DE10393029T5

DE10393029T5 - Abschätzung der Trägerfrequenzverschiebung in einem drahtlosen Kommunikationssystem

Info

Publication number: DE10393029T5
Application number: DE10393029T
Authority: DE
Inventors: Raja Banerjea
Original assignee: Agere Systems LLC
Current assignee: Avago Technologies International Sales Pte Ltd
Priority date: 2002-08-02
Filing date: 2003-07-29
Publication date: 2005-10-20
Anticipated expiration: 2023-07-30
Also published as: GB2407010A; JP2006516071A; GB2407010B; US20040120412A1; US7039131B2; WO2004014008A3; JP2011176885A; GB0502154D0; DE10393029B4; JP5297502B2; WO2004014008A2

Abstract

Empfänger mit orthogonaler Frequenzmultiplexierung, welcher aufweist:
einen Demodulator, der zum Empfangen eines eine Vielzahl von Symbolen enthaltenden Durchlaßbandsignals, wobei wenigstens eines von den Symbolen ein Bezugssymbol ist, und zum Umwandeln des Durchlaßbandsignals in ein Basisbandsignal konfigurierbar ist;
eine Trägerfrequenzverschiebungs- (CFO) Kompensationsschaltung, die zum Empfangen des Basisbandsignals und Modifizieren einer Phase des Basissignals unter Ansprechen auf ein erstes Regelsignal konfigurierbar ist;
eine Transformationsschaltung, die zum Umsetzen des Basisbandsignals aus der CFO Kompensationsschaltung in eine Frequenzbereichskonstellation konfigurierbar ist;
einen Entzerrer, der zum Empfangen der Frequenzbereichkonstellation und zum Modifizieren der Frequenzbereichskonstellation wenigstens teilweise auf dem Bezugssymbol basierend konfigurierbar ist; und
eine CFO Abschätzschaltung, welche funktionell zwischen einem Ausgang des Entzerrers und der CFO Kompensationsschaltung in einer Rückkopplungskonfiguration angeschlossen ist, wobei die CFO Abschätzschaltung zum Messen einer Differenz im Phasenfehler zwischen wenigstens zwei von dem Entzerrer empfangenen Symbolen und zum Erzeugen des ersten Regelsignals konfigurierbar ist, wobei das erste...

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen drahtlose Kommunikationssysteme, und betrifft insbesondere die Abschätzung einer Trägerfrequenzverschiebung (CFO – Carrier Frequency Offset) in einem drahtlosen Kommunikationssystem.

Hintergrund der Erfindung

Viele drahtlose Kommunikationssysteme, wie z.B. drahtlose lokale Netzwerk (WLAN – Wireless Lokal Area Network) Systeme, digitale Teilnehmerleitungs (DSL – Digital Subscriber Line) Modems, digitale Rundfunk (DAB – Digital Audio Broadcasting) Systeme usw. verwenden orthogonale Frequenzmultiplexierung (OFDM – Orthogonal Frequency Divison Multiplexing) zur Datenübertragung. Der Standard (IEEE) 802.11 des Institute of Electrical and Electronics Engineers befaßt sich mit einer Medium-Zugangssteuerung über ein Lokales Netzwerk (WLAN): Der Standard IEEE 802.11 ist in dem Dokument IEEE Std. 802.11, mit dem Titel Supplement to IEEE Standard for Information Technology – Telecommunications and Information Exchange Between Systems – Local Metropolitan Area Networks – Specific Requirements – Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications, 1999 Edition beschrieben, welches hierin durch Bezugnahme beinhaltet ist. Zusätzliche Erweiterungen bezüglich des Standard 802.11, einschließlich des IEEE Std, 802.11a, mit dem Titel High Speed Physical Layer in the 5 GHz Band, Feb. 2000, and IEEE Std. 802.11g, mit dem Titel Further Higher Data Rate Extension in the 2.4 GHz Band, Sept. 2000, welche hierin durch Bezugnahme beinhaltet sind, beziehen sich auf WLAN Systeme, welche OFDM technology in the 5 Gigahertz (GHz) bzw. 2.4 GHz Frequenzbändern anwenden.

Ein OFDM System wurde Beispiel in R.W. Chang, "Synthesis of bandlimited orthogonal Signals for multi-channel data Transmission", Bell Systems Technical Journal, vol. 45, pp. 1775–1796, Dezember 1966 vorgeschlagen. OFDM Systeme stellen orthogonale Unterträger bereit, die eine genaue Rekonstruktion der originalen Daten garantieren. Derartige Systeme stellen auch einen höheren Immunitätsgrad gegen Mehrwegestörung und selektivem Schwund von Kanälen im Vergleich zu Ein-Träger-Systemen bereit. OFDM Systeme sind jedoch auch gegenüber Fehlern bezüglich einer Trägerfrequenzverschiebung (CFO) empfindlich. Eine CFO entsteht im Allgemeinen, wenn die Demodulationsträgerfrequenz nicht genau mit der Modulationsträgerfrequenz übereinstimmt. Dieses kann sich beispielsweise aus einem Dopplereffekt, oder einer nicht richtig angepaßten Quarzfrequenz bei dem Sender und Empfänger ergeben. Die CFO zerstört im Wesentlichen die Orthogonalität des OFDM Symbols und kann eine Zwischenträgerinterferenz (ICI – Inter-Carrier Interference) und Intersymbolinterferenz (ISI – Inter-Symbol-Interference) bewirken.

Zahlreiche Techniken wurden bereits zur Abschätzung zu CFO Abschätzung und Korrektur in OFDM Systems vorgeschlagen. Siehe z.B., Dong-Seog Han, Jae-Hyun Seo and Jung-Jin Kim, "Fast Carrier Frequency Offset Compensation in OFDM Systems", IEEE Transactions on Consumer Electronics, vol. 47, no. 3 (Aug. 2001), Fu Yanzeng, Zhang Hailin, Wang Yumin, "Frequency Synchronization in OFDM Systems", 3G Mobile Communication Technology, pp. 26–28, March 2001, Conference Publication No. 477, Yun Hee Kim, Iichko Song, Seokho Yoon and So Ryoung Park, "An Efficient Frequency Offset Estimator for OFDM Systems and its Performance Characteristics, "IEEE Transactions on Vehicular Technology, vol. 50, no. 5 (Sept. 2001), wovon alle hierin durch Bezugnahme beinhaltet sind.

In einem Versuch, die unerwünschten Auswirkungen des CFO Fehlers zu kompensieren, stellt der WLAN Standard kurze und lange Trainingssymbole zum Abschätzen der CFO bereit. Die meisten herkömmlichen OFDM Systeme verwenden eine grobe und feine CFO Detektion und Abschätzung unter Verwendung der während des Trainings gesendeten periodischen Folgen. Jedoch kann selbst ein kleiner Detektionsfehler in der CFO unerwünscht das System beeinträchtigen, wie z.B. dadurch, daß eine erhebliche Reduzierung des Signal/Rausch-Verhältnisses (SNR) bewirkt wird.

Es besteht daher ein Bedarf für eine verbesserte Technik, welche genauer die CFO in einem drahtlosen Kommunikationssystem abschätzt, ohne unter den von herkömmlichen drahtlosen Systemen gezeigten Problemen zu leiden.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung stellt Techniken für eine verbesserte CFO Abschätzung in einem drahtlosen Kommunikationssystem, wie beispielsweise einem WLAN, bereit. Die Techniken der Erfindung können in einem dem drahtlosen Kommunikationssystem zugeordneten OFDM Empfänger implementiert werden, und gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Datenmodus CFO Verfolgungsverfahren enthalten. Die CFO Abschätzungstechniken der Erfindung stellen eine überlegene Leistungsfähigkeit gegenüber herkömmlichen CFO Abschätzungsverfahren insbesondere in einer Mehrwegeumgebung bereit.

Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist ein OFDM Empfänger einen Demodulator, der zum Empfangen eines eine Vielzahl von Symbolen enthaltenden Durchlaßbandsignals, wobei wenigstens eines von den Symbolen ein Bezugssymbol ist, und zum Umwandeln des Durchlaßbandsignals in ein Basisbandsignal konfigurierbar ist, eine CFO Kompensationsschaltung, die zum Empfangen des Basisbandsignals und Modifizieren einer Phase des Basissignals unter Ansprechen auf ein erstes Regelsignal konfigurierbar ist, eine Transformationsschaltung, die zum Umsetzen des Basisbandsignals aus der CFO Kompensationsschaltung in eine Frequenzbereichskonstellation konfigurierbar ist, einen Entzerrer, der zum Empfangen der Frequenzbereichskonstellation und zum Modifizieren der Frequenzbereichskonstellation wenigstens teilweise auf dem Bezugssymbol basierend konfigurierbar ist, und eine CFO Abschätzschaltung auf, welche funktionell zwischen einem Ausgang des Entzerrers und der CFO Kompensationsschaltung in einer Rückkopplungskonfiguration angeschlossen ist. Die CFO Abschätzschaltung ist zum Messen einer Differenz im Phasenfehler zwischen wenigstens zwei von dem Entzerrer empfangenen Symbolen und zum Erzeugen des ersten Regelsignals konfigurierbar, wobei das erste Regelsignal die gemessene Phasenfehlerdifferenz repräsentiert.

Diese und weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der nachstehenden detaillierten Beschreibung ihrer veranschaulichenden Ausführungsformen ersichtlich, welche in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen zu lesen sind.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockschaltbild, das ein exemplarisches OFDM System, in welchem die Techniken der vorliegenden Erfindung implementiert sind, in einer veranschaulichenden Ausführungsform der Erfindung darstellt.
2 ist eine Darstellung, welche wenigstens einen Abschnitt einer WLAN Trainingssequenz darstellt.
3 ist eine graphische Darstellung, die einen Vergleich eines Empfänger-Signal/Rausch-Verhältnisses (SNR – Signal to Noise Ratio) in Mehrwegekanälen gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.
4 ist eine graphische Darstellung, die einen Vergleich eines Empfänger SNR und eines Kanal SNR für einen vorbestimmten CFO Betrag gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Die vorliegende Erfindung wird hierin im Zusammenhang eines mit IEEE 802.11 kompatiblen orthogonalen Frequenzmultiplex (OFDM) Drahtloskommunikationssystem beschrieben. Es dürfte jedoch erkennbar sein, daß die vorliegende Erfindung nicht auf dieses oder irgendein anderes spezielles drahtloses Kommunikationssystem beschränkt ist. Statt dessen ist die Erfindung allgemeiner auf Techniken zur Verbesserung der CFO Abschätzung in einem drahtlosen Kommunikationssystem anwendbar. Ferner kann, obwohl sie besonders gut zur Verwendung in Verbindung mit dem IEEE 802.11 Standard geeignet ist, die Erfindung mit anderen Standard- sowie Nicht-Standard-Systemen verwendet werden.
1 stellt ein exemplarisches OFDM System 100 dar, in welchem die Techniken der vorliegenden Erfindung implementiert sind. Das exemplarische OFDM System 100 enthält einen Sender 102, der zum Senden eines Signals an einen Empfänger 106 über einen Kommunikationskanal 104 konfigurierbar ist. Es dürfte erkennbar sein, daß ein Sender 102 und ein Empfänger 106 miteinander integriert sein können, wie z.B. in einem WLAN Modem, und für einen Betrieb in einem Sendemodus, einem Empfangsmodus oder beidem konfigurierbar sind. Der Begriff "Kommunikationskanal", wie er hierin verwendet wird, soll eine drahtlose Kommunikationsverbindung, wie beispielsweise eine zellulare, Funkfrequenz- (HF), Mikrowellen-, Satelliten-Verbindung usw. umfassen und kann auch eine spezielle Kommunikationsleitung, wie z.B. Telefon, Kabel, Faseroptik usw, umfassen. Ein Kanal kann eine ihm zugeordnete bestimmte Datenrate aufweisen, welche bestimmt, wie viele Abtastwerte pro Sekunde auf diesem speziellen Medium übertragen werden können. Kanäle mit geringerer Rate können in einen einzelnen Kanal höherer Rate zusammengefasst werden, indem beispielsweise Multiplexer verwendet werden, wie es der Fachmann auf diesem Gebiet kennt. In gleicher Weise können Kanäle mit geringerer Rate aus einem Kanal höherer Rate beispielsweise unter Verwendung von Demultiplexern extrahiert werden.
Zur Erleichterung der Erläuterung kann der Beispielsender 102 in Form von Funktionsblöcken beschrieben werden, welche einen Quadraturamplitudenmodulation (QAM) Block 108, verbunden mit einem Eingang des Senders, einen schnellen Fourier-Rücktransformation (IFFT) Block 110, verbunden mit dem QAM Block 108, einen zyklischen Präfix (CP) Codierer (Add CP) 112, verbunden mit dem IFFT Block 110, einen Modulator 114, verbunden mit dem CP Codierer 112 und einen Realkomponenten (Re{}) Block 116, verbunden mit dem Modulator 114 umfaßt. Ein Ausgang des Blockes 116 bildet einen Ausgang des Senders 102. Der Sender 102 ist bevorzugt für den Empfang von Eingangsabtastwerten DIN konfigurierbar, welche Nutzlastdaten aus einer Datenquelle aufweisen können. Obwohl sie als getrennte Funktionsblöcke dargestellt sind, kann wenigstens ein Teil von einem oder mehreren der Blöcke, welche den Sender 102 bilden, mit einem oder mehreren anderen Funktionsblöcken kombiniert und/oder integriert sein, und bestimmte Abschnitte der kombinierten Funktionsblöcke können gemeinsam genutzt werden, wie es der Fachmann auf diesem Gebiet kennt.
Wie der Sender 102 kann der Beispielempfänger 106 in Form von Funktionsblöcken beschrieben werden, die einen Demodulator 118, verbunden mit einem Eingang des Empfängers, ein Filter 120, verbunden mit einem Ausgang des Demodulators 118, einen Rotorblock 126, verbunden mit einem Ausgang des Filters 120, einen CP Decoder (Remove CP) 128, verbunden mit einem Ausgang des Rotors 126, einen schnellen Fourier-Transformations (FFT)-Block 130, verbunden mit einem Ausgang des CP Decoders 128, einen Frequenzbereichentzerrer (FDQ) 132, verbunden mit einem Ausgang des FFT-Blockes 130, einen Schlitzunterteiler bzw. sog. Slicer 134, verbunden mit einem Ausgang des FDQ 132, wobei der Ausgang des FDQ bevorzugt einen Ausgang des Empfängers 106 bildet, und einen CFO Abschnitt 124, angeschlossen in einer Rückkopplungskonfiguration zwischen dem Ausgang des FDQ 132 und des Rotors 126 umfaßt. Der CFO Abschnitt 124 und der Rotor 126 bilden einen exemplarischen CFO Kompensator 122 gemäß einem Aspekt der Erfindung. Bevorzugt stimmt das Datenausgangssignal DOUT aus dem Empfänger 106 im Wesentlichen mit dem an den Sender 102 gelieferten originalen Dateneingangssignal DIN überein. Obwohl sie als getrennte Funktionsblöcke dargestellt sind, kann wenigstens ein Teil von einem oder mehreren der Blöcke, welche den Empfänger 106 bilden, mit einem oder mehreren anderen Funktionsblöcken kombiniert und/oder integriert sein, und bestimmte Abschnitte der kombinierten Funktionsblöcke können gemeinsam genutzt werden, wie es der Fachmann auf diesem Gebiet kennt.
Auf der Senderseite werden die Eingangsabtastwerte DIN den QAM Blöcken 108 zugeführt, wo sie beispielsweise einer 16-Bit QAM (16-QAM) oder 64-Bit QAM (64-QAM) Komplexsignalkonstellation (d.h. einer Zeiger- oder Vektordarstellung) zugeordnet werden. Es dürfte erkennbar sein, daß alternative Zuordnungsverfahren, wie z.B. binäre Phasenumtastung (BPSK – Binary Phase Shift Keying) oder Quadraturphasenumtastung (QPuSK – Quadrature Phase Shift Keying) in gleicher Weise in Betracht gezogen werden. Der QAM Block 108 erzeugt eine sequentielle Folge von Trägern (z.B. 64 Trägeren in dem Falle von 64-QAM), welche als OFDM Symbole X(k) bezeichnet werden können, die dem IFFT Block 110 zugeführt werden. Der IFFT Block 110 empfängt die OFDM Symbole X(k) und transformiert diese in eine entsprechende Zeitbereichsfolge x(n) gemäß dem Ausdruck
wobei n die Abtastnummer und N eine ganze Zahl größer oder gleich als 1 ist. Der Sender 102 kann auch einen nicht dargestellten Trellis-Codierer enthalten, der funktionell zwischen dem QAM Block 108 und dem IFFT Block 110 angeschlossen ist.
Der CP Codierer 112 empfängt die von dem IFFT Block 110 erzeugte Zeitbereichsfolge x(n) und fügt das CP hinzu, das typischerweise verwendet wird, um die Zwischensymbolinterferenz (ISI) zu reduzieren. Der CP Codierer 112 kopiert im Allgemeinen die ersten m Worte in der Folge und fügt die m Worte dem Ende der Folge hinzu, um eine Sendedatenfolge zu erzeugen. Der Wert von m ist eine feste ganze Zahl größer als 0, die dem verwendeten Datenübertragungsstandard entspricht. Beispielsweise ist gemäß dem IEEE 802.11a und 812.11g Standards m typischerweise 64. Die Sendedatenabtastwerte x(t) des Basisbandes werden dann in ein Durchlaßbandsignal umgewandelt, indem die Abtastwerte mit einer Trägerfrequenz fc im Modulatorblock 114 moduliert werden. Der Block 116 entfernt die Imaginärkomponente (Im{}) des Durchlaßbandsignals und hinterläßt dadurch die Realkomponente (Re{}) des Signals für die Übertragung über den Kanal 104. Die Imaginärkomponente des Signals kann entfernt werden, indem beispielsweise eine Phase des Signals um 90 Grad verschoben wird, und somit kann der Block 116 einen Phasenschieber enthalten. Das gesendete Signal s(t) liegt in der Form von
vor, wobei x(t) die Zeitbereichsdarstellung von x(n) und ω_c die Trägerfrequenz in Radian (d.h. ω_c = 2πfc) ist.
Da die CFO im Allgemeinen eingeführt wird, nachdem das Signal gesendet worden ist, konzentrieren sich die CFO Abschätzungsverfahren typischerweise auf den Empfänger statt auf den Sender. Demzufolge kann der Sender 102 gemäß einem herkömmlichen OFDM Sender implementiert werden, wie ihn der Fachmann auf diesem Gebiet kennt. Eine detaillierte Beschreibung des Betriebs des Senders 102 wird daher hierin nicht dargestellt.
Auf der Empfängerseite wird das empfangene Signal r(t), das die gesendeten Abtastwerte enthält, aus dem Durchlaßband zu dem Basisband durch den Demodulator 118 unter Verwendung derselben Trägerfrequenz fc wie der im Sender 102 verwendeten nach abwärtsgewandelt, um x(t) zu erhalten. Das empfangene Signal r(t) liegt in der Form von
vor. Das Basisbandsignal wird bevorzugt dem exemplarischen CFO Kompensator 122 zugeführt, welcher wie vorstehend festgestellt, einen Rotorblock 126 aufweisen kann, der mit dem Ausgang des Demodulators 118 und des CFO Abschätzers 124 verbunden ist. Der exemplarische CFO Kompensator 122 ist für den Empfang des Basisbandsignals aus dem Demodulator 118 und zum Modifizieren einer Phase des Basisbandsignals unter Ansprechen auf ein von dem CFO Abschätzer 124 erzeugtes CFO Abschätzsignal konfigurierbar. Das CFO Abschätzsignal stellt eine Abschätzung der in dem empfangenen Signal vorhandenen CFO dar, wie es nachstehend detaillierter erläutert wird. Gemäß einem Aspekt der Erfindung weist das CFO Abschätzsignal einen digitalen Wert auf, welcher die Phasenverschiebung zwischen dem Senderträger und dem Empfängerträger repräsentiert. Der Rotorblock 126 kann einen Phasenschieber enthalten, um funktionell eine Phase eines gegebenen Symbols um einen Betrag im Wesentlichen gleich dem der abgeschätzten CFO zu drehen.
Der exemplarische Empfänger 106 kann auch ein Filter 120 enthalten, das funktionell zwischen dem Demodulator 118 und dem CFO Kompensator 122 angeschlossen ist. Das Filter 120, welches aus einem Tiefpaßfilter bestehen kann, ist bevorzugt konfigurierbar, um das Basisbandsignal aus dem Demodulator 118 zu empfangen und im Wesentlichen eine Außer-Band-Komponente von Gauss'schem Rauschen zu entfernen, welche in dem empfangenen Signal vorhanden sein kann.
Das Ausgangssignal des CFO Kompensators 122 wird dem CP Decoder 128 zugeführt, welcher das zyklische Präfix aus der empfangenen Folge abstreift, indem er beispielsweise die letzten m Worte aus der Folge entfernt, wobei m typischerweise 64 gemäß den IEEE 802.11a und 802.11g Standards ist, wie es vorstehend festgestellt wurde. Obwohl er keineswegs auf irgendein spezielles Decodierungsverfahren beschränkt ist, ist der CP Decoder 128 bevorzugt im Wesentlichen auf das in dem Sender 102 verwendete CP Codierungsverfahren abgestimmt.
Unter Annahme einer idealen Kanalantwort kann der Empfänger konfiguriert werden, daß er die Originalabtastwerte X(k) durch Berechnen der FFT bei dem Block 130 von Abtastwerten aus dem CP Decoder 128 gemäß dem Ausdruck
erhält. Dieses erzeugt X(–/2)... X(0), X(1), X(2)... X(N/2). Jedoch ist eine ideale Kanalantwort selten, wenn überhaupt erzielbar. Ferner ist die in dem Empfänger 106 zum Demodulieren des empfangenen Signals verwendete Trägerfrequenz oft nicht genau auf die in dem Sender 102 zum Modulieren des zu sendenden Signals verwendete Trägerfrequenz abgestimmt, wodurch eine Verschiebung erzeugt wird. Somit werden bestimmte nicht-ideale Komponenten in das empfangene Signal als Folge der Eigenschaften der Kanalantwort und der Trägerfrequenzfehlanpassung zwischen dem Sender 102 und dem Empfänger 106 eingeführt.
Unter Annahme, daß eine äquivalente Basisbanddarstellung der Kanalantwort h(n) ist, und unter der Annahme, daß H(k) die FFT von h(n) ist, können dann nach dem Passieren des Kanals 104 die tatsächlich empfangenen Abtastwerte y(n) ausgedrückt werden als
wobei w(n) weißes Gauss'sches Rauschen und ε die Trägerfrequenzverschiebung (CFO) ist. Wie es vorstehend festgestellt wurde, versucht die vorliegende Erfindung genau die CFO abzuschätzen, so daß der OFDM Empfänger effektiver die unerwünschten Auswirkungen der CFO kompensieren kann.
Unter der Annahme, daß die FFT von y(n) durch Y(r) dargestellt wird, und daß die FFT von w(n) durch W(r) dargestellt wird, kann dann Y(r) ausgedrückt werden als
In der vorstehenden Gleichung (6) repräsentiert der Term ICI(r,ε) die primär durch die CFO verursachte Zwischenträgerinterferenz. Der Term ICI(r,ε) kann ausgedrückt werden als
Die Ausgangsabtastwerte aus dem FFT-Block 130 können dem FDQ 132 zugeführt werden, wo sie weiter verarbeitet werden. Der FDQ, welcher einem herkömmlichen Frequenzbereichentzerrer oder einer alternativen Schaltung entsprechend implementiert werden kann, kompensiert Kanal-Nullstellen und/oder andere durch den Kanal 104 eingeführte nicht-lineare Charakteristiken, indem er einen oder mehrere empfangene Trainingssymbole mit einem entsprechenden erwarteten Symbol vergleicht. Der FDQ kompensiert dann die Kanal-Nullstellen, indem er funktionell die Phase des empfangenen Symbols verschiebt, um es im Wesentlichen dem erwarteten Symbol anzugleichen.
In dem exemplarischen OFDM Empfänger 106 wird das Ausgangssignal des FDQ 132 dem Slicer 134 zugeführt, welcher beispielsweise einen QAM Demodulator aufweisen kann. Es dürfte sich verstehen, daß das durch den Slicer 134 verwendete Demodulationsverfahren im Wesentlichen auf das in dem QAM Block 108 des Senders 102 verwendete Modulationsverfahren abgestimmt ist. Der Slicer 134 achtet im Wesentlichen auf ein gegebenes empfangenes Symbol und ermittelt die nächst gelegene Abtastwertübereinstimmung in einer erwarteten Konstellation. Das sich ergebende Ausgangssignal weist einen Datenstrom DOUT auf, welcher idealerweise mit dem originalen Eingangsdatenstrom DIN, der dem Sender 102 präsentiert wird, übereinstimmt. Der Ausgang des FDQ 132 kann auch mit dem CFO Abschätzer 124 verbunden sein, so daß der CFO Abschätzer 124 funktionell mit dem exemplarischen Empfänger 106 in einer Rückkopplungsanordnung verbunden ist. Der exemplarische Empfänger 106 kann unter der Annahme, daß in dem Sender 102 ein Trellis-Codierer verwendet wird, auch einen (nicht dargestellten) Viterbi-Decoder enthalten, der funktionell zwischen dem FDQ 132 und dem Slicer 134 angeschlossen ist.
Ein Verfahren zum Abschätzen der CFO wird nun in Abhängigkeit von einer Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Da die CFO Abschätzung im Allgemeinen auf der Empfängerseite durchgeführt wird, werden die CFO Abschätzungstechniken der vorliegenden Erfindung hierin im Zusammenhang mit dem in 1 dargestellten OFDM Beispielempfänger 106 beschrieben.
Wie es vorstehend festgestellt wurde, weist der exemplarische CFO Kompensator 122 den funktionell mit dem Rotorblock 126 verbundenen CFO Abschätzer 124 auf. Der CFO Abschätzer 124 ist bevorzugt für den Empfang eines Ausgangssignals des FDQ 132 und für die Ermittlung eines Schätzwertes der in dem empfangenen Signal vorhandenen CFO konfigurierbar. Der CFO Abschätzwert wird dem Rotor 126 zugeführt, welcher im Wesentlichen die CFO durch Drehen der Phase eines gegebenen Signals kompensiert. Drei Verfahren zur CFO Abschätzung werden hierin diskutiert, nämlich Zeitbereichskorrelation, Phasenverschiebungsabschätzung und Pilotton-basierende Abschätzung.
Die Zeitbereichskorrelation kann in Verbindung mit dem CFO Abschätzverfahren der Phasenverschiebung der Erfindung verwendet werden, um weitere Verbesserungen davon bereitzustellen. Eine Zeitbereichskorrelation kann während eines Trainingsmodus für eine grobe CFO Abschätzung verwendet werden, wobei kurze und lange Trainingssymbole gesendet werden. Wenn die Basisbandabtastfrequenz F_s ist, und die Abtastdauer T_s ist, dann ist T_s = 1/F_s und t = nT_s, wobei n die Abtastanzahl ist. Unter Annahme einer flachen Kanalantwort kann ein empfangener Abtastwert y(t) dargestellt werden als
wobei x(nT_s) einen gesendeten Abtastwert x(t) repräsentiert. Es sei φ = pF_c/F_S, wobei F_c die Trägerfrequenz ist, p die CFO in Millionstel Teilen (ppm) und ε die Frequenzverschiebung (ε = pF_c) ist. Das Einsetzen von φ in die Gleichung (8) ergibt:
Während der kurzen Trainingsperiode werden die Abtastwerte mit einer Periode von N für ein gegebenes Symbol wiederholt, wobei im Zusammenhang mit den IEEE 802.11a und 802.11g Standards N = 16 (d.h. 16 Abtastwerte pro Symbol) ist. Das Einsetzen der Größe (n + N) in die vorstehende Gleichung (9) ergibt
Der Winkel des Vektors R_yy' kann definiert werden als
Die Umstellung der Gleichung (13) ergibt den CFO Schätzwert φ als
Während der Rotorblock 126 in dem exemplarischen Empfänger 106 bevorzugt diese grobe CFO Abschätzung als Ausgangsstartpunkt für die Phasenverschiebungsabschätztechnik der Erfindung verwendet, sind die während des Trainingsmodus gesendeten Trainingssymbole im Allgemeinen zu kurz, um eine genaue CFO Abschätzung zu erhalten.
Ein exemplarisches Phasenverschiebungs-Abschätzverfahren wird nun gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. Das exemplarische Phasenverschiebungs-Abschätzverfahren, welches in dem CFO Abschätzer 124 durchgeführt werden kann, wird in dem Frequenzbereich durchgeführt, um die CFO genauer abzuschätzen. Ferner kann das exemplarische Phasenverschiebungs-Abschätzverfahren auf der Basis übertragener Datensymbole basieren, welche im Allgemeinen in der Dauer länger sind, und dadurch eine genauere CFO Abschätzung ermöglichen. Ferner kann, da das Phasenverschiebungsverfahren keine zusätzlichen Trainingssymbole erfordert, vorteilhaft ein höherer Datendurchsatz erzielt werden.
Unter Annahme einer flachen Kanalantwort kann ein empfangener Abtastwert y(nT_s) dargestellt werden als
Wenn N die Anzahl der Abtastwerte pro Symbol ist, dann ist
In der vorstehenden Gleichung (16) repräsentiert die Größe (–φN) eine Änderung im Phasenfehler ("phase error"). Die CFO kann daher durch Ermittlung der Differenz in dem Phasenfehler zwischen wenigstens zwei Symbolen, die bevorzugt aufeinanderfolgen, ermittelt werden. Es sei ϕ(i) definiert als
Die über alle verwendeten Unterträger gemittelte Phasenverschiebung ϕ kann dargestellt werden als
wobei L die Gesamtanzahl der verwendeten Unterträger ist.
In der Summe empfängt der exemplarische CFO Abschätzer 124 von dem FDQ 132 erzeugte Abtastwerte und berechnet die Differenz im Phasenfehler zwischen den erwarteten Daten und den empfangenen Daten. Der CFO Abschätzer 124 ist bevorzugt so konfiguriert, daß er den Phasenfehler für ein erstes Symbol berechnet und den Phasenfehler für ein anschließendes Symbol und die CFO wenigstens teilweise auf der Basis der Differenz zwischen den zwei Phasenfehlern berechnet. Der in dem CFO Kompensator 112 enthaltene Rotorblock 126 verwendet den gemittelten Schätzwert der Phasenverschiebung, um die Phase eines gegebenen Symbols als Reaktion darauf zu modifizieren.
Der Rotorblock 126 kann einen einfachen rotierenden Zeiger (phasor), gegeben durch e^jφπ, aufweisen. Der empfangene Abtastwert r(l) wird mit dem Zeiger e^jφπ multipliziert, um einen modifizierten Abtastwert r'(n) zu erzeugen, welcher im Wesentlichen die Phasenverschiebung kompensiert. Somit kann der modifizierte Abtastwert r'(n) dargestellt werden als
In einem Datenmodus kann der exemplarische Empfänger 106 ein Pilotton-basierendes Abschätzverfahren in Verbindung mit der Phasenverschiebungs- CFO Abschätztechnik der vorliegenden Erfindung verwenden, um weitere Verbesserungen dafür bereitzustellen. Anstelle der Verwendung des Phasenfehlers verwendet ein exemplarisches Pilotton-Abschätzverfahren eine Maximalwahrscheinlichkeits (ML) Abschätzung des bekannten pseudozufälligen Pilotsignals, um den Phasenfehler zu berechnen. Der CFO Term ε kann auf der Basis des Winkels des Fehlervektors berechnet werden. In diesem Falle wird der Rotationswinkel ε an den CFO Kompensator 122 zurückgeführt, um die Frequenzverschiebung zu kompensieren.
Im Zusammenhang mit einem IEEE 802.11 WLAN System werden, um die Auswirkung der CFO zu kompensieren, typischerweise kurze und lange Trainingssymbole gesendet. 2 stellt eine veranschaulichende gesendete Folge 200 dar, welche eine Vielzahl von Symbolen gemäß dem IEEE 802.11 Standard aufweist. Die gesendete Folge 200 weist einen kurzen Symbolabschnitt 202, einen langen Symbolabschnitt 204, einen Signalabschnitt 206 und einen Datenabschnitt 208 auf. Die kurzen Symbole, nämlich t1 bis t10, können für ein automatisches Verstärkungsfaktor (AGC) Training, zur Rahmensynchronisation und groben CFO Abschätzung verwendet werden. Jedes kurze Symbol enthält im Allgemeinen vier einander überlagerte Sinuswellen. Da das erste Symbol t1 oft durch eine Mehrwegestörung verfälscht ist, wird es generell verworfen. Die restlichen neun Kurzsymbole t1–t10 werden für eine grobe CFO Abschätzung, beispielsweise unter Anwendung eines Zeitbereichs-Korrelationsverfahrens, wie es vorstehend beschrieben wurde, verwendet.
Den langen Symbolen T1 und T2 geht ein Schutzintervall GI2 voraus, welches die doppelte Größe eines normalen Schutzintervalls (z.B. GI) besitzt. Das Schutzintervall GI2, welches im Wesentlichen ein zyklisches Präfix der längeren Trainingssymbole T1 und T2 ist, reduziert die Auswirkung der Zwischensymbolinterferenz (ISI) und die Symbole T1 und T2 können für die feine CFO Abschätzung verwendet werden. Typischerweise weist das GI2 die erste Hälfte des Symbols T1 zweimal wiederholt auf, und das Symbol T1 ist im Allgemeinen dasselbe wie das Symbol T2. In gleicher Weise weisen der Signalabschnitt 206 und der Datenabschnitt 208 der gesendeten Folge 200 bevorzugt ein zyklisches Präfix GI auf.
Das Filter in dem in 1 dargestellten Empfänger 106 kann ein abgestimmtes Filter enthalten, welches zum Ermitteln der Symbolsynchronisation verwendet werden kann. Nach der Symbolsynchronisation und AGC Berechnung kann die CFO unter Verwendung einer Kreuzkorrelation zwischen aufeinanderfolgenden Perioden (z.B. t2 und t3) abgeschätzt werden.
Während der kurzen Trainingsperiode, welche den kurzen Symbolabschnitt 202 der Sendefolge 200 verwendet, wird ein Anfangsschätzwert φ für die CFO bevorzugt unter Verwendung des Zeitbereichskorrelationsverfahrens und der Gleichung (14) berechnet, obwohl auch alternative Abschätzverfahren verwendet werden können. Während der langen Trainingsperiode, welche den langen Symbolabschnitt 204 der gesendeten Folge 200 verwendet, kann der Empfänger lange Symbole T1 und T2 verwenden, um eine feine CFO Abschätzung durchzuführen und um die Frequenzbereichsentzerrung zu berechnen. Die Gleichung (14), welche zum Berechnen der groben CFO Abschätzung verwendet wurde, kann auch zum Berechnen der feinen CFO Abschätzung verwendet werden, aber nur solange, wie die Symbole 64 Abtastwerte besitzen, N auf 64 eingestellt ist. Dieser Wert kann der Grobverschiebung hinzugefügt werden, um eine genauere anfängliche CFO Abschätzung zu erzeugen, die von dem CFO Kompensator 122 in dem exemplarischen Empfänger 106 von 1 verwendet wird.
Gemäß dem vorstehend beschriebenen Phasenverschiebungs-Abschätzverfahren der vorliegenden Erfindung wird der Phasenfehler zwischen jedem Unterträger von zwei benachbarten Symbolen bevorzugt verwendet, um einen Restphasenfehler zu berechnen, welcher zu einer genaueren CFO Abschätzung führt. Der Mittelwert dieses Phasenfehlers zwischen diesen Unterträgern ergibt einen Schätzwert des Phasenfehlers zwischen entsprechenden benachbarten Symbolen, und unter Verwendung der Gleichung (17) wird ein CFO Schätzwert berechnet. Dieser Schätzwert wird dem unter Anwendung der Zeitbereichskorrelation und/oder Pilotton-basierenden Abschätzung erhaltenen CFO Schätzwert hinzuaddiert und wird von dem Rotorblock 126 in dem CFO Kompensator 122 des Empfängers 106 (siehe 1) zum Kompensieren der CFO verwendet. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden nur die Unterträger, welche zur Datenübertragung und/oder Pilotton-basierenden Abschätzung verwendet werden, zum Abschätzen der Phasenverschiebung verwendet. Die Mittelung der Phasenverschiebung liefert einen besseren CFO Schätzwert im Vergleich zu den herkömmlichen CFO Schätzverfahren, da einige von den Unterträgern sich in spektralen Nullstellen befinden können, welche wenigstens teilweise durch die Mehrwegestörung bewirkt werden.
Das Pilotton-basierende CFO Schätzverfahren beruht auf vier Pilottönen, die unter Verwendung von DPSK Modulation einer bekannten pseudozufälligen Folge gemäß dem IEEE 802.11a Standard gesendet werden. Diese vier Pilottöne belegen die Kanäle –7, –21, 7 und 21 und werden in Verbindung mit jedem Datensymbol gesendet. Der Empfänger schätzt unter Verwendung der Pilotton-basierenden Abschätzung den Phasenfehler auf der Basis der Pilottöne ab und berechnet daraus wie vorstehend erläutert die CFO. Der Phasenfehler jedes empfangenen Pilottons wird berechnet und der Fehler über die vier Töne gemittelt. Der CFO Schätzwert wird dann von dem Rotorblock 126 in dem CFO Kompensator 122 (siehe 1) verwendet, um die Phase eines gegebenen Symbols entsprechend einzustellen, welche dadurch den CFO Fehler kompensiert. Jedoch reduziert die Pilotton-basierende CFO Abschätzung die Datennutzlast, da sie vier von den 52 verfügbaren Tönen verwendet. Dieses entspricht einer Reduzierung im Datendurchsatz von 8 Prozent. Ein Vergleich zwischen einer Pilotton-basierenden CFO Abschätzung und CFO Abschätzung der Phasenverschiebung wird nachstehend in Verbindung mit den 3 und 4 diskutiert.
Exemplarische Simulationsergebnisse
3 und 4 sind graphische Darstellungen exemplarischer Simulationsergebnisse, welche eine Pilotton-basierende Abschätzung und eine Phasenverschiebungs-Abschätzung vergleichen. Das in 1 beschriebene exemplarische OFDM System 100 wurde verwendet, um die Simulationsergebnisse zu erhalten. Die kurzen Trainingssymbole gemäß Beschreibung in Abschnitt 4 wurden gefolgt von den langen Trainingssymbolen gesendet. Diesen folgten die Datensymbole. Das Phasenrauschen wurde als vernachlässigbar angenommen und der Symbolzeittakt wurde als genau angenommen. Das Kanalmodell ist in Steve Halford, Karen Halford and Mark Webster, "Evaluating the perfomance of HRb Proposals", IEEE 802.11-00/282r2 (Sept. 2000) beschrieben. Additives weißes Gauss'sches Rauschen (AWGN) wurde in dem Kanal hinzuaddiert und der Anteil des hinzuaddierten Rauschens als Kanal SNR bezeichnet. Festpunkt FFT und IFFT-Modelle wurden für die Simulationen verwendet. Das SNR bei dem Empfänger wurde mittels des Ausdrucks
berechnet, wobei e der Fehlervektor und S das empfangene Signal ist.
3 stellt einen Vergleich Phasenverschiebungs-basierenden CFO Abschätzverfahrens und des Pilotton-basierenden CFO Abschätzverfahrens bei Vorhandensein einer Mehrwegeverzerrung mit einer quadratischen Mittelwert (RMS) Verzögerungsstreuung T_RMS von 50 Nanosekunden (ns) dar. Die RMS Verzögerungsstreuung ist ein Maß für die Mehrwegeverteilung innerhalb des Kanals. Wie es aus der Zeichnung ersichtlich ist, arbeiten beide Verfahren ähnlich bis das SNR unter 30 dB fällt. Bei 30 dB und darunter war die Größe der Konstellation, welche das Pilotton-Verfahren unterstützt, 64-QAM, während das Phasenverschiebungs-basierende Verfahren 16-QAM unterstützen konnte.
4 stellt einen Vergleich des Empfängerverhaltens für eine Phasenverschiebungs-basierende CFO Abschätzung und Pilotton-basierende CFO Abschätzung bei Vorhandensein von Mehrwegeempfang mit einer T_RMS von 150 ns dar. Für ein hohes Kanal SNR (z.B. größer als etwa 30 Dezibel (dB)) ist das Phasenverschiebungsverfahren dem Pilotton-basierenden Verfahren überlegen. Dieses beruht zumindest teilweise auf der Tatsache, daß die Pilottöne nachteilig durch die spektralen Nullstellen des Kanals beeinflußt werden, während in dem Phasenverschiebungsverfahren nicht alle Unterträger betroffen sind.
Es dürfte erkennbar sein, daß eine Schaltung zum Durchführen der Verfahren der vorliegenden Erfindung, wie sie hierin beschrieben wurden, wenigstens teilweise in einer Halbleitervorrichtung implementiert werden kann, welche mehr als nur eine solche Schaltung aufweisen kann. Ferner können Abschnitte der Schaltung in zwei oder mehr Halbleitervorrichtungen implementiert werden, die für einen Betrieb in Verbindung miteinander konfigurierbar sind, wie z.B. in einen Chipsatz zum Implementieren der Verfahren der Erfindung, wie es der Fachmann auf diesem Gebiet kennt.
Obwohl veranschaulichende Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung hierin unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben wurden, dürfte es sich verstehen, daß die Erfindung nicht auf diese genauen Ausführungsformen beschränkt ist, und daß verschiedene weitere Änderungen und Modifikationen darin durch den Fachmann auf diesem Gebiet ohne Abweichung von dem Schutzumfang der beigefügten Ansprüche möglich sind. Beispielsweise kann die Erfindung mit anderen Standards als den IEEE 802.11 (z.B. IEE 802.15) sowie in Nicht-Standardanwendungen angewendet werden. Ferner sollten die vorstehend im Zusammenhang der Beschreibung der veranschaulichenden Ausführungsformen getroffenen Annahmen nicht als Erfordernisse für die Erfindung betrachtet werden und müssen nicht in anderen Ausführungsformen davon zutreffen.
Zusammenfassung
Ein OFDM Empfänger weist einen Demodulator, der zum Empfangen eines eine Vielzahl von Symbolen enthaltenden Durchlaßbandsignals, wobei wenigstens eines von den Symbolen ein Bezugssymbol ist, und zum Umwandeln des Durchlaßbandsignals in ein Basisbandsignal konfigurierbar ist, eine CFO Kompensationsschaltung, die zum Empfangen des Basisbandsignals und Modifizieren einer Phase des Basissignals unter Ansprechen auf ein erstes Regelsignal konfigurierbar ist, eine Transformationsschaltung, die zum Umsetzen des Basisbandsignals aus der CFO Kompensationsschaltung in eine Frequenzbereichskonstellation konfigurierbar ist, einen Entzerrer, der zum Empfangen der Frequenzbereichkonstellation und zum Modifizieren der Frequenzbereichskonstellation wenigstens teilweise auf dem Bezugssymbol basierend konfigurierbar ist, und eine CFO Abschätzschaltung auf, welche funktionell zwischen einem Ausgang des Entzerrers und der CFO Kompensationsschaltung in einer Rückkopplungskonfiguration angeschlossen ist. Die CFO Abschätzschaltung ist zum Messen einer Differenz im Phasenfehler zwischen wenigstens zwei von dem Entzerrer empfangenen Symbolen und zum Erzeugen des ersten Regelsignals konfigurierbar, wobei das erste Regelsignal die gemessene Phasenfehlerdifferenz repräsentiert.

Claims

Empfänger mit orthogonaler Frequenzmultiplexierung, welcher aufweist: einen Demodulator, der zum Empfangen eines eine Vielzahl von Symbolen enthaltenden Durchlaßbandsignals, wobei wenigstens eines von den Symbolen ein Bezugssymbol ist, und zum Umwandeln des Durchlaßbandsignals in ein Basisbandsignal konfigurierbar ist; eine Trägerfrequenzverschiebungs- (CFO) Kompensationsschaltung, die zum Empfangen des Basisbandsignals und Modifizieren einer Phase des Basissignals unter Ansprechen auf ein erstes Regelsignal konfigurierbar ist; eine Transformationsschaltung, die zum Umsetzen des Basisbandsignals aus der CFO Kompensationsschaltung in eine Frequenzbereichskonstellation konfigurierbar ist; einen Entzerrer, der zum Empfangen der Frequenzbereichkonstellation und zum Modifizieren der Frequenzbereichskonstellation wenigstens teilweise auf dem Bezugssymbol basierend konfigurierbar ist; und eine CFO Abschätzschaltung, welche funktionell zwischen einem Ausgang des Entzerrers und der CFO Kompensationsschaltung in einer Rückkopplungskonfiguration angeschlossen ist, wobei die CFO Abschätzschaltung zum Messen einer Differenz im Phasenfehler zwischen wenigstens zwei von dem Entzerrer empfangenen Symbolen und zum Erzeugen des ersten Regelsignals konfigurierbar ist, wobei das erste Regelsignal die gemessene Phasenfehlerdifferenz repräsentiert.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei die wenigstens zwei von dem Entzerrer empfangenen Symbole aufeinanderfolgende Symbole aufweisen.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Transformationsschaltung eine Schaltung zur Ausführung einer schnellen Fourier-Transformation aufweist.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei die CFO Kompensationsschaltung einen Rotor aufweist, der für den Empfang des ersten Regelsignals und zum Verschieben einer Phase eines Symbols um einen Betrag, der im Wesentlichen gleich der Phasenfehlerdifferenz ist, konfigurierbar ist.
Empfänger nach Anspruch 1, der ferner ein Filter aufweist, das zwischen den Demodulator und die CFO Kompensationsschaltung geschaltet ist, wobei das Filter konfigurierbar ist, um im Wesentlichen eine dem empfangenen Durchlaßband zugeordnete Außer-Band-Komponente von Gauss'schem Rauchen zu entfernen.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei das Filter ein Tiefpaßfilter ist.
Empfänger nach Anspruch 1, der ferner einen zyklischen Präfix (CP) Decoder aufweist, der funktionell zwischen die CFO Kompensationsschaltung und den Entzerrer geschaltet ist, wobei der CP Decoder für das Entfernen einer vorbestimmten Anzahl von Worten von einem Ende jedes Symbols in dem empfangenen Durchlaßbandsignal konfigurierbar ist.
Empfänger nach Anspruch 1, der ferner eine Slicer-Schaltung aufweist, die mit dem Ausgang des Entzerrers verbunden ist, wobei der Slicer dafür konfigurierbar ist, eine einem gegebenen Symbol entsprechende Signalkonstellation zu messen, eine nächstliegende Übereinstimmung zwischen einem Datenabtastwert in einer erwarteten Konstellation und einem Abtastwert in der gemessenen Kanalkonstellation zu ermitteln, und einen Ausgangsdatenstrom zu erzeugen, der Abtastwerte aufweist, die die nächstliegenden Übereinstimmung repräsentieren.
Empfänger nach Anspruch 8, wobei die Slicer-Schaltung einen Quadraturamplitudendemodulator aufweist.
Empfänger nach Anspruch 8, welcher ferner einen Viterbi-Decoder aufweist, der funktionell zwischen den Entzerrer und die Slicer-Schaltung geschaltet ist.
Empfänger nach Anspruch 8, wobei das erste Regelsignal wenigstens teilweise auf einer Differenz zwischen dem Datenabtastwert in der erwarteten Konstellation und dem Abtastwert in der gemessenen Signalkonstellation basiert.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei die wenigstens zwei von dem Entzerrer empfangenen Symbole Datensymbole aufweisen.
Verfahren zum Abschätzen einer Trägerfrequenzverschiebung (CFO) in einem drahtlosen Kommunikationssystem, wobei das Verfahren die Schritte aufweist: Empfangen eines Durchlaßbandsignals mit einer Vielzahl von Symbolen, wobei wenigstens eines von den Symbolen ein Bezugssymbol ist; Umwandeln des Durchlaßbandsignals in ein Basisbandsignal; Umsetzen des Basisbandsignals in eine Frequenzbereichskonstellation; Modifizieren der Frequenzbereichskonstellation wenigstens teilweise auf der Basis des Bezugssymbols; Messen einer Differenz im Phasenfehler zwischen wenigstens zwei empfangenen Symbolen; Erzeugen eines ersten Regelsignals, wobei das erste Regelsignal die Phasenfehlerdifferenz repräsentiert; und Modifizieren einer Phase eines Basisbandsignals unter Ansprechen auf das erste Regelsignal.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei die wenigstens zwei Symbole aufeinanderfolgende Symbole aufweisen.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei der Schritt der Umsetzung des Basisbandsignals in eine Frequenzbereichskonstellation das Berechnen einer schnellen Fourier-Transformierten (FFT) des Basissignals umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 13, das ferner den Schritt umfaßt, im Wesentlichen eine dem empfangenen Durchlaßband zugeordnete Außer-Band-Komponente von Gauss'schem Rauchen zu entfernen.
Verfahren nach Anspruch 13, das ferner den Schritt der Entfernung einer vorbestimmten Anzahl von Worten von einem Ende jedes Symbols in dem empfangenen Durchlaßbandsignal umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 13, das ferner die Schritte umfaßt: Messen einer einem gegebenen Symbol entsprechenden Signalkonstellation; Ermitteln der nächstliegenden Übereinstimmung zwischen einem Datenabtastwert in einer erwarteten Konstellation und einem Abtastwert in der gemessenen Signalkonstellation; und Erzeugen eines Ausgangsdatenstroms mit Abtastwerten, die die näheste Übereinstimmung repräsentieren.
Verfahren nach Anspruch 18, wobei das erste Regelsignal wenigstens teilweise auf einer Differenz zwischen dem Datenabtastwert in der erwarteten Konstellation und dem Abtastwert in der gemessenen Signalkonstellation basiert.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei der Schritt der Modifizierung einer Phase des Basisbandsignals die Verschiebung einer Phase eines Symbols um einen Betrag umfaßt, der im Wesentlichen gleich der Phasenfehlerdifferenz ist.
Halbleitervorrichtung zur Abschätzung einer Trägerfrequenzverschiebung (CFO) in einem drahtlosen Kommunikationssystem, wobei die Halbleitervorrichtung aufweist: einen Demodulator, der zum Empfangen eines eine Vielzahl von Symbolen enthaltenden Durchlaßbandsignals, wobei wenigstens eines von den Symbolen ein Bezugssymbol ist, und zum Umwandeln des Durchlaßbandsignals in ein Basisbandsignal konfigurierbar ist; eine Trägerfrequenzverschiebungs- (CFO) Kompensationsschaltung, die zum Empfangen des Basisbandsignals und Modifizieren einer Phase des Basissignals unter Ansprechen auf ein erstes Regelsignal konfigurierbar ist; eine Transformationsschaltung, die zum Umsetzen des Basisbandsignals aus der CFO Kompensationsschaltung in eine Frequenzbereichskonstellation konfigurierbar ist; einen Entzerrer, der zum Empfangen der Frequenzbereichkonstellation und zum Modifizieren der Frequenzbereichskonstellation wenigstens teilweise auf dem Bezugssymbol basierend konfigurierbar ist; und eine CFO Abschätzschaltung, welche funktionell zwischen einem Ausgang des Entzerrers und der CFO Kompensationsschaltung in einer Rückkopplungskonfiguration angeschlossen ist, wobei die CFO Abschätzschaltung zum Messen einer Differenz im Phasenfehler zwischen wenigstens zwei von dem Entzerrer empfangenen Symbolen und zum Erzeugen des ersten Regelsignals konfigurierbar ist, wobei das erste Regelsignal die gemessene Phasenfehlerdifferenz repräsentiert.