DE60223181T2

DE60223181T2 - Verfahren, anordnung und kommunikationsempfänger für die snir-schätzung

Info

Publication number: DE60223181T2
Application number: DE60223181T
Authority: DE
Inventors: Nicholas Bath ANDERSON
Original assignee: IPWireless Inc
Current assignee: Nvidia Corp
Priority date: 2001-11-28
Filing date: 2002-11-22
Publication date: 2008-02-28
Anticipated expiration: 2022-11-23
Also published as: US7324783B2; GB2382748A; EP1488553A1; WO2003049337A1; US20050207476A1; ATE376726T1; ES2292852T3; DE60223181D1; EP1488553B1; AU2002365826A1; GB0128475D0

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung betrifft eine Abschätzung des Signal-zu-Rausch/Interferenz-Verhältnisses (SNIR) und insbesondere, jedoch nicht ausschließlich, eine solche Abschätzung in drahtlosen Kommunikationsempfängern.
Hintergrund der Erfindung
Viele Teile eines drahtlosen Kommunikationsempfängers benötigen häufig eine Abschätzung eines Signal-zu-Interferenz-Verhältnisses ("signal to interference ratio"; SIR), eines Signal-zu-Rausch-Verhältnisses ("signal to noise ratio"; SNR) oder (um allgemeiner zu umfassen SIR und/oder SNR) eines Rausch-plus-Interferenz-Verhältnisses (SNIR). Dies wird für Zwecke der Leistungssteuerung, Schwellwertbestimmung für verschiedene Logarithmen, Quantisierung von Information mit bewerteten Entscheidungen ("soft-decision") für Kanaldekodierungszwecke benötigt, um nur einige zu nennen.
Eine gut bekannte SNIR-Abschätzungsmethode leitet ihr abgeschätztes SNIR Z ^ als
ab, wobei E den Mittelwert und r(t) die Kombination von Signal s(t) und Rauschen n(t) darstellt.
Jedoch leidet diese bekannte Abschätzungseinheit unter einem Verzerrungsausdruck bei niedrigem Signal-zu-Rausch-Verhältnis.
WO 99/40689 offenbart einen Kommunikationsempfänger mit einer bekannten SNIR-Abschätzungsmethode.
Deshalb besteht ein Bedarf an einer SNIR-Abschätzung, bei der die oben erwähnten Nachteile vermindert werden können.
Aussage über die Erfindung
Gemäß einem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur SNIR-Abschätzung wie in Anspruch 1 beansprucht bereitgestellt.
Gemäß einem zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird eine Anordnung zur SNIR-Abschätzung wie in Anspruch 8 beansprucht bereitgestellt.
Gemäß einem dritten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Kommunikationsempfänger wie in Anspruch 15 beansprucht bereitgestellt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Ein Verfahren, eine Anordnung und ein Kommunikationsempfänger zur SNIR-Abschätzung, welche die vorliegende Erfindung einschließen, werden nun beschrieben, und zwar nur anhand von Beispielen und mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen, in welchen:
1 eine graphische Darstellung der Wahrscheinlichkeits-Dichtefunktion ("probability density function"; PDF) eines empfangenen binärwertigen Signal-plus-Rauschens zeigt;
2 eine graphische Darstellung der positiven Hälfte der PDF aus 1 zeigt, welche eine Störung der Signalleistungsabschätzung S ^ bei niedrigen Signal-zu-Rausch-Verhältnissen zeigt;
3A eine graphische Darstellung zeigt, welche die Beziehung des abgeschätzten SNIR Z ^ zum realen SNIR Z zeigt;
3B ähnlich wie 3A eine logarithmische (Dezibel) graphische Darstellung zeigt, welche die Beziehung des abgeschätzten SNIR Z ^ zum realen SNIR Z zeigt;
4 eine graphische Darstellung zeigt, welche die Beziehung eines Korrekturfaktors α(Z ^) zum unkorrigierten abgeschätzten SNIR Z ^ zeigt;
4B ähnlich wie 4A eine logarithmische (Dezibel) graphische Darstellung zeigt, welche die Beziehung des Korrekturfaktors α(Z ^) zum unkorrigierten abgeschätzten SNIR Z ^ zeigt;
5 ein blockschematisches Diagramm eines drahtlosen Kommunikationssystemempfängers zeigt, in welchem die Erfindung verwendet wird; und
6 ein blockschematisches Diagramm eines UTRA-TDD-Systems zeigt, in welchem die Erfindung verwendet wird.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
Eine gut bekannte Abschätzungseinheit erfasst das SNIR eines symmetrischen binärwertigen Signals (zum Beispiel binärphasenmoduliert – BPSK; "Binary Phase Shift Keyed"), unter Rauschen vom Nulldurchschnitt. Das Verfahren ist auch auf QPSK-("Quadrature Phase Shift Keyed"; quadraturphasenmodulierte)Signale anwendbar.
Das Verfahren betrachtet ein BPSK-Signal s(t), welches den Wert +/- A annehmen kann. Additives weißes Gaußsches Rauschen ("additive White Gaussian noise"; AWGN), bezeichnet mit n(t), wird zum Signal hinzugefügt. n(t) besitzt eine Gaußsche Wahrscheinlichkeits-Dichtefunktion (PDF) und eine Varianz (Leistung) von σ². Das zusammengesetzte Signal-plus-Rauschen ist bezeichnet als: r(t) = s(t) + n(t).
Die PDF von r(t) nimmt die Form an:
Diese PDF ist in 1 gezeigt. Dies entspricht dem Fall von A = 30 und σ² = 400.
Die SNIR-Abschätzungsmethode verwendet folgende Abschätzungseinheit (S ^) für die Signalleistung S: S = E{s2(t)} und S ^ ≅ [E{|r(t)|}]2.
Die Abschätzung (T ^) der Gesamtleistung (T) von r(t) ist: T ^ = E{r2(t)}.
Und so, da r(t) = s(t) + n(t) ist, muss die Rauschleistung N gleich der Gesamtleistung, minus die Signalleistung sein: N = T – S.
Und so ist die Abschätzung (N ^) der Rauschleistung N gegeben durch: N ^ = T ^ – S ^ = E{r2(t)} – [E{|r(t)|}]2.
Somit ist die Signal-zu-Rausch-Verhältnisabschätzung:
Die vorliegende Erfindung beruht auf der Erkenntnis des Erfinders, dass die obige Methode an einem Verzerrungsausdruck für ein niedriges Signal-zu-Rausch-Verhältnis leidet. Aufgrund der Verwendung des "Absolutwert"-Operators wird die Abschätzung der Signalamplitude (A ^) aufgrund der Überlappung gestört, die zwischen den positiven und den negativen Teilen der PDF von r(t) auftritt. Daher ist auch die Signalleistungsabschätzung (S ^) gestört. Dies ist in 2 für einen Einzelsignalzustand (+1) der Amplitude A und Leistung S = A² gezeigt:
Teile der PDF von r(t), welche die Linie r(t) = 0 schneiden (wie durch die Linienteile 210 und 220 gezeigt), werden in ihrem Vorzeichen umgekehrt, bevor sie (wie durch die Linie 230 gezeigt) akkumuliert und gemittelt werden, und so wird die Abschätzung des Mittelwerts von r(t) verzerrt. Effektiv wird die Signalleistung stärker überschätzt, je mehr das Signal-zu-Rausch-Verhältnis sinkt. Die Abschätzung der Gesamtleistung (T ^) ist jedoch nicht betroffen. Der Effekt auf die Gesamt-SNIR-Abschätzung ist das Ergebnis davon, dass S ^ sowohl im Zähler als auch im Nenner der Gleichung, die verwendet wird, um Z ^ zu berechnen, auftaucht.
Es kann jedoch gezeigt werden, dass der Verzerrungsversatz eine direkte Funktion des realen Signal-zu-Rausch-Verhältnisses (Z) ist. Somit kann die Verzerrung dann, falls die Beziehung zwischen Z ^ und Z abgeleitet wird und a priori bekannt ist, aus Z ^ entfernt werden, und das wahre SNIR (Z) kann wiederhergestellt werden. Solch eine Korrektur ist die Grundlage der vorliegenden Erfindung.
Der Mittelwert eines Signals x(t) ist definiert als:
wobei P{x(t) = y} die Wahrscheinlichkeit von x(t) ist, die den Wert y annimmt.
Mittels Ersetzens von |r(t)| für x(t) in der obigen Gleichung und mittels Integrierens nur zwischen 0 und ∞ infolge der Tatsache, dass |r(t)| nur positivwertig ist, sind wir in der Lage, den Mittelwert von |r(t)| abzuleiten.
In diesem Fall ist die Wahrscheinlichkeit P{|r(t)| = y} angegeben durch:
und so wird der Mittelwert von |r(t)| geschrieben als:
Wenn man das obige Integral auswertet, kann gezeigt werden, dass die Signalamplitudenabschätzung (A ^) ist:
wobei erfc die komplementäre Fehlerfunktion darstellt und
Unter Verwendung dieser letzten Beziehung und der Tatsache, dass
kann die benötigte Beziehung zwischen Z ^ und Z abgeleitet werden zu:
Z ist im Graphen aus 3A gegen Z ^ aufgetragen.
Falls die SNIR-Abschätzung in Dezibel ausgedrückt wird, wie es häufig der Fall ist, wird der Graph aus 3A zu dem in 3B gezeigten.
Wie ersichtlich ist, wird der Dezibelfehler zwischen dem abgeschätzten SNIR und dem wahren SNIR für reale SNIRs von weniger als ungefähr 8 dB merkbar. Dies beschränkt daher die Nützlichkeit dieser SNIR-Methode, es sei denn, die Messung wird korrigiert. Mittels Entfernens der Verzerrung in Übereinstimmung mit dieser Erfindung (wie nachstehend genauer beschrieben), kann die Nützlichkeit der SNIR-Abschätzungsmethode auf niedrigere SNIRs ausgedehnt werden.
Um diese Verzerrung zu entfernen nehmen wir an, dass Z bestimmt werden kann aus: Z = α(Z ^) × Z ^wobei α(Z ^) ein Korrekturfaktor als eine Funktion der unkorrigierten SNIR-Abschätzung Z ^ ist und mittels Auftragens von Z ^ gegen (Z/Z ^), wie in 4A gezeigt, bestimmt werden kann.
α(Z ^) kann deshalb entweder (i) aus Z ^ berechnet werden oder (ii) in tabellarisierter Form zum "Nachschlagen" gespeichert werden, um die Auswertung des wahren SNIR Z zu erleichtern. Alternativ versteht sich, dass (iii) eine Tabelle korrigierte Werte von Z beinhalten kann, und der unkorrigierte abgeschätzte Wert Z ^ kann als ein Zeiger für die Tabelle dienen, um den korrigierten Wert "nachzuschlagen". Es ist zu beachten, dass alle drei solchen Korrekturmethoden unterschiedliche Ausgestaltungen desselben zugrundeliegenden Korrekturschemas sind, und zwar darauf beruhend, dass die korrigierte SNIR-Abschätzung Z eine vordefinierte Funktion (wie oben beschrieben) der unkorrigierten SNIR-Abschätzung Z ^ ist.
Hinsichtlich eines logarithmischen Korrekturfaktors ⌈{10.log₁₀(Z ^)}, der zu 10.log₁₀(Z ^) addiert werden soll, um 10.log₁₀{Z} abzuleiten, kann auf die in 4B gezeigte Beziehung gefolgert werden, sodass: 10.log10(Z) = 10.log10(Z ^) + ⌈(10.log10(Z ^)).
Es ist ersichtlich, dass Z ^, wenn das SNIR gegen Null verringert wird, asymptotisch gegen ungefähr 1,75 tendiert. Bei diesen niedrigen SNIRs erzeugen kleine Änderungen in Z ^ große Änderungen in Z. Als solches besitzt diese Methode Einschränkungen bei sehr niedrigen SNIRs, da eine extrem genaue Messung von Z ^ benötigt wird. Dies würde eine hohe Anzahl von Abtastwerten in der Berechnung von Z ^ erfordern, welche unter praktischen Umständen eventuell nicht verfügbar sind. Jedoch hat diese Methode die Fähigkeit, die Verzerrungseffekte der SNIR-Abschätzungsmethode nach dem Stand der Technik für den SNIR-Bereich zwischen ungefähr 0 und 8 dB erheblich zu verringern.
Die oben beschriebene korrigierte Abschätzungsmethode kann in einem Empfänger in einem drahtlosen Kommunikationssystem verwendet werden, wie beispielsweise UTRA TDD ("UMTS – Universal Mobile Telecommunication System – Terrestrial Radio Access in Time Division Duplex mode"; UMTS – universales Mobiltelekommunikationssystem – erdgebundener Funkzugang im Zeitmultiplexmodus). Solch ein Empfänger, welcher eine mobile Sendeempfängereinheit (in der UMTS-Terminologie allgemein als UE – Nutzerausrüstung; "User Equipment" bezeichnet) oder eine Basisstationssendeempfängereinheit (in der UMTS-Terminologie allgemein als ein Knoten B bezeichnet) sein kann, ist in blockschematischer Form in 5 gezeigt. Die Sendeempfängereinheit 500 enthält eine Antenne 502, die mit einem Duplexfilter oder Zirkulator 504 gekoppelt ist, der eine Isolation zwischen Empfangs- und Sendeketten in der Sendeempfängereinheit bereitstellt.
Die Empfängerkette, wie aus dem Stand der Technik bekannt, umfasst eine Abtastempfänger-Front-End-Schaltung 506 (effektiv einen Empfang, ein Filtern und eine Zwischen- oder Basisbandfrequenzumwandlung bereitstellend). Die Abtast-Front-End-Schaltung ist mit einer Signalverarbeitungsfunktion 508 in Reihe gekoppelt, in welcher die Erfindung umgesetzt werden kann, wie nachstehend genauer beschrieben.
Eine Ausgabe der Signalverarbeitungsfunktion ist am Ausgang 510 vorgesehen, welcher entweder eine Schnittstelle zum Kommunizieren mit einem Funknetzwerkcontroller, falls die Kommunikationseinheit ein Knoten B ist, oder einer Schnittstelle zum Kommunizieren mit (beispielsweise) einer Nutzeranzeige, falls die Kommunikationseinheit eine UE ist, umfasst.
Die Empfängerkette umfasst ein RSSI("received signal strenght indicator"; Anzeige der empfangenes Signalstärke)-Modul 512 und einen Controller 514, der betrieben wird, um eine Gesamtsteuerung der verschiedenen Funktionen und Module der Kommunikationseinheit 500 aufrechtzuerhalten. Der Controller 514 ist auch mit dem Abtastempfänger-Front-End-Schaltkreis 506 und der Signalverarbeitungsfunktion 508 gekoppelt (was allgemein mittels eines Digitalsignalprozessors, d. h., DSP, umgesetzt wird).
Der Controller 514 umfasst einen Speicher 516, der Betriebsformen, wie beispielsweise Dekodieren und andere Empfangsabläufe, speichert. Eine Zeitsteuerung 518 ist typischerweise mit dem Controller 514 gekoppelt, um den Zeitablauf von Abläufen (Übertragung oder Empfang von zeitabhängigen Signalen) in der Kommunikationseinheit 500 zu steuern.
Was die Sendekette betrifft umfasst dies einen Eingang 520, welcher entweder eine Schnittstelle zum Kommunizieren mit einem Funknetzwerkcontroller, falls die Kommunikationseinheit ein Knoten B ist, oder eine Schnittstelle zum Empfangen einer Nutzereingabe, falls die Kommunikationseinheit eine UE ist, umfasst. Der Eingang 520 ist in Reihe durch einen Sender-/Modulationsschaltkreis 522 und einen Leistungsverstärker 524 mit der Antenne 502 gekoppelt. Der Sender-/Modulationsschaltkreis 522 und der Leistungsverstärker 524 reagieren funktionell auf den Controller.
Es ist zu beachten, dass der Controller 514, der einen Speicher 516 umfasst, in dieser Ausführungsform als ein programmierbarer Prozessor umgesetzt wird, aber in anderen Ausführungsformen einen dedizierten Schaltkreis oder jegliche andere geeignete Form aufweisen kann.
Es ist zu beachten, dass entsprechende Merkmale zu den oben mit Bezug auf die Kommunikationseinheit 500 beschriebenen auch in herkömmlichen Knoten Bs aufgefunden werden. Jedoch unterscheidet sich die Kommunikationseinheit 500 dieser Ausführungsform von herkömmlichen Kommunikationseinheiten aufgrund dessen, dass die Signalverarbeitungsfunktion 508 dazu angeordnet ist, die oben beschriebene korrigierte Abschätzungsmethode umzusetzen.
Die Signalverarbeitungsfunktion 508 umfasst einen Schaltkreis (nicht gezeigt) zur Quantisierung von Information mit bewerteten Entscheidungen zu Kanaldekodierungszwecken (z. B. unter Verwendung eines Viterbi-Dekoders – nicht gezeigt – um Symbole in einem empfangenen Signal zu dekodieren). Eine genaue Abschätzung des SNIR des empfangenen Signals verbessert die Genauigkeit der bewerteten Entscheidung bezüglich dekodierter Symbole und verstärkt auch die Fehlerkorrekturfähigkeit des Kanaldekoders. Um die oben beschriebene korrigierte Abschätzungsmethode umzusetzen, umfasst die Signalverarbeitungsfunktion 508 einen Schaltkreis 508A zum Ableiten des unkorrigierten SNIR Z ^ des empfangenen Signals, wie aus dem oben beschriebenen Stand der Technik bekannt. Zusätzlich ist eine Tabelle 508B zum Nachschlagen des Korrekturfaktors α(Z ^) (wie oben bezüglich 4A und 4B erläutert) umfasst. Die Signalverarbeitungsfunktion 508 umfasst auch einen Prozessor 508C zum Anwenden des Korrekturfaktors auf das unkorrigierte SNIR Z ^, um das korrigierte SNIR Z zu erzeugen, wie oben beschrieben.
Es ist zu beachten, dass die Nachschlagetabelle 508B in der Praxis im Speicher 516 im Controller 514 vorgesehen sein kann, und dass der Prozessor 508C mittels des Controllers 514 bereitgestellt werden kann. Es ist auch zu beachten, dass der Korrekturfaktor α(Z ^), falls es nicht gewünscht ist, eine Korrektur des abgeschätzten SNIR mittels einer Nachschlagetabelle 512B umzusetzen, gemäß der oben diskutierten Gleichung berechnet werden kann (z. B. mittels des Controllers 514):
Obwohl die erfindungsgemäße korrigierte Abschätzungsmethode im obigen Beispiel zu Zwecken einer Quantisierung von Information mit bewerteten Entscheidungen für Kanaldekodierungszwecke umgesetzt werden kann, kann sie alternativ oder zusätzlich zu Zwecken einer Leistungssteuerung, Schwellwertbestimmung für verschiedene Algorithmen usw. umgesetzt werden, und kann am Ausgang eines Kor relators, eines gemeinsamen Detektors oder eines anderen Detektors umgesetzt werden.
Nun auch Bezug nehmend auf 6, umfasst ein UTRA-TDD-System 600 eine UE 610, welche über eine CDMA-Funkluftschnittstelle 620 mit einem Knoten B 630 kommuniziert. Der Knoten B 630 wird mittels eines Funknetzwerkcontrollers 640 gesteuert, welcher mit einer anderen Systeminfrastruktur kommuniziert, die kollektiv als 650 gezeigt ist. Ein solches System (insofern es bis zu diesem Punkt beschrieben worden ist) ist gut bekannt und braucht nicht weiter beschrieben werden. Jedoch ist zu beachten, dass die oben beschriebene Kommunikationseinheit 500 zum Ableiten einer korrigierten SNIR-Abschätzung in entweder einer UE 610 oder einem Knoten B 630 des Systems wie in der Figur gezeigt vorteilhaft umgesetzt werden kann.
Es ist zu beachten, dass das oben beschriebene Verfahren zur SNIR-Abschätzung eines empfangenen Signals in Software ausgeführt werden kann, die auf einem Prozessor läuft (wie beispielsweise dem Prozessor, in welchem der Controller 514 und der Speicher 516 implementiert sind), und dass die Software als ein Computerprogrammelement bereitgestellt werden kann, das auf jeglichem geeigneten Datenträger (ebenfalls nicht gezeigt), wie beispielsweise einer magnetischen oder optischen Computerplatte getragen wird.
Es ist auch zu beachten, dass das oben beschriebene Verfahren zur SNIR-Abschätzung eines empfangenen Signals alternativ in Hardware ausgeführt werden kann, zum Beispiel in Form einer integrierten Schaltung (nicht gezeigt), wie beispielsweise eines FPGA ("Field Programmable Gate Array"; feldprogrammierbares Gatearray) oder eines ASIC ("Application Specific Integrated Circuit"; anwendungsspezifische integrierte Schaltung).
Deshalb ist zum Schluss noch zu beachten, dass das Schema zur oben beschriebenen SNIR-Abschätzung die folgenden Vorteile bereitstellt:
Es ermöglicht eine direkte SNIR-Abschätzung ohne Verzerrung auf einem einzel- oder binärwertigen Signal in Anwesenheit von additivem weißem Gaußschen Rauschen.
Es verlängert den nutzbaren Bereich des im Stand der Technik ausgeführten Verfahrens im mittleren bis niedrigen SNIR-Bereich von 0–8 dB, in welchem die im Stand der Technik ausgeführte Methode unter einer beträchtlichen Messverzerrung leiden würde.

Claims

Verfahren zur Abschätzung des Signal-zu-Rausch/Interferenz-Verhältnisses, SNIR, eines empfangenen Signals, wobei das Verfahren aufweist: Ableiten eines Abschätzungssignals Z ^ des SNIR des empfangenen Signals gemäß der Beziehung
wobei E den Mittelwert darstellt und r(t) den Pegel des empfangenen Signals darstellt; und Korrigieren des Abschätzungssignals Z ^, um ein korrigiertes Abschätzungssignal Z zu erzeugen, und zwar beruhend auf der Beziehung Z = α(Z ^) × Z ^,wobei α(Z ^) einen Korrekturfaktor darstellt.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Beziehung Z = α(Z ^) × Z ^auf der Beziehung
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das Abschätzungssignal des SNIR eine logarithmische Menge ist und der Schritt des Korrigierens des Abschätzungssignals ein Addieren eines logarithmischen Korrekturfaktors zum Abschätzungssignal Z ^ aufweist, um ein korrigiertes Abschätzungssignal Z zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei dem der Schritt des Korrigierens des Abschätzungssignals ein Berechnen des Korrekturfaktors aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei dem der Schritt des Korrigierens des Abschätzungssignals ein Auslesen des Korrekturfaktors aus einer vorbestimmten Tabelle aufweist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das empfangene Signal ein drahtloses Signal ist.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem das drahtlose Signal ein UMTS-Luftschnittstellensignal ist.
Anordnung (508) zur Abschätzung des SNIR eines empfangenen Signals, wobei die Anordnung aufweist: ein Mittel (508A) zum Ableiten einer Abschätzung Z ^ des SNIR des empfangenen Signals gemäß der Beziehung
wobei E einen Mittelwert darstellt und r(t) den Pegel des empfangenen Signals darstellt; und ein Mittel (508C) zum Korrigieren der Abschätzung Z ^, um eine korrigierte Abschätzung Z zu erzeugen, und zwar beruhend auf der Beziehung Z = α(Z ^) × Z ^,wobei α(Z ^) einen Korrekturfaktor darstellt.
Anordnung nach Anspruch 8, bei der die Beziehung Z = α(Z ^) × Z ^auf der Beziehung
beruht.
Anordnung nach Anspruch 8 oder 9, bei der die Abschätzung von SNIR eine logarithmische Menge ist und das Mittel zum Korrigieren der Abschätzung ein Mittel zum Addieren eines logarithmischen Korrekturfaktors zur Abschätzung Z ^ aufweist, um eine korrigierte Abschätzung Z zu erzeugen.
Anordnung nach Anspruch 8, 9 oder 10, bei der das Mittel zum Korrigieren der Abschätzung ein Mittel zum Berechnen des Korrekturfaktors aufweist.
Anordnung nach Anspruch 8, 9 oder 10, bei der das Mittel zum Korrigieren der Abschätzung ein Mittel zum Auslesen des Korrekturfaktors aus einer vorbestimmten Tabelle aufweist.
Anordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 12, bei der das empfangene Signal ein drahtloses Signal ist.
Anordnung nach Anspruch 13, bei der das drahtlose Signal ein UMTS-Luftschnittstellensignal ist.
Kommunikationsempfänger, der die Anordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 14 aufweist.
Nutzerausrüstung (610) zur Verwendung in einem drahtlosen Kommunikationssystem (600), wobei die Nutzerausrüstung den Kommunikationsempfänger nach Anspruch 15 aufweist.
Basisstation (630) zur Verwendung in einem drahtlosen Kommunikationssys tem (600), wobei die Basisstation den Kommunikationsempfänger nach Anspruch 15 aufweist.
Computerprogramm, aufweisend einen Computerprogrammcode, der dazu angepasst ist, das Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7 auszuführen.
Integrierte Schaltung, aufweisend die Anordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 14.