DE69932886T2

DE69932886T2 - Schätzung der Konstellationsgrösse für Systemen mit adaptiver Modulation

Info

Publication number: DE69932886T2
Application number: DE69932886T
Authority: DE
Inventors: c/o Fujitsu Limited Makoto Kawasaki-shi Yoshida
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1998-06-05
Filing date: 1999-03-31
Publication date: 2007-03-08
Anticipated expiration: 2019-04-01
Also published as: EP0963074A2; EP0963074B1; EP0963074A3; JPH11355373A; DE69932886D1; US6452964B1; JP3741866B2

Description

Hintergrund der Erfindung
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein adaptives Modulationsverfahren, das auf ein Mobilkommunikationssystem angewendet werden kann, und genauer auf ein adaptives Modulationsverfahren zum Ändern eines Modulationspegels basierend auf einer Kanalleistungsverstärkung.
Beschreibung des Standes der Technik
In digitalen Kommunikationen, insbesondere in Mobilkommunikationssystemen, ist es weithin bekannt, dass sich Leitungsqualität (wie etwa eine Bitfehlerrate) durch Variationen in dem Empfangssignal-Rausch-Verhältnis (SNR, signal-to-noise ratio) wegen Schwund beträchtlich verschlechtert. Diese Erscheinung tritt auf, wenn Signalwellen durch verzögerte Signalwellen einschließlich gestreuter Signalwellen beeinträchtigt werden. D.h. die Amplitude und die Phase eines Signals variiert mit der Zeit. Der auftretende Schwund variiert in dem Bereich von mehreren Dutzend dB.
Das Modulationsverfahren, das an einen Schwundkanal nicht anpassungsfähig ist (hierin nachstehend als ein nicht-adaptives Modulationsverfahren bezeichnet), ist ein Verfahren, mit dem ein Modulationspegel (und eine Übertragungsleistung) fixiert ist. Falls dieses Modulationsverfahren angewendet wird, muss ein ziemlich großer Verknüpfungsspielraum sichergestellt wer den, um die Kanalqualität, die durch das System erlaubt wird, in einer Zeitperiode aufrechtzuerhalten, während der der Signalpegel wegen Schwund abfällt (tiefer Schwund). Um den Verknüpfungsspielraum sicherzustellen, muss z.B. eine starke Fehlerkorrektur angewendet werden, was gegen Übertragungsbandbreite ausgeglichen wird. Das System, auf das das nicht-adaptive Modulationsverfahren angewendet wird, ist nämlich effektiv für die Kanalbedingung des schlechtesten Falls ausgelegt. Mit einem derartigen System kann entsprechend die Kanalkapazität über Schwundkanälen nicht effizient genutzt werden.
In den letzten Jahren wurde ein adaptives Modulationsverfahren, das gedacht ist, die Kapazität über einem Schwundkanal effizient zu nutzen, aktiv untersucht und entwickelt.
Das Bitfehlerratenleistungsverhalten eines Modulationsverfahrens hängt von dem Abstand zwischen Signalpunkten ab, die mit dem Modulationsverfahren implementiert sind, d.h. von Eb/No (oder Es/No). Dies ist für ein beliebiges Modulationsverfahren üblich.
Auch ist eine Fehlerkorrekturtechnik, die gedacht ist, Kanalqualität zu verbessern, eine Technik zum regulären Erweitern des Abstands zwischen Signalpunkten durch Verwenden von redundanten Bits.
In Schwundkanälen ist die Wahrscheinlichkeit eines Auftretens der schlechtesten Bedingungen beträchtlich gering. D.h. Kommunikationen werden im größten Anteil der Gesamtzeit unter der Bedingung durchgeführt, die besser als die maximale Bitfehlerrate ist, die durch das System zugelassen wird. Entsprechend kann eine optimale Übertragung durch Durchführen einer Steuerung so realisiert werden, dass die erforderliche Bitfehlerrate mit einer adaptiven Änderung eines Übertra gungsleistungspegels, einer Übertragungssymbolrate, eines Modulationspegels, einer Kodierungsrate oder ihrer Kombination abhängig von einer Kanalbedingung aufrechterhalten wird. Dies ist das Prinzip eines adaptiven Modulationsverfahrens.
Adaptive Modulationstechniken sehen hohe mittlere spektrale Effizienz durch Übertragung in hohen Datenraten mit höheren Modulationspegeln unter günstigen Kanalbedingungen, und Reduzierung von Durchsatz über geringere Modulationspegel oder Übertragungsabschaltung, wie sich der Kanal verschlechtert, vor.
Die Messung der Kanalbedingung kann durch das momentane empfangene SNR und das mittlere empfangene SNR durchgeführt werden.
1A zeigt das Prinzip des adaptiven Modulationsverfahrens. In dieser Figur ist x(i) ein Übertragungssignal, das von einem Sender 1001 in einer Station A ausgegeben wird, die eine erste Station ist, y(i) ist ein empfangenes Signal, das durch einen Empfänger 1003 in einer Station B empfangen wird, die eine zweite Station ist, die der Station A gegenüberliegt, g(i) ist eine zeitlich variierende Verstärkung wegen Schwund und n(i) ist ein additives weißes Gauss'sches Rauschen (AWGN).
Für ein bidirektionales Kommunikationssystem sind zwei Mengen des Systems, das in 1A gezeigt wird, die umgekehrte Übertragungsrichtungen haben, enthalten.
Falls der Kanal 1002 ein Kanal ist, in dem der Schwund der Verknüpfung in der ersten Richtung (von der Station A zu der Station B) mit dem der Verknüpfung in der zweiten Richtung (von der Station B zu der Station A) korreliert, z.B. ein TDD- (Zeitteilungsduplex-, Time Division Duplex) Kanal, werden die folgenden Steueroperationen durchgeführt.
Eine Kanalschätzungseinheit 1006 innerhalb des Empfängers 1003 in der Station B in der Verknüpfung der ersten Richtung schätzt die Leistungsverstärkung des Kanals 1002, und benachrichtigt über die geschätzte Kanalinformation eine Demodulator-/Decodereinheit 1007 innerhalb des Empfängers 1003 in der Station B. Die Demodulator-/Decodereinheit 1007 demoduliert/dekodiert das empfangene Signal y(i), das von der Verknüpfung der ersten Richtung empfangen wird, nach Entzerrung basierend auf der geschätzten Kanalinformation. Des weiteren benachrichtigt die Kanalschätzungseinheit 1006 innerhalb des Empfängers 1003 in der Station B eine adaptive Modulator-/Kodierereinheit 1004 innerhalb des Senders 1001 in der Station B in der Verknüpfung der zweiten Richtung über die geschätzte Kanalinformation (oder die geschätzte Information, die durch Anwenden einer Extrapolation-Znterpolation auf die geschätzte Leistungsverstärkung erhalten wird). Die adaptive Modulator-/Kodierereinheit 1004 setzt die Modulationspegelinformation gemäß der gemeldeten geschätzten Kanalinformation, und sendet das Übertragungssignal x(i) zusammen mit der Modulationspegelinformation zu der Verknüpfung der zweiten Richtung in dem Kanal 1002.
Die Kanalschätzungseinheit 1006 innerhalb des Empfängers 1003 in der Station A in der Verknüpfung der zweiten Richtung schätzt die Leistungsverstärkung des Kanals 1002, und benachrichtigt die Demodulator-/Decodereinheit 1007 innerhalb des Empfängers 1003 in der Station A über die geschätzte Kanalinformation. Die Demodulator-/Decodereinheit 1007 demoduliert/dekodiert das empfangene Signal y(i), das von der Verknüpfung der zweiten Richtung empfangen wird, nach Entzerrung basierend auf der geschätzten Kanalinformation. Außerdem benachrichtigt die Kanalschätzungseinheit 1006 innerhalb des Emp fängers 1003 in der Station A die adaptive Modulator-/Kodierereinheit 1004 innerhalb des Senders 1001 in der Station A in der Verknüpfung der ersten Richtung über die geschätzte Kanalinformation (oder die geschätzte Information, die durch Anwenden einer Extrapolation-Interpolation auf die geschätzte Leistungsverstärkung erhalten wird). Die adaptive Modulator-/Kodierereinheit 1004 setzt die Modulationspegelinformation gemäß der gemeldeten geschätzten Kanalinformation, und sendet das Übertragungssignal x(i) zusammen mit der Modulationspegelinformation zu der Verknüpfung der ersten Richtung in dem Kanal 1002.
Auf diese Weise kann eine wechselseitige Übertragung der Modulationspegelinformation implementiert werden.
Falls der Kanal 1002 ein Kanal ist, in dem der Schwund der Verknüpfung der ersten Richtung nicht mit dem der Verknüpfung der zweiten Richtung korreliert, z.B. ein FDD- (Frequenzteilungsduplex, Frequency Division Duplex) Kanal, werden in der Zwischenzeit die folgenden Steueroperationen durchgeführt.
Zuerst schätzt die Kanalschätzungseinheit 1006 innerhalb des Empfängers 1003 in der Station B in der Verknüpfung der ersten Richtung die Leistungsverstärkung des Kanals 1002, und meldet die geschätzte Kanalinformation der Demodulator-/Decodereinheit 1007 innerhalb des Empfängers 1003 in der Station B. Die Demodulator-/Decodereinheit 1007 demoduliert/dekodiert das empfangene Signal y(i), das von der Verknüpfung der ersten Richtung empfangen wird, nach Entzerrung basierend auf der geschätzten Kanalinformation. Außerdem koppelt die Kanalschätzungseinheit 1006 innerhalb des Empfängers 1003 in der Station B ihre geschätzte Kanalinformation (oder die geschätzte Information, die durch Anwenden einer Extrapolation-Interpolation auf die geschätzte Leistungsverstärkung erhalten wird) zu der adaptiven Modulator-/Kodierereinheit 1004 innerhalb des Senders 1001 (gezeigt in 1A) in der Station A in der Verknüpfung der ersten Richtung durch Verwenden eines Rückkopplungskanals 1008 für die Verknüpfung der ersten Richtung zurück. Die adaptive Modulator-/Kodierereinheit 1004 setzt die Rückkopplungsmodulationspegelinformation, und sendet das Übertragungssignal x(i) zusammen mit der Modulationspegelinformation zu der Verknüpfung der ersten Richtung in dem Kanal 1002.
Auch erfordert die Verknüpfung der zweiten Richtung genau den gleichen Rückkopplungsmechanismus wie den oben beschriebenen.
In 1A implementiert eine Übertragungsleistungssteuereinheit 1005 innerhalb des Senders 1001 den oben beschriebenen Leistungsanpassungsprozess.
1B stellt die Signalpunktanordnungen, die mit jeweiligen Modulationsverfahren implementiert werden, die durch die adaptive Modulator-/Kodierereinheit 1004 innerhalb des Senders 1001 und die Demodulator-/Decodereinheit 1007 innerhalb des Empfängers 1003 ausgewählt werden können, beispielhaft dar. Als die Modulationsverfahren können QPSK (Quadraturphasenumtastung, Quadri-Phase Shift Keying), 16QAM (16-Quadraturamplitudenmodulation, 16 Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM, etc. ausgewählt werden.
Da das adaptive Modulationsverfahren die Verarbeitungseinheit zum adaptiven Steuern eines Modulationsverfahrens erfordert wie oben beschrieben, hat es den Kompromiss zwischen dem Leistungsverhalten und der Komplexität anders als das nicht-adaptive Modulationsverfahren.
Mit dem oben beschriebenen konventionellen adaptiven Modulationsverfahren muss die Modulationspegelinformation, die durch die adaptive Modulator-/Kodierereinheit 1004 innerhalb des Senders 1001 gesetzt wird, als ein Steuersignal in dem Übertragungssignal x(i) hinzugefügt werden, das durch den Sender 1001 gesendet wird, wie zuvor angegeben. Deshalb verschlechtert sich die Übertragungseffizienz.
Dieses Steuersignal muss jede Zustandsänderungsperiode (wie etwa jede normalisierte maximale Schwundfrequenz) gesendet werden. Da ein Fehler des Steuersignals veranlasst, dass die gesamte empfangene Information für eine Periode (einen Block) verloren ist, muss die Fehlerrate des Steuersignals auf einen ziemlich geringen Pegel verringert werden. Entsprechend erfordert das konventionelle adaptive Modulationsverfahren auch die Redundanz zum Korrigieren eines Fehlers des Steuersignals.
Bis jetzt wurde auch das Verfahren zum Verhindern einer Verringerung der Übertragungseffizienz durch Einbetten der Modulationspegelinformation in dem Steuersignal (wie etwa eine Präambel), das für andere Zwecke verwendet wird, und (nicht durch Schätzen aber) durch Demodulieren des Steuersignals vorgeschlagen. Dieses Verfahren erlegt jedoch in dem Muster des Steuersignals eine Einschränkung auf, was zu einem Fehlen von Allgemeinheit und Universalität führt.
Während einer derartigen adaptiven Modulation wird, wie als a in 1A gezeigt, und wenn eine adaptive Leistungssteuerung auf eine derartige Weise durchgeführt wird, dass die momentane Es/Nos, d.h. BERs (Bitfehlerrate) die gleichen werden, die Übertragungseffizienz eines einzelnen Benutzers optimiert. In diesem Fall gibt es jedoch ein Problem dadurch, dass bei einem zellularen System etc. Interzelleninterferenz ansteigt und sich die Kanalkapazität beträchtlich verschlechtert.
Deshalb ist in einem System, wie etwa einem zellularen System etc., wo eine hohe Dichte von Basisstationen angenommen wird, wie als b in 1 gezeigt, ein Verfahren zum Ändern nur eines Modulationspegels basierend auf einer Kanalleistungsverstärkung effektiv. Falls ein derartiges Verfahren angenommen wird, wird gemittelte Übertragungsleistung (das Symbol S kann in 1 gesehen werden) ungeachtet des Modulationspegels ML konstant. In der früheren Anmeldung, der japanischen Patentanmeldung Nr. 10-070797, wird die Maximalwahrscheinlichkeitsschätzung unter der Annahme durchgeführt, dass adaptive Leistungssteuerung eingesetzt wird. Aus diesem Grund könnte die Erfindung, die in der früheren Anmeldung beschrieben wird, nicht auf das Verfahren zum Ändern nur eines Modulationspegels ML basierend auf einer Kanalleistungsverstärkung angewendet werden.
EP-A-0 619 665 beschreibt eine Signaldemodulations- und Dekodierungsvorrichtung mit vielen Demodulationsmitteln und entsprechenden Dekodierungsmitteln, um zur gleichen Zeit zum Ausgeben jeweiliger Dekodierungsergebnisse zu arbeiten. Demodulationsmittel und Dekodierungsmittel arbeiten, um zu demodulieren bzw. zu dekodieren, und Operationsmittel evaluieren einen jeweiligen Entscheidungsfehlerbetrag. Ferner wählen Auswahlmittel Dekodierungsdaten unter Verwendung der Evaluierungsergebnisse den Entscheidungsfehler. In einem Modulator-Demodulator wird eine synchrone Erfassung durch eine Trägerfrequenz für ein empfangenes Modulationssignal ausgeführt, und es werden Erfassungsausgaben von zwei Kanälen enthalten. Die erhaltenen Erfassungsausgaben werden zu einem automatischen Entzerrer gesendet. Ferner werden Absolutwerte des Entscheidungsfehlers verglichen, und zwischen zwei Modulationssystemen wird das Modulationssystem mit dem kleineren Wert des Entscheidungsfehlers als ein Modulationssystem eines empfangenen Signals erkannt.
Kim, Polydoros: "Digital modulation classification: the BPSK versus QPSK case", IEEE military communications conference; 23. – 26. Oktober 1988 beschreibt eine digitale Modulationsklassifikation mit einem BPSK-/QPSK-Klassifikator, abgeleitet durch Annäherung der Wahrscheinlichkeitsverhältnisfunktionen eines phasenmodulierten digitalen Signals in weißem Gauss' schen Rauschen zum Erhalten einer quasi-log-Wahrscheinlichkeitsverhältnisregel.
Keine diese Literaturstellen offenbart die Verwendung einer Gewichtungsfunktion, die dem Empfänger erlaubt, Gebrauch von Wissen über die Schwellen zu machen, die in dem Sender verwendet werden, für eine Auswahl des Modulationverfahrens.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung wurde vor dem Hintergrund des oben beschriebenen entwickelt, und es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, die Verschlechterung der Übertragungseffizienz von Signalen ohne Übertragung eines Steuersignals von einer Senderseite zu vermeiden, insbesondere durch Aktivieren der Maximalwahrscheinlichkeitsschätzung des Modulationspegels ML auf einer empfangenden Seite in einem adaptiven Modulationsverfahren zum Ändern eines Modulationspegels ML basierend auf einer Kanalleistungsverstärkung. Ein anderes Ziel der Erfindung besteht darin zu ermöglichen, dass diese Erfindung in dem oben beschriebenen System verwendet wird, wo Leistungsanpassung eingesetzt wird, ohne jegliche Probleme.
Die vorliegende Erfindung nimmt eine Funkübertragungstechnologie zum adaptiven Ändern eines Modulationspegels ML gemäß einer Kanalbedingung an.
Der erste Aspekt der vorliegenden Erfindung hat die folgende Konfiguration.
Zuerst wird der Quadratfehler des Minimalwertes von Abständen zwischen jedem der Signalpunkte, die in dem Modulationspegel ML zu empfangen sind, und dem Signalpunkt eines empfangenen Signals in jedem Modulationspegel ML kalkuliert.
Der Empfangsleistungspegel des empfangenen Signals wird gemessen.
Dann wird ein Wert, der durch Multiplizieren des Quadratfehlers, der in jedem Modulationspegel ML kalkuliert wird, mit einer Gewichtung, die aus sowohl einer Schwelle zum Umschalten eines Modulationspegels ML als auch dem empfangenen Leistungspegel kalkuliert wird, erhalten wird, als ein Wahrscheinlichkeitswert in jedem Modulationspegel ML kalkuliert.
Dann wird ein Modulationspegel ML entsprechend dem maximalen Wahrscheinlichkeitswert der Wahrscheinlichkeitswerte in den Modulationspegeln ML als der Modulationspegel ML des empfangenen Signals geschätzt.
Der zweite Aspekt der vorliegenden Erfindung hat die folgende Konfiguration.
Zuerst wird der Quadratfehler des Minimalwertes von Abständen zwischen jedem der Signalpunkte, die in dem Modulationspegel ML zu empfangen sind, und dem Signalpunkt eines empfangenen Signals in jedem Modulationspegel ML kalkuliert.
Der mittlere Durchsatz des empfangenen Signals wird gemessen.
Dann wird jede von Schwellen zum Umschalten der Modulationspegel ML basierend auf dem mittleren Durchsatz geändert.
Der Empfangsleistungspegel des empfangenen Signals wird gemessen.
Dann wird ein Wert, der durch Multiplizieren des Quadratfehlers, der in jedem Modulationspegel ML kalkuliert wird, mit einer Gewichtung, die aus sowohl einer Schwelle zum Umschalten des Modulationspegels ML als auch dem Empfangsleistungspegel kalkuliert wird, erhalten wird, als ein Wahrscheinlichkeitswert in jedem Modulationspegel ML kalkuliert.
Dann wird ein Modulationspegel ML entsprechend dem maximalen Wahrscheinlichkeitswert der Wahrscheinlichkeitswerte in dem Modulationspegel ML als der Modulationspegel ML des empfangenen Signals geschätzt.
Der dritte Modus der vorliegenden Erfindung hat die folgende Konfiguration.
Zuerst wird der Quadratfehler des Minimalwertes von Abständen zwischen jedem der Signalpunkte, die in dem Modulationspegel ML zu empfangen sind, und dem Signalpunkt eines empfangenen Signals in jedem Modulationspegel ML kalkuliert.
Der Empfangsleistungspegel des empfangenen Signals wird gemessen.
Der mittlere Durchsatz des empfangenen Signals wird gemessen.
Dann wird ein Wert, der durch Multiplizieren des Quadratfehlers, der in jedem Modulationspegel ML kalkuliert wird, mit einer Gewichtung, die aus sowohl einer Schwelle zum Umschalten des Modulationspegels ML als auch dem Empfangsleistungspegel kalkuliert wird, erhalten wird, als ein Wahrscheinlichkeitswert in jedem Modulationspegel ML kalkuliert.
Dann wird ein Modulationspegel ML entsprechend dem maximalen Wahrscheinlichkeitswert der Wahrscheinlichkeitswerte in den Modulationspegeln ML als der Modulationspegel ML des empfangenen Signals geschätzt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann in entweder einem adaptiven Modulationsverfahren zum Ändern nur eines Modulationspegels ML basierend auf einer Kanalleistungsverstärkung oder einem adaptiven Modulationsverfahren zum Durchführen einer Leistungsanpassung, wobei zusätzlich der Modulationspegel ML gesteuert wird, der maximale Wahrscheinlichkeitswert eines Modulationspegels ML auf einer empfangenden Seite geschätzt werden, indem ein Steuersignal zu einer übertragenden Seite nicht übertragen wird.
Gemäß der vorliegenden Erfindung können in einer Kanalbedingung, in der der mittlere Durchsatz nicht verbessert ist, Kommunikationen, in denen der mittlere Durchsatz auf Kosten der Bitfehlerrate konstant gehalten wird, realisiert werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Ein Fachmann kann zusätzliche Merkmale und Ziele dieser Erfindung aus der Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen und einiger der beigefügten Zeichnungen einfach verstehen. In den Zeichnungen:
1 erläutert das Prinzip eines adaptiven Modulationsverfahrens.
2 zeigt die Systemkonfiguration einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
3 zeigt ein Beispiel von Leistungsverhalten eines Schwellen-CNR gegenüber BER in der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
4 erläutert Abstände zwischen Signalpunkten (16QAM).
5 zeigt Übertragungsformate.
6 zeigt die Konfiguration einer ersten bevorzugten Ausführungsform der Schätzungseinheit.
7 erläutert das Leistungsverhalten der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung (fdTs = 0,001).
8 erläutert das Leistungsverhalten der bevorzugte n Ausführungsform der vorliegenden Erfindung (fdTs = 0,000125).
9 zeigt die Konfiguration einer zweiten bevorzugten Ausführungsform des Empfängers.
10 zeigt die Konfiguration einer dritten bevorzugten Ausführungsform des Empfängers.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Die bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nachstehend mit Verweis auf die Zeichnungen beschrieben.
<Systemkonfiguration einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung>
2 zeigt die Systemkonfiguration einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
In dieser Ausführungsform, und für eine Vereinfachung, wird auf ein TDD- (Zeitteilungsduplex-) System abgezielt, in dem es eine Korrelation zwischen dem Schwund einer Verknüpfung der ersten Richtung (von Station A (#A) zu Station B (#B)) und dem Schwund einer zweiten Richtung (von Station B zu Station A) gibt.
Ein adaptiver Modulator/Kodierer 104 eines Senders 101 in Station A führt Kodierungs- und Modulationsprozesse entsprechend einer Vielzahl von Modulationspegeln ML aus.
Eine Modulationspegel-Entscheidungseinheit 105 des Senders 101 in Station A entscheidet den Modulationspegel ML eines Signals, das zu übertragen ist, basierend auf sowohl einer mittleren empfangenen Leistung γ_r, die von einer Empfangsleistungs-Messungseinheit 109 eines Empfängers 103 in Station A gemeldet wird, und einem Schwellen-CNR γ_ML in jedem Modulationspegel ML, und meldet ihn einem Datenselektor 106 des Senders 101 in Station A.
Der Datenselektor 106 des Senders 101 in Station A wählt ein Modulationssignal unter Modulationssignalen in jedem der Modulationspegel ML, die von dem adaptiven Modulator/Kodierer 104 ausgegeben werden, was dem Modulationspegel ML entspricht, der von der Modulationspegel-Entscheidungseinheit 105 gemeldet wird, und überträgt es zu einem Korrelationskanal 102 als ein übertragenes Signal für Station B.
Eine Pilotsymbolunterstützungs-Kanalschätzungseinheit 108 des Empfängers 103 in Station B (#B) schätzt die Leistungsverstärkung des Korrelationskanals 102 basierend auf einem Pilotsymbol, was ein bekanntes Symbol ist, das über dem Korrelationskanal 102 empfangen wird, und meldet die kalkulierte Schätzungsinformation einem Demodulator/Decoder 107 des Empfängers 103 in Station B.
Der Demodulator/Decoder 107 führt einen Demodulations-/Dekodierungsprozess entsprechend jedem Modulationspegel ML des empfangenen Signals basierend auf der Schätzungsinforma tion aus. Zu dieser Zeit kalkuliert der Demodulator/Decoder 107 den Quadratfehler d² _ML des Minimalwertes von Abständen zwischen Daten, die in jedem Prozess zu dekodieren sind, und einem Signalpunkt, der in dem Modulationspegel ML zu empfangen ist, in jedem Demodulations-/Dekodierungsprozess entsprechend jedem Modulationspegel ML, und meldet jeden d² _ML einer Modulationspegel-Schätzungseinheit 110 des Empfängers 103 in Station B.
Die Empfangsleistungs-Messungseinheit 109 des Empfängers 103 in Station B misst eine mittlere empfangenen Leistung γ_r in jeder der vorgeschriebenen Messungssektionen des empfangenen Signals, und meldet sie sowohl der Modulationspegel-Schätzungseinheit 110 des Empfängers 103 in Station B als auch der Modulationspegel-Entscheidungseinheit 105 des Senders 101 in Station B.
Die Modulationspegel-Schätzungseinheit 110 des Empfängers 103 in Station B schätzt den maximalen Wahrscheinlichkeitswert des Modulationspegels ML des empfangenen Signals, basierend auf sowohl einem Quadratfehler d² _ML in jedem der Modulationspegel ML, die von dem Demodulator/Decoder 107 gemeldet werden, als auch einer mittleren empfangenen Leistung γ_r, die von der Empfangsleistungs-Messungseinheit 109 gemeldet wird, und meldet das Schätzungsergebnis einem Datenselektor 111.
Der Datenselektor 111 des Empfängers 103 in Station B wählt dekodierte Daten unter den dekodierten Daten in den Modulationspegeln ML, die von dem Demodulator/Decoder 107 ausgegeben werden, die dem Modulationspegel ML entsprechen, der von der Modulationspegel-Schätzungseinheit 110 gemeldet wird, und gibt sie als ein empfangenes Signal aus.
Der Sender 101 in Station B generiert ein Signal, das zu Station A zu übertragen ist, unter Verwendung der gleichen Ope rationen, die der Sender 101 in Station A verwendet, und überträgt es zu einem Korrelationskanal. Zu dieser Zeit bestimmt die Modulationspegel-Entscheidungseinheit 105 des Senders 101 in Station B den Modulationspegel ML des Übertragungssignals, basierend auf sowohl einer mittleren empfangenen Leistung γ_r, die von der Empfangsleistungs-Messungseinheit 109 des Empfängers 103 in Station B eingegeben wird, als auch einem Schwellen-CNR γ_ML in jedem der Modulationspegel ML.
Der Empfänger 103 in Station qA dekodiert das empfangene Signal, das in der gleichen Operation verwendet wird, die der Empfänger 103 in Station B verwendet. Zu dieser Zeit meldet die Empfangsleistungs-Messungseinheit 109 des Empfängers 103 in Station A die mittlere empfangene Leistung γ_r, die für das empfangene Signal gemessen wird, der Modulationspegel-Entscheidungseinheit 105 des Senders 101 in Station A.
Auf diese Weise können bidirektionale Kommunikationen mit einem TDD implementiert werden.
Falls jedoch ein Kommunikationssystem, wo ein Kanal ohne Korrelation zwischen Schwund in beiden Richtungen verwendet wird, wie etwa ein FDD- (Frequenzteilungsduplex-) System, gibt es keinen Unterschied zwischen einem TDD-System und einem FDD-System, da Schwund durch Bereitstellung eines Rückkopplungskanals in einer Form, die in 1 gezeigt wird, behandelt werden kann.
<Prinzip der vorliegenden Erfindung>
Bevor die detaillierte Konfiguration und Operation der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mit der oben beschriebenen Systemkonfiguration beschrieben werden, werden die Prinzipien der vorliegenden Erfindung beschrieben.

(1) Die vorliegende Erfindung legt den Schwerpunkt der Aufmerksamkeit auf einen Unterschied in einem mittleren CNR (Träger-zu-Rausch-Verhältnis) in jedem Modulationspegel ML.

Es wird ein Quadrat-QAM-Modulationsverfahren mit einem fixierten Symbolintervall Ts untersucht. Ein M-Pegel-Modulationsverfahren, wo ein Modulationspegel ML = M N Signalpunkte (N = 2^M) hat, hat implizit einen Durchsatz von M Bit/Symbol. Von jedem Modulationsverfahren wird angenommen, einen Nyquist-Datenimpuls (B = 1/Ts) derart aufzuweisen, dass eine mittlere Es/No gleich einem mittleren SNR (Signal-Rausch-Verhältnis) ist. Angenommen, dass in einem derartigen Modulationsverfahren eine Schwundkompensation in dem in 2 gezeigten Empfänger 103 durchgeführt wird, wird Steuerung der Modulationspegel ML basierend auf dem mittleren CNR des empfangenen Signals untersucht.
Z.B. wird in jedem von vier Modulationsverfahren, d.h. Übertragungs-Abschaltung (ML = 0), QPSK (ML = 2), 16QAM(ML = 4) und 64QAM (ML = 6) ein mittleres CNR als γ_QPSK = δ²/σ_N ², γ_16QAM = 5δ²/, σ_N ² bzw. γ_64QAM = 21δ²/σ_N ² kalkuliert, außer in einem Fall von Übertragungs-Abschaltung. Hier sind 2δ und σ_N ² die minimalen Abstände zwischen Signalpunkten (Euklidischer Abstand) bzw. eine Varianz eines additiven weißen Gauss'schen Rauschens. Der Modus Übertragungs-Abschaltung wird ausgewählt, falls eine Signalleistung oder das mittlere CNR von empfangenen Signalen ziemlich gering ist. Eine theoretische gemittelte BER (Bitfehlerrate) in jedem Modulationsmodus kann aus diesem mittleren CNR abgeleitet werden.
Wie aus einem mittleren CNR-Wert in jedem oben beschriebenen Modulationspegel ML klar gesehen werden kann, sind, falls die Verhältnisse eines Abstands zwischen Signalpunkten zu einem Rauschen die gleichen sind, das heißt falls die Es/Nos die gleichen sind und die mittleren BERs die gleichen sind, mittlere CNRs in jedem Modulationspegel ML nicht identisch. Wenn das mittlere CNR von empfangenen Signalen beobachtet wird, ist es speziell ausreichend, Kommunikation unter Verwendung eines Modulationsverfahrens in einem Modulationspegel ML entsprechend dem beobachteten mittleren CNR durchzuführen, um das BER-Leistungsverhalten größer als eine gewisse Ziel-BER aufrechtzuerhalten (oder das BER-Leistungsverhalten in einer gewissen Ziel-BER aufrechtzuerhalten).
3 zeigt ein Beispiel von Leistungsverhalten eines Schwellen-CNR gegenüber BER in jedem Modulationspegel ML in der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie aus 3 gesehen werden kann, wird, wenn eine BER in einer beliebigen Ziel-BER fixiert ist, ein Verhältnis von mittleren CNRs zwischen Modulationsverfahren, d.h. einem QPSK (ML = 2), einem 16QAM (ML = 4) und einem 64QAM(ML = 6) δ/σ_N ² gegenüber 5δ/σ_N ² gegenüber 21δ/σ_N ² ≈ 0,048 gegenüber 0,24 gegenüber 1. Um die BER des Kanals größer als die Ziel-BER aufrechtzuerhalten, wird deshalb zuerst z.B. in einem 64QAM-Mo-dulationsverfahren der Absolutwert γ eines mittleren CNR γ64QAM derart, dass die BER gleich der Ziel-BER ist, kalkuliert, und dieser Absolutwert γ wird bestimmt, die Schwelle eines Bemittelten CNR zum Umschalten eines 64QAM-Modulationsverfahrens und eines 16QAM-Modulationsverfahrens (Schwellen-CNR γ_64QAM) zu sein. Dann wird ein Absolutwert 0,24γ, der durch Multiplizieren des Umschaltungs-CNR γ_64QAM = γ mit 0,24 erhalten wird, bestimmt, die Schwelle eines mittleren CNR zum Umschalten eines 16QAM-Modulationsverfahrens und eines QPSK-Modulationsverfahrens (Schwellen-CNR γ_64QAM) zu sein. Des weiteren wird ein Absolutwert 0,048γ, der durch Multiplizieren des Umschaltungs-CNR γ_64QAM = γ mit 0,048 erhalten wird, bestimmt, die Schwelle eines mittleren CNR zum Umschalten eines QPSK-Modulationsverfahrens und eines Modus von Übertragungs-Abschaltung (Schwellen-CNR γ_QPSK) zu sein. Durch Ver wenden von z.B. drei Schwellen-CNRs γ, 0,24γ und 0,048γ, die auf diese Weise erhalten werden, wird die folgende Steuerung in einer Übertragung implementiert. Zuerst wird ein mittleres CNR in einem Empfänger beobachtet. Falls das beobachtete mittlere CNR höher als γ ist, wird dann eine Übertragung durch ein 64QAM-Modulationsverfahren eingesetzt. Falls das beobachtete mittlere CNR zwischen Schwellen-CNRs 0,24γ und γ ist, wird eine Übertragung durch ein 16QAM-Modulationsverfahren eingesetzt. Falls das beobachtete mittlere CNR zwischen Schwellen-CNRs 0,048γ und 0,24γ ist, wird eine Übertragung durch ein QPSK-Modulationsverfahren eingesetzt. Falls das beobachtete mittlere CNR kleiner als ein Schwellen-CNR 0,048γ ist, wird eine Übertragung abgeschaltet, gemäß den Systemregelungen, oder es wird eine Übertragung durch ein QPSK-Modulationsverfahren eingesetzt.
Wenn die oben beschriebene adaptive Modulationssteueroperation auf ein TDD-System angewendet wird, wird zuerst ein mittleres CNR durch eine Empfangsleistungsmesseinheit 109 in jedem Empfänger 103 als die Beobachtungsoperation einer mittleren empfangenen Leistung γ_r beobachtet. Das Beobachtungsergebnis wird durch eine Modulationspegel-Entscheidungseinheit 105 in jedem Sender 101 erhalten, und ein Modulationspegel ML wird auch durch die Modulationspegel-Entscheidungseinheit 105 in jedem Sender 101 basierend auf einem Schwellen-CNR γ_ML in jedem Modulationspegel ML entschieden.
Mit einem derartigen Übertragungsverfahren wird eine Steuerung, die die mittlere übertragene Leistung eines generierten Signals auf einen vorbestimmten Wert setzt, in jedes der oben beschriebenen dynamisch ausgewählten Modulationsverfahren einbezogen. In dem in 2 gezeigten Beispiel ist die Steuerung in einen adaptiven Modulator/Kodierer 104 von jedem Sender 104 einbezogen.
Durch Ändern auf diese Weise nur eines Modulationspegels ML basierend auf einer Kanalverstärkung kann dieses adaptive Modulationsverfahren auf ein System angewendet werden, wie etwa ein zellulares System etc., wo Basisstationen in enger Nähe sind. Da nicht nur ein CNR, sondern auch ein anderer Signalleistungsstandard durch Verwenden einer einfachen Konvertierungsgleichung angewendet werden kann, können auch Eb/No, Es/No, SNR etc. als eine Empfangsleistung verwendet werden.
Es ist eine durch ein Pilotsymbol unterstützte Schätzungstechnik als ein Kompensationsverfahren für Variationen eines empfangenen Pegels wegen Schwund weithin bekannt (z.B. g(i) in 1). Kohärente Phasenerfassung kann durch Verwenden dieser Technik in einem Schwund durch Einbetten von Pilotsymbolen in Intervallen erreicht werden, die kürzer als das Nyquist-Intervall einer maximalen Schwundfrequenz sind. Obwohl die Verlustsignalleistung durch Verwenden beliebiger Techniken niemals wiederhergestellt werden kann, können die relativen Werte in einem Amplitudenmodulationsverfahren durch Verwenden dieser Technik kompensiert werden. Falls ein Pilotsymbol bezeichnet ist, ein Signalpunkt mit der maximalen Amplitude zu sein, kann speziell nur die relative Position eines Übertragungssignalpunktes für die maximale Amplitude kompensiert werden.
Da eine kohärente Phase durch eine Schwundkompensation erfasst werden kann, haben die Daten sowohl Amplitudeninformation als auch ein Rauschen entsprechend dem momentanen SNR. Dann wird der akkumulierte Quadratfehler d² _ML des Abstands für geeignete Symbole (L Symbole) zwischen jedem empfangenen Signal und dem nächsten Signalpunkt, was in dem Modulationspegel ML zu empfangen ist, in jedem Demodulations-/Dekodierungsprozess entsprechend jedem Modulationspegel ML kalkuliert.
4 zeigt Diagramme des Prinzips des oben beschriebenen Quadratfehlers d² _ML in einem 16QAM-Modulationsverfahren. Der Wert, der subtrahiert wird (der zweite Term) auf der rechten Seite von Gleichung (1) ist der Wert des Signals, der dem tatsächlich empfangenen Signalpunkt r(i) von Signalpunkten am nächsten ist, die in dem Modulationspegel ML zu empfangen sind.
Unter der Bedingung, dass die mittlere Leistung von Signalen, die zu übertragen sind, konstant ist, wie zuvor beschrieben wird, wenn das empfangene Signal in dem gleichen Pegel demoduliert wird, wie es auf der übertragenden Seite entsprechend dem empfangenen Signal ist, sollte der Quadratfehler d² _ML in dem Modulationspegel ML, der gemäß Gleichung (1) kalkuliert wird, theoretisch 0 sein (falls das Rauschen 0 ist). Falls jedoch das empfangene Signal in einem Modulationspegel ML demoduliert wird, der sich von dem der übertragenden Seite entsprechend dem empfangenen Signal unterscheidet, sollte der Quadratfehler d² _ML in dem Modulationspegel ML einen gewissen Versatz mit einer Varianz aufweisen.
Deshalb ist es angemessen, dass der Quadratfehler d² _ML, der gemäß Gleichung (1) in jedem Demodulations-/Dekodierungsprozess in jedem Modulationspegel ML kalkuliert wird, verwendet wird, um einen Modulationspegel ML auf einer empfangenden Seite zu schätzen. Qualitativ ist ein Modulationspegel ML entsprechend dem Minimalwert des Quadratfehlers d² _ML, der gemäß Gleichung (1) in jedem Demodulations-/Dekodierungsprozess in jedem Modulationspegel ML kalkuliert wird, ein Modulationspegel ML, der auf der empfangenden Seite geschätzt wird.
Wie zuvor beschrieben, werden auf einer übertragenden Seite Modulationspegel ML basierend auf dem mittleren empfangenen CNR in einer empfangenden Seite umgeschaltet. Deshalb sollte durch Anwenden einer Gewichtung auf einen Empfangspegel genauere Information erhalten werden können. Da in der vorliegenden Erfindung, wie zuvor beschrieben, ein Schwellen-CNR γ_ML zum Umschalten von Modulationspegeln ML ein relativ konstantes Verhältnis hat, können, falls wie zuvor beschrieben ein Bezug (z.B. der Absolutwert γ) bestimmt wird, die relativen Werte (z.B. 0,24γ/0,048γ) eindeutig bestimmt werden.
Unter Betrachtung dieser Punkte wird die Wahrscheinlichkeitsfunktion für jeden Modulationspegel ML wie folgt definiert. λ = f(γML, γ ^r)*d2 ML (2)wobei f(γ_ML, γ_r) eine Gewichtungsfunktion ist und einem Abstand zwischen einem Schwellen-CNR γ_ML in jedem Modulationspegel ML und einer mittleren empfangenen Leistung γ ^_r der Messdauer (L Symboldauer) von empfangenen Daten proportional ist. Diese Funktion liefert eine Zuverlässigkeit. Ein Stern "*" bezeichnet einen Operator. Ein Beispiel eines Operators ist Multiplikation. Da eine Wahrscheinlichkeitsfunktion λ_ML auch für einen Relativwertvergleich verwendet werden kann, kann die Gewichtungsfunktion f(γ_ML, γ ^_r) ein konstanter Wert in einem spezifischen Modulationsverfahren sein. Qualitativ arbeitet diese Gewichtungsfunktion f(γ_ML, γ ^_r) auf eine derartige Weise, dass je geringer ein SNR ist, desto geringer der Modulationspegel ML ist; und je höher das SNR ist, desto höher der Modulationspegel ML ist.
Wie oben beschrieben, wird in der vorliegenden Erfindung ein Modulationspegel ML entsprechend dem maximalen Wahrscheinlichkeitswert von Wahrscheinlichkeitsfunktionen λ_ML entspre chend dem Modulationspegel ML als ein geschätztes Ergebnis einer empfangenden Seite verwendet.
Das Maximalwahrscheinlichkeitsschätzungsverfahren, das oben beschrieben wird, ist nicht nur für ein adaptives Modulationsverfahren zum Ändern nur eines Modulationspegels ML basierend auf einer Kanalleistungsverstärkung (oder einer Ratenanpassung) effektiv, sondern auch für ein adaptives Modulationsverfahren für sowohl eine Leistungsanpassung als auch eine Ratenanpassung. In diesem Fall arbeitet die Gewichtungsfunktion f(γ_ML, γ ^_r) von Gleichung (2) effektiv (da Gleichung (1) für alle MLs die gleiche ist).

(2) Konstanthalten eines mittleren Durchsatzes ist ein wesentlicher Faktor in einem Kommunikationssystem. Z.B. ist in einem CBR- (konstante Bitrate) Dienst etc. eines ATM- (asynchroner Transfermodus) Kommunikationsverfahrens Konstanthalten eines mittleren Durchsatzes eine absolute Anforderung. Das adaptive Modulationsverfahren führt eine Ratenanpassung durch, um einen Modulationspegel ML bereitzustellen, der für die Kanalbedingung geeignet ist, um Kanalqualität konstant zu halten.

In dem Fall eines adaptiven Modulationsverfahrens zum Durchführen einer adaptiven Steuerung gemäß der Änderung eines Momentanwertes gibt es insbesondere keine Garantie gegen eine Variation für eine lange Dauer, obwohl eine konstante BER/variable Rate momentan (oder in einer kurzen Dauer) erreicht werden kann. Deshalb wird eine konstante BER/konstante Rate durch Steuern der Übertragungsleistung so implementiert, dass eine mittlere empfangene Leistung über eine lange Dauer (eine Vielzahl von Blöcken) konstant gehalten werden kann. Obwohl diese Übertragungsleistungssteuerung Interferenz nicht so viel erhöht wie Übertragungsleistungssteuerung, die einem Momentanwert folgt (siehe 2), verbleibt ein gewisser Be trag von Interferenz. Dies trifft besonders für die mittlere empfangene Leistung von mobilen Endgeräten in der Flanke einer Zelle zu, da die Übertragungsleistung dieser Endgeräte ziemlich groß ist.
Sogar in dem Fall, dass die oben beschriebene momentane adaptive Steuerung berücksichtigt wird, kann ein adaptives Steuersystem, in dem eine variable BER/konstante Rate über eine lange Dauer implementiert werden kann, vernünftig betrachtet werden. Dies ist ein System, in dem es keine Übertragungsleistungssteuerung gibt. Obwohl dies nicht eine konstante mittlere BER über eine lange Dauer garantiert, wird ein konstanter mittlerer Durchsatz (Übertragungsrate) garantiert. Obwohl dieses System eine erforderliche BER für mobile Endgeräte in der Flanke einer Zelle nicht garantiert, wird z.B. die Übertragungsrate in einem konstanten Wert, der in dem System spezifiziert ist, gesteuert und aufrecht erhalten. Um genauer zu sein, misst dieses System einen mittleren Durchsatz auf einer übertragenden Seite für einen Korrelationskanal, und misst ihn auf einer empfangenden Seite für einen Nicht-Korrelationskanal. Wenn der mittlere Durchsatz unter einer gewissen Schwelle ist, wird dann (a) der momentane Durchsatz (es erhöht sich die momentane BER) durch Verlagerung von jedem Schwellen-CNR aufwärts erhöht oder (b) der Modulationspegel ML wird nicht geändert, selbst wenn der Empfangssignalpegel geringer als ein Schwellen-CNR ist.
Hier wird das Steuerverfahren (a) untersucht. Da der gleiche Messungsalgorithmus für einen mittleren Durchsatz auf sowohl einer übertragenden Seite als auch einer empfangenden Seite implementiert ist, wo ein Modulationspegel ML geschätzt wird, wird hier eine Steuerung, in der das gleiche Schwellen-CNR für jeden Block auf sowohl der übertragenden Seite als auch der empfangenden Seite verwendet wird, durchgeführt. Da das gleiche Kriterium auf sowohl die übertragende Seite als auch die empfangende Seite angewendet wird, muss wegen einem bekannten Parameter nicht Information über ein Schwellen-CNR für jeden Block übertragen werden. Die Wahrscheinlichkeitsfunktion λ_ML in jedem Modulationspegel ML, ausgedrückt durch Gleichung (2), wird wie folgt modifiziert. λ = f(γML(blk(i))γ ^r) * d2 ML (3)wobei ein Schwellen-CNR in jedem Modulationspegel ML, (γ_ML(blk(i)) das Schwellen-CNR des i-ten Blockes ist, was gegeben wird, um einen mittleren Durchsatz konstant zu halten.

(3) In dem obigen (2) wird eine Steuerung durchgeführt, in der das gleiche Schwellen-CNR für jeden Block auf sowohl einer übertragenden Seite als auch einer empfangenden Seite verwendet wird. Obwohl der gleiche Messungsalgorithmus für einen mittleren Durchsatz wie der auf der übertragenden Seite auf der empfangenden Seite implementiert ist, wie in (2), wird hier das Schwellen-CNR in jedem Modulationspegel ML γ_ML nicht für jeden Block geändert, und die Gewichtung basierend auf einem mittleren Durchsatz, der auf der empfangenden Seite zu messen ist, wird der Wahrscheinlichkeitsfunktion λ_ML in jedem Modulationspegel ML, die durch Gleichung (2) ausgedrückt wird, gegeben. Somit wird die Wahrscheinlichkeitsfunktion λ_ML in jedem Modulationspegel ML, die sich durch Gleichung (2) ergibt, wie folgt modifiziert. λ = κ(blk(i), ML) * f(γML, γ ^r) * d2 ML (4)wobei κ(blk(i), ML) eine Gewichtungsfunktion für den i-ten Block zum Aufrechterhalten eines gegenwärtig verwendeten Modulationspegels ML ist, um einen mittleren Durchsatz konstant zu halten. Mit anderen Worten arbeitet ein Gewichtungsfaktor auf eine derartige Weise, dass sich die Wahrscheinlichkeit des verwendeten Modulationspegels ML erhöht.

Wenn z.B. ein mittlerer Durchsatz konstant gehalten wird, ist die Gewichtungsfunktion wie folgt. κ(blk(i), ML) = 1 (für alle ML) (5)
Wenn jedoch ein mittlerer Durchsatz nicht konstant gehalten wird, ergibt sich die Gewichtungsfunktion für den gegenwärtig verwendeten Modulationspegel, oder die für höhere Modulationspegel als den verwendeten Modulationspegel in der Bedingung, dass ein höherer Modulationspegel gegenüber der Kanalbedingung gesetzt werden kann, wie folgt. κ(blk(i), ML) < 1 (für einen gewissen ML) (5)
Da sich der Wert der Wahrscheinlichkeitsfunktion λ_ML verringert, während die Wahrscheinlichkeit ansteigt, gemäß Gleichung (6), ist es wahrscheinlich, dass der gegenwärtig verwendete Modulationspegel ML oder ein Modulationspegel ML, der höher ist, ausgewählt wird.
5 vergleicht das konventionelle Verfahren und das Übertragungsformat der vorliegenden Erfindung auf einer übertragenden Seite. Ein Steuersignal für Schwundkompensation etc. ist nicht enthalten. Es wird hier angenommen, dass die Schätzungssymbollänge und die Rahmenlänge L bzw. N_FL sind, und dass N_FL ≥ L ist. Des weiteren wird in dem Format des konventionellen Verfahrens, das in 5A gezeigt wird, das Modulationspegel-Steuersignal von Datenlänge N_FL für jede Dauer interpoliert, um einen Modulationspegel ML (z.B. eine Normalisierungsschwundfrequenz) zusätzlich zu dem Informationssignal der Rahmenlänge N_FL zu ändern. Die vorliegende Erfindung verwendet jedoch nicht dieses Modulationspegel-Steuersignal, und es wird nur das Informationssignal der Rahmenlänge N_FL. moduliert in einem Modulationspegel ML entsprechend einer Ka nalbedingung, übertragen. Gemäß der vorliegenden Erfindung kann ein Modulationspegel ML auf einer empfangenden Seite aus dem Informationssignal basierend auf der Wahrscheinlichkeitsfunktion λ_ML, die durch Gleichungen (2), (3) und (4) definiert ist, geschätzt werden, und Daten können ohne ein Bezugssignal dekodiert werden.
Es wird jede der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung basierend auf dem oben beschriebenen Operationsprinzip beschrieben.
<Erste bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung>
6 zeigt die Konfiguration der ersten bevorzugten Ausführungsform des Empfängers 103, der in 2 gezeigt wird. Komponenten in Bezug auf 6, die die gleichen Bezugszeichen verwenden, die in 2 verwendet werden, haben auch die gleichen Funktionen.
Zuerst führen ein QPSK-Demapper 506, ein 16QAM-Demapper 507 und ein 64QAM-Demapper 508 Demodulations-/Dekodierungsprozesse in jedem von Modulationspegeln ML = 2, 4 und 6 entsprechend jedem Demapper für einen empfangenden Signalrahmen 501 jeder Rahmenlänge N_FL (siehe 5B), der durch eine N_FL-Verzögerungsschaltung 502 empfangen wird, durch. Zeitweilig wird jeder L-Symbolabschnitt (siehe 5B) von allen demodulierten Daten der Rahmenlänge N_FL in L-Verzögerungsschaltungen 510, 511 und 512 gespeichert. Diese Verzögerungsschaltungen 510 bis 512 sind Schaltungen zum Abstimmen eines L-Symbolabschnitts einer Verzögerung, die für den Schätzungsprozess in einem Modulationspegel ML erforderlich sind, wenn Schätzungseinheiten 503 bis 505, was als Nächstes beschrieben wird.
Dann kalkulieren eine QPSK-Schätzungseinheit 503, eine 16QAM-Schätzungseinheit 504 und eine 64QAM-Schätzungseinheit 505 Wahrscheinlichkeitsfunktionen λ_QPSK, λ_16QAM und λ_64QAM in Modulationspegeln ML = 2, 4 und 6 entsprechend jeder Schätzungseinheit für jeden L-Symbolabschnitt (siehe 5B) des empfangenen Signalrahmens 501, der durch die N_FL-Verzögerungsschaltung 502 empfangen wird, gemäß Gleichung (2).
Dann wählt ein Minimalwertselektor 509 eine Wahrscheinlichkeitsfunktion mit dem Minimalwert von Wahrscheinlichkeitsfunktionen λ_QPSK, λ_16QAM und λ_64QAM, und hat einen Datenselektor 111, der die Ausgabe einer L-Verzögerungsschaltung (eine beliebige von Einheiten 510 bis 512) entsprechend dem Minimalwert als ein demoduliertes Signal 513 ausgibt.
Wenn eine mittlere Empfangsleistung Γ_r = 0 (oder eine Annäherung von ihr) durch eine Empfangsleistungsmessungseinheit 109 gemeldet wird, erfasst eine Übertragungsabschaltungs-Erfassungseinheit 514 eine Übertragungsabschaltung.
Hier werden die detaillierten Kalkulationsoperationen von jeder der Wahrscheinlichkeitsfunktionen λ_QPSK, λ_16QAM und λ_64QAM gemäß Gleichung (2) in der QPSK-Schätzungseinheit 503, 16QAM-Schätzungseinheit 504 und 64QAM-Schätzungseinheit 505 beschrieben.
Zuerst können die Quadratfehler d² _ML = d² _QPSK, d² _16QAM und d² _64QAM in dem Prozessdemodulationsoperationsprozess von dem QPSK-Demapper 506, 16QAM-Demapper 507 und 64QAM-Demapper 508 kalkuliert werden.
Dann kalkuliert die Empfangsleistungsmesseinheit 109 in dem Empfänger 103, der in 2 gezeigt wird, das mittlere CNR gleich der mittleren Empfangsleistung γ ^_r in Gleichung (2) zum Kalkulieren jeder Gewichtungsfunktion f(γ_ML, γ ^_r) unter Verwendung der folgenden Gleichung.
wobei γ ^_r(i) der Momentanwert der Empfangsleistung von jedem Symbol in einem Rahmen mit einer Rahmenlänge N_FL ist.
Dann kann aus Gewichtungsfunktionen f(γ_ML, γ ^_r) = f(γ_QPSK, γ ^_r) f(γ_16QAM, γ ^_r) und f(γ_64QAM, γ ^_r) in Gleichung (2) ein gutes Schätzungsleistungsverhalten eines Modulationspegels ML gemäß Gleichung (8) bis (10) und durch Definieren eines Verbindungsoperators, wie etwa eines Multiplikationsoperators, erhalten werden.
wobei γ der Maximalwert eines Schwellen-CNR ist, d.h. der Absolutwert von γ_64QAM.
Als ein Ergebnis können die QPSK-Schätzungseinheit 503, 16QAM-Schätzungseinheit 540 und 64QAM-Schätzungseinheit 505 Wahrscheinlichkeitsfunktionen λ_QPSK, λ_16QAM und λ_64QAM basierend auf einer mittleren Empfangsleistung γ_r, die von der Empfangsleistungs-Messungseinheit in dem Empfänger 103 gemeldet wird, kalkulieren (Gleichung (7)) und Gleichungen (11) bis 13), die aus Gleichungen (8) bis (10) und Gleichung (2) erhalten werden.
Aus den obigen Gleichungen ist zu sehen, dass in dieser bevorzugten Ausführungsform jede Wahrscheinlichkeitsfunktion ohne Messung eines Rauschpegels kalkuliert werden kann. Z.B. kann sie aus nur einem Empfangssignal-Stärkeindikator (RSSI) gemessen werden.
Falls z.B. (γ ^_r/γ) ≥ 1 ist, ist die Wahrscheinlichkeitsfunktion 64QAM (ML = 6); falls 1 > (γ ^_r/γ) ≥ 0,24 ist, ist die Wahrscheinlichkeitsfunktion 16QAM (ML = 4); falls 0,24 > (γ ^_r/γ) ≥ 0,048 ist, ist die Wahrscheinlichkeitsfunktion QPSK (ML = 2); falls 0,048 > (γ ^_r /γ) ist, ist die Übertragung abgeschaltet. In diesen Fällen hat der Modulationspegel ML ein günstiges Leistungsverhalten, wenn α = 0,6 und β = 8,0 sind.
Wenn das Schwellen-CNR auf einen Wert gesetzt ist, der 2 dB weniger (x 0, 6) ist, und falls (γ ^_r/γ) ≥ 0, 6 ist, ist die Wahrscheinlichkeitsfunktion 64QAM, und falls 0,6 > (γ ^_r/γ) ≥ 0,14 ist, ist die Wahrscheinlichkeitsfunktion 16QAM (ML = 4), falls 0,14 > (γ ^_r/γ) ≥ 0,029 ist, ist die Wahrscheinlichkeitsfunktion QPSK (ML = 2), und falls 0,029 > (γ ^_r/γ) ist, ist die Übertragung abgeschaltet. In diesen Fällen zeigt der Modulationspegel ML ein günstiges Leistungsverhalten, wenn α = 0,6/0,6 = 1,0 und β = 8,0*0,6 = 4,8 sind, wie in den obigen Fällen.
Falls die mittleren Rauschpegel von sowohl der Übertragung als auch dem Empfang die gleichen sind, ist es klar, dass da eine Messungssymboldauer adäquat über eine lange Dauer genommen werden kann (z.B. die obige Rahmenlänge N_FL), das Ver hältnis eines Schwellenpegels zu einem Empfangssignalpegel (γ ^_r/γ) das gleiche wie eine geschätzte mittlere Kanalverstärkung (g ^_FL) in einem Block ist, wie in Gleichung (14) angegeben. Falls eine geschätzte Kanalverstärkung (g ^(i)) in einem gewissen Verfahren erhalten werden kann, kann der Modulationspegel ML durch die folgende Gleichung ersetzt werden.
Falls die mittlere Empfangsleistung in einer Dauer, die länger als eine Variation ist, konstant ist, wenn ein Momentanwert variiert, ist es auch klar, dass ein mittlerer Durchsatz durch Setzen von Schwellwerten (relativer und fixierter Wert) entsprechend der mittleren Empfangsleistung konstant gehalten werden kann, aber nur, wenn die Empfangssignalpegelvariationen durch irgendeine Wahrscheinlichkeitsdichteverteilung reguliert werden können.
Hier wird eine Simulation für einen Rayleigh-Schwundkanal angenommen. Obwohl in einem praktischen System Pfadverlust oder Abschattung (shadowing) überlagert ist, können diese Faktoren weggelassen werden, da das Schätzungsverfahren eines Modulationspegels ML gemäß dieser bevorzugten Ausführungsform nur einem Empfangssignalpegel folgt.
7 zeigt sowohl Leistungsverhalten einer Schätzungsfehlerrate (EER) als auch Leistungsverhalten einer Bitfehlerrate in einem effektiven Block unter einer Annahme, dass α = 1,0, β = 5,0, eines Verhältnisses von maximalem Schwellen-CNR/mittlerer Leistung (S) von 0,6, eines mittleren Durchsatzes von 4,8 Bit/Symbol in den folgenden Fall:
Modulationsverfahren: Übertragungsabschaltung/QPSK/16QAM/ 64QAM
Zahl von Messungssymbolen: 30
Normalisierungsschwundfrequenz (fdTs): 0,001
8 zeigt sowohl Leistungsverhalten einer Schätzungsfehlerrate (EER) als auch Leistungsverhalten einer Bitfehlerrate in einem effektiven Block, unter einer Annahme, dass α = 1,0, β = 5,0, eines Verhältnisses von maximalem Schwellen-CNR/mittlerer Leistung (S) von 0,6, eines mittleren Durchsatzes von 4,8 Bit/Symbol in den folgenden Fall:
Modulationsverfahren: Übertragungsabschaltung/QPSK/16QAM/ 64QAM
Zahl von Messungssymbolen: 60
Normalisierungsschwundfrequenz (fdTs): 0,000125
Wie aus diesen Diagrammen klar gesehen wird, wurde eine Schätzungsgenauigkeit mit einem geringen CNR, das BER = 10^–2 erfüllt, was in der Qualität um mehr als drei Ziffern in einem SNR höher ist und 5 dB oder mehr in einem SNR-Verhältnis für Informationsbits ist, erhalten. Dies bedeutet, dass eine Rahmenfehlerrate (FER) wegen einem Schätzungsfehler keinen Einfluss auf die BER von Informationssignalen in dem Fall eines Rahmens von N_FL = 1000 Bits hat. Unter Betrachtung, dass mit dem angenäherten konventionellen Verfahren, wo Modulationspegelsignale unter Verwendung von Steuerbits übertragen werden, ein beträchtliches Maß von Redundanz erforderlich ist und eine beträchtliche Verringerung der Übertragungseffizienz nicht vermieden werden kann, ist es klar, dass ein System, das mit dieser bevorzugten Ausführungsform übereinstimmt, überlegen ist. Selbst wenn z.B. Steuersignale regelmäßig in einer QPSK übertragen werden, das einen Kanal mit der höchsten Qualität in einem SNR bereitstellt, muss unter den oben beschriebenen Bedingungen die Kanalqualität um 10 dB oder mehr verbessert werden. Eine Implementierung verursacht eine Erhöhung in der Redundanz, und dadurch wird eine Implementie rung unpraktisch, selbst wenn Fehlerkorrektur durchgeführt wird.
<Zweite bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung>
9 zeigt die Konfiguration der zweiten bevorzugten Ausführungsform des Empfängers 103 in dem System, das in 2 gezeigt wird. Komponenten, auf die in 9 verwiesen wird, die die gleichen Bezugszeichen verwenden, die in 6 verwendet werden, haben auch die gleichen Funktionen.
In der in 9 gezeigten Konfiguration implementieren eine QPSK-Schätzungseinheit 503, eine 16QAM-Schätzungseinheit 504 und eine 64QAM-Schätzungseinheit 505 die Kalkulation von jeder der Wahrscheinlichkeitsfunktionen λ_QPSK, λ_16QAM und λ_64QAM basierend auf Gleichung (3).
In 9 kalkuliert ein Durchschnittsdurchsatz-Messinstrument 801 einen mittleren Durchsatz für jeden vorgeschriebenen Block blk(i) basierend auf sowohl einem Empfangssignal 513, das von einem Datenselektor 111 ausgegeben wird, als auch einem Übertragungsabschaltungssignal, das von einer Übertragungsabschaltungs-Erfassungseinheit 514 ausgegeben wird, und meldet das angeordnete einer Schwellen-CNR-Kalkulationseinheit 802.
Die Schwellen-CNR-Kalkulationseinheit 802 meldet jedes der Schwellen-CNRs, γ_ML(blk(i)) = γ_QPSK(blk(i)), γ_16QAM(blk(i)) und γ_64QAM(blk (i)) entsprechend dem mittleren Durchsatz, der für jeden Block blk(i) gemeldet wird, der QPSK-Schätzungseinheit 503, 16QAM-Schätzungseinheit 504 bzw. 64QAM-Schätzungseinheit 505.
Jede der Schätzungseinheiten 503 bis 505 kalkuliert z.B. jede der Wahrscheinlichkeitsfunktionen λ_QPSK, λ_16QAM und λ_64QAM basierend auf jeweils Gleichungen (11) bis (13). In diesem Fall besteht Information, die von der Schwellen-CNR-Kalkulationseinheit 802 zu der QPSK-Schätzungseinheit 503, 16QAM-Schätzungseinheit 504 und 64QAM-Schätzungseinheit 505 gemeldet wird, nur aus dem Absolutwert γ(blk(i)) entsprechend dem mittleren Durchsatz, der für jeden Block blk(i) gemeldet wird.
<Dritte bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung>
10 zeigt die Konfiguration der dritten bevorzugten Ausführungsform des Empfängers 103 in dem System, das in 2 gezeigt wird. Komponenten, auf die in 10 verwiesen wird, die die gleichen Bezugszeichen verwenden, die in 6 in Bezug auf die erste bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, oder in 9 in Bezug auf die zweite bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden, haben auch die gleichen Funktionen.
In der in 10 gezeigten Konfiguration implementieren eine QPSK-Schätzungseinheit 503, eine 16QAM-Schätzungseinheit 504 und eine 64QAM-Schätzungseinheit 505 die Kalkulation von jeder der Wahrscheinlichkeitsfunktionen λ_QPSK, λ_16QAM und λ_64QAM basierend auf Gleichung (4).
In 10 kalkuliert ein Durchschnittsdurchsatz-Messinstrument 801 einen mittleren Durchsatz für jeden vorgeschriebenen Block blk(i) basierend auf sowohl dem Empfangssignal 513, das von dem Datenselektor 111 ausgegeben wird, als auch einem Übertragungsabschaltungssignal, das von der Übertragungsabschaltungs-Erfassungseinheit 514 ausgegeben wird, und meldet den Durchsatz einer Gewichtungsfunktions-Kalkulationseinheit 901.
Die Gewichtungsfunktions-Kalkulationseinheit 901 meldet jede der Gewichtungsfunktionen κ(blk(i)), ML) = κ(blk(i), QPSK), κ(blk(i), 16QAM) und κ(blk (i), 64QAM) entsprechend einem mittleren Durchsatz, der für jeden Block blk(i) gemeldet wird, der QPSK-Schätzungseinheit 503, 16QAM-Schätzungseinheit 504 bzw. 64QAM-Schätzungseinheit 505.
Jede der Schätzungseinheiten 503 bis 505 kalkuliert z.B. jeweils jede der Wahrscheinlichkeitsfunktionen λ_QPSK, λ_16QAM und λ_64QAM durch Multiplizieren jeder der rechten Seite von Gleichungen (11) bis (13) mit jeder der oben beschriebenen Gewichtungsfunktionen.

Claims

Ein Funkübertragungsverfahren zum flexiblen Schätzen auf einer Empfangsseite eines Modulationspegels, der für eine Übertragung von einer Übertragungsseite zu einer Empfangsseite verwendet wird, gemäß Bedingungen von Übertragungspfaden, wobei die Übertragungsleistung derart gesteuert wird, dass eine mittlere empfangene Leistung mindestens über eine Vielzahl von Blöcken konstant gehalten wird, umfassend die Schritte zum: Kalkulieren eines Quadratfehlers eines Minimalwertes von Abständen zwischen jedem Signalpunkt, der in einem Modulationspegel zu empfangen ist, und einem Signalpunkt eines empfangenen Signals für jeden Modulationspegel, wobei jeder Modulationspegel mit einem aus einer Vielzahl von unterschiedlichen Modulationsverfahren in Verbindung steht, wobei das Modulationsverfahren, das für Übertragungen von der Übertragungsseite zu der Empfangsseite verwendet wird, ausgewählt wird in der Übertragungsseite basierend auf einem mittleren empfangenen Leistungspegel eines Signals, das in der Übertragungsseite empfangen wird, und einem Schwellenrauschverhältnis, das mit jedem Modulationspegel in Verbindung steht zum Umschalten zwischen den Modulationsverfahren, wobei das Schwellenrauschverhältnis das geringste Rauschverhältnis ist, das für einen gegebenen Modulationspegel eine Zielbitfehlerrate erreicht; Messen des mittleren empfangenen Leistungspegels als ein Maß für ein mittleres Rauschverhältnis des empfangenen Signals; Kalkulieren eines Wahrscheinlichkeitswertes in jedem Modulationspegel durch Multiplizieren des Quadratfehlers, der in jedem Modulationspegel kalkuliert wird, mit einer Gewichtung basierend auf dem Schwellenrauschverhältnis, das mit dem Modulationspegel in Verbindung steht und dem mittleren empfangenen Leistungspegel; und Auswählen des Modulationspegels entsprechend dem maximalen Wahrscheinlichkeitswert aller der Wahrscheinlichkeitswerte in den Modulationspegeln.
Ein Funkübertragungsverfahren nach Anspruch 1, umfassend den Schritt zum: Messen eines mittleren Durchsatzes eines empfangenen Signals.
Ein Funkübertragungsverfahren nach Anspruch 1, umfassend den Schritt zum: Ändern von jedem Schwellenleistungspegel zum Umschalten von jedem Modulationspegel basierend auf dem mittleren Durchsatz.
Eine Funkübertragungseinrichtung zum flexiblen Schätzen eines Modulationspegels gemäß Bedingungen von Übertragungspfaden, wobei die Übertragungsleistung derart gesteuert wird, dass eine mittlere empfangene Leistung mindestens über eine Vielzahl von Blöcken konstant gehalten wird, umfassend: eine Schaltung (506, 507, 508) zum Kalkulieren des Quadratfehlers des Minimalwertes von Abständen zwischen jedem Signalpunkt, der in einem Modulationspegel zu empfangen ist, und einem Signalpunkt eines empfangenen Signals in jedem Modulationspegel, wobei jeder Modulationspegel mit einem aus einer Vielzahl von unterschiedlichen Modulationsverfahren in Verbindung steht, wobei das Modulationsverfahren, das für Übertragungen von der Übertragungsseite zu der Empfangsseite verwendet wird, in der Übertragungsseite ausgewählt wird basierend auf einem mittleren empfangenen Leistungspegel eines Signals, das in der Übertragungsseite empfangen wird, und einem Rauschverhältnis, das mit jedem Modulationspegel in Verbindung steht zum Umschalten zwischen den Modulationsverfahren, wobei das Schwellenrauschverhältnis das geringste Rauschverhältnis ist, das für einen gegebenen Modulationspegel eine Zielbitfehlerrate erreicht; eine Schaltung (109) zum Messen des mittleren empfangenen Leistungspegels als ein Maß für das Rauschverhältnis des empfangenen Signals; eine Schaltung (503, 504, 505) zum Kalkulieren eines Wahrscheinlichkeitswertes in jedem Modulationspegel durch Multiplizieren des Quadratfehlers, der in jedem Modulationspegel kalkuliert wird, mit einer Gewichtung basierend auf dem Schwellenrauschpegel, der mit dem Modulationspegel in Verbindung steht und dem mittleren empfangenen Leistungspegel; und eine Schaltung (509) zum Auswählen des Modulationspegels entsprechend dem maximalen Wahrscheinlichkeitswert aller der Wahrscheinlichkeitswerte in den Modulationspegeln.
Eine Funkübertragungseinrichtung nach Anspruch 4, umfassend: eine Schaltung (801) zum Messen eines mittleren Durchsatzes eines empfangenen Signals; eine Schaltung (802) zum Ändern von jedem Schwellenleistungspegel zum Umschalten eines Modulationspegels basierend auf einem mittleren Durchsatz.
Eine Funkübertragungseinrichtung nach Anspruch 4, umfassend: eine Schaltung (901) zum Melden von Gewichtungen entsprechend einem jeweiligen gemeldeten mittleren Durchsatz an eine jeweilige Modulationsschätzungseinheit (503, 504, 505); eine Schaltung (801) zum Messen eines mittleren Durchsatzes eines empfangenen Signals.