{2}'+ duración_PC, n_{4}'> n_{3}'+ duración_PC y
n_{4}'< N-duración_PC, deberá observarse que en
el bloque 666, fig. 6, solamente se requieren dos Transformaciones
de Fourier Rápidas, es decir, una Transformación de Fourier Rápida
Inversa y otra ordinaria. En otra realización de las respuestas de
impulsos de canal extraídas individuales son Transformadas de
Fourier Rápidas en su representación Hxy(K) del dominio de
frecuencia respectivo bajo el supuesto de que el bloque 634 de la
fig. 6 opera con las funciones de transferencia de
canal.
Prácticamente, se emplea una Transformación de
Fourier Rápida completa. No obstante, en otra realización, para
cada respuesta de impulsos de canal individual, la última
Transformación de Fourier Rápida es de un tipo reducido, dado que
el contenido principal son ceros. Una Transformación de Fourier
Rápida (Inversa) tradicional puede suprimir ciertas operaciones,
cuando se sabe que parte de las señales de entrada comprenden ceros,
como es bien conocido por una persona experta en la materia.
Alternativamente, la respuesta de frecuencia puede generarse
directamente a partir de la definición de TFD con el número de
elementos no-cero en h_{comp}(n) es
pequeño.
No obstante, si el receptor explota antenas de
recepción múltiples, tal como se indica en la Fig. 3 el proceso
inventivo puede llevarse a cabo de manera independiente para cada
antena.
A continuación, se divulgará una estructura de
receptor de MDFO con referencia a la Fig. 6. En la Fig. 6, se
ilustra solamente una antena. No obstante, una persona experta en la
materia comprende que pueden emplearse múltiples antenas. En las
antenas y1, y2, ... yJ, en donde J es un entero que va desde 1
hacia arriba limitado solamente por intereses prácticos tales como
espacio, potencia, consumo, coste etc. En la Fig. 6 solamente se
muestra la primera antena y1. La señal recibida en la antena y1 es
amplificada a un nivel apropiado para su recepción por medio de una
etapa de amplificación, a menudo con Control Automático de Ganancia
(CAG). Luego, la señal amplificada se suministra a un bloque 614,
que es un convertidor A/D, en donde la señal es convertida de una
forma analógica a una forma digital en tiempos sucesivos. Entonces,
la señal digital se suministra a un bloque 616, en donde se lleva
a cabo la sincronización de temporización de la frecuencia y la
MDFO. La sincronización de temporización se basa a menudo en
símbolos de adiestramiento particulares para este fin específico,
pero pueden ser empleados otros métodos conocidos por la persona
experta en la materia. Una vez que la sincronización de
temporización ha sido realizada, la señal se suministra a un bloque
618, donde el prefijo cíclico es eliminado. Una secuencia
r_{p,1}(n) considerada discreta y compleja que comprende
información de adiestramiento se suministra desde el bloque 618 a
un bloque de estimación de canal 650, el cual será divulgado en
mayor detalle más abajo. Una señal r_{p,1}(n) que comprende
datos modulados desde antenas de transmisión múltiples y afectados
por el canal se suministran a un bloque 618 a un bloque 620, donde
se lleva a cabo una Transformación de Fourier Rápida. El bloque 620
proporciona una señal R_{s,1}(k) para cada antena de
recepción y1, y2 - yJ por intervalo de símbolos MDFO. La señal
R_{s,1}(k) se suministra a un bloque 634 de
demodulación/decodificación, donde se suministra la ecualización de
canal, el desintercalado, la decodificación y el desencriptado de
CEA (corrección de errores hacia adelante).
Para decodificar los datos que serán enviados,
el canal requiere ser estimado. La estimación de canal tiene lugar
en el bloque 650. La señal r_{p,1}(k) del bloque 618 se
suministra a un bloque 660, donde se lleva a cabo una
Transformación de Fourier Rápida resultando en una señal
(R_{p,1}(k). La señal R_{p,1}(k) se suministra a
un bloque 662, donde la señal R_{p,1}(k) es dividida por un
símbolo de adiestramiento P(k). El resultado del bloque 662
se suministra a un bloque 664, donde se lleva a cabo una
Transformación de Fourier Rápida Inversa. Cuando la secuencia del
símbolo de adiestramiento llega, la señal del dominio temporal es
conmutada a la etapa de estimación de canal, donde se extrae una
respuesta de impulsos de canal compuesta h'(n). Entonces, la
respuesta de impulsos de canal compuesta h'(n) es alimentada desde
el bloque 664 a un bloque 666. Entonces, en el bloque 666, se
extraen las respuestas de impulsos de canal individuales para esta
antena y1 de recepción particular y para todas las antenas de
transmisión y se alimentan al bloque 634 de
decodificación/demodulación. El bloque 634 de
decodificación/demodulación emplea las estimaciones de canal cuando
las señales R_{s,1}(k), R_{s,2}(k), ...,
R_{s,J}(k) son procesadas. Entonces, La señal procesada en
el bloque 634 es la salida (630) de capas más altas.
Dependiendo del funcionamiento con respecto al
tiempo o la frecuencia en el bloque 634 de decodificación/de-
modulación, deberá observarse que una representación del dominio de frecuencia del canal a menudo puede ser más apropiada que la respuesta de impulsos de canal orientada del dominio temporal. Por ejemplo, el bloque 634 puede emplear un ecualizador del dominio de frecuencia antes de la decodificación de la Corrección de Errores hacia Adelante. Alternativamente, el bloque 634 puede incorporar información del estado del canal del dominio de frecuencia en una métrica de trayectoria del decodificador Viterbi cuando se emplea la codificación convolucional. Por lo tanto, Para este fin se requieren TFRs adicionales. Además, dicha operación se lleva a cabo en paralelo en el caso de antenas de recepción múltiples potenciales. Además, deberá observarse que la función de Transformación de Fourier Rápida en el bloque 620, 660 y en los bloques adicionales que tengan un mecanismo TFR del mismo tamaño pueden utilizar el mismo hardware. La función de Fourier Rápida Inversa también puede usar el mismo hardware con pequeñas alteraciones de factores de multiplicación involucrados.
modulación, deberá observarse que una representación del dominio de frecuencia del canal a menudo puede ser más apropiada que la respuesta de impulsos de canal orientada del dominio temporal. Por ejemplo, el bloque 634 puede emplear un ecualizador del dominio de frecuencia antes de la decodificación de la Corrección de Errores hacia Adelante. Alternativamente, el bloque 634 puede incorporar información del estado del canal del dominio de frecuencia en una métrica de trayectoria del decodificador Viterbi cuando se emplea la codificación convolucional. Por lo tanto, Para este fin se requieren TFRs adicionales. Además, dicha operación se lleva a cabo en paralelo en el caso de antenas de recepción múltiples potenciales. Además, deberá observarse que la función de Transformación de Fourier Rápida en el bloque 620, 660 y en los bloques adicionales que tengan un mecanismo TFR del mismo tamaño pueden utilizar el mismo hardware. La función de Fourier Rápida Inversa también puede usar el mismo hardware con pequeñas alteraciones de factores de multiplicación involucrados.
Claims (22)
1. Un método en un sistema de comunicación
inalámbrico que comprende al menos un transmisor (210) provisto de
al menos dos antenas (x1, x2, x3) y al menos una unidad de recepción
(230) provista de al menos una antena (y1, y2) y en el que, se
transmiten secuencias de adiestramiento (p1, p2, p3) desde al menos
dos antenas (x1, x2, x3) de al menos un transmisor (210, 610, 611)
a la al menos una antena (y1, y2) de la al menos una unidad de
recepción, caracterizado en que,
- en primer lugar, antes de la transmisión, una
secuencia de adiestramiento P(k) es Transformada de Fourier
Discreta Inversa de una secuencia p(n);
- en segundo lugar, para todas, o todas menos
una bifurcación de antena, la secuencia p(n) Transformada de
Fourier Discreta Inversa es girada cíclicamente mediante cierto
número de etapas predeterminadas (n_{1}, n_{2}) siendo
diferentes para cada bifurcación de antena (381, 382);
- en tercer lugar, las secuencias de
adiestramiento p(n-n_{1}),
p(n-n_{2}) giradas cíclicamente se
transmiten simultáneamente desde diferentes antenas (x1, x2, x3) a
la unidad de recepción; y
- en cuarto lugar, en la unidad de recepción,
las secuencias recibidas (s(n-n_{1}),
s(n-n_{2})) que son una superposición de
secuencias de adiestramiento transmitidas, afectada individualmente
cada una de ellas por el medio de propagación, se emplean para
proporcionar estimaciones (650) de respuestas de impulsos de canal
para la transmisión desde la antena respectiva.
2. Un método según la reivindicación 1,
caracterizado en que, en lugar de una Transformación de
Fourier Discreta Inversa, se realiza una Transformación de Fourier
Rápida Inversa (308).
3. Un método según la reivindicación 1 o 2,
caracterizado en que,
- antes de la transmisión (381, 382) se añade a
cada secuencia una extensión cíclica que tiene una longitud
predeterminada, siendo la extensión cíclica mayor que la propagación
del retardo.
4. Un método según la reivindicación 1 o 2,
caracterizado en que, la distancia entre cada etapa es mayor
que la propagación del retardo.
5. Un método según la reivindicación 1,
caracterizado en que, en la unidad de recepción la secuencia
recibida
- en la primera etapa (662), es Transformada de
Fourier Discreta y dividida mediante la secuencia de adiestramiento
P(k),
- en una segunda etapa (664), el resultado de la
primera etapa es Transformada de Fourier Discreta Inversa
resultante en una secuencia que tiene zonas claramente separadas en
el dominio temporal, las zonas separadas que contienen las
estimaciones respectivas de respuestas de impulsos de canal.
6. Un método según la reivindicación 2,
caracterizado en que, en la unidad de recepción la secuencia
reci-
bida
bida
- en una primera etapa, es Transformada de
Fourier Rápida (660) y dividida mediante la secuencia de
adiestramiento P(k),
- en una segunda etapa, el resultado de la
primera etapa es Transformada de Fourier Rápida Inversa (664) en
una secuencia que tiene zonas claramente separadas que contienen las
estimaciones respectivas de respuestas de impulsos de canal.
7. Un método según la reivindicación 5 o 6,
caracterizado en que,
- las gamas predeterminadas fijas se seleccionan
en el dominio temporal discreto,
- comprendiendo cada gama una y solamente una de
las zonas definidas más arriba,
- una respuesta de impulso de canal se
selecciona a partir de cada una de dichas gamas (666).
8. Un método según la reivindicación 7,
caracterizado en que,
- en cada gama, solamente se emplean las
posiciones más fuertes y el resto se ajustan a cero, y, para cada
respuesta de impulsos de canal seleccionada, las posiciones de fuera
de la gama se sustituyen por ceros.
\newpage
9. Un método según la reivindicación 7 u 8,
caracterizado en que, cada respuesta de impulsos de canal
resultante se convierte en el dominio de frecuencia mediante una
TFD o TFR dependiendo de métodos de funcionamiento del ecualizador
principalmente y del decodificador PEC.
10. Un método según la reivindicación 5 o 6,
caracterizado en que, antes de la segunda etapa se aplica una
función de ventana, en la que, se reduce la fuga inherente en la
transformación precedente de la primera etapa.
11. Un método según la reivindicación 5 o 6,
caracterizado en que, después de la segunda etapa se aplica
una función de filtración, en donde se reduce la fuga inherente en
la transformación precedente de la primera etapa.
12. Un método según la reivindicación 10 u 11,
caracterizado en que, dicha función de ventana Hanning o
dicha Inversión filtrante es una ventana Hanning transformada
TFDI.
13. Un método según cualquiera de las
reivindicaciones 7, 8, 10 u 11, caracterizado en que, una
respuesta de impulsos inversa correspondiente a la función de
ventana se aplica tras la selección de dicha respuesta de impulsos
de canal, en donde los valores de fase y amplitud son compensados
debido al resultado de la ventana pre-
cedente.
cedente.
14. Un método según cualquiera de las
reivindicaciones 7- 11, caracterizado en que, la función
inversa se aplica tras la conversión al dominio de frecuencia
mediante una operación TFD o TFR, en donde los valores de fase y
amplitud son compensados debido al resultado de la ventana
precedente.
15. Una disposición en un sistema de
comunicación inalámbrico que comprende al menos un transmisor (210)
provisto de al menos dos antenas (x1, x2, x3) y al menos una unidad
de recepción (230) provista de al menos una antena (y1, y2) y en
donde son transmitidas secuencias de adiestramiento (p1, p2, p3)
desde al menos dos antenas (x1, x2, x3) de al menos un transmisor
(210, 610, 611) a la al menos una antena (y1, y2) de la al menos una
unidad de recepción, caracterizada por
- medios (381, 382) para, antes de la
transmisión, realizar una transformación de Fourier Discreta en una
secuencia de adiestramiento P(k) para producir una secuencia
p(n);
- medios para realizar, para todas, o todas
excepto una, bifurcación de antena, una rotación cíclica mediante
cierto número de etapas predeterminadas (n1, n2) de la secuencia
Transformada de Fourier Discreta Inversa, siendo dichas etapas
diferentes para cada bifurcación de antena.
- medios para transmitir simultáneamente las
secuencias de adiestramiento giradas
p(n-n_{1}),
p(n-n_{2}), desde diferentes antenas (x1,
x2, x3) a la unidad de recepción; y
- medios para utilizar las secuencias
(s(n-n_{1}),
s(n-n_{2}) recibidas, en la unidad de
recepción, siendo una superposición de secuencias de adiestramiento
transmitidas afectada cada una por el medio de propagación, para
proporcionar estimaciones (650) de respuestas de impulsos de canal
para la transmisión desde la antena respectiva.
16. Una disposición según la reivindicación 14,
caracterizada en que, en lugar de una Transformación de
Fourier Discreta Inversa, se realiza una Transformación de Fourier
Rápida (308).
17. Una disposición según la reivindicación 15 o
16, caracterizada por, medios para añadir una extensión
cíclica que tiene una longitud predeterminada a cada secuencia
antes de la transmisión (381, 382), siendo la extensión cíclica
mayor que la propagación del retardo.
18. Una disposición según la reivindicación 15 o
16, caracterizada en que, la distancia entre cada etapa es
mayor que la propagación del retardo.
19. Una disposición según la reivindicación 15,
caracterizada en que, la unidad de recepción comprende medios
para
- realizar, en una primera etapa (662), una
Transformación de Fourier Discreta y una división de la secuencia
recibida mediante la secuencia de adiestramiento P(K),
- realizar, en una segunda etapa (664), una
transformación de Fourier Discreta Inversa del resultado de la
primera etapa resultante en una secuencia que tiene zonas claramente
separadas en el dominio temporal, conteniendo las zonas separadas
las respectivas estimaciones de respuestas de impulsos de canal.
20. Una disposición según la reivindicación 16,
caracterizada en que, la unidad de recepción comprende medios
para
- realizar, en una primera etapa (662), una
Transformación de Fourier Rápida y una división de la secuencia
recibida mediante la secuencia de adiestramiento P(k),
- realizar, en una segunda etapa (664), una
Transformación de Fourier Rápida Inversa del resultado de la etapa
primera etapa resultante en una secuencia que tiene zonas claramente
separadas en el dominio temporal, conteniendo las zonas separadas
las estimaciones respectivas de respuestas de impulsos de canal.
21. Una disposición según la reivindicación 19 o
20, caracterizada en que, la unidad de recepción
comprende
- medios para seleccionar gamas predeterminadas
fijas en el dominio temporal discreto, comprendiendo cada gama una
y solamente una de las zonas definidas más arriba, y
- medios (666) para seleccionar una respuesta de
impulsos de canal desde cada una de dichas gamas.
22. Una disposición según la reivindicación 21,
caracterizada en que,
- en cada gama, solamente se emplean las
posiciones más fuertes, y el resto se ajustan a cero en el caso de
cada posición de respuesta de impulsos de canal fuera de la gama se
sustituye por cero.
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