CN101257470A - 正交频分复用系统中利用插入导频抑制相位噪声的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种正交频分复用系统中利用插入导频抑制相位噪声的方法，属于数字信息传输技术领域。所述方法包括：在发射端将输入的信号经过扰码、信道编码后，进行符号映射，生成数据符号；获取帧头；将伪随机序列及保护间隔组成连续导频，将连续导频插入数据符号内，然后对其进行离散傅立叶逆变换得到帧体；将帧头和帧体复接，经过后端处理后发射；在接收端利用估计信道响应进行频域均衡，将均衡后信号与发射伪随机序列进行线性相关获得相位噪声的频域估计值；对相位噪声的频域估计值进行离散傅立叶逆变换，然后在时域对接收信号进行相位校正，得到补偿的信号。计算机仿真表明本发明所述方法能有效消除相位噪声干扰，且算法复杂度低实现简单。

Description

正交频分复用系统中利用插入导频抑制相位噪声的方法

技术领域

本发明涉及数字信息传输技术领域，特别涉及一种正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM)系统中利用插入导频抑制相位噪声的方法。

背景技术

当前数字信息传输技术(如无线传输系统)中的主要问题是如何在传输信号的过程中，有效的抑制相位噪声对信号的影响。在高速无线宽带传输系统中，通常同时采用高阶电平调制技术和正交频分复用技术来提高频谱利用率以及对抗信道的频率选择性。但是采用高阶电平调制的系统对噪声和射频失真十分敏感，此外射频失真还容易破坏OFDM系统中子载波间的正交性，引起子载波间干扰，从而恶化系统性能。

射频失真一般包括载波频率偏移、相位噪声、IQ不平衡等射频前端失真问题，相比于其他两种干扰，相位噪声由于其随机性更难以消除。

相位噪声是由于接收端和发射端的振荡器受热噪声和通过外部供电及控制电路引入的噪声影响而引起相位随机变化，相位起伏和频率起伏产生的。相位噪声在发送端发射机和接接收端调谐器等都能引入。采用高性能的振荡器能减小相位噪声，但其价格也更贵。对于广播式系统，由于接收机的数量众多，不能使用太昂贵的振荡器。接收端与发射端相比，相位噪声一般较大，为保证较好的接收性能，主要需要消除用户接收端的相位噪声。

一般地，由锁相环控制的振荡器的输出的相位噪声是一个零均值的有色高斯随机过程，它是宽平稳的，具有有限的方差。如图1所示为一个典型的相位噪声功率谱密度图，其功率谱可描述为分段函数：

$S_{\mathrm{\&phi;}}\left(f\right)={10}^{-c}+\left\{\begin{array}{cc}{10}^{-a}& f<f_l,\\ {10}^{-(f-f_l)(b/f_h-f_l)-a}& f>f_l,\\ {10}^{(f+f_l)(b/f_h-f_l)-a}& f<-f_l,\end{array}\right.$

参数c决定了振荡器的噪声平底，参数a决定了从中心频率到±f_l处的噪声PSD。参数b给出了噪声的滚降速率，在f_h处的噪声PSD比f_l处的值低10bdB。数字电视系统中典型的参数值为f_l＝1kHz、f_h＝200kHz，由各个参数决定的相位噪声的方差一般为-25dB～-30dB。

相位噪声对OFDM系统的影响，信号X(k)经IDFT调制后信号可表示为：

$x\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}X\left(k\right)\&CenterDot;e^{j(2\mathrm{\&pi;}/N)\mathrm{kn}}$

信号经过信道后，接接收端接收信号是发射信号与信道冲击响应h(n)的线性卷积，在接接收端相位噪声可以表示为一个相位旋转

此外还受到噪声w(n)的干扰。因此接收端进入DFT前的帧体信号可表示为：

其中，“*”表示线性卷积，

表示在第n个采样点处的相位噪声。接接收端DFT后的输出可表示为：

$Y\left(k\right)=\mathrm{DFT}\left(r\left(n\right)\right)$

$=X\left(k\right)H\left(k\right)Q\left(0\right)+\underset{\begin{array}{c}r=0\\ r\&NotEqual;k\end{array}}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}X\left(r\right)H\left(r\right)Q(k-r)+W\left(k\right)$

其中Q(k)、W(k)分别为

w(n)的离散傅立叶变换。

上式中第一项为公共相位误差(Common Phase Error，CPE)，此时每一个子载波都有一个共同的相位旋转：

上式第二项为子载波间干扰(Inter-CarrierInterference，ICI)。

对于相位噪声中公共相位误差(CPE)容易通过跟踪导频信号来抑制，目前主要的方法包括：

利用导频的CPE校正技术和基于载波恢复导频的相位噪声补偿技术，参见文献[A.G.Armada.Understanding the effects of phase noise in orthogonal frequency division multiplexing(OFDM).IEEE Trans.On Broadcasting，vol.47，no.2，2001-6]和[Mohamed S.El-Tanany，Yiyan Wu，et al.Analytical modeling and simulation of phase noise interference in OFDM-based digitaltelevision terrestrial broadcasting systems.，IEEE Trans.On Broadcasting，vol.47，no.1，2001-3]。CPE校正方法只能估计出相位噪声中的CPE部分，而相位噪声的分散部分无法补偿。

对于ICI(子载波间干扰)部分的补偿，目前主要的方法包括：

基于DCT正交基的相位噪声补偿技术，参见文献[R.A.Casas，S.L.Biracree，and A.E.Youtz.Time domain phase noise correction for OFDM signals.IEEE Trans.On Broadcasting，vol.48，no.3，pp.230-236，2002-9]，但该方法由于求解LS方程式时由于数据较大，计算复杂度提高。

此外还有不需要进行补偿的自消除方法参见文献[J.H Zhang，H.Rohlingnad，P.Zhang.Analysis of ICI Cancellation Seheme in OFDM Systems with Phase Noise.IEEE TransactiononBordaeasting，June2004，Vol.50，97-106]，但由于引入大量冗余，降低了频谱利用率。

发明内容

为了有效抑制OFDM系统中的相位噪声，本发明提出了一种正交频分复用系统中利用插入导频抑制相位噪声的方法，包括如下步骤：

步骤101：在发射端，将输入的信号经过扰码处理、信道编码处理后，进行符号映射处理，生成数据符号；

步骤102：将伪随机序列和其左右保护间隔组成连续导频，将所述连续导频插入所述数据符号内，并对其进行离散傅立叶逆变换，得到帧体；

步骤103：获取帧头，将所述帧头和所述帧体复接，成为信号帧，然后将所述信号帧，经过成形滤波、数模变换、射频上变换处理后发射到接收端；

步骤104：在接收端接收信号帧，获取信号帧中的帧体，对其进行离散傅立叶变换操作恢复出连续导频，利用估计信道响应对连续导频进行均衡处理；

步骤105：选取估计相位噪声带宽；

步骤106：对所述均衡后信号与所述伪随机序列进行线性相关操作，得到相位噪声的频域响应；

步骤107：对所述相位噪声的频域响应估计进行离散傅立叶变换，求得相位噪声的估计值，在时域对接收信号帧进行相位校正，得到补偿的信号帧，对所述补偿的信号帧进行解映射，译码处理后输出。

在本发明中，所述步骤102中的伪随机序列是m序列或者勒让德序列。

在本发明中，步骤102中将伪随机序列和左右保护间隔组成连续导频的一种方式为：在长度为L的伪随机序列左右两端加入长度为LL和LR的保护间隔，组成长度为N＝L+LL+LR的连续导频，其中L≥7。

在本发明中，所述步骤102中左右保护间隔是所述伪随机序列的循环扩展。

在本发明中，所述估计相位噪声带宽小于所述伪随机序列保护间隔对应的带宽。

在本发明中，利用伪随机序列的不同位移、取反、翻转表示不同传输参数信令，传递系统信息。

本发明的方法，通过使用伪随机序列作为连续导频，同时利用伪随机序列自相关特性好、自相关容易等特性，能够准确、简单地估计相位噪声并进行补偿。同时还可利用此伪随机序列的不同位移作为传输参数信令传递系统信息，提高了频谱利用率。该方法计算简单，在多径情况下亦可以保证估计的性能，能及时跟踪接收信号的相位变换，有效地抑制相位噪声。

附图说明

图1是现有技术中振荡器相位噪声功率谱密度图；

图2是本发明实施例中的OFDM中利用插入导频抑制相位噪声的方法流程图；

图3是本发明实施例中的多载波模式的发射端系统示意图；

图4是本发明实施例中的连续导频位置示意图；

图5是本发明实施例中的信号帧结构示意图；

图6是本发明实施例中估计的相位噪声组成分析图；

图7是本发明实施例提出的接收端抑制相位噪声方法示意图；

图8是在高斯信道下不同相位噪声选取带宽得到的相位噪声图；

图9是在高斯信道下不同相位噪声选取带宽下的误符号率性能曲线图；

图10是仿真多径信道的幅频特性图；

图11是在仿真多径信道下本发明提出方法的误符号率性能曲线图。

具体实施方式

为使本发明的目的、内容、和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

本发明实施提供一种正交频分复用系统中利用插入导频抑制相位噪声的方法，通过使用该方法，能够准确及时跟踪接收信号的相位变换，有效消除相位噪声干扰。

图2显示了本发明实施例所述的正交频分复用系统中利用插入导频抑制相位噪声的方法的流程，具体包括以下步骤：

步骤101：在发射端，将输入的信号经过扰码处理、信道编码处理后，进行符号映射处理，生成M个数据符号，如图3所示。

步骤102：将伪随机序列和其左右保护间隔组成连续导频，将所述连续导频插入所述数据符号内，并对其进行离散傅立叶逆变换，得到帧体。

常见的伪随机序列包括m序列、勒让德序列等，它们都具有时域二值，时域相关简单、自相关特性好等特点。如果取连续导频的长度N＝36，可以选择的伪随机序列为长度31的m序列，长度23的勒让德序列等，参见文献[H.Zepernich，A.Finger，Pseudo Random SignalProcessing：Theory and Application，John Wiley& Sons，2005]。

如图4所示，为连续导频位置示意图，下面以长度23的勒让德序列为例进行说明，分别设左保护间隔、右保护间隔分别为6、7个数据符号，则连续导频N＝L+LL+LR＝23+6+7＝36。

该连续导频中的伪随机序列还可以作为传输参数信令传递系统信息，系统信息为每个信号帧提供必要的解调和解码信息，包括符号映射方式、信道编码的码率、交织模式信息、帧体信息模式等。

伪随机序列的不同循环位移、伪随机序列取反、伪随机序列翻转后都是一个自相关性很好的序列。例如长度为L的序列c(n)，0≤n＜L，其循环右移一位为：

Dc＝(c_L-1，c₀，…，c_N-2)

其中“D”为移位算子。其取反为：

-c＝(-c₀，-c₁…，-c_N-1)

其翻转为：

$\stackrel{\&LeftArrow;}{c}=(c_{N-1},c_{N-2},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,c_0)$

其中“←”翻转算子。这样经过组合，至少有3L个自相关特性好的序列。如果将每一个序列对应一个系统信息，则至少可以传递3L种不同系统信息。对于长度为23的勒让德序列至少可以传递69种系统信息，这足以应对一般系统的模式数量。

如图4所示，当N＝36，M＝3744时，将N＝36个系统信息子载波插入映射后的M＝3744个数据符号内，得到N+M＝3780个符号的序列，记为Y[3780]，将序列Y[3780]进行离散傅立叶逆变换得到时域信号，将该时域信号作为帧体。

步骤103：获取帧头，将所述帧头和所述帧体复接，成为信号帧，然后将所述信号帧，经过成形滤波、数模变换、射频上变换处理后发射到接收端。

如图5所示，帧体D插入帧头C之间，即帧头C也分布于帧体D之间。

步骤104：如图7所示，在接收端接收信号帧，获取信号帧中的帧体，对其进行离散傅立叶变换操作恢复出连续导频，利用估计信道响应对连续导频进行均衡处理。

信号经过信道后，接收端接收信号是发射信号与信道冲击响应h(n)的线性卷积，在接收端相位噪声可以表示为一个相位旋转

此外还受到噪声w(n)的干扰。因此收端进入DFT前的帧体信号可表示为：

其中，“*”表示线性卷积，

表示在第n个采样点处的相位噪声。在接收端，接收来自发射端的信号，经过时钟恢复，频率同步处理后，然后将接收信号进行离散傅立叶变换(DFT)，输出可表示为：

$Y\left(k\right)=\mathrm{DFT}\left(y\left(n\right)\right)$

$=X\left(k\right)H\left(k\right)Q\left(0\right)+\underset{\begin{array}{c}r=0\\ r\&NotEqual;k\end{array}}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}X\left(r\right)H\left(r\right)Q(k-r)+W\left(k\right)$

其中Y(k)、X(k)、H(k)、Q(k)、W(k)分别为y(n)、x(n)、h(n)、

w(n)的离散傅立叶变换。

接收端进行信道估计得到信道频域响应估计近似认为 $\hat{H}\left(k\right)\&ap;H\left(k\right),$ 对连续导频进行频域均衡后信号为T’(k)：

$T^{\&prime;}\left(k\right)=Y\left(k\right)/\hat{H}\left(k\right)$

$+X\left(k\right)Q\left(0\right)+\underset{\begin{array}{c}r=0\\ r\&NotEqual;k\end{array}}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}X\left(r\right)Q(k-r)+W^{\&prime;}\left(k\right)$

$=C\left(k\right)\&CircleTimes;Q\left(k\right)$

其中W′(k)＝W(k)/H(k)，C(k)是发射伪随机序列，“

”表示循环卷积。即均衡后导频信号T′(k)是发射伪随机信号与C(k)与Q(k)的循环卷积。

步骤105：选取估计相位噪声带宽。

由于采样信号所对应的模拟信号是一个限带连续信号，因此，接收端要得到完全准确的相位噪声，不仅要求进行DFT操作的采样信号所对应的模拟信号是一个带宽小于奈奎斯特(Nyquist)极限的限带信号，而且要求该模拟信号的频谱必须是离散的，即只能包含子载波整数倍频率的分量。而实际中，振荡器的相位噪声带宽虽然可以保证在一定范围内，但其功率频谱一般不是离散的，即模拟信号的频谱不是离散的，而是一个连续的分布。

如图6所示，估计相位噪声带宽越大(Bw越大)，估计有用部分方差δ_u ²越小，由能量泄漏而引起的混叠误差δ_t ²越小，得到的有用分量越大；但是我们的保护带宽是有限的，边缘的导频已经受数据子载波干扰变得不可靠，此外由于受到噪声的干扰以及信道估计不理想等因素的影响，估计相位噪声带宽越大，受到的干扰也就越大即落在估计带宽内的白噪声带δ_n ²来的误差也会越大。因此计算时需要根据实际情况选择合适的估计相位噪声带宽Bw，即子载波数。

作为优选实施例，估计相位噪声带宽Bw选择1～5个子载波带宽，且选取估计相位噪声带宽不大于左右保护间隔宽度，即Bw≤LL且Bw≤LR，这样仅需要(2Bw+1)*L次加法运算即可得到相位噪声的频域估计。

步骤106：对所述均衡后信号与上述的伪随机序列进行线性相关操作，得到相位噪声的频域响应；

伪随机序列具有很好的自相关特性，即：

$C\left(k\right)\&CircleTimes;C\left(k\right)=\mathrm{\&delta;}\left(k\right)$

δ(k)函数取值为：

$\mathrm{\&delta;}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& k=0\\ 0,& k\&NotEqual;0\end{array}\right.$

因此将所述的伪随机序列与均衡后的连续导频在频域进行线性相关时，由于左右保护间隔的作用此线性相关等效为循环相关，即：

$T^{\&prime;}\left(k\right)*C\left(k\right)=[Q\left(k\right)\&CircleTimes;C\left(k\right)+W^{\&prime;}\left(k\right)]\&CircleTimes;C\left(k\right)\&ap;Q\left(k\right)$

作为优选实施例，为了获得足够大的扩频比，选取伪随机序列长度L≥7。

步骤107：对所述相位噪声的频域响应估计进行离散傅立叶变换，求得相位噪声的估计值，在时域对接收信号帧进行相位校正，得到补偿的信号帧，对所述补偿的信号帧进行解映射，译码处理，然后输出。

进行进行傅立叶逆变换得到q(n)，0≤n＜3780，则q(n)的相位就是估计的相位噪声，对于输入信号时域进行补偿，补偿后信号为：

r′(n)＝r(n)·e^{-J·angle(q(n))}

通过补偿后得到的信号帧r′(n)，代替没有经过补偿的信号帧r(n)，从而抑制了相位噪声对信号的影响，再对补偿后的信号帧r′(n)，进行解映射，译码等处理，然后输出。

为使本发明实施例的有益效果更加明显，下面对本发明实施例提出的利用连续导频消除OFDM系统相位噪声的方法进行了计算机仿真，可以从仿真数据中对比出本发明实施例的效果；

主要仿真参数如表1所示。

表1主要仿真参数

符号率	7.56M符号/秒
		子载波星座图	64QAM
OFDM子载波数	3780
		子载波间隔	2KHz
训练序列长度	420
		系统信息长度	36

相位噪声的产生方法采用IEEE 802.11g标准推荐的相位噪声仿真方法，其步骤如下：

(1)产生独立同分布的高斯随机序列；

(2)设计一个Butterworth低通滤波器，其3dB带宽为Bw_3dB；

(3)将(1)中产生的随机序列用(2)中设计的滤波器进行滤波，输出即为所要求的相位噪声，其方差为σ²。

仿真参数设置为Bw_3dB＝1kHz，σ²＝3°。

在高斯信道下接接收端分别采用不同的估计带宽得到的相位噪声估计如图8所示，接接收端分别采用不同的估计带宽得到的误符号率性能曲线如图9所示，从图中可以看出Bw＝4时误符号率最低，与无相位噪声补偿相比，有3dB左右的信噪比(SNR)改善。

多径信道模型采用表2所示的信道模型，该多径信道是中国广播电影电视管理总局(StateAdministration of Radio Film and Television，SARFT)在数字电视测试报告中提出的测试信道，其幅频特性如图10所示。选择估计相位噪声带宽Bw＝4个子载波间隔，使用本发明提出的相位噪声消除方法得到其误符号率性能曲线如图11所示，从图中可以看出与无相位噪声补偿相比，有约2dB左右的SNR改善。

表2仿真信道的冲激响应

抽头	延迟(μs)	功率(dB)
			1	0	0
2	0.2	-10
			3	1.9	-14
4	3.9	-18
			5	8.2	-20
6	15	-20

上面对本发明的具体实施例进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施例。在本发明权利要求的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.正交频分复用系统中利用插入导频抑制相位噪声的方法，其特征在于，所述方法包括如下步骤：

步骤101：在发射端，将输入的信号经过扰码处理、信道编码处理后，进行符号映射处理，生成数据符号；

步骤102：将伪随机序列和其左右保护间隔组成连续导频，将所述连续导频插入所述数据符号内，并对其进行离散傅立叶逆变换，得到帧体；

步骤103：获取帧头，将所述帧头和所述帧体复接，成为信号帧，然后将所述信号帧，经过成形滤波、数模变换、射频上变换处理后发射到接收端；

步骤104：在接收端接收信号帧，获取信号帧中的帧体，对其进行离散傅立叶变换操作恢复出连续导频，利用估计信道响应对连续导频进行均衡处理；

步骤105：选取估计相位噪声带宽；

步骤106：对所述均衡后信号与所述伪随机序列进行线性相关操作，得到相位噪声的频域响应；

步骤107：对所述相位噪声的频域响应估计进行离散傅立叶变换，求得相位噪声的估计值，在时域对接收信号帧进行相位校正，得到补偿的信号帧，对所述补偿的信号帧进行解映射，译码处理后输出。

2.根据权利要求1所述的正交频分复用系统中利用插入导频抑制相位噪声的方法，其特征在于，所述步骤102中的伪随机序列是m序列。

3.根据权利要求1所述的正交频分复用系统中利用插入导频抑制相位噪声的方法，其特征在于，所述步骤102中的伪随机序列是勒让德序列。

4.根据权利要求1所述的正交频分复用系统中利用插入导频抑制相位噪声的方法，其特征在于，步骤102中将伪随机序列和左右保护间隔组成连续导频的一种方式为：

在长度为L的伪随机序列左右两端加入长度为LL和LR的保护间隔，组成长度为N＝L+LL+LR的连续导频，其中L≥7。

5.根据权利要求1所述的正交频分复用系统中利用插入导频抑制相位噪声的方法，其特征于，所述步骤102中左右保护间隔是所述伪随机序列的循环扩展。

6.根据权利要求1所述的正交频分复用系统中利用插入导频抑制相位噪声的方法，其特征在于，所述估计相位噪声带宽小于所述伪随机序列保护间隔对应的带宽。

7.根据权利要求1所述的正交频分复用系统中利用插入导频抑制相位噪声的方法，其特征在于，利用伪随机序列的不同位移、取反、翻转表示不同传输参数信令，传递系统信息。

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