KR20050027679A

KR20050027679A - 이동통신시스템에서 고속 패킷 데이터 송/수신장치 및 방법

Info

Publication number: KR20050027679A
Application number: KR1020030064038A
Authority: KR
Inventors: 김노선; 김헌기; 정혜경; 최진규
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2003-09-16
Filing date: 2003-09-16
Publication date: 2005-03-21
Also published as: EP1517499A2; CN100382480C; CN1627677A; JP2005102210A; JP4072529B2; EP1517499A3; US20050094615A1

Abstract

본 발명은 고속 패킷 데이터를 사용자 식별을 위한 특정 스크램블링 코드를 이용하여 스크램블링하여 송신하며, 수신측에서는 상기 특정 스크램블링 코드를 이용하여 수신한 고속 패킷 데이터를 디스크램블링하는 송/수신장치 및 방법을 제안한다. 이는 파일럿 전력과 트래픽 전력의 비를 추정함에 있어, 제시되는 불균형 평균 전력비의 문제점을 해결할 수 있다. 뿐만 아니라 고속 하향링크 패킷 전송에서 발생할 수 있는 사용자의 제어채널 검출 에러로 인해 사용자 데이터가 아님에도 불구하고 수신하여 상위 계층으로 전송하는 문제를 해결할 수 있다.

Description

이동통신시스템에서 고속 패킷 데이터 송/수신장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSCEIVING HIGH SPEED PACKET DATA IN A MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 이동통신시스템에서 고속 패킷 데이터 송/수신장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 고속 패킷 데이터를 특정 스크램블링 코드에 의해 스크램블링하여 전송하는 송/수신장치 및 방법에 관한 것이다.

오늘날 이동통신시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 제공하는데서 벗어나 데이터 서비스 및 멀티미디어 서비스 제공을 위한 고속, 고품질의 무선 데이터 패킷 통신시스템으로 발전하고 있다. 또한, 현재 비동기방식(3GPP)과 동기방식(3GPP2)으로 양분되는 제3세대 이동통신시스템은 고속, 고품질의 무선 데이터 패킷 서비스를 위한 표준화 작업이 이루어지고 있다. 그 예로서 상기 3GPP에서는 고속 순방향 패킷 접속(High Speed Downlink Packet Access, 이하 "HSDPA"라 칭함) 방식에 대한 표준화 작업이 진행되고 있으며, 상기 3GPP2에서는 1xEV-DV에 대한 표준화 작업이 진행되고 있다. 이러한 표준화 작업은 제3세대 이동통신시스템에서 2Mbps 이상의 고속, 고품질의 무선 데이터 패킷 전송 서비스에 대한 해법을 찾기 위한 노력의 대표적인 반증이라 볼 수 있다. 한편, 상기 제3세대 이동통신시스템에 후속 하는 제4세대 이동통신시스템은 그 이상의 고속, 고품질의 멀티미디어 서비스 제공을 근간으로 하고 있다.

무선 통신에서 고속, 고품질의 데이터 서비스를 저해하는 대부분의 요인으로는 무선채널 환경에 기인한다. 상기 무선채널 환경은 백색잡음 외에도 페이딩에 의한 신호전력의 변화, 셰도윙(Shadowing), 단말기의 이동 및 빈번한 속도 변화에 따른 도플러효과, 타 사용자 및 다중경로 신호에 의한 간섭 등으로 인해 자주 변하게 된다. 따라서, 상기의 고속 무선 데이터 패킷 서비스를 제공하기 위해서는 기존 제2세대 혹은 제3세대 이동통신시스템에서 제공되던 일반적인 기술 외에 상기 채널 환경의 변화에 대한 적응능력을 높일 수 있는 다른 진보된 기술이 필요하다. 기존 시스템에서 채택하고 있는 고속 전력제어 방식도 상기 무선 채널 환경의 변화에 대한 적응력을 높여준다. 하지만, 고속 데이터 패킷 전송시스템 표준을 진행하고 있는 3GPP, 3GPP2에서는 적응변조/코드방식(AMCS) 및 복합재전송방식(HARQ : Hybrid Automatic Repeat Request) 등이 공통적으로 언급되고 있다.

상기 적응변조/코드방식은 하향링크의 채널 환경의 변화에 따라 변조방식과 채널 부호기의 부호율을 변화 시켜주는 방법이다. 통상적으로 상기 하향링크의 채널 환경은 대개 단말에서 신호 대 잡음 비를 측정하여 이에 대한 정보를 상향링크를 통해 기지국으로 전송함으로써 알려지게 된다. 한편, 기지국은 이 정보를 바탕으로 하여 상기 하향링크의 채널 환경을 예측하고, 그 예측된 값을 바탕으로 적절한 변조방식과 부호율을 지정하게 되는 것이다. 현재 고속 패킷 데이터 전송 시스템에서 사용되는 변조방식으로는 QPSK, 8PSK, 16QAM 및 64QAM 등이 고려되고 있으며, 상기 부호율로는 1/2 및 3/4이 고려되고 있다. 상기 적응변조/코드방식을 사용하고 있는 시스템에서는 기지국 근처에 있는 단말처럼 좋은 채널 환경을 가지고 있는 단말에 대해서는 고차 변조방식(16QAM, 64QAM)과 높은 부호율(3/4)을 적용한다. 하지만, 셀의 경계지점에 있는 단말 등의 경우에는 저차 변조방식(QPSK, 8PSK)과 낮은 부호율(1/2)을 적용한다. 이러한, 상기 적응변조/코드방식은 고속전력제어에 의존하던 기존방식에 비해 간섭신호를 줄여줌으로써 평균적으로 시스템의 성능을 향상시켜주게 된다.

상기 복합재전송방식은 초기에 전송된 데이터 패킷에 오류가 발생했을 경우, 상기 오류가 발생한 데이터 패킷의 재전송을 요구하기 위한 소정의 링크제어 기법을 의미한다. 통상적으로 상기 복합재전송방식은 체이스 컴바이닝 방식(Chase Combining, 이하 "CC"로 칭함), 전체 리던던시 증가 방식(Full Incremental Redundancy, 이하 "FIR"이라 칭함) 및 부분적 리던던시 증가 방식(Partial Incremental Redundancy, 이하 "PIR"이라 칭함)으로 구분할 수 있다.

상기 CC는 재전송 시 초기 전송과 동일한 패킷을 전송하는 방식이다. 상기 전송방식에 의해 수신 단에서는 재전송된 패킷과 수신 버퍼에 저장되어 있던 초기전송 패킷을 컴바이닝한다. 이는 복호기로 입력되는 부호화 비트에 대한 신뢰도를 향상시켜 전체적인 시스템 성능이득을 얻을 수 있다. 이 때, 동일한 두 개의 패킷들을 컴바이닝하는 것은 반복 부호화와 유사한 효과가 발생하므로 평균적으로 약 3dB 정도의 성능이득 효과를 얻을 수 있다.

상기 FIR은 동일한 패킷 대신에 채널 부호기에서 발생하는 잉여비트들 중 새로운 잉여비트들로만 이루어진 패킷을 전송시켜 줌으로써 수신 단에 있는 복호기의 성능을 개선시켜 주는 방법이다. 즉, 복호 시 초기 전송에서 수신된 정보뿐만 아니라 새로운 잉여비트를 이용함으로써 결과적으로 부호화 율을 감소시키게 되어 복호기의 성능을 증대 시켜주게 된다. 일반적으로 낮은 부호율에 의한 성능 이득이 반복 부호화에 의한 성능 이득보다 더 크다는 것은 부호이론에서 이미 잘 알려진 사실이다. 따라서 성능 이득만을 고려할 경우, 상기 FIR은 상기 CC에 비해 통상 더 좋은 성능을 나타낸다.

상기 FIR과는 달리 상기 PIR은 재전송 시 정보비트와 새로운 잉여비트들의 조합으로 된 데이터 패킷을 전송하는 방법으로서, 복호 시 상기 재전송된 정보비트에 대해서는 초기 전송된 정보비트와 컴바이닝 함으로써 상기 CC와 유사한 효과를 얻게 된다. 또한 잉여비트를 사용하여 복호화 함으로써 상기 IR과도 유사한 효과를 얻게 된다. 이 때, 상기 PIR은 상기 FIR보다는 부호화 율이 다소 높게 되어 일반적으로 상기 FIR과 상기 CC의 중간 정도의 성능을 보여주게 된다. 하지만, 상기 복합재전송 기법은 성능 이외에도 수신기의 버퍼 크기 및 시그널링 등과 같이 시스템의 복잡도 측면에서 고려되어야 할 사항이 많으므로 어느 한 가지를 결정하는 것은 용이한 일이 아니다.

상기 적응변조/코드 방식과 상기 복합재전송 방식은 링크의 채널 변화에 대한 적응능력을 높여주기 위한 독립적인 기술이다. 상기 두 방식들을 결합해서 사용하면 시스템의 성능을 크게 개선시켜 줄 수 있다. 상기 적응변조/코드 방식에 의해 하향링크의 채널 환경에 적합한 변조방식 및 부호율이 결정되면 이에 대응하는 데이터 패킷을 전송한다. 수신 단에서는 상기 전송된 데이터 패킷에 대한 복호화에 실패할 경우 재전송 요구를 하게 된다. 이에 대응하여 기지국은 상기 수신 단의 재전송 요구를 받아들여 미리 정해진 복합재전송 방식에 의거 소정의 데이터 패킷을 재 전송하게 된다.

도 1은 종래 비동기 방식의 이동통신시스템에서 고속 패킷 전송을 위해 채택한 채널들을 보이고 있는 도면으로써, HSDPA 서비스를 위해 하향링크에서 채택한 두 개의 채널들인 고속 공통제어채널(High Speed-Shared Control CHannel, 이하 "HS-SCCH"라 칭함)과 고속 물리 순방향 공통 채널(High Speed-Physical Downlink Shared CHannel, 이하 "HS-PDSCH"라 칭함)의 타이밍 관계를 보이고 있다.

상기 도 1을 참조하면, HS-SCCH는 7680 칩(3 ×T_slot)을 TTI로 하며, HSDPA 서비스에 따른 고속 패킷이 전송되는 HS-PDSCH를 수신하기 위해 필요한 제어정보가 전송된다. 상기 HS-PDSCH는 상기 HS-SCCH와 5120 칩(2 ×T_slot)의 오프 셋(τ_HS-PDSCH)을 가지며, 상기 HSDPA 서비스에 따른 고속 패킷이 전송된다. 상기 HS-PDSCH는 상기 HS-SCCH와 동일한 길이의 TTI를 가진다.

상기 HS-SCCH는 2개의 파트들로 나누어져 있는데, 상기 2개의 파트들은 하기 <표 1>에서 보이고 있는 정보를 포함한다. 하기 <표 1>에서 ()는 정보비트의 수를 의미한다.

1st part	2nd part
Channelization code set (7)	Transport block size (6)
Modulation scheme (1)	Hybrid ARQ process (3)
	Redundancy and constellation version (3)
	New data indicator (1)
	UE identity (16)

이동 단말(User Equipment, 이하 "UE"라 칭함)은 상기 도 1에서의 HS-SCCH를 복조한 후, HS-PDSCH를 복조하는데 필요한 제어정보를 획득하게 된다. 현재 비동기 방식의 이동통신시스템에서는 UE가 최대 4개의 HS-SCCH들을 모니터링 하도록 하고 있다. 따라서 UE는 최대 4개의 HS-SCCH들을 모두 복조한 후에야 자신이 수신해야 할 HS-DPSCH에 대한 제어정보가 존재하는 지를 확인하게 된다. 자신이 수신해야할 HS-PDSCH에 대한 제어정보가 존재하면, 상기 UE는 상기 제어정보에 의해 HS-PDSCH를 복조한다. 하지만 자신이 수신해야할 HS-PDSCH에 대한 제어정보가 존재하지 않으면, 다음 HS-SCCH를 수신한다.

도 2는 종래 비동기 방식의 이동통신시스템에서 HS-PDSCH를 송신하기 위한 송신기의 구조를 보이고 있다.

상기 도 2를 참조하면, 전송 블록(Transport Blocks)(200)은 CRC 삽입부(202)에 의해 CRC가 첨가되어 비트 스크램블러(204)로 입력된다. 상기 비트 스크램블러(204)는 고차 변조방식에서 발생하는 송신 심벌 평균 파워의 불균일함을 해결하기 위해 상기 CRC가 첨가된 전송 블록에 대해 스크램블링을 수행한다. 상기 비트 스크램블러(204)에 대해 보다 구체적으로 살펴보면, CRC를 추가한 후의 출력 비트들은 상기 비트 스크램블러(204)에 의해 스크램블링된다. 상기 비트 스크램블러(204)의 입력을 b_im,1, b_im,2, b_im,3, ..., b_im,B라 표현하고, 상기 비트 스크램블링(204)의 출력을 d_im,1, d_im,2, d_im,3, ..., d_im,B라 표현한다. 여기서 B는 상기 비트 스크램블러(204)의 입력 비트 수이다. 상기 비트 스크램블러(204)에 의한 비트 스크램블링은 하기 <수학식 1>로 정의된다.

상기 <수학식 1>에서 y_k는 하기 <수학식 2>를 수행한 결과 값이다.

여기서, g = {g₁, g₂, ..., g₁₆} = {0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,1,0,1,1,0,1}이며, y_k= (k=1,2,...,B)이다.

상기 비트 스크램블러(204)를 통과한 비트들은 코드 블록 분할부(206)를 통해 코드 블록 단위로 출력된다. 즉, 상기 코드블록 분할부(206)는 상기 CRC가 첨가된 전송 블록의 크기가 채널 부호화를 위한 최대 입력 비트 수보다 클 경우, 상기 채널 부호화가 이루어질 수 있는 비트 수 만큼씩 나누어서 출력한다. 예를 들어 컨벌루션 코드의 경우 상기 비트 수는 504이며, 터보 코드의 경우 상기 비트 수는 5114이다.

상기 코드블록 분할부(206)로부터의 전송블록들 각각은 채널 부호화부(208)에 의해 부호화 비트들로 출력된다. 상기 채널 부호화부(208)는 상기 전송블록들 각각을 부호화하기 위해 적어도 하나의 부호화 율을 가진다. 상기 부호화 율은 1/2, 3/4 등이 될 수 있다.

상기 부호화 비트들은 HARQ 처리부(210)로 입력된다. 상기 HARQ 처리부(210)는 레이트 매칭부(Rate Matching)로써, 상기 부호화 비트들을 레이트 매칭하여 출력한다. 상기 레이트 매칭은 통상적으로 전송채널에 대한 다중화가 이루어지거나 상기 부호화비트들이 무선 상으로 전송되는 비트의 수와 일치하지 않는 경우를 대비한 것이다. 즉, 상기 부호화 비트들에 대해 반복(Repetition) 또는 천공(Puncturing) 등의 동작을 통해 출력 비트 수가 무선 상으로 전송 가능한 비트 수와 일치하도록 한다. 상기 레이트 매칭이 이루어진 부호화 비트들은 인터리버(212)로 입력된다. 상기 레이트 매칭된 부호화 비트들은 상기 인터리버(212)에 의해 인터리빙이 이루어진다. 상기 인터리빙은 전송하고자 하는 부호화 비트들을 인터리빙 시켜 전송함으로써, 부호화 비트들의 손상되는 부분이 한곳에 집중되지 않고 여러 곳으로 분산되도록 하는 기술이다. 따라서, 상기 인터리빙 기술은 인접한 비트들이 랜덤 하게 페이딩 영향을 받도록 함으로써, 군집에러(burst error)가 발생하지 않도록 하여 채널 부호화의 효과를 높여준다.

상기 인터리빙된 부호화 비트들은 재배열부(214)에 의해 비트 재배열이 이루어지며, 상기 재배열된 부호화 비트들은 변조부(216)를 통해 소정 변조방식에 의해 변조 심볼들로 출력된다. 상기 변조 방식으로는 M진 PSK, M진 QAM 등이 존재한다. 제어부(218)는 현재 무선 채널의 상태에 의해 상기 HARQ 처리부(210)에서의 레이트 매칭과 상기 변조부(216)에서의 변조 방식 등을 제어한다. 즉, 상기 제어부(218)는 상기 HSDPA 서비스를 제공하는 이동통신시스템의 경우 무선 환경에 따라 레이트 매칭의 수행에 의한 유효부호화율과 변조방식으로 QPSK, 16QAM을 선택적으로 사용하기 위한 AMCS(Adaptive Modulation and Coding Scheme)를 제공한다.

상기 전술한 송신기의 구조에 있어서 시스티메틱(systematic) 비트들과 패러티(parity) 비트들을 구분하지 않고 부호화 심볼들로 통합하여 표현하고 있다. 하지만, 상기 송신기를 구성하는 터보 부호기로부터 출력된 부호화 심볼들은 시스티메틱(systematic) 비트들과 패러티(parity) 비트들로 구분되며, 상기 시스티메틱(systematic) 비트들과 패러티(parity) 비트들의 중요도(priority)는 당연히 다르다. 다시 말하면, 전송하는 데이터가 소정 비율로 에러가 발생할 경우 시스티메틱(systematic) 비트에 에러가 발생하는 것보다는 패러티(parity) 비트에 에러가 발생되는 것이 상대적으로 수신기에서는 더 정확하게 복호(decoding)될 수 있다는 것이다. 그 이유는 앞에서도 밝히고 있는 바와 같이 실질적인 데이터 비트는 시스티메틱(systematic) 비트들이며, 패러티(parity) 비트들은 전송 중 발생한 에러를 복호 시에 보정하기 위해 추가되는 데이터 비트들이기 때문이다. 상기 전술된 이유로 하여 상기 시스티메틱 비트는 신뢰도가 높은 비트로 전송하고, 상기 패러티 비트들은 신뢰도가 낮은 비트로 전송하여 패리티 비트보다 상대적으로 중요한 시스티메틱 비트들이 에러가 발생할 수 있는 확률을 줄여 줌으로서 시스템 성능을 높일 수 있는 기술이 표준에서 사용되고 있다.

또한 상기 비트의 신뢰도에 따라 시스티메틱비트와 패러티비트를 전송하는 기법과 더불어 신호의 재 전송 시에 부호화 비트들을 시스티메틱 비트와 패러티 비트를 교환하거나, 패러티 비트를 반전시킴으로써 부호화된 비트들이 초기 전송과는 다른 영역의 변조 심볼에 맵핑되도록 하는 기법과 신호의 재 전송 시 패킷 내 부호화 비트들을 재배열하여 전송하는 방법 등이 새로이 제시되었다. 이러한 기능을 수행하는 곳이 상기 재배열부(214)이다.

상기 재배열부(214)에 대한 설명은 다음과 같다. 16QAM의 경우, 4개의 부호화 비트가 한 심볼을 이루어 상기 도 3의 1부터 16까지 16개의 가능한 신호점 중에서 한곳으로 전송된다. 상기 도 3을 참고하면 16개의 신호점은 3개의 영역으로 분리할 수 있음을 알 수 있다. 즉 에러확률이 가장 높은 영역 1과 가장 낮은 영역 3, 그리고 중간인 영역 2로 분리 할 수 있다. 이 때 기존 재 전송 시를 고려해 보면, 재 전송되는 심볼이 맵핑되는 신호점이 일정하므로 영역 1인 신호점 6, 7, 10, 11을 통해 전송된 심볼들은 도 2에서 알 수 있듯이 다른 영역으로 전송되는 심볼들에 비해 상대적으로 에러확률이 높음을 알 수 있다. 특정 심볼이 지속적으로 나쁜 환경으로 전송되는 것은 시스템의 성능을 저하시킬 수 있는 요인이 되기 때문에 이미 전송된 패킷에 대하여 재 전송 시 비트를 반전하여 초기 전송된 심볼 영역과는 다른 영역으로 전송함으로써 시스템의 성능을 높일 수 있다.

또한 상기 전술된 바와 같이 M_ary 변조가 이루어진 심볼은 log2M개의 비트들로 이루어져 있으며 심볼을 구성하는 각 비트들은 서로 다른 신뢰도를 갖는다. 예를 들어 16QAM의 경우, 4개의 부호화 비트가 한 심볼을 이루어 전송이 되게 되는데 앞의 두 비트는 높은 신뢰도의 비트로 맵핑이 되고, 뒤의 두 비트는 낮은 신뢰도의 비트로 맵핑이 되어 전송이 된다. 이 때 재 전송 시를 고려해 보면, 재 전송되는 비트들 또한 매 전송 시 같은 신뢰도로 전송되게 되어 높은 신뢰도로 전송된 비트들은 계속 높은 신뢰도의 비트를 통하여 전송이 되고, 낮은 신뢰도의 비트로 전송이 되는 비트들은 계속 낮은 신뢰도의 비트로 전송이 되게 되어 특정 비트들에서 에러가 날 수 있는 확률이 높아지게 된다. 따라서 재 전송 시 패킷을 일정비트씩 이동하면 낮은 신뢰도로 전송된 비트가 재 전송 시에 높은 신뢰도의 비트로 전송되어 결과적으로 터보 복호기의 특성상 입력 비트의 LLR(Log likelihood ratio) 값이 균일(homogeneous)하게 되어 복호의 성능이 향상시킬 수 있다. 이러한 일련의 프로세스를 거친 부호화 심볼은 안테나를 통해 채널로 전송이 이루어지게 된다.

도 4는 종래 비동기 방식의 이동통신시스템에서 HS-PDSCH를 수신하기 위한 수신기의 구조를 보이고 있다.

상기 도 4를 참조하면, 안테나(400)를 통해 수신된 신호에 의한 파일럿 전력 대 트래픽 전력의 비는 브라인드 전력 검출부(Blind Power ratio Detection, 이하 "BPD"라 칭함)(402)에 의해 추정된다. 현재 3세대 혹은 3.5세대의 이동통신시스템에서는 기지국이 모든 UE들이 수신할 수 있는 공통파일럿채널(PICH 혹은 CPICH)을 통하여 이미 약속된 파일럿(pilot) 신호를 전송하며, UE들은 이를 이용하여 무선 채널의 상태, 특히 페이딩 현상을 예측하는 채널 예측 방식을 사용한다. 상기 예측을 통해 채널 페이딩 현상에 의해 왜곡된 신호를 정상 신호로 복원한다. 또한 상기 예측을 통해 파일럿 전력 대 트래픽 전력의 비를 추정할 수도 있다. 상기 파일럿 채널과 트래픽 채널간의 전력 비에 대한 예측은 16QAM, 64QAM 등 고차 변조 방식으로 변조된 신호를 복조하기 위해 필수적인 과정이다. 만약 상기 전력 비를 송신기에서 수신기로 알려준다면 예측 과정이 필요하지 않다. 하지만 16QAM 이상의 고차 변조를 사용하는 1X-EvDv 혹은 HSDPA와 같은 일반적인 고속 패킷 전송시스템은 그 시그널링 부담을 덜기 위해 수신기에서 그 전력 비를 예측한다. 이와 같이 시그널링을 통해 파일럿 채널과 트래픽 채널간의 전력 비를 알려주지 않거나, 수신기에서 예측하도록 하는 방법을 "블라인드 전력 비 검출(blind power ratio detection) 기법"이라 한다. 이러한 파일럿 전력과 트래픽 전력을 복조부에 적용할 때, 송신단에서 전송되는 심벌 평균 전력이 불균형할 경우 문제가 발생될 수 있다. 이에 대한 구체적인 설명은 후술될 것이다.

상기 BPD(402)에서 추정된 전력 비를 이용하여 상기 복조부(404)에서는 심볼 열로부터 비트열을 추출하고, 이를 재배열부(Constellation rearrangement)(406)로 입력한다. 상기 재배열부(406)는 상기 비트 열을 구성하는 비트들을 재구성한다. 상기 재배열부(406)를 통과한 부호화 비트는 송신부의 인터리버에 상응하는 디인터리버(408)를 통해 디-인터리빙이 이루어진다. 상기 디-인터리빙이 이루어진 부호화 비트들의 열은 비트 디컬렉션 버퍼(410)로 제공된다. 상기 비트 디컬렉션 버퍼(410)에 의해 디컬렉션이 이루어진 부호화 비트들의 열은 레이트 디-매쳐부(412)로 제공되어 레이트 디-매칭이 이루어진다. 상기 레이트 디-매쳐부(412)를 거친 신호는 코드 블록 분할 버퍼(414)에 의해 코드 블록 단위로 분할된 후 채널 복호화부(416)로 제공된다. 상기 코드 블록 단위로 입력되는 부호화 비트들의 열은 상기 채널 복호화부(416)에 의해 채널 복호화가 이루어지며, 상기 채널 복호화에 의해 정보비트들이 추출된다. 상기 추출된 정보비트는 비트 디-스크램블러(418)로부터 비트 디 스크램블링된 후, CRC 검사부(420)로 입력되어 CRC 오류의 발생 여부를 검사한다. 상기 CRC 오류가 발생하지 않으면 수신한 데이터를 상위 계층으로 전달한 후 송신측으로 ACK를 전송한다. 하지만, 상기 CRC 오류가 발생하면 수신한 데이터를 재 전송될 데이터와의 컴바이닝을 위해 데이터 버퍼(422)에 저장한 후 송신측으로 NACK을 전송한다.

도 3은 종래 이동통신시스템에서 16QAM을 변조방식으로 사용할 시의 신호 성상도를 보이고 있는 도면이다.

상기 도 3을 참조하여 송신기 자체에서 발생되는 불균형 평균 전력에 대하여 자세히 설명하면, 고차 변조방식을 사용하는 경우 각 변조 심벌들은 서로 다른 전력 레벨을 갖는다. 좌표 (0,0)에 가까운 내부(Region Ⅰ)에 매핑되는 4개 변조 심벌들(이하 "내 심벌(inner symbol)"이라 칭함)의 전력은 "P_in= 2A²"로 표현된다. 중간(Region Ⅱ)에 매핑되는 8개 변조 심벌들(이하 "중심벌(middle symbol)"이라 칭함)의 전력은 "P_middle= 10A²"로 표현되며, 가장 외곽(Region Ⅲ)에 매핑되는 4개 변조 심벌들(이하 "외심벌(outer symbol)"이라 칭함)의 전력은 "P_outer= 18A²"로 표현된다. 따라서 상기 세 종류의 전체 평균 전력은 "P_total= (2A²+10A²+18A ²)/3=10A²"이고, 상기 A가 "0.3162"인 경우 상기 P_total은 "1"이 된다.

후술될 설명에서는 A를 "0.3162"로 가정하고, 변조 심벌은 S_i로 표현하며, 그 변조 심벌의 전력은 <S_i>로 나타낸다. 상기 i는 데이터 심벌의 전력과 파일럿 심벌의 전력을 구분하기 위해 d 또는 p로 대체될 수 있다.

상기 데이터 심벌들은 트래픽 채널을 통해 전송되며, 이때 파일럿 채널도 같이 전송된다. 따라서 송신기로부터 전송되는 신호는 하기 <수학식 3>로써 표현될 수 있다.

여기서 W_i는 데이터 채널과 파일럿 채널을 구별하는 월시 확산코드(Walsh spreading code)이고, A_i는 데이터 채널과 파일럿 채널의 채널이득(channel gain)이며, S_i는 한 패킷을 구성하는 데이터 심벌들과 파일럿 심벌들을 나타낸다. 단, 파일럿 심벌인 S_p는 송/수신기가 미리 약속한 패턴을 사용한다.

고속 패킷 전송 시스템은 상기 T_x를 패킷 단위로 전송하며, 패킷은 여러 슬롯들(slots)로 구성된다. 한 슬롯은 0.667ms로 구성되며, 슬롯 당 심벌 수는 슬롯에 적용되는 확산 계수(Spreading Factor, 이하 "SF"라 칭함)에 따라 다를 수 있다. HSDPA의 경우 한 패킷은 3개의 슬롯들로 구성되고, SF로는 16을 사용함으로써, 패킷 당 480개의 심벌들을 전송할 수 있다. 따라서 16QAM의 경우 한 심벌은 4 비트로 구성되므로 1920비트가 발생되며, QPSK의 경우 한 심벌이 2개의 비트로 구성되므로 960개의 비트가 발생된다. 상기 480개의 심벌들을 전송하는 경우 120개의 내심볼과, 240개의 중심벌 및 120개의 외심벌이 고르게 발생된다면, 패킷 내의 480 심벌들의 평균 전력(P_total)은 1이 될 것이다. 하지만 데이터의 특성상 심벌들의 배열이 항상 고르게 발생될 수 없다. 극단적인 예로 1920비트가 모두 0으로 발생될 경우 모든 심벌들은 "A+jA"의 형태를 가지는 내심벌이 될 것이다. 이 경우 심벌들의 평균 전력(P_total)은 0.2가 될 것이며, 무선 채널 상에서 잡음 또는 왜곡이 발생하지 않았다고 하더라도 수신측에서 평균 전력을 1이 아닌 0.2로 예측할 수밖에 없다. 전술한 예와 반대로, 모든 비트들의 1을 가지는 경우 모든 심벌들은 "3A+j3A"의 형태를 가짐에 따라 평균 전력(P_total)은 1.8.로 예측될 것이다.

상기의 불균형 평균 전력의 특성은 확률 밀도 기능(PDF; Probability Density Function)으로 표현될 수 있다. 전체 전송 전력을 1이라 할 때, 트래픽 채널에 90%()의 전력을 할당한 경우, 전송 패킷의 평균 전력에 대한 PDF 특성을 나타낸다. 즉, 세 종류(내심벌, 중심벌, 외심벌)의 심벌들이 완전히 균등하게 발생될 경우 트래픽 채널의 평균 전력 는 0.9가 되겠지만 실제로는 불가능하며 평균 m=0.9, 표준편차 σ=0.0232를 갖는 분포 특성을 나타낸다.

만약 트래픽 채널의 전력이 전체 전력의 90%()이고 심벌의 평균 전력 <S_d>가 1이 아닌 0.8로 전송되고 전력 0.2를 갖는 AWGN 잡음(<N>=0.2)이 섞여 수신된다면 일반적인 블라인드 전력 비 검출 방식인 트래픽 채널의 누적 평균 방식으로 다음과 같이 전력 비가 검출될 것이다. AWGN 채널을 가정하면 수신신호는 하기 <수학식 4>와 같이 표현된다.

상기 <수학식 4>로써 대표되는 수신신호에 대해 월시 디커버링을 통해 트래픽 채널을 분리하고 난 후의 신호는 하기 <수학식 5>로 표현될 수 있다.

상기 <수학식 5>으로써 표현된 신호에 대한 A_d를 구하기 위해 누적 평균 전력을 구하면 하기 <수학식 6>과 같다.

여기서, "<S_d>=1"이고, "<N>=0"인 이상적인 경우를 가정하면, 상기 <수학식 6>에 의해 ""임을 알 수 있다. 하지만, "<S_d>=0.9"이고, "<N>=0.2"인 경우에는 ""로써, 가 되어 정확한 를 구할 수 없다.

전술한 바와 같이 심볼들이 16QAM 성상도에서 균일하게 전송될 경우는 효과적으로 파일럿 전력 대 트래픽 전력의 비를 추정할 수 있다. 하지만, HS-PDSCH 심벌들이 불 균일하게 전송될 경우에는 추정 오차를 발생하여 성능 저하를 가져오는데, 모두 1 또는 모두 0인 비트들이 발생되어 내심벌 혹은 외심벌만 전송되는 경우 최악의 성능 오차를 가져온다. 비동기 방식의 이동통신시스템에서는 이러한 성능 저하를 1.0 ~ 1.5dB로 예상하고 있다. 따라서 고차 변조방식에서 발생하는 송신 심벌 평균 전력의 불 균일함을 해결하기 위하여, 3GPP 표준에서는 상기 도 2에서 보이고 있듯이 CRC가 부착된 전송 블록에 대한 비트 스크램블러(bit scrambler)가 요구된다.

한편 상기에서 언급했듯이 HS-DSCH를 통해 데이터를 전송 시 두 슬롯 전에 HS-SCCH를 통해 상기 HS-DSCH을 복조 및 복호하기 위해 필요한 제어정보를 제공해 주고 있다. 따라서 단말은 HS-SCCH를 통해 전송된 제어정보에 의존하여 HS-PDSCH를 복조하게 되는데, 현재 사용자 단말은 최대 4개의 HS-SCCH들을 모두 복조 하여야만 사용자에 해당되는 제어정보가 전송되었음을 확인할 수 있다. 상기 제어정보의 확인 여부에 의해 상기 HS-PDSCH를 복조한다. 이때 상기 HS-SCCH를 잘못 해석하게 되면 사용자의 데이터가 아님에도 불구하고 수신단에서 일련의 과정을 거쳐 HS-PDSCH를 복조하는 상황이 발생하게 된다. 이러한 오류는 빈번히 발생하지는 않으나, 발생할 경우 시스템의 성능에 악영향을 줄 수 있는 요인으로 작용하게 된다.

따라서, 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 무선 통신시스템에서 제어 정보 검출오류에 의해 발생되는 문제를 방지할 수 있는 데이터 송신/수신장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 정보비트들을 사용자 식별자를 이용하여 비트 스크램블링한 후 채널 부호화를 수행하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 채널 복호화가 이루어진 정보비트들에 대해 사용자 식별자를 이용하여 비트 디스크램블링을 수행하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 제1견지에 있어, 본 발명은 고속 패킷 데이터 서비스를 지원하는 이동통신시스템에서 송신장치가 정보비트를 전송하는 방법에 있어서, 상위계층으로부터 전송된 전송블록에 CRC 비트를 삽입하는 과정과, 미리 결정된 스크램블링 코드를 이용하여 상기 CRC 비트가 삽입된 전송블록의 비트들을 스크램블링 하는 과정과, 상기 비트 스크램블링된 비트들을 채널 코딩하는 과정과, 상기 채널 코딩된 비트들을 변조하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 제2견지에 있어, 본 발명은 고속 패킷 데이터 서비스를 지원하는 이동통신시스템에서 정보비트를 전송하는 장치에 있어서, 상위계층으로부터 전송된 전송블럭에 CRC 비트를 삽입하는 CRC 삽입부와, 미리 결정된 스크램블링 코드를 이용하여 상기 CRC 비트가 삽입된 전송블럭의 비트들을 스크램블링 하는 UE-SPECIFIC 비트 스크램블러와, 상기 비트스크램블링된 비트들을 채널부호화하는 채널부호화부와, 상기 채널코딩된 비트들을 변조하는 출력하는 변조부를 포함함을 특징으로 한다.

상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 제3견지에 있어, 본 발명은 고속 패킷 데이터 서비스를 지원하는 이동통신시스템에서 수신장치가 정보비트를 수신하는 방법에 있어서, 파일럿 채널의 전력과 트래픽 채널의 전력에 의한 전력 비를 추정하는 과정과, 상기 추정한 전력 비를 이용하여 수신한 정보심벌들로부터 부호화 비트들을 복조하는 과정과, 상기 복조된 부호화 비트들을 채널 디코딩하는 과정과, 미리 결정된 스크램블링 코드를 이용하여 상기 채널 디코딩된 비트들을 디스크램블링 하는 과정과, 상기 비트 디스크램블링된 비트들에 삽입된 CRC 비트에 의해 에러 정정을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 제4견지에 있어, 본 발명은 고속 패킷 데이터 서비스를 지원하는 이동통신시스템에서 수신장치가 정보비트를 수신하는 장치에 있어서, 파일럿 채널의 전력과 트래픽 채널의 전력에 의한 전력 비를 추정하는 블라인드 전력 검출부와, 상기 추정한 전력 비를 이용하여 수신한 정보심벌들로부터 부호화 비트들을 복조하는 복조부와, 상기 복조된 부호화 비트들을 채널 디코딩하는 채널 디코더와, 미리 결정된 스크램블링 코드를 이용하여 상기 채널 디코딩된 비트들을 디스크램블링 하는 UE-SPECIFIC 비트 스크램블러와, 상기 비트 디스크램블링된 비트들에 삽입된 CRC 비트에 의해 에러 정정을 수행하는 CRC 검사부를 포함함을 특징으로 한다.

이하 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 설명하면 다음과 같다.

후술될 상세한 설명에서는 상술한 기술적 과제를 이루기 위해 본 발명에 있어 한 개의 대표적인 실시 예를 제시할 것이다. 그리고 본 발명으로 제시될 수 있는 다른 실시 예들은 본 발명의 구성에서 설명으로 대체한다.

후술될 본 발명의 실시 예에서는 송신측에서 채널 부호화에 앞서 UE 식별자를 이용하여 정보비트들에 대한 스크램블링을 수행하며, 수신측에서는 채널 복호화가 이루어진 정보비트들에 대해 UE 식별자를 이용한 디스크램블링을 수행하도록 하는 것을 제안하고자 한다. 이로 인해 고차 변조방식을 사용할 시 발생할 수 있는 송신 전력의 불 균일함과 HS-SCCH 복조 오류로 인한 HS-PDSCH의 불필요한 복조에 의한 상위 계층으로의 데이터 전송을 방지할 수 있게 된다.

이하 본 발명의 실시 예에 따라 첨부된 도면을 참조하여 설명하면 다음과 같다.

도 5는 본 발명의 실시 예에 따라 HS-DSCH를 송신하기 위한 송신기의 구조를 보이고 있는 도면이다.

상기 도 5를 참조하면, 전송 블록(Transport Blocks)(500)은 CRC 삽입부(502)에 의해 CRC가 첨가되어 UE 식별 비트 스크램블러(504)로 입력된다. 상기 CRC가 추가된 출력 비트들은 상기 UE 식별 비트 스크램블러(504)에 의해 스크램블링된다. 이때, 상기 UE 식별 비트 스크램블러(504)의 입력 비트를 b_im,1, b_im,2, b_im,3, ..., b_im,B라 표현하고, 상기 UE 식별 비트 스크램블러(504)의 출력 비트를 d_im,1, d_im,2, d_im,3, ..., d_im,B라 표현한다. 여기서 B는 상기 UE 식별 비트 스크램블러(504)의 입력 비트 수이다.

상기 UE 식별 비트 스크램블러(504)에 의한 스크램블링은 하기 <수학식 7>로 정의된다.

상기 <수학식 7>에서 y_k는 하기 <수학식 8>을 수행한 결과 값이다.

상기 <수학식 8>에서 ue = {ue₁, ue₂, ..., ue₁₆}은 상위로부터 제공되는 UE 식별자 파라미터로, 사용자마다 서로 다르게 할당받는 파라미터이다. 본 발명에서는 사용자마다 할당받은 UE 식별자를 이용하여 서로 다른 비트 스크램블링을 함으로써 HS-SCCH의 검출오류에 의해 사용자의 데이터가 존재하지 않는 HS-PDSCH를 복조할 경우 항상 CRC 검사가 NACK으로 판정되도록 한다. 이를 통해 상위 계층으로 데이터를 전송하는 문제를 해결할 수 있다.

상기 UE 식별 비트 스크램블러(504)에 의해 스크램블링된 비트들은 코드블럭 분할부(506)에 코드 블록 단위로 분할되어 채널 부호화부(508)로 입력된다. 상기 채널 부호화부(508)에 의해 상기 전송 블록을 구성하는 비트들은 소정 부호화를 통해 부호화 비트들로 출력된다. 상기 채널 부호화부(508)는 상기 전송 블록을 부호화하기 위해 적어도 하나의 부호화 율을 가진다. 상기 부호화 율은 1/2, 3/4 등이 될 수 있다. 또한, 상기 채널 부호화부(508)가 1/6 또는 1/5의 모 부호화 율을 가지는 모 부호기(mother code)를 포함하며, 상기 모 부호화 율에 의해 부호화된 비트들을 천공 또는 반복하여 복수의 부호화 율들을 지원할 수 있다. 이 경우에는 지원하는 복수의 부호화 율들 중 사용할 부호화 율을 결정하는 동작이 필요할 것이다.

상기 부호화 비트들은 복합재전송 기능을 담당하는 레이트 매칭부(510)로 입력된다. 상기 레이트 매칭부(Rate Matching)(510)는 상기 부호화 비트들에 대한 레이트 매칭을 수행한다. 상기 레이트 매칭은 통상적으로 전송채널 멀티플렉싱이 있거나 상기 부호화 비트들이 무선 상에서 전송되는 비트의 수와 일치하지 않을 경우에 상기 부호화 비트들에 대해 반복(Repetition), 천공(Puncturing) 등의 동작을 수행하는 것을 일컫는다. 상기 레이트 매칭부(510)에 의해 레이트 매칭된 부호화 비트들은 인터리버(512)로 입력된다. 상기 인터리버(316)는 상기 레이트 매칭된 부호화 비트들을 인터리빙되어 출력한다. 상기 인터리빙 동작은 전송 중 데이터 손실이 발생하더라도 데이터 손실을 최소화하기 위함이다.

상기 인터리빙된 부호화 비트들은 재 배열부(514)에 의해 비트 재배열이 이루어진 후 변조부(516)로 입력된다. 상기 변조부(516)는 상기 인터리빙된 부호화 비트들을 M진 PSK, M진 QAM 등의 변조 방식에 따라 심볼 맵핑하여 전송한다. 한편, 제어부(518)는 현재 무선 채널의 상태에 의해 상기 레이트 매칭부(510)에 의한 레이트 매칭과 상기 변조부(516)에서 사용할 변조 방식 등을 제어한다. 상기 HSDPA 서비스를 지원하는 무선 통신시스템의 경우 무선 환경에 따라 레이트 매칭의 수행에 의한 유효부호화율과 변조방식으로 QPSK, 16QAM을 선택적으로 사용하기 위한 AMCS(Adaptive Modulation and Coding Scheme)를 상기 제어부(518)에서 지원하게 된다. 상기 변조 과정을 거친 변조된 부호화 심볼들은 안테나(520)를 통해 전송이 이루어진다.

이에 대응하여 HSPDA를 지원하기 위해 수신기는 최소 1개에서 최대 4개까지의 HS-SCCH들을 모니터링하고 있어야 한다. 상기 수신기가 모니터링하고 있어야 하는 HS-SCCH들 각각은 두 개의 파트들로 나누어져 있으며, 상기 HS-SCCH들에 대응한 두 개의 파트들 각각은 상기 <표 1>에서 보이고 있는 정보들을 포함한다. 따라서 수신기는 최대 4개의 HS-SCCH들을 모두 복조한 후, 사용자에 해당되는 제어 정보가 전송되었음이 확인되면, HS-DSCH를 복조하게 된다.

이하 상기 HS-DSCH를 복조하기 위하여 수신기의 동작을 살펴보면 다음과 같다.

도 6은 본 발명의 실시 예에 따라 HS-PDSCH를 수신하기 위한 수신기의 구조를 보이고 있는 도면이다.

상기 도 6을 참조하면, 안테나(600)를 통해 수신된 신호는 블라인드 전력 검출부(BPD; Blind power ratio detection)(602)로 제공된다. 상기 BPD(602)는 상기 수신된 신호로부터 파일럿 전력 대 트래픽 전력의 비를 추정한다. 현재 3세대(1x 또는 UMTS) 혹은 3.5세대(1x-EVDV 혹은 HSDPA)의 채널 예측 방식은 모든 사용자들이 수신할 수 있는 공통 파일럿 채널(PICH 혹은 CPICH)의 파일럿 신호를 이용하고 있다. 즉, 기지국에서 공통 파일럿 채널을 통해 미리 약속된 파일럿(pilot) 신호를 전송하며, 수신측에서는 이를 이용하여 채널의 상태, 특히 페이딩 현상을 예측한다. 상기 예측된 채널 페이딩은 페이딩에 의해 왜곡된 신호를 정상 신호로 복원되기 위해 사용된다. 또한 트래픽 채널과 파일럿 채널간의 전력 비(traffic vs. pilot channel power ratio)를 예측하는데도 사용된다.

상기 BPD(602)에서 추정된 전력 비는 복조부(604)로 제공된다. 상기 복조부(604)는 상기 추정된 전력 비를 이용하여 심볼 열로부터 비트열을 추출한다. 상기 복조부(604)에 의해 추출된 비트 열은 재 배열부(606)로 입력되어 비트 재배열이 이루어진다. 여기서 상기 재배열부(606)에 의해 이루어지는 동작은 송신측의 재배열부와 동일하게 작용한다. 만약 상기 송신측에서 s₁, s₂, s₃, s₄를 s₃, s₄, s₁, s₂로 전송했다고 가정하면, 상기 수신측의 재배열부(606)는 수신된 s₃, s₄, s₁, s₂를 s₁, s₂, s₃, s₄로 재구성한다. 즉, 송신측에서 수행한 동일한 과정을 수행함을 알 수 있다.

앞서 살펴본 예와 같이 s₁, s₂, s₃, s₄가 입력되었을 때 송신측에서 수행될 수 있는 비트 재배열은 하기 <표 2>에서 보이고 있는 4가지의 경우가 있을 수 있다.

배치 전환 파라미터(Constellation version parameter)	Output bit sequence	Operation
0	s₁, s₂, s₃, s₄	None
1	s₃, s₄, s₁, s₂	Swapping MSBs with LSBs
2	s₁, s₂,,	Inversion of the logical values of LSBs
3	s₃, s₄,,	1 & 2

상기 <표 2>에서 보이고 있는 4가지의 경우들 중 송신측으로부터 어떠한 형태의 비트 재배열이 사용되었는지는 HS-SCCH를 통해 전송된다. 따라서 수신측에서는 동일한 비트 재배열 작업을 재배열부(606)에 의해 이루어지도록 함으로써, s₁, s₂, s₃, s₄의 배열을 가지는 비트 열을 획득할 수 있다.

상기 재배열부(606)를 통해 재구성된 부호화 비트 열은 디인터리버(608)로 입력된다. 상기 디인터리버(608)는 송신측의 인터리버(512)에 상응하는 패턴에 의해 부호화 비트들에 대한 디인터리빙을 수행한다. 상기 디인터리빙이 이루어진 부호화 비트들은 비트 디컬렉션 버퍼(610)로 제공된다. 상기 비트 디컬렉션 버퍼(610)는 상기 부호화 비트들을 시스티메틱 비트들과 패리티 비트들로 분리하여 출력한다. 상기 시스티메틱 비트들과 상기 패리티 비트들은 레이트 디-매쳐(612)에 의해 디-레이트 매칭이 이루어진 후 코드 블록 분할 버퍼(614)로 입력된다. 상기 코드 블록 분할 버퍼(614)에 의해 코드 블록 단위로 분할된 시스티매틱 비트들과 패리티 비트들은 채널 복호화부(616)로 제공된다. 상기 채널 복호화부(616)는 상기 시그티매틱 비트들과 상기 패리티 비트들을 이용한 복호화를 통해 정보비트들을 추출한다. 상기 추출된 정보비트들은 비트 디 스크램블러(618)로 제공된다. 상기 비트 디 스크램블러(618)는 미리 할당된 UE-ID에 대응하는 코드를 가지고 상기 추출된 정보비트들에 대한 디-스크램블링을 수행한다. 상기 디-스크램블링이 이루어지는 정보비트들은 CRC 검사부(620)로 전달된다. 상기 CRC 검사부(620)는 상기 정보비트들에 포함된 CRC 비트들을 이용하여 상기 정보비트들에 대한 에러 검사를 수행하고, 상기 에러 검사 결과에 의해 재 전송 요청 여부를 결정한다. 만약 에러 발생이 검사되면, 상기 정보비트들을 데이터 버퍼(622)에 저장한 후 송신측으로 재전송을 요청하는 NACK 신호를 전송한다. 그렇지 않고 에러 발생이 검사되지 않으면, 상기 정보비트들을 상위계층으로 전달한 후 ACK 신호를 상기 송신측으로 전송한다.

앞서 살펴본 바와 같이 본 발명은 고차 변조방식에서 발생하는 송신 전력의 불 균일함을 해결하기 위하여, CRC 비트가 부착된 전송 블록이후에 비트 디스크램블링이 이루어지도록 한다. UE는 상위로부터 받는 16비트의 UE-ID를 이용하여 비트 디스크램블링을 수행한다.

상기 비트 디스크램블러(618)의 입력비트들을 d_im,1, d_im,2, d_im,3, ..., d_im,B라 가정할 때, 상기 비트 디스크램블러(618)에 의한 비트 디스크램블링은 하기 <수학식 9>와 같이 정의될 수 있다.

상기 <수학식 9>에서 y_k는 하기 <수학식 10>을 수행한 결과 값이다.

여기서, ue = {ue₁, ue₂, ..., ue₁₆}, (k=1,2,...,B)이다. 상기 는 송신측과 수신측에서 서로 알고 있는 값으로써, 전술한 예와 다른 값이 사용될 수 있다. 또한, 상기 ue = {ue₁, ue₂, ..., ue₁₆}을 사용하는 이유로 UE 식별자는 기지국과 UE가 모두 알고 있는 공통 파라미터이며, 각 UE들마다 서로 다른 값을 갖기 때문이다. 따라서 본 발명을 적용 시 추가적인 시그널링이나 하드웨어의 증가 없이 상기 채널 복호화부(616)를 통과된 비트열은 UE 식별자 비트 디스크램블러(618)에 의해 비트 디스크램블링이 이루어진다. 그 후, 상기 CRC 검사부(620)에 의해 CRC 검사가 이루어진다. 상기 CRC 검사에서 UE는 반드시 CRC 검사에서 에러를 확인하게 된다. 왜냐하면 송신측에서 CRC는 UE 별로 할당된 UE ID로 스크램블링되어 송신되고 또한 수신측에서도 일치하는 UE ID로 디 스크램블링됨으로 자신의 데이터가 아닌 HS-PDSCH를 복조 했을 경우 다른 UE-ID에 의해서 스크램블링되어 송신되는 CRC를 다른 UE ID에 의해서 디 스크램블링하고 CRC 체크를 수행할 경우 에러가 검출되어 UE는 사용자 데이터를 상위계층으로 전송하지 않고, NACK을 송신측으로 전송하게 된다.

도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 UE의 제어 흐름을 보이고 있는 도면이다.

상기 도 7을 참조하면, UE는 702단계에서 최대 4개의 HS-SCCH들을 검출한 후 복조하고, 상기 복조를 통해 자신에게 HS-PDSCH가 전송되었음을 확인한다. 이로 인해 704단계로 진행한 UE는 상기 HS-SCCH들로 전송되는 새로운 데이터 식별자(New data Indicator, 이하 "NI"라 칭함)로부터 새로운 패킷인지 재 전송된 패킷인지의 여부를 판단한다. 상기 판단에 의해 새로운 패킷인 경우, 708단계로 진행한다. 그렇지 않고 재 전송된 패킷인 경우에는 706단계로 진행한다. 상기 708단계로 진행하면, 상기 UE는 상기 수신한 패킷을 저장할 위치에 이미 데이터가 존재하는 지를 확인한다. 이미 데이터가 존재함이 확인되면 상기 UE는 710단계에서 기존 존재하던 데이터를 대신하여 새로운 데이터를 저장한다. 그렇지 않고 데이터가 존재하지 않음이 확인되면, 상기 UE는 709단계에서 해당 위치에 상기 새로운 데이터를 저장한다.

한편 상기 UE는 상기 706단계로 진행하면, 이전에 수신한 전송 블록 사이즈(Old TBS)와 새로 수신한 전송 블록 사이즈(New TBS)를 비교한다. 상기 비교를 통해 이전에 수신한 전송 블록 사이즈(Old TBS)와 새로 수신한 전송 블록 사이즈(New TBC)가 서로 다르면 상기 710단계로 진행한다. 하지만 상기 이전에 수신한 전송 블록 사이즈(Old TBS)와 새로 수신한 전송 블록 사이즈(New TBC)가 같으면 712단계로 진행한다. 상기 710단계로 진행하면, 상기 UE는 기존에 저장되어 있던 데이터를 대신하여 상기 새로 수신한 데이터를 저장한다. 하지만 712단계로 진행하면, 상기 UE는 이전 패킷과 새로운 패킷을 컴바이닝한다.

상기 709단계, 상기 710단계 및 상기 712단계로부터 714단계로 진행하면, 상기 UE는 새로이 저장한 데이터 또는 컴바이닝이 이루어진 데이터에 대해 UE 식별자에 의한 디스크램블링을 수행한다. 상기 UE 식별자에 의한 디스크램블링은 고차 변조방식에서 발생하는 송신 전력의 불 균일함을 해결하기 위함이다. 상기 UE 식별자에 의한 디스크램블링이 이루어진 후 상기 UE는 716단계로 진행하여 상기 디스크램블링이 이루어진 데이터에 대해 CRC 검사를 수행한다. 상기 UE는 718단계에서 상기 CRC 검사 결과가 양호한지를 판단한다. 상기 CRC 검사 결과가 양호하다면 722단계로 진행하여 상기 버퍼에 저장된 데이터를 상위 계층의 버퍼로 전송한 후 상기 버퍼에 저장된 데이터를 삭제한다. 하지만 상기 CRC 검사 결과가 양호하지 않다면 720단계로 진행하여 해당 데이터를 버퍼에 저장하고, 상기 데이터가 재 전송될 것을 기다린다.

본 발명에서는 비트 스크램블링에 사용되는 스크램블링 코드로서 UE-ID를 대표적인 실시 예로 설명하였다. 그러나 본 발명의 또 다른 실시 예로서 UE 별로 할당되어 사용될 수 있는 다른 코드 열이 사용될 수 있음은 자명하다.

전술한 바와 같이 본 발명은 광대역 부호분할다중접속 무선통신시스템에서 고속 패킷 데이터 송수신장치에 적용 시 추가적인 시그널링이나 하드웨어의 추가 없이 UE-ID에 근거한 특정 스크램블러를 둠으로써 파일럿 전력과 트래픽 전력의 비를 추정 시 제시되는 불균형 전력 비의 문제를 해결할 수 있다. 뿐만 아니라 고속 하향링크 패킷전송에서 발생할 수 있는 사용자 채널의 검출에러로 인해 사용자 데이터가 아님에도 불구하고 수신하여 상위 계층으로 전송하는 문제점을 해결할 수 있다. 즉, 본 발명의 적용 시 HS-SCCH에서 검출 에러가 발생하여 타 사용자의 데이터를 수신할 경우, 채널환경이 좋아 CRC가 ACK이 날 수 있는 환경에서도 송신측에서 사용된 스크램블링 방식과는 다른 디스크램러로 디스크램블링하게 되므로, NACK이 발생하여 상위 계층으로 데이터를 올리지 않음을 알 수 있다. 또한 해당 단말에 전송된 데이터가 아닌 경우 다른 트랜스포트 블록사이즈(TBS)가 전송될 것이므로 이후 해당 사용자 데이터가 전송될 경우 TBS를 비교하여 상이한 경우, 버퍼 내에 저장되어 있는 이전 데이터를 사용자 데이터로 교체한 후 이후 작업을 수행하도록 함으로써 다른 사용자 데이터가 컴바이닝되는 오류 또한 방지 할 수 있음을 알 수 있다.

도 1은 종래 비동기 방식의 이동통신시스템에서 고속 패킷 전송을 위해 채택한 채널들을 보이고 있는 도면.

도 2는 종래 고속 하향링크 패킷을 전송하기 위한 이동통신시스템에서 송신기의 구조를 도시하고 있는 도면.

도 3은 부호분할다중접속 이동통신시스템에서 16 QAM 변조에 사용되는 성상도의 예를 도시하고 있는 도면.

도 4는 종래 고속 하향링크 패킷전송을 위한 이동통신시스템에서 수신기의 구조를 도시하고 있는 도면.

도 5는 본 발명에서 제시하는 고속 하향링크 패킷 전송을 위한 이동통신시스템에서 송신기의 구조를 도시하고 있는 도면.

도 6은 본 발명에서 제시하는 고속 하향링크 패킷전송을 위한 이동통신시스템에서 수신기의 구조를 도시하고 있는 도면.

도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 이동단말이 수행하는 제어 흐름을 보이고 있는 도면.

Claims

고속 패킷 데이터 서비스를 지원하는 이동통신시스템에서 송신장치가 정보비트를 전송하는 방법에 있어서,

상위계층으로부터 전송된 전송블록에 CRC 비트를 삽입하는 과정과,

미리 결정된 스크램블링 코드를 이용하여 상기 CRC 비트가 삽입된 전송블록의 비트들을 스크램블링 하는 과정과,

상기 비트 스크램블링된 비트들을 채널 코딩하는 과정과,

상기 채널 코딩된 비트들을 변조하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제1항에 있어서, 상기 비트 스크램블링에 사용되는 미리 결정된 스크램블링 코드는 사용자별로 할당된 코드임을 특징으로 하는 상기 방법
제2항에 있어서, 상기 비트 스크램블링에 사용되는 미리 결정된 스크램블링 코드는 사용자를 구분하기 위한 스크램블링 코드(ue={ue₁, ue₂, ..., ue₁₆})임을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서, 상기 비트 스크램블링은 하기 <수학식 11>로써 정의함을 특징으로 하는 상기 방법.
고속 패킷 데이터 서비스를 지원하는 이동통신시스템에서 정보비트를 전송하는 장치에 있어서,

상위계층으로부터 전송된 전송블럭에 CRC 비트를 삽입하는 CRC 삽입부와 ,

미리 결정된 스크램블링 코드를 이용하여 상기 CRC 비트가 삽입된 전송블럭의 비트들을 스크램블링 하는 UE-SPECIFIC 비트 스크램블러와,

상기 비트스크램블링된 비트들을 채널부호화하는 채널부호화부와,

상기 채널코딩된 비트들을 변조하는 출력하는 변조부를 포함함을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.
제5항에 있어서, 상기 비트 스크램블링에 사용되는 미리 결정된 스크램블링 코드는 사용자별로 할당된 코드임을 특징으로 하는 상기 장치.
제6항에 있어서, 상기 비트 스크램블링에 사용되는 미리 결정된 스크램블링 코드는 사용자를 구분하기 위한 스크램블링 코드(ue={ue₁, ue₂, ..., ue₁₆})임을 특징으로 하는 상기 장치.
제5항에 있어서, 상기 비트 스크램블링은 하기 <수학식 12>로써 정의함을 특징으로 하는 상기 장치.
고속 패킷 데이터 서비스를 지원하는 이동통신시스템에서 수신장치가 정보비트를 수신하는 방법에 있어서,

파일럿 채널의 전력과 트래픽 채널의 전력에 의한 전력 비를 추정하는 과정과,

상기 추정한 전력 비를 이용하여 수신한 정보심벌들로부터 부호화 비트들을 복조하는 과정과,

상기 복조된 부호화 비트들을 채널 디코딩하는 과정과,

미리 결정된 스크램블링 코드를 이용하여 상기 채널 디코딩된 비트들을 디스크램블링 하는 과정과,

상기 비트 디스크램블링된 비트들에 삽입된 CRC 비트에 의해 에러 정정을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제9항에 있어서, 상기 비트 디스크램블링에 사용되는 미리 결정된 스크램블링 코드는 사용자별로 할당된 코드임을 특징으로 하는 상기 방법.
제10항에 있어서, 상기 비트 디스크램블링에 사용되는 미리 결정된 스크램블링 코드는 사용자를 구분하기 위한 스크램블링 코드(ue={ue₁, ue₂, ..., ue₁₆})임을 특징으로 하는 상기 방법.
제9항에 있어서, 상기 비트 디스크램블링은 하기 <수학식 13>으로써 정의함을 특징으로 하는 상기 방법.

여기서, ue = {ue₁, ue₂, ..., ue₁₆}, (k=1,2,...,B)임.
고속 패킷 데이터 서비스를 지원하는 이동통신시스템에서 수신장치가 정보비트를 수신하는 장치에 있어서,

파일럿 채널의 전력과 트래픽 채널의 전력에 의한 전력 비를 추정하는 블라인드 전력 검출부와,

상기 추정한 전력 비를 이용하여 수신한 정보심벌들로부터 부호화 비트들을 복조하는 복조부와,

상기 복조된 부호화 비트들을 채널 디코딩하는 채널 디코더와,

미리 결정된 스크램블링 코드를 이용하여 상기 채널 디코딩된 비트들을 디스크램블링 하는 UE-SPECIFIC 비트 스크램블러와,

상기 비트 디스크램블링된 비트들에 삽입된 CRC 비트에 의해 에러 정정을 수행하는 CRC 검사부를 포함함을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제13항에 있어서, 상기 비트 디스크램블링에 사용되는 미리 결정된 스크램블링 코드는 사용자별로 할당된 코드임을 특징으로 하는 상기 장치.
제14항에 있어서, 상기 비트 디스크램블링에 사용되는 미리 결정된 스크램블링 코드는 사용자를 구분하기 위한 스크램블링 코드(ue={ue₁, ue₂, ..., ue₁₆})임을 특징으로 하는 상기 장치.
제13항에 있어서, 상기 비트 스크램블링은 하기 <수학식 14>로써 정의함을 특징으로 하는 상기 장치.