JP2003078452A - 移動通信における送信フレーム構成方法 - Google Patents
移動通信における送信フレーム構成方法Info
- Publication number
- JP2003078452A JP2003078452A JP2001266443A JP2001266443A JP2003078452A JP 2003078452 A JP2003078452 A JP 2003078452A JP 2001266443 A JP2001266443 A JP 2001266443A JP 2001266443 A JP2001266443 A JP 2001266443A JP 2003078452 A JP2003078452 A JP 2003078452A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transmission
- mobile communication
- data
- frame
- data channel
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＤＳ−ＣＤＭＡ方式における高速データ伝送
技術において、マルチパス環境下でのスループットを改
善する高精度ＳＩＲ測定を実現する。 【解決手段】 一定周期でデータチャネルの送信を停止
し、その間はパイロットチャネルのみを送信する。受信
ＳＩＲの測定は、データチャネル送信停止区間のパイロ
ットチャネルを用いて行う。
技術において、マルチパス環境下でのスループットを改
善する高精度ＳＩＲ測定を実現する。 【解決手段】 一定周期でデータチャネルの送信を停止
し、その間はパイロットチャネルのみを送信する。受信
ＳＩＲの測定は、データチャネル送信停止区間のパイロ
ットチャネルを用いて行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散を
用いて多元接続を行う符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Ｃ
ｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃ
ｅｓｓ）方式を適用する移動通信における送信フレーム
構成方法に関する。
用いて多元接続を行う符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Ｃ
ｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃ
ｅｓｓ）方式を適用する移動通信における送信フレーム
構成方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動通信環境では、主に受信局周辺の建
物などでの反射・散乱により、さまざまな方向から到来
する多数の波が干渉し合って、フェージングと呼ばれる
ランダムな定在波が生じる。陸上移動通信のように直接
波が無い場合には、振幅変動がレイリー分布するレイリ
ーフェージングを生じる。一般には、フェージング変動
により受信レベルが低下し、受信誤りが発生する確率が
大きくなる。
物などでの反射・散乱により、さまざまな方向から到来
する多数の波が干渉し合って、フェージングと呼ばれる
ランダムな定在波が生じる。陸上移動通信のように直接
波が無い場合には、振幅変動がレイリー分布するレイリ
ーフェージングを生じる。一般には、フェージング変動
により受信レベルが低下し、受信誤りが発生する確率が
大きくなる。
【０００３】受信誤りの度合いを表す尺度としては、受
信希望波信号電力対干渉波電力比（ＳＩＲ：Ｓｉｇｎａ
ｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒ
ａｔｉｏ）が用いられる。このＳＩＲの値が小さいと
き、受信誤りを生じる確率が大きくなる。前記フェージ
ング変動の場合、その変動に伴う受信ＳＩＲの変動に応
じて、データ変調方式および誤り訂正符号化率の組み合
わせ（ＭＣＳ：Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄ
ｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）を最適なものに切り替える最適
データ変調方式・誤り訂正符号化率決定法（以後、最適
ＭＣＳ決定法）が提案されている。
信希望波信号電力対干渉波電力比（ＳＩＲ：Ｓｉｇｎａ
ｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒ
ａｔｉｏ）が用いられる。このＳＩＲの値が小さいと
き、受信誤りを生じる確率が大きくなる。前記フェージ
ング変動の場合、その変動に伴う受信ＳＩＲの変動に応
じて、データ変調方式および誤り訂正符号化率の組み合
わせ（ＭＣＳ：Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄ
ｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）を最適なものに切り替える最適
データ変調方式・誤り訂正符号化率決定法（以後、最適
ＭＣＳ決定法）が提案されている。
【０００４】図５は、この方式をＤＳ（Ｄｉｒｅｃｔ
Ｓｐｒｅａｄ）−ＣＤＭＡ方式に拡張する際の、該ＤＳ
−ＣＤＭＡ方式を用いた移動通信における一般的な前記
最適ＭＣＳの概念を示す図である。最適ＭＣＳでは、無
線リンク状態が良好な受信局に対して、（１）拡散率
（ＳＦ：Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｆａｃｔｏｒ）を縮小
し、（２）多重コード数を増加し、（３）誤り訂正符号
化率を増加し、（４）データ変調の変調多値数を増加す
ることを通して生成される、より高データレートのチャ
ネルを用いた通信を許可する。
Ｓｐｒｅａｄ）−ＣＤＭＡ方式に拡張する際の、該ＤＳ
−ＣＤＭＡ方式を用いた移動通信における一般的な前記
最適ＭＣＳの概念を示す図である。最適ＭＣＳでは、無
線リンク状態が良好な受信局に対して、（１）拡散率
（ＳＦ：Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｆａｃｔｏｒ）を縮小
し、（２）多重コード数を増加し、（３）誤り訂正符号
化率を増加し、（４）データ変調の変調多値数を増加す
ることを通して生成される、より高データレートのチャ
ネルを用いた通信を許可する。
【０００５】一般には、上述した方法でデータレートを
高くする場合、受信誤りが発生する確率はより大きくな
る。例えば図６は、データ伝送の際に生じたビット数の
誤りの割合（ビット誤り率ＢＥＲ：Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ
Ｒａｔｅ）の特性を、４つの異なる多値数のデータ変
調方式に対して表した図である。図６より、変調多値数
４である１６値直交振幅変調方式（１６ＱＡＭ：Ｑｕａ
ｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ）を適用した場合の変調効率、すなわち情報１シ
ンボル当たりのビット数は、変調多値数２の４値相偏移
変調方式（ＱＰＳＫ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓ
ｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）を適用した場合の２倍
になるものの、同じＢＥＲ特性を満たすために必要な情
報１ビットあたりの信号電力対雑音電力密度比（Ｅｂ／
Ｎ0）の１アンテナ当たりの平均値は、前記１６ＱＡＭ
の場合に、前記ＱＰＳＫの２倍以上に増大することがわ
かる。
高くする場合、受信誤りが発生する確率はより大きくな
る。例えば図６は、データ伝送の際に生じたビット数の
誤りの割合（ビット誤り率ＢＥＲ：Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ
Ｒａｔｅ）の特性を、４つの異なる多値数のデータ変
調方式に対して表した図である。図６より、変調多値数
４である１６値直交振幅変調方式（１６ＱＡＭ：Ｑｕａ
ｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ）を適用した場合の変調効率、すなわち情報１シ
ンボル当たりのビット数は、変調多値数２の４値相偏移
変調方式（ＱＰＳＫ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓ
ｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）を適用した場合の２倍
になるものの、同じＢＥＲ特性を満たすために必要な情
報１ビットあたりの信号電力対雑音電力密度比（Ｅｂ／
Ｎ0）の１アンテナ当たりの平均値は、前記１６ＱＡＭ
の場合に、前記ＱＰＳＫの２倍以上に増大することがわ
かる。
【０００６】最適ＭＣＳ決定法は、受信状態が良い（受
信誤りの発生確率が小さい）受信局に対しては、より高
レートのデータ伝送を許容し、一方で受信状態が悪い
（受信誤りの発生確率が大きい）受信局に対しては、よ
り低レートのデータ伝送に制限することで、全体として
高効率な伝送を実現し、正しく受信される情報伝送速度
（スループット）を増大することができる。
信誤りの発生確率が小さい）受信局に対しては、より高
レートのデータ伝送を許容し、一方で受信状態が悪い
（受信誤りの発生確率が大きい）受信局に対しては、よ
り低レートのデータ伝送に制限することで、全体として
高効率な伝送を実現し、正しく受信される情報伝送速度
（スループット）を増大することができる。
【０００７】ＤＳ−ＣＤＭＡ方式では、ＳＩＲにより上
記ＢＥＲあるいはブロック誤り率（ＢＬＥＲ：Ｂｌｏｃ
ｋ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）等の受信品質評価尺度が決
まるため、無線リンク状態として受信ＳＩＲが用いられ
ることが多い。
記ＢＥＲあるいはブロック誤り率（ＢＬＥＲ：Ｂｌｏｃ
ｋ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）等の受信品質評価尺度が決
まるため、無線リンク状態として受信ＳＩＲが用いられ
ることが多い。
【０００８】ここで受信ＳＩＲを用いた最適ＭＣＳ決定
法について、図７を用いて説明する。図７は最適ＭＣＳ
決定の動作原理を表すフローチャート図である。
法について、図７を用いて説明する。図７は最適ＭＣＳ
決定の動作原理を表すフローチャート図である。
【０００９】ステップＳ１１において受信ＳＩＲの測定
を行った受信局は、ステップＳ１３で、予め用意された
受信ＳＩＲに対する最適ＭＣＳの表を参照する。その表
から、前記受信ＳＩＲの測定値に対する最適なＭＣＳを
決定する（ステップＳ１５）。その後受信局は、上りリ
ンクでのＭＣＳ制御ビットにより、基地局に対して最適
ＭＣＳを要求する。
を行った受信局は、ステップＳ１３で、予め用意された
受信ＳＩＲに対する最適ＭＣＳの表を参照する。その表
から、前記受信ＳＩＲの測定値に対する最適なＭＣＳを
決定する（ステップＳ１５）。その後受信局は、上りリ
ンクでのＭＣＳ制御ビットにより、基地局に対して最適
ＭＣＳを要求する。
【００１０】図８は、受信ＳＩＲに対して４種類のＭＣ
Ｓがある場合に、最適なＭＣＳを示す表の作成法を表す
図である。例えば受信ＳＩＲの値がしきい値＃２からし
きい値＃３の区間では、ＭＣＳ＃１からＭＣＳ＃４まで
すべてのＭＣＳがスループットを有するが、その中で最
大スループットを持つ最適なＭＣＳはＭＣＳ＃３であ
る。したがって上記区間においては、ＭＣＳ＃３を最適
なものとして決定することになる。
Ｓがある場合に、最適なＭＣＳを示す表の作成法を表す
図である。例えば受信ＳＩＲの値がしきい値＃２からし
きい値＃３の区間では、ＭＣＳ＃１からＭＣＳ＃４まで
すべてのＭＣＳがスループットを有するが、その中で最
大スループットを持つ最適なＭＣＳはＭＣＳ＃３であ
る。したがって上記区間においては、ＭＣＳ＃３を最適
なものとして決定することになる。
【００１１】同様な処理手段により、受信ＳＩＲがしき
い値＃１以下の値をとるときの最適ＭＣＳはＭＣＳ＃１
であり、また、受信ＳＩＲがしきい値＃１からしきい値
＃２までの値をとるときの最適ＭＣＳはＭＣＳ＃２であ
り、さらに受信ＳＩＲがしきい値＃３より大きい値をと
るときの最適ＭＣＳはＭＣＳ＃４ということになる。以
上の結果から、図８の太線で示される最適ＭＣＳを示す
表が得られる。
い値＃１以下の値をとるときの最適ＭＣＳはＭＣＳ＃１
であり、また、受信ＳＩＲがしきい値＃１からしきい値
＃２までの値をとるときの最適ＭＣＳはＭＣＳ＃２であ
り、さらに受信ＳＩＲがしきい値＃３より大きい値をと
るときの最適ＭＣＳはＭＣＳ＃４ということになる。以
上の結果から、図８の太線で示される最適ＭＣＳを示す
表が得られる。
【００１２】次世代移動通信方式ＩＭＴ−２０００（Ｉ
ｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃ
ｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ−２０００）の無線アクセ
ス方式である広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡ方式（いわゆるＷ−
ＣＤＭＡ方式）に関しては、当該広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡ
無線インタフェースを拡張した最大スループット８．５
Ｍｂｐｓ程度の高速パケット通信方式（ＨＳＤＰＡ：Ｈ
ｉｇｈ ＳｐｅｅｄＤｏｗｎｌｉｎｋ Ｐａｃｋｅｔ
Ａｃｃｅｓｓ）の実現が目標とされている。ＨＳＤＰＡ
では、スループット増大のための技術として、適応無線
リンク制御（リンクアダプテーション）に基づく最適Ｍ
ＣＳ決定法が考えられている。
ｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃ
ｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ−２０００）の無線アクセ
ス方式である広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡ方式（いわゆるＷ−
ＣＤＭＡ方式）に関しては、当該広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡ
無線インタフェースを拡張した最大スループット８．５
Ｍｂｐｓ程度の高速パケット通信方式（ＨＳＤＰＡ：Ｈ
ｉｇｈ ＳｐｅｅｄＤｏｗｎｌｉｎｋ Ｐａｃｋｅｔ
Ａｃｃｅｓｓ）の実現が目標とされている。ＨＳＤＰＡ
では、スループット増大のための技術として、適応無線
リンク制御（リンクアダプテーション）に基づく最適Ｍ
ＣＳ決定法が考えられている。
【００１３】その際のフレーム構成として、従来は図９
のような時間連続の共通パイロットチャネル（ＣＰＩＣ
Ｈ：Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｉｌｏｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）が基
本的に用いられており、受信局はＣＰＩＣＨを用いて受
信ＳＩＲを推定する。ここで該ＣＰＩＣＨには、通信者
が最適なＭＣＳを用いて通信を行うためのデータチャネ
ルがコード多重されている。（図９のデータチャネル
は、１２コード多重によりチャネルを構成している。）
図１０は、パス数が２，受信アンテナ数が２である場合
のＳＩＲ測定法の一例を示した図である。
のような時間連続の共通パイロットチャネル（ＣＰＩＣ
Ｈ：Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｉｌｏｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）が基
本的に用いられており、受信局はＣＰＩＣＨを用いて受
信ＳＩＲを推定する。ここで該ＣＰＩＣＨには、通信者
が最適なＭＣＳを用いて通信を行うためのデータチャネ
ルがコード多重されている。（図９のデータチャネル
は、１２コード多重によりチャネルを構成している。）
図１０は、パス数が２，受信アンテナ数が２である場合
のＳＩＲ測定法の一例を示した図である。
【００１４】まず、各パス、アンテナごとの受信信号
が、各々のＳＩＲ測定部に入力される。入力された受信
信号は、乗算部１０１で拡散信号レプリカが掛けられた
後、受信希望波と干渉波に分けられる。
が、各々のＳＩＲ測定部に入力される。入力された受信
信号は、乗算部１０１で拡散信号レプリカが掛けられた
後、受信希望波と干渉波に分けられる。
【００１５】その後受信希望波は、該受信希望波信号電
力Ｓを測定するためのＳ測定部１０３に送られる。Ｓ測
定部１０３では、まず１スロット長同相平均部で、１ス
ロット長にわたり同相平均され、さらに測定精度を向上
させるため、Ｎsスロット長平均部で、Ｎsスロット長に
わたり電力平均される。
力Ｓを測定するためのＳ測定部１０３に送られる。Ｓ測
定部１０３では、まず１スロット長同相平均部で、１ス
ロット長にわたり同相平均され、さらに測定精度を向上
させるため、Ｎsスロット長平均部で、Ｎsスロット長に
わたり電力平均される。
【００１６】一方干渉波は、その干渉波電力Ｉを測定す
るＩ測定部１０５に送られる。Ｉ測定部１０５では、チ
ップあたりの干渉波電力Ｉを測定する場合、この信号の
分散が求められ、シンボルあたりの干渉波電力Ｉを測定
する場合は１シンボル長同相平均部で１シンボル長にわ
たり同相平均される。さらにその後、測定精度を向上さ
せるため、ＮIスロット長平均部でＮIスロット長にわた
り電力平均される。
るＩ測定部１０５に送られる。Ｉ測定部１０５では、チ
ップあたりの干渉波電力Ｉを測定する場合、この信号の
分散が求められ、シンボルあたりの干渉波電力Ｉを測定
する場合は１シンボル長同相平均部で１シンボル長にわ
たり同相平均される。さらにその後、測定精度を向上さ
せるため、ＮIスロット長平均部でＮIスロット長にわた
り電力平均される。
【００１７】除算部１０７では、以上により求められた
受信希望波信号電力Ｓを干渉波電力Ｉで割り、各パス、
アンテナごとの受信ＳＩＲを求める。
受信希望波信号電力Ｓを干渉波電力Ｉで割り、各パス、
アンテナごとの受信ＳＩＲを求める。
【００１８】合成部１０９では、除算部１０７で求めら
れた各パス、アンテナごとの受信ＳＩＲを、パス間、ア
ンテナ間で和をとり合成する（Ｒａｋｅ合成）ことによ
り、Ｒａｋｅ合成後の受信ＳＩＲを求める。
れた各パス、アンテナごとの受信ＳＩＲを、パス間、ア
ンテナ間で和をとり合成する（Ｒａｋｅ合成）ことによ
り、Ｒａｋｅ合成後の受信ＳＩＲを求める。
【００１９】ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の実際の情報伝搬環境
では、５ＭＨｚ帯域の広帯域伝送を行う場合、マルチパ
スフェージング（周波数選択性フェージング）が生じ
る。このためマルチパス環境では、マルチパス間の干渉
（マルチパス干渉）により伝送品質に劣化が生じる。
では、５ＭＨｚ帯域の広帯域伝送を行う場合、マルチパ
スフェージング（周波数選択性フェージング）が生じ
る。このためマルチパス環境では、マルチパス間の干渉
（マルチパス干渉）により伝送品質に劣化が生じる。
【００２０】広帯域伝送に限らない一般のＤＳ−ＣＤＭ
Ａでは、マルチパス干渉を各コードチャネルに対し平均
的に受信信号電力の１／（ＳＦ）に抑えることができる
ものの、チップレートが３．８４Ｍｃｐｓの広帯域ＤＳ
−ＣＤＭＡ無線インタフェースを用いて高速データ伝送
を行う場合には、データレートを大きくするためにＳＦ
を１に近くし、さらに多重コード数も大きくする必要が
あるため、マルチパス干渉による受信ＳＩＲの劣化は非
常に増大する。
Ａでは、マルチパス干渉を各コードチャネルに対し平均
的に受信信号電力の１／（ＳＦ）に抑えることができる
ものの、チップレートが３．８４Ｍｃｐｓの広帯域ＤＳ
−ＣＤＭＡ無線インタフェースを用いて高速データ伝送
を行う場合には、データレートを大きくするためにＳＦ
を１に近くし、さらに多重コード数も大きくする必要が
あるため、マルチパス干渉による受信ＳＩＲの劣化は非
常に増大する。
【００２１】したがって図９のフレーム構成を用いた場
合、ＣＰＩＣＨを用いて測定したＳＩＲはデータチャネ
ルからのマルチパス干渉による影響を大きく受けること
になる。
合、ＣＰＩＣＨを用いて測定したＳＩＲはデータチャネ
ルからのマルチパス干渉による影響を大きく受けること
になる。
【００２２】さらに、ある受信局が次に通信を行う時の
ＭＣＳを決定するためにＳＩＲを測定する際、自分を含
めたどの通信者も通信を行っていない場合には、データ
チャネルが送信されないので、測定される受信ＳＩＲは
データチャネルからのマルチパス干渉の影響を受けず大
きな値となる。
ＭＣＳを決定するためにＳＩＲを測定する際、自分を含
めたどの通信者も通信を行っていない場合には、データ
チャネルが送信されないので、測定される受信ＳＩＲは
データチャネルからのマルチパス干渉の影響を受けず大
きな値となる。
【００２３】図１１は、上述した、データチャネル送信
の有無によりＳＩＲが時間とともに変化する例を表す概
念図である。
の有無によりＳＩＲが時間とともに変化する例を表す概
念図である。
【００２４】以上説明してきたマルチパス干渉による伝
送品質の劣化を改善する手段としては、マルチパス干渉
キャンセラ（ＭＰＩＣ：Ｍｕｌｔｉ−ｐａｔｈ Ｉｎｔ
ｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ）等の技術が
提案されている。この手段を適用した場合、受信品質は
マルチパス干渉が取り除かれた信号のＳＩＲによって決
定されることになる。この場合の干渉波電力Ｉは、熱雑
音および他セルからの干渉等、ＭＰＩＣなどで取り除け
ない成分のみとなる。
送品質の劣化を改善する手段としては、マルチパス干渉
キャンセラ（ＭＰＩＣ：Ｍｕｌｔｉ−ｐａｔｈ Ｉｎｔ
ｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ）等の技術が
提案されている。この手段を適用した場合、受信品質は
マルチパス干渉が取り除かれた信号のＳＩＲによって決
定されることになる。この場合の干渉波電力Ｉは、熱雑
音および他セルからの干渉等、ＭＰＩＣなどで取り除け
ない成分のみとなる。
【００２５】したがってＭＰＩＣ等の技術を適用した場
合にも、データチャネル送信時に測定したＳＩＲが受信
品質を反映するとはかぎらないため、最適なＭＣＳ選択
がなされない場合にはスループットを劣化させることに
なる。
合にも、データチャネル送信時に測定したＳＩＲが受信
品質を反映するとはかぎらないため、最適なＭＣＳ選択
がなされない場合にはスループットを劣化させることに
なる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】以上説明してきたよう
に、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の移動通信を用いて特に広帯域
伝送を行う場合、ある受信局が同一の受信品質のもとで
前記ＳＩＲを測定する際、データチャネル送信の有無に
よって測定されるＳＩＲが大きく変わり、結果として正
確な受信品質の測定ができないため、前記ＭＣＳ選択の
誤りによりスループットが劣化してしまうという問題が
ある。
に、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の移動通信を用いて特に広帯域
伝送を行う場合、ある受信局が同一の受信品質のもとで
前記ＳＩＲを測定する際、データチャネル送信の有無に
よって測定されるＳＩＲが大きく変わり、結果として正
確な受信品質の測定ができないため、前記ＭＣＳ選択の
誤りによりスループットが劣化してしまうという問題が
ある。
【００２７】また、前記ＭＰＩＣを用いた場合でも、マ
ルチパス干渉が取り除かれた信号のＳＩＲによって受信
品質が決定されるため、データチャネル送信時に測定し
たＳＩＲが受信品質を反映しないことになり、前記同様
ＭＣＳの選択の誤りによるスループットの劣化が生じる
という問題がある。
ルチパス干渉が取り除かれた信号のＳＩＲによって受信
品質が決定されるため、データチャネル送信時に測定し
たＳＩＲが受信品質を反映しないことになり、前記同様
ＭＣＳの選択の誤りによるスループットの劣化が生じる
という問題がある。
【００２８】本発明は以上の問題点に鑑みてなされたも
ので、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式における高速データ伝送技術
において、マルチパス環境でのスループットを大幅に改
善する高精度なＳＩＲ測定を実現するための移動通信に
おける送信フレーム構成方法を提供することを目的とす
る。
ので、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式における高速データ伝送技術
において、マルチパス環境でのスループットを大幅に改
善する高精度なＳＩＲ測定を実現するための移動通信に
おける送信フレーム構成方法を提供することを目的とす
る。
【００２９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の本発明は、１つあるいはマルチコー
ド多重された複数のデータチャネルとともに、パイロッ
トチャネルをコード多重したフレームを符号分割多元接
続方式により送信するときの移動通信における送信フレ
ーム構成方法であって、前記フレームは、前記パイロッ
トチャネルが継続して送信される一方、前記データチャ
ネルは一定周期で数シンボル区間送信が停止されること
を要旨とする。
め、請求項１記載の本発明は、１つあるいはマルチコー
ド多重された複数のデータチャネルとともに、パイロッ
トチャネルをコード多重したフレームを符号分割多元接
続方式により送信するときの移動通信における送信フレ
ーム構成方法であって、前記フレームは、前記パイロッ
トチャネルが継続して送信される一方、前記データチャ
ネルは一定周期で数シンボル区間送信が停止されること
を要旨とする。
【００３０】請求項２記載の本発明は、請求項１記載の
移動通信における送信フレーム構成方法において、前記
データチャネルの送信を停止した区間における前記パイ
ロットチャネルの送信電力を、前記データチャネルを送
信する区間の送信電力と比較して大きい送信電力で送信
することを要旨とする。
移動通信における送信フレーム構成方法において、前記
データチャネルの送信を停止した区間における前記パイ
ロットチャネルの送信電力を、前記データチャネルを送
信する区間の送信電力と比較して大きい送信電力で送信
することを要旨とする。
【００３１】請求項３記載の本発明は、請求項１記載の
移動通信における送信フレーム構成方法において、受信
局が受信品質を、前記データチャネルの送信が停止して
いる区間で測定し、前記受信品質に応じて、データ変調
方式・誤り訂正符号化率の組み合わせおよび送信電力の
最適化を行うことを要旨とする。
移動通信における送信フレーム構成方法において、受信
局が受信品質を、前記データチャネルの送信が停止して
いる区間で測定し、前記受信品質に応じて、データ変調
方式・誤り訂正符号化率の組み合わせおよび送信電力の
最適化を行うことを要旨とする。
【００３２】請求項４記載の本発明は、請求項３記載の
移動通信における送信フレーム構成方法において、前記
受信品質が、前記パイロットチャネルの受信希望波信号
電力対干渉波電力比の測定結果に基づいて推定されるこ
とを要旨とする。
移動通信における送信フレーム構成方法において、前記
受信品質が、前記パイロットチャネルの受信希望波信号
電力対干渉波電力比の測定結果に基づいて推定されるこ
とを要旨とする。
【００３３】本発明にあっては、ＣＤＭＡ方式を用いた
移動通信において、特にチップレートと同等かそれ以上
であるような高速データ伝送を行う際に、一定区間でデ
ータチャネルの送信が停止され、その区間でのパイロッ
トチャネルを用いてＳＩＲ測定を行うため、測定したＳ
ＩＲ値にはデータチャネルからのマルチパス干渉の影響
が生じない。この結果、データチャネルの送信状況によ
らない最適ＭＣＳを安定して選択でき、スループットを
大幅に改善することができる。
移動通信において、特にチップレートと同等かそれ以上
であるような高速データ伝送を行う際に、一定区間でデ
ータチャネルの送信が停止され、その区間でのパイロッ
トチャネルを用いてＳＩＲ測定を行うため、測定したＳ
ＩＲ値にはデータチャネルからのマルチパス干渉の影響
が生じない。この結果、データチャネルの送信状況によ
らない最適ＭＣＳを安定して選択でき、スループットを
大幅に改善することができる。
【００３４】
【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明の実施
の形態を説明する。
の形態を説明する。
【００３５】図１は、本発明の実施の形態に係る第１の
フレーム構成を示す図である。当該フレーム構成におい
ては、送信局において、一定周期でデータチャネルの送
信を停止し、データチャネル送信停止区間のパイロット
チャネルを用いて各パスおよび各アンテナの干渉波電力
Ｉの測定を行う。
フレーム構成を示す図である。当該フレーム構成におい
ては、送信局において、一定周期でデータチャネルの送
信を停止し、データチャネル送信停止区間のパイロット
チャネルを用いて各パスおよび各アンテナの干渉波電力
Ｉの測定を行う。
【００３６】測定方法として考えられるものは、（１）
１つのデータチャネル送信停止区間を用いて干渉波電力
Ｉの測定を行う、（２）過去ＮI個のデータチャネル送
信停止区間を平均して干渉波電力Ｉの測定を行う、
（３）過去ＮI個のデータチャネル送信停止区間を重み
付けして干渉波電力Ｉの測定を行う、というものがあ
る。
１つのデータチャネル送信停止区間を用いて干渉波電力
Ｉの測定を行う、（２）過去ＮI個のデータチャネル送
信停止区間を平均して干渉波電力Ｉの測定を行う、
（３）過去ＮI個のデータチャネル送信停止区間を重み
付けして干渉波電力Ｉの測定を行う、というものがあ
る。
【００３７】パケット通信では一般的に、送信パケット
の有無により干渉波電力Ｉの測定値が大きく変化する。
データパケットが送信されている場合、干渉波電力Ｉの
値は大きく測定され、送信されていない場合には、干渉
波電力Ｉの値は小さく測定される。しかし、前記フレー
ム構成においては、データチャネル送信停止区間ではパ
イロットチャネルしか送信されていないため、送信パケ
ットの有無に関わらず、安定して干渉波電力Ｉの測定を
行うことができる。
の有無により干渉波電力Ｉの測定値が大きく変化する。
データパケットが送信されている場合、干渉波電力Ｉの
値は大きく測定され、送信されていない場合には、干渉
波電力Ｉの値は小さく測定される。しかし、前記フレー
ム構成においては、データチャネル送信停止区間ではパ
イロットチャネルしか送信されていないため、送信パケ
ットの有無に関わらず、安定して干渉波電力Ｉの測定を
行うことができる。
【００３８】また、最適ＭＣＳにおいてＭＰＩＣを用い
る場合、ＳＩＲの測定値を用いて受信品質の測定を行う
時には、該受信品質はマルチパス干渉をキャンセルした
後のＳＩＲに依存する。そのため、干渉をキャンセルし
た後の干渉波電力Ｉの値を測定しなければならないが、
前記フレーム構成を用いて干渉波電力Ｉの測定を行う場
合には、前記データチャネル送信停止区間においては、
データチャネルからの干渉が存在しないため、マルチパ
ス干渉をキャンセルした後の干渉波電力Ｉの値と等価な
干渉波電力Ｉの値を測定することができる。その結果、
マルチパス干渉キャンセル後の干渉波電力Ｉを測定する
必要がないために、送信電力制御遅延の影響が小さく抑
えられることになる。
る場合、ＳＩＲの測定値を用いて受信品質の測定を行う
時には、該受信品質はマルチパス干渉をキャンセルした
後のＳＩＲに依存する。そのため、干渉をキャンセルし
た後の干渉波電力Ｉの値を測定しなければならないが、
前記フレーム構成を用いて干渉波電力Ｉの測定を行う場
合には、前記データチャネル送信停止区間においては、
データチャネルからの干渉が存在しないため、マルチパ
ス干渉をキャンセルした後の干渉波電力Ｉの値と等価な
干渉波電力Ｉの値を測定することができる。その結果、
マルチパス干渉キャンセル後の干渉波電力Ｉを測定する
必要がないために、送信電力制御遅延の影響が小さく抑
えられることになる。
【００３９】以上説明した本発明の実施の形態に係る第
１のフレーム構成によれば、マルチパス干渉の影響のな
い高精度なＳＩＲ測定を実施することができ、データチ
ャネルの送信状況によらない安定した最適ＭＣＳ選択を
する事ができる。またＭＰＩＣのようなマルチパス干渉
除去手段を具備した高性能受信機を有する受信局の場
合、マルチパス干渉除去後の受信品質を反映したＳＩＲ
測定が行えるため、マルチパス環境での受信品質を大き
く改善することができる。
１のフレーム構成によれば、マルチパス干渉の影響のな
い高精度なＳＩＲ測定を実施することができ、データチ
ャネルの送信状況によらない安定した最適ＭＣＳ選択を
する事ができる。またＭＰＩＣのようなマルチパス干渉
除去手段を具備した高性能受信機を有する受信局の場
合、マルチパス干渉除去後の受信品質を反映したＳＩＲ
測定が行えるため、マルチパス環境での受信品質を大き
く改善することができる。
【００４０】図２は、本発明の実施の形態に係る第２の
フレーム構成を示す図である。本構成では、データチャ
ネルの送信停止区間に制御チャネルを送信する。この場
合は、図１の場合と比較してフレーム効率がよいことが
利点である。
フレーム構成を示す図である。本構成では、データチャ
ネルの送信停止区間に制御チャネルを送信する。この場
合は、図１の場合と比較してフレーム効率がよいことが
利点である。
【００４１】前記第２のフレーム構成においてマルチパ
ス干渉除去手段を用いる場合には、必ずしも最終受信品
質を反映したＳＩＲ測定が行えるとは限らないが、一方
で送信を行わない無駄な区間が前記第１のフレームより
少ないため、前記第１のフレーム構成に比較してフレー
ム効率がよくなるという利点を有する。
ス干渉除去手段を用いる場合には、必ずしも最終受信品
質を反映したＳＩＲ測定が行えるとは限らないが、一方
で送信を行わない無駄な区間が前記第１のフレームより
少ないため、前記第１のフレーム構成に比較してフレー
ム効率がよくなるという利点を有する。
【００４２】次に本発明の一実施の形態を、図３を用い
て説明する。
て説明する。
【００４３】図３は、本発明の一実施の形態を示す計算
機シミュレーションの結果を表すもので、情報１チップ
当たりの信号電力対雑音電力密度比（Ｅｃ／Ｎo）の、
１アンテナ当たりの平均値に対するスループット特性
を、４つの異なる変調方式に対してシミュレーションを
行った図である。
機シミュレーションの結果を表すもので、情報１チップ
当たりの信号電力対雑音電力密度比（Ｅｃ／Ｎo）の、
１アンテナ当たりの平均値に対するスループット特性
を、４つの異なる変調方式に対してシミュレーションを
行った図である。
【００４４】まずシミュレーション諸元を図４にしたが
って説明する。
って説明する。
【００４５】データ変調方式としてＱＰＳＫ，８ＰＳ
Ｋ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭを用いた。データチャネル
の多重コード数は１２とした。送信情報データ系列は
（９６０−６ＮＧ）ｍ−８ビットのデータブロックに分
割される。ここで、ｍは変調多値数であり、ＱＰＳＫ、
８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭに対し、それぞれｍ
＝２、３、４、６である。
Ｋ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭを用いた。データチャネル
の多重コード数は１２とした。送信情報データ系列は
（９６０−６ＮＧ）ｍ−８ビットのデータブロックに分
割される。ここで、ｍは変調多値数であり、ＱＰＳＫ、
８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭに対し、それぞれｍ
＝２、３、４、６である。
【００４６】またこのシミュレーションでは、データパ
ケットの送信単位（パケット長）を０．６６７ｍｓｅｃ
とし、該データパケットの先頭に設けられるデータチャ
ネル送信停止区間のシンボル数ＮＧを２としている。
ケットの送信単位（パケット長）を０．６６７ｍｓｅｃ
とし、該データパケットの先頭に設けられるデータチャ
ネル送信停止区間のシンボル数ＮＧを２としている。
【００４７】各データブロックに対し、符号化率（レー
ト）１／２、拘束長９の畳み込み符号により誤り訂正符
号化を行う。前記符号化により符号化された系列はデー
タ変調される。データレートは２４０ｋｓｐｓである。
各コードチャネルのデータシンボルは拡散率１６、チッ
プレート３．８４ＭｃｐｓでＱＰＳＫ拡散される。前記
全てのデータ変調方式で、平均送信電力が等しくなるよ
うに設定し、ＣＰＩＣＨの送信電力がパケットチャネル
（１２コードチャネル）の送信電力の１／８となるよう
にした。
ト）１／２、拘束長９の畳み込み符号により誤り訂正符
号化を行う。前記符号化により符号化された系列はデー
タ変調される。データレートは２４０ｋｓｐｓである。
各コードチャネルのデータシンボルは拡散率１６、チッ
プレート３．８４ＭｃｐｓでＱＰＳＫ拡散される。前記
全てのデータ変調方式で、平均送信電力が等しくなるよ
うに設定し、ＣＰＩＣＨの送信電力がパケットチャネル
（１２コードチャネル）の送信電力の１／８となるよう
にした。
【００４８】以上より、情報伝送速度（ビットレート）
は、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭそれ
ぞれに対し２．８４、４．２６、５．６９、８．５３Ｍ
ｂｐｓとなる。チャネル変動として、平均受信レベルの
等しいＬパスモデル（Ｌ≧１）を仮定し、各パスは最大
ドップラー周波数ｆＤＨｚの独立なレイリーフェージン
グを受けるものとした。フェージングの影響を取り除く
ためのダイバーシチ受信機は、２ブランチのアンテナダ
イバーシチ受信機であり、アンテナ間のフェージング相
関は０を仮定した。ＭＰＩＣのステージ数は４とした。
は、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭそれ
ぞれに対し２．８４、４．２６、５．６９、８．５３Ｍ
ｂｐｓとなる。チャネル変動として、平均受信レベルの
等しいＬパスモデル（Ｌ≧１）を仮定し、各パスは最大
ドップラー周波数ｆＤＨｚの独立なレイリーフェージン
グを受けるものとした。フェージングの影響を取り除く
ためのダイバーシチ受信機は、２ブランチのアンテナダ
イバーシチ受信機であり、アンテナ間のフェージング相
関は０を仮定した。ＭＰＩＣのステージ数は４とした。
【００４９】なおここでのチャネル推定は、１スロット
区間ごとにＣＰＩＣＨの逆拡散出力を平均化することで
求めた。また、誤り訂正復号として軟判定ビタビ復号を
用いた。
区間ごとにＣＰＩＣＨの逆拡散出力を平均化することで
求めた。また、誤り訂正復号として軟判定ビタビ復号を
用いた。
【００５０】上記シミュレーション諸元に基づき、デー
タ変調方式として６４ＱＡＭを用いた場合のシミュレー
ション結果では、前記第１のフレーム構成を用いた場
合、最大スループット８．４２Ｍｂｐｓを実現してい
る。この値は、前記ＨＳＤＰＡの目標とする最大スルー
プット８．５Ｍｂｐｓにかなり近づいた値となってい
る。
タ変調方式として６４ＱＡＭを用いた場合のシミュレー
ション結果では、前記第１のフレーム構成を用いた場
合、最大スループット８．４２Ｍｂｐｓを実現してい
る。この値は、前記ＨＳＤＰＡの目標とする最大スルー
プット８．５Ｍｂｐｓにかなり近づいた値となってい
る。
【００５１】図１２は、従来のフレーム構成を用いたと
き、ＳＩＲ測定区間でデータチャネルが送信される場合
とされない場合に、各データ変調方式を切り替える受信
状態で測定される受信ＳＩＲの差を示す図である。干渉
波電力Ｉの測定をチップ単位で行う場合とシンボル単位
で行う場合の両方を示した。図１２より、従来法ではＳ
ＩＲ測定区間でのデータチャネルの送信の有無により、
受信ＳＩＲ測定値が平均４ｄＢ程度変動してしまうこと
が分かる。
き、ＳＩＲ測定区間でデータチャネルが送信される場合
とされない場合に、各データ変調方式を切り替える受信
状態で測定される受信ＳＩＲの差を示す図である。干渉
波電力Ｉの測定をチップ単位で行う場合とシンボル単位
で行う場合の両方を示した。図１２より、従来法ではＳ
ＩＲ測定区間でのデータチャネルの送信の有無により、
受信ＳＩＲ測定値が平均４ｄＢ程度変動してしまうこと
が分かる。
【００５２】以上説明した従来法の結果と図３から、従
来のフレーム構成を用いた場合には、ＳＩＲ測定値の変
動によりスループットが最大で１Ｍｂｐｓ程度劣化して
しまうことが分かる。
来のフレーム構成を用いた場合には、ＳＩＲ測定値の変
動によりスループットが最大で１Ｍｂｐｓ程度劣化して
しまうことが分かる。
【００５３】一方、本発明のフレーム構成を用いた場合
にはこのようなスループットの劣化が起きない。したが
って本発明により、従来法より最大で１Ｍｂｐｓ程度ス
ループットを改善できることになる。
にはこのようなスループットの劣化が起きない。したが
って本発明により、従来法より最大で１Ｍｂｐｓ程度ス
ループットを改善できることになる。
【００５４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＣＤＭＡ方式を用いた移動通信において、一定区間送信
が停止されるマルチコードデータチャネルと、時間連続
なパイロットチャネルからなるコード多重フレームを用
いることで、該データチャネル送信停止区間のパイロッ
トチャネルの送信電力を大きくすることができる。
ＣＤＭＡ方式を用いた移動通信において、一定区間送信
が停止されるマルチコードデータチャネルと、時間連続
なパイロットチャネルからなるコード多重フレームを用
いることで、該データチャネル送信停止区間のパイロッ
トチャネルの送信電力を大きくすることができる。
【００５５】また、前記データチャネル送信停止区間の
パイロットチャネルのみを用いて受信品質を推定できる
ため、前記データチャネルの送信状況によらない最適Ｍ
ＣＳを安定して選択することができる。
パイロットチャネルのみを用いて受信品質を推定できる
ため、前記データチャネルの送信状況によらない最適Ｍ
ＣＳを安定して選択することができる。
【００５６】さらに、前記パイロットチャネルの受信Ｓ
ＩＲに基づいて受信品質を推定する場合には、該受信Ｓ
ＩＲがデータチャネルからのマルチパス干渉の影響を受
けない高精度なものが実現できるため、受信局でのデー
タ受信品質（スループット）を大幅に改善することがで
きる。
ＩＲに基づいて受信品質を推定する場合には、該受信Ｓ
ＩＲがデータチャネルからのマルチパス干渉の影響を受
けない高精度なものが実現できるため、受信局でのデー
タ受信品質（スループット）を大幅に改善することがで
きる。
【図１】本発明の実施の形態に係る第１のフレーム構成
を表す図である。
を表す図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る第２のフレーム構成
を表す図である。
を表す図である。
【図３】本発明の一実施の形態を示す計算機シミュレー
ションの結果を表す図である。
ションの結果を表す図である。
【図４】本発明の一実施の形態を示すシミュレーション
諸元を表す図である。
諸元を表す図である。
【図５】ＤＳ−ＣＤＭＡ方式における最適データ変調方
式・誤り訂正符号化率の概念を示す図である。
式・誤り訂正符号化率の概念を示す図である。
【図６】４つのデータ変調方式に対する平均ビット誤り
率特性の例を示す図である。
率特性の例を示す図である。
【図７】最適データ変調方式・誤り訂正符号化率決定の
動作原理を表すフローチャート図である。
動作原理を表すフローチャート図である。
【図８】受信ＳＩＲに対する最適データ変調方式・誤り
訂正符号化率を示す表の作成法の一例を表す図である。
訂正符号化率を示す表の作成法の一例を表す図である。
【図９】従来法におけるフレーム構成を表す図である。
【図１０】受信ＳＩＲ測定法の一例を示す図である。
【図１１】データチャネル送信の有無によりＳＩＲが変
化する例を表す概念図である。
化する例を表す概念図である。
【図１２】従来法においてデータチャンネル送信の有無
により生じるＳＩＲ測定値の変動を表す図である。
により生じるＳＩＲ測定値の変動を表す図である。
１０１ 乗算部
１０３ 希望波信号電力（Ｓ）測定部
１０５ 干渉波電力（Ｉ）測定部
１０７ 除算部
１０９ 合成部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 三木 信彦
東京都千代田区永田町二丁目11番１号 株
式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ内
(72)発明者 佐和橋 衛
東京都千代田区永田町二丁目11番１号 株
式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ内
Ｆターム(参考） 5K022 EE01 EE21
5K067 AA03 AA23 BB02 CC10 DD45
EE71 GG01 GG08 GG11 HH26
Claims (4)
- 【請求項１】 １つあるいはマルチコード多重された複
数のデータチャネルとともに、パイロットチャネルをコ
ード多重したフレームを符号分割多元接続方式により送
信するときの移動通信における送信フレーム構成方法で
あって、前記フレームは、前記パイロットチャネルが継
続して送信される一方、前記データチャネルは一定周期
で数シンボル区間送信が停止されることを特徴とする移
動通信における送信フレーム構成方法。 - 【請求項２】 請求項１記載の移動通信における送信フ
レーム構成方法において、前記データチャネルの送信を
停止した区間における前記パイロットチャネルの送信電
力を、前記データチャネルを送信する区間の送信電力と
比較して大きい送信電力で送信することを特徴とする移
動通信における送信フレーム構成方法。 - 【請求項３】 請求項１記載の移動通信における送信フ
レーム構成方法において、受信局が受信品質を、前記デ
ータチャネルの送信が停止している区間で測定し、前記
受信品質に応じて、データ変調方式・誤り訂正符号化率
の組み合わせおよび送信電力の最適化を行うことを特徴
とする移動通信における送信フレーム構成方法。 - 【請求項４】 請求項３記載の移動通信における送信フ
レーム構成方法において、前記受信品質は、前記パイロ
ットチャネルの受信希望波信号電力対干渉波電力比の測
定結果に基づいて推定されることを特徴とする移動通信
における送信フレーム構成方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001266443A JP3946014B2 (ja) | 2001-09-03 | 2001-09-03 | 移動通信における送信フレーム構成方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001266443A JP3946014B2 (ja) | 2001-09-03 | 2001-09-03 | 移動通信における送信フレーム構成方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003078452A true JP2003078452A (ja) | 2003-03-14 |
| JP3946014B2 JP3946014B2 (ja) | 2007-07-18 |
Family
ID=19092732
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001266443A Expired - Fee Related JP3946014B2 (ja) | 2001-09-03 | 2001-09-03 | 移動通信における送信フレーム構成方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3946014B2 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003075598A1 (fr) * | 2002-03-01 | 2003-09-12 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Dispositif de station de base et dispositif de terminal de communication |
| WO2004107695A1 (ja) * | 2003-05-27 | 2004-12-09 | Nec Corporation | 適応変調において適切な閾値で変調方式を選択するデータ通信装置 |
| WO2005041434A1 (ja) * | 2003-10-24 | 2005-05-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 無線受信装置およびフィンガ割り当て方法 |
| JP2005123755A (ja) * | 2003-10-15 | 2005-05-12 | Nec Corp | データ伝送システム、データ伝送装置及びそれに用いる適応変調制御方法 |
| WO2006092864A1 (ja) * | 2005-03-03 | 2006-09-08 | Fujitsu Limited | Ｏｆｄｍ技術を用いた移動通信システムにおけるスケジューリング方法およびスケジューリング制御装置 |
| JP2006295767A (ja) * | 2005-04-14 | 2006-10-26 | Nec Corp | Ｃｄｍａ移動通信システムの受信電力測定方法およびｃｄｍａ移動通信システム |
| JP2010103993A (ja) * | 2008-10-21 | 2010-05-06 | Fujitsu Ltd | セル間干渉低減交信方法及び装置 |
| JP2010114932A (ja) * | 2010-01-18 | 2010-05-20 | Kyocera Corp | 通信装置 |
| KR101083791B1 (ko) | 2003-08-29 | 2011-11-18 | 소니 에릭슨 모빌 커뮤니케이션즈 재팬, 아이엔씨. | 이동체 단말, 무선중계 장치 및 이동통신 시스템 |
-
2001
- 2001-09-03 JP JP2001266443A patent/JP3946014B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003075598A1 (fr) * | 2002-03-01 | 2003-09-12 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Dispositif de station de base et dispositif de terminal de communication |
| GB2413250B (en) * | 2003-05-27 | 2008-04-16 | Nec Corp | Data communication device selecting modulation method with an appropriate threshold value in adaptive modulation |
| WO2004107695A1 (ja) * | 2003-05-27 | 2004-12-09 | Nec Corporation | 適応変調において適切な閾値で変調方式を選択するデータ通信装置 |
| GB2413250A (en) * | 2003-05-27 | 2005-10-19 | Nec Corp | Data communication device selecting modulation method with an appropriate threshold value in adaptive modulation |
| JPWO2004107695A1 (ja) * | 2003-05-27 | 2006-07-20 | 日本電気株式会社 | 適応変調において適切な閾値で変調方式を選択するデータ通信装置 |
| JP4506979B2 (ja) * | 2003-05-27 | 2010-07-21 | 日本電気株式会社 | 適応変調において適切な閾値で変調方式を選択するデータ通信装置 |
| US7447145B2 (en) | 2003-05-27 | 2008-11-04 | Nec Corporation | Data communication device selecting modulation method with an appropriate threshold value in adaptive modulation |
| KR101083791B1 (ko) | 2003-08-29 | 2011-11-18 | 소니 에릭슨 모빌 커뮤니케이션즈 재팬, 아이엔씨. | 이동체 단말, 무선중계 장치 및 이동통신 시스템 |
| JP2005123755A (ja) * | 2003-10-15 | 2005-05-12 | Nec Corp | データ伝送システム、データ伝送装置及びそれに用いる適応変調制御方法 |
| WO2005041434A1 (ja) * | 2003-10-24 | 2005-05-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 無線受信装置およびフィンガ割り当て方法 |
| WO2006092864A1 (ja) * | 2005-03-03 | 2006-09-08 | Fujitsu Limited | Ｏｆｄｍ技術を用いた移動通信システムにおけるスケジューリング方法およびスケジューリング制御装置 |
| JP2006295767A (ja) * | 2005-04-14 | 2006-10-26 | Nec Corp | Ｃｄｍａ移動通信システムの受信電力測定方法およびｃｄｍａ移動通信システム |
| US7979085B2 (en) | 2005-04-14 | 2011-07-12 | Nec Corporation | Method of measuring receive power of CDMA mobile communication system, and CDMA mobile communication system |
| JP2010103993A (ja) * | 2008-10-21 | 2010-05-06 | Fujitsu Ltd | セル間干渉低減交信方法及び装置 |
| JP2010114932A (ja) * | 2010-01-18 | 2010-05-20 | Kyocera Corp | 通信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3946014B2 (ja) | 2007-07-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6621808B1 (en) | Adaptive power control based on a rake receiver configuration in wideband CDMA cellular systems (WCDMA) and methods of operation | |
| US6804311B1 (en) | Diversity detection for WCDMA | |
| US6690652B1 (en) | Adaptive power control in wideband CDMA cellular systems (WCDMA) and methods of operation | |
| US7515563B2 (en) | Communications systems | |
| US6414948B1 (en) | Electric power controlling system for variable bit rate CDMA transmission and mobile telephone system | |
| CA2377060C (en) | Method and apparatus for determining a reverse link transmission rate in a wireless communication system | |
| US7920639B2 (en) | Reception device, communication control method in mobile communication system | |
| KR100950206B1 (ko) | Ｈｓｄｐａ 채널 품질 지시자 선택에서 적응 잡음 내지신호 필터링을 위한 방법 및 장치 | |
| EP1338101B1 (en) | Receiver architecture for transmit diversity in cdma system | |
| JP3335570B2 (ja) | スペクトラム拡散通信装置 | |
| EP1381172A2 (en) | Adaptive transmit antenna diversity apparatus and method in a mobile communication system | |
| Andoh et al. | Channel estimation using time multiplexed pilot symbols for coherent Rake combining for DS-CDMA mobile radio | |
| JP2000196522A (ja) | 制御信号を発生する装置および方法 | |
| US20070037524A1 (en) | Method of controlling mobile communication system, control device, and mobile communication system | |
| US6862275B1 (en) | Cell selection with STTD and SSDT | |
| JP4542221B2 (ja) | Ｓｔｔｄ及びｓｓｄｔを用いるセル選択 | |
| JP2003078452A (ja) | 移動通信における送信フレーム構成方法 | |
| Thompson et al. | Downlink transmit diversity schemes for CDMA networks | |
| JP2003046422A (ja) | 基地局における移動通信方法、移動通信基地局装置および移動局装置 | |
| EP1056237A2 (en) | Diversity detection for WCDMA | |
| JP5379791B2 (ja) | 時分割二重システムに基づくｃｄｍａシステムにおける適応結合チャネル推定方法およびシステム | |
| Ling et al. | Analysis of performance and capacity of coherent DS-CDMA reverse link communications | |
| Ikeda et al. | Experimental evaluation of coherent rake combining for broadband single-carrier DS-CDMA wireless communications | |
| JP2007194822A (ja) | 無線通信システムおよびミニ基地局 | |
| WO2002021711A1 (fr) | Procede d'evaluation de voie et systeme de reception permettant la mise en oeuvre dudit procede |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041001 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060718 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20061114 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070115 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070403 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070410 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110420 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120420 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130420 Year of fee payment: 6 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |