JP4506979B2 - 適応変調において適切な閾値で変調方式を選択するデータ通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、適応変調方式を用いたデジタル無線通信装置に関する。

近年の移動体通信の普及や進歩はめざましく、またそれに対する期待も大きい。そして、マルチメディアやインターネットを意識したシステムにすること、高速データレートのデータ通信をサポートすること、世界共通規格とすることを目標に３ＧＰＰでは新たな規格の策定が行われている。

３ＧＰＰなどの無線通信の規格では効率良くデータ伝送するためにＡＭＣ（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ）技術が採用されている。

ＡＭＣでは、回線品質の動的変化に適応的に対応することにより、無線チャネル資源を有効に利用し、効率的にデータ伝送を行うことができる。データ受信装置は、回線品質を測定し、それに基づいて、データ送信に用いる変調方式および符号化率、すなわちＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）を選択してデータ送信装置に通知する。データ送信装置は、そのＭＣＳを用いてデータ送信を行う。

現在、ＭＣＳを適切に選択する方法について様々な検討が行われている（例えば、特開２００２−１９９０３３号公報、特開２００２−３２０２６２号公報、特表２００２−５２７９３８号公報を参照）。

様々な検討が行われているが、最適なＭＣＳを選択する方法が確立されていないのが現状である。そのため、本来選択されるべき適切なＭＣＳが選択されないという状態が起こり得る。また、３ＧＰＰの規格の中でも、その具体的な制御方法が定められておらず、実現方法には自由度が与えられている。

本発明の目的は、ＭＣＳを適切に選択することのできる、適応変調方式のデジタル通信装置を提供することである。

上記目的を達成するために、本発明のデータ通信装置は、複数の変調符号化方式の中からデータ通信に用いるものを適応的に選択するデータ通信装置である。そして、本発明のデータ通信装置は、品質測定手段および適応変調制御手段を有している。

品質測定手段は、受信信号からデータ通信の回線品質を測定する。適応変調制御手段は、品質測定手段で測定された回線品質を、複数の変調符号化方式における回線品質に対するスループットの特性の相互関係から求まる閾値と比較することにより、いずれかの変調符号化方式を選択する。

また、適応変調制御手段は、複数の変調符号化方式の中の２つの、擾乱が無い条件下における特性を示す曲線の交点での回線品質の値を閾値とすることとしてもよい。

また、適応変調制御手段は、現在の閾値の上位側の変調符号化方式で伝送された、閾値から所定の品質幅の間でのデータのスループットを、下位側の変調符号化方式の最大スループットに収束させるように閾値を動的に制御することとしてもよい。

［図１］本実施形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。
［図２］本実施形態による各ＭＣＳのＳＩＲに対するスループットの静特性の一例を示すグラフである。
［図３］適応変調制御回路の構成を示すブロック図である。
［図４］適応変調制御回路の他の構成例を示すブロック図である。
［図５］本発明を適用したレイク合成を行うデータ受信装置の構成を示すブロック図である。
［図６］擬似信号を用いたシミュレーションにより静特性を求めるデータ受信装置の構成を示すブロック図である。
［図７］エラーレート計算と閾値更新を行う閾値更新回路の構成を示すブロック図である。

本発明の一実施形態について図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本実施形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。データ受信装置は不図示のデータ送信装置から送信されたデータを受信する。その際、データ受信装置は回線品質を測定し、その回線品質に基づいて変調方式および符号化率、すなわちＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）を選択してデータ送信装置に通知する。データ送信装置は、データ受信装置から通知されたＭＣＳを用いてデータを符号化し、拡散して送信する。

図１を参照すると、データ受信装置は、送受信共用装置１、逆拡散器２、拡散器３、品質測定器４、制御データ復号器５、データ復号器６、符号化回路７、および適応変調制御回路８を有している。

送受信共用回路１は、アンテナを用いて無線電波で信号を送受信する。

逆拡散器２は、送受信共用装置１で受信された信号を逆拡散し、品質測定器４、制御データ復号器５、およびデータ復号器６に送る。

品質測定器４は、逆拡散された受信信号のデータチャネルの回線品質を測定し、品質情報として符号化回路７および適応変調制御回路８に送る。回線品質は一例としてＳＩＲ（信号電力対干渉電力比）である。

制御データ復号器５は、データ送信装置で用いられたＭＣＳを示すＭＣＳ情報を復号し、データ復号器６に通知する。

データ復号器６は、制御データ復号器５から通知されたＭＣＳ情報に従ってデータを復号する。また、データ復号器６はデータのエラーを検出し、それをエラー情報として符号化回路７および適応変調制御回路８に通知する。エラー情報は一例としてＢＬＥＲ（Ｂｌｏｃｋ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）である。

適応変調制御回路８は、品質測定器４からの品質情報と、データ復号器６からのエラー情報を基にして最適なＭＣＳを選択し、適応変調情報として符号化回路７に通知する。

符号化回路７は、品質測定器４からの品質情報と、データ復号器６からのエラー情報と、適応変調制御回路８からの適応変調情報とを符号化し、送信信号として拡散器３に送る。

拡散器３は、符号化回路７からの送信信号を任意の拡散符号で拡散して送受信共用装置１に送る。

図２は、本実施形態による各ＭＣＳのＳＩＲに対するスループットの静特性の一例を示すグラフである。ここで静特性とは、マルチパスやフェージングのような擾乱の無い状態におけるＳＩＲとスループットの関係のことを指す。この静特性は、マルチパスやフェージングの影響が無い条件で予め測定したり、シミュレーションを行うことにより得られる。図２には、隣接する２つのＭＣＳ（ＭＣＳ（ｋ）およびＭＣＳ（ｋ＋１））の静特性を示す曲線が示されている。図２において、ｋ，ｋ＋１はＭＣＳの番号である。Ｔ_{ｋ，ｋ＋１}は静特性から求まる閾値であり、ｔ_{ｋ，ｋ＋１}は現在の閾値である。Ｂ_{ｋ，ｋ＋１}は閾値Ｔ_{ｋ，ｋ＋１}近傍の目標エラーレートであり、ｂ_{ｋ，ｋ＋１}は閾値ｔ_{ｋ，ｋ＋１}近傍でのブロックエラーレートである。Ｐ_ｋは、ＭＣＳ（ｋ）の最大スループットである。Ｐ_{ｋ，ｋ＋１}は閾値Ｔ_{ｋ，ｋ＋１}近傍での平均スループットであり、ｐ_{ｋ，ｋ＋１}は閾値ｔ_{ｋ，ｋ＋１}近傍での平均スループットである。

一般に、ＭＣＳは、変調方式の多値化の度合いが高ければ、理想時（ＳＩＲ＝∞）のスループット（最大スループット）は高くなるが、ＳＩＲが低い状態でのスループットの低下が著しい。一方、多値化の度合いが低ければ、理想時のスループットは低くなるが、ＳＩＲが低い状態でのスループットの低下は、多値化の度合いが高い場合に比べて小さい。

同様に、符号化率が高ければ、理想時（ＳＩＲ＝∞）のスループットは高くなるが、ＳＩＲが低い状態でのスループットの低下が著しい。一方、符号化率が低ければ、理想時のスループットは低くなるが、ＳＩＲが低い状態でのスループットの低下は比較的小さい。

そのためＳＩＲに対するスループット特性の異なる２つのＭＣＳの曲線は図２に示したように交差している。そのため、データ受信装置として最適なスループットを得るためには、その交点にてＭＣＳを切り替えればよい。つまり、ＳＩＲが交点のＳＩＲ値Ｔ_{ｋ，ｋ＋１}よりも小さいときＭＣＳ（ｋ）を選択し、ＳＩＲがＴ_{ｋ，ｋ＋１}よりも大きいときＭＣＳ（ｋ＋１）を選択すればスループットを最大に維持することができる。そのためには、ＭＣＳ（ｋ）とＭＣＳ（ｋ＋１）の２つの曲線の交点を求め、その交点のＳＩＲ値をＭＣＳ選択の閾値として用いればよい。

ＡＭＣの制御が十分な精度でフェージングに追随でき、各パケットのＳＩＲによる閾値でＭＣＳの切り替えが正確に行われており、また干渉成分が白色ガウスノイズと見なせる場合には、マルチパスやフェージングの影響があっても、各スロット（またはパケット）のような微少な単位で評価した場合、その微少単位内でのＳＩＲを一定と見なすことができれば、その微少単位毎のスループット特性は静特性と一致する。これはＡＭＣ制御の理想条件であり、したがって、各ＭＣＳの静特性曲線の交点におけるＳＩＲを予め閾値と定めておくことにより、固定の閾値で容易にデータ通信のスループットを最適に維持することができる。

従来は、微少単位毎ではなくフェージングによる変動を長時間で平均化したＳＩＲを基準としたスループット特性（スループット動特性）に基づいた閾値設定が行われる場合があったが、本質的には上記のように静特性を基準として閾値設定を行う必要がある。

マルチパスや制御チャネルなどの干渉成分によりＳＩＲの測定値が飽和したり、ビット計算の丸め誤差によりＡＭＣの制御が十分な精度でフェージングに追随できないなどの様々な影響により、装置で実測されるスループット静特性が理想的な静特性からシフトすることがある。その場合には、理想的な静特性に基づいて予め得られた閾値ではデータ通信のスループットを最適に維持することができない。

現在の閾値ｔが最適閾値Ｔよりも大きければ、本来であれば上位ＭＣＳ（図２ではＭＣＳ（ｋ＋１））で伝送すべきところを、下位ＭＣＳ（図２ではＭＣＳ（ｋ））で伝送することになり、最適なスループットが得られない。

逆に、現在の閾値ｔが最適閾値Ｔより小さければ、本来であれば下位ＭＣＳで伝送すべきところを上位ＭＣＳで伝送することとなり、最適なスループットが得られないことに加え、エラーレートの悪化をも招いてしまう。

このような場合には閾値を最適閾値にするように動的に制御すればよい。なお、その場合でも静特性に基づいて予め得られた閾値を初期値として用いれば、閾値を短時間で収束できるので有効である。

図２を見ても分かるように、一般に、各ＭＣＳのスループット静特性はあるＳＩＲの近辺で急峻に立上り、ある最大値で飽和する。そのため、２つの曲線の交点の付近では、下位のＭＣＳ（図２ではＭＣＳ（ｋ））のスループットはほぼ最大値（図２ではＰｋ）に達して飽和している。

したがって、上位のＭＣＳ（図２ではＭＣＳ（ｋ＋１））のスループット特性がシフトしても、交点でのスループットは下位のＭＣＳの最大スループット（図２ではＰｋ）のまま一定であるとみなすことができる。

交点での上位のＭＣＳのブロックエラーレートＢ_{ｋ，ｋ＋１}は式（１）で示される。

Ｂ_{ｋ，ｋ＋１}＝（Ｐ_ｋ＋１−Ｐ_ｋ）／Ｐ_ｋ＋１＝一定 ・・・（１）
Ｐ_ｋ ：ＭＣＳ（ｋ）の最大スループット
Ｐ_ｋ＋１：ＭＣＳ（ｋ＋１）の最大スループット

このブロックエラーレートＢ_{ｋ，ｋ＋１}は、すなわち最適な閾値でのブロックエラーレート（目標エラーレート）であり、２つのＭＣＳの最大スループットＰ_ｋ，Ｐ_ｋ＋１で決まる一定値である。スループット特性がシフトした場合でも、ブロックエラーレートが目標エラーレートとなるように閾値を動的に制御すれば、データ通信のスループットを常に最適に維持することができる。

スループット特性がシフトした場合に閾値を最適に制御するには、現在の閾値近傍でブロックエラーレートを測定し、そのブロックエラーレートに基づき、閾値でのブロックエラーレートを最適エラーレートにするように閾値を修正すればよい。

図３は、適応変調制御回路の構成を示すブロック図である。図３を参照すると、適応変調制御回路８は、比較器９、閾値テーブル１０、エラーレート計算回路１１、および閾値更新計算回路１２を有している。

エラーレート計算回路１１は、データ復号器６からのエラー情報、品質測定器４からの品質情報、および閾値テーブル１０に設定された閾値を用いて、ＳＩＲが閾値近傍のときのブロックエラーレートを算出する。ＭＣＳが３つ以上であれば閾値が２つ以上となるが、エラーレート計算回路１１は各閾値近傍のブロックエラーレートを算出する。エラーレート計算回路１１で算出されたブロックエラーレートは閾値更新計算回路１２に与えられる。

閾値更新計算回路１２は、エラーレート計算回路１１で算出されたブロックエラーレートを用いて新しい閾値を求め、閾値テーブル１０を更新する。その際、閾値更新計算回路１２は、閾値でのブロックエラーレートが目標エラーレートとなるように新たな閾値を決める。

閾値テーブル１０は各閾値を格納するとともに、その情報を比較器９およびエラーレート計算回路１１に与える。また、閾値の情報は、適応変調情報の一部として符号化回路７にも与えられる。

比較器９は、閾値テーブル１０から与えられた閾値と品質情報とを比較してデータ送信に用いるべきＭＣＳを選択し、適応変調情報として符号化回路７に送る。

適応変調制御回路８での閾値の制御方法の一例を図２を用いて具体的に説明する。

ここでは、データ復号器６はパケット単位でのエラーを適応変調制御回路８に通知するものとする。それを通知するエラー情報には全パケットに関するエラーの有無とＭＣＳの情報が含まれている。

まず、現在の閾値ｔ_{ｋ，ｋ＋１}の右側に所定の品質幅Δの集計領域（ｔ_{ｋ，ｋ＋１}＜ＳＩＲ＜ｔ_{ｋ，ｋ ＋１}＋Δ）を設定する。ここで、Δは例えば任意に設定可能なパラメータである。そして、Δは、フェージングなどの影響でＳＩＲが変化することにより、集計領域で受信されるパケットの数がエラーレートを算出するのに適当なサンプル数となるようにシステムに応じて設定される。

エラーレート計算回路１１は、フェージングなどの影響で集計領域で受信される上位ＭＣＳ（図２ではＭＣＳ（ｋ＋１））のパケットのブロックエラーレートを所定時間毎に算出する。ここで、所定時間は任意に設定可能なパラメータである。この時間は、Δと同様に適当なサンプル数が得られるように、かつＭＣＳの選択が十分な頻度で変更されるようにシステムに応じて設定される。

より具体的には、エラーレート計算回路１１は、品質測定器４からの品質情報のＳＩＲが集計領域にある間にデータ復号器６から通知されたエラー情報から上位ＭＣＳの全パケット数とエラーパケット数を集計し、式（２）に代入して現在の閾値近傍でのブロックエラーレートを求める。

ｂ_{ｋ，ｋ＋１}＝Ｍ_{ｋ，ｋ＋１}／Ｎ_{ｋ，ｋ＋１} ・・・（２）
ｂ_{ｋ，ｋ＋１}：現在の閾値ｔ_{ｋ，ｋ＋１}近傍でのブロックエラーレート
Ｍ_{ｋ，ｋ＋１}：現在の閾値ｔ_{ｋ，ｋ＋１}近傍でのエラーパケット数
Ｎ_{ｋ，ｋ＋１}：現在の閾値ｔ_{ｋ，ｋ＋１}近傍での全パケット数

一方、式（１）を、交点（最適閾値）でのブロックエラーレートから、最適閾値近傍のΔ幅領域でのブロックエラーレート（目標エラーレート）に書き直すと、式（３）が得られる。

Ｂ_{ｋ，ｋ＋１}＝（Ｐ_ｋ＋１−Ｐ_{ｋ，ｋ＋１}）／Ｐ_ｋ＋１＝ほぼ一定 ・・・（３）
Ｐ_{ｋ，ｋ＋１}：最適閾値Ｔ_{ｋ，ｋ＋１}近傍での平均スループット

式（３）で得られる値は式（１）で得られる値よりもやや大きい値となる。

式（２）で得られた現在の閾値近傍でのブロックエラーレートを、式（３）で得られた目標エラーレートに収束させるように閾値を制御するために、新たな閾値は式（４）で示される値となる。

ｔ’_{ｋ，ｋ＋１}＝ｔ_{ｋ，ｋ＋１}＋ｃ（ｂ_{ｋ，ｋ＋１}−Ｂ_{ｋ，ｋ＋１}） ・・・（４）
ｔ’_{ｋ，ｋ＋１}：新しい閾値
ｔ_{ｋ，ｋ＋１}：現在の閾値
ｃ：閾値を収束させるための係数（収束係数）＞０

式（４）は、現在の閾値近傍のブロックエラーレートと目標エラーレートの差に収束係数を乗じた値を、現在の閾値に加えることによって新たな閾値を求めている。つまり、所定時間間隔でブロックエラーレートを求め、このブロックエラーレートが目標エラーレートより大きければ閾値を上げ、小さければ閾値を下げることによって閾値を目標値に収束させている。

本実施形態によれば、品質測定器４は回線品質を測定し、適応変調制御回路８は、その回線品質を、上位と下位のＭＣＳのスループットの静特性に基づいて得られる閾値と比較することにより、ＭＣＳを選択するので、現在の回線品質において最大のスループットが得られる最適なＭＣＳを選択し、効率良くデータを伝送することができる。

また、本実施形態によれば、回線品質の閾値によってＭＣＳを切り替えてデータ伝送に用いる通信システムにおいて、エラーレート計算回路１１は、現在の閾値近傍における、その閾値の上位側のＭＣＳで伝送されたデータのブロックエラーレートを測定し、閾値更新計算回路１２は、現在の閾値近傍のブロックエラーレートを、上位および下位のＭＣＳの静特性から得られる目標エラーレートに収束させるように閾値を制御し、比較器９は、閾値更新計算回路１２によって制御された閾値に従ってＭＣＳを選択するので、マルチパスやフェージングの影響で各ＭＣＳのスループット特性が静特性からシフトしても、閾値でのスループットが下位側のＭＣＳの飽和した最大スループットから変化しないことを利用して、最適に制御された閾値により、常に最大のスループットが得られる最適なＭＣＳを選択し、効率良くデータを伝送することができる。

なお、本実施形態では、擾乱によるスループット特性のシフトを、閾値を動的に制御することにより相殺し、最適なＭＣＳを選択可能とすることにより、データ通信のスループットを最適に維持する例を示したが、本発明はそれに限定されない。

例えば、擾乱によるＭＣＳのスループット特性のシフトが十分に小さければ、閾値を動的に制御する必要が無く、データ受信装置の構成が簡略化される。

図４は、適応変調制御回路の他の構成例を示すブロック図である。図４を参照すると、適応変調制御回路は比較器９と閾値テーブル１０を有している。

比較器９と閾値テーブル１０は図３と同じものである。閾値テーブル１０には、ＭＣＳのスループット静特性の曲線同士の交点から求まる閾値が記録されている。閾値テーブル１０に設定されている閾値は動的な制御を受けない。また、閾値の情報は、適応変調情報の一部として符号化回路７にも与えられることとしてもよい。

また、本実施形態では説明を簡単化するためにレイク合成を行わないデータ受信装置を例示したが、本発明はレイク合成を行うデータ受信装置に適用することもできる。マルチパスはスループット特性をシフトさせる大きな要因となりうる。データ受信装置はレイク合成を行うことによりマルチパスの影響を低減することにより、ＳＩＲを改善しまた安定させるので、その結果スループット特性のシフトが低減される。

図５は、本発明を適用した、レイク合成を行うデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図５を参照すると、データ受信装置は、送受信共用装置１、逆拡散器２、拡散器３、品質測定器４、制御データ復号器５、データ復号器６、符号化回路７、適応変調制御回路８、およびレイク合成器２０を有している。

送受信共用装置１、逆拡散器２、拡散器３、品質測定器４、制御データ復号器５、データ復号器６、符号化回路７、および適応変調制御回路８は図１と同様のものである。レイク合成器２０はマルチパスの複数の信号を合成する。

レイク合成器２０に代えてＭＰＩＣ（マルチパス干渉キャンセラ）を用いてもシフトを低減できる。その場合、図５のレイク合成器２０はマルチパス干渉キャンセラとなる。

また、データ通信では、再送条件などからエラーレートに上限が規定される場合がある。ＭＣＳの選択上では最大のスループットが得られとしても、データ通信として定められた上限を超えるエラーレートを許容することは好ましくない。その場合、目標エラーレートを、エラーレートの上限を超えない範囲に引き下げて設定することとすればよい。目標エラーレートを引き下げることにより、つまり閾値のＳＩＲを引き上げることにより、データ通信のスループットはやや低下するがエラーレートが上限値を超えないようにできる。

また、本実施形態では、各ＭＣＳのＳＩＲに対するスループットの静特性を、擬似信号を用いたシミュレーションにより求めることとしてもよい。

図６は、擬似信号を用いたシミュレーションにより静特性を求めるデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図６には、送受信共用装置１、逆拡散器２、および拡散器３の周辺のみが示されている。そして、他の部分は省略され不図示となっており、不図示の部分は図１と同じ構成である。

図６のデータ受信装置は、図１のものに加えて、擬似信号発生器２１、ノイズ発生器２２、加算器２３、およびスイッチ２４を有している。

スイッチ２４は、通常動作時には、送受信共用装置１を逆拡散器２に接続する。また、スイッチ２４は、静特性環境下での閾値を求めるときには、加算器２３の出力端を逆拡散器２に接続する。擬似信号発生器２１は、希望波信号を擬似した信号を発生する。ノイズ発生器２２は、干渉成分を擬似した白色ガウスノイズを発生する。加算器２３は、擬似信号発生器２１からの信号と、ノイズ発生器２２からの白色ガウスノイズを加算する。擬似信号発生器２１で発生する擬似希望波信号と、ノイズ発生器２２で発生する白色ガウスノイズとの比を調整することにより任意のＳＩＲが得られる。

図６の構成によれば、静特性環境下での閾値を求めるとき、擬似信号発生器２１およびノイズ発生器２２がマルチパスやフェージングが無い状態での受信信号を擬似し、適応変調制御回路８がその擬似受信信号による閾値を求めるので、マルチパスやフェージングの影響が排除され、かつデータ受信装置に依存する擾乱が含められ、より実際に近い静特性環境下での閾値が求まる。

また、本実施形態では、エラーレート計算回路１１でエラーレートを算出し、閾値更新計算回路１２で新たな閾値を求めることとしたが、本発明はこれに限定されない。例えば、エラーレート算出と閾値算出を一体的に構成してもよい。

図７は、エラーレート計算と閾値更新を行う閾値更新回路の構成を示すブロック図である。実際には（ＭＣＳ数−１）個の閾値があり、それら全てが動的に制御されるが、ここではＭＣＳ（ｋ）と、ＭＣＳ（ｋ＋１）の間の閾値のみについて示す。

図７を参照すると、閾値更新回路は、加算器３０，４２、比較器３１〜３３、ＡＮＤ回路３４，３６、カウンタ３５，３７、遅延回路３８、減算器３９、ゲート回路４０、および乗算器４１を有している。

加算器３０は、現在の閾値ｔ_{ｋ，ｋ＋１}と所定幅Δを加算する。

比較器３１，３２は２つの入力ａ，ｂを比較し、ｂ＜ａのとき１を出力する。比較器３１のａ入力と比較器３２のｂ入力には、品質測定器４からの品質情報Ｓｉが与えられている。ここで、ｉは時系列のパケット番号を示す。Ｓｉは、ｉ番目のパケット（以下、ｉパケットと称す）のＳＩＲ値を示す。比較器３１のｂ入力には、現在の閾値ｔ_{ｋ，ｋ＋１}が与えられている。比較器３２のａ入力には、加算器３０によって得られたｔ_{ｋ，ｋ＋１}＋Δが与えられている。したがって、比較器３１と比較器３２により、ｔ_{ｋ，ｋ＋１}＜Ｓｉ＜ｔ_{ｋ，ｋ＋１}＋Δという条件が与えられる。

比較器３３は２つの入力ａ，ｂを比較し、ａ＝ｂのとき１を出力する。比較器３３のａ入力にはＭＣＳｉが与えられている。ＭＣＳｉは、ｉパケットにて用いられているＭＣＳを示す。

ＡＮＤ回路３４の入力には比較器３１〜３３の出力が与えられているので、ＡＮＤ回路３４の出力のフラグ信号Ｒ_{ｋ，ｋ＋１，ｉ}は、ＳＩＲ値がｔ_{ｋ，ｋ＋１}＜Ｓｉ＜ｔ_{ｋ，ｋ＋１}＋Δの領域（集計領域）で受信された、ＭＣＳ（ｋ＋１）を用いているパケットをパルスで示す。

フラグ信号Ｒ_{ｋ，ｋ＋１，ｉ}は、カウンタ３５およびＡＮＤ回路３６に入力される。ＡＮＤ回路３６の他端にはｉパケットのエラーフラグＥｉが与えられている。エラーフラグＥｉはｉパケットにエラーがあったことを示すフラグである。ＡＮＤ回路３６の出力はカウンタ３７に与えられている。

カウンタ３５は、集計領域ｔ_{ｋ，ｋ＋１}＜Ｓｉ＜ｔ_{ｋ，ｋ＋１}＋Δで受信された、ＭＣＳ（ｋ＋１）を用いているパケットの総数をカウントし、所定のカウント値（以下、カウント満了値と称す）に到達するとＣａｒｒｙパルスを出力する。

カウンタ３７は、集計領域ｔ_{ｋ，ｋ＋１}＜Ｓｉ＜ｔ_{ｋ，ｋ＋１}＋Δで受信された、ＭＣＳ（ｋ＋１）を用いているパケットのうちエラーのあったものをカウントする。カウンタ３５の値がカウント満了値に達したときのカウンタ３７の値はエラーレートに相当する。

Ｃａｒｒｙパルスは、所定の遅延時間だけ遅延された後にカウンタ３７をリセットする。

減算器３９は、カウンタ３７の出力Ｍ_{ｋ，ｋ＋１}から基準値Ｌ_{ｋ，ｋ＋１}を減算する。基準値Ｌ_{ｋ，ｋ ＋１}は、最適閾値Ｔ_{ｋ，ｋ＋１}近傍でのエラーレート（目標エラーレート）に相当する値である。

ゲート回路４０は、Ｃａｒｒｙパルスをイネーブルとして減算器３９の出力を乗算器４１に与える。乗算器４１はゲート回路４０から与えられた信号に収束係数ｃを乗算する。加算器４２は、現在の閾値ｔ_{ｋ，ｋ＋１}に乗算器４１の出力を加算し、新たな閾値ｔ’_{ｋ，ｋ＋１}として出力する。なお、上述のＣａｒｒｙパルスは、閾値ｔ_{ｋ，ｋ＋１}が更新されたことを示すフラグ（閾値更新フラグ信号）Ｗ_{ｋ，ｋ＋１}にもなる。新たな閾値ｔ’_{ｋ，ｋ＋１}は、閾値更新フラグ信号Ｗ_{ｋ，ｋ＋１}のタイミングで認識されることができる。

Claims (17)

1. 複数の変調符号化方式の中からデータ通信に用いる変調符号化方式を適応的に選択するデータ通信装置であって、
   受信信号からデータ通信の回線品質を測定する品質測定手段と、
   前記複数の変調符号化方式の中の２つの、マルチパスおよびフェージングによる擾乱が無い、白色ガウスノイズのみによる理想条件下における回線品質に対するスループットの特性（静特性）を示す曲線の交点での回線品質の値から求まる閾値と、前記品質測定手段で測定された前記回線品質とを比較することにより、いずれかの前記変調符号化方式を選択する適応変調制御手段と
   を有するデータ通信装置。
2. 複数の変調符号化方式の中からデータ通信に用いるものを適応的に選択するデータ通信装置であって、
   受信信号からデータ通信の回線品質を測定する品質測定手段と、
   前記品質測定手段で測定された回線品質を、前記複数の変調符号化方式における回線品質に対するスループットの特性の相互関係から求まる閾値と比較することにより、いずれかの変調符号化方式を選択する適応変調制御手段とを有し、
   前記適応変調制御手段は、
   現在の閾値の上位側の変調符号化方式で伝送された、前記閾値から所定の品質幅の間でのデータのスループットを、下位側の変調符号化方式の最大スループットに収束させるように前記閾値を動的に制御し、
   現在の前記閾値から前記品質幅の間における、前記上位側の変調符号化方式で伝送されたデータのエラーレートを求め、該エラーレートを、前記上位側および下位側の変調符号化方式の最大スループットから求まる目標エラーレートに収束させるように前記閾値を動的に制御する
   ことを特徴とするデータ通信装置。
3. 前記適応変調制御手段は、
   現在の前記閾値から前記品質幅の間における、該閾値の上位側の変調符号化方式で伝送されたデータのエラーレートを求めるエラーレート計算手段と、
   前記エラーレート計算手段で求められた前記エラーレートを、前記上位側および下位側の変調符号化方式の最大スループットから求まる目標エラーレートに収束させるように閾値を制御する閾値更新計算手段と、
   前記閾値更新計算手段によって制御された前記閾値に従っていずれかの変調符号化方式を選択する比較手段とを有する、請求項２記載のデータ通信装置。
4. 前記目標エラーレートは、前記閾値の上位側および下位側の変調符号化方式の、マルチパスおよびフェージングによる擾乱が無い、白色ガウスノイズのみによる理想条件下における、回線品質に対するスループットの特性を示す曲線の交点での、前記上位の変調符号化方式によるエラーレートの計算値である、請求項２記載のデータ通信装置。
5. 前記適応変調制御手段は、前記エラーレートと前記目標エラーレートの差に所定の収束係数を乗じた値を前記現在の閾値に加えて新たな閾値を求める、請求項２記載にデータ通信装置。
6. 複数の変調符号化方式の中からデータ通信に用いる変調符号化方式を適応的に選択するデータ通信装置であって、
   受信信号からデータ通信の回線品質を測定する品質測定手段と、
   前記品質測定手段で測定された回線品質を、前記複数の変調符号化方式における回線品質に対するスループットの特性の相互関係から求まる閾値と比較することにより、いずれかの変調符号化方式を選択する適応変調制御手段とを有し、
   前記適応変調制御手段は、
   現在の閾値の上位側の変調符号化方式で伝送された、前記閾値から所定の品質幅の間でのデータのスループットを、下位側の変調符号化方式の最大スループットに収束させるように前記閾値を動的に制御し、
   現在の前記閾値から前記品質幅の間における、該閾値の上位側の変調符号化方式で伝送されたパケット数と該パケットのうちのエラーパケット数をカウントし、前記エラーパケット数から所定の目標値を減算して差分を算出しており、前記パケット数が所定のカウント満了値に達したとき前記差分に所定の収束係数を乗算し、現在の前記閾値に加算して新たな閾値とする閾値更新回路と、
   前記閾値更新回路により得られる前記閾値に従っていずれかの変調符号化方式を選択する比較手段と
   を有する、
   ことを特徴とするデータ通信装置。
7. 前記閾値更新回路は、
   現在の前記閾値から所定の品質幅の間における、該閾値の上位側の変調符号化方式で伝送されたパケットの数をカウントする第１のカウンタと、
   現在の前記閾値から前記品質幅の間における、該閾値の上位側の変調符号化方式で伝送されたパケットのうちエラーのあったもの数をカウントする第２のカウンタと、
   前記第２のカウンタの出力から前記目標値を減算する減算器と、
   前記第１のカウンタが所定のカウント満了値に達したときの前記減算器の出力値を特定するゲート回路と、
   前記ゲート回路により特定された前記減算器の前記出力値に前記収束係数を乗算する乗算器と、
   前記乗算器の出力を現在の前記閾値に加算して新たな閾値とする加算器とを有する、請求項６記載のデータ通信装置。
8. 前記目標値は、前記閾値の上位側および下位側の変調符号化方式の、マルチパスおよびフェージングによる擾乱が無い、白色ガウスノイズのみによる理想条件下における、回線品質に対するスループットの特性を示す曲線の交点での、前記上位の変調符号化方式によるエラーパケット数の計算値である、請求項６記載のデータ通信装置。
9. 希望波信号を擬似した信号を発生する擬似信号発生手段と、干渉成分を擬似したノイズを発生するノイズ発生手段をさらに有し、
   前記擬似信号発生手段にて発生した前記信号と前記ノイズ発生手段にて発生したノイズを合成して受信信号の代わりに用いて前記回線品質に対するスループットの特性を求める、請求項２記載のデータ通信装置。
10. 前記適応変調制御手段は、いずれか２つの変調符号化方式の、マルチパスおよびフェージングによる擾乱が無い、白色ガウスノイズのみによる理想条件下における、回線品質に対するスループットの特性を示す曲線の交点での回線品質の値を前記閾値の初期値とする、請求項１、２、または６のいずれか１項に記載のデータ通信装置。
11. 希望波信号を擬似した信号を発生する擬似信号発生手段と、干渉成分を擬似したノイズを発生するノイズ発生手段をさらに有し、
    前記擬似信号発生手段にて発生した前記信号と前記ノイズ発生手段にて発生したノイズを合成して受信信号の代わりに用いて前記回線品質に対するスループットの特性を求める、請求項６記載のデータ通信装置。
12. 前記適応変調制御手段は、前記エラーレートに上限値が規定されていれば、前記目標エラーレートを前記上限値以下に下げる、請求項２記載のデータ通信装置。
13. 前記受信信号をレイク合成して前記品質測定手段に与えるレイク合成手段をさらに有する、請求項１、２、または６のいずれか１項に記載のデータ通信装置。
14. マルチパスの干渉を除去した受信信号を前記品質測定手段に与えるマルチパス干渉キャンセラをさらに有する、請求項１、２、または６のいずれか１項に記載のデータ通信装置。
15. 前記回線品質は信号電力対干渉電力比である、請求項１、２、または６のいずれか１項に記載のデータ通信装置。
16. 適応変調方式のデータ通信装置において複数の変調符号化方式の中からデータ通信に用いる変調符号化方式を適応的に選択する適応変調制御方法であって、
    受信信号からデータ通信の回線品質を測定するステップと、
    前記複数の変調符号化方式の中の２つの、マルチパスおよびフェージングによる擾乱が無い、白色ガウスノイズのみによる理想条件下における回線品質に対するスループットの特性（静特性）を示す曲線の交点での回線品質の値から求まる閾値と、前記品質測定手段で測定された前記回線品質とを比較するステップと、
    比較結果に基づいて、いずれかの変調符号化方式を選択するステップと
    を有する適応変調制御方法。
17. 適応変調方式のデータ通信装置において複数の変調符号化方式の中からデータ通信に用いるものを適応的に選択する適応変調制御方法であって、
    受信信号からデータ通信の回線品質を測定するステップと、
    測定された前記回線品質を、複数の前記変調符号化方式における回線品質に対するスループットの特性の相互関係から求まる閾値と比較するステップと、
    現在の閾値の上位側の変調符号化方式で伝送された、前記閾値から所定の品質幅の間でのデータのスループットを、下位側の変調符号化方式の最大スループットに収束させるように前記閾値を動的に制御し、現在の前記閾値から前記品質幅の間における、前記上位側の変調符号化方式で伝送されたデータのエラーレートを求め、該エラーレートを、前記上位側および下位側の変調符号化方式の最大スループットから求まる目標エラーレートに収束させるように前記閾値を動的に制御するステップと、
    比較結果に基づいて、いずれかの変調符号化方式を選択するステップと
    を有する適応変調制御方法。

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