DE4392993C2

DE4392993C2 - Kommunikationssystem mit einem Signalleistungsabschätzer

Info

Publication number: DE4392993C2
Application number: DE4392993A
Authority: DE
Inventors: Fuyun Ling
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1992-06-29
Filing date: 1993-06-09
Publication date: 1996-09-26
Anticipated expiration: 2013-06-10
Also published as: CA2137460A1; JP3205338B2; KR950702358A; US5297161A; BR9306623A; WO1994000926A1; SE9404427L; FI946045A; JPH07508383A; CA2137460C; KR970008172B1; DE4392993T1; FI946045A0; SE9404427D0; MX9303881A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Kommunikationssysteme, bei denen orthogonal codierte Signale verwendet werden und betrifft insbesondere eine Vorrichtung zur Signalleistungsschätzung in einem orthogonal codierten Kommu nikationssystem.

Kommunikationssysteme können unterschiedlich beschaffen sein. Im allgemeinen ist es der Zweck eines Kommunikationssystems, informationstragende Signale von einer Quelle, die sich an einem bestimmten Punkt befindet, zu einem Benutzerort, der sich an einem anderen entfernten Punkt befindet, zu übertragen. Ein Kommunikationssystem besteht normalerweise aus drei Basis komponenten: einem Übertrager, einem Kanal und einem Empfänger. Der Übertrager hat die Aufgabe, ein Nachrichtensignal in eine für die die Übertragung über den Kanal geeignete Form zu ver arbeiten. Diese Verarbeitung wird als Modulation bezeichnet. Die Funktion des Kanals besteht darin, eine physikalische Ver bindung zwischen dem Übertragerausgang und dem Empfängereingang zu schaffen. Die Funktion des Empfängers besteht darin, das empfangene Signal zu verarbeiten, um eine Schätzung des ur sprünglichen Nachrichtensignals erzeugen zu können. Diese Ver arbeitung des empfangenen Signals wird als Demodulation be zeichnet.

Es existieren zwei Arten von Zweiwegekommunikationskanälen, nämlich Punkt-zu-Punkt-Kanäle und punkt-zu-Vielpunkt-Kanäle. Beispiele von Punkt-zu-Punkt-Kanälen sind Drahtleitungen (z. B. bei der lokalen Telefonübertragung), Mikrowellenver bindungen und optische Glasfasern. Im Gegensatz dazu stellen Punkt-zu-Vielpunkt-Kanäle eine Möglichkeit zum gleichzeiti gen Erreichen vieler Empfangsstationen von einem einzigen Übertrager zur Verfügung (z. B. bei zellularen Funktelefon kommunikationssystemen). Diese Punkt-zu-Vielpunkt-Systeme werden auch als MAS(Multiple Address Systems)-Systeme be zeichnet.

Analoge und digitale Übertragungsverfahren werden verwendet, um ein Nachrichtensignal über einen Kommunikationskanal zu übertragen. Die Verwendung digitaler Verfahren bietet mehrere Vorteile gegenüber analogen Verfahren, wie beispielsweise: erhöhte Immunität gegenüber Kanalrauschen und Interferenz, flexiblen Betrieb des Systems, gemeinsames Format für die Übertragung unterschiedlicher Nachrichtensignalarten, erhöhte Sicherheit für die Kommunikation aufgrund der Verwendung von Kryptographie und eine erhöhte Kapazität.

Diese Vorteile werden auf Kosten einer erhöhten Systemkomple xität erkauft. Durch die Verwendung der VLSI-Technologie sind jedoch kosteneffektive Möglichkeiten zum Erstellen der ent sprechenden Hardware entwickelt worden.

Um ein Nachrichtensignal (entweder analog oder digital) über einen Bandpaß-Kommunikationskanal zu übertragen, muß das Nachrichtensignal in eine für die effiziente Übertragung über den Kanal geeignete Form gebracht werden. Die Modifi kation des Nachrichtensignals wird durch einen als Modula tion bezeichneten Prozeß bewerkstelligt. Durch diesen Prozeß werden einige Parameter der Trägerwelle gemäß dem Nachrichten signal derart variiert, daß das Spektrum des modulierten Sig nals mit der zugewiesenen Kanalbandbreite korrespondiert. Ent sprechend muß der Empfänger in der Lage sein, das ursprüng liche Nachrichtensignal von der nach Durchlaufen durch den Kanal empfangenen verschlechterten Version wiederzugewinnen. Die Wiedergewinnung wird durch ein als Demodulation bekanntes Verfahren bewerkstelligt, welches das inverse Verfahren zum Modulationsprozeß darstellt.

Neben einer effizienten Übertragung gibt es weitere Gründe, eine Modulation durchzuführen. Insbesondere gestattet die Modulation Multiplexing, d. h. die gleichzeitige Übertragung von Signalen aus mehreren Nachrichtenquellen über einen ge meinsamen Kanal. Modulation kann auch verwendet werden, um ein Nachrichtensignal in eine Form zu bringen, die weniger anfällig für Rauschen und Interferenz ist.

Für Multiplex-Kommunikationssysteme besteht das System typi scherweise aus vielen entfernten Einheiten (d. h. Teilnehmer- Einheiten), die einen aktiven Service über einen Kommunika tionskanal nur für einen kurzen oder diskreten Teil der Kommunikationskanalressource benötigen, anstatt einer konti nuierlichen Benutzung der Resourcen des Kommunikationskanals. Deshalb sind Kommunikationssysteme so ausgelegt worden, um mit mehreren entfernten Einheiten in kurzen Intervallen auf dem gleichen Kommunikationskanal zu kommunizieren. Diese Systeme werden als MAC(multiple access communication)-Systeme bezeich net.

Eine andere Art derartiger Systeme stellt ein System mit ge streutem Spektrum dar. In einem System mit gestreutem Sektrum (spread spectrum system) wird eine Modulationstechnik ange wandt, bei der das zu übertragende Signal über einen weiten Frequenzbereich des Kommunikationskanals gestreut wird. Das Frequenzband ist somit wesentlich breiter, als die minimale Bandbreite, die zur Übertragung der gesendeten Information benötigt würde. Ein Sprachsignal kann beispielsweise bei Verwendung von Amplitudenmodulation mit einer Bandbreite ge sendet werden, die lediglich zweimal so breit ist, wie die Information selbst. Andere Modulationsarten, wie beispiels weise "low-deviation-frequency"-Modulation (FM) oder Einzel seitenband-Amplitudenmodulation gestatten es, die Information in einer Bandbreite zu übertragen, die etwa der Bandbreite der Information selbst entspricht. In einem System mit ge streutem Spektrum ist es für die Modulation häufig erforder lich, daß ein Basisbandsignal (z. B. ein Sprachkanal) mit einer Bandbreite von lediglich einigen kHz verwendet wird und dieses dann in ein Signal gestreut wird, das mehrere MHz weit sein kann. Dies wird durch Modulieren des zu über tragenden Signals mit der zu sendenden Information und mit einem Breitbandcodiersignal erreicht.

Es gibt drei allgemeine Arten von Kommunikationstechniken mit gestreutem Spektrum, nämlich:

Direkt-Sequenz-Technik

Darunter wird eine Modulation eines Trägers durch eine digitale Code-Sequenz verstanden, deren Bitrate wesentlich höher ist als die Bandbreite des Informationssignals. Derar tige Systeme werden als "direct sequence"-modulierte Systeme bezeichnet.

Springtechnik (Hopping)

Darunter wird Trägerfrequenzverschiebung in diskreten Inkre menten in einem durch eine Codesequenz vorgegebenen Muster verstanden. Diese Systeme werden als frequenzspringende Sy steme bezeichnet. Der Übertrager springt innerhalb eines vorgegebenen Satzes von Frequenzen von einer Frequenz zur nächsten; die Reihenfolge der Frequenzbenutzung wird durch eine Code-Sequenz vorgegeben. Entsprechend haben Zeitsprung- und Zeitfrequenzsprung-Systeme Übertragungszeiten, die durch eine Codesequenz vorgegeben sind.

Chirp-Technik

Pulsfrequenzmodulation oder Chirp-Modulation bedeutet, daß ein Träger über ein breites Band während eines gegebenen Pulsintervalls gewobbelt wird.

Die Information (d. h. das Nachrichtensignal) kann in das Sig nal mit gestreutem Spektrum (Streuspektrumsignal) durch meh rere Verfahren eingebettet werden. Ein Verfahren besteht darin, die Information dem Streucode zuzuführen, bevor dieser für die Streumodulation verwendet wird. Diese Technik kann in Direkt sequenz- und Frequenzsprung-Systemen verwendet werden. Es sei angemerkt, daß die zu sendende Information in digitaler Form vorliegen muß, noch bevor sie zu dem Streucode addiert wird, da die Kombination des Streucodes und der Information, die typischerweise einen Binärcode darstellt, eine Module-2-Addi tion beinhaltet. Alternativ kann die Information oder das Nachrichtensignal verwendet werden, um den Träger zu modulie ren, bevor er gestreut wird.

Somit muß ein Streuspektrumsystem zwei Eigenschaften aufwei sen:

1. die übertragene Bandbreite sollte wesentlich größer sein als die Bandbreite oder die Rate der zu sendenden Infor mation und
2. es muß eine weitere Funktion zur Verfügung gestellt werden, um die resultierende modulierte Kanalbandbreite zu be stimmen.

Streuspektrumkommunikationssysteme können MAS (multiple access systems)-Kommunikationssysteme sein. Ein derartiges System ist das CDMA(code division multiple access)-System. In einem CDMA- System wird die Kommunikation zwischen zwei Kommunikations einheiten durch Streuen jedes übertragenen Signals über das Frequenzband des Kommunikationssignals mit einem einmaligen Benutzerstreucode erreicht. Als Ergebnis liegen die übertra genen Signale in dem gleichen Frequenzband des Kommunikations signals und sind lediglich durch einmalige Benutzerstreucodes voneinander getrennt. Diese einmaligen Benutzerstreucodes (unique user spreading codes) sind vorzugsweise orthogonal zueinander, derart, daß die Kreuzkorrelation zwischen den Streucodes etwa Null beträgt. CDMA-Systeme können Direktse quenz- oder Frequenzsprung-Streutechniken verwenden. Bestimmte übertragene Signale können von dem Kommunikationskanal durch Zurückstreuen eines die Summe der Signale in dem Kommunika tionskanal darstellenden Signals erreicht werden, wobei dies durch einen Benutzerstreucode erfolgt, der in Beziehung zu dem bestimmten Übertragungssignal steht, welcher von dem Kommunikationskanal wiedergewonnen werden soll. Wenn die Be nutzerstreucodes (user spreading codes) orthogonal zueinan der sind, kann das empfangene Signal mit einem bestimmten Benutzerstreucode korreliert werden, derart, daß nur das gewünschte Signal, welches mit dem bestimmten Streucode in Beziehung steht, verstärkt wird, während andere Signale für alle anderen Benutzer unterdrückt werden (not enhanced).

Für den Fachmann dürfte klar sein, daß mehrere unterschied liche Streucodes existieren, die dazu verwendet werden können, um Datensignale in einem CDMA-Kommunikationssystem voneinander zu trennen. Diese Streucodes umfassen u. a. Pseudorausch(pseudo noise)-Codes sowie Walsh-Codes. Ein Walsh-Code entspricht einer einzelnen Zeile oder Spalte einer Hadamard-Matrix. Beispiels weise können in einem 64-Kanal-CDMA-Streuspektrumsystem zuein ander orthogonale Walsh-Codes aus einem Satz von 64 Walsh-Codes innerhalb einer 64 × 64 Hadamard-Matrix ausgewählt werden. Es kann außerdem ein spezielles Datensignal von anderen Datensig nalen unter Verwendung eines speziellen Walsh-Codes separiert werden, um das spezielle Datensignal zu streuen.

Für den Fachmann dürfte weiterhin klar sein, daß Streucodes dazu verwendet werden können, um Datensignale zu kanalcodie ren. Die Datensignale werden kanalcodiert, um die Eigen schaften des Kommunikationssystems zu verbessern, dadurch, daß die zu übertragenden Signal besser auf Signalstörungen, wie Rauschen, Fading und Verschmierung reagieren können. Ty pischerweise reduziert die Kanalcodierung die Wahrscheinlich keit eines Bitfehlers und/oder reduziert das nötige Signal/ Rauschverhältnis, das üblicherweise durch Energie pro Rausch dichte (E_b/N_o) ausgedrückt wird, um das Signal auf Kosten einer erhöhten Bandbreite wieder zu gewinnen. Beispielsweise können Walsh-Codes dazu verwendet werden, um ein Datensignal kanalzu codieren, bevor das Datensignal für die weitere Übertragung mo duliert wird. In ähnlicher Weise können PN-Streucodes verwendet werden, um ein Datensignal kanalzucodieren.

Eine typische Streuspektrumübertragung beinhaltet das Ausdehnen der Bandbreite eines Informationssignals, die Übertragung des erweiterten Signals und die Wiedergewinnung des gewünschten In formationssignals durch eine Rückabbildung des empfangenen Streuspektrums in die ursprüngliche Informationssignalbandbrei te. Diese Serie von Bandbreitenmanipulationen bei der Streuspektrumsignaltechnik erlaubt es einem Kommunikationssy stem, in einer vorrauschten Signalumgebung oder einem Kommuni kationskanal ein relativ fehlerfreies Signal abzugeben. Die Qualität der Wiederherstellung des Informationssignals von dem Kommunikationskanal wird durch die Fehlerrate (d. h. die Anzahl von Fehlern bei der Wiedergewinnung des übertragenen Signals über eine bestimmte Zeitspanne oder empfangene Bitspanne) für einige E_b/N_o gemessen.

Mit zunehmender Fehlerrate verschlechtert sich die Signalqua lität auf der Empfangsseite. Daher sind Kommunikationssysteme üblicherweise dahingehend ausgelegt, daß die Fehlerrate auf eine obere Grenze begrenzt ist, so daß die Qualitätsverschlech terung des Empfangssignals begrenzt ist.

Bei einem CDMA-Streuspektrumkommunikationssystem steht die Feh lerrate in Beziehung zum Rauschinterferenzpegel in dem Kommu nikationskanal, welcher in direkter Beziehung zu der Anzahl zeitgleicher codeunterschiedener Benutzer des Kommunikations kanals steht. Um daher die maximale Fehlerrate zu begrenzen, muß die Anzahl der den Kanal gleichzeitig benutzenden Benutzer begrenzt werden. Die Fehlerrate wird jedoch auch durch den empfangenen Signalleistungspegel beeinflußt. In einigen Streu spektrumkommunikationssystemen (z. B. zellularen Systemen) ver sucht eine zentrale Kommunikationsstation, überlicherweise mehr als ein Signal von einem bestimmten Band des elektromagneti schen Spektrums zu detektieren oder zu empfangen. Die zentrale Kommunikationsstation stellt die Empfangskomponenten so ein, daß sie Signale bei einem speziellen empfangenen Signallei stungsschwellwert besonders gut empfangen. Die empfangenen Signale, die einen Empfangssignalleistungspegel aufweisen, der nahe an dem Schwellwertpegel liegt, werden optimal empfangen.

Empfangssignale, die nicht diesen Pegel aufweisen, werden nicht optimal empfangen. Ein nicht optimal empfangenes Signal hat üb licherweise eine höhere Fehlerrate oder bewirkt unnötige Stö rungen für andere Empfänger. Jede dieser unerwünschten Konse quenzen kann dazu führen, daß die Anzahl der möglichen gleich zeitigen Benutzer des Kommunikationskanals weiter begrenzt ist. Daher ist es wünschenswert, die Empfangssignalleistungspegel bei oder nahe bei dem speziellen Leistungsschwellwertpegel zu halten. Dies kann dadurch erreicht werden, daß der Signallei stungspegel der Übertrager, die versuchen zur zentralen Kommu nikationsstation zu übertragen, eingestellt wird. Daher kann die Anzahl der Benutzer des Kommunikationskanals für eine spezielle maximale Fehlerratengrenze maximiert werden, indem Leistungssteuerschemata verwendet werden, um die empfangenen Signalleistungspegel auf einem bestimmten Leistungsschwellwert pegel zu halten. Es besteht jedoch ein Bedürfnis nach einem genaueren Empfangssignalleistungspegel-Schätzschema zur Ver wendung in einem CDMA-Streuspektrumkommunikationssystem. Durch die Verwendung eines genaueren Empfangssignalleistungspegel- Schätzschemas kann die Anzahl der gleichzeitigen Benutzer in einem Kommunikationskanal erhöht werden.

Aus HAYKIN, Simon: Digital Communications; New York, John Wiley & Sons, 1988, Seiten 57 bis 105 ist die Zerlegung eines Signals in eine Summe aus zueinander orthogonalen Signalen bekannt. Dabei wird ein einzelnes Zeitsignal in eine Summe von gleich zeitig vorhandenen orthogonalen Signalen zerlegt. Bei diesem Stand der Technik wird davon ausgegangen, daß die vom Sender übertragene Information ordnungsgemäß beim Empfänger ankommt und somit die empfangene Signalleistung gemäß Gleichung 3.29 der Seite 68 einfach durch die quadrierten Korrelations- Ausgangswerte berechnet werden kann.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Kommunikati onssystem anzugeben, mit dem in einfacher Weise eine Sendelei stungsbestimmung vorgenommen werden kann.

Diese Aufgabe wird in erfindungsgemäßer Weise durch den Gegen stand des Patentanspruches 1 gelöst.

Bevorzugte Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung sind Ge genstand der Unteransprüche.

Im folgenden wird eine bevorzugte Ausführungsform der vorlie genden Erfindung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeich nungen näher erläutert.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungs form des erfindungsgemäßen Kommunikationssystems, bei der orthogonale Codierung und Leistungssteuerung verwen det wird.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungs form der Leistungsschätzvorrichtung.

Fig. 3 zeigt ein Ablaufdiagramm zur Erläuterung der Leistungs schätzschritte, die in der bevorzugten Ausführungsform der Fig. 1 und 2 ausgeführt werden.

Detaillierte Beschreibung

In Fig. 1 ist eine bevorzugte Ausführungsform eines Rück kopplungsleistungssteuersystems in einem Kommunikationssystem gezeigt. Das Leistungssteuersystem ist für einen Rückwärts kanal (d. h. die Basiskommunikationsstation 100 stellt die Übertragungssignalleistung der Mobilstation 102 ein) ausge legt. Der Empfänger der Basisstation 100 schätzt die empfan gene Signalleistung, die von der Mobilstation 102 für einen bestimmten Benutzer verwendet wird, ab. Bei der bevorzugten Ausführungsform wird die Leistung vorzugsweise alle 1,25 ms abgeschätzt 104, d. h. während der Zeitperiode von 6 Walsh- Wörtern. Mehrere Leistungsschätzungen können zu einem Gesamt ergebnis ausgemittelt werden, um einen durchschnittlichen Langzeitschwellwert zu erhalten. Ein Steuerindikator (z. B. ein Bit oder eine Vielzahl von Bits) wird, basierend auf dem Ergebnis der Vergleichs, erzeugt 108. Wenn die Schätzung größer ist als der Schwellwert, wird der Leistungssteuerin dikator auf Eins gesetzt. Andernfalls wird er auf Null ge setzt. Der Leistungssteuerindikator wird codiert 110 und über einen Vorwärtskanal übertragen 112. Das Codieren kann das Streuen des Leistungssteuerindikators mit einem Streu code vor der Übertragung über den Kommuniktionskanal mit umfassen. Um die Belastung für den Vorwärtskanal zu vermin dern, wird vorzugsweise nur ein Leistungssteuerindikator jede 1,25 ms übertragen. Dadurch detektiert die Mobilstation 102 den Leistungssteuerindikator aus einem über den Kommu nikationskanal empfangenen Signal und wird anschließend alle 1,25 ms ihre Übertragungsleistung entsprechend dem empfange nen Leistungssteuerindikator 120 erhöhen oder erniedrigen 114, 120, 122. Die Detektion des Leistungssteuerindikators kann das Zurückstreuen des empfangenen Signals mit einem Streucode umfassen. Der Übertrager 114 wird die Übertragungs leistung erhöhen, wenn der verzögerte Steuerindikator eine Null aufweist. Andernfalls wird er die Übertragungsleistung erhöhen 114. Die Stufe für die Leistungserhöhung oder Ernie drigung beträgt vorzugsweise zwischen 0,2 bis 1,3 dB, und die Leistungsänderung innerhalb von 12,5 ms ist vorzugsweise klei ner als 10 dB. Die Zeitverzögerung der Antwort von der Mobil station 102 nach Empfangen des Leistungssteuerindikators sollte nicht größer als 2 ms sein.

Aus obiger Erläuterung ist verständlich, daß das Leistungs steuersystem ein nichtlineares Rückkopplungssteuersystem mit Verzögerung ist. Der Zweck eines solchen Steuersystems liegt darin, momentane Empfangssignalleistungsveränderungen soweit wie möglich nachzuverfolgen. Die durchschnittliche empfangene Signalleistung sollte außerdem vorzugsweise auf einem bestimm ten Pegel gehalten werden, wenn es momentan nicht möglich ist, der momentanen Leistung zu folgen. Wenn die mittleren Leistun gen aller Mobilübertrager 102 am Basisstationsempfängerein gang zueinander gleich sind, kann das Signal/Rauschverhältnis für eine bestimmte Mobilstation 102 dadurch über einem vorge gebenen Wert gehalten werden, indem verhindert wird, daß die Anzahl der Mobilstationen in der Zelle unterhalb einer be stimmten Grenze bleibt. Das Signal/Rauschverhältnis kann auf diese Weise gehalten werden, da Rauschen oder Interferenz in bezug auf ein bestimmtes Empfangssignal überwiegend durch Sig nale von anderen Mobilstationen verursacht wird. Wenn alle mittleren Empfängersignalleistungspegel gleich sind, so ist das signal/Rauschverhältnis am Eingang eines Empfängers gleich 10log₁₀N (dB), wobei N die effektive Zahl der übertragenden Mobilstationen ist.

Obwohl es möglich ist, die Leistungssteuerung, basierend auf dem Signal/Rauschverhältnis für einen bestimmten Empfänger eines Leistungssteuersystems präzise auszuführen, so führt dennoch, wenn das empfangene Signal für eine Mobilstation Interferenz für andere bedeutet, die erhöhte Übertragungslei stung von einer Mobilstation zu erhöhter Interferenz für die empfangenen Signale von anderen Mobilstationen. Das bedeutet, daß die Einstellung der Leistung für eine Mobilstation das Signal/Rauschverhältnis von anderen Mobilstationen beeinflußt. Daher ist es schwierig, ein gewünschtes Signal/Rauschverhältnis für alle Mobilstationen auszuwählen. Selbst wenn dies möglich ist, so ist das System jedoch instabil. Wird beispielsweise an genommen, daß die Signalleistung für die Mobilstation A aus ir gendwelchen Gründen erhöht wird, so wird diese Erhöhung eine Abnahme des Signal/Rauschverhältnisses in allen anderen empfan genen Signalen von anderen Mobilstationen bewirken. Um ein ge eignetes Signal/Rauschverhältnis aufrechtzuerhalten, müssen diese Mobilstationen ihre Übertragungsleistungen erhöhen, was wiederum in der Mobilstation A dazu führen wird, daß deren Leistung erneut erhöht wird. Dies führt zu einer instabilen positiven Rückkopplungsschleife.

Der Betrieb des Leistungssteuersystems hängt überwiegend vom Betrieb des Empfangssignalleistungsschätzers ab. Daher ist ein verbesserter Leistungsschätzer wünschenswert. Ein demodu liertes empfangenes Signal 124 enthält mehrere von Mobil station 102 übertragene Signale. Die Signal/Rauschverhältnisse für jede der empfangenen Mobilstationssignale ist dabei so ge ring, daß die Schätzung der Empfangssignalleistung ziemlich schwierig werden kann. Daher sollte die Empfangssignallei stungsschätzung durch Verwendung einer anderen Signalquelle vorgenommen werden, wie beispielsweise mit Hilfe des von dem Walsh-Decoder 126 ausgegebenen Signals. Der Walsh-Decoder 126 ist im wesentlichen ein Korrelator, der 64 unterschiedliche (abgebildete) Walsh-Worte (d. h. orthogonale Codes) mit dem Ein gangsdatenvektor (d. h. dem demodulierten Empfangssignal 124 korreliert. Wird angenommen, daß der Eingangsdatenvektor r(n) zur Zeit nT durch das i-te Walsh-Wort erzeugt wird und T das Walsh-Wortintervall ist, so kann der Eingangsdatenvektor r(n) wie folgt geschrieben werden:

wobei

z(n) = der Rauschvektor zum Zeitpunkt nT,
w_i = ein 64 Bit langer Datenvektor, der von dem i-ten Walsh-Wort durch Abbilden der Elemente 0 und 1 des Walsh-Wortes in +1 und -1 erhalten wird,
A_n = der Kanalgewinn, und
Θ_n = der unbekannte Modulationswinkel im Falle einer nichtkohärenten Detektion ist.

Der Walsh-Decoder 126 gibt 64 Werte 128 entsprechend einem Hadamard-Transformationsmatrixalgorithmus aus. Die komplexen Ausgangswerte 128 y_j(n), j = 0, 1, . . ., 63 können wie folgt geschrieben werden:

wobei
u_j(n) = ein Skalar von weißem Rauschen.

Wenn u_j(n) zu Null wird, wird der Erwartungswert E_j(n) des quadrierten Betrags von y_j(n), welcher durch 1/64 skaliert ist, wie folgt ausgedrückt:

wobei
σ_n² = die Varianz oder die Leistung von .

Es sei angemerkt, daß A_n² in Gleichung 3 die Leistung des demo dulierten Empfangssignals 124 ist. Weiter sei angemerkt, daß es zum Berechnen einer Schätzung der Empfangssignalleistung not wendig ist, daß die Identität des bestimmten Walsh-Wortes, wel ches übertragen wurde, bekannt sein muß. Obwohl dies typischer weise nicht am Empfänger 122 bekannt ist, kann der größte Aus gangswert y_j(n) von einer Gruppe aus 64 Ausgangswerten 128, die von dem Walsh-Decoder 126 ausgegeben werden und mit y_i(n) be zeichnet sind, zum Erzeugen einer Schätzung des Erwartungswer tes E_i(n) verwendet werden. Zusätzlich können die anderen Aus gangswerte von y_j(n) 128 verwendet werden, um die Rausch varianz/Leistung _n² abzuschätzen. Somit kann der Leistungs schätzer 104 eine Leistungsschätzung vornehmen, die mit P(n) bezeichnet wird, indem er eine Schätzung des Erwartungswertes E_i(n) und den Rauschvarianzschätzwert _n² berechnet und diese in eine Leistungsschätzgleichung, wie etwa der folgenden, einsetzt:

wobei

n = ein Zeitpunkt,
y_j(n) = ein spezieller Ausgangswert zum Zeitpunkt n,
y_i(n) = der größte Ausgangswert zum Zeitpunkt n,
E_j(n) = eine Schätzung des Erwartungswerts der Funktion von y_j(n) zum Zeitpunkt n,
E_i(n) = eine Schätzung des Erwartungswerts der Funktion von y_i(n) zum Zeitpunkt n, und
_n-² = die Rauschvarianzschätzung zum Zeitpunkt n.

Somit kann die unmittelbare Leistungsschätzung P(n) des demo dulierten Empfangssignals 124, die auch als Â_n² angegeben wird, zum Zeitpunkt n wie folgt erhalten werden:

wobei

n = ein Zeitpunkt,
y_j(n) = ein spezieller Ausgangswert zum Zeitpunkt n,
y_i(n) = der größte Ausgangswert zum Zeitpunkt n,
E_i(n) = eine Schätzung des Erwartungswerts einer Funktion von y_i(n) zum Zeitpunkt n, und
_n-² = die Rauschvarianzschätzung zum Zeitpunkt n, und
Â_n² = die Signalleistungsschätzung zum Zeitpunkt n.

Für den Fachmann wird klar sein, daß eine Ausmittelungslang zeitleistungsschätzung, die als (n) bezeichnet ist, erhalten werden kann. Zusätzlich zu den Berechnungen gemäß Gleichung 4 und Gleichung 5 können sechs nachfolgende Schätzungen für den Erwartungswert E_i(n) und den Rauschvarianzschätzwert _n² aus gemittelt werden, um in der Leistungsschätzgleichung verwendet zu werden:

wobei

n = ein Zeitpunkt ist,
y_j(n) = ein bestimmter Ausgangswert zum Zeitpunkt n ist,
y_i(n) = der größte Ausgangswert zum Zeitpunkt n ist,
E_i(n) = eine Schätzung des Erwartungswerts einer Funktion y_i(n) zum Zeitpunkt n ist, und
_n-² = die Rauschvarianzschätzung zum Zeitpunkt n ist
= die Langzeitmittelung der Schätzung des Erwar tungswerts einer Funktion von y_i(n) zum Zeitpunkt n ist, und
= der Langzeitausmittelungsrauschvarianzschätzwert zum Zeitpunkt n ist.

Somit kann die Langzeitausmittlungsleistungsschätzgleichung wie folgt geschrieben werden:

wobei

n = ein Zeitpunkt ist,
y_j(n) = ein bestimmter Ausgangswert zum Zeitpunkt n ist,
y_i(n) = der größte Ausgangswert zum Zeitpunkt n ist,
= der Langzeitmittelwert der Schätzung des Erwar tungswerts einer Funktion von y_i(n) zum Zeitpunkt n ist,
= der Langzeitmittelwert der Rauschvarianzschätzung zum Zeitpunkt n ist, und
= der Langzeitmittelwert der Signalleistungsschätzung zum Zeitpunkt n ist.

Diese erwartungstreuen Schätzungen der Signalleistung Â_n² und der Rauschvarianz _n² können für die Leistungssteuerung verwen det werden. Zusätzlich können diese Schätzungen dazu verwendet werden, um das Signal/Rauschverhältnis für jede Mobilstation 102 zu bewerten. Wie oben gesagt wurde, ist es, um diese Schät zungen zu berechnen, notwendig, die Identität des bestimmten Walsh-Wortes, welches übertragen wurde, zu kennen. Zusätzlich kann der größte Ausgangswert y_j(n) 128 für alle j, der als y_i(n) bezeichnet ist, ausgewählt werden, um die Schätzung des Erwartungswerts E_i(n) 134 zu erzeugen, wobei der größte Aus gangswert typischerweise nicht am Empfänger 122 bekannt ist. Weiterhin können andere Ausgangswerte 136 verwendet werden, um die Rauschvarianz/Leistung _n² zu schätzen 142. Die Rausch leistung _n² 142 wird durch Summation 138 und Division durch 63 der verbleibenden Ausgangswerte 136 erzeugt. Nachfol gend werden mehrere Schätzungen des Erwartungswertes E_i(n) 134 gemacht, und die Rauschleistungen 142 _n² (d. h. jeweils sechs Erwartungswerte und Rauschleistungen) werden entsprechend aus gemittelt 146, 148. Schließlich werden der mittlere Schätzer wartungswert 150 und der mittlere Rauschleistungsschätz wert 152 verwendet, um eine Langzeitmittelwertsignallei stungsschätzung (n) 130 (d. h. ) zu berechnen 144, wo bei dies entsprechend einer Funktion, wie der durch die Glei chung 6 und Gleichung 9 angegebenen vorgenommen wird.

Wenn das Signalrauschverhältnis des Empfängers 122 groß ist, so ist die Entscheidung, den größten Ausgangswert 128 auszu wählen, verläßlich, und diese Schätzungen der Signal- und Rauschleistungen sind genau. Wenn die Signal/Rauschverhält nisse jedoch abnehmen, so tendiert die Signalleistung dazu, überschätzt zu werden. Wenn das Signal/Rauschverhältnis gering ist, könnte die bestimmte Schätzung E_i(n) falsch sein, d. h. der Ausgangswert y_j(n) 128 mit dem größten Betrag ist dann keine Korrelation der Abbildung des übertragenen Walsh-Wortes mit dem empfangenen Signalvektor. Mit anderen Worten muß eine richtige Schätzung E_i(n) einen geringeren Wert haben, als der gewählte Schätzwert E_j(n), und die wahre mittlere Signallei stung muß kleiner sein, als der Durchschnitt der geschätzten Werte, basierend auf den falschen Entscheidungen. Eine bessere Leistungsschätzung für den Fall geringer Signal/Rauschverhält nisse kann erreicht werden, indem Gleichung 6 wie folgt modi fiziert wird:

eine nichtlineare Funktion von dem Signal/Rauschverhältnis ist.

Gemäß dem Obengesagten muß diese nichtlineare Funktion f(x) folgendes erfüllen: f(x) ≈ x für ein kleines x und f(x) < x für ein großes x. Eine derartige Funktion ist:

Unter Verwendung einer nichtlinearen Funktion (Gleichung 11) kann eine bessere Leistungsschätzung 104 vorgenommen werden, indem folgende Funktion implementiert wird:

Für den Fachmann dürfte klar sein, daß auch eine andere nicht lineare Funktion die Gleichung 11 ersetzen könnte, um eine unterschiedliche Signalleistungsschätzung 130 zu er zeugen, ohne dabei vom Wesen der Erfindung abzuweichen. Um einen noch bessere Signalleistungsabschätzung P(n) zu errei chen, kann eine nichtlineare Funktion, wie die durch Glei chung 11 beschriebene, verwendet werden, um die Langzeit mittelwertsignalleistungsabschätzung der Gleichung 11 zu mo difizieren, so daß die folgende Funktion im Leistungsab schätzer 104 implementiert wird:

Unter Bezugnahme auf die Fig. 1 und 2 wurde ein Kommunikations system zur Verwendung einer verbesserten Signalleistungsab schätzung beschrieben. Das Flußdiagramm, welches die von dem Leistungssteuersystem der Fig. 1 und 2 auszuführenden Schritte zusammenfaßt, ist in Fig. 3 gezeigt. Das Signalleistungs steuersystem beginnt bei 200 mit dem Empfangen eines orthogonal codierten Signals 202 an der Basisstation 100 des Empfängers 122. Das empfangene orthogonal codierte Signal wird abgetastet/ demoduliert 204, so daß ein Eingangsdatenvektor 124 entsteht. Der Eingangsdatenvektor 124 wird mit einem Satz aus gegenein ander orthogonalen Codes mit einem Hadamard-Transformations matrixalgorithmus korreliert 126, 206, um einen Satz von Aus gangswerten 128 zu erzeugen. Nachfolgend wird eine Schätzung der Leistung des Empfangssignals (n) als nichtlineare Funktion von mehreren Ausgangswerten 128 erzeugt 104, 208, wobei diese Werte aus einer Vielzahl von Sätzen von Ausgangswerten 128 entsprechend einer vorgegebenen Gleichung ausgemittelt werden (z. B. Gleichung 6, Gleichung 9 oder Gleichung 12). Nachfolgend wird ein Leistungssteuerindikator 108 in Antwort auf einen Vergleich zwischen einer mittleren Signalleistungsschätzung (n) und einem vorgegebenen Leistungssteuerschwellwert ge setzt 108, 210. Der Leistungssteuerindikator 108 wird mit einem Streucode gestreut 110, 212. Der Streuleistungssteuer indikator 108 wird über einen Kommunikationskanal übertragen 112, 214. Danach empfängt eine Mobilstation 102 ein Signal über den Kommunikationskanal 116, 216. Ein Leistungssteuer indikator 120 wird detektiert, indem das Empfangssignal mit tels eines Streucodes zurückgestreut wird 118, 318. Eine spezielle Signalübertragungsleistung eines Signalübertragers 114 wird in Antwort auf den Wert des detektierten Leistungs steuerindikators 120 eingestellt 122, 220, wodurch eine Schleife der bevorzugten Ausführungsform des Leistungssteuer systems vervollständigt ist bzw. das Ende erreicht ist 224.

Obwohl die Erfindung anhand bevorzugter Ausführungsformen er läutert wurde, sollte für den Fachmann klar sein, daß ver schiedenartige Modifikationen möglich sind, ohne dabei vom Wesen der Erfindung abzuweichen. Beispielsweise wurden Modu lator-, Antennen- und Demodulatorabschnitte der bevorzugten Ausführungsform im Hinblick auf CDMA-Streuspektrumsignale, die über einen Funkkommunikationskanal übertragen werden, be schrieben. Für den Fachmann dürfte jedoch klar sein, daß die hier beschriebene Leistungssteuertechnik auch zur Verwendung anderer Arten von Übertragungssystemen, die beispielsweise auf TDMA oder FDMA basieren, verwendet werden können. Zu sätzlich könnte der Kommunikationskanal auch ein elektro nischer Datenbus, eine Drahtleitung, eine optische Glas faserverbindung oder irgendeine andere Art von Kommunika tionskanal sein.

Claims

1. Kommunikationssystem mit einem Signalleistungsabschätzer, wobei des Kommunikationssystem einen Sender zum Senden eines orthogonal codierten Signals und einen Empfänger zum Empfangen des orthogonal codierten Signals aufweist und wobei der Signal leistungsabschätzer aufweist:

a) eine Orthogonalcodedetektionseinrichtung zum Korrelieren eines Eingangsdatenvektors mit einem Satz von zueinander orthogonalen Codes, um entsprechende Ausgangswerte zu erzeu gen, wobei der Eingangsdatenvektor Datenabtastungen eines empfangenen orthogonal codierten Signals enthält und jeder Ausgangswert einer Wahrscheinlichkeit entspricht, daß der Eingangsdatenvektor im wesentlichen gleich einem der ortho gonalen Codes aus dem Satz von zueinander orthogonalen Codes ist, und
b) eine Abschätzeinrichtung, die mit der Orthogonalcodedetek tionseinrichtung gekoppelt ist, zum Erzeugen einer Abschät zung der Leistung des empfangenen orthogonal codierten Sig nals als nichtlineare Funktion quadrierter Ausgangswerte.

2. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, bei dem die Orthogonal codedetektionseinrichtung ein Satz von Ausgangswerten unter Verwendung eines Hadamard-Transformationsmatrixalgorithmus von dem Eingangsdatenvektor erzeugt.

3. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, bei dem die Abschätzein richtung eine Ausmittlungseinrichtung zum Ausmitteln der Ausgangswerte von einer Vielzahl von Sätzen von Ausgangs werten aufweist, derart, daß die Signalleistungsabschätzung als nichtlineare Funktion des Satzes von gemittelten Aus gangswerten erzeugt wird.

4. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, weiterhin enthaltend eine Schwellwerteinrichtung, die mit dem Signalleistungsabschät zer gekoppelt ist zum Setzen eines Leistungssteuerindikators in Antwort auf das Ergebnis eines Vergleichs zwischen der Signalleistungsabschätzung und einem vorgegebenen Schwell wert.

5. Kommunikationssystem nach Anspruch 4, weiterhin aufweisend eine Signalübertragungseinrichtung, die mit der Schwellwertein richtung gekoppelt ist, um den Leistungssteuerindikator über einen Kommunikationskanal zu übertragen.

6. Kommunikationssystem nach Anspruch 5, weiterhin aufweisend:

a) eine Signalempfangseinrichtung zum Detektieren des Lei stungssteuerindikators innerhalb eines Signals, welches über den Kommunikationskanal empfangen wird; und
b) eine Leistungseinstelleinrichtung, die mit der Signal empfangseinrichtung gekoppelt ist, zum Einstellen einer bestimmten Signalübertragungsleistung eines Signalüber tragers in Antwort auf den detektierten Leistungssteuer indikator.

7. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, bei dem:

a) die Orthogonalcodedetektorein richtung den Eingangsdatenvektor mit einem Satz aus 64 zueinander orthogonalen Codes korreliert, um einen Satz aus 64 Ausgangswerten zu erzeugen; und
b) die Signalleistungsabschätzschätzeinrichtung die Sig nalleistungsabschätzung entsprechend folgender Funktion erzeugt: wobei
n = einen Zeitpunkt,
y_j(n) = einen bestimmten Ausgangswert zum Zeitpunkt n,
y_i(n) = den größten Ausgangswert zur Zeit n,
Â_n² = die Signalleistungsabschätzung zur Zeit n, und
f() = eine bestimmte nichtlineare Funktion,

bedeuten.

8. Kommunikationssystem nach Anspruch 7, bei dem die Signalleistungs abschätzeinrichtung eine Ausmittlungseinrichtung zum Ausmitteln bestimmter Ausgangswerte aus sechs Sätzen von Ausgangswerten aufweist, derart, daß die Signalleistungsabschätzung entspre chend folgender Funktion erzeugt wird: wobei die Langzeitausmittlungssignalleistungsabschätzung zum Zeitpunkt n ist.

9. Kommunikationssystem nach Anspruch 7, bei dem die spezielle nicht lineare Funktion f aufweist: derart, daß der Signalleistungsabschätzer die Signalleistungs abschätzung entsprechend folgender Funktion erzeugt:

10. Kommunikationssystem nach Anspruch 8, bei der die spezielle nicht lineare Funktion f() aufweist: derart, daß der Signalleistungsabschätzer die Signalleistungs abschätzung entsprechend folgender Formel erzeugt: