DE102008010126A1

DE102008010126A1 - System mit einem OFDM-Kanalschätzer

Info

Publication number: DE102008010126A1
Application number: DE102008010126A
Authority: DE
Inventors: Stefan Fechtel
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2007-04-02
Filing date: 2008-02-20
Publication date: 2008-10-09
Anticipated expiration: 2028-02-21
Also published as: DE102008010126B4; US20080240265A1; US7940848B2

Abstract

Es wird ein Verfahren zum Betreiben eines eine Kanalschätzung für OFDM-Systeme durchführenden Empfängers beschrieben. Eine Ausführungsform stellt Information bereit, die die Signalempfangscharakteristik mehrerer Sendersignale von Signalen, die von mehreren Sendern empfangen wurden, angibt. Kanalschätzung wird dann in Abhängigkeit von der Information durchgeführt.

Description

Die Erfindung betrifft die Kanalschätzung für orthogonale Frequenz-Multiplexverfahren (orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) und insbesondere die Kanalschätzung für OFDM Systeme mit einer Vielzahl von Sendern.
OFDM Mehrträger-Modulation wird in vielen Kommunikationssystemen benutzt und wurde kürzlich zunehmend populär, da sie eine deutliche Reduktion der Entzerrungskomplexität im Vergleich mit klassischen Modulationstechniken bietet. Zur Demodulierung OFDM-modulierter Daten bei Anwesenheit beträchtlicher Zeitvariationen des Transmissionskanals ist eine Kenntnis der Frequenzantwort (Frequenzgang) des Transmissionskanals erforderlich. Dieses Wissen wird durch Kanalschätzung erlangt. Pilotsignalunterstützte Kanalschätzung basiert auf dem periodischen Einfügen bekannter Symbole, den sogenannten Pilotsymbolen, in die übertragene Datensequenz. Da Kanalvariationen in OFDM Systemen zweidimensional sind, werden die Piloten typischerweise im Zeit-Frequenz-Gitter eingefügt. Die Kanalantwort kann dann durch Interpolation unter Ausnutzung der Korrelation des Kanals in Zeit und Frequenz rekonstruiert werden. Die Interpolation im Zeit- und Frequenzraum muss dem zweidimensionalen Abtasttheorem entsprechen.
Die Interpolation in der Zeit ist durch das zeitabhängige Verhalten des Transmissionskanals bandbreitenlimitiert. Da diese Kanal-Zeitvariationen durch die Bewegung (Geschwindigkeit) des Empfängers entstehen, ist die pilotgestützte Kanalschätzung hinsichtlich einer maximal tolerierbaren Doppler-Verbreiterung F_d begrenzt. Andererseits ist die Interpolation in der Frequenz durch die Länge der Kanal-Impuls-Antwort des Transmissionskanals (channel impulse response, CIR) bandbreitenlimitiert, wobei diese von dem Mehrwege-Ausbreitungsszenario, welches der Transmissionskanal auf weist, abhängt. Pilotbasierte Kanalschätzung ist daher auch bezüglich einer maximal tolerierbaren Mehrwege-Verzögerungsverbreiterung T_d begrenzt.
Da konventionelle pilotbasierte Kanalschätzung keine Unterabtastung der Kanalvariationen in irgendeine Richtung (Zeit, Frequenz) tolerieren kann, nimmt die Leistung der Kanalschätzung ab, wenn gleichzeitig große Doppler-Verbreiterung F_d und Mehrwege-Verzögerungsverbreiterung T_d auftreten. Die Verwendung eines „dichteren" Pilotpositionsrasters im Zeit-Frequenz-Gitter würde die maximal tolerierbare Doppler-Verbreiterung F_d und die maximal tolerierbare Mehrwege-Verzögerungsverbreiterung T_d erhöhen. Allerdings reduziert die Erhöhung der Anzahl der Pilotsymbole pro Zeit- oder Frequenzintervall die Kapazität des Transmissionskanals.
Mit Blick auf das vorstehend gesagte ist es wünschenswert, eine hohe Kanalschätzleistung über eine weite Vielfalt von Kanalbedingungen zu gewährleisten.
Wegen dieser und anderer Gründe besteht Bedarf an der hier vorgestellten Erfindung.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die angefügten Zeichnungen wurden beigefügt, um ein tieferes Verständnis der vorliegenden Erfindung zu ermöglichen, und werden in diese Beschreibung aufgenommen und stellen einen Teil dieser Beschreibung dar. Die Zeichnungen zeigen die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung und dienen zusammen mit der Beschreibung zur Erklärung der Grundlagen der Erfindung. Andere Ausführungsformen der Erfindung und viele der beabsichtigten Vorteile der vorliegenden Erfindung können besser gewürdigt werden, wenn sie durch Bezug auf die folgende, detaillierte Beschreibung leichter verstanden werden. Die Elemente der Zeichnungen sind zueinander nicht notwendiger weise maßstabsgetreu. Gleiche Bezugszeichen kennzeichnen entsprechende, ähnliche Teile.
1 zeigt ein Blockdiagramm eines inneren OFDM Transmissionssystems.
2 zeigt ein Pilotraster innerhalb des Zeit-Frequenz-Gitters.
3 zeigt drei verschiedene Arten von pilotgestützten Kanalschätztechniken.
4 zeigt die Verzögerungs-Doppler-Ebene für OFDM Signale.
5 zeigt die Grenzen der zweidimensionalen Kanalschätzung für DVB-T/H, der eindimensionalen Zeit-Frequenz-Kanalschätzung für DVB-T/H und der eindimensionalen Frequenz-Zeit-Kanalschätzung für DVB-T/H in Simulationsberechnungen.
6 zeigt die Ergebnisse der in 5 gezeigten Simulationsberechnungen in einer vereinfachenden Darstellung.
7 stellt ein Blockdiagramm eines Kanalschätzers dar, der Information über die Signalempfangscharakteristik entsprechend einer ersten Ausführungsform nutzt.
8 zeigt Signalempfangscharakteristiken in der Zeit-Doppler-Ebene für ein Szenario mit zwei Sendern.
9 stellt ein Blockdiagramm des in 7 dargestellten Kanalschätzers, ausgestattet mit einer Schaltung zur Erzeugung von Information über die Signalempfangscharakteristik, dar.
10 stellt ein Blockdiagramm des in 7 dargestellten Kanalschätzers, ausgestattet mit einer anderen Schaltung zur Erzeugung von Information über die Signalempfangscharakteristik, dar.
11 ist eine schematische Darstellung des Aufbaus einer Einheit zur Berechnung der Filterkoeffizienten unter Verwendung einer Nachschlagetabelle.
12 zeigt die Signalempfangscharakteristik in der Doppler-Verzögerungs-Ebene für ein Szenario mit zwei Sendern.
13 ist ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform eines Kanalschätzers, der Information über die Signalempfangscharakteristik verwendet.
14 zeigt die Kanalschätzleistung in Form von Ergebnissen von Simulationsberechnungen für das in 12 dargestellte Kanalszenario bei Verwendung eines Kanalschätzers entsprechend der zweiten, in 13 dargestellten Ausführungsform.
15 zeigt eine weitere Signalempfangscharakteristik in der Doppler-Verzögerungs-Ebene für ein Szenario mit zwei Sendern.
16 ist ein Blockdiagramm einer dritten Ausführungsform eines Kanalschätzers, der Information über die Signalempfangscharakteristik verwendet.
17 zeigt die Kanalschätzleistung gemäß einer Analyse der Leistungsergebnisse für das in 15 dargestellte Kanalszenario bei Verwendung eines Kanalschätzers entsprechend der dritten, in 16 dargestellten Ausführungsform.
18 ist ein Blockdiagramm, das eine vierte Ausführungsform des Kanalschätzers darstellt.
19 ist ein Flussdiagramm, das die Vorgehensweise zur Auswahl verschiedener Kanalschätzmethoden in einem Kanalschätzer darstellt.
Detaillierte Beschreibung
In der folgenden detaillierten Beschreibung wird auf die begleitenden Zeichnungen verwiesen, die einen Teil hiervon darstellen, und in denen durch Darstellung spezifische Ausführungsformen, in denen die Erfindung angewandt werden kann, gezeigt werden. In dieser Hinsicht werden Richtungsangaben wie „oben", „unten", „vorne", „hinten", „vorangehend", „nachfolgend" usw. mit Bezug auf die Orientierung der beschriebenen Figuren verwendet. Da Teile der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung in einer Reihe verschiedener Orientierungen positioniert werden können, werden die Richtungsangaben zum Zwecke der Veranschaulichung verwendet und sind in keiner Weise einschränkend. Es ist klar, dass andere Ausführungsformen verwendet werden können, und dass strukturelle oder logische Veränderungen gemacht werden können, ohne den Geltungsbereich der vorliegenden Erfindung zu verlassen. Die folgende detaillierte Beschreibung ist daher nicht in einem einschränkenden Sinn zu verstehen und der Geltungsbereich der vorliegenden Erfindung wird durch die beigefügten Ansprüche definiert.
Im Folgenden ist der Ausdruck OFDM nicht auf spezifische Standards oder Anwendungen einschränkend gedacht, sondern schließt zahlreiche Kommunikationssysteme ein, darunter nahezu alle Mehrfachträger-Modulationssysteme. Insbesondere Funk systeme, die mehrere Sender- und/oder Empfängerantennen verwenden, bekannt als Mehrfach-Input/Mehrfach-Output (MIMO) Systeme, können mit OFDM (d. h. Multi-Carrier-Modulation) betrieben werden und können ebenfalls die hier beschriebenen Techniken verwenden.
Im Weiteren bezieht sich der Großteil der folgenden Beschreibung exemplarisch auf terrestrischen/tragbaren Videorundfunk (Fernsehen) (DVB-T/H). DVB-T/H basiert auf terrestrischen Sendern und einem Kommunikationssystemdesign, das an Mobilfunkempfänger angepasst ist. Allerdings können auch andere OFDM Systeme wie z. B. Satelliten-OFDM-Systeme von den hier dargestellten Konzepten und Grundsätzen profitieren.
1 zeigt die grundlegenden Bausteine eines Kommunikationssystems mit einem inneren OFDM-Transmissionssystem. In einem Sender TX werden Informationsdaten a_n,k auf K parallele Sub-Träger von aufeinanderfolgenden OFDM-Symbolen abgebildet. OFDM-Modulation wird von einem OFDM-Modulator 1 durchgeführt, der durch eine Stufe mit inverser schneller Fourier-Transformation (IFFT) verwirklicht werden kann. n bezeichnet den Symbol-Zeitindex und k bezeichnet den Sub-Träger-Frequenzindex, der von 1 bis K läuft. Wie für den Fachmann offensichtlich, ist eine vorgeschaltete Datenbearbeitung wie beispielsweise Datenkodierung, Symbol-Interleaving, Kanalkodierung, usw. in 1 nicht abgebildet.
Die aufeinanderfolgenden OFDM-Symbole werden durch einen im Allgemeinen zeitabhängigen, frequenzselektiven und mit Rauschen beaufschlagten Kanal 2 übertragen. Kanalparameter werden mit H_n,k bezeichnet, d. h. sie sind abhängig von der Zeit (Symbolindex n) und von der Frequenz (Sub-Träger-Index k).
Der Empfänger RX umfasst einen OFDM-Demodulator 3, einen Kanalschätzer 4 und eine Symbol-Bestimmungseinheit 5, die im Folgenden auch als Symbol-Rückumsetzer bezeichnet wird. Der OFDM-Demodulator 3 wandelt das empfangene Signal aus dem Zeitraum in den Frequenzraum und liefert dabei die empfangenen Sub-Träger-Abtastwerte z_n,k. Typischerweise ist der OFDM-Demodulator als schnelle Fourier-Transformationseinheit (FFT) realisiert.
Das OFDM-Modem Transmissionsmodell von Ende zu Ende lässt sich für Informationsdatensymbole a_n,k ausdrücken durch zn,k = Hn,k·an,k + nn,k, (1)wobei n_n,k thermisches Rauschen und andere Unvollkommenheiten bezeichnet.
Im Empfänger RX werden die empfangenen Sub-Träger-Abtastwerte z_n,k in den Kanalschätzer 4 und den Symbol-Rückumsetzer 5 eingespeist. Um die Datensymbole a_n,k rückumzusetzen, muss der Empfänger RX Kanalschätzungen H ^_n,k erzeugen. Aus Gleichung (1) ist offensichtlich, dass geschätzte Symbole a ^_n,k unter Verwendung der Kanalschätzung
bezüglich desselben Sub-Trägers k und desselben Symbols n direkt aus den empfangenen Sub-Träger-Abtastwerten z_n,k berechnet werden können. Daher muss nach Gleichung (1) keine ISI (Inter-Symbol-Interferenz) berücksichtigt werden. Wie im Bereich der Multi-Carrier-Modulation bekannt, kann dies durch die Einführung eines Schutzzeitintervalls T_g zur Verlängerung der nutzbaren OFDM-Symbol-Zeitdauer T_u zur effektiven OFDM-Symbol-Zeitdauer T_OFDM, entsprechend T_OFDM = T_u + T_g, erreicht werden, wobei T_g eine Dauer gleich oder länger als die CIR-Länge ist. Als Ergebnis wird ISI vermieden.
In pilotgestützten OFDM Systemen, wie beispielsweise DVB-T/H, basiert die Kanalschätzung auf bekannten Piloten a_n,k = p_n,k, die an bekannten Positionen (n, k) im zweidimensionalen (2D) OFDM Zeit-Frequenz-Gitter liegen. Als Beispiel ist in 2 das spezielle, unsymmetrische DVB-T/H Pilotraster im Zeit-Frequenz-Gitter in dargestellt. Der Frequenz (Sub-Träger) Index k ist gegen den Zeit (Symbol) Index n aufgetragen. Pilote p_n,k sind durch die gefüllten Koordinatenquadrate (n, k) gekennzeichnet.
Wenn der Abstand der Pilotsymbole p_n,k ausreichend nah ist, um das zweidimensionale Abtasttheorem zu erfüllen, ist eine Kanalschätzung per Interpolation für alle Koordinaten (n, k) möglich. Es gibt mindestens 3 grundlegend verschiedene Herangehensweisen, um die Kanalschätzungen H ^_n,k abzuleiten.
Angenommen, der Kanal soll im schraffierten Koordinatenquadrat (n, k) geschätzt werden. Eine erste Möglichkeit, die im oberen Teil von 3 dargestellt ist, ist, einen 2D Schätzer 20 zu verwenden, der den Kanal an der Position (n, k) unter Verwendung aller Piloten p_n,k innerhalb des begrenzten zweidimensionalen Bereichs 10 interpoliert. 2D Kanalschätzung bedingt eine zweidimensionale, lineare FIR (finite impulse response) Interpolationsfilterung der empfangenen Pilot-Abtastwerte p_n,k innerhalb des Bereichs 10.
Oft kann die 2D Kanalschätzung in 2 × 1D Kanalschätzung aufgeteilt werden, was im Vergleich zu einer optimalen 2D Kanalschätzung bedeutend einfacher zu implementieren ist. 2 × 1D Kanalschätzung wird jeweils in Zeitrichtung (ChE-T) und Frequenzrichtung (ChE-F)durchgeführt und kann durch eine Kaskade zweier linearer FIR Interpolationsfilter 21, 22 realisiert werden. Der Fall, in dem die Zeitinterpolation der Frequenzinterpolation vorangeht, wird als ChE-T/F bezeichnet und ist im mittleren Teil von 3 dargestellt. In diesem Fall führt der Zeitinterpolator 21 eine Interpolation in Zeitrich tung bei festem Sub-Träger k durch und der Frequenzinterpolator 22 führt eine Interpolation in Frequenzrichtung bei festem Zeitindex durch. Der alternative Fall, in dem die Frequenzinterpolation der Zeitinterpolation vorangeht, wird als ChE-F/T bezeichnet und ist im unteren Teil von 3 dargestellt. In diesem Fall geht der Frequenzinterpolator 22 dem Zeitinterpolator 21 voran.
In der 2D Kanalschätzung, sowie in der 2 × 1D Kanalschätzung werden die FIR Filterkoeffizienten typischerweise im Sinne des MMSE (minimum mean square error) optimiert. Es ist bekannt, dass ein 2D Wiener Filter oder zwei 1D Wiener Filter eine optimale MMSE Leistung gewährleisten. Die Filterkoeffizienten hängen von den Piloten und Datenpositionen (n, k) sowie von der Doppler-Verzögerung/Rauschcharakteristik des Kanals ab. Der 2D Schätzer 20 benötigt für jede Koordinate im Bereich 10 einen individuellen 2D FIR Filter, d. h. einen individuellen Satz an 2D Filterkoeffizienten. Im ChE-T/F-Fall benötigt der Zeitinterpolator 21 vier verschiedene Filter (d. h. 4 Sätze an Filterkoeffizienten), und der Frequenzinterpolator 22 benötigt drei verschiedene Filter (d. h. 3 Sätze an Filterkoeffizienten), weil die Pilotabstände in Zeit-Frequenz-Richtung (4, 3) sind. Im ChE-F/T-Fall benötigt der Frequenzinterpolator 22 zwölf verschiedene Filter (d. h. 12 Sätze an Filterkoeffizienten), und der Zeitinterpolator 21 benötigt einen Filter (d. h. 1 Satz an Filterkoeffizienten), weil die Pilotabstände in Frequenz-Zeit-Richtung (12, 1) sind.
Bei konventioneller OFDM-Kanalschätzung wird angenommen, dass die Kanal-Doppler-Verbreiterung F_d und die Kanal-Verzögerungsverbreiterung T_d innerhalb des rechteckigen Bereichs bleibt, der, wie in 4 dargestellt ist, durch ±F_d bzw. T_d begrenzt wird. Hier ist F_d = f_d/f_OFDM die relative Doppler-Verbreiterung, d. h. die Kanal-Doppler-Verbreiterung f_d [Hz] im Verhältnis zur OFDM Symbolfrequenz f_OFDM = 1/T_OFDM [Hz].
Ebenso ist T_d = τd/T_u die relative Verzögerungsverbreiterung, d. h. die Kanalverzögerung τ_d [s] im Verhältnis zur nutzbaren OFDM Symboldauer T_u[s]. T_OFDM = T_u + T_g ist die OFDM Symboldauer, T_u ist die nutzbare OFDM Symboldauer und T_g ist die Dauer des Schutzintervalls. Im Folgenden werden, wenn von Doppler-Verbreiterung oder Verzögerungsverbreitung gesprochen wird, üblicherweise die relativen Größen gemeint.
5 zeigt die Ergebnisse einer Simulationsberechnung zur Kanalschätzung für DVB-T/H bei Verwendung eines optimalen 2D Kanalschätzers 20. Die relative Doppler-Verbreiterung (Verhältnis F_d = f_d/f_OFDM) ist gegen den relativen Gruppen-Verzögerungsabstand (Verhältnis T_d = τ_d/T_u) aufgetragen. Die Simulationsberechnung verwendet das in 2 gezeigte DVB-T/H-Pilotraster. Wie bereits erwähnt, bestimmt das Pilotraster die Grenzen der pilotgestützten Kanalschätzung hinsichtlich der maximal tolerierbaren Doppler-Verbreiterung F_d und der (Mehrwege)-Verzögerungsverbreiterung T_d. Im dunklen Bereich 30, bei Verzögerungsverbreitungen größer als 1/12 und Doppler-Verbreitungen größer als 1/8, werden die Kanalveränderungen sowohl in Zeit- als auch in Frequenzrichtung unterabgetastet. Demzufolge ist eine Kanalschätzung im Bereich 30 nicht möglich. In einem L-förmigen Bereich 31 ist das 2D-Abtasttheorem erfüllt und die Kanalschätzung durch Interpolation möglich.
Der L-förmige Bereich 31, der die Grenzen der 2D Kanalschätzung für DVB-T/H zeigt, ist aus einem ersten rechteckigen Bereich 30a mit einer Doppler-Verbreiterungsgrenze F_d = 1/8 und einer Verzögerungsverbreiterungsgrenze T_d = 1/3 und einem zweiten rechteckigen Bereich 30b mit einer Doppler-Verbreiterungsgrenze F_d = 1/2 und einer Verzögerungsverbreiterungsgrenze T_d = 1/12 zusammengesetzt. Daher ist in der DVB-T/H Kanalschätzung ein optimaler 2D Kanalschätzer in eine Kombination von 2 × 1D Kanalschätzern aufteilbar, und zwar den Schätzern ChE-T/F, dargestellt durch die Schätzerkaskade 21, 22, sowie den Kanalschätzern ChE-F/T, dargestellt durch die Schätzerkaskade 22, 21, vgl. 3.
Das Vorliegen der in 5 für das Beispiel der 2D Kanalschätzung bei DVB-T/H unter Verwendung des Pilotrasters aus 2 gezeigten Kanalschätzgrenzen kann auf beliebige OFDM Systeme verallgemeinert werden. Kanalschätzung ist in einem unterabgetasteten Zeit-Frequenz-Bereich 30, in welchem große Verzögerungsverbreiterungen (jenseits der Grenze T_d) und große Doppler-Verbreiterungen (jenseits der Grenze F_d) gleichzeitig auftreten, unmöglich.
Große Doppler-Verbreiterungen treten auf, wenn der Empfänger RX mit beträchtlicher oder großer Geschwindigkeit relativ zum Sender TX bewegt wird. Große Verzögerungsverbreiterungen können auftreten, wenn zwei entfernt liegende Sender zu dem am Empfänger RX empfangenen Signal beitragen. Beispielsweise sind große Verzögerungsverbreiterungen typischerweise in Gleichwellennetzen (single frequency networks, SFN), wo zeitsynchronisierte Sender verwendet werden, die mit einer Entfernung von mehreren zehn Kilometern zwischen einander verteilt sind, anzutreffen. Da die entfernt liegenden Sender dasselbe Signal mit derselben Trägerfrequenz und derselben Zeitsynchronisation ausstrahlen, wird keine Übergabe (Handover) nötig, wenn sich der Empfänger RX von einer Funkzelle, die zu einem ersten Sender gehört, zu einer zweiten Funkzelle, die zu einem zweiten Sender in einem SFN gehört, bewegt. Da jedoch der Abstand zwischen Empfänger RX und dem ersten Sender vom Abstand zwischen dem Empfänger RX und dem zweiten Sender um mehrere 10 Kilometer variieren kann, können sich die Signallaufzeiten der Signale von den beiden Sendern beträchtlich unterscheiden. Dies resultiert in einem unter Umständen großen Verzögerungsabstand zwischen Signalbeiträ gen, die von verschiedenen Sendern empfangen wurden. Derartige Verzögerungsabstände aufgrund von entfernt liegenden Sendern können der Grund für eine Verzögerungsverbreiterung sein, die sich über das 1D Schätzlimit für ChE-F/T-Schätzung (T_d = 1/12 in 5 und 6) hinaus erstreckt. Vereinfacht gesagt kann es sein, dass ein Empfänger RX bei hoher Geschwindigkeit dabei versagt, ein Signal von zwei oder mehr Sendern zu detektieren.
In einer Ausführungsform wird Verzögerungsverbreiterung auch durch die Mehrwegeausbreitung zwischen einem einzelnen Sender TX und dem Empfänger RX verursacht. Die mit einem einzelnen Sender verbundenen und durch Mehrwegeausbreitung hervorgerufenen Verzögerungen sind typischerweise kleiner als das Verzögerungsverbreiterungslimit T_d. Daher verursacht die Mehrwegeausbreitung von einem einzelnen Sender TX üblicherweise nicht, dass das Signal den Bereich der Detektierbarkeit 31 verlässt. Dies ist jedoch nicht notwendigerweise der Fall. In einer oder mehreren Ausführungsformen, beispielsweise wenn Signalkomponenten von einem einzelnen Sender an Bergen oder anderen entfernten Objekten reflektiert werden, kann es sein, dass die wohlbekannte Mehrwegeausbreitung von einem einzelnen Sender zu Signalverzögerungen führt (von Signalkomponenten, die über verschiedenen Wegen übertragenen wurden), die dem Verzögerungsverbreiterungslimit T_d ähnlich sind. Ein „einzelner Sender" in der hier verwendeten Bedeutung kann auch ein Sender sein, der mehrere Sendeantennen verwendet.
7 zeigt ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform. Die gleichen Bezugszeichen beziehen sich auf ähnliche Teile, wie sie in anderen Zeichnungen dargestellt sind. Empfangene Sub-Träger-Abtastwerte z_n,k, die vom OFDM Demodulator 3 (vgl. 1) ausgegeben wurden, werden in den Daten/Pilotspeicher 101 eingegeben. Der Daten/Pilotspeicher 101 gibt an einem ersten Ausgang 101a Datenzeichen aus (zur Vereinfachung ebenfalls als z_n,k bezeichnet) und an einem zweiten Ausgang 101b Pilote (d. h. Pilotsymbole) p_n,k. Die Pilote p_n,k werden in eine Signalauswertevorrichtung 102 eingegeben. Die Signalauswertevorrichtung 102 beinhaltet eine erste Einheit 103, die dazu konfiguriert ist, ein Maß M zu bestimmen und auszugeben, welches die Zahl der Signalgruppen, die zu dem empfangenen Signal beitragen, angibt. In den meisten Fällen (ausgenommen den Fall von großem Verzögerungsabstand bei Mehrwegeausbreitung mit einem einzelnen Sender) ist die Zahl M der Signalgruppen, die zum empfangenen Signal beitragen, identisch zur Zahl der (entfernt liegenden) Sender TX, die zum empfangenen Signal beitragen, da jeder Sender TX beim Empfänger RX als eine Gruppe von Mehrwegesignalbeiträgen auftaucht. Die erste Einheit 103 wird daher als Gruppenidentifikationseinheit bezeichnet. Des Weiteren enthält die Signalauswertevorrichtung 102 eine zweite Einheit 104, die einen oder mehrere Parameter P_m ausgibt, der oder die die Charakteristik der identifizierten Gruppen anzeigt bzw. anzeigen. Beispielsweise können diese Parameter die Doppler-Verzögerungsprofile der Gruppen beschreiben, d. h. die Bereiche in der Doppler-Verzögerungs-Ebene, die mutmaßlich von den Mehrwege-Signalkomponenten der Gruppen besetzt werden.
Es sei angemerkt, dass eine Signalgruppe (die von der Gruppenidentifikationseinheit 103 identifiziert wurde) aus mehreren Signalkomponenten, wie sie typischerweise in einem Mehrwege-Ausbreitungsszenario von einem einzelnen Sender empfangen werden, zusammengesetzt sein kann. Allerdings kann es auch möglich sein, dass eine Signalgruppe nur ein empfangenes Signal enthält, beispielsweise das Sichtliniensignal, wenn keine erheblichen Signalreflexionen vorliegen, oder wenn ein überwiegendes Reflexionssignal von einem entfernt liegenden Reflexionsobjekt verursacht wird.
Die Zahl M und die Parameter P_m werden in eine Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit 105 eingegeben. Die Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit 105 verwendet M und P_m zur Berechnung von Kanalschätzfilterkoeffizienten w_n,k. Die Kanalschätzfilterkoeffizienten w_n,k werden zur Kanalschätzfilterung in einem Kanalschätzfilter 106 verwendet. Das Kanalschätzfilter kann von beliebiger, in Verbindung mit 3 vorgestellter Art sein, d. h. kann ein 2D Kanalschätzfilter oder eine 2 × 1D Kanalschätzfilterkaskade ChE-T/F oder ChE-F/T sein.
Gemäß 1 werden die Datensymbole z_n,k und die erzeugten Kanalschätzungen H ^_n,k in die Symbolbestimmeinheit 5 eingegeben. Die Symbolbestimmeinheit 5 kann eine PSK (phase shift keying, Phasenumtastung) und/oder ein QAM (Quadraturamplitudenmodulation) Symbolrückumsetzer sein.
8 zeigt im Rahmen eines Beispiels, welche Informationen M, P_m bezüglich der Charakteristik des (mobilen) Kanals von der Signalauswertungsvorrichtung 102 an die Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit 105 weitergegeben werden. 8 ist eine Darstellung der Doppler-Verschiebung gegen die Verzögerung am Empfänger RX. Ein SFN Kanalszenario, in dem zwei Sender TX zum empfangenen Signal beitragen, wird angenommen. Als Ergebnis treten eine erste (Mehrwege) Gruppe C1 von einem näherliegenden Sender und eine zweite (Mehrwege) Gruppe C2 von einem ferner liegenden Sender in der Doppler-Verzögerungs-Ebene auf. Daher gilt in diesem Beispiel M = 2.
Jedes Gruppenprofil C1, C2 in der Doppler-Verzögerungs-Ebene kann entsprechend einer gewünschten Genauigkeit charakterisiert werden. In vielen Fällen ist es ausreichend, ein Gruppenprofil durch eine einfach geformte Obermenge anzunähern, beispielsweise eine rechteckige Fläche in der Doppler-Verzögerungs-Ebene, wie in 8 dargestellt. In diesem Fall kann das Gruppenprofil durch wenige Parameter beschrieben werden, und zwar P_m = T_0,m, T_w,m, F_0,m, F_w,m, T_d, F_d. T_0,m ist die Verzögerungsverschiebung der Gruppe m, T_w,m ist die Verzögerungsbreite der Gruppe m, F_0,m ist die Doppler-Verschiebung der Gruppe m, F_w,m ist die Dopplerbreite von Gruppe m, T_d ist die durch die M Gruppen bewirkte Verzögerungsverbreiterung und F_d ist die durch die M Gruppen bewirkte Doppler-Verbreiterung. Wie für den Fachmann offensichtlich, kann auch eine Teilmenge der Parameter P_m verwendet werden, um die Kanalbedingungen zu charakterisieren, oder es ist möglich, falls erwünscht, weitere Parameter hinzuzufügen, beispielsweise wenn eine genauere Näherung der Gruppenprofile gewünscht wird.
Die Anzahl M an Mehrwegegruppen-Parametern P_m kann beispielsweise durch Messung ermittelt werden, durch Auswertung zusätzlicher Information wie Positionsinformation oder a priori bekannt sein. 9 zeigt, wie M, P_m durch indirekte Messung erhalten werden können. Die Schaltung beinhaltet eine Einheit 107 zur Abschätzung der Qualität des rekonstruierten Signals, beispielsweise eine BER (bit error ratio) Schätzeinheit. Des Weiteren wird die Signalstärke des empfangenen OFDM-Signals durch eine Signalstärkemesseinheit 108 gemessen. Die geschätzte BER und die gemessene Signalstärke werden an die erste Einheit 103 und die zweite Einheit 104 weitergeleitet.
Im Fall ungenügender BER trotz ausreichender Signalstärke macht die erste Einheit 103 die Hypothese M = 2. Des Weiteren gibt die zweite Einheit 104 zumindest einen einzigen Parameter P_m an die Filterkoeffizientenberechnungseinheit 105. Beispielsweise wird (allein) der Parameter T_d (Gruppenverzögerungsverbreiterung) an die Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit 105 weitergeleitet. Der Wert von T_d kann ebenso eine Hypothese oder ein vorgegebener Startwert sein. Dann wird die Kanalschätzung auf der Basis von Sätzen von Filterkoeffizienten w_n,k, die in Abhängigkeit von den Eingabewerten M, T_d ausgewählt werden, durchgeführt und die Qualität des rekonstruierten Signals wird in der Einheit 107 zur Abschätzung der Signalqualität gemessen. Für den Parameter T_d kann dann eine Reihe von Werten durchgegangen werden und die von Vorrichtung 107 gemessene Signalqualität wird mit der von Vorrichtung 108 gemessenen Signalstärke verglichen. Unter der Hypothese M = 2 wird ein optimaler oder Zielwert für T_d gefunden, bei welchem das Verhältnis aus Signalqualität zu Signalstärke maximal bzw. ausreichend hoch ist. Diese indirekt gemessene Gruppenverzögerungsverbreiterung T_d wird dann für den weiteren Betrieb verwendet.
Es sei angemerkt, dass andere Hypothesewerte M = 3, ... ausgewählt werden können und dass die oben beschriebene Optimierungsprozedur periodisch wiederholt werden kann, um die Wahl von M und P_m zu aktualisieren. Darüber hinaus kann die Optimierungsprozedur eine Vielzahl an Parametern P_m einschließen.
10 zeigt eine andere Schaltung, um die Werte M und P_m zu erlangen. Die bereits in Verbindung mit den 7 und 9 erklärte Schaltung enthält ferner eine Positionierungsvorrichtung 109. Die Positionierungsvorrichtung 109 kann eine Satellitenpositionierungsvorrichtung, z. B. ein GPS-System (globales Positionierungssystem) oder ein beliebiges anderes Navigationssystem sein. Die Positionierungsvorrichtung 109 teilt die aktuellen Positionsdaten r der ersten Einheit 103 und der zweiten Einheit 104 mit und kann der zweiten Einheit 104 aktuelle Geschwindigkeitsdaten v mitteilen.
Falls die Positionen der Sender TX bekannt sind (z. B. durch digitale Karten oder von dem SFN-Stationen übermittelten Code), und falls die aktuelle Position der Empfänger RX bekannt ist, kann die erste Einheit 103 eine Entscheidung über die Zahl M treffen, indem diese mit der Anzahl an Sendern gleichgesetzt wird, die nach den Positionsinformationen zum empfangenen Signal beitragen (in diesem Fall wird angenommen, dass jede im empfangenen Signal auftretende Signalgruppe von einem Sender stammt).
Weiter erlaubt dieselbe Information der zweiten Einheit 104, die Abstände zu den Sendern TX und somit die relativen Gruppenverzögerungen T_0,m und die Verzögerungsverbreiterung T_d zu berechnen. Des Weiteren kann die Gruppen-Dopplerbreite F_w,m von den Abständen zwischen dem Empfänger RX und den zugehörigen Sendern TX abgeschätzt werden. Typischerweise weist die zweite Gruppe C2 eine schmälere Gruppen-Dopplerbreite als die erste Gruppe C1 auf, da ein ausgeprägteres Doppler-Spektrum typisch für Signale ist, die längere Wegstrecken durchlaufen. Auch ohne die Positionierungsvorrichtung 109, wenn die zweite Einheit 104 beispielsweise Zugriff auf den elektronischen Kilometerzähler hat, kann sie – durch das Wissen um ihre eigene Empfangskanalfrequenz – die (maximale) Doppler-Verbreiterung F_d berechnen. Wenn zusätzlich der Mobilteilnehmer Kenntnis von seiner Bewegungsrichtung hat (durch die Positionierungsvorrichtung 109), können die Doppler-Verschiebungen F_0,m ebenfalls abgeleitet werden.
Des Weiteren sind in vielen relevanten Fällen einige der Parameter P_m a priori bekannt. Beispielsweise ist in SFN Netzwerken die Gruppenverzögerungsbreite T_w,m bekannt und durch die Gruppenverzögerungsbreite eines Eingruppen-Mobilkanals (z. B. TU6) gegeben.
Die in 9 exemplarisch veranschaulichte Herangehensweise zur Messung M und P_m, und die Herangehensweise zur Ableitung von Werten für M und P_m aus Positionierungsinformationen, sowie die Herangehensweise zur Verwendung eines a priori Wissens für Werte von M und P_m können kombiniert werden.
Die Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit 105 kann eine Online-Berechnung der aktualisierten Sätze an Filterkoeffizien ten w_n,k direkt anhand der Koordinateninformation (n, k), der Zahl M an Mehrwegegruppen und der Parameter P_m durchführen. Dies kann komplexe Matrixberechnungen hoher Dimension umfassen. Im Folgenden wird ein typisches Beispiel zur Berechnung der Wiener-Interpolationsfilterkoeffizienten vorgestellt. Ziel ist, den Kanal H_n,k an einer bestimmten Position im 2D-Netz zu bestimmen; dieser gewünschte Kanalkoeffizient wird durch den (komplexwertigen) Skalar H abgekürzt. Kanalschätzung basiert auf einem Satz an bekannten (komplexwertigen) Piloten an bekannten Positionen im 2D-Netz. Daher werden alle diese Piloten in einem 1D-Pilotenvektor P = {p_n,k} zusammengefasst.
Die Aufgabe ist daher, den Skalar H aus dem Vektor P abzuschätzen. Vorausgesetzt, dass alle Größen Gauß-Glocken mit Mittelwert null sind (wie es allgemein in der Kanalschätzung angenommen wird), so ist der optimale MMSE-Schätzer von H bei gegebenem P bekannterweise ein lineares Wiener FIR Filter, gegeben durch H ^(P) = E[H|P] = ΣHPΣ–1pp P = WTPmit dem FIR Wiener Filterkoeffizientenvektor w = (ΣHPΣ–1pp )T dem Kreuzkorrelationsvektor zwischen dem gewünschten Kanal H und dem empfangenen Pilotvektor P, ΣHP = E[HP]H,und der Autokorrelationsmatrix Σpp = E[PPH]des empfangenen Pilotvektors P.
Nun hängt der Kreuzkorrelationsvektor Σ_HP = E[HP^H] von der Position des gewünschten Kanals H im Verhältnis zu den Piloten P und, wichtiger, vom Doppler/Verzögerungsprofil ab. In ähnlicher Weise hängt die Autokorrelationsmatrix Σ_pp = E[PP^H] von den Pilotpositionen, dem Kanalrauschlevel und dem Doppler/Verzögerungsprofil ab. Demzufolge folgen die optimalen Kanalschätz-Filterkoeffizienten direkt aus dem speziellen Doppler/Verzögerungsprofil, das in der Ableitung angenommen wurde.
Entsprechend einer anderen Möglichkeit können die in Kanalschätzung und Interpolation (2D und ebenso 2 × 1D) verwendeten Filterkoeffizienten offline vorberechnet und in einer Nachschlagetabelle LUT für einen begrenzten Satz an möglichen Mehrwege-Gruppencharakterisierungsinformation M, P_m gespeichert werden. Die Vorberechnung der Filterkoeffizienten für verschiedene Werte von M und P_m kann wie oben beschrieben durchgeführt werden. 11 zeigt den Aufbau einer solchen Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit für den Fall einer 2 × 1D Kanalschätzung und -interpolation bei Verwendung eines Schätzers ChE-F/T. Die Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit 105 umfasst eine Wahlsteuerung 105a für die Koeffizientensätze und eine Nachschlagetabelle LUT 105b.
Die Nachschlagetabelle LUT wird verwendet, um Sätze an Filterkoeffizienten zur fortgeschrittenen ChE-F/T-Kanalschätzung in Reaktion auf die Mehrwege-Gruppeninformation M, P_m bereitzustellen. Nimmt man das in 2 gezeigte DVB-T/H Pilotraster an, so werden zwölf Sätze W1, W2, W3, W4, W5, W6, ..., W12 an Filterkoeffizienten w_n,k für jede durch M, P_m parametrisierte Information zur Empfangscharakteristik gespeichert. So wird für festes M, P_m für jeden Wert eines Zyklus-SubTrägerindex k_c = 1, 2, ..., 12 ein Satz W1, W2, W3, W4, W5, W6, ..., W12 an Filterkoeffizienten w_n,k für den Kanalschätzfilter 22 (ChE-F-Schätzer) gespeichert. Diese Sätze W1, W2, W3, W4, W5, W6, ..., W12 an Filterkoeffizienten werden in den Frequenzkanalschätzer 22 (ChE-F-Schätzer) gespeichert, in Reaktion auf den Zyklusindex k_c, der im Rahmen der Interpolation in Frequenzrichtung von 1 bis 12 läuft.
Jede Spalte an Sätzen an Filterkoeffizienten ist daher mit einem spezifischen Wert des Zyklusindex k_c verbunden. Eine Zeile an Filterkoeffizienten-Sätzen ist mit der durch M, P_m parametrisierten Empfangscharakteristik verknüpft. Daher wird für jeden Wert von M und Parametern P_m eine bestimmte Reihe an Sätzen von vorberechneten Filterkoeffizienten durch das Ausgangssignal 110 der Wahlsteuerung 105a für die Koeffizientensätze ausgewählt.
Die 12 bis 14 beziehen sich weiter auf das Beispiel von DVB-T/H unter Verwendung des in 2 gezeigten Pilotsymbolrasters. Gemäß 12 wird ein SFN-Kanal mit zwei Mehrwegegruppen C1, C2 betrachtet. In diesem SFN-Szenario werden Signale von zwei entfernten TV-Sendern TX, die mehrere zehn Kilometer auseinanderliegen, was eine Verzögerungsverbreiterung T von bis zu ca. 200 μs bewirkt, von dem DVB-T/H-Empfänger RX aufgenommen. Jede der Mehrwegegruppen C1, C2 ist im Wesentlich ein Mobilkanal mit geringer Verzögerungsbreite von ungefähr T_w = 5 μs (unter der Annahme eines TU6-Kanals). In diesem Beispiel wird nur die Gruppenverzögerungsbreite T_d, d. h. der Gruppenverzögerungsabstand zwischen Mehrwegegruppe C2 und Mehrwegegruppe C1, sowie M = 2 in der Kanalschätzung verwendet. Daher werden nur die ChE-F-Frequenzkanalschätzung und der Interpolationsfilter 22 an diese Parameter angepasst, wie aus 13 entnommen werden kann. Man beachte, dass in diesem Beispiel die 2D-Filterung in 2 × 1D Schätzer aufgeteilt werden kann, die in Zeit- und Frequenzrichtung, wie oben in Verbindung mit 3 beschrieben, arbeiten.
Im Falle von zwei Gruppen, M = 2, kann es vorteilhaft sein, die Mehrwegegruppen C1 und C2 durch Zeitsynchronisation so zu positionieren, dass ihre Verzögerungen, wie in 12 gezeigt, symmetrisch um Null sind. Dies macht die Koeffizienten w_n,k des ChE-F-Filters 22 reellwertig und reduziert so den Rechenaufwand auf den konventioneller Frequenzfilterung. Allerdings ist es auch möglich, Kanalschätzung mit einem 1D-Kanalschätzer ChE-F/T für M = 3 oder noch größere Werte durchzuführen. Des Weiteren können, wie bereits in Verbindung mit 11 beschrieben, die ChE-F-Filterkoeffizienten für einen Satz möglicher Verzögerungsverbreiterungen vorberechnet und dann in Übereinstimmung mit der Gruppenverzögerungs-Verbreiterungsabschätzung T_d ausgewählt werden.
14 zeigt die Simulationsberechnungsergebnisse, die für den in 13 gezeigten Kanalschätzer und ein SFN-Szenario, das wie in 12 gezeigt auf M = 2 Gruppen C1 und C2 mit ähnlicher Gruppen-Dopplerbreite F_w basiert, erhalten werden. Nur in den zwei schwarzen Bereichen R1 und R2, die eine Gruppenverzögerungsbreite T_d nahe an 1/12 (Bereich R1) und 1/4 (Bereich R2) repräsentieren, wird eine ungenügende Kanalschätzleistung beobachtet. Man beachte, dass Bereich R1 und Bereich R2 bei geradzahligen Mehrfachen der Pilotabtastrate in Frequenzrichtung auftreten. In der verbleibenden Doppler-Verzögerungs-Ebene außerhalb der Bereiche R1 und R2 wird eine Kanalschätzung ermöglicht, indem M und T_d zur ChE-F-Filterkoeffizientenberechnung berücksichtigt werden. Somit berechnet der in 13 dargestellte DVB-T/H-Kanalschätzer nun annähernd die gesamte Doppler-Verzögerungs-Ebene, im Gegensatz zu 5, wo die Kanalschätzung im Bereich 30 verhindert wird.
Wenn zwei oder mehr Gruppen mit Verzögerungen T_0,1, ..., T_0,M vorliegen, treten Bereiche R1, R2, ... mit ungenügender Kanalschätzleistung an allen Stellen auf, an denen irgendein Paar an Gruppenverzögerungsverbreiterungen |T_0,m – T_0,n| (n ≠ m) nahe an 1/12 oder 1/4 liegt. Wenn die Gruppenverzögerungen unabhängig identisch verteilt und nicht größer als die maximale Schutzzeit-Intervallänge (1/4) sind, ist die Wahrscheinlichkeit, einen der schwarzen und in einem Kanalschätzfehler resultierenden Bereich R1, R2, ... zu treffen, im Hoch-Dopplerbereich etwa 7% für Gruppen mit M = 2 und 21% für Gruppen mit M = 3.
Die 15, 16, 17 beziehen sich auf einen SFN-Kanal mit zwei (Mehrwege-)Gruppen (M = 2) und individuellem Gruppen-Doppler-Spektrum. Wieder wird DVB-T/H mit dem in 2 gezeigten Pilotraster als Beispiel verwendet. In diesem SFN-Szenario weist die zweite Gruppe C2 eine schmalere Doppler-Verbreiterung auf als die erste Gruppe C1, d. h. F_w,2 < F_w,1. Wie bereits erwähnt, stellt das stärker betonte Doppler-Spektrum der Gruppe C2 einen Hinweis dafür dar, dass der zweite Sender vom Empfänger weiter entfernt ist als der erste Sender.
Wiederum ist jede der Gruppen C1, C2 im Wesentlichen ein Mobilkanal mit derselben geringen Verzögerungsbreite T_w,1 = T_w,2 = T_w. Hier enthält die zweite Einheit 104 eine Verzögerungsschätzeinheit 104a und eine Doppler-Schätzeinheit 104b. Da sowohl die Gruppenverzögerungsinformation als auch die Gruppen-Doppler-Information in der Kanalschätzung verwendet werden, ist der 2D-Kanalschätzer 20 nicht auf einfache Weise separierbar. Daher verwendet die Kanalschätzung, wie in 16 dargestellt, 2D-ChE-Filterung zur Erzeugung der Kanal schätzungen H ^_n,k. 2D-ChE-Filterkoeffizientenberechnung wird in Vorrichtung 105 in Abhängigkeit von z. B. M, T_d, F_0,2 und F_w,2 beispielsweise durch Verwendung einer Nachschlagetabelle mit vorberechneten Sätzen an Filterkoeffizienten w_n,k, wie oben in Verbindung mit 11 erklärt, durchgeführt. Man beachte, dass der Zugriff auf die Nachschlagetabelle nun zusätzlich von einer periodischen Symbolzahl n_c abhängt, was dazu führt, dass die Sätze der vorberechneten Filterkoeffizienten w_w,k hier in einer dreidimensionalen Array-Darstellung visualisiert werden müssen.
Bezüglich 17, die die Ergebnisse einer Leistungsanalyse für den in 16 dargestellten Kanalschätzer und ein in 15 dargestelltes SFN-Szenario zeigt, wird gefunden, dass negative Doppler-Verschiebungen F_0,2 eine bessere Kanalschätzleistung erbringen als positive Doppler-Verschiebungen, d. h. einen höheren tolerierbaren Doppler bei kritischem Verzögerungsabstand 1/12 ergeben, wie aus 17 ersichtlich. Erneut zeigen dunkle Bereiche R1 und R2 nahe den Gruppenverzögerungsverbreiterungen 1/12 und 1/4 Kanalschätzfehler an. Man kann sehen, dass die Verwendung zusätzlicher Gruppen-Doppler-Information die Wahrscheinlichkeit eines Versagens im hohen Dopplerbereich für zwei Gruppen (M = 2) weiter reduziert. Ein analoges Verhalten wird für höhere Zahlen M = 3, ... an Gruppen gefunden.
18 zeigt eine weitere Ausführungsform, die Gruppenverzögerungsinformationen zur Kanalschätzung verwendet, wenn bestimmte Bedingungen erfüllt sind. Der Kanalschätzer 306 ist ein 1D-Kanalschätzer mit zwei Filterkaskaden, und zwar einer ChE-T/F-Kaskade mit einem ChE-T-Filter 21, gefolgt von einem ChE-F-Filter 22, und eine ChE-F/T-Kaskade mit einem ChE-F-Filter 22, gefolgt von einem ChE-T-Filter 21. Schalter 310, 311 werden jeweils am Anfang und Ende des Kanalschätzers 306 angeordnet und sind zur Auswahl eines 1D-Kanalschätzers ChE-T/F oder ChE-F/T konfiguriert. Die Schalter 310, 311 werden von einer F/T- oder T/F-Auswahlvorrichtung 312 gesteuert. Pilotsymbole p_n,k können in die F/T- oder T/F-Schalterauswahlvorrichtung 312 über einen Schalter 313 eingegeben werden, wenn Schalter 313 in einer ersten Position ist. In einer zweiten Position verbindet der Schalter 313 den Ausgang 101b des Daten/Pilotenspeichers 101 mit einem Eingang des Signalauswertegeräts 102. Schalter 313 wird durch ein erweitertes Kanalschätzsteuersignal 314 gesteuert. Die F/T- oder T/F-Wahlvorrichtung 312 wird über die Qualität des rekonstruierten Signals (z. B. BER) und die Signalstärke des empfangenen Signals am Eingang 315 informiert gehalten.
19 zeigt einen möglichen Betriebsmodus für den in 18 dargestellten Kanalschätzer. Der DVB-T/H-Empfang wird unter Verwendung einer ChE-T/F-Schätzung gestartet. In diesem Kanalschätzmodus befinden sich die Schalter 310, 311, 313 in den in 18 gezeigten Positionen. Dieser 1D-Entzerrungsmodus ist auf große Verzögerungsverbreiterungen T_d = 1/12 bis 1/3 und kleine oder moderate Doppler-Verbreiterungen F_d < 1/8 angepasst, d. h. dem Bereich der Doppler-Verzögerungs-Ebene, der durch I in dem im linken Teil von 18 dargestellten Diagramm bezeichnet ist.
In S2 wird die Empfängerleistung ausgewertet. Dies kann durch den Vergleich von BER und der Eingabesignalstärke an der F/T- oder T/F-Wahlvorrichtung 312 erreicht werden. Des Weiteren kann die Kanal-Doppler-Verbreiterung F_d in der F/T- oder T/F-Wahlvorrichtung 312 abgeschätzt werden. Die Abschätzung der Doppler-Verbreiterung kann auf verstreuten Pilotsymbolen P_n,k oder fortwährenden Pilotsymbolen, die ebenfalls in DVB-T/H vorliegen, basieren. Es existiert eine Vielzahl von Algorithmen, um zuverlässig Doppler-Verbreiterungen F_d aus diesen Pilotsymbolen abzuschätzen.
In S3, wenn die Empfängerleistung gering ist (d. h. ungenügende BER trotz ausreichender Signalstärke) und/oder die Doppler-Verbreiterung F_d groß ist, wird vom aktuellen 1D-Kanalschätzmodus ChE-T/F zum 1D-Kanalschätzmodus ChE-F/T umgeschaltet. Das Umschalten wird durch die F/T- oder T/F-Wählvorrichtung 312, die die Schalter 310, 311 steuert, bewirkt. Der 1D-Kanalschätzmodus ChE-F/T ist an kurze Verzögerungsverbreiterungen T_d < 1/12 und große Doppler-Verbreiterungen F_d 1/8 bis 1/12 angepasst, d. h. Bereich II in der Doppler-Verzögerungs-Ebene, die im linken Teil von 18 dargestellt ist.
In S4 werden, genauso wie in S2, die Empfängerleistung und die Doppler-Verbreiterung F_d ständig überwacht.
In S5 wird, wenn die Empfängerleistung weiterhin niedrig ist (d. h. BER weiterhin ungenügend trotz ausreichender Signalstärke) und die Doppler-Verbreiterung F_d groß ist, die erweiterte 1D-Kanalschätzung ChE-F/T entsprechend der in 13 dargestellten Ausführungsform aufgerufen. Das heißt, die Anzahl M an Mehrwegegruppen wird zusammen mit den Verzögerungen T_0,1, ..., T_0,M bestimmt. Wie bereits erwähnt besteht eine weitere Möglichkeit durch eine Reihe von vordefinierten Gruppen-Zeitparametersätzen, z. B. M = 2, T_w = 1/32 T_d = T_0,2 – T_0,1 = 1/12, 1/12 + T_w/2, ... und eine entsprechende Auswahl der Filterkoeffizienten des 1D ChE-F/T-Kanalschätzfilters. Während jeder Iteration werden die Empfängerleistung (BER und Eingabesignalstärke) und die Doppler-Verbreiterung F_d kontinuierlich überwacht. Nach jeder erfolglosen Iteration wird zu einem weiteren Satz an Mehrwegegruppen-Zeitparametern geschalten.
Des Weiteren ist es möglich, dass der in 18 dargestellte Kanalschätzer 306 zusätzlich mit einem 2D-Kanalschätzer 20 (in 18 nicht dargestellt) zur weiteren Kanalschätzung unter Verwendung zusätzlicher Gruppeninformation M, P_m wie in 16 dargestellt, ausgestattet ist. In diesem Fall kann der oben umrissene Prozess mit dem folgenden S7 fortgeführt werden.
In S7 wird, wenn die in S5, S6 versuchte erweiterte 1D-Kanalschätzung weiterhin erfolglos ist, eine erweitere 2D-Kanalschätzung entsprechend 16 vollzogen, d. h. die Zahl M an Mehrwegegruppen zusammen mit ihren Verzögerungsparametern T_0,m, T_w,m und ihren Doppler-Parametern F_0,m, F_w,m werden abgeschätzt und zur 2D-Kanalschätzung verwendet. Erneut besteht eine weitere Möglichkeit durch dieselben, in S6 verwendeten Serien an vordefinierten Mehrwegegruppen-Zeitparametern und zusätzlichen, sukzessivem Einschränken der Doppler-Verbreiterung F_w,m von lang verzögerten Mehrwegegruppen und der entsprechenden Auswahl der 2D ChE-Filterkoeffizienten. Nach jeder erfolglosen Iteration wird auf einen weiteren Satz an Gruppen-Zeit-Doppler-Parametern umgeschaltet.
Die folgenden allgemeinen Bemerkungen finden Anwendung auf die oben beschriebenen Ausführungsformen.
Erneut sei angemerkt, dass manche oder alle Kanal- und Gruppenparameter M, P_m dem mobilen Empfänger a priori vorliegen können. Wann immer dies der Fall ist, kann eine solche Apriori-Information in der Kanalschätzung verwendet werden, und es unnötig machen, solche Information durch Messung oder gezieltes Ausprobieren zu erhalten.
Doppler- und Verzögerungsparameter können derart gewählt werden, dass eine 2D-Kanalschätzung in eine 2 × 1D-Kanalschätzung ChE-T/F und/oder ChE-F/T aufgeteilt werden kann.
Doppler- und Verzögerungsparameter P_m, die in der Schätzfilterkoeffizienten-Berechnung verwendet werden, können so ge wählt werden, dass sie symmetrisch um ihren Ursprung sind. Symmetrische Verzögerungsparameter ergeben reellwertige Koeffizienten für den ChE-F-Kanalschätzfilter 22. Symmetrische Doppler-Parameter ergeben reellwertige Koeffizienten für den ChE-T-Kanalschätzfilter 21.
Des Weiteren sei angemerkt, dass der Prozess der Kanalschätzung in mehrere Phasen aufgeteilt werden kann. Insbesondere kann die anfängliche Kanalerfassung die Abschätzung grober Messwerte für die Kanalverzögerungsparameter und die Doppler-Parameter beinhalten. Große und einfache Doppler-Verzögerungs-Bereiche (beispielsweise Rechtecke oder Polygone), die Doppler-Verzögerungs-Profile C1, C2 (vgl. 8) abdecken, können gewählt werden, z. B. sogar die gesamte Doppler-Verzögerungs-Ebene wie in konventioneller 2D-Kanalschätzung ChE. Anschließend kann eine Kanalnachführung durchgeführt werden, indem Kanal-/Gruppeninformation (d. h. M) sowie Doppler-Verzögerungsinformation (d. h. P_m) kontinuierlich abgeschätzt und verfeinert werden, sodass mögliche (langsame) Variationen in den Doppler/Verzögerungsparametern P_m verfolgt werden und diese aktualisierten Parameter P_m in die Filterkoeffizienten-Berechnung eingebracht werden.
Wie bereits erwähnt können die Filterkoeffizienten, die in der 2D und/oder 2 × 1D Kanalschätzung und Interpolation verwendet werden, offline vorberechnet und in einer Nachschlagetabelle für einen begrenzten Satz möglicher Gruppen-Doppler/Verzögerungsparameter gespeichert werden. Während des Online-Betriebs wird der Kanalschätzer angepasst, indem die Abschätzung der Gruppen-Doppler/Verzögerungsparameter aktualisiert und der Filterkoeffizientenvektor ausgewählt und geladen wird, der am besten zu dieser Abschätzung der Doppler/Verzögerungsparameter passt.
Des Weiteren ist es in der Kanalschätzung, insbesondere während der Kanalnachführung, möglich, zusätzliche Information zu verwenden, die in dem empfangenen OFDM-Symbol, enthalten ist, z. B. bestehende Pilotsymbole, TPS (Transmissionsparameter-Signalisierung) Symbolentscheidungen, Zufallsdatensymbol-Entscheidungen (d. h. ein entscheidungsorientierter Ansatz) und/oder Abschätzungen von Bit- und/oder Blockfehlerraten. Insbesondere muss die rekonstruierte Signalqualität nicht in Form eines BER ausgedrückt werden, sondern kann auch durch andere Größen ausgedrückt werden, z. B. die Blockfehlerrate.
Des Weiteren kann die erweiterte Kanalschätzung wie hier beschrieben auch auf andere OFDM- und OFDM-MIMO-Systeme mit oder ohne Diversität ausgeweitet werden.
Obwohl hierin spezifische Ausführungsformen dargestellt und beschrieben wurden, ist für den Fachmann klar, dass eine Vielzahl an alternativen und/oder äquivalenten Ausformungen durch die speziellen gezeigten und beschriebenen Ausführungsformen ersetzt werden kann, ohne vom Rahmen der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Diese Anmeldung ist dazu gedacht, jegliche Anpassungen oder Variationen der speziellen, hier diskutierten Ausführungsformen abzudecken. Daher ist beabsichtigt, dass diese Erfindung nur durch die Ansprüche und deren Äquivalente begrenzt wird.

Claims

Verfahren zum Betrieb eines Kommunikationssystems, umfassend eine Kanalschätzung für OFDM Systeme in einem Empfänger, welches umfasst: Empfangen eines Signals, welches aus mehreren Signalgruppen zusammengesetzt ist, die über verschiedene Übertragungsverbindungen empfangen werden; Bereitstellung von die Empfangscharakteristik der Signalgruppen bezeichnende Information; und Durchführung einer OFDM Kanalschätzung des empfangenen Signals in Abhängigkeit von der Information.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei jede Signalgruppe aus einer oder mehreren Signalkomponenten zusammengesetzt ist, die von einem spezifischen Sender empfangen wurden.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Information die Anzahl an Signalgruppen beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Information Information über den Verzögerungsabstand zwischen Signalgruppen beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Information Information über eine Verzögerungsverschiebung einer Signalgruppe beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Information Information über eine Verzögerungsbreite einer Signalgruppe beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Information Information über eine Doppler-Verbreiterung zwischen Signalgruppen beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Information Information über eine Doppler-Verschiebung einer Signalgruppe beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Information Information über eine Dopplerbreite einer Signalgruppe beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei jede Signalgruppe einem bestimmten Sender zugeordnet ist und das Bereitstellen von Information über die Anzahl an Signalgruppen umfasst: Beschaffen von Information über die aktuelle Position des Empfängers, der die Kanalschätzung durchführt; Vergleichen der Information über die Position des Empfängers mit Daten, die die Positionen der Sender angeben; und Bestimmen der Information über die Anzahl der Signalgruppen auf der Basis des Vergleichsergebnisses.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei jede Signalgruppe einem bestimmten Sender zugeordnet ist und das Bereitstellen von Information über die Anzahl an Signalgruppen umfasst: Aufstellen einer Hypothese über die Anzahl an Signalgruppen; Durchführen einer Kanalschätzung auf der Basis der Hypothese; und Bewerten der Signalqualität eines Signals, das durch Verwendung der Kanalschätzergebnisse entzerrt wurde, um die Hypothese zu verifizieren oder zu verwerfen.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei jede Signalgruppe einem bestimmten Sender zugeordnet ist und das Bereitstellen von Information über den Verzögerungsabstand zwischen Signalgruppen umfasst: Beschaffen von Information über die aktuelle Position des Empfängers, der die Kanalschätzung durchführt; Vergleichen der Information über die Position des Empfängers mit Daten, die die Positionen der mindestens zwei Sender angeben; und Bestimmen der Information über den Verzögerungsabstand auf der Basis des Vergleichsergebnisses.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei die Bereitstellung von Information über den Verzögerungsabstand zwischen Signalgruppen umfasst: Durchführen einer Kanalschätzung auf der Basis eines angenommenen Verzögerungsabstands; Überwachen der Signalqualität eines Signals, das durch die Verwendung von Ergebnissen einer auf dem angenommenen Verzögerungsabstand basierenden Kanalschätzung entzerrt wurde; Variieren des angenommenen Verzögerungsabstands bei kontinuierlichem Überwachen der Signalqualität; und Bestimmen eines Verzögerungsabstands auf der Basis der überwachten Signalqualität.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei das Bereitstellen von Information über die Doppler-Verbreiterung zwischen mindestens zwei Signalgruppen umfasst: Beschaffen von Information über die aktuelle Geschwindigkeit des Empfängers, der die Kanalschätzung durchführt; und Bestimmen der Information über die Doppler-Verbreiterung auf der Basis der Information über die aktuelle Geschwindigkeit.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei jede Signalgruppe einem bestimmten Sender zugeordnet ist und das Bereitstellen von Information über die Doppler-Verschiebung der Signalgruppe umfasst: Beschaffen von Information über die aktuelle Position und Geschwindigkeit des Empfängers, der die Kanalschätzung durchführt; Vergleichen der Information über die Position und die Geschwindigkeit des Empfängers mit Daten, die die Position des Senders anzeigen; und Bestimmen der Information über die Doppler-Verschiebung auf der Basis der Information über die aktuelle Position und Geschwindigkeit des Empfängers.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Kanalschätzung umfasst: Zugreifen auf Information, die den Empfang mehrerer Signalgruppen anzeigt; Beschaffen eines oder mehrerer Sätze von Filterkoeffizienten in Abhängigkeit von der Information; und Filtern empfangener Pilotsymbole durch ein Interpolationsfilter, das einen oder mehrere Sätze von Filterkoeffizienten verwendet.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei das Beschaffen eines oder mehrerer Sätze von Filterkoeffizienten beinhaltet: Auswählen des einen oder mehrerer Sätze von Filterkoeffizienten aus einer Vielzahl von vorberechneten Sätzen von Filterkoeffizienten in Abhängigkeit von der Information.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Kanalschätzung eine Kanalschätzung in Frequenzrichtung und eine Kanalschätzung in Zeitrichtung umfasst.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei die Kanalschätzung eine Kanalschätzung in Frequenzrichtung und eine Kanalschätzung in Zeitrichtung umfasst, Durchführen der Kanalschätzung in Frequenzrichtung vor der Kanalschätzung in Zeitrichtung; und der Interpolationsfilter, der den einen oder die mehreren Sätze von Filterkoeffizienten verwendet, wird für die Kanalschätzung in Frequenzrichtung verwendet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Kanalschätzung eine 2D-Kanalschätzung in der Doppler-Verzögerungsebene beinhaltet.
Kommunikationssystem mit einem OFDM-Empfänger, umfassend: eine Empfangssignal-Auswertevorrichtung, die ausgelegt ist, Information bereitzustellen, die eine Empfangscharakteristik von Signalgruppen, die über verschiedene Übertragungsverbindungen empfangen wurden, angibt; und einen OFDM-Kanalschätzer, der ausgelegt ist, die Kanalschätzung abhängig von der Information durchzuführen.
OFDM-System-Empfänger nach Anspruch 21, wobei die Empfangssignal-Auswertevorrichtung eine Bestimmungsschaltung zur Bestimmung der Anzahl an Signalgruppen, die zu dem Empfangssignal beitragen, umfasst.
OFDM-System-Empfänger nach Anspruch 21, wobei die Empfangssignal-Auswertevorrichtung eine Bestimmungsschaltung zur Bestimmung des Verzögerungsabstandes zwischen Signalgruppen umfasst.
OFDM-System-Empfänger nach Anspruch 21, wobei die Empfangssignal-Auswertevorrichtung eine Bestimmungsschaltung zur Bestimmung einer Doppler-Verbreiterung zwischen Signalgruppen umfasst.
OFDM-System-Empfänger nach Anspruch 21, wobei die Empfangssignal-Auswertevorrichtung eine Bestimmungsschaltung zur Bestimmung einer Doppler-Verschiebung einer Signalgruppe umfasst.
OFDM-System-Empfänger nach Anspruch 21, ferner umfassend: ein Positionssystem, das zur Bestimmung der Position des Empfängers ausgelegt ist, wobei die Empfangssignal-Auswertevorrichtung zur Bereitstellung der Information ausgelegt ist, die den Empfang mehrerer Sendersignale auf Basis der vom Positionssystem empfangenen Positionsdaten anzeigt.
OFDM-System-Empfänger nach Anspruch 21, wobei der Kanalschätzer ein Interpolationsfilter umfasst.
OFDM-System-Empfänger nach Anspruch 27, wobei der Kanalschätzer ein zweidimensionales Interpolationsfilter umfasst.
OFDM-System-Empfänger nach Anspruch 27, wobei der Kanalschätzer zwei eindimensionale Interpolationsfilter umfasst.
OFDM-System-Empfänger nach Anspruch 21, weiter umfassend: eine Berechnungseinheit, die in Abhängigkeit von der Information einen oder mehrere Sätze von Filterkoeffizienten zur Verwendung in einem Interpolationsfilter eines Kanalschätzers berechnet.
OFDM-Empfänger nach Anspruch 30, wobei die Berechnungseinheit umfasst: eine Nachschlagetabelle, die eine Vielzahl an Sätzen von Filterkoeffizienten speichert; und eine Wählschaltung, die ausgelegt ist, einen oder mehrere Sätze von Filterkoeffizienten aus der Vielzahl von in der Nachschlagetabelle gespeicherten Filterkoeffizienten in Reaktion auf die Information auszuwählen.
Kommunikationssystem, umfassend: eine Empfangssignal-Auswerteeinheit, die ausgelegt ist, Information bereitzustellen, die die Empfangsqualität von Signalgruppen angibt, die über verschiedene Übertragungsverbindungen empfangen werden; und Mittel zum Bereitstellen eines OFDM-Kanalschätzers, der ausgelegt ist, Kanalschätzung abhängig von der Information durchzuführen.
Kommunikationssystem, umfassend: eine Empfangssignal-Auswertevorrichtung, die ausgelegt ist, Information bereitzustellen, die die Empfangsqualität von Signalgruppen angibt, die über verschiedene Sendeverbindungen empfangen wurden; und einen OFDM-Kanalschätzer, der ausgelegt ist, Kanalschätzung abhängig von der Information durchzuführen.