TWI418154B - 在無線通信系統中處理信號的方法和設備 - Google Patents

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Description

在無線通信系統中處理信號的方法和設備
本發明涉及無線通信信號的處理，更具體地說，涉及一種在HSDPA(高速下行分組接入)通道質量指示(CQI)選擇中自適應雜訊和/或信號濾波的方法和設備。
移動通信已經改變了人們的通信方式，而移動電話也已經從奢侈品變成了人們日常生活中必需的部分。今天，移動設備的使用由社會環境支配，而不受地域和技術的限制。雖然語音通信可滿足人們交流的基本要求，且移動語音通信也已進一步滲入了人們的日常生活，但移動通信發展的下一階段是移動互聯網。移動互聯網將成爲日常資訊的共同來源，理所當然應實現對這些資料的簡單通用的移動式訪問。
第三代(Third Generation，3G)蜂窩網路專門設計來滿足移動互聯網的這些未來的需求。隨著這些服務的大量出現和使用，對於蜂窩網路運營商而言，網路容量和服務質量(Quality of Service，Qos)的成本效率優化等因素將變得比現在更爲重要。可以通過精細的網路規劃和運營、傳輸方法的改進以及接收機技術的提高來實現這些因素。因此，運營商需要新的技術，以便增大下行吞吐量，從而提供比那些線纜數據機和/或DSL服務提供商更好的QoS容量和速率。在這點上，對於今天的無線通信運營商而言，採用基於寬帶CDMA (WCDMA)技術的網路將資料傳送到 終端用戶是更為可行的選擇。
通用無線分組業務(GPRS)和增強資料率GSM(EDGE)技術可用于增強現在的如GSM的第二代(2G)系統的資料吞吐量。GSM技術可支援高達14.4千位元每秒(Kbps)的資料率，通過允許高達8資料時隙每時分多址(TDMA)幀，GPRS技術可支援高達115Kbps的資料率。通過比較，GSM技術可允許1資料時隙每TDMA幀。EDGE技術可支援高達384Kbps的資料率。EDGE技術可使用8移相鍵控(8-PSK)調製來提供比GPRS技術獲得的那些更高的資料率。GPRS和EDGE技術可稱作“2.5G技術”。
具備高達2Mbps理論資料率的UMTS技術，是GSM對WCDMA 3G系統的改編。UMTS技術可獲得高資料率的一個理由源于相對於200KHz GSM通道帶寬的5MHz WCDMA通道帶寬。HSDPA技術是基於互聯網路協定(IP)的服務，適應資料通信，其採用WCDMA以支援10百萬位元每秒(Mbit/s)級的資料傳輸率。HSDPA(高速下行分組接入)技術由3G合作夥伴計劃(3GPP)研發，通過多種方法獲得更高的資料率。例如，許多傳輸判定可在基站水平做出，與在移動交換中心或移動交換站做出傳輸判定相比，更接近用戶裝置。這些可包括待發送資料的時序判定，何時轉發資料和傳輸通道質量估計。HSDPA技術在高速下行鏈路共用通道(HS-DSCH)之上使用可變編碼速率並且支援16-級正交調幅(16-QAM)，這允許多個用戶共用空中介面通道。
在某些例子中，HSDPA可在網路容量和資料速率提高上提供 雙重改進，甚至比最先進的3G網路提供的那些高5倍(超過10Mbit/s)。HSDPA也可縮短網路和終端之間的往返行程，同時減少下行鏈路傳輸延時中的變化。這些性能優點可直接轉換成改進的網路性能和更高的用戶滿意度。由於HSDPA是GSM家族的擴展，其也直接建立於世界上最普及的移動技術所提供的經濟規模之上。HSDPA可在WCDMA網路資料包的容量上提供突破性改進，增強光譜和無線接入網路(RAN)硬體效率並使網路實施更流暢。這些改進之處可直接轉化成較低的每位元成本，更快和更多的可用服務，並且在未來的資料中心市場處於優勢位置、能更有力地競爭的網路。
對於網路運營者可測利益以及其用戶，HSDPA的容量、質量和成本/性能優勢帶來了可測的利益。對於運營者，目前WCDMA網路的向後相容升級是網路革命中邏輯的和成本效益的下一步。配置以後，HSDPA可共存在與目前WCDMA Release 99服務相同的載波器上，允許運營者在現有WCDMA網路中引入更大的容量和更高的資料速率。運營者也可利用這個解決方案以支援單個無線載波器上的更高數量的高資料率用戶。HSDPA使得真正移動IP多媒體的大量市場成為可能，並將在減小服務交付的每位元成本的同時驅動大資料量服務的消費，這樣增加稅收和基本網路收益。對於資料饑餓(data hungry)的移動用戶，HSDPA的性能優勢可轉化為更短的服務回應時間，更少的延時和更快的感知連接。用戶在進行語音呼叫的同時，也可在HSDPA上下載資料包。
與現有技術或其他可選技術相比，HSDPA可提供許多重大的性能改進。例如，HSDPA將WCDMA位元率擴展到10Mbps，達到使用更高階調製(16-QAM)和自適應編碼和調製方案的更高理論峰值速率。使用16-QAM最大的QPSK位元率是5.3Mbit/s和10.7Mbit/s。高達14.4Mbit/s的理論位元率可不經通道編碼而得到。使用QPSK調製的終端容量級別範圍從900kbits/s到1.8Mbit/s，而使用16-QAM的終端容量級別範圍從3.6Mbit/s到更高。最高容量級別支援14.4Mbit/s的最大理論位元率。
實現先進的無線技術，如WCDMA和/或HSDPA，由於這些無線傳輸技術可支援相當高的速度和寬帶資料傳輸，可能仍然需要克服某些構建障礙。例如，HSDPA類別8支援7.2Mbit/s的峰值資料吞吐率。此外，如多入多出(MIMO)天線架構之類的各種天線架構，以及多路徑處理接收器電路，都在手持裝置中實施，以處理高速率HSDPA位元流。然而，HSDPA可用裝置用於向用戶提供的更高的資料率和更短的反應時間，這些導致增強的功率消耗、實現的複雜性、移動處理器的實際狀態，最終導致手持裝置尺寸的增大。
然而，無線通信中，特別是無線手持裝置中多天線系統的廣泛使用受到由於尺寸、複雜性和功率消耗的增加帶來的成本增加的限制。假設用於各個傳送和接收天線的單獨的RF鏈是增加多天線系統成本的直接因素。隨著傳送和接收天線數量的增加，系統的複雜性、功率消耗和全部成本可能增加。另外，在無線通信系 統的接收器一方的傳統信號處理方法並不考慮外部干擾，也不考慮在多路徑衰落環境中作為結果發生的IPI。此外，傳統的多路徑檢測和雜訊估計沒有考慮通道狀態切換、以最大化無線系統的性能。這造成了移動系統設計和應用的難題。
比較本發明後續將要結合附圖介紹的系統，現有技術的其他局限性和弊端對於本領域的普通技術人員來說是顯而易見的。
本發明提供了一種在HSDPA通道質量指示(CQI)選擇中自適應雜訊和/或信號濾波的方法和設備，結合至少一幅附圖進行了充分的展現和描述，並在權利要求中得到了更完整的闡述。
根據本發明的一個方面，提供了一種在無線通信系統中處理信號的方法，所述方法包括：在接收器估計通信通道改變的速率，以及基於對所述通信通道改變速率的估計，自適應改變濾波器的長度，所述濾波器用於平均以下中的一個或兩個：雜訊功率估計和信號振幅估計。
優選地，所述通信通道可包括公共導頻通道(CPICH)。
優選地，所述方法進一步包括在接收器解擾至少一部分通過所述通信通道接收到的無線信號，以生成多個解擾位元。
優選地，所述方法進一步包括累加多個解擾位元的至少一部分以生成至少一個同相(I)分量和至少一個正交(Q)分量。
優選地，所述方法進一步包括基於所述至少一個I分量和至少 一個Q分量生成所述雜訊功率估計和所述信號振幅估計。
優選地，所述方法進一步包括比例縮放(scale)所述雜訊功率估計和所述信號振幅估計，以生成縮放後的雜訊功率估計和縮放後的信號振幅估計。
優選地，所述方法進一步包括使用所述濾波器平均所述縮放後的所述雜訊功率估計和所述縮放後的信號振幅估計，並且平方所述縮放後的平均信號振幅估計，以生成平均雜訊功率估計和平均信號功率估計。
優選地，所述方法進一步包括：基於所述平均雜訊功率估計和所述平均信號功率估計，生成可用於所述通信通道的CPICH SNR(公共導頻通道信噪比)值；以及基於所述CPICH SNR值可生成用於所述通信通道的HS-DSCH SNR(高速下行鏈路共用通道信噪比)值。
優選地，所述方法進一步包括：基於所述HS-DSCH SNR值，生成用於所述通信通道的通道質量指示(CQI)值。
優選地，所述濾波器包括當所述濾波器用於平均所述雜訊功率估計時的第一長度，以及所述濾波器包括當所述濾波器用於平均所述信號振幅估計時的第二長度，其中，所述第一長度不同於所述第二長度。
根據本發明的一個方面，提供了一種在無線通信系統中處理信號的系統，所述系統包括： 集成在接收器中的至少一個處理器，用於在所述接收器處估計通信通道改變的速率，以及所述至少一個處理器基於所述通信通道改變速率的估計，自適應改變濾波器的長度，所述濾波器用於平均以下中的一個或兩個：雜訊功率估計和信號振幅估計。
優選地，所述通信通道可包括公共導頻通道(CPICH)。
優選地，所述至少一個處理器用於解擾至少一部分通過所述通信通道接收到的無線信號，以生成多個解擾位元。
優選地，所述至少一個處理器可用於累加所述多個解擾位元的至少一部分以生成至少一個同相(I)分量和至少一個正交(Q)分量。
優選地，所述至少一個處理器用於基於所述至少一個I分量和至少一個Q分量生成所述雜訊功率估計和所述信號振幅估計。
優選地，所述至少一個處理器用於比例縮放(scale)所述雜訊功率估計和所述信號振幅估計，以生成縮放後的雜訊功率估計和縮放後的信號振幅估計。
優選地，所述至少一個處理器用於使用所述濾波器平均所述縮放後的所述雜訊功率估計和所述縮放後的信號振幅估計，並且平方所述縮放後的平均信號振幅估計，以生成平均雜訊功率估計和平均信號功率估計。
優選地，所述至少一個處理器用於基於所述平均雜訊功率估計和所述平均信號功率估計，生成用於所述通信通道的CPICH SNR值。
優選地，所述至少一個處理器用於基於所述CPICH SNR值，生成用於所述通信通道的HS-DSCH SNR值。
優選地，所述至少一個處理器用於基於所述HS-DSCH SNR值，生成用於所述通信通道的通道質量指示(CQI)值。
本發明的各種優點、各個方面和創新特徵，以及其中所示例的實施例的細節，將在以下的描述和附圖中進行詳細介紹。
本發明涉及在HSDPA通道質量指示(CQI)選擇中自適應雜訊和/或信號濾波的方法和/或設備。本發明的各個方面包括在接收器估計通信通道改變的速率。用於平均雜訊功率估計和/或信號振幅估計的濾波器長度可根據通信通道改變的速率估計自適應改變。通信通道可包括公共導頻通道(CPICH)。可在接收器解擾至少一部分通過通信通道接收到的無線信號，以生成多個解擾位元。可累加多個解擾位元的至少一部分以生成至少一個同相(I)分量和至少一個正交(Q)分量。可基於所述至少一個I分量和至少一個Q分量生成雜訊功率估計和信號振幅估計。可比例縮放雜訊功率估計和信號振幅估計，以生成縮放後的雜訊功率估計和信號振幅估計。可使用濾波器平均已縮放後的雜訊功率估計和縮放後的信號振幅估計，並且可平方縮放後的平均信號振幅估計，以生成平均雜訊功率估計和平均信號功率估計。基於平均雜訊功率估計和平均信號功率估計生成可用於通信通道的CPICH SNR值。 基於CPICH SNR值可生成用於通信通道的HS-DSCH SNR值。基於HS-DSCH SNR值，可生成用於通信通道的通道質量指示(CQI)值。
圖1是根據本發明實施例的HSDPA通道結構的典型示意圖。參照圖1，三個通道可用於支援基站102a和UE 104a之間的HSDPA鏈路。高速下行鏈路共用通道(HS-DSCH)106a和高速共用控制通道(HS-SCCH)108a可用於基站102a和UE 104a之間的下行鏈路。高速專用物理控制通道(HS-DPCCH)110a可用於基站102a和UE 104a之間的上行鏈路。
HS-DPCCH 100a可用作攜載確認(ACK)信號和否認(NACK)信號以及如CQI(通道質量指示)值的測量報告的信號通道。HS-DSCH 106a可包括多個高速物理下行鏈路共用通道(HS-PDSCH)，並可用與攜載用戶資料。HS-SCCH 108a可用於攜載對應於HS-DSCH通道106a中攜載資料的典型控制資訊，如調製、HARQ冗餘/星座版本、HARQ處理器ID、新資料指示、傳輸塊大小索引和/或用戶裝置(UE)身份資訊。UE 104a可使用幾個物理通道相關參數來向基站102a指示它支援HSDPA服務的能力。
在本發明的一個實施例中，可設置基站102a根據CQI值傳送其信號。CQI值可以在傳輸塊大小、HS-PDSCH代碼的數量和調製方面定義HS-PDSCH子幀的格式。可設置如UE 104a之類的無線接收器，基於通道狀態估計CQI值，接著通過HS-DPCCH 110a 反饋CQI值到發射器或基站102a。UE 104a可用於基於使用自適應雜訊和/或信號濾波器的通信通道的雜訊和信號功率估計和/或信噪比(SNR)，來估計CQI值。在這一點上，雜訊功率估計可隨著通道衰落率適應性改變。在慢衰落通道的例子中，在CQI估計過程中，在接收器或UE 104a上執行長時間的雜訊平均，以降低CQI估計上的雜訊方差。在快衰落通道的例子中，考慮到衰落跟蹤和避免不準確的CQI估計引起的吞吐量的損失，在接收器或UE 104a上執行較短時間的雜訊平均。在這一點上，由於通道多普勒效應(Doppler)或通道衰落率的作用，UE 104a可在雜訊功率估計和/或信號功率估計的長時間和短時間平均之間切換。
發射器或基站(BS)102a可基於接收器或UE 104a反饋的通道質量報告，動態改變傳輸參數，如調製和/或編碼率。在UE 104a反饋好的通道質量的例子中，BS 102a可選擇提供高吞吐量的傳輸模式。當UE 104a反饋差的通道質量時，BS 102a可選擇提供較低吞吐量的較爲穩健的傳輸模式。
UE 104a可使用鏈路自適應演算法追蹤和估計變化的通道狀態並向BS 102a報告。當演算法被判斷爲過於保守的例子中，系統可能未充分利用並且吞吐量變得並非最理想。在演算法被判斷爲過於激進的例子中，系統可能使用過度並且由於過多的錯誤發生，吞吐量也變得並非最理想。在本發明的一個實施例中，UE 104a通過計算接收到信號的SNR來估計通道狀態。SNR對應於信號功率分量和雜訊功率分量的比值。高SNR表示好的通道狀態，低的 SNR表示差的通道狀態。在判斷通道切換非常慢的情況下，如通道靜止或當多普勒衰落率低的時候，UE 104a可在信號和雜訊分量上進行長時間平均，以改進SNR估計的精確度。然而，在判斷通道切換非常快的情況下，如當多普勒衰落率高的時候，將執行較短時間的平均，這樣SNR估計可適當地追蹤衰落率。在這一點上，由於通道衰落率的作用，UE 104a可適應雜訊和/或信號分量的平均長度，因此為寬範圍的通道狀況提供精確的SNR估計方法。
圖1B是根據本發明實施例的HS-PDSCH子幀結構的典型示意圖。參照圖1B，HS-PDSCH子幀102b可包括三個時隙。HS-PDSCH可對應固定擴頻因數SF=16的通道化碼，所述通道化碼來自HS-DSCH傳輸保留的一組通道化碼。執行多代碼傳輸將導致在同一個HS-PDSCH子幀中，根據UE的容量或通道狀態，為UE分配多個通道化碼。HS-PDSCH可使用如圖1B所示QPSK或16QAM調製符號，在此M可指示每調製符號的位元數量，所以對於QPSK，M=2，對於16QAM，M=4。
HS-PDSCH子幀102b可由如傳輸塊大小、HS-PDSCH通道化碼的數量以及調製種類的一組參數定義。一組參數的特徵在於如圖1C所示的表格100c圖示的CQI值。CQI值是通道質量指示，其可以在從UE到基站的上行鏈路上傳送，以向基站指示推薦的傳輸格式和速率組合(TFRC)以及多代碼數量。UE可周期性地估計通道狀態並向基站報告相應的CQI值。基站可使用CQI以適應其傳輸格式。報告的CQI值可對應於在傳送CQI之前的結尾為1- 時隙的3-時隙時間段(如2ms)的暫態無線通信狀態，。CQI也可指示在特定通道狀態一具有最高吞吐量並保持位於誤塊率(BLER)限定內的傳輸模式。處理接收到的代碼組的UE解擴器輸出端的SNR可用作HSD-DSCH鏈路性能的主要確定因素。然而本發明並不限於此，也可使用其他標準。
圖2A是根據本發明實施例CQI值計算步驟的典型流程圖。參照圖1A和2A，在202a，UE 104a可計算CPICH SNR值。在204a，UE 104a可使用如常數Γ將CPICH SNR值轉換爲HS-DSCH SNR值。可這樣獲得HS-DSCH SNR估計：首先計算CPICH SNR，接著使用常數Γ比例縮放。常數Γ可對應於CPICH功率分配和HS-DSCH功率分配之間的偏移量。常數Γ可以是已知的常數並可由更高層周期性地更新或發信號通知。在步驟206a中，UE 104a可這樣將HS-DSCH SNR轉換爲CQI值：如在查找表中查找SNR值並選擇特定BLER目標的最高CQI值。可通過類比提前計算SNR到每個CQI值的BLER的映射。在AWGN通道狀態下，可以爲單個傳輸的每個CQI值類比BLER曲線，該曲線可如圖2B所示獲得。
圖2B是根據本發明實施例的用於判斷CQI值的查找表的曲線圖。參照圖2B，可用於實施典型查找表(LUT)的曲線圖200b可用於特定HS-DSCH SNR估計的CQI值選擇。例如，每2ms可在x-軸上計算並讀取HS-DSCH SNR值。可選擇BLERBLER目標的CQI的最高值，如目標=10%。例如，如果HS-DSCH SNR=6.8 dB，BLER10%的最高CQI值為11。LUT 200b同樣可用於計算衰落狀態下的暫態CQI。
在本發明的一個實施例中，UE 104a可使用自適應方法來估計由於通道衰落率的作用改變的CPICH SNR。在這一點上，雜訊和/或信號分量的平均長度可隨通道衰落率的作用動態改變，因此提供用於寬範圍的通道狀態的精確的SNR估計方法。這可帶來用於寬範圍的通道衰落率的改進的CQI值，從而改進吞吐量。
圖3是根據本發明實施例生成雜訊功率估計和信號功率估計系統的典型框圖。參照圖3，無線系統300可包括等化器或最大比例組合(MRC)接收模組302、304，解擾/解擴模組306、308，累加器310、312以及延時模組314、...、320。無線系統300還可包括加法器322、...、330，視口模組(VPs)332、...、342，振幅模組344、...、350，以及累加器328、...、334。
在運行中，在等化器或MRC接收器302的輸出端的接收到的無線信號可首先由解擾/解擴模組306解擾/解擴。解擾/解擴模組306的輸出可傳遞到累加器310。當無線系統300使用單根Tx天線時，累加器310可在256個晶片上累加接收到的信號；當無線系統300使用多於一根Tx天線時，累加器310可在512個晶片上累加接收到的信號。接著累加器310可生成同相(I)分量和正交(Q)分量信號。接著加法器325可計算累加器310輸出的I和Q信號的總和。信號和可由視口模組336比例縮放，並由累加器330累加。當在使用單根Tx天線時，累加器330可累加超過10個符 號的比例縮放信號。當在使用分集傳送的例子中時，累加器330可累加超過5個符號的比例縮放信號以獲得在每個時隙更新一次的信號振幅估計，s_antl_CPICH 338。
累加器310輸出的I和Q信號也可由延時模組314、316延時，並使用加法器322、324減去重疊的2個鄰近符號。接著視口模組332、334比例縮放減去的結果。縮放後的信號由振幅模組344、346平方並由累加器328累加，當無線通信系統300使用單根Tx天線時，累加器328可累加超過10個符號，當無線通信系統300使用傳送分集時，累加器330可累加超過5個符號。累加器338可生成每個時隙更新一次的雜訊功率估計，NO_antl_CPICH 336。
在本發明的一個實施例中，無線系統300可使用傳送分集，並且同時處理Tx天線2和天線1接收到的信號，以獲取信號振幅估計S_ant3_CPICH 342和雜訊功率估計NO_ant2_CPICH 340。可使用具有動態控制長度的自適應時間長度濾波器來進一步處理生成的雜訊功率估計336和340，以及信號振幅估計338和342，以生成CQI估計。
圖4是根據本發明實施例使用自適應長度濾波器來平均雜訊功率估計和信號振幅估計的典型框圖。參照圖4，用於平均雜訊功率估計和信號振幅估計的典型系統可包括速率估計模組402，比例縮放模組408、…、414，自適應長度計算模組404、406，以及平均濾波器416、…、422。用於平均雜訊功率估計和信號振幅估計的典型系統還可包括加法器424、434，平方模組426、427，開關 428、436以及乘法器430、432和438。
速率估計模組402可包括合適的邏輯、電路和/或代碼，用於估計通道多普勒效應和/或通信通道的改變或衰落有多快。接著可傳送速率估計到自適應長度計算模組404、406。自適應長度計算模組404、406可包括合適的邏輯、電路和/或代碼，基於從速率估計模組402接收到的速率估計來計算平均濾波器416、…、422的長度。
在運行中，比例縮放模組408、410使用比例縮放係數K比例縮放基於時隙的雜訊功率估計336、340。例如，比例縮放係數K可基於硬體實施。接著平均濾波器416、418對比例縮放的雜訊功率估計進行濾波。濾波器416、418當作滑動窗口，或當作長度Nn的抽頭延時線(tap delay line)，或當作與Nn長度相當的無限脈衝回應(IIR)濾波器。可選擇IIR濾波器中的遺忘因數來匹配長度Nn。在使用傳送分集的例子中，加法器424可將濾波後的估計相加。在這一點上，在使用分集傳送的例子中，開關428可用於切換和啟動加法器424。最後的功率雜訊估計448可用於估計CQI值。
如在此的聲明，術語“遺忘因數”用於描述IIR濾波器。在某些實施例中，進入濾波器的新的樣本可能比以前的、舊的樣本賦予大的權重。例如：xk =(xk -1)+0.5*x (k -2)+0.25*x (k -3)+0.125*x (k -4)+etc K
在這一點上，每個舊的樣本可由減少的比例縮放因數比例縮 放，這樣濾波器更傾向於“遺忘”舊的樣本。接著遺忘因數可用作加權平均值。
在本發明的一個實施例中，平均長度參數Nn可作爲速率估計模組402的輸出的函數動態改變。例如，如果速率估計模組402估計慢變狀態，可選擇Nn在較長時間上平均，如15時隙或更多。例如，如果速率估計模組402估計快變狀態，可選擇Nn在較短時間上平均，如3時隙。通過多普勒作用或通道改變或衰落的快慢來動態改變濾波器的長度，可優化濾波器416、418以獲得用於寬範圍的通道狀態的最優雜訊估計。
通過控制平均長度參數Ns，相似的機制可用於信號振幅估計338、342。在使用分集傳送的例子中，平均濾波器420、422生成的濾波後的信號振幅估計可由平方模組426、427平方，以獲得信號功率估計，由乘法器430、432比例縮放，接著由加法器434相加。由加法器434相加的信號可再次由乘法器438作乘法以生成最後信號功率估計450，用於估計CQI值。
在本發明的又一實施例中，可選擇平均長度參數使Nn=Ns。在本發明的另一實施例中，可選擇其中一個參數爲常數，如可選擇Ns爲常數且等於3時隙，並僅僅動態控制剩餘的長度參數，如Nn。
圖5是根據本發明實施例計算CQI值的典型系統的框圖。參照圖5，CQI估計系統可包括轉換模組502、504，加法器506、508、514，取下整數模組(integer flooring block)512，以及限制模組 518。
轉換模組502、504最初在dB域轉換信號功率估計模組Spwr 450和Mpwr 448。加法器506減去轉換後的估計以在dB域中生成SNR估計505。接著，加法器508可計算來自模組510的常數Γ與SNR估計505的總和，將CPlCH SNR dB轉換到HS-DSCH SNR dB。接著取下整數模組(integer flooring block)512可將HS-DSCH SNR dB估計取下整數。在本發明的又一實施例中，HS-DSCH SNR dB估計可爲迴圈的。
接著，加法器514可計算來自模組516的整數A和由取下整數模組(integer flooring block)512生成的整數的和。例如，整數A可取決於圖2B所示的所計算的查找表。參照圖2B，需要注意的是，如果迴圈的HS-DSCH SNR等於7 dB，獲取BLERBLER目標10%的最大的CQI值等於11。因此，在這個例子中，A=4。加法器514生成的值接著可通過限制模組518，這樣最後CQI值估計520可在[0,30]的範圍中，這樣與圖1C中的表格100c一致。
圖6是根據本發明實施例在無線通信系統中處理信號步驟的典型流程圖。參照圖1A和6，在602，UE 104a可估計通信通道切換的速率。在步驟604，UE 104a可比例縮放用於通信通道的雜訊功率估計和信號振幅估計，以生成縮放後的雜訊功率估計和縮放後的信號振幅估計。在步驟606，UE 104a可基於通信通道改變的速率估計，自適應改變用於平均縮放後的雜訊功率估計和/或縮放後的信號振幅估計的濾波器長度。在步驟608，UE 104a可使用 濾波器平均縮放後的雜訊功率估計和縮放後的信號振幅估計，並可平方縮放後的平均信號振幅估計以生成平均雜訊功率估計和平均信號功率估計。在步驟610，UE 104a可基於平均雜訊功率估計和平均信號功率估計生成用於通信通道的CPlCH SNR值。在步驟612，UE 104a可基於CPlCH SNR值生成用於通信通道的HS-DSCH SNR值。在步驟614，UE 104a可基於HS-DSCH SNR值生成用於通信通道的通道質量指示(CQI)值。
圖7是根據本發明實施例與無線基站通信的無線手持裝置的典型示意圖。參照圖7，顯示了移動手持裝置或用戶裝置720，多個基站BS 722和BS 724，以及多個無線鏈路(RL)，RL1和RL2分別將基站BS 722和BS 724與用戶裝置(UE)720連接。用戶裝置720可包括處理器742、記憶體744和無線裝置746。無線裝置746可包括收發器(Tx/Rx)747。
根據本發明的一個實施例，集成在UE 720中的處理器742可用於在無線裝置746中估計通信通道改變的速率。處理器742可基於通信通道改變的速率的估計，自適應改變用於平均雜訊功率估計和/或信號功率估計的濾波器的長度。通信通道可包括公共導頻通道(CPICH)。處理器742可用於加擾至少部分通過通信通道接收到的無線信號，以生成多個加擾位元。處理器742可用於累加多個加擾位元的至少一部分，以生成至少一個同相(I)分量和至少一個正交(Q)分量。
處理器742可基於所述至少一個I分量和至少一個Q分量生 成雜訊功率估計和信號振幅估計。處理器742可用於比例縮放雜訊功率估計和信號振幅估計，以生成縮放後的雜訊功率估計和信號振幅估計。處理器742可使用濾波器平均已縮放後的雜訊功率估計和縮放後的信號振幅估計，並且可平方縮放後的平均信號振幅估計，以生成平均雜訊功率估計和平均信號功率估計。處理器742可基於平均雜訊功率估計和平均信號功率估計，生成通信通道的CPICH SNR值。處理器742可基於CPICH SNR值可生成通信通道的HS-DSCH SNR值。處理器742可用於基於HS-DSCH SNR值，生成通信通道的通道質量指示(CQI)值。
在本發明的一個實施例中，可提供一種機器可讀存儲。其內存儲的電腦程式包括至少一個代碼段，所示至少一個代碼段由機器執行而使得所述機器執行上述步驟，以在無線通信系統中處理信號以在HSDPA CQI選擇中執行自適應雜訊濾波。
本發明可以通過硬體、軟體，或者軟、硬體結合來實現。本發明可以在至少一個電腦系統中以集中方式實現，或者由分佈在幾個互連的電腦系統中的不同部分以分散方式實現。任何可以實現所述方法的電腦系統或其他設備都是可適用的。常用軟硬體的結合可以是安裝有電腦程式的通用電腦統，通過安裝和執行所述程式控制電腦系統，使其按所述方法運行。在電腦系統中，利用處理器和存儲單元來實現所述方法。
本發明還可以通過電腦程式産品進行實施，所述套裝程式含能夠實現本發明方法的全部特徵，當其安裝到電腦系統中時，通 過運行，可以實現本發明的方法。本申請文件中的電腦程式所指的是：可以採用任何程式語言、代碼或符號編寫的一組指令的任何運算式，該指令組使系統具有資訊處理能力，以直接實現特定功能，或在進行下述一個或兩個步驟之後，a)轉換成其他語言、編碼或符號；b)以不同的格式再現，實現特定功能。
本發明是通過幾個具體實施例進行說明的，本領域技術人員應當明白，在不脫離本發明範圍的情況下，還可以對本發明進行各種變換及等同替代。另外，針對特定情形或具體情況，可以對本發明做各種修改，而不脫離本發明的範圍。因此，本發明不局限於所公開的具體實施例，而應當包括落入本發明權利要求範圍內的全部實施方式。
基站‧‧‧102a
用戶裝置(UE)‧‧‧104a
高速下行鏈路共用通道(HS-DSCH)‧‧‧106a
高速共用控制通道(HS-SCCH)‧‧‧108a
高速專用物理控制通道(HS-DPCCH)‧‧‧110a
高速物理下行鏈路共用通道(HS-PDSCH)子幀‧‧‧102b
表格‧‧‧100c
無線系統‧‧‧300
等化器或最大比例組合(MRC)接收模組‧‧‧302、304
解擾/解擴模組‧‧‧306、308
累加器‧‧‧310、312
延時模組‧‧‧314、…、320
加法器‧‧‧322、…、330
累加器‧‧‧328、…、334
視口模組(VPs)‧‧‧332、…、342
雜訊功率估計‧‧‧336、340
信號振幅估計‧‧‧338、342
振幅模組‧‧‧344、…、350
速率估計模組‧‧‧402
自適應長度計算模組‧‧‧404、406
比例縮放模組‧‧‧408、…、414
平均濾波器‧‧‧416、…、422
加法器‧‧‧424、434
平方模組‧‧‧426、427
開關‧‧‧428、436
乘法器‧‧‧430、432、438
功率雜訊估計‧‧‧448
最後信號功率估計‧‧‧450
轉換模組‧‧‧502、504
信噪比(SNR)估計‧‧‧505
加法器‧‧‧506、508、514
模組‧‧‧510
取下整數模組(integer flooring block)‧‧‧512
模組‧‧‧516
限制模組‧‧‧518
移動手持裝置或用戶裝置‧‧‧720
基站BS‧‧‧722
基站BS‧‧‧724
處理器‧‧‧742
記憶體‧‧‧744
無線裝置‧‧‧746
收發器(Tx/Rx)‧‧‧747
圖1A是根據本發明實施例的HSDPA通道結構的典型示意圖；圖1B是根據本發明實施例的HS-PDSCH子幀結構的典型示意圖；圖1C示出了本發明實施例的根據HS-PDSCH子幀參數設置的CQI值的典型表格；圖2A是根據本發明實施例的CQI值計算步驟的典型流程圖；圖2B是根據本發明實施例的用於判斷CQI值的查找表的曲線圖；圖3是根據本發明實施例生成雜訊功率估計和信號功率估計系統的典型框圖； 圖4是根據本發明實施例使用自適應時間長度濾波器來平均雜訊功率估計和信號功率估計的典型系統的框圖；圖5是根據本發明實施例計算CQI值的典型系統的框圖；圖6是根據本發明實施例在無線通信系統中處理信號的典型步驟的流程圖；圖7是根據本發明實施例與無線基站通信的無線手持裝置的典型示意圖。
圖6是流程圖，無元件符號說明

Claims (4)

  1. 一種在無線通信系統中處理信號的方法，其特徵在於，所述方法包括：在接收器解擾至少一部分通過通信通道接收到的無線信號，以生成多個解擾位元；累加所述多個解擾位元的至少一部分，以生成至少一個同相分量和至少一個正交分量；基於所述至少一個同相分量和至少一個正交分量生成雜訊功率估計和信號振幅估計；在所述接收器估計所述通信通道改變的速率，以及基於對所述通信通道改變速率的估計，自適應改變濾波器的長度，所述濾波器用於平均以下中的一個或兩個：所述雜訊功率估計或所述信號振幅估計。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中，所述通信通道可包括公共導頻通道。
  3. 一種在無線通信系統中處理信號的系統，其特徵在於，所述系統包括：集成在接收器中的至少一個處理器，用於解擾至少一部分通過通信通道接收到的無線信號，以生成多個解擾位元；累加所述多個解擾位元的至少一部分以生成至少一個同相分量和至少一個正交分量； 基於所述至少一個同相分量和至少一個正交分量生成雜訊功率估計和信號振幅估計；在所述接收器處估計所述通信通道改變的速率，以及所述至少一個處理器基於所述通信通道改變速率的估計，自適應改變濾波器的長度，所述濾波器用於平均以下中的一個或兩個：所述雜訊功率估計或所述信號振幅估計。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的系統，其中，所述通信通道可包括公共導頻通道。
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