JP3946014B2

JP3946014B2 - 移動通信における送信フレーム構成方法

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Publication number: JP3946014B2
Application number: JP2001266443A
Authority: JP
Inventors: 健一樋口; 昭博藤原; 信彦三木; 衛佐和橋
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2001-09-03
Filing date: 2001-09-03
Publication date: 2007-07-18
Anticipated expiration: 2021-09-03
Also published as: JP2003078452A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散を用いて多元接続を行う符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）方式を適用する移動通信における送信フレーム構成方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動通信環境では、主に受信局周辺の建物などでの反射・散乱により、さまざまな方向から到来する多数の波が干渉し合って、フェージングと呼ばれるランダムな定在波が生じる。陸上移動通信のように直接波が無い場合には、振幅変動がレイリー分布するレイリーフェージングを生じる。一般には、フェージング変動により受信レベルが低下し、受信誤りが発生する確率が大きくなる。
【０００３】
受信誤りの度合いを表す尺度としては、受信希望波信号電力対干渉波電力比（ＳＩＲ：ＳｉｇｎａｌｔｏＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏ）が用いられる。このＳＩＲの値が小さいとき、受信誤りを生じる確率が大きくなる。前記フェージング変動の場合、その変動に伴う受信ＳＩＲの変動に応じて、データ変調方式および誤り訂正符号化率の組み合わせ（ＭＣＳ：ＭｏｄｕｌａｔｉｏｎａｎｄＣｏｄｉｎｇＳｃｈｅｍｅ）を最適なものに切り替える最適データ変調方式・誤り訂正符号化率決定法（以後、最適ＭＣＳ決定法）が提案されている。
【０００４】
図５は、この方式をＤＳ（ＤｉｒｅｃｔＳｐｒｅａｄ）−ＣＤＭＡ方式に拡張する際の、該ＤＳ−ＣＤＭＡ方式を用いた移動通信における一般的な前記最適ＭＣＳの概念を示す図である。最適ＭＣＳでは、無線リンク状態が良好な受信局に対して、（１）拡散率（ＳＦ：ＳｐｒｅａｄｉｎｇＦａｃｔｏｒ）を縮小し、（２）多重コード数を増加し、（３）誤り訂正符号化率を増加し、（４）データ変調の変調多値数を増加することを通して生成される、より高データレートのチャネルを用いた通信を許可する。
【０００５】
一般には、上述した方法でデータレートを高くする場合、受信誤りが発生する確率はより大きくなる。例えば図６は、データ伝送の際に生じたビット数の誤りの割合（ビット誤り率ＢＥＲ：ＢｉｔＥｒｒｏｒＲａｔｅ）の特性を、４つの異なる多値数のデータ変調方式に対して表した図である。図６より、変調多値数４である１６値直交振幅変調方式（１６ＱＡＭ：ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を適用した場合の変調効率、すなわち情報１シンボル当たりのビット数は、変調多値数２の４値相偏移変調方式（ＱＰＳＫ：ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）を適用した場合の２倍になるものの、同じＢＥＲ特性を満たすために必要な情報１ビットあたりの信号電力対雑音電力密度比（Ｅ_ｂ／Ｎ₀）の１アンテナ当たりの平均値は、前記１６ＱＡＭの場合に、前記ＱＰＳＫの２倍以上に増大することがわかる。
【０００６】
最適ＭＣＳ決定法は、受信状態が良い（受信誤りの発生確率が小さい）受信局に対しては、より高レートのデータ伝送を許容し、一方で受信状態が悪い（受信誤りの発生確率が大きい）受信局に対しては、より低レートのデータ伝送に制限することで、全体として高効率な伝送を実現し、正しく受信される情報伝送速度（スループット）を増大することができる。
【０００７】
ＤＳ−ＣＤＭＡ方式では、ＳＩＲにより上記ＢＥＲあるいはブロック誤り率（ＢＬＥＲ：ＢｌｏｃｋＥｒｒｏｒＲａｔｅ）等の受信品質評価尺度が決まるため、無線リンク状態として受信ＳＩＲが用いられることが多い。
【０００８】
ここで受信ＳＩＲを用いた最適ＭＣＳ決定法について、図７を用いて説明する。図７は最適ＭＣＳ決定の動作原理を表すフローチャート図である。
【０００９】
ステップＳ１１において受信ＳＩＲの測定を行った受信局は、ステップＳ１３で、予め用意された受信ＳＩＲに対する最適ＭＣＳの表を参照する。その表から、前記受信ＳＩＲの測定値に対する最適なＭＣＳを決定する（ステップＳ１５）。その後受信局は、上りリンクでのＭＣＳ制御ビットにより、基地局に対して最適ＭＣＳを要求する。
【００１０】
図８は、受信ＳＩＲに対して４種類のＭＣＳがある場合に、最適なＭＣＳを示す表の作成法を表す図である。例えば受信ＳＩＲの値がしきい値＃２からしきい値＃３の区間では、ＭＣＳ＃１からＭＣＳ＃４まですべてのＭＣＳがスループットを有するが、その中で最大スループットを持つ最適なＭＣＳはＭＣＳ＃３である。したがって上記区間においては、ＭＣＳ＃３を最適なものとして決定することになる。
【００１１】
同様な処理手段により、受信ＳＩＲがしきい値＃１以下の値をとるときの最適ＭＣＳはＭＣＳ＃１であり、また、受信ＳＩＲがしきい値＃１からしきい値＃２までの値をとるときの最適ＭＣＳはＭＣＳ＃２であり、さらに受信ＳＩＲがしきい値＃３より大きい値をとるときの最適ＭＣＳはＭＣＳ＃４ということになる。以上の結果から、図８の太線で示される最適ＭＣＳを示す表が得られる。
【００１２】
次世代移動通信方式ＩＭＴ−２０００（ＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＭｏｂｉｌｅＴｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ−２０００）の無線アクセス方式である広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡ方式（いわゆるＷ−ＣＤＭＡ方式）に関しては、当該広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡ無線インタフェースを拡張した最大スループット８．５Ｍｂｐｓ程度の高速パケット通信方式（ＨＳＤＰＡ：ＨｉｇｈＳｐｅｅｄＤｏｗｎｌｉｎｋＰａｃｋｅｔＡｃｃｅｓｓ）の実現が目標とされている。ＨＳＤＰＡでは、スループット増大のための技術として、適応無線リンク制御（リンクアダプテーション）に基づく最適ＭＣＳ決定法が考えられている。
【００１３】
その際のフレーム構成として、従来は図９のような時間連続の共通パイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ：ＣｏｍｍｏｎＰｉｌｏｔＣｈａｎｎｅｌ）が基本的に用いられており、受信局はＣＰＩＣＨを用いて受信ＳＩＲを推定する。ここで該ＣＰＩＣＨには、通信者が最適なＭＣＳを用いて通信を行うためのデータチャネルがコード多重されている。（図９のデータチャネルは、１２コード多重によりチャネルを構成している。）
図１０は、パス数が２，受信アンテナ数が２である場合のＳＩＲ測定法の一例を示した図である。
【００１４】
まず、各パス、アンテナごとの受信信号が、各々のＳＩＲ測定部に入力される。入力された受信信号は、乗算部１０１で拡散信号レプリカが掛けられた後、受信希望波と干渉波に分けられる。
【００１５】
その後受信希望波は、該受信希望波信号電力Ｓを測定するためのＳ測定部１０３に送られる。Ｓ測定部１０３では、まず１スロット長同相平均部で、１スロット長にわたり同相平均され、さらに測定精度を向上させるため、Ｎ_sスロット長平均部で、Ｎ_sスロット長にわたり電力平均される。
【００１６】
一方干渉波は、その干渉波電力Ｉを測定するＩ測定部１０５に送られる。Ｉ測定部１０５では、チップあたりの干渉波電力Ｉを測定する場合、この信号の分散が求められ、シンボルあたりの干渉波電力Ｉを測定する場合は１シンボル長同相平均部で１シンボル長にわたり同相平均される。さらにその後、測定精度を向上させるため、Ｎ_Iスロット長平均部でＮ_Iスロット長にわたり電力平均される。
【００１７】
除算部１０７では、以上により求められた受信希望波信号電力Ｓを干渉波電力Ｉで割り、各パス、アンテナごとの受信ＳＩＲを求める。
【００１８】
合成部１０９では、除算部１０７で求められた各パス、アンテナごとの受信ＳＩＲを、パス間、アンテナ間で和をとり合成する（Ｒａｋｅ合成）ことにより、Ｒａｋｅ合成後の受信ＳＩＲを求める。
【００１９】
ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の実際の情報伝搬環境では、５ＭＨｚ帯域の広帯域伝送を行う場合、マルチパスフェージング（周波数選択性フェージング）が生じる。このためマルチパス環境では、マルチパス間の干渉（マルチパス干渉）により伝送品質に劣化が生じる。
【００２０】
広帯域伝送に限らない一般のＤＳ−ＣＤＭＡでは、マルチパス干渉を各コードチャネルに対し平均的に受信信号電力の１／（ＳＦ）に抑えることができるものの、チップレートが３．８４Ｍｃｐｓの広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡ無線インタフェースを用いて高速データ伝送を行う場合には、データレートを大きくするためにＳＦを１に近くし、さらに多重コード数も大きくする必要があるため、マルチパス干渉による受信ＳＩＲの劣化は非常に増大する。
【００２１】
したがって図９のフレーム構成を用いた場合、ＣＰＩＣＨを用いて測定したＳＩＲはデータチャネルからのマルチパス干渉による影響を大きく受けることになる。
【００２２】
さらに、ある受信局が次に通信を行う時のＭＣＳを決定するためにＳＩＲを測定する際、自分を含めたどの通信者も通信を行っていない場合には、データチャネルが送信されないので、測定される受信ＳＩＲはデータチャネルからのマルチパス干渉の影響を受けず大きな値となる。
【００２３】
図１１は、上述した、データチャネル送信の有無によりＳＩＲが時間とともに変化する例を表す概念図である。
【００２４】
以上説明してきたマルチパス干渉による伝送品質の劣化を改善する手段としては、マルチパス干渉キャンセラ（ＭＰＩＣ：Ｍｕｌｔｉ−ｐａｔｈＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅＣａｎｃｅｌｌｅｒ）等の技術が提案されている。この手段を適用した場合、受信品質はマルチパス干渉が取り除かれた信号のＳＩＲによって決定されることになる。この場合の干渉波電力Ｉは、熱雑音および他セルからの干渉等、ＭＰＩＣなどで取り除けない成分のみとなる。
【００２５】
したがってＭＰＩＣ等の技術を適用した場合にも、データチャネル送信時に測定したＳＩＲが受信品質を反映するとはかぎらないため、最適なＭＣＳ選択がなされない場合にはスループットを劣化させることになる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明してきたように、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式の移動通信を用いて特に広帯域伝送を行う場合、ある受信局が同一の受信品質のもとで前記ＳＩＲを測定する際、データチャネル送信の有無によって測定されるＳＩＲが大きく変わり、結果として正確な受信品質の測定ができないため、前記ＭＣＳ選択の誤りによりスループットが劣化してしまうという問題がある。
【００２７】
また、前記ＭＰＩＣを用いた場合でも、マルチパス干渉が取り除かれた信号のＳＩＲによって受信品質が決定されるため、データチャネル送信時に測定したＳＩＲが受信品質を反映しないことになり、前記同様ＭＣＳの選択の誤りによるスループットの劣化が生じるという問題がある。
【００２８】
本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式における高速データ伝送技術において、マルチパス環境でのスループットを大幅に改善する高精度なＳＩＲ測定を実現するための移動通信における送信フレーム構成方法を提供することを目的とする。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載の本発明は、１つあるいはマルチコード多重された複数のデータチャネルとともに、パイロットチャネルをコード多重したフレームを符号分割多元接続方式により送信するときの移動通信における送信フレーム構成方法であって、前記フレームは、前記パイロットチャネルが継続して送信される一方、前記データチャネルは一定周期で数シンボル区間送信が停止されることを要旨とする。
【００３０】
請求項２記載の本発明は、請求項１記載の移動通信における送信フレーム構成方法において、前記データチャネルの送信を停止した区間における前記パイロットチャネルの送信電力を、前記データチャネルを送信する区間の送信電力と比較して大きい送信電力で送信することを要旨とする。
【００３１】
請求項３記載の本発明は、請求項１記載の移動通信における送信フレーム構成方法において、受信局が受信品質を、前記データチャネルの送信が停止している区間で測定し、前記受信品質に応じて、データ変調方式・誤り訂正符号化率の組み合わせおよび送信電力の最適化を行うことを要旨とする。
【００３２】
請求項４記載の本発明は、請求項３記載の移動通信における送信フレーム構成方法において、前記受信品質が、前記パイロットチャネルの受信希望波信号電力対干渉波電力比の測定結果に基づいて推定されることを要旨とする。
【００３３】
本発明にあっては、ＣＤＭＡ方式を用いた移動通信において、特にチップレートと同等かそれ以上であるような高速データ伝送を行う際に、一定区間でデータチャネルの送信が停止され、その区間でのパイロットチャネルを用いてＳＩＲ測定を行うため、測定したＳＩＲ値にはデータチャネルからのマルチパス干渉の影響が生じない。この結果、データチャネルの送信状況によらない最適ＭＣＳを安定して選択でき、スループットを大幅に改善することができる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明の実施の形態を説明する。
【００３５】
図１は、本発明の実施の形態に係る第１のフレーム構成を示す図である。当該フレーム構成においては、送信局において、一定周期でデータチャネルの送信を停止し、データチャネル送信停止区間のパイロットチャネルを用いて各パスおよび各アンテナの干渉波電力Ｉの測定を行う。
【００３６】
測定方法として考えられるものは、（１）１つのデータチャネル送信停止区間を用いて干渉波電力Ｉの測定を行う、（２）過去Ｎ_I個のデータチャネル送信停止区間を平均して干渉波電力Ｉの測定を行う、（３）過去Ｎ_I個のデータチャネル送信停止区間を重み付けして干渉波電力Ｉの測定を行う、というものがある。
【００３７】
パケット通信では一般的に、送信パケットの有無により干渉波電力Ｉの測定値が大きく変化する。データパケットが送信されている場合、干渉波電力Ｉの値は大きく測定され、送信されていない場合には、干渉波電力Ｉの値は小さく測定される。しかし、前記フレーム構成においては、データチャネル送信停止区間ではパイロットチャネルしか送信されていないため、送信パケットの有無に関わらず、安定して干渉波電力Ｉの測定を行うことができる。
【００３８】
また、最適ＭＣＳにおいてＭＰＩＣを用いる場合、ＳＩＲの測定値を用いて受信品質の測定を行う時には、該受信品質はマルチパス干渉をキャンセルした後のＳＩＲに依存する。そのため、干渉をキャンセルした後の干渉波電力Ｉの値を測定しなければならないが、前記フレーム構成を用いて干渉波電力Ｉの測定を行う場合には、前記データチャネル送信停止区間においては、データチャネルからの干渉が存在しないため、マルチパス干渉をキャンセルした後の干渉波電力Ｉの値と等価な干渉波電力Ｉの値を測定することができる。その結果、マルチパス干渉キャンセル後の干渉波電力Ｉを測定する必要がないために、送信電力制御遅延の影響が小さく抑えられることになる。
【００３９】
以上説明した本発明の実施の形態に係る第１のフレーム構成によれば、マルチパス干渉の影響のない高精度なＳＩＲ測定を実施することができ、データチャネルの送信状況によらない安定した最適ＭＣＳ選択をする事ができる。またＭＰＩＣのようなマルチパス干渉除去手段を具備した高性能受信機を有する受信局の場合、マルチパス干渉除去後の受信品質を反映したＳＩＲ測定が行えるため、マルチパス環境での受信品質を大きく改善することができる。
【００４０】
図２は、本発明の実施の形態に係る第２のフレーム構成を示す図である。本構成では、データチャネルの送信停止区間に制御チャネルを送信する。この場合は、図１の場合と比較してフレーム効率がよいことが利点である。
【００４１】
前記第２のフレーム構成においてマルチパス干渉除去手段を用いる場合には、必ずしも最終受信品質を反映したＳＩＲ測定が行えるとは限らないが、一方で送信を行わない無駄な区間が前記第１のフレームより少ないため、前記第１のフレーム構成に比較してフレーム効率がよくなるという利点を有する。
【００４２】
次に本発明の一実施の形態を、図３を用いて説明する。
【００４３】
図３は、本発明の一実施の形態を示す計算機シミュレーションの結果を表すもので、情報１チップ当たりの信号電力対雑音電力密度比（Ｅ_ｃ／Ｎ_o）の、１アンテナ当たりの平均値に対するスループット特性を、４つの異なる変調方式に対してシミュレーションを行った図である。
【００４４】
まずシミュレーション諸元を図４にしたがって説明する。
【００４５】
データ変調方式としてＱＰＳＫ，８ＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭを用いた。データチャネルの多重コード数は１２とした。送信情報データ系列は（９６０−６Ｎ_Ｇ）ｍ−８ビットのデータブロックに分割される。ここで、ｍは変調多値数であり、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭに対し、それぞれｍ＝２、３、４、６である。
【００４６】
またこのシミュレーションでは、データパケットの送信単位（パケット長）を０．６６７ｍｓｅｃとし、該データパケットの先頭に設けられるデータチャネル送信停止区間のシンボル数Ｎ_Ｇを２としている。
【００４７】
各データブロックに対し、符号化率（レート）１／２、拘束長９の畳み込み符号により誤り訂正符号化を行う。前記符号化により符号化された系列はデータ変調される。データレートは２４０ｋｓｐｓである。各コードチャネルのデータシンボルは拡散率１６、チップレート３．８４ＭｃｐｓでＱＰＳＫ拡散される。前記全てのデータ変調方式で、平均送信電力が等しくなるように設定し、ＣＰＩＣＨの送信電力がパケットチャネル（１２コードチャネル）の送信電力の１／８となるようにした。
【００４８】
以上より、情報伝送速度（ビットレート）は、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭそれぞれに対し２．８４、４．２６、５．６９、８．５３Ｍｂｐｓとなる。チャネル変動として、平均受信レベルの等しいＬパスモデル（Ｌ≧１）を仮定し、各パスは最大ドップラー周波数ｆ_ＤＨｚの独立なレイリーフェージングを受けるものとした。フェージングの影響を取り除くためのダイバーシチ受信機は、２ブランチのアンテナダイバーシチ受信機であり、アンテナ間のフェージング相関は０を仮定した。ＭＰＩＣのステージ数は４とした。
【００４９】
なおここでのチャネル推定は、１スロット区間ごとにＣＰＩＣＨの逆拡散出力を平均化することで求めた。また、誤り訂正復号として軟判定ビタビ復号を用いた。
【００５０】
上記シミュレーション諸元に基づき、データ変調方式として６４ＱＡＭを用いた場合のシミュレーション結果では、前記第１のフレーム構成を用いた場合、最大スループット８．４２Ｍｂｐｓを実現している。この値は、前記ＨＳＤＰＡの目標とする最大スループット８．５Ｍｂｐｓにかなり近づいた値となっている。
【００５１】
図１２は、従来のフレーム構成を用いたとき、ＳＩＲ測定区間でデータチャネルが送信される場合とされない場合に、各データ変調方式を切り替える受信状態で測定される受信ＳＩＲの差を示す図である。干渉波電力Ｉの測定をチップ単位で行う場合とシンボル単位で行う場合の両方を示した。図１２より、従来法ではＳＩＲ測定区間でのデータチャネルの送信の有無により、受信ＳＩＲ測定値が平均４ｄＢ程度変動してしまうことが分かる。
【００５２】
以上説明した従来法の結果と図３から、従来のフレーム構成を用いた場合には、ＳＩＲ測定値の変動によりスループットが最大で１Ｍｂｐｓ程度劣化してしまうことが分かる。
【００５３】
一方、本発明のフレーム構成を用いた場合にはこのようなスループットの劣化が起きない。したがって本発明により、従来法より最大で１Ｍｂｐｓ程度スループットを改善できることになる。
【００５４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＣＤＭＡ方式を用いた移動通信において、一定区間送信が停止されるマルチコードデータチャネルと、時間連続なパイロットチャネルからなるコード多重フレームを用いることで、該データチャネル送信停止区間のパイロットチャネルの送信電力を大きくすることができる。
【００５５】
また、前記データチャネル送信停止区間のパイロットチャネルのみを用いて受信品質を推定できるため、前記データチャネルの送信状況によらない最適ＭＣＳを安定して選択することができる。
【００５６】
さらに、前記パイロットチャネルの受信ＳＩＲに基づいて受信品質を推定する場合には、該受信ＳＩＲがデータチャネルからのマルチパス干渉の影響を受けない高精度なものが実現できるため、受信局でのデータ受信品質（スループット）を大幅に改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る第１のフレーム構成を表す図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る第２のフレーム構成を表す図である。
【図３】本発明の一実施の形態を示す計算機シミュレーションの結果を表す図である。
【図４】本発明の一実施の形態を示すシミュレーション諸元を表す図である。
【図５】ＤＳ−ＣＤＭＡ方式における最適データ変調方式・誤り訂正符号化率の概念を示す図である。
【図６】４つのデータ変調方式に対する平均ビット誤り率特性の例を示す図である。
【図７】最適データ変調方式・誤り訂正符号化率決定の動作原理を表すフローチャート図である。
【図８】受信ＳＩＲに対する最適データ変調方式・誤り訂正符号化率を示す表の作成法の一例を表す図である。
【図９】従来法におけるフレーム構成を表す図である。
【図１０】受信ＳＩＲ測定法の一例を示す図である。
【図１１】データチャネル送信の有無によりＳＩＲが変化する例を表す概念図である。
【図１２】従来法においてデータチャンネル送信の有無により生じるＳＩＲ測定値の変動を表す図である。
【符号の説明】
１０１乗算部
１０３希望波信号電力（Ｓ）測定部
１０５干渉波電力（Ｉ）測定部
１０７除算部
１０９合成部

Claims

１つあるいはマルチコード多重された複数のデータチャネルとともに、パイロットチャネルをコード多重したフレームを符号分割多元接続方式により送信するときの移動通信における送信フレーム構成方法であって、
前記フレームは、前記パイロットチャネルが継続して送信される一方、前記データチャネルは一定周期で数シンボル区間送信が停止され、
受信局が受信品質を、前記データチャネルの送信が停止している区間で測定し、前記受信品質に応じて、データ変調方式・誤り訂正符号化率の組み合わせおよび送信電力の最適化を行うことを特徴とする移動通信における送信フレーム構成方法。
請求項１記載の移動通信における送信フレーム構成方法において、前記データチャネルの送信を停止した区間における前記パイロットチャネルの送信電力を、前記データチャネルを送信する区間の送信電力と比較して大きい送信電力で送信することを特徴とする移動通信における送信フレーム構成方法。
請求項１記載の移動通信における送信フレーム構成方法において、前記受信品質は、前記パイロットチャネルの受信希望波信号電力対干渉波電力比の測定結果に基づいて推定されることを特徴とする移動通信における送信フレーム構成方法。