DE602004010505T2 - Bestimmung der qualität für eine drahtlose kommunikationsverbindung - Google Patents

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    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff

Description

  • GEBIET DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen Signalübertragungen in einer drahtlosen Datenübertragungsumgebung. Insbesondere betrifft die Erfindung die Qualitätsbestimmung von Datenübertragungsverbindungen, die verwendet werden, um codierte Signale zu senden.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • In adaptiven Datenübertragungssystemen wie UMTS, EDGE oder den 5-GHz-WLAN-Systemen (IEEE 802.11a, HiperLAN2 und Hsi-WANa) werden Übertragungsparameter wie Sendeleistung, Coderate und/oder Modulationsschema an die momentanen Bedingungen von Datenübertragungsverbindungen und insbesondere an Kanalbedingungen angepasst, um wirksamen Gebrauch von den verfügbaren Betriebsmitteln zu machen. Ein Hauptbestandteil in diesen Anpassungsschemata ist die sogenannte Kanalqualitätsinformation CQI (channel quality information) beziehungsweise das Datenübertragungsverbindungsqualitätsmaß LQM (link quality measurement). CQI und LQM stehen für eine Bewertung von Verbindungsparametern, wie Signal-Rausch-Verhältnis SNR (signal-to-noise ratio), Mehrwegabgriffsgewichte usw.
  • Ein spezifisches Problem von CQI ist die Fehlerratenvorhersage für Signalübertragungen über Mehrzustands-Datenübertragungsverbindungen, z. B. codierte Übertragungen über Mehrzustandskanäle. Der Ausdruck Mehrzustand bedeutet, dass sich während der Übertragung eines Signals oder von Abschnitten davon (z. B. eines Codeworts) unter Verwendung eines spezifischen Modulations- und Codierungsschemas (MCS) der Datenübertragungsverbindungs- oder Kanalzustand ändert. Im Falle des momentanen SNRs oder Signal-Störungs- Verhältnisses SIR (signal-to-interference ratio) kann dies durch
    Figure 00020001
    formal ausgedrückt werden, wobei SNRk das Datenübertragungsverbindungs-SNR (Kanalzustand) bezeichnet, das im Fall k erfahren wird, und N die Anzahl von betrachteten Signalabschnitten je gesendetes Signal (z. B. die Zahlensymbole je Codewort) ist. Hierbei werden die mittlere Leistung von Signalabschnitten (Codesymbolen) xk und Rauschabtastwerte zk als gleich eins angenommen.
  • Es gibt zahlreiche Beispiele, in welchen diese Mehrzustands-Datenübertragungsverbindungen auftreten. Drei häufige Situationen werden im Folgenden kurz erwähnt:
    • – Übertragung über zeitselektive,
    • – frequenzselektive und
    • – raumselektive Kanäle.
  • Ein Beispiel für die Übertragung über eine zeitselektive Datenübertragungsverbindung ist die Übertragung über die physikalische Schicht von UMTS. Im Allgemeinen führt die 5-MHz-Bandbreite von UMTS auch zu einem frequenzselektiven Kanal. Die Informationen werden im Zeitbereich codiert und derart organisiert, dass die eingehenden Informationen gruppiert, codiert und in sogenannten Übertragungszeitintervallen TTI (transmission time interval) unterschiedlicher Längen (z. B. 10, 20, 40 oder 80 ms) gesendet werden.
  • Ein TTI entspricht direkt einem Codewort. Die empfangenen TTI-Symbole oder Softbits nach der Rake-Kombination werden als Decodereingabe genommen. Das Kanal-SNR oder entsprechend der Kanalzustand, der durch diese Symbole erfahren wird, ändert sich im Allgemeinen im Zeitablauf. Der Änderungsgrad hängt von der Vehikelgeschwindigkeit ab.
  • Ein Beispiel für die Zeitselektivität eines UMTS-Kanals ist in 1 abgebildet. Dies ist ein Speicherauszug für eine Vehikelgeschwindigkeit von 120 km/h bei einer Trägerfrequenz von 2 GHz bei Annahme eines gleichmäßigen Schwunds. Die Kreise kennzeichnen den Anfang der sogenannten Schlitze, deren Länge 10/15 ms beträgt. Die SNR-Werte, die den abgebildeten Kreisen entsprechen, können die Kanalzustände SNRk bilden. Es ist zu erwähnen, dass die SNR-Werte derart normalisiert sind, dass der Mittelwert eins (0 dB) entspricht.
  • Die OFDM-Übertragung ist ein Beispiel für eine Übertragung über einen frequenzselektiven Kanal. IEEE802.11a kann als eines der verschiedenen Systeme erwähnt werden, die OFDM anwenden. Beim OFDM werden die Informationen codiert und auf Frequenzzwischenträger abgebildet. Üblicherweise wird es in Szenarien mit großen Verzögerungsverbreiterungen in Bezug auf die Rückübertragungsbandbreite angewendet, was bedeutet, einen frequenzselektiven Kanal über die Übertragungsbandbreite zu haben. Daher haben die empfangenen Zwischenträgersymbole nach der Demodulation im Allgemeinen verschiedene Schwundamplituden erfahren. Der Grad des Zwischenträgerschwunds hängt von der Verzögerungsverbreiterung und den Abgriffsgewichten der momentanen Kanalimpulsantwort ab.
  • Ein Beispiel für die Frequenzselektivität eines IEEE802.11a Kanals ist in 2 abgebildet. Dies ist ein Speicherauszug für eine RMS-Verzögerungsverbreiterung von 150 ns, welche die Annahme für das Kanalmodell C ist, das im IEE.802.11a Standardisierungsprozess verwendet wird. Die IEEE802.11a Kanalbandbreite beträgt 20 MHz, und das Band ist in 64 Unterkanäle geteilt. Die Kreise kennzeichnen die Position der einzelnen Zwischenträger. Die SNR-Werte je Zwischenträger bilden normalerweise die Kanalzustände SNRk. Abermals sind die SNR-Werte derart normalisiert, dass der Mittelwert eins entspricht.
  • MIMO-Übertragungsschemata des BLAST-Typs können als ein Beispiel für einen raumselektiven Kanal erwähnt werden. Dabei werden die (potenziell physikalisch verfügbaren) parallelen MIMO-Kanäle durch parallele Sendeströme oder -schichten gespeist. Diese Schichten können gemeinsam durch einen Code codiert und danach räumlich gemultiplext werden. Die Übertragung über den MIMO-Kanal führt zu Störschichten. Wird ein frequenzflacher Kanal angenommen und ein linearer MMSE-Detektor auf den Empfangssignalvektor angewendet, um die räumliche Störung zu unterdrücken, erfahren die Symbolströme am Detektorausgang, welche dem Decoder als Softbits zugeführt werden, im Allgemeinen verschiedene Kanalzustände in Form der Detektorausgangs-SNRs. Dies kann als Kanal gesehen werden, der sich über den Raum oder die Schichten ändert. Der Änderungsgrad hängt hauptsächlich von der räumlichen Korrelation des MIMO-Kanals und auch vom Mehrwegprofil ab.
  • Ein Beispiel für die Raumselektivität eines MIMO-Kanals ist in 3 abgebildet. Dies ist ein typischer Speicherauszug für einen flachen und unkorrelierten 4 × 4 MIMO-Kanal. Die Sendeantennenströme oder -schichten werden am Empfänger mittels eines linearen MMSE-Detektors getrennt. Das in der Figur dargestellte SNR ist das SNR am Detektorausgang. Die SNR-Werte je Schicht bilden normalerweise die Kanalzustände SNRk. Die SNR-Werte sind derart normalisiert, dass der Mittelwert eins entspricht.
  • In Mehrzustands-Datenübertragungsszenarien wie den zuvor erwähnten besteht ein Bedarf an einem Verfahren und einem Empfänger, die es ermöglichen, die Qualität einer drahtlosen Datenübertragungsverbindung genau zu bestimmen.
  • Die Patentanmeldung US 2002/0099985 betrifft ein Verfahren zur Schätzung von Fehlerraten für empfangene Datenübertragungen in digitalen Kommunikationssystemen, wie beispielsweise einem Funktelefon-Kommunikationssystem. Die Fehlerra ten werden auf der Basis einer Anzahl von Verarbeitungswiederholungen geschätzt, die im Empfänger an empfangenen Symbolfolgen durchgeführt werden, um Datenfolgen aus den Symbolfolgen bereitzustellen. Unter Verwendung einer exponentiellen Mittelwertbildung für das Vergessen kann der Fehlerschätzer verschiedene mittlere Anzahlen von Verarbeitungswiederholungen mit der aktuellen Anzahl kombinieren. Die Anmeldung US 2002/0099985 ermöglicht jedoch keine geeignete Fehlerratenvorhersage für Signalübertragungen über Mehrzustands-Datenübertragungsverbindungen.
  • KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
  • Um diesen Bedarf zu decken, stellt die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Bestimmen der Qualität einer drahtlosen Datenübertragungsverbindung auf der Basis eines codierten Signals bereit, das über die Datenübertragungsverbindung gesendet wird und das wenigstens zwei Signalabschnitte enthält, die verschiedene Zustände eines oder mehrerer Übertragungskanäle erfahren. Das Verfahren umfasst den Schritt des Bereitstellens von einzelnen Kanalqualitätswerten für die verschiedenen Kanalzustände und den Schritt des Bestimmens eines Qualitätsmaßes, das für die Verbindungsqualität bezeichnend ist, durch Mitteln der einzelnen Kanalqualitätswerte im exponentiellen Bereich.
  • Die vorliegende Erfindung kann in verschiedenen Gebieten verwendet werden. Sie kann zum Beispiel im Zusammenhang mit der Fehlerratenschätzung für codierte Übertragungen über Mehrzustands-Datenübertragungsverbindungen eingesetzt werden. Wie bereits erwähnt wurde, bedeutet der Ausdruck Mehrzustand, dass sich während der Dauer einer Signalübertragung ein Kanalzustand, z. B. das (momentane) Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) oder Signal-Störungs-Verhältnis (SIR), ändert. Dies kann von zeitveränderlichen Kanalbedingungen, von frequenzselektiven Bedingungen oder von einem raumselektiven Verhalten herrühren.
  • Das Problem des Schätzens (z. B. Vorhersagens) der Fehlerraten stellt sich in vielen Anwendungen, wie beispielsweise Kanalqualitätsmessung und auf der Basis davon Verbindungsqualitätsbewertung zur Verbindungsanpassung, Leistungssteuerung, Verbindung-System-Schnittstellenmodellierung, Prüfung von Simulationsergebnissen usw. Die vorliegende Erfindung kann als eine Basis für die Bestimmung von geeigneten Maßen dienen, die in solchen Anwendungen erforderlich sind.
  • Die einzelnen Kanalqualitätswerte können auf verschiedene Weise bereitgestellt werden. Sie können zum Beispiel aus (vordefinieren) Pilotsignalen erhalten werden, die vor der tatsächlichen Datenübertragung gesendet werden.
  • Zur Mittelwertbildung der einzelnen Kanalqualitätswerte können verschiedene Mittelwertfunktionen verwendet werden. Als Beispiele können nichtlineare (z. B. logarithmische oder nichtlogarithmische) oder lineare Mittelwertfunktionen erwähnt werden. Während der Mittelwertbildung können die einzelnen Kanalqualitätswerte durch einzelne Wahrscheinlichkeitsmaße gewichtet werden. Die Wahrscheinlichkeitsmaße können die Kanalzustände kennzeichnen.
  • Die Bestimmung des Qualitätsmaßes kann gemäß
    Figure 00060001
    erfolgen, wobei
    • γeff
    das Qualitätsmaß ist,
    γk
    die einzelnen Kanalqualitätswerte sind,
    N
    die Anzahl von Signalabschnitten ist, die im gesendeten Signal enthalten sind,
    pk
    Wahrscheinlichkeitsmaße für einzelne Kanalqualitätswerte sind, und
    α und β
    optionale Korrekturfaktoren sind (die 1 entsprechen können).
  • Wenigstens eines vom Qualitätsmaß und den einzelnen Kanalqualitätswerten kann in Abhängigkeit vom Codierungsschema und/oder Modulationsschema, die für das codierte Signal verwendet werden, angepasst werden. Zum Beispiel kann ein erster Korrekturterm, der mit einem bestimmten Codierungsschema assoziiert ist, verwendet werden. Der erste Korrekturterm kann so gewählt werden, dass eine Abweichung eines Qualitätsmaßes, das für eine Bezugsdatenübertragungsverbindung bestimmt wird, von einem Qualitätsmaß, das für eine tatsächliche Datenübertragungsverbindung bestimmt wird, für eine Zielverbindungsqualität (z. B. eine Rahmenfehlerrate FER (frame error rate) oder eine Bitfehlerrate BER (bit error rate)) minimal ist. Alternativ oder zusätzlich kann ein zweiter Korrekturterm eingesetzt werden, der mit einem bestimmten Modulationsschema assoziiert ist, das zum Senden des Signals über die Datenübertragungsverbindung eingesetzt werden kann. Der zweite Korrekturterm kann von den euklidischen Abstandsunterschieden des gewählten Modulationsschemas in Bezug auf das Modulationsschema einer binären Phasenumtastung BPSK (binary Phase shift keying) oder jedes andere Modulationsschema anhängen.
  • Wenn ein oder mehr Korrekturterme zu verwenden sind, kann das Qualitätsmaß gemäß
    Figure 00070001
    bestimmt werden, wobei
    • γeff
    das Qualitätsmaß ist,
    γk
    die einzelnen Kanalqualitätswerte sind,
    N
    die Anzahl von Signalabschnitten ist, die im gesendeten Signal enthalten sind,
    pk
    Wahrscheinlichkeitsmaße für einzelne Kanalqualitätswerte sind,
    γcod
    der erste Korrekturterm ist, der mit einem bestimmten Codierungsformat assoziiert ist, und
    γmod
    der zweite Korrekturterm ist, der mit einem bestimmten Modulationsschema assoziiert ist.
  • Es ist zu erwähnen, dass in der zuvor dargelegten Formel γcod oder γmod 1 entsprechen können.
  • Ein Verbindungsqualitätsparameter (z. B. eine geschätzte FER oder BER) für die Datenübertragungsverbindung kann auf der Basis des Qualitätsmaßes abgeleitet werden. Der Verbindungsqualitätsparameter kann auf verschiede Weise bestimmt werden. Gemäß einer ersten Variante kann er aus einer Nachschlagetabelle bestimmt werden, die Qualitätsmaße mit Verbindungsqualitätsparametern assoziiert. Gemäß einer weiteren Variante kann eine Berechnungsroutine verwendet werden, um den Verbindungsqualitätsparameter aus dem Qualitätsmaß abzuleiten.
  • Das Qualitätsmaß oder ein davon abgeleiteter Parameter kann an einen Sender des codierten Signals zurückgesendet werden. Demnach kann eine Steuerungsschleife hergestellt werden, z. B. für eine Verbindungsanpassung in Abhängigkeit vom Qualitätsmaß oder dem davon abgeleiteten Parameter. Während der Verbindungsanpassung kann das Codierungsschema, das Modulationsschema oder die Sendeleistung des Signals, das über die Datenübertragungsverbindung zu senden ist, gesteuert werden. Die Leistungssteuerung kann eine einzige Leistungssteuerungsschleife oder zwei oder mehr verschachtelte Leistungssteuerungsschleifen umfassen.
  • Im Falle einer einzigen Leistungssteuerungsschleife kann ein Anpassen der Datenübertragungsverbindung eine Innenschleifenleistungssteuerung umfassen, die auf dem Qualitätsmaß oder dem davon abgeleiteten Parameter basiert. Gemäß einer Variante wird eine Außenschleifenleistungssteuerung zum Steuern eines Sollwerts (z. B. eines Zielverbindungsqualitätsparameters) der Innenschleifenleistungssteuerung weggelassen. Als eine alternative Variante ist es möglich, die Außenschleifenleistungssteuerung aufrechtzuerhalten, aber wenigstens eines von einer Schrittgröße und einem Zyklus einer Außenschleifenleistungssteuerung zu reduzieren. Diese beiden Varianten verbessern die Systemkapazität, da die Systemkapazität, die für die Außenschleifenleistungssteuerung verwendet wird, freigegeben der wenigstens reduziert werden kann.
  • Das Qualitätsmaß oder ein davon abgeleiteter Parameter kann im Zusammenhag mit einem Zuteilen einer Sendeleistung zu Signalwiederholungssendungen verwendet werden. Solche Wiederholungssendungen werden zum Beispiel durchgeführt, wenn eine Inkrementalredundanztechnik (wie eine paketbasierte Hybrid-ARQ-Technik) implementiert ist. Eine Signalwiederholungssendung braucht nicht unbedingt eine strikte Wiederholung des Ursprungssignals zu sein. Zum Beispiel kann eine weitere Redundanz in das wieder gesendete Signal eingefügt werden (wie dies bei der Hybrid-ARQ der Fall ist).
  • Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft ein vollständiges oder teilweises Ersetzen von aktuellen Übertragungsbetriebsmitteln (d. h. einzelnen Frequenzen, Antennen, Zeitschlitzen usw.), wenn das Qualitätsmaß oder ein davon abgeleiteter Parameter eine vordefinierte Bedingung er füllt, d. h. aus einem vordefinierten Bereich ist oder unter eine vordefinierte Schwelle fällt.
  • Die einzelnen Kanalqualitätswerte können für Symbole eines Codeworts erhalten werden, das durch das Signal übertragen wird, d. h. sie können symbolbasiert erhalten werden. Die Symbole können OFDM-Symbole oder Teile davon sein.
  • Die einzelnen Kanalqualitätswerte können verschiedene Parameter betreffen. Sie können zum Beispiel für Signal-Rausch-Verhältnisse oder Signal-Störungs-Verhältnisse oder beide bezeichnend sein.
  • Die vorliegende Erfindung kann als Software, als eine Hardwarelösung oder als eine Kombination davon implementiert werden. Demnach betrifft die Erfindung auch ein Computerprogrammprodukt mit Programmcodeabschnitten zum Durchführen der einzelnen Schritte der Erfindung, wenn das Computerprogrammprodukt auf einer oder mehr Datenverarbeitungseinheiten des Kommunikationsnetzes ausgeführt wird. Eine oder mehr Datenverarbeitungseinheiten können Teil eines Transcoders oder gemeinsam damit untergebracht sein. Das Computerprogrammprodukt kann auf einem computerlesbaren Aufzeichnungsmedium gespeichert sein.
  • In Bezug auf eine Hardware-Implementierung betrifft die Erfindung einen Empfänger mit einer Funktionalität zum Bestimmen der Qualität einer drahtlosen Datenübertragungsverbindung, die ein oder mehr Übertragungskanäle mit zwei oder mehr verschiedenen Kanalzuständen umfasst. Der Empfänger umfasst eine oder mehr Komponenten zum Bereitstellen von einzelnen Kanalqualitätswerten für die verschiedenen Kanalzustände und zum Bestimmen eines Qualitätsmaßes, das für die Verbindungsqualität bezeichnend ist, durch Mitteln der Übertragungsqualitätswerte im exponentiellen Bereich. Der Empfänger kann ferner eine Einheit zum Erzeugen eines Signals umfassen, welches das Qualitätsmaß oder einen davon abgeleiteten Parameter enthält und das an einen Sender des Signals zu senden ist.
  • Gemäß einem weiteren Aspekt betrifft die Erfindung eine Datenübertragungsumgebung, die den Empfänger und eine Steuereinheit zum Anpassen der Datenübertragungsverbindung in Abhängigkeit vom Qualitätsmaß oder einem davon abgeleiteten Parameter umfasst. Die Steuereinheit kann auf der Seite des Empfängers (z. B. in den Empfänger integriert) oder auf der gegenüberliegenden Seite, d. h. auf der Seite, auf der das codierte Signal erzeugt wurde, angeordnet sein.
  • Die Steuereinheit kann so konfiguriert sein, dass sie ein Leistungssteuerungsschema implementiert. In solch einem Fall kann die Datenübertragungsverbindung ferner eine einzige (innere) Leistungssteuerschleife umfassen, welche auf einem Vergleich des Qualitätsmaßes oder eines davon abgeleiteten Parameters mit einem statischen Zielwert (Sollwert) basiert.
  • Die Steuereinheit kann so konfiguriert sein, dass sie die Datenübertragungsverbindung auf der Basis einer Schätzung einer mittleren Signalleistung für Signale anpasst, die über die Datenübertragungsverbindung zu senden sind. Alternativ oder zusätzlich kann die Steuereinheit so konfiguriert sein, dass sie Sendebetriebsmittel vollständig auswählt oder die aktuellen Sendebetriebsmittel teilweise ersetzt, wenn das Qualitätsmaß oder ein davon abgeleiteter Parameter eine vordefinierte Bedingung erfüllt, d. h. aus einem vordefinierten Bereich ist oder unter eine vordefinierte Schwelle fällt.
  • Es ist zu betonen, dass die vorliegende Erfindung auch für eine effiziente Schnittstelle zwischen Verbindungs- und Systemsimulationen nützlich ist. Außerdem kann sie als ein leicht zu handhabendes Mittel zum Prüfen von Verbindungssimulationsergebnissen dienen.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • In der folgenden Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen wird auf die beiliegenden Zeichnungen Bezug genommen, wobei:
  • 1 bis 3 verschiedene Kanalzustände schematisch veranschaulichen;
  • 4 ein Blockdiagramm veranschaulicht, das die wesentlichen Schritte darstellt, die der Erfindung zugrunde liegen;
  • 5 eine schematische Darstellung ist, welche die Soft-bit-Informationen gegenüber SNR veranschaulicht;
  • 6 eine schematische Darstellung ist, die einen Mehrzustandskanal MS1 beispielhaft veranschaulicht;
  • 7 eine schematische Darstellung ist, welche die Vorteile des Exponential-ESM-Ansatzes gemäß der Erfindung veranschaulicht;
  • 8 eine Tabelle ist, die geeignete Korrekturterme für verschiedene Modulationsschemata darstellt;
  • 9 und 10 schematische Darstellungen sind, welche die Vorteile des Exponential-ESM-Ansatzes mit zusätzlichen Korrekturfaktoren gemäß der Erfindung veranschaulichen;
  • 11 und 12 Tabellen sind, die verschiedene Aspekte der Erfindung veranschaulichen;
  • 13 bis 25 schematische Darstellungen zeigen, welche die Vorteile des Exponential-ESM-Ansatzes gemäß der Erfindung für verschiedene Übertragungsszenarien veranschaulichen;
  • 26 ein Blockdiagramm ist, das eine beispielhafte Datenübertragungsumgebung gemäß der Erfindung darstellt.
  • BESCHREIBUNG VON BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • In der folgenden Beschreibung sind zu Veranschaulichungszwecken und ohne Einschränkung spezifische Einzelheiten dargelegt, wie beispielsweise bestimmte Ausführungsformen, Signalformate usw., um ein umfassendes Verständnis der vorliegenden Erfindung zu vermitteln. Für einen Fachmann ist zu erkennen, dass die vorliegende Erfindung in anderen Ausführungsformen realisiert werden kann, die von diesen spezifischen Einzelheiten abzuweichen. Insbesondere ist, obwohl die folgende Ausführungsform anschließend im Zusammenhang mit einem beispielhaften Verbindungsqualitätsschätzungsschema beschrieben wird, die vorliegende Erfindung nicht auf solch eine Implementierung beschränkt. Sie kann in jeder drahtlosen Datenübertragungsumgebung verwendet werden, die eine Übertragungsqualitätsbestimmung benötigt. Außerdem ist für Fachleute zu erkennen, dass die Funktionen, die im Folgenden erläutert werden, unter Verwendung einer einzelnen Hardwareschaltungsanordnung, unter Verwendung von Software, die in Verbindung mit einem programmierten Mikroprozessor oder einem Allzweckcomputer funktioniert, unter Verwendung einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung ASIC (application specific integrated circuit) und/oder unter Verwendung eines oder mehrerer Digitalsignalprozessoren (DSP) implementiert sein können.
  • Um das Verständnis der vorliegenden Erfindung zu fördern, werden bevorzugte Ausführungsformen zum Bestimmen der Übertragungsqualität einer Datenübertragungsverbindung unter Bezugnahme auf eine Fehlerratenvorhersage auf Mehrzustands-Datenübertragungsverbindungen beschrieben, die ein sogenanntes effektives SNR einsetzt. Daher steht die im Folgenden verwendete Ausdrucksweise im Einklang mit der allgemein dabei verwendeten Terminologie, z. B. wird Kanal verwendet, um eine Datenübertragungsverbindung im Sinne des Vorhergesagten zu bezeichnen.
  • Das Prinzip des effektiven SNRs ist in 4 dargestellt.
  • Die Mehr zustands-Datenübertragungsverbindung kann durch einen Vektor von SNR-Werten gekennzeichnet werden: SN μR = [SNR1, ..., SNRN] (1.2)
  • Wie bereits erwähnt, gibt es zahlreiche Möglichkeiten, von welchen solche Mehrzustandskanäle herrühren können. Der Leitgedanke hinter der Effektiv-SNR-Abbildung ESM (effective SNR mapping) ist, dass das Vektor-SNR von mehrfachen SNRs, das eine vollständige Kanalbeschreibung oder -charakterisierung bereitstellt, auf einen einzigen SNR-Wert abgebildet wird, die skalare Beschreibung einer Datenübertragungsverbindung. Das Ziel ist, SNReff so zu wählen, dass die Fehlerratenleistung des betrachteten MCS für die Übertragung über den statischen AWGN-Kanal (d. h. Kanal mit einem mittleren weißen gaußschen Rauschen, der einen konstanten Zustand SNR = 1 aufweist), der durch SNR = SNReff gekennzeichnet ist, mit der für eine Übertragung über den Mehrzustandskanal übereinstimmt, der durch das Vektor-SNR gekennzeichnet ist.
  • Daher wird die Leistung der codierten Übertragung über Mehrzustandskanäle in Form der AWGN-Leistung ausgedrückt. Da die Art und Weise, wie mehrfache Kanalzustände innerhalb eines Codeworts genutzt werden, von den Codemerkmalen abhängen, ist die Effektiv-SNR-Abbildung im Allgemeinen codeabhängig oder MCS-spezifisch.
  • In den beschriebenen Ausführungsformen wird die ESM-Regel an den verwendeten Kanalcode angepasst. Diese Anpassung kann als FERMS(SN μR) = FERA(SNReff), wobei SNReff = ESM(SN μR) (1.3)definiert werden. Ohne Beschränkung der Allgemeinheit wird hier die Rahmenfehlerrate (FER) als ein Beispiel für die gewünschte Fehlerratenvorhersage genommen. FERMS(SNR) ist die FER auf einem Mehrzustandskanal, der durch SNR beschrieben wird, und FEReff bezeichnet die FER auf einem Ein-Zustands(AWGN)-Kanal mit SNR = SNReff. ESM(SNR) stellt die Abbildung des Vektor-SNRs auf das skalare SNReff bereit.
  • Um Gleichung 1.3 zu erfüllen, müssen zwei Probleme gelöst werden. Erstens muss die AWGN-Leistung des betrachteten MCSs bekannt sein, was mithilfe einer Simulation oder sogar einer analytischen Berechnung (für Faltungscodes) erreicht werden kann. Zweitens ist eine Effektiv-SNR-Abbildung abzuleiten, die eine genaue Fehlerratenvorhersage ermöglicht.
  • Mögliche ESM-Verfahren sind die lineare und die logarithmische ESM, welche auf dem linearen beziehungsweise logarithmischen mittleren SNR basieren.
  • Die lineare ESM ist durch
    Figure 00150001
    definiert, wobei E{.} der Operator für den erwarteten Wert ist.
  • Im Wesentlichen eignet sich die lineare ESM für kleinere SNR-Änderungen und ist im niedrigen SNR-Bereich besser geeignet. Der Grund dafür ist, dass hohe SNR-Werte infolge des linearen Mittelwerts ziemlich stark gewichtet werden. Dies spiegelt jedoch nicht die Codemerkmale wider, das es vom Gesichtspunkt des Codes ein bestimmtes Schwellen-SNR gibt, über dem hinaus der Kanal als zuverlässig angesehen werden kann. Infolgedessen sollten SNR-Werte über solch einer Schwelle gleich gewichtet sein, wohingegen für die lineare ESM diese höheren SNR-Werte die Abbildung dominieren.
  • Die logarithmische ESM ist durch
    Figure 00160001
    definiert. Hierbei bezeichnet exp(.) die Exponentialfunktion und log(.) den natürlichen Logarithmus. Die für die lineare ESM skizzierten Argumente gelten auch für die logarithmische ESM. Die Überschätzung von hohen SNR-Werten ist für die logarithmische ESM weniger schwerwiegend, da die Gewichtung nur logarithmisch wächst. Aber die logarithmische ESM weist ein zusätzliches Problem bezüglich niedriger SNRs auf. Gemäß der logarithmischen ESM werden niedrige SNR-Werte stark gewichtet (mit negativem Vorzeichen). Vom Gesichtspunkt des Codes gibt es ein bestimmtes Schwellen-SNR, unter dem der Kanal als unzuverlässig angesehen werden kann, nämlich als ein auslöschender Kanal.
  • Im Folgenden wird die Chernoff-Vereinigungsschranke verwendet, um Beziehungen zwischen Ein-Zustands- und Mehrzustandskanälen ungeachtet der beteiligten Codewortabstände abzuleiten. Dies ist die Basis für die Exponential-ESM und wird im folgenden Abschnitt näher ausgeführt.
  • Die Vereinigungsschranke für die codierte Binärübertragung und die Maximum-Likelihood-Decodierung ist durch
    Figure 00160002
    gegeben, wobei
    • – Pe(ES/N0) die Wahrscheinlichkeit eines Entscheidens zugunsten eines falschen Codeworts ist, wenn das Kanalsymbol-SNR ES/N0 entspricht,
    • – Es die mittlere Energie je gesendetes Symbol ist,
    • – N0 die Rauschleistungsdichte ist,
    • – dmin der minimale Hamming-Abstand des Binärcodes ist,
    • – ad die Anzahl von Codewörtern mit Hamming-Gewicht d ist, und
    • – P2(d, ES/N0) die paarweise Fehlerwahrscheinlichkeit eines Entscheidens zugunsten eine Codeworts beim Hamming-Abstand d ist, wenn das Kanalsymbol-SNR ES/N0 entspricht.
  • Die Vereinigungsschranke, wie zuvor dargelegt, nimmt einen linearen Binärcode an, was bedeutet, dass die Abstandsverteilung von jedem Codewort aus betrachtet dieselbe ist. Infolgedessen genügt es, die Hamming-Gewichts-(statt Abstands-)Verteilung des Codes zu berücksichtigen, was der Annahme entspricht, dass das Nur-Nullen-Codewort gesendet wird.
  • Das Kernelement des zuvor dargelegten Vereinigungsschrankenausdrucks ist die paarweise Fehlerwahrscheinlichkeit PEP (pairwise error probability) P2(d, ES/N0). Sie lautet für BPSK-Übertragung über einen AWGN-Kanal und Maximum-Likelihood-Decodierung
    Figure 00170001
    wobei
    Figure 00170002
    die Q-Funktion ist, eine Ableitung der komplementären gaußschen Fehlerfunktion erfc(x), und
    –γ = ES/N0 als Abkürzung für das Symbol-SNR eingeführt ist.
  • In der Praxis kann die Maximum-Likelihood-Decodierung durch den Viterbi-Faltungsdecoder erreicht und durch den iterativen Turbodecoder angenähert werden. Bei Anwenden der Chernoff-Schrankentechnik ist die obere Schranke bei der Q-Funktion durch
    Figure 00180001
    gegeben. Dies führt zur oberen Schranke bei der PEP P2(d, γ) = Q(√2γd) ≤ e–γl = P2,Chernoff(d, γ), (2.4)wobei der Ausdruck P2,Chernoff(d, γ) die Chernoff-Schranke bei P2(d, γ) bezeichnet. Für den Ein-Zustands-Kanal, der bis hierher in der Ableitung betrachtet wurde, kann festgestellt werden, dass: P2,Chernoff(d, γ) = e–γd = (e–γ)d = [P2,Chernoff (1, γ)]d, (2.5)was bedeutet, dass die Chernoff-beschränkte PEP direkt mit der Chernoff-beschränkten (uncodierten) Symbolfehlerwahrscheinlichkeit gekoppelt ist. Daher hängt die Chernoffbeschränkte Fehlerwahrscheinlichkeit P2,Chernoff(γ) nur von der Gewichtsverteilung des Codes und der Chernoff-beschränkten (uncodierten) Symbolwahrscheinlichkeit ab, nämlich:
    Figure 00180002
  • Es besteht keine weitere Notwendigkeit, die paarweisen Fehlerwahrscheinlichkeiten explizit für alle betrachteten Gewichte d einzeln zu berechnen. Dieses Merkmal spielt eine entscheidende Rolle beim Definieren der Exponential-ESM im Folgenden.
  • Die Prinzipien der Chernoff-Vereinigungschranke für Mehrzustandskanäle werden nun anhand des einfachen Beispiels des Zwei-Zustands-Kanals erläutert. Das Ergebnis kann problemlos auf Mehrzustandskanäle ausgedehnt werden. Der Zwei-Zustands-Kanal kann durch den SNR-Vektor γ μ = [γ1, γ2] (2.7)gekennzeichnet werden. Im Allgemeinen können die beiden Zustände mit einer ungleiche Häufigkeit oder Wahrscheinlichkeit über das Codewort betrachtet eintreten. Daher ist die Wahrscheinlichkeit pk als Häufigkeitswahrscheinlichkeit innerhalb der Codewortlänge für den SNR-Wert γk, k = 1, 2, definiert, wodurch p1 + p2 = 1. Außerdem können die SNR-Werte als unabhängig voneinander angenommen werden, was in der Praxis einen entsprechenden Verschachteler erfordert. Betrachten wir zwei beliebige Codewörter mit Hamming-Abstand d. Der SNR-Wert, entweder γ1 oder γ2, der mit jedem der d-Differenzsymbole assoziiert ist, hängt von der jeweiligen Symbolposition ab. Das bedeutet, die genaue PEP für diese 2 Codewörter im Falle eines 2-Zustands-Kanals hängt nicht mehr nur vom Abstand d ab, sondern auch von der Position der d-Differenzsymbole. Demnach würde der Vereinigungsschrankenansatz im klassischen Sinne, dass alle Codewortpaare verglichen werden, eine detaillierte Codekenntnis über Bitpositionen erfordern, und dies ist in der Praxis nicht durchführbar. Eine Lösung für dieses Problem ist, die mittlere PEP zu verwenden, die über alle möglichen Positionen der d-Differenzsymbole gemittelt wird. Dies entspricht dem Mittel über alle möglichen Fälle, wie die SNR-Werte γ1 und γ2 unter den d-Differenzsymbolen verteilt sein können. Die Chernoff-beschränkte PEP kann als
    Figure 00200001
    ausgedrückt werden. Zur Erläuterung stellen p1i pd-i2 die Wahrscheinlichkeit dar, dass i der d-Differenzsymbole mit γ1 assoziiert sind und die restlichen (d – i) mit γ2. Es gibt ( d / i)solcher Ereignisse, und exp[–(iy1 + (d – i)γ2] ist die Chernoff-beschränkte PEP für solch ein Ereignis.
  • Ein Umformen von Gleichung (2.8) und Anwenden des binomischen Lehrsatzes ergibt:
    Figure 00200002
  • Der Term in Klammer ist die gemittelte Chernoff-beschränkte Symbolfehlerwahrscheinlichkeit auf dem Zwei-Zustands-Kanal. Daher kann nachgewiesen werden, dass die Beziehung in Gleichung (2.5), die für den Ein-Zustands-Kanal ermittelt wurde, auch auf dem Zwei-Zustands-Kanal gültig ist: P2,Chernoff(d,[γ1, γ2]) = [P2,Chernoff(1, [γ1, γ2])]d. (2.11)
  • Durch Anwenden des polynomischen Lehrsatzes kann gezeigt werden, dass dasselbe Ergebnis für den Mehrzustandskanal gültig ist: P2,Chernoff(d, γ) = [P2,Chernoff(1, γ μ]d. (2.12)
  • Dieses Merkmal der Chernoff-beschränkten PEP wird im Folgenden genutzt, um die Exponential–ESM abzuleiten.
  • Das Ziel ist, einen effektiven SNR-Wert γeff eines entsprechenden Ein-Zustands-Kanals zu ermitteln, so dass die Chernoff-beschränkte Fehlerwahrscheinlichkeit der auf dem Mehrzustandskanal entspricht: Pe,Chernoff(γeff ) = Pe,Chernoff(γ μ). (2.13)
  • Aufgrund des in Gleichung (2.12) dargelegten Merkmals wird dieses Ziel durch Übereinstimmen der jeweiligen Chernoff-beschränkten Symbolfehlerwahrscheinlichkeiten erreicht: P2,Chernoff(1, γeff) = P2,Chernoff(1, γ μ). (2.14)
  • Ein Einfügen der Chernoff-Schrankenausdrücke hierbei führt zu der Formel, wie das effektive SNR gemäß der Exponential-ESM zu berechnen ist:
    Figure 00210001
  • Die Bezeichnung Exponential-ESM ist auf den Klammerausdruck zurückzuführen, wobei das mittlere SNR im exponentiellen Bereich genommen wird. Es ist zu betonen, dass, obwohl die Exponential-ESM über die Vereinigungsschranke für codierte Übertragung abgeleitet wird, im Gegensatz zur Vereinigungsschranke selbst keine Kenntnis der Codegewichts- oder Abstandsverteilung erforderlich ist. Aus Gleichung (2.15) ist ersichtlich, dass die Kenntnis von SNRs γk, die den mehrfachen Kanalzuständen entsprechen, genügt, um das effektive SNR zu berechnen.
  • Die in Gleichung (2.15) gegebene Exponential-EMS liefert ein effektives SNR, so dass die Chernoff-Vereinigungs schranken für den Mehrzustandskanal und den entsprechenden 1-Zustands-Kanal dieselben sind.
  • Die Exponential-ESM basiert auf der Fehlerratenberechnung über die Vereinigungsschranke. Die resultierende Ausdrucksgleichung (2.15) ist in der Praxis einfach zu gebrauchen und zeitigt gute Ergebnisse. Eine alternative Art und Weise, eine Effektiv-SNR-Abbildung zu entwickeln, ist, was der Informationswertansatz genannt werden kann. Es stellte sich heraus, dass es viele Ähnlichkeiten gibt, wie die Mehrzustands-SNRs auf das effektive für den Informationswertansatz und für das der Chernoff-Vereinigungsschranke abzubilden sind, obwohl die zugrunde liegenden Konzepte ziemlich unterschiedlich sind.
  • Ein Aspekt ist, wie die Codeleistung beeinflusst wird, wenn die Symbole innerhalb eines Codeworts verschiedene Kanalzustände erfahren. Vom Gesichtspunkt eines Decoders betrachtet kann die Situation derart interpretiert werden, dass die Softbits, die dem Decoder zugeführt werden, unterschiedliche Zuverlässigkeiten aufweisen oder, mit anderen Worten, verschiedene Informationswerte liefern, da z. B. ein sehr zuverlässiges Softbit bereits Information nahe 1 Bit bereitstellt. Es ist also eine Frage, was der mittlere Informationswert ist, der eine korrekte Decodierung ermöglicht, wenn verschiedene Informationswerte am Decoderausgang vorhanden sind.
  • Um es formaler auszudrücken, wird der Softbit-Informationswert, der einem Kanalzustand γk entspricht, mit I(γk) bezeichnet. Der klassische Informationswert aus der Informationstheorie ist die wechselseitige Information zwischen Kanaleingang und -ausgang oder, auf den vorliegenden Fall übertragen, zwischen Codierer-Ausgangsbit und Decodereingangs-Softbit. Tatsächlich legt der Kanalcodierungslehrsatz fest, dass ein idealer Code und Decoder zu einer zuverlässigen Übertragung bei einer Coderate gleich der wechselsei tigen Information des Kanals imstande sind, was in unserem Fall der Kanalkapazität für die BPSK-Übertragung entspricht. Das Informationsmaß, das auf der Kapazität für BPSK bei AWGN basiert, kann als
    Figure 00230001
    definiert werden, wobei P(Y|X,γk) unter der Bedingung, dass das Sendesymbol X und das Kanal-SNR gleich γk sind, die AWGN-Übergangswahrscheinlichkeitsdichte ist, und P(X) = 1/2 die A-priori-BPSK-Symbolwahrscheinlichkeit ist. R ist die Menge von reellen Zahlen. Die Ausdrucksgleichung (2.16) ist numerisch auszuwerten, es gibt keine Lösung in geschlossener Form dafür. Es ist daher vorteilhaft, die BPSK-Kapazitätswerte für ein geeignetes SNR-Gitter in einer Tabelle zu speichern.
  • Außerdem legt der Kanalcodierungslehrsatz fest, dass eine zuverlässige Übertragung auf Mehrzustandskanälen bei einer Rate gleich der mittleren wechselseitigen Information auf dem Mehrzustandskanal möglich ist. Infolgedessen wird vom Gesichtspunkt der Informationstheorie betrachtet die Effektiv-SNR-Abbildung für Kapazität erreichende Codes mit unendlicher Codelänge über eine Informationsmittelung und Rückabbildung der Information auf das SNR erhalten:
    Figure 00230002
    wobei I–1(.) die Umkehrfunktion von I(.) ist. Sie liefert den SNR-Wert, der einem bestimmten Informationswert entspricht. Dabei wird angenommen, dass der Informationswert I(γk) die BPSK-Kanalkapazität ist.
  • Praktische Codes weisen das erwähnte Kapazität erreichende Merkmal nicht auf. Daher könnten auch andere Informationsmaße von Interesse sein. Bekannte Informationsmaße sind zum Beispiel:
    Figure 00240001
  • Um Merkmale von verschiedenen Effektiv-SNR-Abbildungen zu vergleichen, ist es möglich, weitere Informationsmaße entsprechend bekannten ESMs, wie beispielsweise der linearen ESM, logarithmischen ESM, Exponential-ESM, formal zu definieren:
    Figure 00240002
  • Die Exponential-ESM ist im Vergleich zu Gleichung (2.15) derart modifiziert, dass der Informationswert mit zunehmendem SNR erhöht wird.
  • Die Informationsmittelung und Neuabbildung wie in Gleichung (2.17) erweist sich nur für das BPSK-Kapazitätsmaß als die korrekte informationstheoretische Art und Weise der Informationsverarbeitung im Falle der binär codierten Übertragung. Dennoch soll dieses Prinzip auch auf die anderen dargelegten Informationsmaße angewendet werden.
  • In 5 sind die bis jetzt erwähnten Informationsmaße als Informationswert in Bit gegenüber SNR γ aufgetragen. Um einen Vergleich zu ermöglichen, wurden alle Kurven so verschoben, dass I(γ = 0 dB) = 1/2. Außerdem wurde die logarithmische ESM für die logarithmische Basis von 20 berechnet, um eine Steilheit ähnlich der anderen Kurven zu haben.
  • Die erste Feststellung ist, dass die Maße Iexp, IRO und IC ähnliche Charakteristiken aufweisen und in der grafischen Darstellung kaum zu unterscheiden sind. Dieses Ergebnis sagt aus, dass die Exponential-ESM auch von einem Informationswertansatz als einem leicht zu berechnenden Informationsmaß, das sich den informationstheoretischen IRO und IC annähert, motiviert sein kann.
  • Ein weiteres offensichtliches Merkmal der Maße Iexp, IRO und IC ist, dass sie zwischen 0 und 1 begrenzt sind. Hinsichtlich dieser Größen als Softbit-Information scheint dies trivial zu sein.
  • Dieses Merkmal führt jedoch zur Schwächung der „traditionellen" linearen und logarithmischen ESM.
  • Die lineare ESM überschätzt die Informationszunahme für SNRs, die höher als der Arbeitspunkt γ = 0 dB sind, hoch oder, allgemein ausgedrückt, die lineare ESM eignet sich nicht für hohe SNRs. Insbesondere die große Steilheit für Informationswerte über 1 hinaus macht die lineare ESM ungeeignet für Mehrzustandskanäle mit einer großen Änderung in den verschiedenen SNRs. Grundsätzlich gilt dieselbe Argumentation für IGauss, obwohl IGauss bereits einige Verbesserungen gegenüber Ilin aufweist.
  • Die logarithmische ESM steht im Wesentlichen in Einklang mit den informationstheoretischen Maßen bis zu 1 Bit. Die Hauptschwäche der logarithmischen ESM zeigt sich im Bereich weit unter dem Arbeitspunkt oder, allgemein ausgedrückt, für niedrige SNRs oder niedrige Raten, wobei sogar negative Informationswerte auftreten. Vom Gesichtspunkt der Informationswerte ist dies dahingehend zu interpretieren, dass es Kanalzustände gibt, welche die Information, die von anderen Zuständen kommt, aufheben. Daher eignet sich die logarithmische ESM nicht gut für niedrige SNRs oder niedrige Raten auf Mehrzustandskanälen mit signifikant verschiedenen Zuständen. Es ist zu erwähnen, dass die Begrenzung der jeweiligen Informationsmaße der linearen und logarithmischen ESM, sowie IGauss zwischen 0 und 1 Bit bereits eine große Verbesserung der Fehlerratenvorhersage erreicht.
  • Zur Veranschaulichung der Unterschiede der erörterten Informationsmaße wurden die Kurven in 5 durch Verschieben der X-Achse derart normalisiert, dass I(γ = 0 dB) = 1/2. Infolgedessen blieb die Frage offen, ob es ein Kriterium ist, wie die X-Achse zu verschieben ist, um eine gute Fehlerratenvorhersage zu erhalten. Unter Berücksichtigung der Informationswertinterpretation könnte es eine Verschiebungslösung sein, das Informationsmaß derart zu normalisieren, dass I(γ = γtar) = R. Dabei ist γtar das Ziel-SNR, für welches der Binärcode die Zielfehlerratenleistung auf dem AWGN-Kanal erreicht, und RC ist die Rate des Binärcodes.
  • Im Folgenden wird die Implementierung der zuvor beschriebenen Erfindung (Exponential-ESM) beschrieben und ihre Genauigkeit bestimmt.
  • Die Implementierung der Exponential-ESM für ein bestimmtes MCS besteht aus vier Schritten:
    • 1. Die Codefehlerratenleistung über den AWGN-Kanal ist entweder durch Simulationen oder Berechnungen zu bestimmen.
    • 2. Die Codefehlerratenleistung über einen beispielhaft gewählten Mehrzustandskanal ist zu simulieren.
    • 3. Die Genauigkeit der Exponential-ESM ist zu beurteilen.
    • 4. Die Genauigkeit durch Bestimmen eines codespezifischen SNR-Offsets γcod verbessern.
  • Im Folgenden wird ein beispielhaftes MCS genommen, um die grundlegenden Prozeduren zu beschreiben und die erreichbare Genauigkeit der Fehlerratenvorhersage durch die Exponential-ESM zu zeigen. Das gewählte MCS wird durch einen Turbocode (TC) mit der Rate R = 1/3 und das Symbolalphabet BPSK bestimmt. Ferner wird dieses MCS als MCS1 bezeichnet. Die Blocklänge wurde willkürlich so gewählt, dass B1 = 764, was zu einer Codewortlänge führt, die 12 Flankenformungsbits von LCW = 764·3/1 + 12 = 2304 umfasst. Später wird gezeigt, dass die vorliegende Exponential-ESM auf beliebige Bocklängen ohne jegliche Änderung angewendet werden kann.
  • Der beispielhafte Mehrzustandskanal, der verwendet wird, um die grundlegende Prozedur des Implementierens von Schritt 2 der Exponential-ESM darzustellen, wird im Folgenden als Kanal MS1 bezeichnet. Der Kanal MS1 ist durch 16 verschiedene SNR-Werte gekennzeichnet. Die 16 verschiedenen SR-Werte werden über das Codewort periodisch wiederholt, und die SNR-Differenz zwischen zwei benachbarten Symbolen beträgt 1,8 DB, d. h. die Differenz zwischen dem ersten und dem 16. Symbol beträgt 15·1,8 = 27 dB (siehe 6). Es ist zu betonen, dass der Kanal MS1 bereits eine große Änderung im SNR aufweist. Im Gegensatz zu Beispielen der „realen Welt" in 1, 2 und 3 unterscheiden sich die meisten SNR-Werte erheblich vom Mittelwert.
  • Die Anzahl von verschiedenen Zwischenträger-SNRs und das Inkrement zwischen zwei benachbarten Symbolen werden mehr oder weniger willkürlich gewählt. Die einzige Anforderung ist, dass die Anzahl von verschiedenen SNR-Werten und der Gesamtbereich von SNR-Werten ist hoch genug, um die Eignung der Exponential-ESM auch für Extremfälle zu prüfen und mehr Genauigkeit in der Konfiguration des MCS-spezifischen SNR-Offsets zu erreichen, wie im Folgenden erläutert.
  • Wie bereits erwähnt, ist der erste Schritt, die Fehlerrate für die jeweilige Modulations- und Codierungsschema – in diesem Fall MCS1 – über den AWGN-Kanal zu beurteilen. Dies erfolgte durch Simulation, und zweitens wurde die Fehlerrate über einen willkürlich gewählten Mehrzustandskanal – in diesem Fall MS1 – ebenfalls durch Simulation bestimmt.
  • Als ein dritter Schritt wird die Exponential-ESM, die in Gleichung (2.15) gegeben ist, angewendet, um γeff für den Kanal MS1 zu berechnen. Dies bedeutet, dass die Vektorkanalbeschreibung γ des Mehrzustandskanals auf die skalare γeff abgebildet wird. Ausgedrückt in Form der Fehlerrate lautet dies: FERMS(γ μ) = FERMS(γeff). (3.1)
  • In 7a ist sowohl die Rahmenfehlerrate (FER) für AWGN als auch Kanal MS1 gegenüber γeff dargestellt. Die Exponential-ESM wäre in der Lage, die FER genau vorherzusagen, wenn beide Kurven kongruent wären, da das Ziel als FERMS(γeff)! = FERA(γeff) (3.2)festgelegt werden kann. Um die Qualität der ESM zu veranschaulichen, ist die Fehlermessung Δγeff als
    Figure 00280001
    definiert. Sie ist in 7b dargestellt. Es ist zu erkennen, dass die Genauigkeit von der FER abhängt und zwischen –0,4 dB und –0,6 dB für eine FER von 10–2 beziehungsweise 1 variiert. Wie bereits erwähnt, soll, um die Genauigkeit der Exponential-ESM zu verbessern, in einem vierten Schritt ein Offset γcod eingeführt werden, und die modifizierte Exponential-ESM lautet wie folgt:
    Figure 00290001
  • Dabei ist ein zweiter SNR-Korrekturterm γeff eingeführt, der die ESM an jedes Symbolalphabet anpasst. Da die ursprüngliche abgeleitete Formelgleichung (2.15) für den entsprechenden Kanal für Binärübertragung gültig ist. In 8 sind die jeweiligen Werte für γeff für die verschiedenen Symbolkonstellationen angeführt, die in diesem Bericht verwendet werden. Hierbei ist im Hinblick auf Gleichung (3.4) zu erwähnen, dass sich 8 auf Werte in dB bezieht.
  • Für eine 16QAM (16-stufige QUAM) stellen die 8 dB nur eine Annäherung dar, da vom Gesichtspunkt der binären Symbolübertragung eine 16QAM selbst bereits als ein Mehrzustandskanal angesehen werden kann. Es stellte sich heraus, dass die Annahme von 8 dB gut funktioniert, weshalb wir daran festhalten. Außerdem reduziert der SNR-Offset γcod den Fehler, der durch die Annäherung von γmod für die 16QAM eingeführt wird.
  • γcod wird derart gewählt, dass: Δγeff(FERtar) = 0, (3.5)wobei FERtar die Ziel-FER ist. Dies gewährleistet eine hohe Genauigkeit für den Arbeitsbereich.
  • Durch Anpassen von γcod gemäß dem jeweiligen MCS kann der Grad von Kongruenz der beiden Kurven in 8a verbessert werden, was zu einer niedrigeren Δγeff führt. Das Ergebnis für γcod = –1,0 dB ist in 9 dargestellt.
  • Die vier Schritte, die zuvor beschrieben wurden, genügen, um die Exponential-ESM für das jeweils gewählte MCS1 vollständig zu bestimmen.
  • Um zu beweisen, dass die Exponential-ESM mit γcod = –1,0 dB eine genaue Fehlerratenvorhersage liefert, wurden unter Verwendung des MCS1 Simulationen über zwei unterschiedlichere Mehrzustandskanäle durchgeführt. Die Ergebnisse, die in Fig. abgebildet sind, zeigen, dass die Genauigkeit für alle verwendeten Mehrzustandskanäle dieselbe ist. Der Mehrzustandskanal, der im Folgenden als Kanal MS2 bezeichnet wird, ist durch 4 verschiedene SNR-Werte gekennzeichnet, die sich um 6 dB unterscheiden, und der Kanal MS3 ist durch 256 verschiedene SNR-Werte gekennzeichnet, die sich um 0,08 dB unterscheiden. Zusammenfassend kann festgestellt werden, dass die Exponential-EMS zusammen mit einem MCS-spezifischen SNR-Offset ein wirksames, genaues und leicht zu verwendendes Verfahren bereitstellt, um die Fehlerrate einer codierten Übertragung über Mehrzustandskanäle vorherzusagen.
  • Es wurde gezeigt, dass durch Einführen eines MCS-spezifischen SNR-Offsets die Genauigkeit der Exponential-ESM erheblich verbessert werden kann. Im Folgenden sind Simulationsergebnisse für andere MCS dargestellt, die in 11 angeführt sind. Für jedes MCS ist ein spezifischer SNR-Offset festgelegt und als eine Referenz auch in 11 aufgelistet. Aus einem Vergleich von MCS1 und MCS7 ist zu erkennen, dass sich diese Modulations- und Codierungsschemata nur in Bezug auf ihr Modulationsschema unterscheiden. Daher ist der SNR-Offset γcod in beiden Fällen identisch.
  • Außerdem ist der Einfluss der Blocklänge dargestellt, und nicht zuletzt sind Simulationsergebnisse für die lineare und die logarithmische ESM dargestellt, um die erreichte Genauigkeit der Exponential-ESM mit der von herkömmlichen Verfahren zu vergleichen.
  • Um zu beweisen, dass die Genauigkeit der Exponential-ESM unabhängig von der tatsächlichen Kanalbedingung ist, wurden verschiedene Mehrzustandskanäle für die Simulationen verwendet, siehe 12. Die Mehrzustandskanäle MS5 und MS10 stellen z. B. die Situation dar, in der sich die verschiedenen SNR-Werte innerhalb eines Codeworts nicht wesentlich unterscheiden. Im Gegensatz dazu bietet der Mehrzustandskanal MS13 höchst unterschiedliche SNR-Bedingungen innerhalb eines Codeworts. Es ist offensichtlich und kann den Simulationsergebnissen in diesem Abschnitt entnommen werden, dass dies die schwierigste Situation zum Vorhersagen der Fehlerrate ist.
  • In 13 ist das Simulationsergebnis für das MCS5 abgebildet. Um eine gute Kongruenz bereitzustellen, wurde der SNR-Offset so gewählt, dass γcod = –0,45 [dB], während γmod = 3 [dB] infolge der QPSK-Modulation (siehe 8). Aus 13b ist ersichtlich, dass die Abweichung sogar für die höchst unterschiedlichen SNR-Bedingungen innerhalb eines Codeworts (Kanal MS13) innerhalb von +–0,2 dB ist.
  • In 14 bis 17 sind die Simulationsergebnisse für MSC2, 3, 4 und 6 dargestellt. Für alle MCS ist der Fehler bei der Vorhersage γeff innerhalb von +–0,2 dB.
  • Im Folgenden wird der Einfluss der Blocklänge auf die Exponential-EMS beurteilt. Die ersten beiden Figuren (18 und 19) stellen die FERγeff und Δγeff(FER) für das Modulations- und Codierungsschema MCS7 für eine Blocklänge von BL = 764 beziehungsweise BL = 3068 dar. In beiden Fällen wurde das optimale Ergebnis unter Verwendung eines SNR-Offsets von γcod = –1 dB erzielt.
  • 20 und 21 stellen die FERγeff und Δγeff(FER) für das Modulations- und Codierungsschema MCS4 für eine Blocklänge von BL = 1292 beziehungsweise BL = 5180 dar. In beiden Fällen wurde das optimale Ergebnis unter Verwendung eines SNR-Offsets von γcod = –0,45 dB erzielt. Die hier dargestellten Simulationsergebnisse zeigen, dass der SNR-Offset γcod von der Bocklänge unabhängig ist und demnach nur vom Codierungsschema abhängt.
  • Für MCS3 und MCS4 sind die Simulationsergebnisse für die lineare ESM in 22 beziehungsweise 23 dargestellt. Für die Coderate von R = 1/2 ist es bezeichnend, dass die lineare ESM höhere SNR-Werte hoch übergewichtet. Daher ist der Fehler Δγeff negativ (bis zu –20 dB). Für niedrigere Coderaten, z. B. R = 1/8, funktioniert die lineare ESM besser, als aus 5 erwartet werden könnte. In diesem Fall spielt die Übergewichtung von hohen SNR-Werten eine weniger bedeutende Rolle, aber der Fehler Δγeff beträgt immer noch bis zu –3 dB.
  • Außerdem sind in 24 und 25 die Simulationsergebnisse für die logarithmische ESM dargestellt. Für die Coderate von R = 1/2 ist es bezeichnend, dass die logarithmische ESM höhere SNR-Werte übergewichtet. Nicht in dem Ausmaß wie die lineare ESM, aber der Fehler Δγeff ist noch immer negativ (bis zu –7 dB). Für niedrigere Coderaten, z. B. R = 1/8, erlangt es Bedeutung, dass die logarithmische ESM niedrige SNR-Werte mit einem negativen Vorzeichen gewichtet. Dies führt zu der Tatsache, dass der Δγeff positiv ist. Abermals liefert der Mehrzustandskanal MS13, der zu höchst unterschiedlichen SNR-Werten innerhalb eines Codeworts führt, den höchsten Fehler Δγeff von bis zu 10 dB.
  • Im Folgenden werden mögliche Anwendungen der vorliegenden Erfindung beschrieben.
  • In leistungsgesteuerten Systemen, wie beispielsweise UMTS und CDMA2000, die auf CDMA basieren, wird eine Außenschleifensteuerung üblicherweise verwendet, um die Innenschleifen-SNR-Zieldifferenzen unter verschiedenen Kanalbedingungen, insbesondere Doppler-Verbreiterungen, auszugleichen.
  • Zum Beispiel stellt unter Bedingungen mit einer geringen Doppler infolge der langsamen Geschwindigkeit der Mobileinheiten die Außenschleifenleistungssteuerung (langsam wirkende Leistungssteuerung) das Ziel-SNR der Innenschleifenleistungssteuerung (schnell wirkende Leistungssteuerung) ein, wenn der resultierende Verbindungsqualitätsparameter (z. B. BER, FER) von einem erwünschten abweicht. Wenn sich nun die Kanalbedingungen ändern, z. B. eine größere Doppler (höhere Geschwindigkeit) oder mehr Frequenzselektivität, weicht der Verbindungsqualitätsparameter wieder vom erwünschten ab. In diesem Fall ändert die Außenschleifenleistungssteuerung das Ziel-SNR der schnell wirkenden Innenschleifenleistungssteuerung erneut, um die Leistung einzustellen. Dies ist notwendig, da im Standard eine lineare Mittelwertbildung der Kanalqualitätswerte durchgeführt wird, was zu ungenauen Schätzungen des Verbindungsqualitätsparameters und insbesondere zu Schätzungen, die von den Kanalbedingungen abhängen, führt.
  • Bei Verwenden der vorliegenden Erfindung, welche – als eine Ausführungsform – eine kanalunabhängige, genaue Effektiv-SNR-Exponentialabbildung (ESM) bereitstellt, ist es immer möglich, eine bestimmte Kanalbedingung auf den entsprechenden statischen AWGN-Fall zu übertragen. Daher ist die vorliegende Erfindung ein eindeutiges Maß für die Sendeleistung und ihren entsprechenden Verbindungsqualitätsparameter (z. B. FER, BER) ungeachtet verschiedener Kanalbedingungen. Als Ergebnis kann die Außenschleifenleistungssteuerung wenigstens reduziert werden.
  • Die Reduktion der Außenschleifenleistungssteuerung kann zum Beispiel durch Reduzieren der Schrittgröße der Außenschleifenleistungssteuerung erreicht werden. Falls ein Rahmen korrekt decodiert wird, kann die Schrittgröße der Außenschleifenleistungssteuerung um 0,5/(1/FERtar-1) dB reduziert werden, wobei FERtar die zuvor erwähnte Ziel-FER darstellt. Auf diese Weise kann die Schrittgröße der Außenschleifen leistungssteuerung auf etwa 0,1 dB reduziert werden. Solch eine Reduktion verbessert die Leistungssteuerungsfähigkeit insbesondere in hochbelasteten Systemen. Als Ergebnis können Rückverbindungskapazitäten infolge höherer Rauschgrenzen gewonnen werden.
  • Zusätzlich oder als eine Alternative kann eine Reduktion der Außenschleifenleistungssteuerung durch Reduzieren eines Arbeitszyklus der Außenschleifenleistungssteuerung durchgeführt werden. Dies kann zum Beispiel durch eine diskontinuierliche Sendung (DTX) von Null-Rahmen erreicht werden. Im Gegensatz zu einer kontinuierlichen Sendung aller Rahmen, die in einer bestimmten Datenübertragungsverbindung eingesetzt wird, vermeidet die diskontinuierliche Sendung eine Sendung von Rahmen, die für diese Datenübertragungsverbindung eigentlich nicht notwendig sind. Hierbei reduziert ein Verwenden der diskontinuierlichen Sendung für Null-Rahmen wenigstens die Anzahl von Null-Rahmen, die gesendet werden. Als Ergebnis kann auch die Systemkapazität erhöht werden.
  • In einigen Fällen ist es in Anbetracht der genauen Verbindungsqualitätsbestimmung, die durch die vorliegende Erfindung in Form der Exponential-ESM bereitgestellt wird, jedoch möglich, die Außenschleifenleistungssteuerung vollständig wegzulassen. Ein Weglassen der Außenschleifenleistungssteuerung kann zu einem bedeutenden Systemgewinn führen, da die Kapazitäten, die zuvor für die Außenschleifenleistungssteuerung verwendet wurden, nun anderweitig genutzt werden können; zum Beispiel könnte ein Sprach-Null-Rahmen mit einer Rate von 1/8 für andere Zwecke verwendet werden.
  • In CDMA-Systemen mit Leistungssteuerung stellt sich die Frage, welche Leistung für die weiteren Sendungen zugeteilt werden sollte.
  • In Systemen, welche die Inkrementalredundanz (IR) der Hybrid-ARQ-Technik verwenden, kann die Erfindung verwendet werden, um die genaue Leistungszuteilung für weitere Sendungen innerhalb des IR-Schemas zu berechnen. IR ist eine Hybrid-ARQ-Technik. In einer IR wird ein Paket zuerst mit einer hohen Coderate gesendet, in Extremfällen nicht codiert. Wenn das Paket erfolgreich empfangen wird, wird diese Bedingung als akzeptierbar angesehen.
  • Wenn das Paket nicht erfolgreich empfangen wird, wird eine zweite Sendung eingeleitet. Der Inhalt der zweiten Sendung ist redundante Information, die durch den Decoder im Empfänger genutzt werden soll. Dies bedeutet, der Decoder im Empfänger kombiniert das Signal von der ersten und zweiten Sendung, was zu einer virtuell höheren Coderate führt.
  • Wenn das Paket fehlerfrei decodiert wird, sind keine weiteren Maßnahmen in dieser Hinsicht erforderlich; andernfalls wird eine weitere Sendung mit weiterer redundanter Information eingeleitet, was wiederum die Coderate reduziert. Diese Prozedur wird auf diese Weise wiederholt, bis das Paket erfolgreich empfangen oder eine vorhergesagte Schwelle für die Anzahl von Sendungen überschritten wird.
  • Im Folgenden werden unter Bezugnahme auf 26 Ausführungsformen von Sendern und Empfängern erörtert, welche beide für Datenübertragungen in einer drahtlosen Datenübertragungsumgebung angepasst sind.
  • Wie in 26 veranschaulicht, wird ein Signal S, das von einem Sender T mittels einer Signalübertragungseinheit STU davon über eine drahtlose Datenübertragungsverbindung CL gesendet wird, durch einen Empfänger R empfangen. Das empfangene Signal wird durch eine Demodulationseinheit DU des Empfängers R demoduliert und zur Signalweiterverarbeitung zum Beispiel mittels einer RAKE-Kombinierereinheit RCU, einer Störungsunterdrückungseinheit ICU und einer Entschachtelungs/Decodiereinheit D/DU des Empfängers R weitergesendet.
  • In der veranschaulichten Ausführungsform wird das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung auf der Basis von Signalen ausgeführt, die von der Demodulationseinheit DU ausgegeben werden. Wie in 26 durch die gestrichelten Linien angezeigt, ist es auch möglich, das Verfahren der vorliegenden Erfindung auf der Basis von Signalen auszuführen, die von der RAKE-Kombinierereinheit, der Störungsunterdrückungseinheit ICU und der Entschachtelungs/Decodiereinheit D/DU ausgeben werden.
  • Mittels einer Übertragungsqualitätsbestimmungseinheit TDU bestimmt der Empfänger die Übertragungsqualität des empfangenen Signals S und erzeugt ein entsprechendes Qualitätsmaß γeff. Das so erhalten Qualitätsmaß γeff wird verwendet, um einen Verbindungsqualitätsparameter zu bestimmen, zum Beispiel eine Rahmenfehlerrate FER und/oder eine Bitfehlerrate BER des empfangenen Signals S.
  • Mittels einer Qualitätsmaßübertragungseinheit QMTU überträgt der Empfänger das Qualitätsmaß γeff oder einen davon abgeleiteten Verbindungsqualitätsparameter über die Datenübertragungsverbindung CL.
  • Nach Empfang des Qualitätsmaßes γeff oder eines davon abgeleiteten Parameters ist der Sender T in der Lage, eine Verbindungsanpassung in Bezug auf die Datenübertragungsverbindung CL mittels einer Verbindungsanpassungseinheit LAU durchzuführen.
  • Falls der Sender T das Qualitätsmaß γeff empfängt, bestimmt der Sender T zum Beispiel mittels der Verbindungsanpassungseinheit LAU Parameter, welche die Verbindungsqualität der Datenübertragungsverbindung CL angeben, auf der Basis des Qualitätsmaßes γeff. Zum Beispiel kann der Sender T die Rahmenfehlerrate FER und/oder die Bitfehlerrate BER der Datenübertragungsverbindung CL bestimmen.
  • Falls der Sender T anstelle des Qualitätsmaßes γeff davon abgeleitete Parameter empfängt, welche die Verbindungsqualität der Datenübertragungsverbindung CL angeben, können Letztere zur Verbindungsanpassung verwendet werden.
  • Auf der Basis des Qualitätsmaßes γeff oder davon abgeleiteten Maßparametern führt der Sender unter der Kontrolle der Verbindungsanpassungseinheit eine Verbindungsanpassung in Bezug auf die Datenübertragungsverbindung CL zum Beispiel durch Steuern der Signalübertragungseinheit STU derart durch, dass die Signalleistung für Signale, die über die Datenübertragungsverbindung CL zu senden sind, geändert wird und/oder geeignete Codierungs- und Modulationsschemata ausgewählt werden und/oder die Signalleistung für nachfolgende Sendungen zugeteilt wird.
  • Obwohl Ausführungsformen des Verfahrens und der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung in den beiliegenden Zeichnungen veranschaulicht und in der vorhergehenden ausführlichen Beschreibung beschrieben wurden, versteht es sich von selbst, dass die Erfindung nicht auf die offenbarten Ausführungsformen beschränkt ist, sondern durch die folgenden Ansprüche definiert ist.

Claims (26)

  1. Verfahren zum Bestimmen der Qualität einer drahtlosen Datendatenübertragungsverbindung auf der Basis eines codierten Signals, das über die Datenübertragungsverbindung gesendet wird und das wenigstens zwei Signalabschnitte enthält, die verschiedenen Zustände eines oder mehrerer Übertragungskanäle erfahren, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: – Bereitstellen von einzelnen Kanalqualitätswerten für die verschiedenen Kanalzustände, und – Bestimmen eines Qualitätsmaßes, das für die Verbindungsqualität bezeichnend ist, durch Mitteln der einzelnen Kanalqualitätswerte; wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch die folgenden Schritte: – Potenzieren jedes einzelnen Kanalqualitätswerts durch Setzen des einzelnen Kanalqualitätswerts in den Exponenten einer Exponentialfunktion, und – Mitteln der so erhaltenen Werte.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei eine nichtlineare Mittelwertfunktion angewendet wird, um die einzelnen Kanalqualitätswerte zu mitteln.
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei jeder einzelne Kanalqualitätswert durch ein Wahrscheinlichkeitsmaß gewichtet wird, das für eine Wahrscheinlichkeit bezeichnend ist, dass ein Signalabschnitt den jeweiligen Kanalqualitätswert erfährt.
  4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Bestimmung des Qualitätsmaßes gemäß
    Figure 00390001
    erfolgt, wobei γeff das Qualitätsmaß ist, γk die einzelnen Kanalqualitätswerte sind, N die Anzahl von Signalabschnitten ist, die im gesendeten Signal enthalten sind, pk Wahrscheinlichkeitsmaße für einzelne Kanalqualitätswerte sind, und α und β optionale Korrekturfaktoren sind.
  5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei wenigstens eines von dem Qualitätsmaßes und den einzelnen Kanalqualitätswerten durch wenigstens einen von – einem ersten Korrekturterm, der mit einem bestimmten Codierungsschema assoziiert ist, das zum Senden des Signals über die Datenübertragungsverbindung verwendet wird, und – einem zweiten Korrekturterm, der mit einem bestimmten Modulationsschema assoziiert ist, das zum Senden des Signals über die Datenübertragungsverbindung verwendet wird, angepasst wird.
  6. Verfahren nach Anspruch 5, wobei – der erste Korrekturterm so gewählt wird, dass eine Abweichung eines Qualitätsmaßes, das für eine Bezugsdatenübertragungsverbindung bestimmt wird, von einem Qualitätsmaß, das für eine tatsächliche Datenübertragungsverbindung bestimmt wird, für einen Zielverbindungsqualitätsparameter minimal ist.
  7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Qualitätsmaß gemäß
    Figure 00400001
    bestimmt wird, wobei γeff das Qualitätsmaß ist, γk die einzelnen Kanalqualitätswerte sind, N die Anzahl von Signalabschnitten ist, die im gesendeten Signal enthalten sind, pk Wahrscheinlichkeitsmaße für einzelne Kanalqualitätswerte sind, γcod ein erster Korrekturterm ist, der mit einem bestimmten Codierungsformat assoziiert ist, und γmod ein zweiter Korrekturterm ist, der mit einem bestimmten Modulationsschema assoziiert ist.
  8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend ein Bestimmen eines Verbindungsqualitätsparameters für die Datenübertragungsverbindung auf der Basis des Qualitätsmaßes.
  9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei der Verbindungsqualitätsparameter aus einer Nachschlagetabelle bestimmt wird, die Qualitätsmaße mit Verbindungsqualitätsparametern assoziiert.
  10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend ein Zurücksenden des Qualitätsmaßes oder eines davon abgeleiteten Parameters an einen Sender des codierten Signals.
  11. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend ein Anpassen der Datenübertragungsverbindung in Abhängigkeit des Qualitätsmaßes oder eines davon abgeleiteten Parameters.
  12. Verfahren nach Anspruch 11, wobei ein Anpassen der Datenübertragungsverbindung ein Steuern der Sendeleistung von Signalen umfasst, die über die Datenübertragungsverbindung zu senden sind.
  13. Verfahren nach Anspruch 11 oder 12, wobei ein Anpassen der Datenübertragungsverbindung ein Anpassen wenigstens eines von einem Codierungsschema und einem Modulationsschema umfasst.
  14. Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 13, wobei ein Anpassen der Datenübertragungsverbindung eine Innenschleifenleistungssteuerung umfasst, die auf derm Qualitätsmaß oder dem davon abgeleiteten Parameter basiert, wobei eine Außenschleifenleistungssteuerung zum Steuern eines Sollwerts der Innenschleifenleistungssteuerung weggelassen wird.
  15. Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 13, wobei ein Anpassen der Datenübertragungsverbindung eine Innenschleifenleistungssteuerung umfasst, die auf dem Qualitätsmaß oder dem davon abgeleiteten Parameter basiert, wobei wenigstens eines von einer Schrittgröße und einem Zyklus einer Außenschleifenleistungssteuerung zum Steuern eines Sollwerts der Innenschleifenleistungssteuerung reduziert wird.
  16. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Qualitätsmaß oder ein davon abgeleiteter Parameter im Zusammenhang mit einem Zuteilen einer Sendeleistung zu Signalwiederholungssendungen, die gemäß einer Inkrementalredundanztechnik durchgeführt werden, verwendet wird.
  17. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend ein vollständiges oder teilweises Ersetzen von Sendebetriebsmitteln, die gerade in Verwendung sind, wenn das Qualitätsmaß oder ein davon abgeleiteter Parameter eine vordefinierte Bedingung erfüllt.
  18. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die einzelnen Kanalqualitätswerte für Symbole eines Codeworts, das durch das Signal übertragen wird, erhalten werden.
  19. Verfahren nach Anspruch 18, wobei die Symbole OFDM-Symbole oder Teile davon sind.
  20. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die einzelnen Kanalqualitätswerte für Signal-Rausch-Verhältnisse oder Signal-Störungs-Verhältnisse bezeichnend sind.
  21. Empfänger zum Bestimmen der Qualität einer drahtlosen Datenübertragungsverbindung, die einen oder mehr Übertragungskanäle mit wenigstens zwei verschiedenen Zuständen umfasst, wobei der Empfänger eine oder mehr Komponenten umfasst, die: – einzelne Kanalqualitätswerte für die verschiedenen Zustände bereitstellen, und – ein Qualitätsmaß, das für die Verbindungsqualität bezeichnend ist, durch Mitteln der Übertragungsqualitätswerte bestimmen, der Empfänger durch eine oder mehr Komponenten gekennzeichnet ist, die: – jeden einzelnen Kanalqualitätswert durch Setzen des einzelnen Kanalqualitätswerts in den Exponenten einer Exponentialfunktion potenzieren, und – die so erhaltenen Ergebnisse mitteln.
  22. Empfänger nach Anspruch 21, umfassend: eine Einheit zum Erzeugen eines Signals, das das Qualitätsmaß oder einen davon abgeleiteten Parameter enthält, und das an den Sender des Signals zu senden ist.
  23. Datenübertragungsumgebung für Datenübertragungen über drahtlose Datenübertragungsverbindungen, wobei die Datenübertragungsumgebung umfasst: – den Empfänger nach einem der Ansprüche 21 oder 22, und – eine Steuereinheit zum Anpassen der Datenübertragungsverbindung gemäß dem Qualitätsmaß oder einem davon abgeleiteten Parameter.
  24. Datenübertragungsumgebung nach Anspruch 23, wobei die Steuereinheit so konfiguriert ist, dass sie ein Leistungssteuerungsschema implementiert und ferner eine einzige Leistungssteuerschleife umfasst, welche auf einem Vergleich des Qualitätsmaßes oder einem davon abgeleiteten Parameter mit einem statischen Zielwert basiert.
  25. Datenübertragungsumgebung nach Anspruch 23 oder 24, wobei die Steuereinheit so konfiguriert ist, dass sie die Datenübertragungsverbindung auf der Basis einer Schätzung einer mittleren Signalleistung für codierte Signale anpasst, die über die Datenübertragungsverbindung zu senden sind.
  26. Datenübertragungsumgebung nach einem der Ansprüche 23 bis 25, wobei die Steuereinheit so konfiguriert ist, dass sie Sendebetriebsmittel vollständig auswählt oder die aktuellen Sendebetriebsmittel teilweise ersetzt, wenn das Qualitätsmaß oder ein davon abgeleiteter Parameter eine vordefinierte Bedingung erfüllt.
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