KR100950206B1 - Ｈｓｄｐａ 채널 품질 지시자 선택에서 적응 잡음 내지신호 필터링을 위한 방법 및 장치 - Google Patents

Ｈｓｄｐａ 채널 품질 지시자 선택에서 적응 잡음 내지신호 필터링을 위한 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

무선 통신 시스템에서 신호들을 처리하기 위한 방법들 및 시스템들이 개시된다. 상기 방법의 측면들은 수신기에서 통신 채널이 변경되는 레이트를 평가하는 단계를 포함할 수 있다. 잡음 전력 평가치 내지 신호 전력 평가치를 평균하는데 사용된 필터의 길이는 상기 통신 채널이 변경되는 레이트의 평가에 근거하여 적응성 있게 변경될 수 있다. 상기 통신 채널은 공통 파일롯 채널(CPICH)을 포함한다. 상기 통신 채널을 통해 수신된 무선 신호중 적어도 일부는 복수의 디스크램블링된 비트들을 발생시키기 위해 상기 수신기에서 디스크램블링될 수 있다. 상기 복수의 디스크램블링된 비트들중 적어도 일부는 적어도 하나의 동위상(I) 성분 및 적어도 하나의 직교(Q) 성분을 발생시키기 위해 누적될 수 있다.
통신채널, 잡음전력, 평가치, 채널변경, 위상

Description

ＨＳＤＰＡ 채널 품질 지시자 선택에서 적응 잡음 내지 신호 필터링을 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR ADAPTIVE NOISE AND/OR SIGNAL FILTERING IN AN HSDPA CHANNEL QUALITY INDICATOR(CQI) SELECTION}
본 발명의 몇몇 실시예들은 무선 통신 신호들의 처리에 관한 것이다. 좀더 상세하게는, 본 발명의 몇몇 실시예들은 HSDPA 채널 품질 지시자 선택에서 적응 잡음 내지(and/or) 신호 필터링을 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
이동 통신은 사람들이 통신하는 방식을 바꾸었으며, 모바일 폰은 사치품에서 일상생활의 필수품으로 전환되었다. 음성 연결이 통신에 대한 기본적인 요구를 충족시키고, 이동 음성 연결이 일상 생활의 구조 속으로 계속해서 더욱더 침투하는 한편, 모바일 인터넷은 이동 통신 변혁에 있어서 다음 단계가 되었다. 모바일 인터넷은 일상 정보의 공통 원천이 될 준비를 하고 있으며, 이러한 데이터에의 쉽고 자유로운 모바일 접속이 당연한 일로 여겨질 것이다.
3 세대(3G) 셀룰러 네트워크는 특히 상기 모바일 인터넷의 이들 미래 요구사항들을 충족시키도록 설계되어 왔다. 이들 서비스들이 대중적으로 유용하게 성장함에 따라서, 네트워크 용량의 비용 효율 적정화 및 서비스 품질(quality of service; QoS)과 같은 요인들이 셀룰러 통신사들에게 오늘날보다 훨씬 더 필수적으로 될 것이다. 이들 요인들은 주의 깊은 네트워크 계획과 조작, 전송 방식 개선 및 수신 기술의 진보를 통해 달성될 수 있다. 이를 위해, 통신업자들은, 다운링크(downlink) 처리량을 증가시키도록 하고, 다음에는 케이블 모뎀 내지 DSL 서비스 공급자들에 의해 전송되는 것에 필적하는 개선된 QoS 성능 및 속도를 제공하도록 하는 기술을 필요로 한다. 이와 관련하여, 광대역 코드분할 다중접속(WCDMA) 기술에 기초한 네트워크들이 오늘날의 무선 통신업자들을 위해 최종 사용자들에게 데이터를 전송하는 것을 더 실현 가능한 선택사양이 되게 할 수 있다.
GPRS(general packet radio service) 및 EDGE(enhanced data GSM environment) 기술들은 전 지구적 이동 통신 시스템(global system for mobile communications; GSM)과 같은 현 2세대(2G)의 데이터 처리량을 향상시키기 위해 이용될 수 있다. 상기 GSM 기술은 14.4 Kbps 까지 데이터 속도를 지원할 수 있으나, GPRS 기술은 시분할 다중접속(TDMA) 프레임당 8개까지의 데이터 타임 슬롯들을 허용함으로써 115 Kbps까지 데이터 속도를 지원할 수 있다. 대조적으로, 상기 GSM 기술은 TDMA 프레임당 하나의 데이터 타임 슬롯을 허용할 수 있다. EDGE 기술은 384 Kbps까지 데이터 속도를 지원할 수 있다. 상기 EDGE 기술은 GPRS 기술에 의해 달성될 수 있는 것보다 더 높은 데이터 속도를 제공하기 위해 8 위상 편이 방식(8 phase shift keying; 8-PSK) 변조를 이용할 수 있다. 상기 GPRS 및 EDGE 기술은 "2.5세대"(2.5G) 기술로 언급될 수 있다.
범용 이동 통신 시스템(universal mobile telecommunications systems; UMTS) 기술은, 이론적으로 2 Mbps 만큼 높은 데이터 속도를 구비하며, GSM에 의한 WCDMA 3G 시스템의 응용이다. UMTS 기술 시스템들에 의해 달성될 수 있는 높은 데이터 속도에 대한 하나의 이유는 200 KHz GSM 채널 대역폭 대비 5 MHz WCDMA 채널 대역폭에서 유래한다. 고속 다운링크 패킷 접속(high speed downlink packet access; HSDPA) 기술은 데이터 통신을 위한 인터넷 프로토콜(IP) 기반 서비스로, WCDMA가 10 Mbits/s의 위수(order)의 데이터 전송 속도를 지원하도록 한다. 3세대 국제 협력 프로젝트(3G Partnership Project; 3GPP) 그룹에 의해 개발되어, 상기 HSDPA 기술은 복수개의 방식을 통해 더 높은 데이터 속도를 달성한다. 예를 들면, 많은 송신 결정이, 이동 전화 교환국 또는 교환소에서 만들어지는 것에 반대되는 것으로서 사용자 장비에 훨씬 더 가까운 기지국 레벨에서 만들어질 수 있다. 이것은, 데이터가 재송신될 때 송신될 데이터의 스케줄에 대한 결정 및 송신 채널의 품질에 대한 평가를 포함한다. 상기 HSDPA 기술은 또한 가변 코딩 속도를 이용할 수 있다. 상기 HSDPA 기술은 또한 고속 다운링크 공용 채널(high-speed downlink shared channel; HS-DSCH)에 대해 16 레벨 직교 진폭 변조(16-level quadrature amplitude modulation; 16-QAM)를 지원할 수 있는데, 이는 복수의 사용자들이 무선 인터페이스 채널을 공유하도록 허용한다.
몇몇 예들에 있어서, HSDPA는 가장 앞선 3G 네트워크의 속도보다 (10 Mbits/s 이상의) 5배까지 더 높은 데이터 속도뿐만 아니라 네트워크 용량에서 이중의 개선을 제공할 수 있다. HSDPA는 또한, 다운링크 송신 지연에 있어서 편차를 감소시키면서, 네트워크와 단말 사이의 왕복 시간을 짧게 할 수 있다. 이들 성능 향 상은 개선된 네트워크 성능 및 더 높은 가입자 만족으로 바로 전환될 수 있다. HSDPA는 GSM 군의 연장이기 때문에, 그것은 또한 세계의 가장 대중적인 모바일 기술에 의해 제공된 규모의 경제상에 구축된다. HSDPA는 WCDMA 네트워크 패킷 데이터 용량에 있어서 비약적인 향상, 강화된 스펙트럼 및 무선 접속 네트워크(radio access networks; RAN) 하드웨어 능률, 및 간소화된 네트워크 구현을 제공할 수 있다. 이러한 개선들은 비트당 저비용, 더 빠르고 유용한 서비스, 및 미래의 데이터 중심 시장에서 더 효과적으로 경쟁하도록 자리 잡은 네트워크로 바로 전환될 수 있다.
HSDPA의 용량, 품질 및 성능 대비 비용면의 장점들은 네트워크 통신사들에게, 그리고 다음에는 가입자들에게 상당한 이익을 준다. 통신사들에 대해서는, 현재의 WCDMA 네트워크로의 이 역호환성(backwards-compatible) 업그레이드가 네트워크 진화에 있어서 논리적이고 비용 효율이 높은 다음 단계이다. 효율적으로 활용될 때, HSDPA는 현재의 WCDMA 릴리스 99(WCDMA Release 99) 서비스와 동일한 통신장비 상에 공존할 수 있으며, 통신사들이 더 큰 용량과 더 높은 데이터 속도를 기존의 WCDMA 네트워크에 도입하게 할 수 있다. 통신사들은 단일의 무선 통신장비 상에서 상당히 많은 수의 높은 데이터 속도 사용자들을 지원하기 위해 이 해결책을 추진할 수 있다. HSDPA는 진정한 대량 판매용의 모바일 IP 멀티미디어를 가능하게 하고 대량 데이터(data-heavy) 서비스의 소비를 구동할 것이며, 동시에 서비스 전송의 비트당 비용을 절감하고, 따라서 총수입 및 실질적인 네트워크 수익을 증대시킬 것이다. 데이터를 갈망하는 모바일 가입자들에 대해서는, HSDPA의 성능 장점들이 더 짧 은 서비스 응답 시간, 더 적은 지연 및 더 빠른 인지된 연결로 전환될 수 있다. 사용자들은 또한 음성 통화를 하면서 동시에 HSDPA 상에서 패킷 데이터를 내려받을 수 있다.
HSDPA는 이전의 또는 다른 기술들과 대비될 때 다수의 중대한 성능 개선을 제공할 수 있다. 예컨대, HSDPA는 10 Mbps 까지 WCDMA 비트율을 늘리고, 고차 변조(16-QAM)에 의해 그리고 적응 코딩 및 변조 틀(schemes)에 의해 이론상으로 더 높은 피크율을 달성한다. 최대 직교 위상 편이 방식(quadrature phase shift keying; QPSK) 비트율은 5.3 Mbit/s이고 16-QAM에 의해 10.7 Mbit/s가 된다. 14.4 Mbit/s까지의 이론적인 비트율이 채널 코딩(channel coding) 없이 달성될 수 있다. 단말기 성능 등급은 QPSK 변조에 의해 900 kbit/s 내지 1.8 Mbit/s의 범위이고, 16-QAM 변조에 의해 3.6 Mbit/s 이상이다. 가장 높은 성능 등급은 최대 이론 비트율 14.4 Mbit/s를 지원한다.
그러나, WCDMA 내지 HSDPA와 같은 향상된 무선 기술을 구현하기 위해서는, 이러한 무선 기술들에 의해 지원될 수 있는 매우 빠른 속도 및 넓은 대역폭 데이터 전송 때문에, 여전히 몇 가지 구축 상의 장애를 극복하여야 한다. 예를 들어, HSDPA 카테고리8은 7.2 Mbit/s의 피크 데이터 처리율을 지원한다. 또한, 다중 프로세싱 수신기 회로뿐만 아니라, MIMO 안테나 아키텍처들과 같은 다양한 안테나 아키텍처가 고속 HSDPA 비트스트림을 처리하기 위해 핸드헬드 장치 내에 구현될 수 있다. 그러나, 사용자에게 더 높은 데이터율 및 더 낮은 대기 시간(latency)을 제공하는 HSDPA가 가능한 장치들의 구현은 증가된 전력 소모, 구현의 복잡성, 모바일 프로세서의 부피, 및 궁극적으로 증가된 핸드헬드 장치 크기를 초래할 수 있다.
그러나, 무선 통신, 특히 무선 핸드셋 장치들에서, 다중-안테나 시스템들의 광범위한 배치는 증가된 크기, 복잡성 및 전력 소모로부터 야기되는 비용 증가에 의해 제한되어 왔다. 각각의 전송 및 수신 안테나에 대해 분리된 RF 체인(chain)을 제공하는 것이 다중-안테나 시스템의 비용을 증가시키는 직접적인 요인이다. 전송 및 수신 안테나들의 수가 증가함에 따라, 시스템의 복잡성, 전력 소모 및 전체 비용이 증가될 수 있다. 이에 더하여, 무선 통신 시스템의 수신기측에서 신호를 처리하는 종래의 방법들은 다중경로 페이딩(fading) 환경에서 초래되는 IPI 뿐만 아니라 외부 간섭을 고려하지 않는다. 더욱이, 다중경로 탐지 및 잡음 평가의 종래 방법들은 무선 시스템 성능을 최대화하기 위해 채널 조건들을 변경하는 것을 설명할 수 없다.
나아가, 종래의 대표적인 접근들이 가지는 한계점들과 단점들은 종래의 시스템들과 본 출원의 나머지 부분들에서 도면들을 참조하여 전개될 본 발명의 몇몇 측면들의 비교를 통해 당해 기술분야의 숙련된 자에게 명백해질 것이다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 HSDPA 채널 품질 지시자 선택에서 적응 잡음 내지 신호 필터링을 위한 방법 및 장치를 제공하는데 있다.
본 발명에 따른 HSDPA 채널 품질 지시자 선택에서 적응 잡음 내지 신호 필터 링을 위한 방법 내지 장치는 실질적으로 적어도 하나의 도면들과 연관하여 보여지거나 설명되는 것처럼 청구범위에서 좀더 완전하게 전개될 것이다.
본 발명의 일측면에 의하면, 무선 통신 시스템에서 신호들을 처리하기 위한 방법이 제공된다. 상기 방법은 수신기에서, 통신 채널이 변경되는 레이트를 평가하는 단계; 적어도 하나의 I 성분 및 적어도 하나의 Q 성분에 근거하여 평가된 잡음 전력 평가치 및 신호 진폭 평가치를 발생시키는 단계; 상기 잡음 전력 평가치 및 상기 신호 진폭 평가치를 스케일링하여 스케일링된 잡음 전력 평가치 및 스케일링된 신호 진폭 평가치를 발생시키는 단계; 필터를 이용하여 상기 스케일링된 잡음 전력 평가치 및 상기 스케일링된 신호 진폭 평가치를 평균화하고, 제곱하여 평균 잡음 전력 평가치 및 평균 신호 전력 평가치를 발생시키는 단계를 포함하되, 상기 통신 채널이 변경되는 상기 레이트의 상기 평가에 근거하여 상기 잡음 전력 평가치를 평균화하거나 상기 신호 증폭 평가치를 평균화하는데 사용되는 상기 필터의 길이를 적응성 있게 변경하는 단계를 더 포함하며, 상기 필터의 길이를 적응성 있게 변경하는 것은 상기 평균화를 수행하는 시간 주기를 상기 레이트의 상기 평가에 근거하여 적응성 있게 변경하는 것을 특징으로 한다.
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바람직하게는, 상기 통신 채널은 공통 파일롯 채널(CPICH)을 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 복수의 디스크램블링된 비트들을 생성하기 위해 상기 통신 채널을 통해 수신된 무선 신호의 적어도 일부를 상기 수신기에서 디스크램블링하는 단계를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 적어도 하나의 동위상(I) 성분과 적어도 하나의 직교(Q) 성분을 생성하기 위해 상기 복수의 디스크램블링된 비트들중 적어도 일부를 누적하는 단계를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 적어도 하나의 I 성분 및 상기 적어도 하나의 Q 성분에 근거하여 평가된 상기 잡음 전력 평가치 및 상기 신호 진폭 평가치를 발생시키는 단계를 더 포함한다.
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바람직하게는 상기 방법은 상기 평균 잡음 전력 평가치 및 상기 평균 신호 전력 평가치에 근거하여 상기 통신 채널에 대한 CPICH SNR 값을 발생시키는 단계; 및
상기 CPICH SNR 값에 근거하여 상기 통신 채널에 대한 HS-DSCH SNR을 발생시키는 단계를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 HS-DSCH SNR에 근거하여, 상기 통신 채널에 대한 채널 품질 지시자(CQI)를 발생시키는 단계를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 필터가 상기 잡음 전력 평가치를 평균화하기 위해 사용되는 경우, 상기 필터는 제 1 길이를 포함하며, 상기 필터가 상기 신호 진폭 평가치를 평균화하는데 사용되는 경우, 상기 필터는 제2 길이를 포함하며, 상기 제1 길이는 상기 제2 길이와 다르다.
본 발명의 다른 측면에 의하면, 무선 통신 시스템에서 신호들을 처리하기 위한 시스템이 제공된다. 상기 시스템은 무선 통신 시스템에서 신호들을 처리하기 위한 시스템으로, 수신기내에 통합되며, 상기 수신기에서 통신 채널이 변경되는 레이트의 평가를 가능하게 하는 적어도 하나의 프로세서를 포함하며; 상기 적어도 하나의 프로세서는 적어도 하나의 I 성분 및 적어도 하나의 Q 성분에 근거하여 평가된 잡음 전력 평가치 및 신호 진폭 평가치를 발생시키고; 상기 잡음 전력 평가치 및 상기 신호 진폭 평가치를 스케일링하여 스케일링된 잡음 전력 평가치 및 스케일링된 신호 진폭 평가치를 발생시키고; 필터를 이용하여 상기 스케일링된 잡음 전력 평가치 및 상기 스케일링된 신호 진폭 평가치를 평균화하고, 제곱하여 평균 잡음 전력 평가치 및 평균 신호 전력 평가치를 발생시키는 것을 포함하여 수행하되, 상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 통신 채널이 변경되는 상기 레이트의 상기 평가에 근거하여 상기 잡음 전력 평가치를 평균화하거나 상기 신호 증폭 평가치를 평균화하는데 사용되는 상기 필터의 길이를 적응성 있게 변경하는 것을 더 수행하며, 상기 필터의 길이를 적응성 있게 변경하는 것은 상기 평균화를 수행하는 시간 주기를 상기 레이트의 상기 평가에 근거하여 적응성 있게 변경하는 것을 특징으로 한다.
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바람직하게는, 상기 통신 채널은 공통 파일롯 채널(CPICH)을 포함한다.
바람직하게는, 상기 적어도 하나의 프로세서는 복수의 디스크램블링된 비트들을 생성하기 위해 상기 통신 채널을 통해 수신된 무선 신호의 적어도 일부에 대한 디스크램블링을 가능하게 한다.
바람직하게는, 상기 적어도 하나의 프로세서는, 적어도 하나의 동위상(I) 성분과 적어도 하나의 직교(Q) 성분을 생성하기 위해 상기 복수의 디스크램블링된 비트들중 적어도 일부의 누적을 가능하게 한다.
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바람직하게는, 상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 평균 잡음 전력 평가치 및 상기 평균 신호 전력 평가치에 근거하여 상기 통신 채널에 대한 CPICH SNR 값의 발생을 가능하게 한다.
바람직하게는, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 CPICH SNR 값에 근거하여 상기 통신 채널에 대한 HS-DSCH SNR의 발생을 가능하게 한다.
바람직하게는, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 HS-DSCH SNR에 근거하여, 상기 통신 채널에 대한 채널 품질 지시자(CQI)의 발생을 가능하게 한다.
본 발명의 이러한 장점들 및 다른 장점들과 신규한 특징들은 본 발명의 도시된 실시예들의 상세한 사항들뿐만 아니라 하기의 상세한 설명 및 도면으로부터 더 잘 이해될 것이다.
본 발명에 의하면, HSDPA 채널 품질 지시자 선택에서 적응 잡음 내지 신호 필터링을 위한 방법 및 장치를 제공할 수 있다.
본 발명의 몇몇 실시예들은 HSDPA 선택에서 적응 잡음 내지 신호 필터링을 위한 방법 내지 장치에 관한 것이다. 본 발명의 측면들은 수신기에서 통신 채널이 변경되는 레이트를 평가하는 단계를 포함할 수 있다. 잡음 전력 평가치 내지 신호 전력 평가치를 평균하는데 사용된 필터의 길이는 상기 통신 채널이 변경되는 레이트의 평가에 근거하여 적응성 있게 변경될 수 있다. 상기 통신 채널은 공통 파일롯 채널(CPICH)을 포함한다. 상기 통신 채널을 통해 수신된 무선 신호중 적어도 일부 는 복수의 디스크램블링된 비트들을 발생시키기 위해 상기 수신기에서 디스크램블링될 수 있다. 상기 복수의 디스크램블링된 비트들중 적어도 일부는 적어도 하나의 동위상(I) 성분 및 적어도 하나의 직교(Q) 성분을 발생시키기 위해 누적될 수 있다. 상기 잡음 전력 평균치 및 상기 신호 진폭 평가치는 적어도 하나의 I 성분 및 상기 적어도 하나의 Q 성분에 근거하여 발생될 수 있다. 상기 잡음 전력 평가치 및 상기 신호 진폭 평가치는 스케일링된 잡음 전력 평가치 및 스케일링된 신호 진폭 평가치를 발생시키기 위해 스케일링될 수 있다. 상기 스케일링된 잡음 전력 평가치 및 상기 스케일링된 신호 진폭 평가치는 상기 필터를 사용하여 평균되며, 상기 스케일링된 평균 신호 진폭 평균치는 평균 잡음 전력 평가치 및 평균 신호 전력 평가치를 발생시키기 위해 제곱될 수 있다. CPICH SNR값은 상기 평균 잡음 전력 평가치 및 상기 평균 신호 전력 평가치에 근거하여 상기 통신 채널에 대하여 발생될 수 있다. HS-DSCH SNR 값은 상기 CPICH SNR 값에 근거하여 상기 통신 채널에 대하여 발생될 수 있다. 채널 품질 지시자(CQI)값은 상기 HS-DSCH SNR 값에 근거하여 상기 통신 채널에 대하여 발생될 수 있다.
도 1a는 본 발명의 일 실시예와 관련하여 이용될 수 있는 대표적인 HSDPA 채널 구조(channel structure)를 예시하는 도면이다. 도 1a를 참조하면, 세 개의 채널들이 기지국(102a)과 사용자 장비(UE, 104a) 사이의 HSDPA 연결을 지원하기 위해 사용될 수 있다. 고속 다운링크 공용 채널(high-speed downlink shared channel; HS-DSCH, 106a) 및 고속 공용 제어 채널(high speed shared control channel; HS-SCCH, 108a)이 기지국(102a)과 UE(104a) 사이의 다운링크 상에서 사용될 수 있다. 고속 전용 물리 제어 채널(high-speed dedicated physical control channel; HS-DPCCH, 110a)은 UE(104a)와 기지국(102a) 사이의 업링크(uplink) 상에서 사용될 수 있다.
상기 HS-DPCCH(110a)는 응답(acknowledge; ACK) 및 비응답(non-acknowledge; NACK) 신호들과, 채널 품질 지시자(channel quality indicator; CQI) 값과 같은 측정 보고들(measurement reports)을 운반하는 신호채널로서 사용될 수 있다. 상기 HS-DSCH(106a)는 복수개의 고속 물리 다운링크 공용 채널(high-speed physical downlink shared channel; HS-PDSCH)을 포함할 수 있으며, 사용자 데이터를 운반하기 위해 사용될 수 있다. 상기 HS-SCCH(108a)는, 변조, HARQ 덧붙임/콘스텔레이션 (redundancy/constellation) 버전, HARQ 프로세서 ID, 새로운 데이터 지시, 전송 블록 크기의 인덱스(index), 내지 상기 HS-DSCH 채널(106a)에서 운반된 데이터에 대응하는 사용자 장치(UE) 일치 정보와 같은 대표적인 제어 정보를 운반하기 위해 사용될 수 있다. 상기 UE(104a)는 몇 개의 물리 채널 관련 파라미터들을 사용하여 상기 기지국(102a)에 HSDPA 서비스를 지원하는 성능을 지시한다.
본 발명의 일 실시예에 있어서, 기지국(102a)은 CQI 값에 따라 그것의 신호를 전송하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 상기 CQI 값은 HS-PDSCH 서브프레임의 포맷을 전송 블록 크기, 변조 및 HS-PDSCH 코드들의 수로 정의할 수 있다. UE(104a)와 같은 무선 수신기는 채널 조건에 기초하여 CQI 값을 평가하고, 그 후 상기 평가된 CQI 값을 HS-DPCCH(110a)를 통해 송신기 또는 기지국(102a)에 피드백하도록 구성될 수 있다. UE(104a)는 적응성 잡음 내지 신호 필터링을 사용하여 잡 음 및 신호 전력 평가 내지 통신 채널에 대한 신호 대 잡음비(SNR)에 기초하여 상기 CQI값을 평가하도록 적응될 수 있다. 이와 관련하여, 잡음 전력 평가는 채널 페이딩 레이트(fading rate)에 관련하여 적응성 있게 변할 수 있다. 느린 페이딩 채널들의 경우, CQI 평가상의 잡음 편차를 줄이기 위해 CQI를 평가하는 동안 수신기 또는 UE(104a)에서 잡음에 대한 긴 평균화가 수행될 수 있다. 빠른 페이딩 채널들의 경우, 페이트 트래킹(tracking)을 허용하면서 부정확한 CQI 평가에 기인한 처리량 손실을 피하기 위해 CQI를 평가하는 동안 수신기 또는 UE(104a)에서 짧은 시간 주기에 걸친 평균화가 수행될 수 있다. 이와 관련하여, UE(104a)는, 채널 도플러(Doppler) 또는 채널 페이딩 레이트의 함수로, 잡음 전력 평가 내지 신호 전력 평가의 긴 평균화 및 짧은 평균화 사이에서 스위칭할 수 있다.
송신기 또는 기지국(BS, 102a)은 변조 내지 코딩 레이트와 같은 전송 파라미터들을 수신기 또는 UE(104a)에 의해 피드백된 채널 품질 보고들에 기초하여 동적으로 변경할 수 있다. UE(104a)가 양호한 채널 품질을 피드백하는 경우, BS(102a)는 많은 처리량을 제공하는 전송 모드를 선택할 수 있다. UE(104a)가 불량한 채널 품질 지시자를 피드백할 때, BS(102a)는 더 적은 처리량을 제공하는 더 강건한 전송 모드를 선택할 수 있다.
UE(104a)는 링크 적응 알고리즘을 사용하여 변화하는 채널 조건을 트래킹 및 평가하고 그것을 BS(102a)에 보고할 수 있다. 상기 알고리즘이 너무 보수적으로 정해질 경우, 시스템은 충분히 쓰이지 않을 수 있으며 처리량은 최적 상태에 못 미치게 될 수 있다. 상기 알고리즘이 너무 과감하게 정해질 경우, 시스템이 과도하게 사용될 수 있으며 처리량은 너무 많은 오류 발생 때문에 다시 최적 상태에 못미치게 될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 있어서, UE(104a)는 수신된 신호의 SNR을 계산함으로써 채널 조건을 평가할 수 있다. SNR은 신호 전력 성분 대 잡음 전력 성분의 비에 상응할 수 있다. 높은 SNR은 양호한 채널 조건을 지시하고, 낮은 SNR은 불량한 채널 조건을 지시할 수 있다. 채널이 아주 느리게 변하고 있다는 것이 결정될 경우, 예컨대 채널이 정적이거나 도플러 페이딩 레이트가 낮을 때, UE(104a)는 SNR 평가의 정확성을 개선하기 위해 신호 및 잡음 성분에 대한 긴 평균화를 수행할 수 있다. 그러나, 채널이 빠르게 변하고 있다는 것이 결정될 경우, 예컨대 도플러 페이딩 레이트가 높을 때, SNR 평가가 페이딩 레이트를 적당히 트래킹할 수 있도록 더 짧은 평균화가 수행될 수 있다. 이와 관련하여, UE(104a)는 채널 페이딩 레이트의 함수로 잡음 내지 신호 성분의 평균화 길이를 적응시킬 수 있으며, 따라서 넓은 범위의 채널 조건들에 대해 정확한 SNR 평가 방법을 제공할 수 있다.
도 1b는 본 발명의 일 실시예에 따라 사용될 수 있는 대표적인 HS-PDSCH 서브프레임 구조를 예시하는 도면이다. 도 1b를 참조하면, HS-PDSCH 서브프레임(102b)은 세개의 슬롯들(slots)을 포함할 수 있다. 상기 HS-PDSCH는 HS-DSCH 전송을 위해 마련된 채널화 코드들의 세트로부터 고정된 스프레딩 인자 SF=16인 하나의 채널화 코드에 대응할 수 있다. 멀티-코드 전송이 또한 수행될 수 있는데, 이는 UE 성능 또는 채널 조건에 의존하여 동일한 HS-PDSCH 서브프레임(subframe) 내의 다중의 채널화 코드들이 UE에 할당되는 결과를 가져올 수 있다. HS-PDSCH는 도 1b에 도시된 바와 같이 QPSK 또는 16QAM 변조 심볼들을 사용할 수 있으며, 여기서 QPSK에 대해 M=2 및 16QAM에 대해 M=4가 되도록 M은 변조 심볼들에 대한 비트들의 수를 지시할 수 있다.
HS-PDSCH 서브프레임(102b)은 전송 블록 크기, HS-PDSCH 채널화 코드들의 수 및 변조 유형과 같은 파라미터들의 세트로 정의될 수 있다. 파라미터들의 하나의 세트는, 도 1c에서 테이블(100c)로 예시된 바와 같이, 하나의 CQI 값으로 특성화될 수 있다. CQI는 채널 품질 지시자인데, 이것은 멀티-코드 번호 뿐만 아니라 추천된 전송 포맷 및 레이트 조합(transport format and rate combination; TFRC)를 기지국에 지시하기 위해 UE로부터 기지국으로 업링크 상에서 보내질 수 있다. UE는 주기적으로 채널 조건을 평가할 수 있으며 대응하는 CQI 값을 기지국에 보고할 수 있다. 기지국은 그것의 전송 포맷을 적응시키기 위해 상기 CQI를 사용할 수 있다. 보고된 CQI는 3-슬롯 시간 지연, 예컨대 2ms를 나타낼 수 있는 순간적인 무선 조건에 대응할 수 있는데, 전송된 CQI 전에 1-슬롯을 끝낼 수 있다. 상기 CQI는 또한, 블록 오류 레이트(block error rate; BLER)를 제한하면서, 주어진 채널 조건에 대해 가장 높은 처리량을 갖는 전송 모드를 지시할 수 있다. 상기 수신된 코드를 처리하는 UE 디스프레더(despreader)의 출력에서의 SNR은 HS-DSCH 링크 성능의 주요 결정 요소로서 사용될 수 있다. 그러나, 본 발명은 이에 제한되지 않으며, 다른 기준이 또한 사용될 수 있다.
도 2a는 본 발명의 일 실시예에 따른 CQI 값 계산을 위한 대표적인 단계들을 예시하는 흐름도이다. 도 1a 및 2a를 참조하면, 단계(202a)에서, UE(104a)는 CPICH SNR 값을 계산할 수 있다. 단계(204a)에서, UE(104a)는 예컨대 상수(constant) Γ 를 사용하여 CPICH SNR 값을 HS-DSCH SNR 값으로 변환할 수 있다. HS-DSCH SNR 평가는 우선 CPICH SNR을 계산하고 그 후 상수 Γ로 그것을 기준화(scaling)함으로써 얻어질 수 있다. 상수 Γ는 CPICH 전력 배정 및 HS-DSCH 전력 배정 사이의 오프셋(offset)에 대응할 수 있다. 상수 Γ는 알려진 상수일 수 있으며 더 높은 계층들에 의해 주기적으로 갱신되어 신호로 보내질 수 있다. 단계(206a)에서, UE(104a)는, 예컨대 룩업(lookup) 테이블에서 SNR 값을 찾고 BLER 타겟에 주어진 최상의 CQI 값을 선택함으로써, HS-DSCH SNR을 CQI 값으로 변환할 수 있다. 각각의 CQI 값에 대해 BLER로의 SNR의 매핑은 예컨대 시뮬레이션을 이용하여 연역적으로 계산될 수 있다. BLER 곡선이 AWGN 채널 조건 하에서 단일 전송에 대한 각각의 CQI에 대해 시뮬레이트될 수 있으며, 도 2b에 예시된 바와 같이 얻어질 수 있다.
도 2b는 본 발명의 일 실시예에 따라 사용될 수 있는 CQI 값들을 결정하기 위한 대표적인 룩업 테이블을 구현하기 위해 이용될 수 있는 그래프이다. 도 2b를 참조하면, 그래프(200b)는, 대표적인 룩업 테이블(lookup table; LUT)을 구현하기 위해 이용될 수 있는데, HS-DSCH SNR 평가가 주어지면, CQI 값의 선택을 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, HS-DSCH SNR 값은 x-축 상에서 매 2ms마다 계산 및 읽혀질 수 있다. 타겟=10%와 같은 BLER 타겟보다 작거나 같은 BLER을 구비하는 CQI의 최상의 값이 선택될 수 있다. 예를 들어, HS-DSCH SNR=6.8dB이면, 10%보다 작거나 같은 BLER을 구비하는 최상의 CQI 값은 11이다. LUT(200b)는 또한 페이딩 조건들 하에서 순간적인 CQI를 계산하기 위해 사용될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 있어서, UE(104a)는 채널 페이딩 레이트의 함수로 변 하는 CPICH SNR을 평가하기 위한 적응형 방법을 사용할 수 있다. 이와 관련하여, 잡음 내지 신호 성분의 평균화 길이는 상기 채널 페이딩 레이트의 함수로 동적으로 적응될 수 있으며, 따라서 넓은 범위의 채널 조건들에 대해 정확한 SNR 평가를 제공할 수 있다. 이것은 넓은 범위의 채널 페이딩 레이트들에 대해 개선된 CQI 값 평가 및 결과적으로 개선된 처리량을 가져올 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 잡음 전력 평가 및 신호 전력 평가를 발생시키기 위한 대표적인 시스템의 블록도이다. 도 3을 참조하면, 무선 시스템(300)은 등화기 또는 최대비 결합기(maximum ratio combiner; MRC) 수신기 블록들(302, 304), 디스크램블러/디스프레더 블록들(306, 308), 누산기들(310, 312), 지연 블록들(314, ..., 320)을 포함할 수 있다. 무선 시스템(300)은 또한 덧셈기들(322, ..., 330), 뷰 포트(viewport; VP) 블록들(332, ..., 342), 진폭 블록들(344, ..., 350) 및 누산기들(328, ..., 334)을 포함할 수 있다.
동작시, 등화기 또는 MRC 수신기(302)의 출력에서 상기 수신된 무선 신호가 디스크램블러/디스프레더 블록(306)에 의해 우선 디스크램블링/역확산될 수 있다. 디스크램블러/디스프레더 블록(306)의 출력은 누산기(310)에 통신될 수 있다. 누산기(310)는, 단일의 Tx 안테나 무선 시스템(300)에 의해 사용될 경우 256 칩들(chips)에 걸쳐서, 또는 전송 다이버시티(diversity)가 하나보다 더 많은 능동 안테나들을 구비하여 사용될 경우 512 칩들에 결쳐 수신된 신호를 축적한다. 누산기(310)는 그 후 동위상(in-phase; I) 성분과 직교(qudrature; Q) 성분 신호들을 발생시킬 수 있다. 누산기(310)의 출력에서의 I 및 Q 신호들은 그 후 덧셈기(325) 에 의해 함께 더해질 수 있다. 더해진 신호는 뷰 포트 블록(336)에 의해 스케일링될 수 있고 누산기(330)에 의해 더해질 수 있다. 단일 Tx 안테나가 사용될 경우, 누산기(330)는 예컨대 10 심볼들에 걸쳐 상기 스케일링된 신호를 더할 수 있다. 전송 다이버시티가 사용될 경우, 누산기(330)는 5 심볼들에 걸쳐 상기 스케일링된 신호를 더하여 신호 진폭 평가치 S_ant1_CPICH(338)를 산출할 수 있는데, 이것은 슬롯당 한번 갱신될 수 있다.
누산기(310)의 출력에서의 I 및 Q 신호는 또한 지연 블록들(314, 316)에 의해 지연될 수 있으며 덧셈기들(322, 324)을 사용하여 2개의 인접한 심볼들을 가로질러 빼질 수 있다. 빼기 결과는 그 후 뷰 포트 블록들(332, 334)에 의해 스케일링될 수 있다. 상기 스케일링된 신호들은 진폭 블록들(344, 346)에 의해 제곱될 수 있으며, 단일 Tx 안테나가 무선 시스템(300)에 의해 사용될 경우, 10 심볼들에 걸쳐서, 또는 전송 다이버시티가 무선 시스템(300)에서 사용될 경우, 5 심볼들에 걸쳐서 누산기(328)에 의해 더해질 수 있다. 누산기(328)는 잡음 전력 평가 NO_ant1_CPICH(336)를 발생시킬 수 있는데, 이것은 슬롯당 한번 갱신될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 있어서, 무선 시스템(300)은 전송 다이버시티를 사용할 수 있으며, Tx 안테나2로부터 수신된 신호는 안테나1과 병렬로 처리되어 단일의 진폭 평가치 S_ant2_CPICH(342) 및 잡음 전력 평가치 NO_ant2_CPICH(340)을 산출할 수 있다. 생성된 잡음 평가들(336, 340) 뿐만 아니라 신호 진폭 평가치들(338, 342)은 CQI 평가를 생성하기 위해 동적으로 제어되는 길이를 구비하는 적응성 길이 필터를 사용하여 더 처리될 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 적응성 길이 필터를 사용하여 잡음 전력 평가 및 신호 진폭 평가치를 평균하기 위한 대표적인 시스템의 블록도이다. 도 4를 참조하면, 잡음 전력 평가치 및 신호 진폭 평가치를 평균하기 위한 대표적인 시스템은 속도 평가기 블록(402), 스케일링 블록들(408, ..., 414), 적응성 길이 계산 블록들(404, 406) 및 평균화 필터들(416, ..., 422)을 포함할 수 있다. 잡음 전력 평가 및 신호 진폭 평가치를 평균하기 위한 대표적인 시스템은 또한 덧셈기들(424, 434), 제곱 블록들(426, 427), 스위치들(428, 436) 및 곱셈기(430, 432, 438)를 포함할 수 있다.
속도 평가기 블록(402)은 적합한 회로, 로직 내지 코드를 포함할 수 있으며, 채널의 도플러 내지 통신 채널이 얼마나 빨리 변하거나 페이딩하는지를 평가하도록 적응될 수 있다. 속도 평가치는 그후 적응성 길이 계산 블록들(404, 406)에 통신될 수 있다. 적응성 길이 계산 블록들(404, 406)은 적합한 회로, 로직 내지 코드를 포함할 수 있으며, 속도 평가기(402)로부터 수신된 상기 속도 평가치에 기초하여 평균화 필터들(416, ..., 422)의 길이를 계산하도록 적응될 수 있다.
동작시, 슬롯-기반의 잡음 전력 평가치들(336, 340)은 스케일링 블록들(408, 410)에 의해 스케일링 인자 K를 사용하여 스케일링될 수 있다. 스케일링 인자 K는 예컨대 하드웨어 구현에 기초할 수 있다. 상기 스케일링된 잡음 전력 평가치들은 그 후 평균화 필터들(416, 418)에 의해 필터링될 수 있다. 필터들(416, 418)은 슬라이딩 윈도(sliding window) 또는 길이 Nn의 탭 지연 라인으로서, 또는 Nn과 동일한 길이의 IIR(infinite impulse response) 필터로서 구현될 수 있다. IIR 필터에서 망각인자(forgetting factor)는 길이 Nn에 부합하도록 선택될 수 있다. 필터링된 평가치들은 전송 다이버시티가 사용될 경우 덧셈기(424)에 의해 더해질 수 있다. 이와 관련하여, 전송 다이버시티가 사용될 경우, 스위치(428)가 덧셈기(424)를 스위칭하고 활성화하기 위해 사용될 수 있다. 최종 잡음 전력 평가치(448)는 CQI 값을 평가하기 위해 사용될 수 있다.
여기에 기재된 바와 같이, 용어 "망각인자"(forgetting factor)는 IIR 필터를 설명하기 위해 이용될 수 있다. 몇몇 경우에 있어서, 필터로 들어가는 새로운 샘플은 이전의 더 오래된 샘플들보다 더 많은 가중치가 주어질 수 있다. 예를 들어:
xk=(xk-1)+0.5*×(k-2)+0.25*×(k-3)+0.125*×(k-4)+...
이와 관련하여, 더 오래된 샘플들은 감소하는 스케일링 인자에 의해 각각 스케일링될 수 있으며, 그 결과 필터가 더 오래된 샘플들을 "망각"하게 될 수 있다. 상기 망각인자가 그 후 가중된 평균으로 사용될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 있어서, 평균화 길이 파라미터 Nn은 속도 평가기 블록(402)의 출력의 함수로 동적으로 변경될 수 있다. 속도 평가기 블록(402)이 느린 변화 조건들을 평가하면, Nn은 예컨대 15 슬롯들 또는 그 이상과 같은 긴 시간 주기에 걸쳐 평균하도록 선택될 수 있다. 속도 평가기 블록(402)이 빠른 변화 조건들을 평가하면, Nn은 예컨대 3 슬롯들과 같은 짧은 시간 주기에 걸쳐 평균하도록 선택될 수 있다. 도플러 또는 채널이 얼마나 빨리 변하거나 페이딩하는지의 함수로서 필터 길이를 동적으로 변경함으로써, 필터들(416, 418)이 넓은 범위의 채널 조건들에 대해 최적 잡음 평가치를 산출하도록 최적화될 수 있다.
유사한 메커니즘이 평균화 길이 파라미터 Ns를 제어함으로써 신호 진폭 평가치들(338, 342)에 적용될 수 있다. 전송 다이버시티가 사용될 경우, 평균화 필터들(420, 422)에 의해 생성된 필터링된 신호 진폭 평가치들은 제곱 블록들(426, 427)에 의해 제곱되어 신호 전력 평가치들을 산출할 수 있으며, 곱셈기들(430, 432)에 의해 스케일링되고 그 후 덧셈기(434)에 의해 더해질 수 있다. 덧셈기(434)에 의해 더해진 신호들은 곱셈기(438)에 의해 다시 곱해져서 최종 신호 전력 평가치(450)를 생성할 수 있는데, 이것이 CQI 값을 평가하기 위해 사용될 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예에 있어서, 평균화 길이 파라미터들은 Nn=Ns가 되도록 선택될 수 있다. 본 발명의 또 다른 실시예에 있어서, 상기 파라미터들 중 하나는 상수로서 선택될 수 있는데, 예를 들어 Ns가 상수로 선택될 수 있으며 3 슬롯들과 동일할 수 있고, Nn과 같은 나머지 길이 파라미터만을 동적으로 제어할 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 CQI 값을 계산하기 위한 대표적인 시스템의 블록도이다. 도 5를 참조하면, CQI 평가 시스템은 변환 블록들(502, 504), 덧셈기들(506, 508, 514), 정수 플로어링(interger flooring) 블록(512) 및 제한 블록(518)을 포함할 수 있다.
신호 출력 평가치(Spwr, 450) 및 잡음 출력 평가치(Npwr, 448)은 초기에 변환 블록들(502, 504)에 의해 dB 영역으로 변환될 수 있다. 변환된 평가치들은 그 후 dB 영역에서 SNR 평가치(505)를 생성하기 위해 덧셈기(506)에 의해 빼질 수 있다. 덧셈기(508)는 그 후 CPICH SNR dB를 HS-DSCH SNR dB로 변환하기 위해 SNR 평가치(505)에 블록(510)으로부터 상수 Γ을 더할 수 있다. 정수 플로어링 블록(512)은 그 후 HS-DSCH SNR dB 평가치를 정수에 플로어링할 수 있다. 본 발명의 또 다른 실시예에 있어서, HS-DSCH SNR dB 평가치는 라운딩될 수 있다.
덧셈기(514)는 그 후 정수 플로어링 블록(512)에 의해 생성된 정수에 블록(516)으로부터 정수 A를 더할 수 있다. 정수 A는 예컨대 도 2b에 도시된 계산된 룩업 테이블에 의존할 수 있다. 도 2b를 참조하면, 라운딩된 HS-DPSCH SNR은 7dB과 동일하면, 10% BLER 타겟보다 작거나 같은 BLER을 산출하는 가장 큰 CQI 값은 11과 동일하다. 그러므로, 이 경우, A=4이다. 덧셈기(514)에 의해 생성된 값은 그 후 최종 CQI 값 추정치(520)가 [0,30]의 범위 내에 있도록 제한 블록(518)을 통해 통과될 수 있으며, 그 결과 도 1c에서 테이블(100c)과 일치한다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 신호들을 처리하기 위한 대표적인 단계들을 예시하는 흐름도이다. 도 1a 및 6을 참조하면, 단계(602)에서, UE(104a)는 통신 채널이 변하는 레이트를 평가할 수 있다. 단계(604)에서, UE(104a)는 스케일링된 잡음 전력 평가치 및 스케일링된 신호 진폭 평가치를 생성하기 위해 통신 채널에 대해 잡음 전력 평가치 및 신호 진폭 평가치를 스케일링할 수 있다. 단계(606)에서, UE(104a)는 통신 채널이 변하는 레이트의 평가에 기초하여, 스케일링된 잡음 전력 평가치 내지 스케일링된 신호 진폭 평가치를 평균하기 위해 사용되는 필터의 길이를 적응성 있게 변경할 수 있다. 단계(608)에서, UE(104a)는 상기 필터를 사용하여 스케일링된 잡음 전력 평가치 및 스케일링된 신호 진폭 평가치를 평균할 수 있으며, 평균 잡음 전력 평가치 및 평균 신호 전력 평가치를 생성하기 위해 상기 스케일링된 평균 신호 진폭 평가치를 제곱할 수 있다. 단계(610)에서, UE(104a)는 평균 잡음 전력 평가치 및 평균 신호 전력 평가치에 기초하여 상기 통신 채널에 대해 CPICH SNR 값을 발생시킬 수 있다. 단계(612)에서, UE(104a)는 상기 CPICH SNR 값에 기초하여 상기 통신 채널에 대해 HS-DSCH SNR 값을 발생시킬 수 있다. 단계(614)에서, UE(104a)는 상기 HS-DSCH SNR 값에 기초하여 상기 통신 채널에 대해 CQI 값을 발생시킬 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 기지국들과 통신하는 무선 핸드셋을 예시하는 대표적인 도면이다. 도 7을 참조하면, 모바일 핸드셋 또는 사용자 장비(720), 복수개의 기지국들(BS, 724) 및 사용자 장비(UE, 720)를 기지국들(BS, 722, 724)과 각각 결합시키는 복수개의 무선 링크들(radio links, RL1, RL2)이 도시되어 있다. 사용자 장비(720)는 프로세서(742), 메모리(744) 및 무선장치(746)를 포함할 수 있다. 무선장치(746)는 송수신기(Tx/Rx, 747)를 포함할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, UE(720) 내에 통합된 프로세서(742)는 무선장치(746)에서 통신 채널이 변하는 레이트의 평가를 가능하게 할 수 있다. 프로세서(742)는 통신 채널이 변하는 레이트의 평가에 기초하여 잡음 전력 평가치 내지 신호 전력 평가치를 평균하기 위해 사용되는 필터의 길이를 적응성 있게 변경할 수 있다. 통신 채널은 공통 파일럿 채널(CPICH)을 포함할 수 있다. 프로세서(742)는 복수개의 디스크램들링된 비트들을 생성하기 위해 상기 통신 채널을 통해 수신된 무선 신호의 적어도 일부의 디스크램블링을 가능하게 할 수 있다. 프로세서(742)는 적어도 하나의 동위상(in-phase; I) 성분과 적어도 하나의 직교(Q) 성분을 생성하기 위해 복수개의 디스크램블링된 비트들 중 적어도 일부의 축적을 가능하게 할 수 있다.
프로세서(742)는 상기 적어도 하나의 I 성분과 적어도 하나의 Q 성분에 기초하여 잡음 전력 평가치 및 신호 진폭 평가치의 생성을 가능하게 할 수 있다. 프로세서(742)는 스케일링된 잡음 전력 평가치 및 스케일링된 신호 진폭 평가치를 생성하기 위해 상기 잡음 전력 평가치 및 신호 진폭 평가치의 스케일링을 가능하게 할 수 있다. 프로세서(742)는 필터를 사용하여 상기 스케일링된 잡음 전력 평가치 및 스케일링된 신호 진폭 평가치의 평균화를 가능하게 할 수 있으며, 평균 잡음 전력 평가치 및 평균 신호 전력 평가치를 생성하기 위해 상기 스케일링된 신호 진폭 평가치를 제곱할 수 있다. 프로세서(742)는 평균 잡음 전력 평가치 및 평균 신호 전력 평가치에 기초하여 통신 채널에 대해 CPICH SNR 값의 생성을 가능하게 할 수 있다. 프로세서(742)는 CPICH SNR 값에 기초하여 통신 채널에 대해 HS-DSCH SNR 값의 생성을 가능하게 할 수 있다. 프로세서(742)는 HS-DSCH SNR 값에 기초하여 통신 채널에 대해 CQI 값의 생성을 가능하게 할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 있어서, 기계에 의해 실행할 수 있는 적어도 하나의 코드 섹션(code section)을 갖는 컴퓨터 프로그램이 저장된 기계-판독 스토리지가 제공될 수 있으며, 따라서 HSDPA CQI 선택에서 적응 잡음 필터링을 수행하도록 무 선 통신 시스템 내에서 신호들을 처리하기 위해 여기에 설명된 단계들을 상기 기계로 하여금 수행하게 할 수 있다.
따라서, 본 발명은 하드웨어, 또는 소프트웨어, 또는 하드웨어 및 소프트웨어 둘 다의 조합으로 구현될 수 있다. 본 발명은 적어도 하나의 컴퓨터 시스템을 가지는 중앙 방식(centralized fashion)으로 구현될 수 있거나, 다른 구성요소들이 몇몇 서로 연결된 컴퓨터 시스템들에 흩어져 있는 분산 방식(distributed fashion)으로 구현될 수도 있다. 여기에서 기술된 방법들을 실행하기 위해 채택된 어떠한 종류의 컴퓨터 시스템이나 다른 장치도 적절하다. 하드웨어 및 소프트웨어의 대표적인 조합에는 컴퓨터 시스템에서 로딩되어 실행되었을 때, 여기에서 기술된 방법들을 실행하도록 컴퓨터 시스템을 제어하기 위한 컴퓨터 프로그램을 가지는 범용 컴퓨터 시스템이 있을 수 있다.
본 발명은 여기에서 기술된 방법들의 실행을 가능하게 하는 모든 특징들을 포함하고, 컴퓨터 시스템에 로딩되었을 때 이 방법들을 실행할 수 있는 컴퓨터 프로그램 제품에 임베디드(embedded)될 수 있다. 여기에서, 컴퓨터 프로그램은 임의의 언어, 또는 코드(code), 또는 기호(notation)에서 명령들 집합을 표현하는 어떤 것이라도 의미한다. 이 명령들 집합의 표현들은 직접적으로, 또는 a) 다른 언어, 코드, 또는 기호로의 변환(conversion) b) 다른 매체 형태로의 재생(reproduction)중에서 어느 하나 또는 둘 모두를 수행한 후에 시스템이 특정한 기능을 수행하기 위한 정보 처리 능력을 가지도록 의도된 것이다. 그러나, 당해 기술 분야에서 숙련된 자들의 이해 범위내에 있는 컴퓨터 프로그램의 다른 의미들도 본 발명에 의해 또한 예상될 수 있을 것이다.
본 발명은 몇몇 실시예들을 참조하여 설명되었지만, 본 발명의 범주로부터 벗어나지 않고 다양한 변형이 이루어질 수 있으며, 균등물들이 대신될 수 있음은 당해 기술 분야에 숙련된 자들에게 이해될 것이다. 또한, 본 발명의 범주를 벗어나지 않고 특정한 상황 또는 매체를 본 발명의 기술들에 채택하기 위하여 많은 변형들이 있을 수 있다. 따라서, 본 발명은 개시된 특정 실시예들에 한정되지 않아야 하며, 첨부되는 청구항들의 범위내에 있는 모든 실시예들을 포함할 것이다.
도 1a는 본 발명의 일 실시예와 관련하여 이용될 수 있는 대표적인 HSDPA 채널 구조(channel structure)를 예시하는 도면이다.
도 1b는 본 발명의 일 실시예에 따라 사용될 수 있는 대표적인 HS-PDSCH 서브프레임 구조를 예시하는 도면이다.
도 1c는 본 발명의 일 실시예에 따라 사용될 수 있는, HS-PDSCH 서브 프레임 파라메터들에 따라 정렬된 CQI 값들의 대표적인 테이블을 예시하는 도면이다.
도 2a는 본 발명의 일 실시예에 따른 CQI 값 계산을 위한 대표적인 단계들을 예시하는 흐름도이다.
도 2b는 본 발명의 일 실시예에 따라 사용될 수 있는 CQI 값들을 결정하기 위한 대표적인 룩업 테이블을 구현하기 위해 이용될 수 있는 그래프이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 잡음 전력 평가 및 신호 전력 평가를 발생시키기 위한 대표적인 시스템의 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 적응성 길이 필터를 사용하여 잡음 전력 평가 및 신호 증폭 평가를 평균하기 위한 대표적인 시스템의 블록도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 CQI 값을 계산하기 위한 대표적인 시스템의 블록도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 신호들을 처리하기 위한 대표적인 단계들을 예시하는 흐름도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 기지국들과 통신하는 무선 핸드셋 을 예시하는 대표적인 블록도이다.

Claims (10)

  1. 무선 통신 시스템에서 신호들을 처리하기 위한 방법으로,
    수신기에서, 통신 채널이 변경되는 레이트를 평가하는 단계;
    적어도 하나의 I 성분 및 적어도 하나의 Q 성분에 근거하여 평가된 잡음 전력 평가치 및 신호 진폭 평가치를 발생시키는 단계;
    상기 잡음 전력 평가치 및 상기 신호 진폭 평가치를 스케일링하여 스케일링된 잡음 전력 평가치 및 스케일링된 신호 진폭 평가치를 발생시키는 단계;
    필터를 이용하여 상기 스케일링된 잡음 전력 평가치 및 상기 스케일링된 신호 진폭 평가치를 평균화하고, 제곱하여 평균 잡음 전력 평가치 및 평균 신호 전력 평가치를 발생시키는 단계를 포함하되,
    상기 통신 채널이 변경되는 상기 레이트의 상기 평가에 근거하여 상기 잡음 전력 평가치를 평균화하거나 상기 신호 증폭 평가치를 평균화하는데 사용되는 상기 필터의 길이를 적응성 있게 변경하는 단계를 더 포함하며,
    상기 필터의 길이를 적응성 있게 변경하는 것은 상기 평균화를 수행하는 시간 주기를 상기 레이트의 상기 평가에 근거하여 적응성 있게 변경하는 것을 특징으로 하는 신호 처리방법.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 통신 채널은 공통 파일롯 채널(CPICH)을 포함하는 신호 처리방법.
  3. 청구항 1에 있어서,
    복수의 디스크램블링된 비트들을 생성하기 위해 상기 통신 채널을 통해 수신된 무선 신호의 적어도 일부를 상기 수신기에서 디스크램블링하는 단계를 포함하는 신호 처리방법.
  4. 청구항 3에 있어서,
    적어도 하나의 동위상(I) 성분과 적어도 하나의 직교(Q) 성분을 생성하기 위해 상기 복수의 디스크램블링된 비트들중 적어도 일부를 누적하는 단계를 포함하는 신호 처리방법.
  5. 삭제
  6. 무선 통신 시스템에서 신호들을 처리하기 위한 시스템으로,
    수신기내에 통합되며, 상기 수신기에서 통신 채널이 변경되는 레이트의 평가를 가능하게 하는 적어도 하나의 프로세서를 포함하며;
    상기 적어도 하나의 프로세서는
    적어도 하나의 I 성분 및 적어도 하나의 Q 성분에 근거하여 평가된 잡음 전력 평가치 및 신호 진폭 평가치를 발생시키고;
    상기 잡음 전력 평가치 및 상기 신호 진폭 평가치를 스케일링하여 스케일링된 잡음 전력 평가치 및 스케일링된 신호 진폭 평가치를 발생시키고;
    필터를 이용하여 상기 스케일링된 잡음 전력 평가치 및 상기 스케일링된 신호 진폭 평가치를 평균화하고, 제곱하여 평균 잡음 전력 평가치 및 평균 신호 전력 평가치를 발생시키는 것을 포함하여 수행하되,
    상기 적어도 하나의 프로세서는
    상기 통신 채널이 변경되는 상기 레이트의 상기 평가에 근거하여 상기 잡음 전력 평가치를 평균화하거나 상기 신호 증폭 평가치를 평균화하는데 사용되는 상기 필터의 길이를 적응성 있게 변경하는 것을 더 수행하며,
    상기 필터의 길이를 적응성 있게 변경하는 것은 상기 평균화를 수행하는 시간 주기를 상기 레이트의 상기 평가에 근거하여 적응성 있게 변경하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 시스템.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 통신 채널은 공통 파일롯 채널(CPICH)을 포함하는 신호 처리 시스템.
  8. 청구항 6에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 복수의 디스크램블링된 비트들을 생성하기 위해 상기 통신 채널을 통해 수신된 무선 신호의 적어도 일부에 대한 디스크램블링을 가능하게 하는 신호 처리 시스템.
  9. 청구항 8에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 적어도 하나의 동위상(I) 성분과 적어도 하나의 직교(Q) 성분을 생성하기 위해 상기 복수의 디스크램블링된 비트들중 적어도 일부의 누적을 가능하게 하는 신호 처리 시스템.
  10. 삭제
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