DE602005003835T2

DE602005003835T2 - Sir-schätztechniken

Info

Publication number: DE602005003835T2
Application number: DE602005003835T
Authority: DE
Inventors: Giuseppe Montalbano
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2004-07-19
Filing date: 2005-07-11
Publication date: 2008-04-17
Anticipated expiration: 2025-07-12
Also published as: EP1771949B1; DE602005003835D1; US20080318530A1; US7941099B2; WO2006011078A1; KR20070034084A; CN101023591A; ATE381154T1; EP1771949A1; JP2008507230A

Description

Diese Erfindung betrifft das Gebiet der Kommunikationssysteme und insbesondere ein Kommunikationsgerät, das einen verbesserten Wert für ein Signal-Interferenz-Verhältnis (Signal-to-Interference Ratio – SIR) bestimmt.
Drahtloskommunikationssysteme sind oft dafür konfiguriert, eine effiziente Kommunikation mit minimaler Sendeleistung unter den Sendern zu ermöglichen. Eine verringerte Sendeleistung bedeutet verringerten Stromverbrauch und dadurch eine verlängerte Batteriestandzeit. Eine verringerte Sendeleistung bedeutet auch weniger Interferenz unter den Sendern. Im Optimalfall wäre jeder Sender in einem Drahtloskommunikationssystem dafür konfiguriert, mit einem minimierten Leistungspegel zu senden, der eine zuverlässige Kommunikation im Empfänger ermöglicht. Dieser Mindestsendeleistungspegel ist eine Funktion der Verluste auf dem Weg zwischen dem Sender und dem Empfänger sowie des Betrages an Interferenz von anderen Quellen, der dem empfangenen Signal hinzugefügt wird.
Eine gängige Technik zum Optimieren der Sendeleistung in einem Kommunikationssystem ist eine Rückkopplungsschleife, mit der der Empfänger den Sender über seine Fähigkeit informiert, zuverlässig jede Übertragung zu empfangen, und der Sender seine Sendeleistung dementsprechend einstellt. Wenn der Empfänger meldet, dass das empfangene Signal keinen ausreichenden Pegel hat, um ein zuverlässiges Decodieren des gesendeten Signals zu ermöglichen, so erhöht der Sender seine Sendeleistung. Wenn der Empfänger einen Pegel meldet, zum Durchführen einer zuverlässigen Decodierung mehr als ausreichend ist, so verringert der Sender seine Sendeleistung, bis der Empfänger einen unzureichenden Pegel meldet. Daraufhin wird die Sendeleistung erhöht. Letztendlich wird die Sendeleistung auf den Übergangspunkt zwischen genügender und ungenügender Leistung eingestellt, wodurch die Mindestsendeleistung bereitgestellt wird, die für eine zuverlässige Kommunikation benötigt wird.
Damit eine Empfänger-Sender-Leistungssteuerungsrückkopplungs-Technik ordnungsgemäß funktionieren kann, muss das Empfangssystem präzise einschätzen, zu welchem Grad die Empfangssignalstärke ausreichend ist. Ein gängiges Maß der Fähigkeit eines Empfängers, ein gesendetes Signal effektiv zu decodieren, ist das Verhältnis der empfange nen Sendesignalstärke (S) zur empfangenen Interferenz/Rausch-Gesamtstärke (I). Dieses Verhältnis wird gemeinhin als Signal-Interferenz-Verhältnis (SIR) bezeichnet. In der Regel kann das SIR mittels einer Vielzahl verschiedener Techniken geschätzt werden, zum Beispiel in Abhängigkeit davon, ob der Sender ein bekanntes Signal (zum Beispiel Steuersymbole) oder unbekannte Signale (zum Beispiel Datensymbole) sendet, und/oder von den Techniken, die verwendet werden, um das gesendete Signal von der Interferenz zu unterscheiden.
Ashwin Sampath und Daniel R. Jeske haben Techniken zum Schätzen des Signal-Interferenz-Verhältnisses in "Analysis of Signal-to-Interference Ratio Estimation Methods for Wireless Communications Systems" (Tagungsbericht der IEEE ICC, 2001) und "Signal-to-Interference Ratio Estimation Based an Decision Feedback" (Tagungsbericht der IEEE VTC, Frühjahr 2001) offenbart. Die offenbarten Techniken arbeiten allerdings mit einem BPSK-Modulationsschema und einem Modell des additiven weißen Gaußschen Rauschens (Additive White Gaussian Noise – AWGN) für den Übertragungskanal. Sampath und Jeske offenbaren Filterungstechniken für Schätzungen der Interferenzdauer und merken an, dass die Schätzung der Signalleistung sich nicht für Langzeitglättungstechniken anbietet.
Die Schrift EP 1280282 A2 offenbart eine Vorrichtung und ein Verfahren des Standes der Technik zum Messen des SIR in einem RAKE-Empfänger.
Es ist eine Aufgabe dieser Erfindung, ein Verfahren und ein System zum präzisen Schätzen des Signal-Interferenz-Verhältnisses (SIR) eines empfangenen Signals bereitzustellen. Es ist eine weitere Aufgabe dieser Erfindung, ein Verfahren und ein System zum Schätzen eines SIR auf der Basis von Schätzungen gefilterter Signale und Interferenzschätzungen bereitzustellen.
Diese und weitere Aufgaben werden mittels einer Vielzahl verschiedener Techniken erreicht. Besonders ist zu erwähnen, dass die Rausch/Interferenz-Schätzungen so gefiltert werden, dass der mittlere quadratische Fehler (Mean Square Error – MSE) der geschätzten Rausch/Interferenz-Leistungsschätzungen minimiert wird. Es werden rekursive (Infinite Impulse Response – IIR) Filter erster Ordnung verwendet, um sowohl die Signal leistungsschätzungen als auch die Rauschleistungsschätzungen zu filtern. Optional werden Schätzungen der durchschnittlichen Signalleistung und der durchschnittlichen Interferenzleistung unter Verwendung von Wiener-Linearvorhersagefiltern gefiltert. Die SIR-Schätzungen basieren auf einem Kanalrauschmodell, das sowohl Schwund als auch Interferenz enthält, und eignen sich zur Verwendung in BPSK-, QPSK- und anderen Modulationssystemen.
1 veranschaulicht einen beispielhaften Empfänger-Sender gemäß dieser Erfindung.
2 veranschaulicht einen beispielhaften UMTS-kompatiblen Sendestrom.
3 veranschaulicht ein beispielhaftes Blockschaubild einer SIR-Schätzvorrichtung gemäß dieser Erfindung.
In allen Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugszahlen gleiche Elemente oder Elemente, die im Wesentlichen die gleiche Funktion erfüllen.
Um das Verstehen zu erleichtern, wird diese Erfindung im Weiteren anhand des Beispiels eines UMTS-kompatiblen Sender/Empfängers 100 vorgestellt. Wie dem Fachmann bekannt ist, ist der UMTS-Standard ein gängiger Standard für die Drahtloskommunikation, dessen Einzelheiten sich zum Beispiel in den "3GPP Technical Specifications, Release 99" finden, die durch die 3rd Generation Partnership Project (3GPP) Organization Partners, Valbonne, Frankreich, veröffentlicht wurden. Dem Durchschnittsfachmann ist jedoch klar, dass die im vorliegenden Text vorgestellten Prinzipien im Wesentlichen unabhängig von einem bestimmten Protokoll oder System sind.
1 veranschaulicht einen beispielhaften Sender/Empfänger 100 gemäß dieser Erfindung. Der Sender/Empfänger 100 enthält einen Empfänger 110, der gemeinhin als ein "innerer Empfänger" oder "Entzerrer" bezeichnet wird und der dafür konfiguriert ist, ein moduliertes Signal von einem (nicht gezeigten) räumlich entfernten Gerät zu empfangen und ein demoduliertes Signal in einen Decodierer 120 einzuspeisen, der gemeinhin als ein "äußerer Empfänger" bezeichnet wird. Der Empfänger 110 ist dafür konfiguriert, eine Kanalentzerrung vorzunehmen, unerwünschte Ausbreitungskanaleffekte zu kompensieren und Interferenzeffekte zu milder, so dass die Funktion des Decodierers 120 optimiert werden kann. Das oben erwähnte Signal-Interferenz-Verhältnis, SIR, ist ein Maß der Effektivität dieser Kanalentzerrung und entspricht dem Verhältnis der Signalstärke des gewünschten Signals zur Signalstärke der Interferenz am Ausgang des Empfängers 110.
Eine SIR-Schätzvorrichtung 130 ist dafür konfiguriert, eine Schätzung des SIR anhand des Ausgangssignals des Empfängers 110 zu bestimmen. Ein vorrangiger Nutzungszweck des SIR ist die Steuerung der Leistung von dem räumlich entfernten Gerät zu dem Empfänger 110. Als solches wird das Ausgangssignal der SIR-Schätzvorrichtung 130 in eine Leistungsrückkopplungs-Steuereinheit 140 eingespeist, die das geschätzte SIR mit einem Soll-SIR 145 vergleicht. Das Soll-SIR ist in der Regel als das Mindest-SIR definiert, das benötigt wird, um eine bestimmte Bitfehlerrate (Bit Error Rate – BER) am Ausgang des Decodierers 120 zu erreichen. Auf der Basis dieses Vergleichs übermittelt die Leistungsrückkopplungs-Steuereinheit 140 über einen Codierer 180 und einen Sender 190 eine Meldung an das räumlich entfernte Gerät, um erforderlichenfalls eine Erhöhung oder eine Verringerung der Leistungsabgabe des räumlich entfernten Gerätes für eine anschließende Übertragung zu diesem Sender/Empfänger 100 zu veranlassen, um das Soll-SIR 145 zu erreichen. Optional kann das räumlich entfernte Gerät ähnliche Meldungen an den Sender/Empfänger 100 auf der Basis eines SIR, das in dem räumlich entfernten Gerät bestimmt wurde, übermitteln, um eine ähnliche Steuerung der Leistungsabgabe des Senders 190 zu veranlassen, um ein Soll-SIR in dem räumlich entfernten Gerät zu erreichen.
2 veranschaulicht einen beispielhaften UMTS-kompatiblen Sendestrom, der von einer Basisstation zu einem Benutzergerät gesendet wird ("Knoten B" bzw. "UE" in den 3GPP Technical Specifications). Das Benutzergerät (User's Equipment – UE) entspricht in einer typischen Ausführungsform einem Mobiltelefon eines Benutzers. 2 veranschaulicht eine Rahmenstruktur, die aus fünfzehn Schlitzen 250 besteht, wobei jeder Schlitz Datenbits (Data1 und Data2) 210 und Steuerungsbits (TPC, TFCI und Pilot 220) umfasst. Die 3GPP-Spezifikation sieht Dutzende unterschiedliche Formate vor, wobei jedes Format die Anzahl an Bits spezifiziert, die jedem der Felder Data1, Data2, TPC, TFCI und Pilot innerhalb der Schlitze des Rahmens zugewiesen werden. Die 3GPP-Spezifikation definiert des Weiteren die Bit-Muster der Steuerbits innerhalb jedes Schlitzes. Somit ent hält jeder Schlitz eine vorgegebene Anzahl Datenbits (N_D1 + N_D2), deren Werte dem Empfänger unbekannt sind, und eine vorgegebene Anzahl Steuerbits (N_Pilot), deren Werte, die in der 3GPP-Spezifikation definiert sind, dem Empfänger bekannt sind. In 1 sind bekannte Steuersymbole im Empfänger als Datensatz PSym 135 veranschaulicht.
Die SIR-Schätzvorrichtung 130 ist vorzugsweise dafür konfiguriert, wenigstens drei Schätzungen des SIR auf der Basis des Empfangs eines Sendestroms zu bestimmen:
eine kohärente Schätzung auf der Basis der Eigenschaften von Unterschieden zwischen bekannten gesendeten Signalen und empfangenen Sendesignalen,
eine nicht-kohärente Schätzung auf der Basis der Eigenschaften von unbekannten gesendeten Signalen und dem empfangenen Sendesignal, und
eine Entscheidungsrückkopplungsschätzung auf der Basis der Eigenschaften von Unterschieden zwischen decodierten (entschiedenen), wenn auch unbekannten gesendeten Signalen und dem empfangenen Sendesignal.
Kohärente Schätzung: Wie dem Fachmann allgemein bekannt ist, kann die empfangene Interferenz leichter bzw. verlässlicher von dem empfangenen Sendesignal unterschieden werden, wenn das ursprüngliche gesendete Signal, wie zum Beispiel das Steuersignal, im Empfänger bekannt ist. Die Varianz des Unterschiedes zwischen dem empfangenen Sendesignal und dem bekannten gesendeten Signal entspricht praktisch der Interferenz.
Nicht-kohärente Schätzung: Wenn das gesendete Signal unbekannt ist, wie zum Beispiel, wenn Daten im Empfänger empfangen werden, so ist das Unterscheiden zwischen dem empfangenen Sendesignal und der Interferenz schwieriger und/oder weniger verlässlich, weil mindestens ein Teil der Varianz in Verbindung mit dem empfangenen Signal eine Varianz enthält, die den Übergängen der gesendeten Daten entsprechen.
Entscheidungsrückkopplungsschätzung: Um die Effekte der Varianz zu verringern, die dem Übergang der gesendeten Daten entspricht, können die decodierten Werte der empfangenen Daten vom Decodierer 120 von 1 in den Empfänger 110 rückgekoppelt werden und als "angenommen-bekannte" Sendesignalwerte zum Vergleich mit gespeicherten/verzögerten Werten des empfangenen Signals verwendet werden, um die Interferenz zu bestimmen, die in dem empfangenen Signal vorliegt, das diesen angenommen-bekannten Wert hervorgebracht ist. Das heißt, die Varianz des Unterschiedes zwischen dem empfangenen Sendesignal und dem anschließend bestimmten angenommen-bekannten gesendeten Signal wird aus der Varianz des empfangenen Signals herausgerechnet, um die Varianz zu bestimmen, die der Interferenz entspricht.
Dem Durchschnittsfachmann ist klar, dass auch andere Regimes zum Schätzen von SIRs verwendet werden können, und zwar in Abhängigkeit von dem Grad der vorher bekannten Informationen und in Abhängigkeit von den Techniken, die benutzt werden, um Interferenz von gewünschten Signalen zu unterscheiden, sowie in Abhängigkeit von weiteren Faktoren. Um das Verstehen zu erleichtern, wird die Erfindung im Kontext der oben beschriebenen drei Techniken zum Unterscheiden von Interferenz und somit Schätzen eines Signal-Interferenz-Verhältnisses, SIR, für jede vorgestellt.
Im allgemeinen Fall ist ein empfangenes Signal am Ausgang des Empfängers 110 von 1 definiert als: r[n] = α[n]s[n] + v[n) (1)wobei s[n] ein Informationssignal von dem räumlich entfernten Gerät darstellt, α [n] die Amplitude des Informationssignals darstellt, nachdem es von dem räumlich entfernten Gerät zu dem Sender/Empfänger 100 übermittelt wurde, und v[n] den Teil des empfangenen Signals darstellt, welcher der Interferenz entspricht. Allgemein kann das durchschnittliche Signal-Interferenz Verhältnis, SIR, definiert werden als:
wobei E{.} den Erwartungsoperator bezeichnet.
Unter der Annahme, dass das Rauschen plus der Interferenz als additives weißes Gaußsches Rauschen (AWGN) modelliert wird, kann die Schätzung des SIR am Zeitpunkt k definiert werden als:
μ ^(k) wobei die Schätzung der Amplitude des Informationssignals σ ^2(k) darstellt, deren Quadrat die Schätzung der Signalleistung darstellt, und die Schätzung der Leistung des Rauschens plus der Interferenz darstellt.
Unter der Annahme eines weißen Gaußschen Interferenz-plus-Rauschens mit einem Mittelwert von null kann die Schätzung zum Beispiel durch die Schätzfunktionen der σ ^²(k) maximalen Wahrscheinlichkeit bzw. der Stichprobenvarianz ausgedrückt werden, d. h.:
wobei N die Anzahl der empfangenen Symbole ist, die zum Bestimmen von verwendet werden, μ ^(k) was wiederum zum Beispiel durch eine Stichprobenmittelschätzfunktion ausgedrückt werden kann, wie weiter unten näher beschrieben wird.
Wenn die verarbeiteten Informationen bekannte Informationssignale enthalten, so kann s, eine Schätzung der durchschnittlichen Amplitude des Informationssignals, ausgedrückt werden als:
wobei das hochgestellte "*" komplex-konjugiert bedeutet und das tiefgestellte "coh" die bekannten gesendeten Signale darstellt, welche die kohärente Schätzung SIR_coh erzeugen. Unter der Annahme eines weißen Gaußschen Interferenz-plus-Rauschens mit einem Mittelwert von null erweist sich, dass die obige Schätzfunktion die Schätzfunktion der maximalen Wahrscheinlichkeit ist.
Wenn die verarbeiteten Informationen unbekannte Informationssymbole enthalten, so kann die Schätzung der durchschnittlichen Amplitude des Informationssignals wie in dem besonderen Fall einer QPSK-Symbolkonstellation definiert werden:
wobei das tiefgestellte "incoh" die unbekannten gesendeten Signale darstellt, welche die Schätzung der nicht-kohärenten Schätzung SIR_incoh erzeugen. Eine ähnliche Herangehensweise für jede Symbolkonstellation mit konstantem Modul, wie zum Beispiel 8-PSK, führt zu:
Wenn die verarbeiteten Informationen "entschiedene", oder "vorhergesagte" oder "decodierte", oder "angenommen-bekannte" Informationssignale, s ^(n), enthalten, so kann die Schätzung der durchschnittlichen Amplitude des Informationssignals definiert werden als:
wobei das tiefgestellte "df" für "Entscheidungsrückkopplung" (Decision Feedback) steht und die decodierten/vorhergesagten/entschiedenen/angenommen-bekannten Symbole darstellt, die unbekannten gesendeten Symbolen entsprechen, welche die Entscheidungsrückkopplungsschätzung SIR_df erzeugen. In einer Ausführungsform dieser Erfindung kann der Entscheidungsrückkopplungsmechanismus aus dem Aufbauen der "entschiedenen" Symbole, s ^(n), und dem Bilden der Hard-Decision-Schätzungen vor der Datendecodierung bestehen, wie dem Durchschnittsfachmann allgemein bekannt ist. Diese Herangehensweise hat den Vorteil, dass die Verarbeitungsverzögerung und Berechnungskomplexität, die durch das Decodieren der empfangenen Datensymbole entstehen, um den Preis einer verringerten Verlässlichkeit der entschiedenen Symbole s ^(n) vermieden werden.
Die oben angesprochene Schrift "Analysis of Signal-to-Interference Ratio Estimation Methods for Wireless Communications Systems" von Sampath und Jeske lehrt das exponentielle Glätten der Interferenzleistungsmessung zum Verbessern der Genauigkeit der Schätzung unter der Annahme eines additiven weißen Gaußschen Rauschens (AWGN) in dem Übertragungskanal und statischer Schwundbedingungen, wie folgt:
wobei σ ^²(i) die Interferenz-plus-Rausch-Leistungsschätzung der Form (4) am Schlitz i bezeichnet und w₁ = (1 – r)^k-1 und w_i = (1 – r)^k-i für i = 2, 3, ..., k für jede der kohärenten, inkohärenten und Entscheidungsrückkopplungsinterferenzleistungs-Schätzungen.
Unter der Annahme unabhängiger Kanalschwundrealisierungen von einem Schlitz zum nächsten lässt sich die SIR-Schätzung problemlos anhand des folgenden Ausdrucks erhalten:
wobei μ ^(k) und σ ~²(k) jedem der kohärenten, inkohärenten und Entscheidungsrückkopplungs-Terme entsprechen, die durch die obigen Gleichungen (5), (7), (8) und (9) definiert wurden, um jeder der kohärenten, inkohärenten und Entscheidungsrückkopplungs-SIR-Schätzungen zu erzeugen.
Gemäß dieser Erfindung kann die Schätzgenauigkeit aller drei oben beschriebenen Schätzfunktionen verbessert werden, indem die Schätzung der Signalamplitude und der Interferenz-plus-Rausch-Leistung über aufeinanderfolgenden Schlitzen in geeigneter Weise gefiltert wird. Die tiefgestellten "coh", "incoh" und "df" werden im Weiteren nicht explizit aufgenommen, weil die vorgestellten Techniken für jede der drei oben beschriebenen Schätzfunktionen gelten.
3 veranschaulicht eine SIR-Schätzvorrichtung 300, die Filterungselemente 320-340 gemäß dieser Erfindung enthält. Die SIR-Schätzvorrichtung 300 würde in der Regel in einem typischen Empfänger für jede der kohärenten, inkohärenten und Entscheidungsrückkopplungsschätzfunktionen repliziert werden. Alternativ lehrt die gleichzeitig anhängige EP-Anmeldung 04300186.6 , "COMBINING SIGNAL-INTERFERENCE-RATIO (SIR) ESTIMATES FOR IMPROVED SIR ESTIMATION", eingereicht am 8. April 2004 für Giuseppe Montalbano, Anwaltsregister FR040039, eine Bestimmung einer zusammengesetzten SIR-Schätzung mittels einer Auswahl einer dieser kohärenten, inkohä renten und Entscheidungsrückkopplungs-SIR-Schätzfunktionen auf der Basis von Parametern, die mit einem momentanen Kommunikationslink verknüpft sind, einschließlich des Formats der Kommunikation und früherer SIR-Schätzungen. Wenn die SIR-Schätzvorrichtung 300 mit dieser Erfindung verwendet wird, so kann sie mit einem Schaltmechanismus konfiguriert sein, welche die Filterungselemente mit der gewählten Schätzfunktion verbindet, wobei ein entsprechender Wechsel der Filter-Terme entsprechend der gewählten Schätzfunktion vollzogen wird.
In der Schätzvorrichtung 300 wird die Signal-plus-Interferenz-Sequenz r[n] in herkömmliche SIR-Schätzvorrichtungskomponenten 310, 380 eingespeist, die Schätzungen der Signalleistung auf der Basis der durchschnittlichen Signal-plus-Interferenz-Signalamplituden μ ^(k) und Schätzungen der Interferenzleistung auf der Basis der Varianz der Signal-plus-Interferenz-Signalamplituden σ ^²(k) bestimmen. In einem herkömmlichen UMTS-kompatiblen Sender/Empfänger werden die Schätzungen μ ^(k) und σ ^²(k) für jeden Schlitz erzeugt und werden im Weiteren als schlitzgemittelte Schätzungen bezeichnet.
Wie oben angemerkt, basiert die Signalleistung auf dem Quadrat der Signalamplituden. Diese Quadrierung der Signalamplitude kann vor oder nach der Filterung erfolgen. Eine optionale Quadrierungskomponente 315 ist veranschaulicht, die der Auswahl der Filterung der durchschnittlichen Signalamplituden μ ^(k) oder der Filterung der geschätzten Signalleistung (d. h. dem Quadrat der durchschnittlichen Signalamplituden) entspricht, wie weiter unten noch näher beschrieben wird. Wenn die Quadrierungskomponente 315 nicht enthalten ist, dann wird eine entsprechende Quadrierungskomponente 315' am Ausgang der Filterelemente verwendet. Wenn umgekehrt die Quadrierungskomponente 315 enthalten ist, so ist die Quadrierungskomponente 315' am Ausgang der Filterelemente nicht enthalten.
Gemäß einem Aspekt dieser Erfindung werden die Schätzungen der Signalamplitude (d. h. ohne das Element 315) optimal gefiltert, unter der Annahme, dass die Kanalstatistik bekannt oder geschätzt ist. Wenn zum Beispiel die Dopplerstreuung infolge der Geschwindigkeit des mobilen Senders oder Empfängers bekannt oder geschätzt ist, so kann der Empfänger die Rate schätzen, mit der sich die schlitzgemittelte Signalamplitude μ(k) und die Energie ändern. Genauer gesagt, wenn die Rauschen-plus-Interferenz-Statistik zweiter Ordnung bekannt oder geschätzt ist, so kann die Signalamplitude μ(k) des k-ten Schlitzes geschätzt werden, indem die vorherigen schlitzweisen Signalamplitudenschätzungen μ ^(i) für i = 1, ..., k mit einem optimalen Vorhersagefilter mit Koeffizienten f(i) dergestalt geglättet werden, dass die Signalamplitudenschätzung gegeben ist durch:
wobei die Filterkoeffizienten f(i) so gewählt werden, dass der mittlere quadratische Fehler der Schätzung E{|μ(k) – μ ~(k)|²} minimiert wird. Das Filter f = (f(k) ... f(1)]^T, das durch die Koeffizienten f(i) definiert wird, ist gemeinhin als lineares Filter des kleinsten mittleren quadratischen Fehlers bekannt und ist gegeben durch:
wobei:
die Autokorrelationsmatrix des Vektors
der Signalamplitudenschätzungen, die Schlitz 1 bis Schlitz k entsprechen, bezeichnet;
den Kreuzkorrelationsvektor der wahren Signalamplitude μ*(k) bezeichnet, die über dem k-ten Schlitz und dem Vektor
der Signalamplitudenschätzungen, die jeweils Schlitz 1 bis Schlitz k entsprechen, gemittelt wurde; und
b eine reale Konstante ist, welche die Filterverstärkung fixiert; in der Regel ist b so eingestellt, dass die Filterverstärkung Eins ist.
Alternativ wird – unter Verwendung des Elements 315 und ohne Verwendung des Elements 315' – die lineare Kleinste-mittlere-quadratische-Fehler-Filterung der schlitzgemittelten Signalleistungsschätzung direkt ausgeführt, um den mittleren quadratischen Fehler der Signalleistungsschätzungen, E{(|μ(k)|² – |μ ~(k)|²)²}, zu minimieren. Die Filterkoeffizienten, die dieses Problem lösen, findet man ohne Weiteres durch Ersetzen des Vektors
durch den Vektor
und der zu schätzenden Menge μ(k) durch E_s(k) = |μ(k)|² in Gleichung (14).
Gemäß einem weiteren Aspekt dieser Erfindung wird das oben erwähnte exponentielle Glätten auf der Basis eines angenommenen AWGN-Kanalmodells, wie von Sampath und Mitarbeitern gelehrt, durch ein optimales lineares Vorhersagefilter mit Koeffizienten g(i) so ausgeführt, dass:
wobei die Koeffizienten g(i) so gewählt werden, dass der mittlere quadratische Fehler der Schätzung, E{|σ²(k) – σ ~²(k)|²},minimiertwird. Das Filter g = [g(k) ... g(1)]^T wird durch die Koeffizienten g(i) definiert und ist, wie bei dem Signalleistungsfilter oben, gegeben durch:
wobei:
die Autokorrelationsmatrix des Vektors
der Interferenz-plus-Rausch-Leistungsschätzungen, die Schlitz 1 bis Schlitz k entsprechen, bezeichnet;
den Kreuzkorrelationsvektor der wahren Interferenz-plus-Rausch-Leistungsschätzung σ*(k) bezeichnet, die über dem k-ten Schlitz und dem Vektor
der Interferenz-plus-Rausch-Leistungsschätzungen, die Schlitz 1 bis Schlitz k entsprechen, gemittelt wurde; und
d eine reale Konstante ist, welche die Filterverstärkung fixiert; in der Regel ist d so eingestellt, dass die Filterverstärkung Eins ist.
Ein Teilerelement 350 teilt die gefilterte Signalleistungsschätzung durch die gefilterte Interferenzleistungsschätzung, um die gefilterte SIR-Schätzung dieser Erfindung zu bestimmen. Wie oben angemerkt, kann die oben beschriebene Filterung angewendet wer den, um eine gefilterte SIR-Schätzung zu erzeugen, die jeder der kohärenten, inkohärenten und schlitzgemittelten Entscheidungsrückkopplungs-SIR-Schätzungen entspricht.
In einer bevorzugten Ausführungsform dieser Erfindung werden klassische lineare FIR-Wiener-Vorhersagefilter mit beweglichem Durchschnitt zum Verkörpern der Gleichungen (12) und (14) unter Berücksichtigung der Beobachtungen von Schlitz 0 bis Schlitz k – 1 anstatt von Schlitz 1 bis Schlitz k verwendet. Es können auch andere Techniken zum Verkörpern der Gleichungen (12) und (14) verwendet werden. Zum Beispiel ist dem Fachmann klar, dass autoregressive IIR-Wiener-Filterung verwendet werden kann und dass Wiener-Filterung angewendet werden kann, um eine lineare Vorwärts-, Rückwärts- oder Vorwärts-Rückwärts-Vorhersage durchzuführen, wenn nur vergangene, nur künftige oder sowohl vergangene als auch künftige Messungen beim Filterungsvorgang berücksichtigt werden.
Die Ableitung der optimalen Filterkoeffizienten f(i) und g(i) kann in adaptiver Weise erfolgen, entweder auf der Basis der Beobachtung der Signalamplitudenschätzungen μ ^(i) und der Interferenz-plus-Rausch-Leistungsschätzungen σ ^²(i) für i = 1, ..., k oder auf der Basis der Schätzungen der Parameter, welche die Statistik der Signalamplitude und des Interferenz-plus-Rausch-Terms kennzeichnen. Des Weiteren können die optimalen Filterkoeffizienten f(i) und g(i) auf der Basis standardmäßiger rekursiver "adaptiver" Filterungstechniken geschätzt werden, zum Beispiel durch Verwenden der Techniken der adaptiven Algorithmen der kleinsten mittleren Quadrate oder der rekursiven kleinsten Quadrate, die dem Fachmann vertraut sind und die die Struktur der Matrix- und Vektoroperationen, die durch die Gleichungen (12) und (14) ausgedrückt werden, effektiv nutzen, um die Berechnungskomplexität zu verringern und um eine rekursiv-kontinuierliche Adaptation/Verfolgung der optimalen Filterkoeffizienten zu gestatten (siehe zum Beispiel S. S. Haykin, "Adaptive filter theory", Englewood-cliffs, NJ: Prentice Hall, 1995, und S. M. Kay, "Fundamentals of statistical signal processing estimation theory", Englewood-cliffs, NJ: Prentice Hall, 1993). Im Gegensatz zu einem nicht-rekursiven adaptiven Ansatz, wo eine feste Anzahl von Messungen auf einmal verwendet wird, um die Filterkoeffizienten zu schätzen, verbessern die rekursiven adaptiven Techniken die Genauigkeit der Filterkoeffizientenschätzungen, da die Anzahl der aufeinanderfolgenden Messungen/Beobachtungen im Lauf der Zeit größer wird. Alternativ können die gleichen adaptiven Techniken verwendet werden, um die Parameter zu schätzen, welche die Statistik der Signalamplitude und des Interferenz-plus-Rausch-Terms kennzeichnen, und dann die optimalen Filterkoeffizienten in einem zweiten Schritt auf der Basis dieser Schätzungen zu berechnen.
Aufgrund der hohen Komplexität, die durch die Berechnung der Filter der kleinsten mittleren quadratischen Fehler entsteht, ist dem Durchschnittsfachmann klar, dass Annäherungen an die optimalen Filtereigenschaften auf einer heuristischeren Basis verwendet werden können, um die Ausführungsform zu vereinfachen. In vielen Anwendungen ist es zum Beispiel wahrscheinlich, dass der Interferenz-plus-Rausch-Term durch ein AWGN mit einem Mittelwert von null mindestens bei hohen Ausbreitungsfaktoren gut approximiert wird, und es kann der einfache exponentielle Filter verwendet werden, der durch Gleichung (9) ausgedrückt ist. Die Verschlechterung, die durch diese Approximierung in Bezug auf die optimale Filterung entsteht, kann in den meisten Fällen als recht akzeptabel erwartet werden. Alternativ kann man davon ausgehen, dass die Schätzung der Signalamplitude und -leistung unter Verwendung einer optimalen Herangehensweise, wie sie zum Beispiel durch Gleichung (12) gegeben ist, eine deutliche Verbesserung der Gesamt-SIR-Schätzgenauigkeit erbringt, weil die Signalamplitude und -leistung stark von der mobilen Geschwindigkeit und der entsprechenden Dopplerstreuung abhängt.
Wie dem Durchschnittsfachmann des Weiteren klar ist, können auch suboptimale Filter verwendet werden, um den optimalen Filter, der durch Gleichung (12) ausgedrückt ist, zu approximieren, um die Berechnungskomplexität für die Filterung der Signalleistungsschätzungen zu verringern. Wenn zum Beispiel nur die maximale Dopplerstreuung, die mit der Signalkomponente verbunden ist, geschätzt wird, so kann ein exponentielles Filter der Form von Gleichung (9) in geeigneter Weise für die Signalamplitudenschätzung konfiguriert werden, indem die Bandbreite der Glättungsfilterbandbreite justiert wird, um zu der Signal-Dopplerbandbreite zu passen.
Das oben Dargelegte veranschaulicht lediglich die Prinzipien der Erfindung. Es versteht sich daher, dass der Fachmann in der Lage ist, verschiedene Anordnungen zu ersinnen, die zwar im vorliegenden Text nicht ausdrücklich beschrieben oder gezeigt sind, die aber trotzdem die Prinzipien der Erfindung verkörpern und daher in den Geltungsbereich der folgenden Ansprüche fallen.
Bei der Auslegung dieser Ansprüche versteht es sich, dass:

a) das Wort "umfassen" nicht das Vorhandensein weiterer Elemente oder Handlungen neben jenen, die in einem bestimmten Anspruch genannt sind, ausschließt;
b) das Wort "ein" oder "eine" vor einem Element nicht das Vorhandensein mehrerer solcher Elemente ausschließt;
c) Bezugszeichen in den Ansprüchen nicht ihren Geltungsbereich einschränken;
d) mehrere "Mittel" durch dasselbe Element oder dieselbe Hardware- oder Software-implementierte Struktur oder Funktion dargestellt sein können;
e) jedes der offenbarten Elemente aus Hardware-Abschnitten (zum Beispiel mit diskreten und integrierten elektronischen Schaltkreisen), Software-Abschnitten (zum Beispiel Computer-Programmierung) und beliebigen Kombinationen daraus bestehen kann;
f) Hardware-Abschnitte aus analogen oder digitalen oder aus analogen und digitalen Abschnitten bestehen können;
g) jegliche der offenbarten Vorrichtungen oder ihrer Abschnitte miteinander kombiniert werden können oder in weitere Abschnitte aufgegliedert werden können, sofern nicht ausdrücklich etwas anderes angegeben ist; und
h) keine spezielle Reihenfolge der Handlungen erforderlich ist, sofern das nicht ausdrücklich angegeben ist.

Claims

Verfahren zum Schätzen eines Signal-Interferenz-Verhältnisses, das Folgendes umfasst: Bestimmen einer Schätzung einer durchschnittlichen Signalleistung (μ ~²), Bestimmen einer Schätzung einer durchschnittlichen Interferenzleistung (σ ~²), Teilen der Schätzung der durchschnittlichen Signalleistung (μ ~²) durch die Schätzung der durchschnittlichen Interferenzleistung (σ ~²), um eine Schätzung des Signal-Interferenz-Verhältnisses (SIR) zu erhalten, wobei mindestens eine der Schätzungen der durchschnittlichen Signalleistung (μ ~²) und der durchschnittlichen Interferenzleistung (σ ~²) auf einem gefilterten Durchschnitt einer Reihe sequenzieller Schätzungen (μ ^(i), σ ^²(i)) basiert, die Filterterme (f(i), g(i)) enthält, die auf jede der Reihe sequenzieller Schätzungen angewendet werden, und die Filterterme (f(i), g(i)) so bestimmt werden, dass sie einen mittleren quadratischen Fehler, der mit den sequenziellen Schätzungen (μ ^(i), σ ^²(i) verbunden ist, wesentlich minimieren.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Filterterme (f(i), g(i)) im Wesentlichen Termen eines linearen FIR-Wiener-Vorhersagefilters mit beweglichem Durchschnitt entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Filterterme (f(i), g(i)) im Wesentlichen Termen eines autoregressiven IIR-Wiener-Filters entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Schätzung der durchschnittlichen Interferenzleistung (σ ~²) auf einem gefilterten Durchschnitt einer Reihe von Interferenzleistungsschätzungen (σ ^²(i)) basiert, und die Interferenzleistungsschätzungen (σ ^²(i)) einer Varianz von Signal-plus-Interferenz-Amplituden (r[n]) entspricht.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Schätzung der durchschnittlichen Signalleistung (μ ~²) auf einem Quadrat eines gefilterten Durchschnitts einer Reihe von Signalamplitudenschätzungen (μ ^(i)) basiert, und die Signalamplitudenschätzungen (μ ^(i)) Durchschnitten von Signal-plus-Interferenz-Amplituden (r[n]) entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Schätzung der durchschnittlichen Signalleistung (μ ~²) auf einem gefilterten Durchschnitt einer Reihe von Signalleistungsschätzungen (μ ^(i)²) basiert, und die Signalleistungsschätzungen (μ ^(i)²) einem Quadrat von Durchschnitten von Signal-plus-Interferenz-Amplituden (r[n]) entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Schätzung der durchschnittlichen Signalleistung (μ ~²) auf dem gefilterten Durchschnitt basiert, wobei die Filtertenne (f(i)) den mittleren quadratischen Fehler wesentlich verringern, und die Schätzung der durchschnittlichen Interferenzleistung (σ ~²) auf einer exponentiellen Glättung basiert.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Filterterme (f(i), g(i))
entsprechen, wobei:
eine Autokorrelationsmatrix eines Vektors v ^(k) = [v ^(k) ... v ^(1)]^T von k der sequenziellen Schätzungen (μ ^(i),
²(i)) bezeichnet;
einen Kreuzkorrelationsvektor einer wahren Schätzung v*(k) bezeichnet, die über den k-ten sequenziellen Schätzungen und dem Vektor v ^(k) = (v ^(k) ... v ^(1)]^T gemittelt wurde; und b eine reale Konstante bezeichnet, die eine Filterverstärkung bestimmt.
Verfahren nach Anspruch 1, das des Weiteren Folgendes enthält: Schätzen der Filterterme (f(i), g(i)) auf der Basis rekursiver adaptiver Filterungstechniken.
Verfahren nach Anspruch 1, mit Folgenden: Schätzen von Parameter, die Statistiken der sequenziellen Schätzungen (μ ^(i), σ ^²(i)) kennzeichnen, unter Verwendung adaptiver Filterungstechniken, und Bestimmen der Filterterme (f(i), g(i)) auf der Basis dieser Parameter.
SIR-Schätzvorrichtung (300), die Folgendes umfasst: eine erste Schätzvorrichtung (310), die dafür konfiguriert ist, eine Reihe von Signalamplitudenschätzungen (μ ^(i) zu erzeugen, eine zweite Schätzvorrichtung (310), die dafür konfiguriert ist, eine Reihe von Interferenzleistungsschätzungen (σ ^²(i)) zu erzeugen, ein erstes Filter (320, 330, 340), das dafür konfiguriert ist, eine Schätzung der durchschnittlichen Signalleistung (μ ~²), die einer Reihe von Signalamplitudenschätzungen (μ ^(i)) entspricht, auf der Basis von Filtertermen (f(i)) zu erzeugen, die auf jede der Reihe von Signalamplitudenschätzungen (μ ^(i)) angewendet wird, ein zweites Filter, das dafür konfiguriert ist, eine Schätzung der durchschnittlichen Interferenzleistung (σ ~²) zu erzeugen, die einer Reihe von Interferenzleistungsschätzungen (σ ^²(i)) entspricht, und einen Teiler (350), der dafür konfiguriert ist, ein Verhältnis der durchschnittlichen Signalleistung (μ ~²) und der durchschnittlichen Interferenzleistung (σ ~²) als eine Schätzung eines Signal-Interferenz-Verhältnisses (SIR) zu erzeugen, wobei die Filterterme (f(i)) so bestimmt werden, dass sie einen mittleren quadratischen Fehler, der mit den Signalamplitudenschätzungen (μ ^(i)) verbunden ist, wesentlich verringern.
SIR-Schätzvorrichtung nach Anspruch 11, wobei das zweite Filter dafür konfiguriert ist, die Schätzung der durchschnittlichen Interferenzleistung (σ ~²) auf der Basis von Filtertermen (g(i)) zu erzeugen, die auf jede der Reihe von Interferenzleistungsschätzungen (σ ^²(i)) angewendet werden, und die Filterterme (g(i)) so bestimmt werden, dass ein mittlerer quadratischer Fehler, der mit den Interferenzleistungsschätzungen (σ ^²(i)) verbunden ist, wesentlich minimiert wird.
SIR-Schätzvorrichtung nach Anspruch 11, wobei das zweite Filter dafür konfiguriert ist, die Schätzung der durchschnittlichen Interferenzleistung (σ ~²) auf der Basis einer exponentiellen Glättung der Reihe von Interferenzleistungsschätzungen (σ ^²(i)) zu erzeugen.
SIR-Schätzvorrichtung nach Anspruch 11, die des Weiteren Folgendes enthält: eine Quadrierungskomponente (315, 315'), die dafür konfiguriert ist, eines der folgenden beiden zu erzeugen: ein Quadrat eines Ausgangssignals des erstes Filters (320, 330, 340), um die Schätzung der durchschnittlichen Signalleistung (μ ~²) zu erzeugen, oder ein Quadrat eines Eingangssignals des ersten Filters (320, 330, 340), um eine Reihe von Signalleistungsschätzungen (μ ^(i)) zu erzeugen, die der Reihe von Signalamplitudenschätzungen (μ ^(i)) entspricht.
SIR-Schätzvorrichtung nach Anspruch 11, wobei die Filterterme (f(i), g(i)) im Wesentlichen Termen eines linearen FIR-Wiener-Vorhersagefilters mit beweglichem Durchschnitt entsprechen.
SIR-Schätzvorrichtung nach Anspruch 11, wobei die Filterterme (f(i), g(i)) im Wesentlichen Termen eines autoregressiven IIR-Wiener-Filters entsprechen.
SIR-Schätzvorrichtung nach Anspruch 11, wobei die erste Schätzvorrichtung (310) die Signalamplitudenschätzungen (μ ^(i)) auf der Basis eines Durchschnitts von eingegebenen Signal-plus-Interferenz-Amplituden (r[n]) erzeugt.
SIR-Schätzvorrichtung nach Anspruch 11, wobei die zweite Schätzvorrichtung (380) die Interferenzleistungsschätzungen (σ ^²(i)) auf der Basis einer Varianz von eingegebenen Signal-plus-Interferenz-Amplituden (r[n]) erzeugt.
SIR-Schätzvorrichtung nach Anspruch 11, wobei die Filterterme (f(i), g(i))
entsprechen, wobei:
eine Autokorrelationsmatrix eines Vektors v ^(k) = [v ^(k) ... v ^(1)]^T von k der sequenziellen Schätzungen (μ ^(i),
²(i)) bezeichnet;
einen Kreuzkorrelationsvektor einer wahren Schätzung v*(k) bezeichnet, die über den k-ten sequenziellen Schätzungen und dem Vektor v ^(k) = [v ^(k) ... v ^(1)]^T gemittelt wurde; und b eine reale Konstante bezeichnet, die eine Filterverstärkung bestimmt.
SIR-Schätzvorrichtung nach Anspruch 11, wobei die Filterterme (f(i), g(i)) auf rekursiven adaptiven Filterungstechniken basieren.