DE102022127946B3 - Sender und empfänger für und verfahren zum senden und empfangen von symbolen über zeitvariable, dopplerspreizung unterliegende kanäle - Google Patents

Abstract

Ein Kommunikationsrahmen für ein OTFS-Übertragungssystem enthält mindestens einen Block erster Art und mindestens einen Block zweiter Art. Zumindest der Block erster Art umfasst Datensignale, die zweidimensional in der Verzögerungsdomäne und der Dopplerdomäne angeordnet sind, von denen mindestens eines ein überlagertes Pilotsignal aufweist. Der Block zweiter Art umfasst Datensignale, die zweidimensional entlang der Verzögerungsdomäne und der Dopplerdomäne angeordnet sind und überlagerte Pilotsignale aufweisen können oder nicht. Mindestens einem Block zweiter Art gehen im Verzögerungsbereich Blöcke erster Art voraus und folgen ihm nach, wobei die Blöcke erster Art vor und nach einem Block zweiter Art mindestens ein identisches Datensymbol und ein zugehöriges überlagertes identisches Pilotsignal an einer identischen Stelle in der zweidimensionalen Anordnung aufweisen. Ein OTFS-Sender erzeugt und sendet den Kommunikationsrahmen, und ein Empfänger nutzt dessen Eigenschaften zur Kompensation des Oszillatorfrequenz-Offsets und zur Kanalschätzung

Description

• FELD DER ERFINDUNG
• Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Empfangen von Symbolen über einen orthogonalen Zeit-Frequenz-Raum (orthogonal time-frequency space - OTFS)-Kommunikationskanal, der einer Dopplerspreizung unterliegt, und einen Empfänger, der das Verfahren durchführt.
• DEFINITIONEN
• In dieser Beschreibung repräsentieren fettgedruckte Symbole Vektoren oder Matrizen. Hochgestellte Zeichen T, H und † bezeichnen die Transponierte, komplex konjugiert Transponierte bzw. Pseudoinverse eines Vektors oder einer Matrix, diag {a} ist eine diagonale Matrix mit dem Vektor a auf ihrer Diagonalen, und diag {A} ist ein Vektor dessen Elemente von der Diagonalen der Matrix A stammen. ⊗ bezeichnet das Kronecker-Produkt.
• HINTERGRUND
• Es wird erwartet, dass die drahtlose Kommunikation der sechsten Generation (6G) und darüber hinaus eine große Anzahl von hochmobilen Nutzern bedienen wird, z.B. Fahrzeuge, U-Bahnen, Autobahnen, Züge, Drohnen, LEO-Satelliten (Low Earth Orbit) usw.
• Die vorangehende vierte und fünfte Generation (5G) der drahtlosen Kommunikation nutzt das orthogonale Frequenzmultiplexverfahren (orthogonal frequency division multiplex - OFDM), das eine hohe spektrale Effizienz und eine hohe Robustheit gegenüber Kanälen mit frequenzselektivem Fading bietet und auch die Verwendung von Equalizern mit geringer Komplexität ermöglicht. Aufgrund geschwindigkeitsabhängiger Dopplerverschiebungen oder -spreizungen und schnell variierendem Mehrwegempfang leidet die hochmobile Kommunikation jedoch unter starker Zeit- und Frequenzdispersität. Zeit- und Frequenzstreuung führen jeweils zu einem Signalfading beim Empfänger, das daher auch als zweifach selektives Kanalfading bezeichnet wird. Zweifach selektives Kanalfading beeinträchtigt die Leistung der OFDM-Kommunikation erheblich.
• Als Alternative zu OFDM wurde die OTFS-Modulation als Lösung für den Umgang mit Kanälen mit zweifach selektivem Fading vorgeschlagen.
• Die OTFS-Modulation ist ein 2D-Modulationsverfahren, bei dem QAM-Informationssymbole über Trägerwellenformen gemultiplext werden, die lokalisierten Impulsen in einer Signaldarstellung entsprechen, die als Delay-Doppler-Darstellung bezeichnet wird. Die OTFS-Wellenformen sind sowohl zeitlich als auch frequenzmäßig gespreizt und bleiben bei allgemeinen Delay-Doppler-Kanalverzerrungen ungefähr orthogonal zueinander. Theoretisch kombiniert OTFS die Zuverlässigkeit und Robustheit der Spreizspektrum-Übertragung mit der hohen spektralen Effizienz und geringen Komplexität der Schmalbandübertragung.
• zeigt ein Blockdiagramm eines allgemeinen OTFS-Übertragungssystems. Ein Sender 200 umfasst eine erste senderseitige Transformationseinheit 202 und eine zweite senderseitige Transformationseinheit 204. Serielle Binärdaten werden einem Signalabbildner (in der Abbildung nicht dargestellt) zugeführt, der eine zweidimensionale Folge von Informationssymbolen x[k, l] ausgibt, in der die QAM-Symbole entlang der Verzögerungsdimension und der Dopplerverschiebungsdimension der Verzögerungs-Doppler-Domäne angeordnet sind.
• Die Verwendung der Delay-Doppler-Kanaldarstellung ist aufgrund ihrer Kompaktheit und Spärlichkeit von Vorteil. Da es in der Regel nur eine kleine Anzahl physikalischer Reflektoren mit zugehörigen reflektierten Signalen gibt, werden für die Kanalmodellierung und -schätzung in der Verzögerungs-Doppler-Domäne weit weniger Parameter benötigt als in der Zeit-Frequenz-Domäne.
• Die zweidimensionale Folge von Informationssymbolen x[k, l] wird der ersten senderseitigen Transformationseinheit 202 zugeführt und einer inversen Finite-Symplektischen-Fourier-Transformation (iSFFT) unterzogen, die eine Matrix X[n, m] erzeugt, welche die zweidimensionale Folge von Informationssymbolen x[k, l] in der Zeit-Frequenz-Domäne darstellt. Da der Sender im Zeitbereich sendet, ist eine weitere Transformation in der zweiten senderseitigen Transformationseinheit 204 erforderlich, die das Signal s[t] im Zeitbereich erzeugt, z.B. eine Heisenberg-Transformation. Das Signal s[t] wird dann über eine Antenne 206 über den Kommunikationskanal übertragen.
• In einer realistischen Umgebung unterliegt das gesendete Signal auf seinem Weg vom Sender über den Kommunikationskanal zum Empfänger einem zweifach selektiven Fading mit Doppler-Spreizung. Das empfangene Signal ist eine Überlagerung einer direkten Kopie und mehrerer reflektierter Kopien des gesendeten Signals, wobei jede Kopie um eine Pfadverzögerung verzögert ist, die von der Länge der Pfadverzögerung des Signals abhängt, und um eine Dopplerverschiebung frequenzverschoben ist, die von der Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger abhängt. Jede der Signalkopien wird entsprechend ihrer jeweiligen Pfadverzögerung und Differenzgeschwindigkeit gewichtet. Typische Doppler-Verschiebungen liegen in der Größenordnung von 10 Hz - 1 kHz, wobei in Szenarien mit extrem hoher Mobilität (z.B. Hochgeschwindigkeitszüge) und/oder hoher Trägerfrequenz größere Werte auftreten können. Da es in realistischen Umgebungen sehr wahrscheinlich ist, dass mehrere Reflektoren vorhanden sind, wird das empfangene überlagerte Signal über einen Frequenzbereich gespreizt und nicht lediglich in der Frequenz verschoben, und die Signalverzerrung wird daher auch als Doppler-Spread bezeichnet. In der folgenden Beschreibung wird der realistische Kommunikationskanal auch als praktischer Kommunikationskanal bezeichnet.
• In wird der praktische Kommunikationskanal durch die von der Sendeantenne 206 abgestrahlten ungestörten Funkwellen und die verschiedenen ungeordneten Funkwellen dargestellt, die aus verschiedenen Richtungen und mit unterschiedlichen Abständen zueinander an der Empfängerantenne 302 ankommen. Die Funkwellen können die Antenne des Empfängers direkt oder nach ein- oder mehrmaliger Reflexion an einem oder mehreren ortsfesten und/oder bewegten Objekten erreichen, was zu einer Dopplerverschiebung und unterschiedlichen Verzögerungen der reflektierten Funkwellen führen kann.
• Das von dem Empfänger 300 im Zeitbereich empfangene Signal r[t] wird einer ersten empfängerseitigen Transformationseinheit 304 zugeführt, in der es einer Wigner-Transformation unterzogen wird, um das empfangene Signal r[t] in eine Matrix Y[n, m] zu transformieren, die das empfangene Signal r[t] in der Zeit-Frequenz-Domäne darstellt. Um die Signaldetektion in der Verzögerungs-Doppler-Domäne zu ermöglichen, wird die Matrix Y[n, m] dann einer zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit 306 zugeführt, wo sie einer Finite-Symplektischen-Fourier-Transformation (SFFT) unterzogen wird, die eine zweidimensionale Folge von Informationssymbolen y[k, l] in der Verzögerungs-Doppler-Domäne ausgibt. Die zweidimensionale Folge von Informationssymbolen y[k, l] wird in einen Kanalschätzungs- und Entzerrungsblock 310 eingegeben, der eine Kanalschätzung CE und eine Signaldetektion SD durchführt und die ursprünglich übertragenen Symbole rekonstruiert, und schließlich in einen Signalrückabbildner, der die ursprünglich übertragenen Binärdaten ausgibt (Signalrückabbildner in der Abbildung nicht dargestellt).
• Um eine Kanalschätzung im Empfänger zu ermöglichen, können im Sender Pilotsignale hinzugefügt werden. Diese Pilotsignale, die dem Empfänger im Voraus bekannt sind, befinden sich an bekannten Positionen innerhalb der zweidimensionalen Folge von Informationssymbolen, die schließlich übertragen wird. Die Pilotsignale, die den Platz von Datensymbolen einnehmen, aber keine Daten tragen, verringern jedoch die spektrale Effizienz des Systems.
• In „Embedded Delay-Doppler Channel Estimation for Orthogonal Time Frequency Space Modulation“, Proceedings of the IEEE 88th Vehicular Technology Conference (VTC-Fall). 2018. DOI: 10.1 109/VTCFa11.2018.869083 beschreiben P Raviteja, Khoa T. Phan, Yi Hong und Emanuele Viterbo die Funkübertragung auf Basis von OTFS und stellen den grundsätzlichen Aufbau eines geeigneten Kommunikationsrahmens mit Pilotsymbolen, Datensymbolen und Schutzsymbolen vor.
• Der Aufbau eines Kommunikationsrahmens mit Pilotsymbolen, Datensymbolen und einer iterativ bestimmten Anzahl von die Pilotsymbole umgebenden Schutzsymbolen ist in der EP-Offenlegungsschrift EP 3 761 583 A1 gezeigt.
• In „Integrated Sensing and Communication-Assisted Orthogonal Time Frequency Space Transmission for Vehicular Networks", IEEE Journal Of Selected Topics In Signal Processing. Vol. 15, No. 6, 6. November 2021, S. 1515 - 1528, beschreiben Weijie Yuan, Zhiqiang Wei, Shuangyang Li, Jinhong Yuan und Derrick Wing Kwan Ng ein OTFS Kommunikationssystem, bei dem die Uplink Kanalschätzung ohne Schutzsymbole auskommt.
• Einige bekannte OTFS-Empfänger nutzen die Eigenschaften der Verzögerungs-Doppler-Darstellung des Kanals und wenden ein Basisexpansionsmodell (BEM) an, um den zeitvariablen Kanal als gewichtete Kombination einer Reihe von Basisfunktionen in OTFS zu parametrisieren, wobei sie sich die Tatsache zunutze machen, dass BEM dazu beitragen kann, die Anzahl der zu schätzenden unbekannten Kanalkoeffizienten zu verringern.
• Es gibt zahlreiche Arten von BEM, darunter die komplexe exponentielle BEM (complex exponential BEM - CE-BEM), die verallgemeinerte CE-BEM (generalized CE-BEM - GCE-BEM), die nicht-punktgenau abgetastete CE-BEM (non-critically sampled CE-BEM - NCS-CE-BEM), die polynomiale BEM, die diskrete gestrecktsphäroidale BEM (discrete prolate spheroidal - DPS), die Karhunen-Loeve-BEM (KL-BEM), die räumlich-zeitliche BEM usw.
• Unter ihnen ist die CE-BEM das einfachste Modell, das jedoch mit einem erheblichen Modellierungsfehler behaftet ist. Positiv zu vermerken ist, dass CE-BEM und seine Varianten GCE-BEM und NCS-CE-BEM unabhängig von der Kanalstatistik sind. GCE-BEM zeichnet sich durch Einfachheit und analytische Nachvollziehbarkeit aus. Ihre BEM-Ordnung sollte mindestens größer als 1 sein, d.h. T ≥ 2 , um eine annähernd optimale Leistung zu erreichen, wobei T der Parameter für die Modellauflösung ist. Konkret leidet die GCE-BEM mit T = 1 unter einem ziemlich großen Modellierungsfehler, während das Gegenstück mit T > 1 einen geringen Modellierungsfehler aufweist, allerdings auf Kosten einer großen BEM-Ordnung und hoher Komplexität.
• In bekannten OTFS-Empfängern, die eine Kanalschätzung mit komplexer exponentieller Basiserweiterung verwenden, muss der Aufwand für das Pilotsignal mit zunehmender maximaler Kanalverzögerung und Dopplerspreizung erhöht werden, um eine akzeptable Leistung zu erzielen, was die spektrale Effizienz verringert. Während viele OTFS-Kanäle eine bekannte maximale Kanalverzögerung und möglicherweise auch eine bekannte maximale Dopplerspreizung aufweisen, werden reale Systeme für eine noch höhere maximale Verzögerung und Dopplerspreizung ausgelegt, um eine gewisse Sicherheitsmarge zu bieten. Dies führt zu einer weiteren Verringerung der spektralen Effizienz in solchen praktischen Systemen.
• Eine Verbesserung der spektralen Effizienz kann durch die Verwendung überlagerter Pilotsignale (SP) und die Nutzung des frei werdenden Platzes für Datensymbole erreicht werden. Bei überlagerten Pilotsignalen werden Pilotsignale mit geringer Leistung verwendet, die den Datensymbolen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne überlagert werden. Die Datensymbole und die ihnen überlagerten Pilotsignale werden in den OTFS-Signalvektor x transformiert, der nach weiteren Transformationen schließlich übertragen wird.
• Die Offenlegungsschrift US 2020/0322185 A1 offenbart einen Sender, in dem ein dem Empfänger bekanntes Referenzsignal einem dem Empfänger nicht bekannten Datensignal überlagert wird. Der Empfänger nutzt das überlagerte Referenzsignal zur Entzerrung bei der Wiederherstellung beider Signale.
• zeigt eine allgemeine Darstellung der überlagerten Pilotsignale in einem Übertragungsrahmen. Wie im linken Teil von zu sehen ist, können die Pilotsignale in der gesamten Ebene der zweidimensionalen Folge von Informationssymbolen angeordnet sein, wobei die Informationssymbole entlang der Verzögerungsachse und der Dopplerachse der Verzögerungs-Doppler-Domäne angeordnet sind. Die Pilotsignale, die eine viel geringere Leistung als die Informationssymbole haben, werden durch das geordnete Schachbrettmuster dargestellt, was bedeuten soll, dass die Pilotsignale dem Empfänger im Voraus bekannt sind. Die Daten werden durch das Zufallsmuster dargestellt, was auf die variable Natur der übertragenen Daten hinweist. Die Leistungszuweisung wird durch den Abstand von der Verzögerungs-Doppler-Ebene angezeigt. Der rechte Teil von zeigt eine beispielhafte Leistungszuweisung für Pilotsignale und Datensymbole. Es ist leicht zu erkennen, dass die Pilotsignale eine viel geringere Leistung haben als die Daten.
• In realistischen Szenarien gibt es eine Beschränkung für die Sendeleistung, die sowohl die Daten- als auch die Pilotsignalübertragung enthält, d.h. Datensymbole und Pilotsignale teilen sich die gesamte dem Sender zur Verfügung stehende Sendeleistung.
• In den folgenden Abschnitten stehen M und N für die Abmessungen des Übertragungsrahmens im Verzögerungsraster bzw. im Dopplerraster, in dem die Symbole angeordnet sind. Der übertragene komplexe OTFS-Vektor x kann als ein einem Datenvektor x_d in der Verzögerungs-Doppler-Domäne überlagerter Pilotsignal-Vektor x_sp dargestellt werden, die wie folgt definiert sind $$\begin{array}{c}{\text{x}}_{\text{sp}}=[{\text{x}}_{\text{sp}}\left[\mathrm{0,0}\right],{\text{x}}_{\text{sp}}\left[\mathrm{0,1}\right],\dots ,{\text{x}}_{\text{sp}}\left[\mathrm{0,}M-1\right],\dots ,{\text{x}}_{\text{sp}}\left[N-\mathrm{1,0}\right],{\text{x}}_{\text{sp}}\left[N-\mathrm{1,1}\right],\dots {\text{x}}_{\text{sp}}[N-\mathrm{1,}M-\\ {1]]}^T,\end{array}$$

  

  und $$\begin{array}{c}{\text{x}}_{\text{d}}=[{\text{x}}_{\text{d}}\left[\mathrm{0,0}\right],{\text{x}}_{\text{d}}\left[\mathrm{0,1}\right],\dots ,{\text{x}}_{\text{d}}\left[\mathrm{0,}M-1\right],\dots ,{\text{x}}_{\text{d}}\left[N-\mathrm{1,0}\right],{\text{x}}_{\text{d}}\left[N-\mathrm{1,1}\right],\dots {\text{x}}_{\text{d}}[N-\mathrm{1,}M-\\ {1]]}^T.\end{array}$$

  
• Definiert man P_T als die Gesamtsendeleistung und α (α ∈ (0, 1)) als das Pilotleistungszuweisungsverhältnis, so werden αP_T und (1 - α)P_T für die Übertragung von Pilotsignalen bzw. Datensymbolen verwendet. Folglich kann der übertragene OTFS-Signalvektor x wie folgt ausgedrückt werden $$\text{x}=\sqrt{\alpha }{\text{x}}_{\text{sp}}+\sqrt{1-\alpha }{\text{x}}_{\text{d}}.$$

  
• Wenn mehr Leistung für die Übertragung von Pilotsignalen verwendet wird, d.h. wenn α groß ist, ist in der Regel mit einer besseren Kanalschätzungsleistung zu rechnen. Allerdings würde weniger Leistung für die Datenübertragung verbleiben, was zu einem niedrigen Signal-Rausch-Verhältnis (signal-to-noise ratio - SNR) und damit zu einer geringen Zuverlässigkeit führen würde. Stattdessen würden die Pilotsignale, die mit weniger Leistung zugewiesen werden, d.h. α ist klein, zu einer schlechten Kanalschätzung und Signalschätzung führen. Daher ist eine ausgewogene Leistungsverteilung zwischen Daten und Pilotsignalen von größter Bedeutung, um eine hohe Zuverlässigkeit zu erreichen.
• Der empfangene Signalvektor y in der Verzögerungs-Doppler-Domäne kann geschrieben werden als $$\begin{array}{c}\mathbf{y}=\sqrt{\alpha }{\displaystyle \sum _{q=0}^Q\left({\mathbf{F}}_N\otimes {\mathbf{I}}_M\right)\text{diag}\left\{{\mathbf{b}}_{BEM,q}\right\}}{\mathbf{F}}_{MN}^H\text{diag}\left\{{\mathbf{F}}_{MN\times L}{\mathbf{c}}_q\right\}{\mathbf{F}}_{MN}\left({\mathbf{F}}_N^H\otimes {\mathbf{I}}_M\right){\mathbf{x}}_{sp}\\ +\sqrt{1-\alpha }{\displaystyle \sum _{q=0}^Q\left({\mathbf{F}}_N\otimes {\mathbf{I}}_M\right)\text{diag}\left\{{\mathbf{b}}_{BEM,q}\right\}{\mathbf{F}}_{MN}^H\text{diag}\left\{{\mathbf{F}}_{MN\times L}{\mathbf{c}}_q\right\}{\mathbf{F}}_{MN}\left({\mathbf{F}}_N^H\otimes {\mathbf{I}}_M\right){\mathbf{x}}_d+\mathbf{w}+\mathbf{z}}\end{array}$$

  

  wobei b_BEM,q und c_q die q-te BEM Basisfunktion bzw. der Koeffizient sind, Q die BEM-Ordnung bezeichnet, die sich auf f_D bezieht, F_MN die diskrete Fourier-Transformationsmatrix (DFT) ist, w der Vektor des additiven weißen Gaußschen Rauschens ist und z der Fehler des empfangenen OTFS-Signals ist, der durch die BEM-Modellierung entsteht. Es sei darauf hingewiesen, dass die obige Gleichung äquivalent ist zu $$\begin{array}{c}\mathbf{y}=\sqrt{\alpha }{\displaystyle \sum _{q=0}^Q\left(F_N\otimes I_M\right)\text{diag}\left\{{\mathbf{b}}_{BEM,q}\right\}{\mathbf{F}}_{MN}^H\text{diag}\left\{{\mathbf{F}}_{MN}\left({\mathbf{F}}_N^H\otimes {\mathbf{I}}_M\right){\mathbf{x}}_{sp}\right\}{\mathbf{F}}_{MN\times L}{\mathbf{c}}_q}\\ +\sqrt{1-\alpha }{\displaystyle \sum _{q=0}^Q\left({\mathbf{F}}_N\otimes {\mathbf{I}}_M\right)\text{diag}\left\{{\mathbf{b}}_{BEM,q}\right\}{\mathbf{F}}_{MN}^H\text{diag}\left\{{\mathbf{F}}_{MN}\left({\mathbf{F}}_N^H\otimes {\mathbf{I}}_M\right){\mathbf{x}}_d\right\}{\mathbf{F}}_{MN\times L}{\mathbf{c}}_q+\mathbf{w}+\mathbf{z}}\end{array}$$

  
• Die Darstellung des empfangenen Signalvektors y als Kombination eines die Daten repräsentierenden Vektors y_d und eines die überlagerten Pilotsignale plus Rauschen und Fehler repräsentierenden Vektors y_sp erlaubt es, die Datensymbole als Interferenz für die Kanalschätzung zu behandeln. Im Gegensatz zu den Pilotsignalen können die Datensignale eine hohe Variabilität aufweisen und eher zufällig erscheinen, was durch eine geeignete Anordnung der Datensymbole im zweidimensionalen OTFS-Übertragungsrahmen noch verstärkt werden könnte, falls in den Datensignalen sich wiederholende Strukturen vorhanden sind.
• Während die Überlegenheit der OFTS-Modulation unter idealen Bedingungen unbestritten ist, können praktische Beschränkungen bei ihrer kosteneffizienten Implementierung Hindernisse für eine breite Anwendung darstellen, u. a. der Trägerfrequenzversatz (carrier frequency offset - CFO).
• CFO ist die Abweichung der Trägerfrequenz zwischen Sender und Empfänger, die durch den Dopplereffekt und Komponenten von Hochfrequenzgeräten (radio frequency - RF) verursacht wird. Die durch den Dopplereffekt verursachte CFO wird üblicherweise als Dopplerverschiebung oder Dopplerspreizung bezeichnet, während der durch lokale Quarzoszillatoren (crystal oscillator - XO) verursachte CFO als Oszillatorfrequenz-Versatz (oscillator frequency offset - OFO) bekannt ist.
• Es gibt drei Haupttypen von Quarzoszillatoren, nämlich freischwingende XO, temperaturgesteuerte XO (temperature-controlled crystal oscillator - TCXO) und wärmegeregelte XO (oven-controlled crystal oscillator - OCXO). Freischwingende XO sind am billigsten, weisen aber den größten Frequenzfehler auf, z.B. zwischen ±10 und ±20 ppm, wobei ppm für Parts per Million steht. OCXO können den Frequenzfehler auf 0,0015 ppm reduzieren, verursachen aber sehr hohe Gerätekosten, die bis zu 2000 Mal höher sind als die eines freischwingenden XO und verursachen auch höhere Stromkosten. TCXO sind ein guter Kompromiss zwischen freilaufenden XO und OCXO. Sie sind wesentlich preiswerter als OCXO, etwa fünfmal so teuer wie XO, und der Frequenzfehler kann auf ±1,5 ppm reduziert werden.
• Der OFO ist in der Regel viel größer als die Dopplerverschiebung oder -streuung. Wenn beispielsweise die Trägerfrequenz 4 GHz beträgt, kann ein TCXO mit einem Frequenzfehler von ±1,5 ppm zu einem OFO von ±6 kHz führen, was bei Geschwindigkeiten zwischen 125 und 500 km/h von größerer Bedeutung ist als die Dopplerfrequenzverschiebung von 0,5 bis 2 kHz. Es wird darauf hingewiesen, dass die Dopplerfrequenzverschiebung zu dem OFO addiert wird, was die maximale Dopplerfrequenzverschiebung an einem Empfänger weiter erhöht.
• Es ist daher wünschenswert, die Performance eines OTFS-Kommunikationssystems im Hinblick auf die spektrale Effizienz und Zuverlässigkeit bei Vorhandensein von OFO zu optimieren.
• BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
• Diese Aufgabe wird durch die vorliegende Erfindung gemäß den beigefügten Ansprüchen gelöst, die unter anderem einen Kommunikationsrahmen mit zwei Datenraten vorschlagen, der es ermöglicht, einen großen OFO, z.B. größer als 0,5 ppm, in OTFS-Empfängern zu schätzen und zu kompensieren, insbesondere in OTFS-Übertragungen mit ansonsten geringem Pilotsignal-Overhead und hoher spektraler Effizienz. Der Ausdruck zwei Datenraten bezieht sich auf Blöcke des Kommunikationsrahmens, die Daten mit niedriger Datenrate bzw. Daten mit hoher Datenrate enthalten, wobei erstere besonders nützlich für die In-Band-Signalisierung in der Kontroll- und Nutzerebene sind. Die In-Band-Signalisierung kann sowohl für die Übertragung von endgerätespezifischen Steuerinformationen als auch von gemeinsamen Steuerinformationen verwendet werden. Andere Ansprüche der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf einen gegenüber Zeit-Frequenz-Verzerrungen resilienten OTFS-Sender (time frequency distortionresilient-OTFS - TFDR-OTFS) und einen entsprechenden Empfänger eines OTFS-Übertragungssystems zum Senden bzw. Empfangen von binären Datenfolgen in erfindungsgemäßen Kommunikationsrahmen für die hochmobile Kommunikation über OTFS-Kommunikationskanäle mit langer Laufzeitspanne und großer Dopplerspreizung bei Vorliegen von OFO. Weitere die Erfindung definierende Ansprüche beziehen sich auf Verfahren zum Senden bzw. Empfangen von Datensymbolen, wobei das Empfangsverfahren das Schätzen und Kompensieren von OFO in einem OTFS-Empfänger unter Verwendung des vorgeschlagenen Zwei-Datenraten-Kommunikationsrahmens umfasst. Wiederum weitere die Erfindung definierende Ansprüche beziehen sich auf ein drahtloses Gerät für ein OTFS-Übertragungssystem, das einen vorgeschlagenen Empfänger und/oder einen Sender sowie Computerprogrammprodukte enthält. Vorteilhafte Ausführungsformen und Entwicklungen sind in den jeweiligen abhängigen Ansprüchen angegeben.
• In der folgenden Beschreibung wird ein analytisches OTFS-Systemmodell unter Berücksichtigung eines OFO vorgestellt, bevor ein Kommunikationsrahmen für ein OTFS-Übertragungssystem zur Verwendung in den erfindungsgemäßen Verfahren, Sendern und Empfängern vorgeschlagen wird, und schließlich der vorgeschlagene TFDR-OTFS-Empfänger mit zwei Datenraten-Kommunikationsrahmen und SP im Detail diskutiert wird.
• Von den verschiedenen Arten von BEM, die weiter oben vorgestellt wurden, wird KL-BEM mit einer guten Kenntnis der Kanalstatistik als das genaueste BEM-Modell angesehen. Dessen Performance ist jedoch suboptimal, wenn die angenommenen Kanaleigenschaften vom realen Kanal abweichen, und sie ist ebenfalls suboptimal, wenn nach der OFO-Schätzung und -Kompensation ein OFO-Rest verbleibt. Daher stützt sich die vorliegende Erfindung vielmehr auf GCE-BEM anstelle von KL-BEM. Die vorliegende Erfindung verwendet ferner überlagerte Pilotsignale für eine anfängliche Kanalschätzung und detektierte Symbole als zusätzliche Pseudopilotsignale in wiederholten iterativen Kanalschätzungen. Überlagerte Pilotsignale können nur für Teile eines Kommunikationsrahmens oder für den gesamten Kommunikationsrahmen verwendet werden. Der besondere Aufbau des Kommunikationsrahmens mit Blöcken erster Art und Blöcken zweiter Art ermöglicht eine OFO-Schätzung im Empfänger.
• Wie im OTFS-Systemmodell, das weiter oben erörtert wurde, stellen M und N im OTFS-Systemmodell mit OFO die Abmessungen des Übertragungsrahmens innerhalb des Verzögerungsgitters bzw. des Dopplergitters dar, in dem die Symbole angeordnet sind. Da die Beobachtungen für OFO sowohl für dedizierte Pilotsignale als auch für überlagerte Pilotsignale gleichermaßen gelten, wird im Folgenden eine allgemeine Darstellung der OTFS-Signalvektoren verwendet. Die übertragene komplexe OTFS-Matrix x ist definiert als $$\mathbf{x}={[x\left[\mathrm{0,0}\right],x\left[\mathrm{0,1}\right],\dots ,x\left[\mathrm{0,}M-1\right],\dots ,x\left[N-\mathrm{1,0}\right],x\left[N-\mathrm{1,1}\right],\dots ,x\left[N-\mathrm{1,}M-1\right]]}^T$$

  

  und die empfangene OTFS Matrix y in der Verzögerungs-Doppler-Domäne ist definiert als $$\mathbf{y}={[y\left[\mathrm{0,0}\right],y\left[\mathrm{0,1}\right],\dots ,y\left[\mathrm{0,}M-1\right],\dots ,y\left[N-\mathrm{1,0}\right],y\left[N-\mathrm{1,1}\right],\dots ,y\left[N-\mathrm{1,}M-1\right]]}^T$$

  
• H_t ist die zeitvariante MN × MN Kanalmatrix im Zeitbereich, wobei das Jakes-Modell angenommen wird und die maximale Dopplerfrequenz als f_D bezeichnet wird. ϕ (ϕ ∈ [-e_ofo, e_ofo)) sei der OFO, wobei e_ofo der größte Frequenzfehler des XO in Einheiten von ppm ist. Der empfangene OTFS-Signalvektor y bei Vorhandensein eines OFO kann wie folgt beschrieben werden, $$\mathbf{y}=\left({\mathbf{F}}_N\otimes {\mathbf{I}}_M\right)\mathbf{E}\left(\varphi \right){\mathbf{H}}_{\text{t}}\left({\mathbf{F}}_N^H\otimes {\mathbf{I}}_M\right)\mathbf{x}+\mathbf{w},$$

  

  wobei $E\left(\varphi \right)=\text{diag}\left\{{\left[\mathrm{1,}e\frac{j2\pi \varphi }{M},\dots ,e\frac{j2\pi \varphi \left(MN-1\right)}{M}\right]}^T\right\}$

  

  die OFO-Matrix, F_N die diskrete Fourier-Transformationsmatrix (DFT), I_M die M × M Einheitsmatrix und w der Vektor für additives weißes Gaußsches Rauschen ist. Durch Anwendung der GCE-BEM auf das Modell H_t, z.B. wie in der Offenlegungsschrift DE 10 2022 106 409 A1 dargestellt, kann y ferner dargestellt werden durch $$\mathbf{y}={\displaystyle \sum _{q=0}^Q\left({\mathbf{F}}_N\otimes {\mathbf{I}}_M{}_{\text{}}\right)}E\left(\varphi \right)\text{diag}\left\{b_q\right\}{\mathbf{F}}_{MN}^H\text{diag}\left\{{\mathbf{F}}_{MN\times L}{\mathbf{c}}_q\right\}{\mathbf{F}}_{MN}\left({\mathbf{F}}_N^H\otimes {\mathbf{I}}_M\right)\mathbf{x}+{\mathbf{z}}_{\text{mod}}+\mathbf{w}$$

  

  wobei b_q und c_q die q-te GCE-BEM Basisfunktion bzw. deren Koeffizient sind, Q die GCE-BEM-Ordnung bezeichnet, die sich auf f_D bezieht, F_MN die DFT Matrix ist, und z_mod der GCE-BEM Modellierungsfehler ist.
• Im Folgenden wird die elementweise Input-Output-Beziehung zwischen x[k, l] und y[k, l] unter Berücksichtigung der GCE-BEM Modellierung mit einer BEM Auflösung 1 abgeleitet. Beim Sender werden nach Anwendung einer inversen symplektischen finiten Fourier-Transformation (iSFFT) und einer Heisenberg-Transformation die Zeitbereichssymbole s[n, m] beschrieben durch $$s\left[n,m\right]={\displaystyle {\sum }_{k=0}^{N-1}x\left[k,m\right]}{e}^{j2\pi \frac{nk}{N}}.$$

  

  h[t, l'] sei der Kanalgewinn des l'-ten Pfades (l'= 0, 1, ..., L) zum t-ten (t = 0, 1, ..., MN- 1) Zeitpunkt, wobei L die Kanallänge bezeichnet. Nach der Ausbreitung durch den doppelt selektivem Fading unterliegenden Kanal werden die empfangenen Zeitbereichssymbole r[n, l] formuliert als $$\begin{array}{l}r\left[n,l\right]=e^{\frac{j2\pi \varphi \left(nM+l\right)}{M}}{\displaystyle \sum _{q=0}^Q{\displaystyle \sum _{l\text{'}=0}^{L}h\left[nM+l,l\text{'}\right]s\left[n,l-l\text{'}\right]}}\\ =e^{\frac{j2\pi \varphi \left(nM+l\right)}{M}}{\displaystyle \sum _{q=0}^Q{\displaystyle \sum _{l\text{'}=0}^L{\displaystyle \sum _{k\text{'}=0}^{N-1}{c}_q\left[l\text{'}\right]}x\left[k\text{'},l-l\text{'}\right]e^{j2\pi \varphi \text{'}\frac{nM+l}{MN}}{e}^{j2\pi \frac{nk\text{'}}{N}}+e\left[n,l\right]},}\end{array}$$

  

  wobei $q\text{'}=q-\left[\frac{Q}{2}\right],l\ge L$

  

  angenommen werden, und e[n, l] er Modellierungsfehler im Zeitbereich aufgrund der GCE-BEM Modellierung ist. Beim Empfänger werden nach Ausführung der SFFT- und Wigner-Transformationen die empfangenen Symbole in der Verzögerungs-Doppler-Domäne y[k, l] wie folgt beschreiben $$\begin{array}{l}y\left[k,l\right]={\displaystyle \sum _{n=0}^{N-1}r\left[n,l\right]e^{j2\pi \frac{-nk}{N}}}\\ ={\displaystyle \sum _{q=0}^Q{\displaystyle \sum _{l\text{'}=0}^L{\displaystyle \sum _{k\text{'}=0}^{N-1}{\displaystyle \sum _{n=0}^{N-1}{e}^{\frac{j2\pi \varphi \left(nM+l\right)}{M}}}{c}_q\left[l\text{'}\right]},x\left[k\text{'},l-l\text{'}\right]e^{j2\pi q\text{'}\frac{kM+l}{MN}}}{e}^{j2\pi \frac{nk\text{'}}{N}}}{e}^{j2\pi \frac{-nk}{N}+z\left[k,l\right]}\\ =e^{\frac{j2\pi \varphi l}{M}}{\displaystyle \sum _{q=0}^Q{\displaystyle \sum _{l\text{'}=0}^L{\displaystyle \sum _{k\text{'}=0}^{N-1}{\displaystyle \sum _{n=0}^{N-1}{c}_q\left[l\text{'}\right]x\left[k\text{'},l-l\text{'}\right]}{e}^{j2\pi q\text{'}\frac{kM+l}{MN}}{e}^{j2\pi \frac{nk\text{'}}{N}}{e}^{j2\pi \frac{-nk}{N}}{e}^{\frac{j2\pi \varphi nN}{N}+z\left[k,l\right]}}}}\\ =e^{\frac{j2\pi \varphi l}{M}}{\displaystyle \sum _{q=0}^Q{\displaystyle \sum _{l\text{'}=0}^L{c}_q\left[l\text{'}\right]x\left[k-q\text{'}-N\varphi ,l-l\text{'}\right]}{e}^{j2\pi \frac{q\text{'}l}{MN}}+z\left[k,l\right]},\\ ={\displaystyle \sum _{q=0}^Q{\displaystyle \sum _{l\text{'}=0}^L{c}_q\left[l\text{'}\right]}x\left[k-q\text{'}-N\varphi ,l-l\text{'}\right]e^{j2\pi \frac{\left(q\text{'}+N\varphi \right)l}{MN}}+z\left[k,l\right]},\end{array}$$

  

  wobei z[k, l] der Modellierungsfehler in der Verzögerungs-Doppler-Domäne aufgrund der GCE-BEM Modellierung ist.
• Im Vergleich zu einem idealen System ohne OFO ergeben sich daraus zwei Probleme:
• i) mehr Symbole entlang der Dopplerachse stören sich gegenseitig, so dass die Inter-Doppler-Interferenz stärker ist, und
• ii) die Phase des empfangenen Signals wird durch die Einführung eines zusätzlichen exponentiellen Terms $e\frac{j2\pi \varphi l}{M}$
  
  verändert.
• Wenn der OFO nicht angemessen berücksichtigt wird, verliert die OTFS-Modulation folglich ihre überlegene Leistung in der hochmobilen Kommunikation. Darüber hinaus wird die OTFS-Kanalschätzung aufgrund des Vorhandenseins von OFO schwieriger.
• In wird von einem Szenario ausgegangen, in dem die Trägerfrequenz f_c auf 4 GHz eingestellt ist, und die Geschwindigkeit v = 125 km/h und der Frequenzfehler des XO ±1.5 ppm betragen. Die maximale Dopplerfrequenz wird zu f_D = 500 Hz berechnet, und die OFO-Frequenz beträgt f_OFO = ±6 KHz. 2 zeigt ein Beispiel für das mögliche Dopplerspektrum mit f_D = 500 Hz und f_OFO = -6 KHz, 0, 6 KHz. Es ist leicht zu erkennen, dass der OFO das Dopplerspektrum nach links oder rechts verschiebt, so dass die maximale Dopplerfrequenz auf f_D+f_OFO. erhöht wird. In bekannten OTFS-Kanalschätzern, z.B. denen, die in der Offenlegungsschrift DE 10 2022 106 409 A1 oder in der Offenlegungsschrift DE 10 2021 126 321 A1 beschrieben sind, müssen die Unterräume oder BEM-Basisfunktionen auf der Grundlage der neuen maximalen Dopplerfrequenz, d.h. f_D+f_OFO von neuem generiert werden. Da die Frequenzverschiebung aufgrund des OFO viel größer ist als die aufgrund des Dopplereffekts, erhöht sich die erforderliche Anzahl von Unterräumen oder BEM-Basisfunktionen erheblich, was zu einem hohen Pilot-Overhead führt. Daher ist es von großer Bedeutung, den OFO zu schätzen und zu kompensieren, bevor die OTFS-Kanalschätzer implementiert werden.
• Die vorliegende Erfindung ermöglicht die OFO-Schätzung und letztlich die Kompensation durch die Verwendung einer spezifischen Anordnung von Blöcken der ersten Art und Blöcken der zweiten Art im Übertragungsrahmen und durch eine spezifische Anordnung von Symbolen in den Blöcken der ersten Art, insbesondere dadurch, dass zumindest einige identische Symbole in einem Block der ersten Art einem Block der zweiten Art vorausgehen und folgen.
• zeigt eine erste beispielhafte Darstellung der Datensymbole innerhalb der Blöcke erster Art und der Blöcke zweiter Art des Kommunikationsrahmens. Die identische Wiederholung mindestens eines Datensymbols an identischen Positionen in den vorausgehenden und nachfolgenden Blöcken der ersten Art bzw. mit niedriger Rate wird durch das rechteckige Gittermuster dargestellt, während die völlig zufällige Natur der Datensymbole im Block der zweiten Art bzw. mit hoher Rate durch das Pseudozufallsmuster dargestellt wird. Die Länge des Kommunikationsrahmens entlang der Verzögerungsachse ist M, während die „Höhe“ des Kommunikationsrahmens entlang der Dopplerachse N ist. Es sei darauf hingewiesen, dass die Pilotsignale in den Blöcken der ersten Art ebenfalls identisch sind. Der Abstand zwischen zwei identischen Spalten aufeinander folgender Blöcke erster Art ist D. Innerhalb eines Kommunikationsrahmens sind mindestens zwei Blöcke erster Art und ein oder mehrere Blöcke zweiter Art vorgesehen. Folglich kann die Länge der Blöcke zweiter Art variieren. In sind die Blöcke erster Art um die Mitte des Übertragungsrahmens herum angeordnet, und die Blöcke zweiter Art sind an der Vorderseite, in der Mitte und an der Rückseite des Übertragungsrahmens platziert.
• zeigt eine zweite beispielhafte Anordnung der Blöcke erster Art und der Blöcke zweiter Art des Kommunikationsrahmens. Hier sind die Blöcke erster Art und die Blöcke zweiter Art abwechselnd angeordnet, d.h. auf einen Block erster Art folgt ein Block zweiter Art, dann ein weiterer Block erster Art und schließlich ein weiterer Block zweiter Art.
• zeigt eine dritte beispielhafte Anordnung der Blöcke erster Art und der Blöcke zweiter Art des Kommunikationsrahmens. Diese Anordnung entspricht derjenigen von , wobei die Blöcke erster Art und die Blöcke zweiter Art vertauscht sind.
• zeigt eine vierte beispielhafte Anordnung der Blöcke erster Art und der Blöcke zweiter Art des Kommunikationsrahmens. Hier sind die Blöcke erster Art an der Vorder- und Rückseite des Übertragungsrahmens angeordnet, getrennt durch einen einzigen Block zweiter Art.
• Die Länge L+1 der Blöcke erster Art hängt von dem längsten Weg ab, den ein Signal im Kanal zurücklegt. Die Kanallänge wird in der Kanalmatrix H_t dargestellt, wie im Folgenden beschrieben wird.
• Wie bereits weiter oben erwähnt, ist der empfangene OTFS-Vektor y in der Verzögerungs-Doppler-Domäne definiert als $$\mathbf{y}={\left[\text{y}\left[\mathrm{0,0}\right],\text{y}\left[\mathrm{0,1}\right],\dots ,\left[\mathrm{0,}M-1\right],\dots ,\text{y}\left[N-\mathrm{1,1}\right],\dots ,\text{y}\left[N-\mathrm{1,}M-1\right]\right]}^T.$$

  

  Betrachtet man einen Übertragungsrahmen mit überlagerten Pilotsignalen, so kann der empfangene Signalvektor y nach der Ausbreitung durch den doppelt selektivem Fading unterliegenden Kanal mit Dopplerspreizung als Summe der Vektoren betrachtet werden, die die empfangenen Daten bzw. die diesen überlagerten Pilotsignale in der Verzögerungs-Doppler-Domäne repräsentieren, und kann geschrieben werden als $$\mathbf{y}=\sqrt{\alpha }\left({\mathbf{F}}_N\otimes {\mathbf{I}}_M\right)E\left(\mathrm{\varphi }\right){\mathbf{H}}_t\left({\mathbf{F}}_N^H\otimes {\mathbf{I}}_M\right){\mathbf{x}}_{sp}+\sqrt{1-\alpha }\left({\mathbf{F}}_N\otimes {\mathbf{I}}_M\right)E\left(\mathrm{\varphi }\right){\mathbf{H}}_t\left({\mathbf{F}}_N^H\otimes {\mathbf{I}}_M\right){\mathbf{x}}_d+\mathbf{w}$$

  

  wobei F_N die DFT Matrix, I_M die M × M Identitätsmatrix, w der Vektor des additiven weißen Gaußschen Rauschens (AWGN) und H_t die MN × MN zeitlich variierende Kanalmatrix im Zeitbereich ist, definiert als $${\mathbf{H}}_t=\left[\begin{array}{cccccccc}h\left[\mathrm{0,0}\right]& 0& \cdots & 0& h\left[\mathrm{0,}L\right]& h\left[\mathrm{0,}L-1\right]& \cdots & h\left[\mathrm{0,1}\right]\\ h\left[\mathrm{1,}1\right]& h\left[1\mathrm{,0}\right]& 0& \cdots & 0& h\left[\mathrm{1,}L\right]& \cdots & h\left[\mathrm{1,2}\right]\\ ⋮& \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & ⋮\\ h\left[L,L\right]& h\left[L,L-1\right]& \cdots & h\left[L\mathrm{,1}\right]& h\left[L\mathrm{,0}\right]& 0& \cdots & 0\\ ⋮& \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & ⋮\\ 0& \cdots & 0& h\left[MN-\mathrm{1,}L-1\right]& h\left[MN-\mathrm{1,}L-1\right]& \cdots & h\left[MN-\mathrm{1,1}\right]& h\left[MN-\mathrm{1,0}\right]\end{array}\right]$$

  

  wobei h[t, l] die Kanalverstärkung des l-ten Pfades zum t-ten Zeitpunkt bezeichnet, t = 0, 1, ..., MN-1, und l = 0, 1, ..., L, wobei L die Kanallänge bezeichnet. Mit $f_{max}=\frac{f_{c}v}{c}$

  

  als maximaler Dopplerfrequenz, wobei f_c die Trägerfrequenz, v die Fahrzeuggeschwindigkeit, und c die Lichtgeschwindigkeit ist, und unter Einbeziehung des Jakes'schen Modells mit U-förmigem Dopplerspektrum ist die Korrelationsfunktion des l-ten Pfades definiert als J₀(2πnf_maxT_s), wobei J₀(·) d die Besselfunktion der ersten Art nullter Ordnung und T_s die Abtastperiode bezeichnet.
• Der Abstand D zwischen den jeweiligen identischen Spalten der Blöcke erster Art in der Verzögerungsdimension des Blocks mit hoher Rate, der die Blöcke mit niedriger Rate trennt, in Bezug auf die Länge M des Kommunikationsrahmens bestimmt den schätzbaren OFO-Bereich $\left[-\frac{M}{2D},\frac{M}{2D}\right]$

  

  Da der Abstand D je nach den Erfordernissen des Übertragungssystems einstellbar ist, kann dank der Verwendung von SP ein großer und flexibler OFO-Schätzbereich bei geringer bis mäßiger Verringerung der spektralen Effizienz unterstützt werden, was die Verwendung billigerer freischwingender XOs in den Sendern und Empfängern ermöglicht, was sich in niedrigeren Gerätekosten niederschlägt.
• Der OFO kann durch Ausnutzung der Autokorrelation von zwei empfangenen Blöcken der ersten Art von Daten mit niedriger Rate und mit SP im vorderen und hinteren Teil des OTFS-Rahmens geschätzt werden.
• Es gelte g_k = [y[k, L], y[k, M- 1]]^T. Die Autokorrelationsmatrix R wird wie folgt berechnet: $\mathbf{R}=\frac{1}{N}{\displaystyle {\sum }_{k=0}^{N-1}{\mathbf{g}}_k{\mathbf{g}}_k^H}.$

  

  Als nächstes wird eine Eigenwertzerlegung für R, durchgeführt, und man erhält den Signal-Eigenvektor der Länge 2 als u. u₁ und u₂ seinen das ersten bzw. letzte Element von u. Dank der konstanten Phasenverschiebung gilt für u₁ und u₂ die Beziehung $u_2=u_1{e}^{j\frac{2\pi \mathrm{\varphi }D}{M}}.$

  

  Infolgedessen kann der OFO leicht geschätzt werden als $$\widehat{\varphi }=\frac{\angle \left\{u_1^{†}{u}_2\right\}M}{2\pi D}$$

  
• Der OFO wird also mit einer in sich geschlossenen Lösung geschätzt und erfordert keine zusätzlichen Pilotsignale. Man beachte, dass die Komplexität des OFO-Schätzprozesses 4N beträgt.
• Durch Einbeziehung der OFO-Schätzung </> in die GCE-BEM-Basisfunktion b_q ergibt sich die neue GCE-BEM-Basisfunktion als $${\widehat{b}}_{\text{OFO},q}=\text{diag}\left\{\left[\mathrm{1,}{e}^{\frac{j2\pi \widehat{\varphi }}{M}},\dots ,e^{\frac{j2\pi \widehat{\varphi }\left(MN-1\right)}{M}}\right]\right\}{\mathbf{b}}_q$$

  
• Durch die Berücksichtigung von (Q + 1) BEM-Basisfunktionen hat die OFO-Kompensationsmethode die lineare Komplexität von MN(Q + 1). Somit kann das weiter oben vorgestellte allgemeine Systemmodell wie folgt umgestaltet werden $$\mathbf{y}={\displaystyle \sum _{q=0}^Q\left({\mathbf{F}}_N\otimes {\mathbf{I}}_M\right)\text{diag}\left\{{\widehat{b}}_{OFO,q}\right\}{\mathbf{F}}_{MN}^H\text{diag}\left\{{\mathbf{F}}_{MN\times L}{\mathbf{c}}_q\right\}{\mathbf{F}}_{MN}\left({\mathbf{F}}_N^H\otimes {\mathbf{I}}_M\right)\mathbf{x}+{\mathbf{z}}_{\text{mod}}+\mathbf{w}}$$

  

  und der empfangene Signalvektor y für die Daten und die überlagerten Pilotsignale in der Verzögerungs-Doppler-Domäne kann geschrieben werden als $$\begin{array}{c}\mathbf{y}=\sqrt{\alpha }{\displaystyle \sum _{q=0}^Q\left({\mathbf{F}}_N\otimes {\mathbf{I}}_M\right)\text{diag}\left\{{\widehat{b}}_{OFO,q}\right\}{\mathbf{F}}_{MN}^H\text{diag}\left\{{\mathbf{F}}_{MN\times L}{\mathbf{c}}_q\right\}{\mathbf{F}}_{MN}\left({\mathbf{F}}_N^H\otimes {\mathbf{I}}_M\right){\mathbf{x}}_{sp}}\\ +\sqrt{1-\alpha }{\displaystyle {\sum }_{q=0}^Q\left({\mathbf{F}}_N\otimes {\mathbf{I}}_M\right)\text{diag}\left\{{\widehat{b}}_{OFO,q}\right\}{\mathbf{F}}_{MN}^H\text{diag}\left\{{\mathbf{F}}_{MN\times L}{\mathbf{c}}_q\right\}{\mathbf{F}}_{MN}\left({\mathbf{F}}_N^H\otimes {\mathbf{I}}_M\right){\mathbf{x}}_d+\mathbf{w}+\mathbf{z}}.\end{array}$$

  
• Nach der anfänglichen OFO-Schätzung und Kompensation verbleibt aufgrund des BEM-Modellierungsfehlers und des Rauschens ein kleiner Rest OFO, der bei der gemeinsamen Schätzung des Rest OFO und des Kommunikationskanals beseitigt wird.
• Entsprechend wird gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Zwei-Datenraten-Kommunikationsrahmen für ein OTFS-Übertragungssystem vorgeschlagen. Der Kommunikationsrahmen umfasst mindestens einen Block erster Art und mindestens einen Block zweiter Art. Der eine oder die mehreren Blöcke der ersten Art umfassen Datensignale, die zweidimensional entlang der Verzögerungsachse und der Dopplerachse angeordnet sind. Mindestens eines der Datensignale des einen oder der mehreren Blöcke der ersten Art hat ein überlagertes Pilotsignal. Es wird darauf hingewiesen, dass typischerweise der gesamte Block überlagerte Pilotsignale aufweist. Der eine oder die mehreren Blöcke erster Art haben eine Größe von N × (L + 1). Der eine oder die mehreren Blöcke zweiter Art umfassen Datensignale, die zweidimensional entlang der Verzögerungsachse und der Dopplerachse angeordnet sind, oder Datensignale, die zweidimensional entlang der Verzögerungsachse und der Dopplerachse angeordnet sind, von denen mindestens eines ein überlagertes Pilotsignal aufweist. Mit anderen Worten: Ein Block zweiter Art kann überlagerte Pilotsignale haben oder nicht. Mindestens einem Block zweiter Art des Kommunikationsrahmens gehen entlang der Verzögerungsachse Blöcke erster Art voraus und folgen ihm. Die Blöcke erster Art, die einem Block zweiter Art vorausgehen und folgen, haben mindestens ein identisches Datensymbol und ein zugehöriges überlagertes identisches Pilotsignal an einer identischen Stelle in der zweidimensionalen Anordnung. Es wird angemerkt, dass die Blöcke der ersten Art, die einem Block der zweiten Art vorausgehen und folgen, in der Regel identisch sind. Die identischen Elemente der Blöcke der ersten Art, die einem Block der zweiten Art vorausgehen und folgen, ermöglichen oder erleichtern eine erste OFO-Schätzung mit hoher Zuverlässigkeit. Die Verwendung identischer Symbole in den Blöcken erster Art, die einem Block zweiter Art vorausgehen und folgen, verringert die Nutzdatenrate der Blöcke erster Art im Vergleich zu der des Blocks zweiter Art, so dass der Block erster Art als Block niedriger Rate und der Block zweiter Art als Block hoher Rate bezeichnet werden kann.
• zeigt ein erstes Beispiel für überlagerte Pilotsignale im vorgeschlagenen OTFS-Rahmen mit zwei Datenraten und SP, bei dem den Datensymbolen sowohl des Blocks erster Art als auch des Blocks zweiter Art Pilotsignale überlagert sind. Die Anordnung der Blöcke der ersten Art und der Blöcke der zweiten Art entspricht der in gezeigten. Die Datensymbole mit niedriger Datenrate werden in einem vertikalen und horizontalen Gittermuster dargestellt, um ihre identische Wiederholung im vorausgehenden und nachfolgenden Block der ersten Art zu betonen. Die Datensymbole mit hoher Datenrate werden in einem Pseudo-Zufallsmuster dargestellt, um den Zufallscharakter der Daten zu betonen. Die Pilotsignale werden in einem regelmäßigen Schachbrettmuster dargestellt, um die Vorkenntnis der Pilotsignale beim Empfänger zu betonen. Die Pilotsignale erstrecken sich über den gesamten Kommunikationsrahmen, der gemäß der Platzierung der Blöcke der ersten und zweiten Art in , die hier verwendet wird, zwei Blöcke der ersten Art oder Blöcke mit niedriger Rate umfasst, die entlang der Verzögerungsdimension vorne und hinten im OTFS-Rahmen platziert sind und den Block der zweiten Art einrahmen. Wie bereits erwähnt, werden die Blöcke der ersten Art für eine erste OFO-Schätzung verwendet.
• zeigt ein zweites Beispiel für den vorgeschlagenen Zwei-Datenraten-OTFS-Rahmen mit SP, bei dem nur die Datensymbole der Blöcke der ersten Art von Pilotsignalen überlagert sind. Wie in werden die Datensymbole mit niedriger Datenrate in einem vertikalen und horizontalen Gittermuster dargestellt, um ihre identische Wiederholung im führenden und trainierenden Block der ersten Art zu betonen. Die Datensymbole mit hoher Datenrate werden in einem Pseudo-Zufallsmuster dargestellt, um den Zufallscharakter der Daten zu betonen. Die Pilotsignale werden in einem regelmäßigen Schachbrettmuster dargestellt, um die Vorkenntnis der Pilotsignale beim Empfänger zu betonen. Es wird deutlich, dass sich die Pilotsignale nur über die Blöcke der ersten Art, d.h. mit niedriger Datenrate, erstrecken. Die Datensymbole des zweiten Blocks haben keine überlagerten Pilotsignale, so dass die gesamte Leistung diesen Datensymbolen zugewiesen werden kann.
• Es wird darauf hingewiesen, dass die Pilotsignale im zweiten Beispiel eine höhere Leistung erfordern können als im ersten Beispiel und dass die Konvergenzleistungen unterschiedlich sein können. Es wird ferner darauf hingewiesen, dass entsprechende Anordnungen von überlagerten Pilotsignalen in jeder der anderen beispielhaften Anordnungen der Blöcke der ersten Art und der Blöcke der zweiten Art, die in den 4 a) bis 4 c) dargestellt sind, verwendet werden können.
• Entsprechend ist in einer oder mehreren Ausführungsformen zumindest die Länge der Blöcke zweiter Art, die zwischen einem vorausgehenden und einem nachfolgenden Block erster Art angeordnet sind, in der Verzögerungsdomäne variabel.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen tragen die Datensymbole in den Blöcken erster Art, die einem Block zweiter Art des Kommunikationsrahmens vorausgehen und folgen, ausschließlich Daten, die zur Steuerung der Kommunikationsverbindung zwischen Sender und Empfänger verwendet werden. Die Verwendung identischer Symbole kann nicht nur bei der OFO-Schätzung helfen, sondern auch eine robustere Kanalsteuerung ermöglichen.
• Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst ein Sender eines OTFS-Übertragungssystems einen Signalabbildner, der einer ersten senderseitigen Transformationseinheit und einer zweiten senderseitigen Transformationseinheit vorgeschaltet ist. Der Signalabbildner ist dazu eingerichtet, eine binäre Datenfolge zu empfangen und eine zweidimensionale Anordnung von Datensymbolen und/oder Datensymbolen mit überlagerten Pilotsignalen eines Zwei-Datenraten-Kommunikationsrahmens in der Verzögerungs-Doppler-Domäne gemäß dem zuvor beschriebenen ersten Aspekt der Erfindung auszugeben. Die erste senderseitige Transformationseinheit ist dazu eingerichtet, an einem Eingang den vom Signalabbildner ausgegebenen zweidimensionalen Zwei-Datenraten-Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne zu empfangen und eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne auszugeben. Die zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne umfasst und repräsentiert sowohl Datensymbole als auch Datensymbole mit SP. Der Ausgang der ersten senderseitigen Transformationseinheit wird einem Eingang der zweiten senderseitigen Transformationseinheit zugeführt, die dazu eingerichtet ist, ein kontinuierliches Signal im Zeitbereich, das den Kommunikationsrahmen darstellt, zur Übertragung über den Kommunikationskanal auszugeben.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen ist die erste senderseitige Transformationseinheit dazu eingerichtet, eine Vorcodierung und/oder eine inverse symplektische finite Fourier-Transformation durchzuführen.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen ist die zweite senderseitige Transformationseinheit für die Durchführung einer Heisenberg-Transformation oder einer inversen finiten Fourier-Transformation (IFFT) eingerichtet.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen ist der Sender dazu eingerichtet, zwischen 50 % und 99 %, vorzugsweise zwischen 90 % und 99 %, der gesamten Sendeleistung eines Blocks mit überlagerten Pilotsignalen den Datensymbolen und die restliche Sendeleistung den Pilotsignalen zuzuweisen.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen ist der Sender dazu eingerichtet, die den Daten- bzw. Pilotsymbolen zugewiesene Leistung in Blöcken erster Art oder niedriger Rate in Abhängigkeit von einem verwendeten Kommunikationskanal, einer verwendeten Trägerfrequenz und/oder einer Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger anzupassen. Die Anpassung kann für einzelne oder Gruppen von aufeinanderfolgenden Kommunikationsrahmen dynamisch vorgenommen werden, z.B. wenn der Kommunikationskanal, die Trägerfrequenz und/oder die Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger variieren.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen ist der Signalabbildner dazu eingerichtet, die Größe, insbesondere die Länge in der Verzögerungsdomäne, eines Blocks erster Art und/oder eines Blocks zweiter Art in Abhängigkeit von einem verwendeten Kommunikationskanal, einer verwendeten Trägerfrequenz, einer maximalen Verzögerung und/oder einer Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger anzupassen. Die Anpassung kann für einzelne oder Gruppen von aufeinanderfolgenden Kommunikationsrahmen dynamisch erfolgen, z.B. wenn sich der Kommunikationskanal, die Trägerfrequenz und/oder die Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger ändern.
• Eine statische Bestimmung der Größe der Blöcke erster Art und/oder der Blöcke zweiter Art und/oder des Leistungszuweisungsverhältnisses im Sender kann auf der Annahme beruhen, dass der verwendete Kommunikationskanal, die Trägerfrequenz und/oder die Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger statisch ist oder innerhalb tolerierbarer Grenzen vernachlässigbar schwankt. Die statische Bestimmung kann auch ein Worst-Case-Szenario berücksichtigen, z.B. eine maximal erwartete oder zulässige Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger, eine maximal erwartete Verzögerung oder ähnliches, während Empfänger und Sender kommunikativ verbunden sind, z.B. innerhalb der Funkreichweite. Die erwartete maximale Differenzgeschwindigkeit kann durch externe Eingangsdaten bereitgestellt werden, z.B. durch Geschwindigkeitsbegrenzungen für mobile Einheiten wie Autos oder Züge innerhalb des Versorgungsbereichs eines festen Senders.
• Eine dynamische Anpassung der Größe der Blöcke erster Art und/oder der Blöcke zweiter Art und/oder des Leistungszuweisungsverhältnisses im Sender kann auf einer tatsächlichen Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger beruhen. Solche Informationen können von einem Empfänger geliefert werden, z.B. ein Geschwindigkeitsvektor des Empfängers, oder auf Informationen basieren, die beim Sender verfügbar sind, z.B. eine Anzahl von Empfängern, die sich innerhalb der Reichweite des Senders befinden. Bei einem stationären Sender, z.B. einer Basisstation o. ä., kann diese Zahl der Anzahl der Empfänger entsprechen, die derzeit oder im Durchschnitt mit dem Sender verbunden sind oder mit ihm in kommunikativer Verbindung stehen. Die dynamische Anpassung kann auch auf Informationen beruhen, die von einem Empfänger empfangen werden, wie z.B. Kanalstatusinformationen, eine Bitfehlerrate oder eine Anzahl von Iterationen von Kanalschätzungen, die für die Decodierung eines zuvor empfangenen Signals erforderlich sind.
• Die Leistungszuweisung und/oder die Größe des Blocks erster Art und des Blocks zweiter Art und/oder das Leistungszuweisungsverhältnis im Sender können jedoch auch für spezielle Anforderungen angepasst werden. Um beispielsweise eine schnelle Konvergenzleistung im Empfänger zu erreichen, könnte das Leistungszuweisungsverhältnis α kleiner gewählt werden als bei gleichem Daten-SNR und Pilotsignal-SNR, und/oder die BEM-Auflösung der ersten Kanalschätzungseinheit kann größer als 1 sein. Simulationen haben gezeigt, dass ein Leistungszuweisungsverhältnis von etwa 95 % vorteilhaft ist, um sowohl die BER als auch die Konvergenzleistung zu maximieren.
• Das dynamische Ermitteln einer nahezu optimalen Leistungszuweisung für das Verhältnis von Pilotsignalen und Datensignalen kann durch Training vor dem Beginn einer tatsächlichen Übertragung erreicht werden. Wie weiter oben erwähnt, kann ein vorteilhaftes Leistungszuweisungsverhältnis gefunden werden, wenn das durchschnittliche Daten-SNR und das durchschnittliche Pilotsignal-SNR gleich sind.
• Gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst ein Empfänger für ein OTFS-Übertragungssystem eine erste empfängerseitige Transformationseinheit und eine zweite empfängerseitige Transformationseinheit. Der Empfänger ist dazu eingerichtet, an einem Eingang der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit ein Signal im Zeitbereich zu empfangen, das einen Kommunikationsrahmen gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung repräsentiert, der über einen praktischen Kommunikationskanal, d.h. einen Kommunikationskanal, der einer Dopplerspreizung unterliegt, übertragen wird, wobei die erste empfängerseitige Transformationseinheit eine zweidimensionale Darstellung des empfangenen Kommunikationsrahmens im Zeit-/Frequenzbereich ausgibt. Das Ausgangssignal der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit wird einem Eingang der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit zugeführt, die eine zweidimensionale Repräsentation des empfangenen Kommunikationsrahmens aus Blöcken erster Art und Blöcken zweiter Art in der Verzögerungs-Doppler-Domäne ausgibt. Der Empfänger umfasst einen OFO-Schätzer, der dazu eingerichtet ist, eine anfängliche OFO-Schätzung und Kompensation unter Verwendung von Symbolen durchzuführen, die in dem Block erster Art des empfangenen Kommunikationsrahmens enthalten sind, und umfasst ferner einen iterativen zweistufigen Kanalschätzungs- und Entzerrungsblock, der zur Durchführung einer gemeinsamen Schätzung eines restlichen OFO und des Kommunikationskanals auf der Grundlage von in allen Blöcken des empfangenen Kommunikationsrahmens enthaltenen Symbolen eingerichtet ist.
• Entsprechend umfasst die anfängliche OFO-Schätzung gemäß einer oder mehreren Ausführungsformen die Durchführung der Autokorrelation der empfangenen OTFS-Symbole, die in den Blöcken erster Art des empfangenen Kommunikationsrahmens enthalten sind, die den Daten mit niedriger Datenrate und SP entsprechen. Die anfängliche OFO-Kompensation umfasst die Bereitstellung der anfänglichen OFO-Schätzung für den iterativen zweistufigen Kanalschätzungs- und Entzerrungsblock, um sie in die für die Kanalschätzung verwendeten BEM-Basisfunktionen einzubeziehen. Die Einbeziehung der OFO-Schätzung in die BEM-Basisfunktion führt zu einer neuen BEM-Basisfunktion b̂_OFO,q, wie weiter oben beschrieben.
• Gemäß einer oder mehreren Ausführungsformen verwendet die gemeinsame Schätzung des verbleibenden OFO und des Kanals eine iterative zweistufige Kanalschätzung, die eine anfängliche Kanalschätzung, gefolgt von einer anfänglichen Entzerrung und Symbolschätzung, und eine iterative Kanalschätzung, gefolgt von einer entsprechenden Entzerrung und Symbolschätzung, umfasst.
• Gemäß einer oder mehreren Ausführungsformen werden zumindest die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegebenen Pilotsignale einer ersten Kanalschätzungseinheit zugeführt, die eine erste Schätzung der Zeitdomänen-Kanalmatrix Ĥ_t ⁱ⁼⁰ ausgibt. Die erste Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich Ĥ_t ⁱ⁼⁰ sowie zumindest die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegebenen Datensignale oder die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegebenen Pilot- und Datensignale werden einer Entzerrereinheit zugeführt, die einen geschätzten Satz von zumindest Datensignalen ausgibt. Der geschätzte Satz von zumindest Datensignalen sowie zumindest die Blöcke erster Art oder die Blöcke erster Art und die Blöcke zweiter Art, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegeben werden, werden einer zweiten Kanalschätzungseinheit zugeführt, die eine zweite Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich Ĥ_t ^i≥1 ausgibt. Das Ausgangssignal Ĥ_t ^i≥1 der zweiten Kanalschätzungseinheit sowie zumindest die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegebenen Datensignale oder die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegebenen Pilot- und Datensignale werden der Entzerrereinheit zugeführt, die einen weiteren geschätzten Satz von zumindest Datensignalen ausgibt. Die Kanalschätzung in der zweiten Kanalschätzungseinheit und die Schätzung eines geschätzten Satzes von mindestens Datensignalen in der Entzerrereinheit wird iterativ wiederholt, bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist. Mit anderen Worten, der Prozess der Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich Ĥ_t ⁱ in der zweiten Kanalschätzungseinheit und der Schätzung von Sätzen von mindestens Datensymbolen in der Entzerrereinheit, die Rückführung der jeweils letzten Ausgabe von der Entzerrereinheit sowie mindestens der Pilotsignale, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegeben werden, oder der Pilot- und Datensignale, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegeben werden, an die zweite empfängerseitige Kanalschätzungseinheit wird wiederholt, bis das Abbruchkriterium erfüllt ist.
• Zu den Abbruchkriterien kann die Konvergenz der Ausgangssignale der Entzerrereinheit gehören. Eine solche Konvergenz kann z.B. angenommen werden, wenn die Bitfehlerrate des dekodierten Ausgangssignals der Entzerrereinheit für zwei aufeinander folgende Iterationen unter einem vorgegebenen Schwellenwert liegt. Der Schwellenwert kann z.B. eine Differenz der Bitfehlerraten sein, die kleiner als 10^-6 ist. Ein weiteres denkbares Abbruchkriterium kann eine vorgegebene Anzahl von Iterationen sein. Es ist auch möglich, eine maximale Anzahl von Iterationen festzulegen, nach der die Iteration beendet wird, aber die Iteration früher zu beenden, wenn die Bitfehlerrate für zwei aufeinanderfolgende Iterationen unter dem vorgegebenen Schwellenwert liegt, bevor die maximale Anzahl von Iterationen erreicht ist.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Empfängers ist die erste empfängerseitige Transformationseinheit dazu eingerichtet, eine finite Fourier-Transformation, eine inverse Heisenberg- oder eine Wigner-Transformation durchzuführen.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Empfängers ist die zweite empfängerseitige Transformationseinheit dazu eingerichtet, eine symplektische Finite-Fourier-Transformation durchzuführen.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Empfängers ist die erste Kanalschätzungseinheit dazu eingerichtet, eine Kanalschätzung auf der Grundlage einer Basisexpansionsmodellierung einer ersten BEM-Ordnung des zeitveränderlichen Kommunikationskanals durchzuführen. Die erste BEM-Ordnung bezieht sich auf die Ordnung der Basisexpansion zur Modellierung des Kommunikationskanals. Die erste Kanalschätzung ist vorzugsweise eine pilotgestützte Kanalschätzung, d.h. sie verwendet die bekannten Orte und/oder andere Eigenschaften der Pilotsignale im Kommunikationsrahmen zur Schätzung
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Empfängers führt die Entzerrereinheit eine Entzerrung nach dem Message-Passing-Verfahren, dem Zero-Forcing-Verfahren und/oder nach dem Verfahren des kleinsten mittleren quadratischen Fehlers durch.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Empfängers ist die zweite Kanalschätzungseinheit dazu eingerichtet, eine Kanalschätzung auf der Grundlage einer Basisexpansionsmodellierung einer zweiten BEM-Ordnung des zeitveränderlichen Kommunikationskanals durchzuführen. Die zweite BEM-Ordnung bezieht sich auf die Ordnung der Basisexpansion zur Modellierung des Kommunikationskanals. Die zweite Kanalschätzung ist vorzugsweise eine datengestützte Kanalschätzung, d.h. sie verwendet die in der Entzerrereinheit geschätzten Signale zusätzlich zu den Pilotsignalen im Kommunikationsrahmen zur Schätzung.
• Die erste und die zweite BEM-Ordnung der ersten und der zweiten Kanalschätzungseinheit können gleich oder unterschiedlich sein. Es sei darauf hingewiesen, dass eine kleine BEM-Ordnung Q und eine geringere BEM-Auflösung T verwendet werden können, wenn eine geringe Pilotsignalleistung erforderlich ist. Allerdings führt eine kleine BEM-Ordnung in der Regel zu einer langsameren Konvergenz. Eine höhere BEM-Ordnung mit einer höheren Auflösung führt zu einer besseren Leistung und schnelleren Konvergenz, kann aber eine höhere Pilotsignalleistung erfordern. Wenn beispielsweise die BEM-Ordnung von Q =2 auf Q =4 erhöht wird, kann die Auflösung T vorteilhaft von 1 auf 2 erhöht werden.
• Dank der Schätzung des OFO des Senders im Empfänger ist der verbleibende OFO vergleichsweise klein. Dies ermöglicht die Verwendung einer kleinen BEM-Ordnung Q und einer kleinen Auflösung T bei der anfänglichen, pilotgestützten Kanalschätzung, wobei dennoch eine schnelle Konvergenz erreicht wird.
• Eine oder mehrere Ausführungsformen des Empfängers umfassen ferner eine Steuereinheit, die dazu eingerichtet ist, Informationen über die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Empfängers über Grund, die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Senders über Grund und/oder die relative Geschwindigkeit zwischen dem Empfänger und dem Sender zu empfangen, und die ferner dazu eingerichtet ist, eine BEM-Ordnung Q_S zu bestimmen, und/oder die dazu eingerichtet ist, die BEM-Ordnung Q_S zu empfangen, die am Sender zum Zusammensetzen des Kommunikationsrahmens verwendet wird. Die empfangene oder ermittelte BEM-Ordnung Q_S und/oder die empfangenen Informationen werden an die erste und/oder zweite Kanalschätzungseinheit weitergeleitet, um die jeweilige anzuwendende oder verwendete BEM-Ordnung zu bestimmen. Informationen über die beim Sender verwendete BEM-Ordnung Q_S können z.B. übertragen werden, wenn sich ein mobiles Endgerät mit einer Basisstation verbindet, oder allgemeiner, wenn eine Kommunikationsverbindung zwischen einem Sender und einem Empfänger hergestellt wird. Zwar werden für eine solche Übertragung einige wenige Bytes benötigt, doch kann dies die Performance und/oder die spektrale Effizienz erhöhen.
• Wird keine dynamische Anpassung der BEM-Ordnung Q_S verwendet, kann der Empfänger einen festgelegten Standardwert annehmen.
• Die verschiedenen oben vorgestellten Elemente des Senders und des Empfängers können als Hardware, als Softwaremodule oder als Kombinationen davon implementiert werden, d.h. Hardware, die durch Software gesteuert und/oder parametrisiert wird. Insbesondere können die erste und die zweite Kanalschätzungseinheit des Empfängers auf demselben Hardware- oder Softwaremodul beruhen und für die jeweilige pilotgestützte oder datengestützte Kanalschätzung parametrisiert werden, wobei entsprechende Eingangsdaten und GCE-BEM-Parameter verwendet werden.
• Ein drahtloses Gerät gemäß einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst einen Sender und/oder einen Empfänger für ein OTFS-Übertragungssystem wie oben beschrieben.
• Gemäß einem fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst ein Verfahren zum Übertragen einer binären Datenfolge über einen OTFS-Kommunikationskanal das Abbilden einer zuvor empfangenen binären Datenfolge in einem Signalabbildner in eine zweidimensionale Anordnung von Datensymbolen und Datensymbolen mit überlagerten Pilotsignalen eines Zwei-Datenraten-Kommunikationsrahmens in der Verzögerungs-Doppler-Domäne gemäß dem zuvor beschriebenen ersten Aspekt der Erfindung. Die zweidimensionale Anordnung bildet einen Kommunikationsrahmen für ein OTFS-Übertragungssystem. Das Mapping kann den Empfang der binären Datenfolge an einem Eingang des Signalabbildners und die Bereitstellung der zweidimensionalen Anordnung von Datensymbolen und Datensymbolen mit SP an einem Ausgang des Signalabbildners umfassen.
• Das Verfahren umfasst ferner das Transformieren des zweidimensionalen Kommunikationsrahmens in der Verzögerungs-Doppler-Domäne in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne in einer ersten senderseitigen Transformationseinheit. Die erste Transformation kann den Empfang des zweidimensionalen Kommunikationsrahmens in der Verzögerungs-Doppler-Domäne an einem Eingang der ersten senderseitigen Transformationseinheit und die Bereitstellung der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen an einem Ausgang der ersten senderseitigen Transformationseinheit umfassen.
• Das Verfahren umfasst ferner das Transformieren der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen in einer zweiten senderseitigen Transformationseinheit in ein kontinuierliches Signal im Zeitbereich, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert. Die zweite Transformation kann den Empfang der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne an einem Eingang der zweiten senderseitigen Transformationseinheit und die Bereitstellung des kontinuierlichen Signals im Zeitbereich, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert, an einem Ausgang der zweiten senderseitigen Transformationseinheit umfassen.
• Das Verfahren umfasst ferner das Übertragen des kontinuierlichen Signals im Zeitbereich, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert, über den Kommunikationskanal. Das Senden kann Schritte umfassen, die von konventionellen Sendern bekannt sind, wie z.B. Verstärkung, Strahlformung und - ausrichtung und dergleichen.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Verfahrens umfasst der erste Transformationsschritt das Unterwerfen des zweidimensionalen Kommunikationsrahmens in der Verzögerungs-Doppler-Domäne einer inversen symplektischen finiten Fourier-Transformation.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Verfahrens umfasst der zweite Transformationsschritt das Unterwerfen der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen einer Heisenberg-Transformation oder einer inversen finiten Fourier-Transformation (IFFT).
• In einer oder mehreren Ausführungsformen umfasst das Verfahren ferner das Einstellen eines Leistungszuweisungsverhältnisses zwischen Daten- und Pilotsymbolen zwischen 0,5 und 0,99, vorzugsweise zwischen 0,9 und 0,99.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen umfasst das Verfahren ferner das Anpassen eines Leistungszuweisungsverhältnisses zwischen Daten- und Pilotsymbolen in Abhängigkeit von einem verwendeten Kommunikationskanal, einer verwendeten Trägerfrequenz und/oder einer Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen umfasst das Verfahren ferner das Anpassen der Anzahl der Datensymbole mit überlagerten Pilotsignalen in Abhängigkeit von einem verwendeten Kommunikationskanal, einer verwendeten Trägerfrequenz und/oder einer Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger.
• Gemäß einem sechsten Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst ein Verfahren zum Empfangen einer binären Datenfolge über einen praktischen OTFS-Kommunikationskanal das Empfangen eines kontinuierlichen Signals im Zeitbereich, das einen Kommunikationsrahmen gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung repräsentiert, über den Kommunikationskanal. Das Verfahren umfasst ferner das Transformieren des kontinuierlichen Signals im Zeitbereich, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert, in einer ersten empfängerseitigen Transformationseinheit in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne, die an einem Ausgang der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit verfügbar ist. In einem nächsten Schritt des Verfahrens wird die zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen, die Pilot- und Datensignale in der Zeit-Frequenz-Domäne umfasst, in einer zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit in einen zweidimensionalen Kommunikationsrahmen transformiert, der Pilot- und Datensignale in der Verzögerungs-Doppler-Domäne umfasst, die an einem Ausgang der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit bereitgestellt wird. Als nächstes wird ein OFO aus den Blöcken der ersten Art des Kommunikationsrahmens geschätzt, wobei der OFO einer Kanalschätzungseinheit zur Verfügung gestellt wird, um die OFO-Schätzung in die anzuwendende CE-Funktion einzubeziehen.
• Um eine erste Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ⁱ⁼⁰ im Zeitbereich an einem Ausgang einer ersten Kanalschätzungseinheit zu erhalten, werden die Blöcke erster Art oder die Blöcke erster Art und die Blöcke zweiter Art des zweidimensionalen Kommunikationsrahmens in der Verzögerungs-Doppler-Domäne einer ersten Kanalschätzungseinheit zugeführt. Die erste Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ^i≥0 im Zeitbereich sowie der Kommunikationsrahmen, der von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegeben wird, bei dem die überlagerten Pilotsignale entfernt wurden, werden dann einer Entzerrereinheit zugeführt, um einen geschätzten Satz von zumindest Datensignalen an einem Ausgang der Entzerrereinheit zu erhalten.
• Anschließend werden die Blöcke erster Art und die Blöcke zweiter Art, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegeben werden, sowie der geschätzte Satz von zumindest Datensignalen, die von der Entzerrereinheit ausgegeben werden, einer zweiten Kanalschätzungseinheit zugeführt, um eine weitere Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ^i≥1 im Zeitbereich vorzunehmen. Die weitere Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ^i≥1 im Zeitbereich, die an einem Ausgang der zweiten Kanalschätzungseinheit verfügbar ist, sowie der Kommunikationsrahmen, der von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegeben wird, bei dem die überlagerten Pilotsignale entfernt wurden, werden dann der Entzerrereinheit zugeführt, um einen weiteren geschätzten Satz von mindestens Datensignalen zu erhalten. Die Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ^i≥1 im Zeitbereich in der zweiten Kanalschätzungseinheit und die Schätzung der Sätze von mindestens Datensignalen in der Entzerrereinheit wird iterativ wiederholt, bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist. Bei der iterativen Wiederholung werden der jeweils zuletzt geschätzte Satz von mindestens Datensignalen und die überlagerten Pilotsignale zur Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ^i≥1 im Zeitbereich verwendet, und die jeweils zuletzt geschätzte Kanalmatrix Ĥ_t ^i≥1 im Zeitbereich sowie der von der zweiten empfangsseitigen Transformationseinheit ausgegebene Kommunikationsrahmen werden für die nächste Schätzung von mindestens Datensignalen verwendet.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Verfahrens umfasst das Transformieren des kontinuierlichen Signals im Zeitbereich, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert, in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne das Unterwerfen des kontinuierlichen Signals im Zeitbereich, das einen Kommunikationsrahmen repräsentiert, einer finiten Fourier-Transformation, einer inversen Heisenberg- oder einer Wigner-Transformation.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Verfahrens umfasst das Transformieren der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen, die Datensignale und Datensignale mit SP in der Zeit-Frequenz-Domäne umfassen, in einen zweidimensionalen Kommunikationsrahmen, der Datensignale und Datensignale mit SP in der Verzögerungs-Doppler-Domäne umfasst, das Unterwerfen der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen, die Datensignale und Datensignale mit SP in der Zeit-Frequenz-Domäne umfassen, einer symplektischen finiten Fourier-Transformation
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Verfahrens umfasst das Schätzen des OFO aus den Blöcken erster Art das Trennen der Blöcke erster Art aus dem empfangenen Kommunikationsrahmen, das Durchführen einer Autokorrelation mindestens für die darin enthaltenen SP Symbole und das Extrahieren der OFO-Information aus der Autokorrelation.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Verfahrens umfasst das Erhalten der ersten Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ⁱ⁼⁰ im Zeitbereich die Durchführung einer Kanalschätzung auf der Grundlage einer Basisexpansionsmodellierung des zeitveränderlichen Kommunikationskanals mit einer ersten BEM-Ordnung.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Verfahrens umfasst die Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ^i≥1 im Zeitbereich in der zweiten Kanalschätzungseinheit die Durchführung einer Kanalschätzung auf der Grundlage einer Basisexpansionsmodellierung des zeitvariablen Kommunikationskanals mit einer zweiten BEM-Ordnung.
• Wie weiter oben erwähnt, können die erste und die zweite BEM-Ordnung Q und/oder die Auflösungen T der ersten bzw. zweiten Kanalschätzungseinheit gleich oder unterschiedlich sein.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Verfahrens umfasst das Erhalten eines geschätzten Satzes von zumindest Datensignalen in der Entzerrereinheit das Unterwerfen zumindest der Datensignale, die nach der zweiten Transformation in der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit erhalten wurden einer Entzerrung nach dem Message-Passing-Verfahren, dem Zero-Forcing-Verfahren, oder dem Verfahren des kleinsten mittleren quadratischen Fehlers. Dies kann auch die vorherige Entfernung eines überlagerten Pilotsignals aus dem Übertragungsrahmen beinhalten.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen umfasst das Verfahren ferner das Empfangen von Informationen über die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Empfängers über Grund, die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Senders über Grund und/oder die relative Geschwindigkeit zwischen dem Empfänger und dem Sender in einer Steuereinheit und das Bestimmen einer BEM-Ordnung Q_S und/oder das Empfangen der BEM-Ordnung Q_S, die am Sender zum Zusammensetzen des Kommunikationsrahmens verwendet wird. Die empfangenen Informationen können zur Bestimmung der jeweiligen BEM-Ordnung verwendet werden, die in der ersten und/oder in der zweiten Kanalschätzungseinheit zu verwenden ist. Die jeweils empfangene oder ermittelte BEM-Ordnung wird der ersten und/oder der zweiten Kanalschätzungseinheit zugeführt.
• Die Sende- und/oder Empfangsverfahren können durch Computerprogrammanweisungen repräsentiert werden, die, wenn sie von einem Mikroprozessor ausgeführt werden, den Computer und/oder die Steuerhardwarekomponenten eines Senders bzw. eines Empfängers eines OFTS-Übertragungssystems, wie hierin vorgestellt, zu der Ausführung des Sende- bzw. Empfangsverfahrens, wie hierin vorgestellt, veranlassen.
• Die Computerprogrammanweisungen können abrufbar auf einem computerlesbaren Medium oder Datenträger gespeichert oder übertragen werden. Das Medium oder der Datenträger kann physisch verkörpert sein, z.B. in Form einer Festplatte, einer SSD, eines Flash-Speichers oder dergleichen. Das Medium oder der Datenträger kann aber auch ein moduliertes elektromagnetisches, elektrisches oder optisches Signal umfassen, das vom Computer mittels eines entsprechenden Empfängers empfangen und in einen Speicher des Computers übertragen und dort gespeichert wird.
• Der hier vorgestellte OTFS-Empfänger ist durch die Verwendung von zwei Datenraten und SP unempfindlich gegen Zeit-Frequenz-Verzerrungen, die z.B. durch den OFO von freilaufenden Quarzoszillatoren verursacht werden.
• Die Autokorrelation von zwei identischen Blöcken erster Art mit Datensymbolen und überlagerten Pilotsignalen, die darauf ausgelegt sind, einen breiten OFO-Schätzbereich zu unterstützen, liefert eine anfängliche OFO-Schätzung, die nur einen kleinen Rest OFO übrig lässt. Die OFO-Schätzung wird in die BEM-Basisfunktionen einbezogen, und der durch den BEM-Modellierungsfehler und das Rauschen bedingte OFO-Rest wird gemeinsam mit dem OTFS-Kanal unter Verwendung der überlagerten Pilotsignale und der Pseudopiloten in einem iterativen Prozess geschätzt. Die Verwendung von überlagerten Pilotsignalen trägt zu einer hohen spektralen Effizienz bei, und die OFO-Schätzung ermöglicht es, die dem SP zugewiesene Signalleistung zu reduzieren, so dass mehr Signalleistung für Datensignale übrig bleibt, was zu einer höheren Zuverlässigkeit der Signalschätzung führt.
• Es sei darauf hingewiesen, dass der OFO einen Einfluss auf die BER und den MSE der Symboldetektion hat. Wenn der verbleibende OFO zunimmt, verschlechtert sich die BER leicht. Dies kann durch eine Erhöhung des SNR der Datensymbole in den Blöcken erster Art kompensiert werden.
• XOs mit einem sehr kleinen OFO sind in der Regel teurer und benötigen mehr Energie für den Betrieb. Der vorgeschlagene Kommunikationsrahmen in einem Sender und einem Empfänger, der die jeweiligen erfindungsgemäßen Verfahren ausführt, ermöglicht die Handhabung des größeren OFO von weniger teuren XOs mit größerem OFO bei geringerem Leistungsbedarf und ermöglicht somit auch eine Verringerung des Stromverbrauchs bei gleichzeitiger Reduzierung der Gerätekosten. Dank der flexiblen Gestaltung der Blöcke erster Art und der Blöcke zweiter Art kann der OFO in einem weiten Bereich abgeschätzt werden, der an die Anforderungen des Systems angepasst werden kann.
• Die Verwendung von Blöcken erster Art und Blöcken zweiter Art sowie von SP ermöglicht eine OFO-Schätzung und eine OTFS-Kanalschätzung zu geringen Kosten hinsichtlich der Reduzierung der Datenrate des Rahmens. Durch geeignete Gestaltung der Positionen der Blöcke erster Art sind für die OFO-Schätzung keine zusätzlichen dedizierten Pilotsignale erforderlich.
• Der vorgeschlagene TFDR-OTFS-Empfänger erreicht eine hervorragende Leistung in Bezug auf die Bitfehlerrate (Bit Error Rate - BER), den mittleren quadratischen Fehler (Mean Square Error - MSE) der OFO-Schätzung und den MSE der Kanalschätzung, ohne dass spezielle Pilotsignale erforderlich wären, dank der gezielten Gestaltung des Kommunikationsrahmens mit Blöcken der ersten und zweiten Art, wobei die Blöcke der ersten Art eine niedrige Datenrate und SP bieten. Die BER-Performance liegt nahe an der unteren BER-Grenze, die eine perfekte Schätzung und Kompensation von OFO und Kanal voraussetzt
• Der erfindungsgemäße Kommunikationsrahmen, der Sender, der Empfänger und die entsprechenden erfindungsgemäßen Verfahren können vorteilhaft für die Kommunikation bei hoher Geschwindigkeit verwendet werden.
• KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
• Im folgenden Abschnitt werden beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung mit Bezug auf die Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigt
• 1 ein Blockschaltbild eines allgemeinen OTFS Übertragungssystems,
• 2 schematisch die sich überlagernden Pilotsignale und ihre Leistungszuweisung,
• 3 eine beispielhafte Visualisierung der Verschiebung des Doppler-Spektrums in einem OTFS-Kommunikationskanal bei Vorliegen eines OFO,
• 4 beispielhafte im Sender vorliegende OTFS Übertragungsrahmenmuster gemäß der vorliegenden Erfindung,
• 5 ein Blockdiagramm der OFO-Schätzung, Kanalschätzung und Entzerrung eines beispielhaften Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung,
• 6 ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Senden einer Binärdatenfolge über einen OTFS Kommunikationskanal,
• 7 ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Empfangen einer Binärdatenfolge über einen zweifach-selektivem Fading unterliegenden OTFS Kommunikationskanal,
• 8 ein beispielhaftes Blockdiagramm einer Vorrichtung, die für die Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens zum Senden eingerichtet ist, und
• 9 ein beispielhaftes Blockdiagramm einer Vorrichtung, die für die Ausführung des erfindungsgemäßen Empfangsverfahrens konfiguriert ist.
• In den Figuren können gleiche oder ähnliche Elemente mit denselben Bezugszeichen bezeichnet sein.
• BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN
• Die wurden bereits weiter oben beschrieben und werden hier nicht erneut behandelt.
• zeigt ein schematisches Blockdiagramm der anfänglichen OFO-Schätzung und -Kompensation sowie des gemeinsamen Rest-OFO- und Kanalschätzung in einem beispielhaften Empfänger 300 gemäß der vorliegenden Erfindung. Nach Ausführung der SFFT- und Wigner-Transformationen stehen die empfangenen Symbole in der Verzögerungs-Doppler-Domäne y[k, l] für die weitere Verarbeitung zur Verfügung.
• Die OFO-Schätzung 312, die Kanalschätzung 320 mit den zweistufigen iterativen CE-Blöcken 321, 322 und die Entzerrung 326 ersetzen den in dargestellten allgemeinen Kanalschätzungs- und Entzerrungsblock 310. Alle anderen Elemente des in gezeigten Empfängers 300, d.h. die erste und zweite empfängerseitige Transformationseinheit 304 bzw. 306, sind identisch und in der Abbildung nicht dargestellt
• Die Blöcke erster Art, die Datensymbole und überlagerte Pilotsignale tragen, und die Blöcke zweiter Art, die entweder nur Datensymbole oder Datensymbole und überlagerte Pilotsignale in zweidimensionaler Anordnung tragen, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit 306 als Signal y[k, l] in der Verzögerungs-Doppler-Domäne ausgegeben werden, kann zunächst an die OFO-Schätzeinheit 312 geliefert werden. Die OFO-Schätzeinheit 312 umfasst eine Blocktrenneinheit 314, die die Blöcke der ersten Art von den Blöcken der zweiten Art des Kommunikationsrahmens trennt und die Blöcke der ersten Art einer Autokorrelationseinheit 316 zuführt. Die Autokorrelation kann eine (in der Abbildung nicht gezeigte) Eigenwertzerlegung beinhalten oder von ihr gefolgt werden. Das Ergebnis der Autokorrelation wird der OFO-Extraktionseinheit 318 zugeführt, die den OFO bestimmt und ihn an eine Einheit zur Erzeugung von BEM-Basen 319 weiterleitet. Auf der Grundlage der OFO-Schätzung ϕ̂ , die von der OFO-Extraktionseinheit 318 ausgegeben wird, bestimmt die Einheit 319 zur Erzeugung von BEM-Basen die BEM-Basen, die in den Kanalschätzungseinheiten 321 und 322 zu verwenden sind, und leitet die entsprechenden Informationen entsprechend an die ersten und zweiten Kanalschätzungseinheiten 321, 322 weiter.
• Die Blöcke erster Art, die Datensymbole und überlagerte Pilotsignale enthalten, die von der Extraktionseinheit 314 für Blöcke mit niedriger Datenrate ausgegeben werden, oder der gesamte Rahmen, der durch das Signal y[k, l] dargestellt wird, das Blöcke erster Art und Blöcke zweiter Art in der Verzögerungs-Doppler-Domäne umfasst, werden einer ersten Kanalschätzungseinheit 321 zugeführt, die eine erste Kanalschätzung auf der Basis von überlagerten Pilotsignalen und unter Berücksichtigung von OFO unter Verwendung eines GCE-BEM-Kanalmodells mit einer ersten BEM-Ordnung Q_S durchführt. Die erste BEM-Ordnung Q_S kann klein sein und eine niedrige Auflösung T verwenden, wenn auch auf Kosten einer langsameren Konvergenz. Die erste BEM-Ordnung Q_S kann jedoch auch eher groß sein und eine höhere Auflösung T verwenden, was zu einer schnelleren Konvergenz führt. Die erste Kanalschätzungseinheit 321 gibt eine erste oder anfängliche Kanalschätzung Ĥ_t ⁱ⁼⁰ aus, die einem Eingang einer Einheit zur Entfernung von Pilotsignalen 324 zugeführt wird.
• Der durch das Signal y[k, l] repräsentierte Kommunikationsrahmen, der Blöcke erster Art und Blöcke zweiter Art in der Verzögerungs-Doppler-Domäne umfasst, wird ebenfalls einem Eingang einer Pilotentfernungseinheit 324 und einem Eingang einer zweiten Kanalschätzungseinheit 322 zugeführt.
• Die Pilotsignalentfernungseinheit 324 verwendet die jeweils neueste Kanalschätzung, die entweder von der ersten Kanalschätzungseinheit 321 oder der zweiten Kanalschätzungseinheit 322 ausgegeben wird, um die überlagerten Pilotsignale, die im Signal y[k, l] vorhanden sind, unter Verwendung des Wissens über den Aufbau des übertragenen Kommunikationsrahmens, d.h. dessen Anordnung und Leistungspegel, zu entfernen, so dass nur die Datensignale übrig bleiben. Das Ausgangssignal ŷ_d ⁱ der Pilotsignalentfernungseinheit 324 ist der Entzerrereinheit 326 zugeführt. Die Entzerrereinheit 326 bestimmt Schätzungen x̂_d ⁱ der übertragenen Datensymbole und gibt diese aus.
• Sobald die anfängliche Kanalschätzung in der ersten Kanalschätzungseinheit 321 und die anfängliche Schätzung x̂_d ⁱ⁼⁰ der übertragenen Datensymbole ausgeführt worden sind, wird der jeweils neueste Satz geschätzter Datensymbole x̂_d ⁱ einem Eingang der zweiten Kanalschätzungseinheit 322 in einer iterativen Weise zugeführt. Die zweite Kanalschätzungseinheit 322 führt datensignalunterstützte Kanalschätzungen unter Berücksichtigung von OFO auf Basis der in dem Signal y[k, l] enthaltenen überlagerten Pilotsignale und der Schätzungen x̂_d ⁱ der übertragenen Symbole durch, die von der Entzerrereinheit 326 als Pseudopilotsignale zusätzlich zu den überlagerten Pilotsignalen an die zweite Kanalschätzeinheit 322 zurückgeführt werden, wobei ein GCE-BEM-Kanalmodell mit einer zweiten BEM-Ordnung Q_L und einer zweiten Auflösung T verwendet wird. Die zweite Kanalschätzungseinheit 322 kann eine höhere BEM-Ordnung Q_L und eine höhere Auflösung T als die erste Kanalschätzungseinheit verwenden, obwohl auch gleiche BEM-Ordnungen Q_L und Auflösungen T denkbar sind.
• In jeder Iteration wird das jeweils neueste Ergebnis der zweiten Kanalschätzungseinheit 322, das eine Kanalschätzung Ĥ_t ^i≥1 darstellt, in die Pilotsignalentfernungseinheit 324 eingegeben. Auf dieser Grundlage entfernt die Pilotsignalentfernungseinheit 324 die überlagerten Pilotsignale aus dem empfangenen Signalvektory[k, l] in der Verzögerungs-Doppler-Domäne und liefert eine Schätzung eines Signals, das nur das empfangene Datensignal ŷ_d ⁱ repräsentiert, an einen Eingang der Entzerrereinheit 326. Die Entzerrereinheit 326 gibt Schätzungen x̂_d ⁱ der übertragenen Datensymbole aus, die gegenüber den vorhergehenden verbessert sind. Die Iterationen können wiederholt werden, bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist.
• zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens 400 zum Übertragen einer binären Datenfolge über einen OTFS-Kommunikationskanal. In Schritt 402 wird eine binäre Datenfolge in einen zweidimensionalen Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne abgebildet, der einen Block der ersten Art und einen Block der zweiten Art umfasst, gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung. In Schritt 404 wird der zweidimensionale Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne transformiert. In Schritt 406 wird die zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne in ein kontinuierliches Signal im Zeitbereich transformiert, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert, der in Schritt 408 über den Kanal übertragen wird. Vor der Umwandlung der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne kann in einem optionalen Schritt 410 ein Leistungszuweisungsverhältnis zwischen Pilot- und Datensignalen und/oder eine Anzahl von Datensignalen mit überlagerten Pilotsignalen bestimmt oder angepasst werden, was in einem optionalen Schritt 412 eingestellt wird.
• zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens 500 zum Empfang einer binären Datenfolge, die in einem Kommunikationsrahmen gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung übertragen wird, über einen OTFS-Kommunikationskanal, der doppelt-selektivem Fading unterliegt. In Schritt 502 wird ein kontinuierliches Signal im Zeitbereich, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert, über den Kommunikationskanal empfangen. In Schritt 504 wird das kontinuierliche Signal im Zeitbereich, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert, in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne transformiert. In Schritt 506 wird die zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen, die Pilotsignale und Datensignale in der Zeit-Frequenz-Domäne umfassen, in einen zweidimensionalen Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne transformiert, der einen Block erster Art und einen Block zweiter Art gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung umfasst. In Schritt 508 wird ein OFO aus den Blöcken erster Art des Kommunikationsrahmens geschätzt und in Schritt 510 von einem OFO-Schätzer 312 an eine Kanalschätzungseinheit 321, 322 geliefert, um die OFO-Schätzung </> in die angewandte CE-Funktion einzubeziehen. In Schritt 512 wird eine anfängliche Schätzung einer Kanalmatrix im Zeitbereich in einer ersten Kanalschätzungseinheit 321 erhalten, die eine Kanalschätzung für den Block erster Art oder für den Block erster Art und den Block zweiter Art auf der Grundlage einer Basisexpansionsmodellierung des zeitveränderlichen Kommunikationskanals mit einer ersten BEM-Ordnung und mit einer ersten Auflösung durchführt. In Schritt 514 werden die Pilotsignale aus dem empfangenen Kommunikationsrahmen, der durch den Block erster Art und den Block zweiter Art repräsentiert wird, entfernt, und das resultierende Signal wird an eine Entzerrereinheit 326 geliefert. In Schritt 516 wird in der Entzerrereinheit 326 ein geschätzter Satz von mindestens Datensignalen auf der Grundlage der Kanalschätzung und des Kommunikationsrahmens in der Verzögerungs-Doppler-Domäne bestimmt. In Schritt 518 wird geprüft, ob ein Abbruchkriterium erfüllt ist, was im positiven Fall, dem „Ja“-Zweig von Schritt 518, bedeutet, dass die geschätzten empfangenen Symbole in Schritt 522 an einen De-Mapper übergeben und schließlich als empfangene Binärfolge ausgegeben werden können. Wenn das Abbruchkriterium nicht erfüllt ist, „Nein“-Zweig von Schritt 518, wird in Schritt 520 eine weitere Schätzung einer Kanalmatrix im Zeitbereich in einer zweiten Kanalschätzungseinheit 322 erhalten, die eine Kanalschätzung auf der Grundlage einer Basisexpansionsmodellierung des zeitveränderlichen Kommunikationskanals mit einer zweiten BEM-Ordnung und mit einer zweiten Auflösung durchführt, wobei die zuvor geschätzten Datensignale zusätzlich zu den Pilotsignalen verwendet werden. Das Ergebnis der weiteren Kanalschätzung wird dem Pilotsignal-Entfernungsschritt 514 zugeführt, und der Entzerrungsschritt 516 und der Prüfschritt 518 für das Abbruchkriterium werden wiederholt.
• Optional kann in Schritt 524 eine BEM-Ordnung Q_S empfangen werden, die im Sender verwendet wurde, oder Informationen, die es ermöglichen, eine BEM-Ordnung zu bestimmen, die bei der Kanalschätzung verwendet werden soll. In Schritt 526 wird die zu verwendende BEM-Ordnung Q_S bestimmt und in Schritt 528 an die Kanalschätzungseinheit übermittelt.
• 8 zeigt ein beispielhaftes Blockdiagramm eines Senders 200 gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung, der für die Ausführung des Verfahrens 400 zum Senden gemäß dem vierten Aspekt der Erfindung konfiguriert ist. Der Sender 200 umfasst einen Mikroprozessor 220, einen flüchtigen Speicher 222, einen nichtflüchtigen Speicher 224 und eine Kommunikationsschnittstelle 226 zum Senden an einen Empfänger 300 über eine Antenne 206. Die vorgenannten Elemente sind über mindestens eine Datenverbindung oder einen Bus 228 kommunikativ verbunden. Der nichtflüchtige Speicher 224 speichert Computerprogrammanweisungen, die, wenn sie von dem Mikroprozessor 220 ausgeführt werden, den Empfänger 200 dazu veranlassen, das Verfahren 400 in Übereinstimmung mit dem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung, wie oben dargestellt, auszuführen. Es wird darauf hingewiesen, dass einer oder mehrere der verschiedenen Funktionsblöcke des Senders, die unter Bezugnahme auf 1 beschrieben sind, z.B. die erste senderseitige Transformationseinheit 202 und die zweite senderseitige Transformationseinheit 204, ganz oder teilweise in Software implementiert sein können, die vom Mikroprozessor 220 ausgeführt wird.
• 9 zeigt ein beispielhaftes Blockdiagramm eines Empfängers 300 gemäß dem dritten Aspekt der Erfindung, der zum Ausführen des Verfahrens 500 zum Empfangen gemäß dem fünften Aspekt der Erfindung konfiguriert ist. Der Empfänger 300 umfasst einen Mikroprozessor 330, einen flüchtigen Speicher 332, einen nichtflüchtigen Speicher 334 und eine Kommunikationsschnittstelle 336 zum Empfang von einem Sender mittels einer Antenne 302. Die vorgenannten Elemente sind über mindestens eine Datenverbindung oder einen Bus 338 kommunikativ verbunden. Der nichtflüchtige Speicher 334 speichert Computerprogrammanweisungen, die, wenn sie von dem Mikroprozessor 330 ausgeführt werden, den Empfänger 300 veranlassen, das Verfahren 500 gemäß dem fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung, wie oben dargestellt, auszuführen. Es wird darauf hingewiesen, dass einer oder mehrere der verschiedenen Funktionsblöcke des Senders, die unter Bezugnahme auf 1 beschrieben sind, z.B. die erste empfängerseitige Transformationseinheit 304, die zweite empfängerseitige Transformationseinheit 306, die OFO-Schätzung 312, die erste Kanalschätzungseinheit 321, die zweite Kanalschätzungseinheit 322, die Pilotsignalentfernung 324 und die Symbolschätzung und -erkennung in der Entzerrereinheit 326 ganz oder teilweise in Software implementiert sein können, die vom Mikroprozessor 330 ausgeführt wird.
• DEFINITIONEN UND LISTE DER BEZUGSZEICHEN (Teil der Beschreibung)

fc

Trägerfrequenz

A/

Unterträgerabstand

L

Kanallänge

M

Anzahl der Verzögerungsbereiche des Kommunikationsrahmens

N

Anzahl der Dopplerbereiche des Kommunikationsrahmens

PT

Gesamt-Übertragungsleistung

α

Anteil der Pilotsignalen zugewiesenen Leistung

QS

BEM Ordnung bei der anfänglichen Kanalschätzung

QL

BEM Ordnung bei der anschließenden, iterativen Kanalschätzung

AWGN

additives weißes Gauß'sches Rauschen

BEM

Basisexpansionsmodell

CE-BEM

komplex-exponentielle BEM

GCE-BEM

verallgemeinerte CE-BEM

DFT

diskrete Fouriertransformation

KL-BEM

Karhunen-Loeve BEM

MSE

mittlerer quadratischer Fehler

OTFS

orthogonaler Zeit-Frequenz-Raum

SNR

Signal-Rausch-Verhältnis

BER

Bitfehlerrate

OFDM

orthogonales Frequenzmultiplexverfahren

MP

Message Passing

SFFT

finite-symplektische Fouriertransformation

200

Sender

202

erste senderseitige Transformationseinheit

204

zweite senderseitige Transformationseinheit

206

Antenne

220

Mikroprozessor

222

flüchtiger Speicher

224

nichtflüchtiger Speicher

226

Kommunikationsschnittstelle

228

Datenverbindung/-bus

300

Empfänger

302

Antenne

304

erste empfängerseitige Transformationseinheit

306

zweite empfängerseitige Transformationseinheit

310

Block zur Kanalschätzung und -entzerrung

312

OFO schätzen

314

Block niedriger Datenrate extrahieren

316

Autokorrelation

318

OFO extrahieren

319

Erzeugung von BEM Basis unter Einbeziehung des OFO

320

zweistufige Kanalschätzung und -entzerrung

321

erste Kanalschätzungseinheit

322

zweite Kanalschätzungseinheit

324

Pilotsignalentfernungseinheit

326

Entzerrereinheit

330

Mikroprozessor

332

flüchtiger Speicher

334

nichtflüchtiger Speicher

336

Kommunikationsschnittstelle

338

Datenverbindung/-bus

500

Empfangsverfahren

502

Empfang eines kontinuierlichen Signals im Zeitbereich

504

Umwandlung eines kontinuierlichen Signals im Zeitbereich in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne

506

Umwandlung einer zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne in einen zweidimensionalen Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne

508

OFO schätzen

510

geschätzten OFO der Kanalschätzung zuführen

512

anfängliche Kanalschätzung

514

Pilotsignale entfernen

516

Symbole in der Entzerrereinheit schätzen

518

Abbruchkriterium erfüllt?

522

Neueste Schätzung dem Signalrückabbildner zuführen

520

Kanalschätzung in zweiter Kanalschätzungseinheit

524

im Sender genutzte BEM empfangen

526

im Empfänger zu verwendende BEM Ordnung bestimmen

528

BEM der Kanalschätzungseinheit zuführen

Claims (36)

1. Kommunikationsrahmen für ein Orthogonal Time Frequency Space (OTFS)-Übertragungssystem, wobei der Kommunikationsrahmen mindestens einen Block erster Art und mindestens einen Block zweiter Art enthält, wobei mindestens der eine oder die mehreren Blöcke erster Art Datensignale umfassen, die zweidimensional in der Verzögerungsdomäne und der Dopplerdomäne angeordnet sind, von denen mindestens einer ein überlagertes Pilotsignal aufweist, wobei der eine oder die mehreren Blöcke zweiter Art Datensignale umfassen, die zweidimensional in der Verzögerungsdomäne und der Dopplerdomäne angeordnet sind, oder Datensignale, die zweidimensional in der Verzögerungsdomäne und der Dopplerdomäne angeordnet sind, von denen mindestens eines ein überlagertes Pilotsignal aufweist, wobei mindestens einem Block zweiter Art in der Verzögerungsdomäne jeweils ein Block erster Art vorausgeht und folgt, wobei die Blöcke erster Art, die einem Block zweiter Art vorausgehen und folgen, mindestens ein identisches Datensymbol und ein zugehöriges überlagertes identisches Pilotsignal an einer identischen Stelle in der zweidimensionalen Anordnung aufweisen.
2. Kommunikationsrahmen für ein OTFS-Übertragungssystem nach Anspruch 1, wobei die Datensymbole in den Blöcken erster Art, die einem Block zweiter Art des Kommunikationsrahmens vorausgehen und folgen, ausschließlich Daten tragen, die zur Steuerung der Kommunikationsverbindung zwischen dem Sender und dem Empfänger werden.
3. Kommunikationsrahmen für ein OTFS-Übertragungssystem nach Anspruch 1 oder 2, wobei zumindest der Abstand zwischen zwei Blöcken erster Art in der Verzögerungsdomäne variabel ist.
4. Sender (200) eines OTFS-Übertragungssystems mit einem Signalabbildner, der vor einer ersten senderseitigen Transformationseinheit (202) und einer zweiten senderseitigen Transformationseinheit (204) angeordnet ist, wobei der Signalabbildner dazu eingerichtet ist, eine binäre Datenfolge zu empfangen und einen zweidimensionalen Zwei-Datenraten-Kommunikationsrahmen (x[k, /]) in der Verzögerungs-Doppler-Domäne gemäß Anspruch 1 auszugeben, der Datensymbole und überlagerte Pilotsignale umfasst, wobei die erste senderseitige Transformationseinheit (202) dazu eingerichtet ist, an einem Eingang den von dem Signalabbildner ausgegebenen zweidimensionalen Zwei-Datenraten-Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne zu empfangen und eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne auszugeben, und wobei der Ausgang der ersten senderseitigen Transformationseinheit (202) einem Eingang der zweiten senderseitigen Transformationseinheit (204) zugeführt wird, die dazu eingerichtet ist, ein kontinuierliches Signal im Zeitbereich auszugeben, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert, zur Übertragung über den Kommunikationskanal.
5. Sender (200) für ein OTFS-Übertragungssystem nach Anspruch 4, wobei die erste senderseitige Transformationseinheit (202) dazu eingerichtet ist, eine Vorcodierung und/oder eine inverse symplektische finite Fourier-Transformation durchzuführen.
6. Sender (200) für ein OTFS-Übertragungssystem nach Anspruch 4 oder 5, wobei die zweite senderseitige Transformationseinheit (204) dazu eingerichtet ist, eine Heisenberg-Transformation oder eine inverse finite Fourier-Transformation (IFFT) durchzuführen.
7. Sender (200) für ein OTFS-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 4 bis 6, wobei der Sender (200) dazu eingerichtet ist, zwischen 50 % und 99 %, vorzugsweise zwischen 90 % und 99 %, der gesamten Sendeleistung eines Blocks mit überlagerten Pilotsignalen den Datensymbolen zuzuweisen, und die restliche Sendeleistung den Pilotsymbolen.
8. Sender (200) für ein OTFS-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 4 bis 7, wobei der Sender (200) dazu eingerichtet ist, eine den Daten- bzw. diesen überlagerten Pilotsymbolen zugeordnete Leistung in Abhängigkeit von einem verwendeten Kommunikationskanal, einer verwendeten Trägerfrequenz und/oder einer Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger anzupassen.
9. Sender (200) für ein OTFS-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 4 bis 8, wobei der Signalabbildner dazu eingerichtet ist, die Größe eines Blocks der ersten Art und/oder eines Block der zweiten Art in Abhängigkeit von einem verwendeten Kommunikationskanal, einer verwendeten Trägerfrequenz und/oder einer Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger anzupassen.
10. Empfänger (300) eines OTFS-Übertragungssystems mit einer ersten empfängerseitigen Transformationseinheit (304) und einer zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306), wobei der Empfänger (300) dazu eingerichtet ist, an einem Eingang der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit (304) ein einen über einen Kommunikationskanal übertragenen Kommunikationsrahmen gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3 repräsentierendes Signal im Zeitbereich zu empfangen, welche eine zweidimensionale Darstellung des empfangenen Kommunikationsrahmens in der Zeit-Frequenz-Domäne ausgibt, und wobei ein Ausgangssignal der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit (304) einem Eingang der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) zugeführt ist, welche eine zweidimensionale, Pilotsignale und Datensignale umfassende Darstellung des empfangenen Kommunikationsrahmens in der Verzögerungs-Doppler-Domäne ausgibt, wobei der Empfänger (300) einen zur Durchführung einer anfänglichen Oszillatorfrequenzversatz (oscillator frequency offset - OFO)-Schätzung und Kompensation unter Verwendung von in dem Block erster Art (niedrige Rate) des Kommunikationsrahmens übertragener Symbole eingerichteten OFO-Schätzer (312) umfasst, und außerdem einen Block (320) zur iterativen zweistufigen Kanalschätzung und Entzerrung umfasst, welcher dazu eingerichtet ist, einen verbleibenden OFO zu bestimmen und eine Kanalschätzung unter Verwendung aller Symbole des empfangenen Kommunikationsrahmens durchzuführen.
11. Empfänger (300) nach Anspruch 10, wobei der OFO-Schätzer (312) zur Durchführung einer Autokorrelation (316) auf die in dem Block erster Art des Kommunikationsrahmens enthaltenen empfangenen OTFS Symbole eingerichtet ist, und wobei die anfängliche OFO-Schätzung dem Block (320) zur iterativen zweistufigen Kanalschätzung und Entzerrung zugeführt ist.
12. Empfänger (300) nach Anspruch 10 oder 11, umfassend einen iterativen zweistufigen Kanalschätzer, der eine anfängliche Kanalschätzung (321), gefolgt von einer anfänglichen Entzerrung und Symbolschätzung (326), und eine iterative Kanalschätzung (322), gefolgt von einer entsprechenden Entzerrung und Symbolschätzung (326), für die gemeinsame Schätzung der verbleibenden OFO und des Kanals implementiert.
13. Empfänger (300) nach Anspruch 12, wobei zumindest die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Pilotsignale einer ersten Kanalschätzungseinheit (321) zugeführt werden, die eine erste Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich (Ĥ_t ⁱ⁼⁰) ausgibt, wobei die erste Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich (Ĥ_t ⁱ⁼⁰) sowie zumindest die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Datensignale oder die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Pilot- und Datensignale einer Entzerrereinheit (326) zugeführt werden, die einen geschätzten Satz von zumindest Datensignalen ausgibt, wobei der geschätzte Satz von zumindest Datensignalen sowie zumindest die von der zweiten empfangsseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Pilotsignale oder die von der zweiten empfangsseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Pilot- und Datensignale einer zweiten Kanalschätzungseinheit (322) zugeführt werden, die eine zweite Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich (Ĥ_t ^i≥1) ausgibt, wobei das Ausgangssignal (Ĥ_t ^i≥1) der zweiten Kanalschätzungseinheit (322) sowie zumindest die von der zweiten empfangsseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Datensignale oder die von der zweiten empfangsseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Pilot- und Datensignale der Entzerrereinheit (324) zugeführt werden, die einen weiteren geschätzten Satz von zumindest Datensignalen ausgibt, wobei der Empfänger (300) dazu eingerichtet ist, die Kanalschätzung in der zweiten Kanalschätzungseinheit (322) und das Schätzen eines geschätzten Satzes von zumindest Datensignalen in der Entzerrereinheit (324) iterativ zu wiederholen, bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist.
14. Empfänger (300) nach Anspruch 13, wobei die erste Kanalschätzungseinheit (321) dazu eingerichtet ist, eine Kanalschätzung auf der Grundlage einer Basisexpansionsmodellierung (basis expansion modeling - BEM) einer ersten BEM-Ordnung des zeitveränderlichen Kommunikationskanals durchzuführen.
15. Empfänger (300) nach Anspruch 13 oder 14, wobei die zweite Kanalschätzungseinheit (322) dazu eingerichtet ist, eine Kanalschätzung auf der Grundlage einer Basisexpansionsmodellierung einer zweiten BEM-Ordnung des zeitlich veränderlichen Kommunikationskanals durchzuführen.
16. Empfänger (300) nach einem der Ansprüche 10 bis 15, wobei die erste empfängerseitige Transformationseinheit (304) dazu eingerichtet ist, eine finite Fourier-Transformation, eine inverse Heisenberg- oder Wigner-Transformation durchzuführen.
17. Empfänger (300) nach einem der Ansprüche 10 bis 14, wobei die zweite empfängerseitige Transformationseinheit (306) dazu ausgebildet ist, eine Decodierung und/oder eine symplektische finite Fourier-Transformation durchzuführen.
18. Empfänger (300) nach einem der Ansprüche 10 bis 16, wobei die Entzerrereinheit (324) eine Entzerrung nach dem Message-Passing-Verfahren, Zero-Forcing-Verfahren und/oder nach dem Verfahren des kleinsten quadratischen Fehlers durchführt.
19. Empfänger (300) nach einem der Ansprüche 10 bis 18, der außerdem eine Steuereinheit umfasst, die dazu eingerichtet ist, Informationen über die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Empfängers (300) über Grund, die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Senders (200) über Grund und/oder die relative Geschwindigkeit zwischen dem Empfänger (300) und dem Sender (200) zu empfangen, und ferner dazu eingerichtet ist, eine BEM-Ordnung Q_S zu bestimmen, und/oder dazu eingerichtet ist, die BEM-Ordnung Q_S zu empfangen, die am Sender (200) zum Zusammensetzen des Kommunikationsrahmens verwendet wurde, und dazu eingerichtet ist, die empfangenen Informationen und/oder die BEM-Ordnung Q_S an die erste und/oder zweite Kanalschätzungseinheit (321, 322) weiterzuleiten.
20. Drahtlose Vorrichtung für ein OTFS-Übertragungssystem mit einem Sender (200) nach einem der Ansprüche 4 bis 9 und/oder einem Empfänger (300) nach einem der Ansprüche 10 bis 19.
21. Verfahren (400) zum Übertragen einer binären Datenfolge über einen OTFS-Kommunikationskanal, umfassend: - Abbilden (402) einer binären Datenfolge in einem Signalabbildner in einen zweidimensionalen Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne nach einem der Ansprüche 1 bis 3, - Transformieren (404), in einer ersten senderseitigen Transformationseinheit (202), des zweidimensionalen Kommunikationsrahmens in der Verzögerungs-Doppler-Domäne in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne, - Transformieren (406) der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne in einer zweiten senderseitigen Transformationseinheit (204) in ein zeitkontinuierliches Signal, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert, und - Übertragen (408) des zeitkontinuierlichen Signals, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert, über den Kommunikationskanal.
22. Verfahren (400) nach Anspruch 21, wobei der erste Transformationsschritt (404) das Unterwerfen des zweidimensionalen Kommunikationsrahmens in der Verzögerungs-Doppler-Domäne einer inversen symplektischen finiten Fourier-Transformation umfasst.
23. Verfahren (400) nach Anspruch 21 oder 22, wobei der zweite Transformationsschritt (406) das Unterwerfen der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen einer Heisenberg-Transformation oder einer inversen finiten Fourier-Transformation (IFFT) umfasst.
24. Verfahren (400) nach einem der Ansprüche 21 bis 23, außerdem umfassend das Einstellen (410) eines Leistungszuweisungsverhältnisses zwischen Daten- und Pilotsymbolen zwischen 0,5 und 0,99, vorzugsweise zwischen 0,9 und 0,99.
25. Verfahren (400) nach einem der Ansprüche 21 bis 24, außerdem umfassend das Anpassen (412) eines Leistungszuweisungsverhältnisses zwischen Daten- und Pilotsymbolen in Abhängigkeit von einem verwendeten Kommunikationskanal, einer verwendeten Trägerfrequenz und/oder einer Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger.
26. Verfahren (400) nach einem der Ansprüche 21 bis 25, außerdem umfassend das Anpassen (412) der Anzahl von Datensymbolen mit überlagerten Pilotsignalen in Abhängigkeit von einem verwendeten Kommunikationskanal, einer verwendeten Trägerfrequenz und/oder einer Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger.
27. Verfahren (500) zum Empfangen einer binären Datenfolge über einen zweifach selektivem Fading unterliegenden OTFS-Kommunikationskanal, umfassend: - Empfangen (502) eines zeitkontinuierlichen Signals, das einen Kommunikationsrahmen gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3 repräsentiert, über den Kommunikationskanal, - Transformieren (504), in einer ersten empfängerseitigen Transformationseinheit (304), des den Kommunikationsrahmen repräsentierenden zeitkontinuierlichen Signals in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne, die an einem Ausgang der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit (304) ansteht, - Transformieren (506), in einer zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306), der Pilot- und Datensignale in der Zeit-Frequenz-Domäne umfassenden zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen in einen zweidimensionalen, Pilotsignale und Datensignale in der Verzögerungs-DopplerDomäne umfassenden Kommunikationsrahmen, der an einem Ausgang der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ansteht, - Schätzen (508) eines OFO aus den Blöcken der ersten Art des Kommunikationsrahmens, - Zuführen (510) des geschätzten OFO (ϕ̂) zu einer Kanalschätzungseinheit (321, 322), um die OFO-Schätzung (cP) in die anzuwendende Kanalschätzungsfunktion einzubeziehen, - Zuführen der Blöcke erster Art oder der Blöcke erster Art und der Blöcke zweiter Art, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegeben werden, an eine erste Kanalschätzungseinheit (321), um eine erste Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich (Ĥ_t ⁱ⁼⁰) an einem Ausgang der ersten Kanalschätzungseinheit (321) zu erhalten (512), - Entfernen (514) der Pilotsignale aus dem empfangenen Kommunikationsrahmen unter Verwendung der ersten Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich (Ĥ_t ⁱ⁼⁰), - Bereitstellen des Kommunikationsrahmens, bei dem die überlagerten Pilotsignale entfernt wurden, sowie der ersten Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich (Ĥ_t ⁱ⁼⁰) , an eine Entzerrereinheit (326), um einen geschätzten Satz von zumindest Datensignalen an einem Ausgang der Entzerrereinheit (326) zu erhalten (516), - Schätzen (520), in einer zweiten Kanalschätzeinheit (322), einer Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich (Ĥ_t ^i≥1) aus dem Block erster Art und dem Block zweiter Art, sowie aus dem geschätzten Satz von mindestens Datensignalen, die als letztes von der Entzerrereinheit (326) ausgegeben wurden, - Zuführen der Schätzung der Kanalmatrix (Ĥ_t ^i≥1) im Zeitbereich, die an einem Ausgang der zweiten Kanalschätzungseinheit (322) verfügbar ist, sowie der Blöcke erster Art und der Blöcke zweiter Art, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegeben werden, an die Pilotentfernungseinheit (324), - Entfernen (514) der Pilotsignale aus dem empfangenen Kommunikationsrahmen unter Verwendung der Schätzung der Kanalmatrix (Ĥ_t ^i≥1) im Zeitbereich, die an einem Ausgang der zweiten Kanalschätzungseinheit (322) verfügbar ist, - Zuführen des Kommunikationsrahmens, bei dem die überlagerten Pilotsignale entfernt wurden, sowie der Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich (Ĥ_t ^i≥1) , die an einem Ausgang der zweiten Kanalschätzeinheit (322) verfügbar ist, zu der Entzerrereinheit (326), um einen weiteren geschätzten Satz von zumindest Datensignalen an einem Ausgang der Entzerrereinheit (326) zu erhalten (516), und - iteratives Wiederholen des Schätzens (520) der Kanalmatrix im Zeitbereich (Ĥ_t ^i≥1) in der zweiten Kanalschätzungseinheit (322), Entfernen (514) der Pilotsignale und Schätzen (516) von Sätzen von mindestens Datensignalen in der Entzerrereinheit (326), bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist.
28. Verfahren (500) nach Anspruch 27, wobei der erste Transformationsschritt (504) umfasst, das zeitkontinuierliche Signal, das einen Kommunikationsrahmen repräsentiert, einer finiten Fourier-Transformation, einer inversen Heisenberg- oder einer Wigner-Transformation zu unterwerfen.
29. Verfahren (500) nach Anspruch 27 oder 28, wobei der zweite Transformationsschritt (506) umfasst, die Pilot- und Datensignale in der Zeit-Frequenz-Domäne umfassende zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen einer symplektischen finiten Fourier-Transformation zu unterwerfen.
30. Verfahren (500) nach einem der Ansprüche 27 bis 29, wobei das Schätzen (508) des OFO aus den Blöcken erster Art des Kommunikationsrahmens umfasst: - Trennen der Blöcke erster Art aus dem empfangenen Kommunikationsrahmen - Durchführen einer Autokorrelation zumindest auf die darin enthaltenen überlagerten Pilotsymbole, und - Extrahieren der OFO-Information aus der Autokorrelation.
31. Verfahren (500) nach einem der Ansprüche 27 bis 30, wobei das Erhalten (512) der ersten Schätzung der Kanalmatrix (Ĥ_t ⁱ⁼⁰) im Zeitbereich in der ersten Kanalschätzungseinheit (321) das Durchführen einer Kanalschätzung auf der Grundlage einer Basisexpansionsmodellierung des zeitvariablen Kommunikationskanals mit einer ersten BEM-Ordnung umfasst.
32. Verfahren (500) nach einem der Ansprüche 27 bis 31, wobei das Erhalten (520) von Schätzungen der Kanalmatrix im Zeitbereich (Ĥ_t ^i≥1) in der zweiten Kanalschätzungseinheit das Durchführen (322) einer Kanalschätzung auf der Grundlage einer Basisexpansionsmodellierung des zeitlich veränderlichen Kommunikationskanals mit einer zweiten BEM-Ordnung umfasst.
33. Verfahren (500) nach einem der Ansprüche 27 bis 32, wobei das Erhalten (510) eines geschätzten Satzes von zumindest Datensignalen in der Entzerrereinheit (324) umfasst, dass zumindest die Datensignale, die nach der zweiten Transformation (506) in der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) erhalten wurden, einer Entzerrung nach dem Message-Passing-Verfahren, Zero-Forcing-Verfahren und/oder nach dem Verfahren des kleinsten quadratischen Fehlers unterworfen werden.
34. Verfahren (500) nach einem der Ansprüche 27 bis 33, außerdem umfassend: - Empfangen (524) von Informationen über die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Empfängers (300) über Grund, die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Senders (200) über Grund und/oder die relative Geschwindigkeit zwischen dem Empfänger (300) und dem Sender (200) und/oder die BEM-Ordnung QS, die am Sender (200) zum Zusammensetzen des Kommunikationsrahmens verwendet wurde, in einer Steuereinheit, - Bestimmen (526) der jeweiligen BEM-Ordnung, die in der ersten und/oder in der zweiten Kanalschätzungseinheit (321, 322) zu verwenden ist, und - Bereitstellen (528) der jeweiligen bestimmten BEM-Ordnung an die erste und/oder an die zweite Kanalschätzungseinheit (321, 322).
35. Computerprogrammprodukt mit Computerprogrammbefehlen, die bei Ausführung durch einen Mikroprozessor den Computer und/oder Steuerhardwarekomponenten eines Senders (200) eines OFTS-Übertragungssystems nach einem der Ansprüche 4 bis 9 bzw. eines Empfängers (300) eines OFTS-Übertragungssystems nach einem der Ansprüche 10 bis 19 zur Ausführung des Verfahrens (400, 500) nach einem oder mehreren der Ansprüche 21 bis 26 bzw. 27 bis 34 veranlassen.
36. Computerlesbares Medium oder Datenträger, der das Computerprogrammprodukt nach Anspruch 35 abrufbar überträgt oder speichert.

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