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Hintergrund der Erfindung
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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft das Einrichten einer Kanalabschätzeinheit
in einem kabellosen Empfänger,
beispielweise einem Empfänger
mit orthogonaler Frequenzaufteilung (OFDM) auf Basis des IEEE 802.11a
Standards.
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Hintergrund
der Erfindung
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In
Nahbereichsnetzwerken wurden traditionell Netzwerkkabel oder andere
Medien verwendet, um Stationen in einem Netzwerk zu verbinden. Neuere
kabellose Technologien werden gegenwärtig entwickelt, um OFDM-Modulationsverfahren
für drahtlose
Nahbereichsnetzwerkanwendungen einzusetzen, wozu drahtlose LAN's (d. h. kabellose
Infrastrukturen mit festgelegten Zugangspunkten), mobile ad hoc-Netzwerke,
etc. gehören.
Insbesondere der IEEE-Standard 802.11a mit dem Titel „Spezifikationen
für drahtlose
LAN-Mediumszugriffssteuerung (MAC) und physikalische Schichten (PHY):
physikalische Hochgeschwindigkeitsschicht im 5 GHz-Band", spezifiziert eine
OFDM-PHY für kabellose
LANs mit einer Nutzdatenkommunikationskapazität von 54 Mbps. Der IEEE 802.11a
Standard spezifiziert ein PHY-System, das zweiundfünfzig (52)
Subträgerfrequenzen
verwendet, die unter Anwendung einer binären Phasenumtastung oder Quadraturphasenumtastung
(BPSK/QPSK), 16-Quadraturamplitudenmodulation (QAM) oder 64-QAM
moduliert werden.
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Somit
gibt der IEEE-Standard 802.11a eine OFDM-PHY an, die eine Nochgeschwindigkeitsdatenübertragung
in kabelloser Weise mit mehreren Verfahren zur Minimierung von Datenfehlern
bereitstellt.
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Ein
spezieller Aspekt beim Einrichten einer OFDM-PHY auf Basis des IEEE
802.11-Standard
als Hardware-Ausführung
betrifft das Bereitstellen eines kosteneffizienten kompakten Gerätes, das
in kleineren drahtlosen Geräten
eingebaut werden kann. Daher sind für das Einrichten typischerweise
die Kosten, die Gerätegröße und die
Gerätkomplexität entsprechende
wichtige Faktoren.
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Beispielsweise
sind konventionelle Entwurfslösungen
für einen
Entwurfsentzerrer typischerweise so, dass eine Abschätzung von
Kanalauswirkungen auf ein Sendesignal bestimmt werden, und dass
Entzerrerkoeffizienten auf der Grundlage der inversen Funktion der
Abschätzung
der Kanalauswirkungen eingerichtet werden. Insbesondere ist 1 eine
Ansicht, in der ein frequenzbasiertes Empfängermodell 10 dargestellt
ist, wobei ein Sender 12 ein frequenzmoduliertes Signal
X(f) ausgibt. Das frequenzmodulierte Signal X(f) findet eine frequenzselektive
Kanalverzerrung H(f) 14 vor (d. h. eine Abschwächung), und
ein weißes
Gauß'sches-Rauschen N(f) 16.
Somit kann das kabellose Signal Y(f), das von dem Empfänger empfangen
wird, durch die Übertragungsfunktion
gekennzeichnet werden: Y(f) = X(f)H(f)) + N(f).
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Eine
konventionelle Lösung
zur Gestaltung eines Frequenzentzerrers 18 beinhaltet das
Ermitteln einer Abschätzung
für die
Kanalverzerrung H(f) und das Erzeugen einer Inversen der Kanalverzerrung, so
dass ein abgeschätzter
Wert X'(f) des frequenzmodulierten
Signals X(f) erhalten werden kann durch X(f)/H(f) oder äquivalent
dazu Y(f)·[1/H(f)].
Jedoch ist das Rauschen N(f) in dem empfangenen drahtlosen Signal
Y(f) enthalten, so dass das Anwenden der Inversen der Kanalverzerrung
in dieser Lösung
das Kanalrauschen N(f) in dem entzerrten Signal verstärken kann: X'(f)
= [Y(f) – N(f)]·[1/H(f)].
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Somit
kann in dem Versuch, das empfangene Signal Y(f) zu entzerren, die
Rauschkomponente N(f) in hohem Maße verstärkt werden, so dass das verstärkte Rauschen
selbst das ursprünglich
gesendete Signal X(f) übersteigen
kann, wenn der Kanalverzerrungswert H(f) gering ist.
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Überblick über die
Erfindung
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Es
besteht ein Bedarf für
eine Anordnung, die es einem kabellosen Sender/Empfänger ermöglicht,
eine Entzerrung eines empfangenen frequenzmodulierten Signals in
effizienter und ökonomischer Weise
auszuführen.
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Es
besteht ferner ein Bedarf für
eine Anordnung, die es einem kabellosen Sender/Empfänger ermöglicht,
eine Entzerrung eines empfangenen frequenzmodulierten Signals mit
minimalem Entzerrungsfehler auszuführen.
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Des
weiteren besteht ein Bedarf für
eine Anordnung, die es einem kabellosen Sender/Empfänger ermöglicht,
eine Entzerrung eines empfangenen frequenzmodulierten Signals auszuführen, wobei empfangene
Vorlaufsignale bzw. Präambelsignale entsprechend
einer vorgegebenen Präambel
empfangen werden, die lineare Eigenschaften aufweisen, um damit
einen Einsatz mit minimalen Entzerrungsfehlern über einen größeren dynamischen
Bereich zu ermöglichen.
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Diese
und weitere Erfordernisse werden die durch die vorliegende Erfindung
erreicht, wobei eine Kanalabschätzeinrichtung,
die ausgebildet ist, Entzerrungskoeffizienten einem Frequenzentzerrer
zuzuführen,
so gestaltet ist, dass Entzerrerkoeffizienten für ein empfangenes drahtloses
Signal auf der Grundlage einer Abschätzung auf Basis eines minimalen
Entzerrungsfehlers bestimmt werden. Die Kanalabschätzeinrichtung
ist ausgebildet, eine erste und eine zweite lange Präambel aus
dem empfangenen drahtlosen Signal zu erkennen, einen Entzerrungskoeffizienten
für eine
ausgewählte
Frequenz auf der Grundlage einer minimierten Kostenfunktion für die erste
und die zweite lange Präambel
im Vergleich zu einem vorgegebenen Präambelwert für die ausgewählte Frequenz
zu bestimmen und den Entzerrungskoeffizienten für die ausgewählte Frequenz zu
einem Frequenzentzerrer zum Entzerren des empfangenen drahtlosen
Signals zuzuführen.
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Ein
Aspekt der vorliegenden Erfindung stellt ein Verfahren in einem
OFDM-Empfänger
bereit, um einen Entzerrerkoeffizienten zum Entzerren eines empfangenen
drahtlosen Signals mittels eine Frequenzentzerreres zu erzeugen,
wobei das Verfahren umfasst: Erkennen einer ersten und einer zweiten langen
Präambel
aus dem empfangenen drahtlosen Signal; Bestimmen eines Entzerrungskoeffizienten (Wi)
in einer Kanalabschätzeinheit
für eine
ausgewählte
Frequenz auf der Grundlage einer minimierten Kostenfunktion für die erste
und die zweite lange Präambel
im Verhältnis
zu einem vorgegebenen Präambelwert
für die
ausgewählte
Frequenz; und Zuführen
des Entzerrungskoeffizienten für
die ausgewählte Frequenz
zu einem Frequenzentzerrer, wobei der Schritt des Bestimmens umfasst:
Erzeugen von komplex konjugierten Werten für die erste und die zweite lange
Präambel;
Anwenden der komplex konjugierten Werte auf die erste und die zweite
lange Präambel
gemäß der minimierten
Kostenfunktion, um einen komplexen Koeffizienten zu erhalten, der
die komplex konjugierten Werte im Vergleich zu quadrierten Beträgen der
ersten und der zweiten langen Präambel
angibt; und Multiplizieren des komplexen Koeffizienten mit dem vorgegebenen
Präambelwert, um
den Entzerrungskoeffizienten für
die entsprechende ausgewählte
Frequenz zu ermitteln.
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Ein
weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung stellt einen OFDM-Empfänger bereit,
mit: einem Frequenzentzerrer, der ausgebildet ist, ein empfangenes
drahtloses Signal für
eine ausgewählte Frequenz
auf der Grundlage eines entsprechenden Entzerrungskoeffizienten
(Wi) zu entzerren; und einer Kanalabschätzeinheit, die ausgebildet
ist, den Entzerrungskoeffizienten (Wi) für die ausgewählte Frequenz
auf der Grundlage einer minimierten Kostenfunktion für eine erkannte
erste und zweite lange Präambel
im empfangenen drahtlosen Signal in Bezug auf einen vorgegebenen
Präambelwert
für die ausgewählte Frequenz
zu bestimmen, wobei: die Kanalabschätzeinheit ausgebildet ist,
komplex konjugierten Werte für
die erste und die zweite fange Präambel zu erzeugen und die komplex
konjugierten Werte auf die erste und die zweite lange Präambel gemäß der minimierten
Kostenfunktion anzuwenden, um einen komplexen Koeffizienten zu ermitteln,
der die komplex konjugierten Werte im Vergleich zu den quadrierten
Beträgen
der ersten und der zweiten langen Präambel angibt; und die Kanalabschätzeinheit ausgebildet
ist, den komplexen Koeffizienten mit dem vorgegebenen Präambelwert
zu multiplizieren, um den Entzerrungskoeffizienten für die entsprechende ausgewählte Frequenz
zu ermitteln.
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Weitere
Vorteile und neue Merkmale der Erfindung gehen zum Teil aus der
folgenden Beschreibung hervor und werden auch für den Fachmann aus dem Folgenden
ersichtlich oder können
durch das Praktizieren der Erfindung erkannt werden. Die Vorteile
der vorliegenden Erfindung können
realisiert und erreicht werden mittels Einrichtungen und Kombinationen,
wie sie insbesondere in den angefügten Patentansprüchen dargestellt
sind.
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In „Eine Vor-FFT-Entzerrereinrichtung
zur Anwendung von Hiperlan/z",
von Amour et al., wird ein Vor-FFT-Entzerrer beschrieben, der Entzerrerkoeffizienten
unter Anwendung von Präambelsignalen berechnet.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Es
wird nun auf die angefügten
Zeichnungen Bezug genommen, in denen Elemente mit gleichen Bezugszeichen
durchgängig
die gleichen Elemente repräsentieren
und in denen:
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1 eine
Ansicht (gemäß dem Stand
der Technik) ist, der ein frequenzgestütztes Empfängermodell zum Entzerren eines
empfangenen Signals darstellt;
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2a eine Ansicht ist, die ein Empfängermodul
eines IEEE 802.11 OFDM-Sender/Emfängers zeigt,
wobei ein Entschachteler vorgesehen ist, der gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eingerichtet ist.
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3 eine
Blockansicht ist, die eine Kanalabschätzeinrichtung zeigt, die zum
Zuführen
von Entzerrungskoeffizienten zu dem Frequenzentzerrer aus 2 gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist.
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4 eine
Ansicht ist, die detailliert die Frequenzabschätzeinrichtung aus 3 gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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Beste Art
zum Ausführen
der Erfindung
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Die
offenbarte Ausführungsform
wird nunmehr auf Basis eines Überblicks
eines IEEE 802.11 OFDM-Sender/Empfängers beschrieben, woran sich eine
detaillierte Beschreibung der Kanalabschätzeinrichtung anschließt, die
gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eingerichtet ist.
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Überblick über die
Empfängerarchitektur
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2 ist
eine Ansicht, in der eine Architektur eines Empfängermoduls 50 eines
Senders/Empfängers
mit orthogonaler Frequenzaufteilung (OFDM) nach IEEE 802.11 gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung gezeigt ist. Das Empfängermodul 50, das
als eine digitale Schaltung eingerichtet ist, umfasst ein I/Q-Fehlanpassungskompensationsmodul 52,
das erfasste drahtlose Signalwerte (in digitaler Form) von einem
R/F-Eingangsabschnitt (beispielsweise einem Empfangsverstärker) empfängt. Die
detektierten kabellosen Signalwerte enthalten eine I-Komponente
und eine Q-Komponente: diese I- und Q-Komponenten, die normalerweise
orthogonal zueinander sein sollten und gleiche relative Signalstärken aufweisen
sollten, können
in der Praxis jedoch eine nicht orthogonale Phasendifferenz (d.
h. unterschiedlich zu 90 Grad) und eine nicht gleiche Signalstärke aufweisen.
Somit ist das I/Q-Fehlanpassungskompensationsmodul
ausgebildet, die nicht übereinstimmenden
I/Q- Komponenten
zu kompensieren, um kompensierte Signalwerte mit angepassten I/Q-Komponenten mit orthogonaler
Phasendifferenz und gleicher relativer Signalstärke zu erzeugen.
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Das
Empfängermodul 50 besitzt
ferner ein Dynamikbereicheinstellmodul 54. Das Dynamikbereicheinstellmodul 54 ist
ausgebildet, die Verstärkung bzw.
die Signalstärke
der kompensierten Signalwerte auf einen vorgegebenen Dynamikbereich
für eine
optimierte Signalverarbeitung einzustellen, wodurch eingestellte
Signalwerte gemäß dem vorgegebenen Dynamikbereich
ausgegeben werden.
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Die
Rotor- bzw. Drehschaltung 56 ist ausgebildet, eine Kompensation
zwischen einer lokalen Trägerfrequenz
im Empfänger
(d. h. einem lokalen Oszillator) und der Trägerfrequenz des entfernten Senders
(d. h. dem entfernten Oszillator), die zum Senden des drahtlosen
Signals verwendet wird, durchzuführen.
Insbesondere ist die Grob/Fein-Frequenzoffsetabschätzung 58 ausgebildet,
den Unterschied der Frequenz zwischen der lokalen Trägerfrequenz
des Empfängers
und der entfernten Trägerfrequenz
des Sender/Empfängers
abzuschätzen
und diese Differenz einer Phasenschaltung 60 zuzuführen; die
Phasenschaltung 60 wandelt den Differenzwert in einen komplexen
Phasenwert um (einschließlich
der Winkelinformation), der dann der Dreh- bzw. Rotorschaltung 56 zugeführt wird.
Somit dreht die Drehschaltung 56 die eingestellten Signalwerte
auf der Grundlage des komplexen Phasenwertes und gibt gedrehte Signalwerte
aus.
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Der
Ringpuffer 62 ist ausgebildet, die gedrehten Signalwerte
zu speichern. Insbesondere ist zu Beginn eines Datenpakets nicht
sichergestellt, dass dieses an der gleichen Position innerhalb der Sequenz
aus gedrehten Signalwerten angeordnet ist. Somit werden die gedrehten
Signalwerte in dem Ringpuffer 62 so gespeichert, dass ein
Datenwert innerhalb einer vorgegebenen Dauer (beispielsweise innerhalb
der Maximallänge
eines Datenpakets) erkannt und aus dem Ringpuffer 62 abgerufen
werden kann. Sobald der Ringpuffer 62 sein Kapazitätsgrenze
erreicht wird ein neuer Signalwert, der in dem Ringpuffer 62 zu
speichern ist, an die Stelle des ältesten gespeicherten Signalwertes
gesetzt. Somit ermöglicht
es der Ringpuffer 62, dass der Empfänger 50 den „Anfangspunkt" des Datenpakets
innerhalb der Sequenz aus gedrehten Signalwerten einstellt.
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Die
schneller Fourier-Transformations-(FFT) Schaltung 64 ist
ausgebildet, die Sequenz im Zeitbereich der gedrehten Signalwerte
in eine Reihe aus vorgegebenen Frequenzpunkten im Frequenzbereich
(d. h. "Töne") umzuwandeln; gemäß der offenbarten
Ausführungsform
bildet die FFT-Schaltung 64 die gedrehten Signalproben
auf zweiundfünfzig
(52) verfügbare
Töne im
Frequenzbereich ab.
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Insbesondere
werden die verfügbaren
zweiundfünfzig
(52) Töne
verwendet, um Information zu übertragen;
vier (4) Töne
werden als Pilottöne
verwendet, und die verbleibenden achtundvierzig (48) Töne werden
als Datentöne
verwendet, wobei jeder Datenton ein bis sechs (1 bis 6) Bits aus
Informationen transportieren kann. Gemäß der IEEE 802.11 a/g Spezifikation
soll das Datenpaket der physikalischen Schicht eine kurze Übungssequenz
und zwei identische lange Übungssequenzen,
ein Signalfeld (in der die Datenrate und die Länge der Nutzdaten angegeben
sind und das mit der geringsten Datenrate von 6 Mbps codiert ist),
und die Nutzdatensymbole, die in einer von acht Datenraten von 6
Mbps bis 54 Mbps codiert sind, enthalten. Die FFT-Schaltung 64 bestimmt
die Datenrate aus dem Signalfeld und stellt die Datentöne wieder
her.
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Die
FFT-Schaltung 64 gibt eine Gruppe aus Tondaten an einen
Puffer 66 aus, der als ein erster Pufferbereich 66a,
ein zweiter Pufferbereich 66b und ein Schalter 66c gezeigt
ist: Die FFT-Schaltung 64 gibt abwechselnd die Gruppe aus
Tondaten an den Pufferbereich 66a und den Bereich 66b aus,
wobei der Schalter 66 eine Gruppe aus Tondaten von einem Pufferbereich
(beispielsweise 66a) ausgegeben kann, während die FFT-Schaltung 64 die
nächste Gruppe
aus Tondaten in den anderen Pufferbereich (beispielsweise 66b)
einspeist. Zu beachten ist, dass in einer tatsächlichen Implementierung eine
Adressierlogik verwendet werden kann, um die Funktionen des Schalters 66c auszuführen.
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Da
gewisse Töne,
die von der FFT 64 ausgegeben werden, eine Abschwächung auf
Grund einer Signalabschwächung
und einer Verzerrung auf dem drahtlosen Kanal erfahren haben können, ist
eine Entzerrung zum korrigieren der Abschwächung erforderlich. Der Entzerrer 68 im
Frequenzbereich ist ausgebildet, die Abschwächung umzukehren, die die Töne erlitten
haben, um damit entzerrte Töne
bereitzustellen. Die Kanalinformation wird von der Kanalabschätzeinrichtung 70 aus
den langen Übungssequenzen
in der IEEE 802.11-Präambel
erhalten; die Kanalinformation wird von der Kanalabschätzeinrichtung 70 verwendet,
um die Kanaleigenschaften abzuschätzen; die abgeschätzten Kanaleigenschaften werden
dem Frequenzentzerrer 68 zugeleitet, um die Entzerrung
jedes der einzelnen Töne
zu erreichen.
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Zusätzlich zu
dem Grob/Fein-Frequenzoffsetabschätzers 58, der Phasenschaltung 60 und
der Kanalabschätzeinrichtung 70 umfasst
das Empfängermodul 50 auch
ein Zeitsynchonisiermodul 72, einen Frequenzverfolgungsblock 74,
einen Kanalverfolgungsblock 76 und einen Zeitablaufkorrekturblock 78 zum
Steuern der Signalaufbereitung, um sicherzustellen, dass die empfangenen
Signalwerte geeignet decodiert werden, um in präziser Weise die Datensymbole
wieder herzustellen.
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Der
Decodierbereich 80 enthält
ein digitales Scheiben- bzw. Fenstermodul 82, eine Entschachtelungseinrichtung
bzw. einen Entschachteler 84 und eine Viterbi-Decodierer 86.
Das digitale Fenstermodul stellt bis zu 6 Bits aus Symboldaten aus
jedem Ton wieder her, wobei dies auf der Grundlage der in dem Signalfeld
in der Präambel
spezifizierten Datenrate erfolgt. Der Entschachteler 84 führt die
umgekehrte Operation der Verschachtelungsschaltung im Sender aus
und ordnet die Daten wieder in einer geeigneten Sequenz aus entschachtelten
Daten an. Der Viterbi-Decodierer 86 ist ausgebildet, die
entschachtelten Daten in decodierte Daten zu decodieren, wobei dies
gemäß der IEEE-802.11-Spezifizierung
erfolgt.
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Die
Entwürflerschaltung 90 ist
ausgebildet, den ursprünglichen
seriellen Bitstrom aus den decodierten Daten wieder herzustellen,
indem eine 127-Bit-Sequenz, die von dem Verwürfler des Senders erzeugt wurde,
gemäß der IEEE-802.11-Spezifizierung
entwürfelt
wird. Die Entwürflerschaltung 90 verwendet
eine Verwürfelungssaat
bzw. Basis, die aus dem Dienstleistungsfeld des Datenpakets durch die
Saat-Abschätzschaltung 92 wieder
gewonnen wird, um den Entwürfelungsvorgang
durchzuführen. Die
Signalfeldinformation aus der Präambel
wird auch in einem Signalfeldpuffer 94 gespeichert, der ausgebildet
ist, die Länge
und die Datenrate der Nutzdaten in dem Datenpaket zu speichern.
Die Gesamtsteuerung der Komponenten des Empfängers 50 wird durch
die Zustandsmaschine 96 gewährleistet.
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Somit
wird der serielle Bitstrom, der von der Entwürflerschaltung 90 wieder
hergestellt wird, an eine mit dem IEEE 802.11-Standard verträgliche Mediumzugriffssteuerung
(MAC) ausgegeben.
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Kanalabschätzeinrichtung
auf der Grundlage eines minimalen Entzerrungsfehlers.
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3 ist
eine Ansicht, die detailliert die Kanalabschätzeinrichtung aus Fig. 70 aus 2 gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Kanalabschätzeinrichtung 70 ist
ausgebildet, die erste und die zweite lange Präambel 100a, 100b aus
dem empfangenen drahtlosen Signal zu erkennen, wobei jede in einem
internen Signalspeicher gespeichert ist. Insbesondere beschreibt
der Abschnitt 17.3.3 der IEEE 802.11a Spezifikation, dass das Präambelfeld,
das für
die Synchronisierung verwendet wird, zehn (10) kurze Symbole und
zwei identische lange Symbole enthält. Die langen Symbole 110a, 110b enthalten
53 Subträger
(einschließlich
eines Wertes Null bei DC bzw. Gleichspannung), die gemäß einer
vorgegebenen Sequenz moduliert werden. Somit können diese vorgegebenen langen
Symbole durch die Kanalabschätzeinrichtung
für jeden Ton
bestimmt werden, wie dies in 3 als Xi 102 gezeigt ist. Die vorgegebenen
langen Symbole Xi für jede der 53 Subträgerfrequenzen
können
intern in der Kanalabschätzeinrichtung 70 in
einem nicht flüchtigen
Speicher gespeichert sein.
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Wie
zuvor beschrieben ist, erfährt
das empfangene drahtlose Signal eine Kanalverzerrung, die durch
H(f) gekennzeichnet ist. Somit können
die erste Präambel
Y1i und die zweite Präambel Y2i für einen
gegebenen Ton „i" einen Wert aufweisen,
der sich von den ursprünglichen
gesendeten Wert Xi unterscheidet. Gemäß der offenbarten
Ausführungsform
ist die Kanalabschätzeinrichtung 70 ausgebildet,
einen Entzerrungskoeffizienten Wi für die ausgewählte Frequenz „i" auf der Grundlage
der ersten und der zweiten langen Präambel Y1i und
Y2i im Vergleich zu dem vorgegebenen Präambelwert
Xi für
die ausgewählte
Frequenz zu bestimmen. Insbesondere kann der Entzerrungsfehler für jede der
langen Präambel
wie folgt definiert werden: E(f) = W(f)Y(f) – X(f),wobei
W (f) die Abschätzung
der inversen von H(f) ist.
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Ferner
verwendet die Kanalabschätzeinrichtung 70 die
Kostenfunktion J, um den Entzerrungsfehler über die beiden langen Präambel Y1
und Y2 zu messen: J = ||E1(f)||2 + ||E2(f)||2
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Da
die Werte Y(f) und X(f) bekannt sind, kann der Entzerrungskoeffizient
W(f) durch Minimieren der Kostenfunktion J ermittelt werden. Insbesondere
kann das Minimieren der Kostenfunktion J angenähert werden, indem der Fehler
für eine
gegebene Präambel
auf Null gesetzt wird, E(f) = 0, woraus sich der Ausdruck ergibt:
W(f) = X(f)/Y(f).
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Da
die Symbolwerte komplexe Werte sind d. h. Y = x + yj, wobei j die
rein komplexe Einheit bezeichnet (d. h. die Quadratwurzel von –1), kann
der Ausdruck W(f) = X(f)/Y(f) gelöst werden, indem die komplex
konjugierten Werte Y* = x – yj
angewendet werden, woraus sich der folgende Ausdruck für den komplexen
Koeffizienten W; ergibt: Wi =
Xi[Y1*i + Y2*i]/[Y1i|2 +
|Y2i|2)oder Wi = XiZi,wobei Zi = [Y1*i + Y2*i]/[|Y1i|2 + |Y2i|2].
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4 ist
eine Ansicht, in der detaillierter eine Einrichtung der Kanalabschätzeinrichtung 70 auf Grundlage
eines minimalen Entzerrungsfehlers gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung gezeigt ist. Die Kanalabschätzeinrichtung 70 umfasst
komplex konjugierte Generatoren 104a, 104b, die
ausgebildet sind, komplex konjugierte Werte für die erste und die zweite
lange Präambel 100a bzw. 100b zu
erzeugen. Die komplex konjugierten Werte Y1*i und
Y2*i, die von dem entsprechenden komplex
konjugierten Generator 104a bzw. 104b ausgegeben
werden, werden einer Addierschaltung 106 zugeführt, die
ausgebildet ist, die Summe der konvex konjugierten Werte auszugeben.
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Die
komplex konjugierten Werte Y1*i und Y2*i werden ebenso an entsprechende Multiplizierschaltungen 108a und 108b ausgegeben,
um die quadratischen Beträge
|Y1i|2 und |Y2i|2 der entsprechenden
ersten und zweiten langen Präambel 100a bzw. 100b zu
erhalten. Die addierten Beträge
werden durch eine Addierschaltung 110 aufsummiert.
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Die
Summe der komplex konjugierten Werte werden von dem Addierer 106 zu
einem Dividierer 112 ausgegeben. Der Dividierer 112 dividiert
das Ergebnis aus dem Addierer 106 durch die summierten quadratischen
Beträge,
die von der Addierschaltung 110 ausgegeben werden. Der
Dividierer 112 gibt einen komplexen Koeffizienten Zi 114, der die Summe der komplex
konjugierten Werte im Verhältnis
zu der Summe der quadratischen Beträge angibt, an einen Multiplizierer 116 aus.
Der Multiplizierer 116 multipliziert den komplexen Koeffizienten
Zi 114 mit dem vorgegebenen Präambelwert
Xi 102, um den koeffizienten Wert 118 Wi zur Verwendung in dem Entzerrer 68 aus
der 2 für
den entsprechenden Ton i zu ermitteln. Dieser Vorgang wird für jeden
der Töne
i wiederholt.
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Gemäß der offenbarten
Ausführungsform können Entzerrerkoeffizienten
für einen
Frequenzentzerrer effizient auf der Grundlage einer Abschätzung des
minimalen Entzerrungsfehlers bestimmt werden. Die Verwendung der
quadratischen Beträge entspricht
ferner der Minimierung einer Fehlerenergie, da die Energie proportional
dem Quadrat der Beträge
ist. Somit ist die Kostenfunktion konsistent zur Minimierung der
Energie innerhalb der Fehlerkomponente. Ferner kann eine Entzerrung
ohne Verstärkung
des Kanalrauschens ausgeführt
werden.
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Des
weiteren ermöglicht
die Kanalabschätzeinrichtung 70,
dass ein linearer Koeffizient berechnet wird. Wenn insbesondere
das empfangene Signal für
die Kanalabschätzeinrichtung 70 um
einen Faktor k skaliert wird (wobei k eine positive reale Zahl ist),
wird das Signal W(f) der Abschätzeinrichtung entsprechend
um einen Faktor 1/k skaliert. Somit ist das entzerrrte Ausgangssignal
W(f) Y(f) unabhängig von
dem Faktor k, wodurch ein Vermeiden einer ungeeigneten Einstellung
der Signalleistung beim Einstellen eines dynamischen Bereiches unterstützt wird.
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Obwohl
die Erfindung im Zusammenhang mit einer Ausführungsform, die aktuell als
die bevorzugteste Ausführungsform
betrachtet wird, beschrieben ist, sollte es selbstverständlich,
dass die Erfindung nicht auf die offenbarten Ausführungsformen beschränkt ist,
sondern dass vielmehr beabsichtigt ist, diverse Modifizierungen
und Äquivalente
abzudecken, die innerhalb des Schutzbereichs der angefügten Patentansprüche liegen.
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Industrielle
Anwendbarkeit
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Die
vorliegende Erfindung ist auf vernetzte Computer und drahtlose Netzwerkcomputersysteme anwendbar.