DE112015003372T5

DE112015003372T5 - Verfahren zum Empfangen eines Digitalsignals in einem digitalen Kommunikationssystem

Info

Publication number: DE112015003372T5
Application number: DE112015003372.6T
Authority: DE
Inventors: Svilen Dimitrov
Original assignee: Deutsches Zentrum fuer Luft und Raumfahrt eV
Current assignee: Deutsches Zentrum fuer Luft und Raumfahrt eV
Priority date: 2014-07-22
Filing date: 2015-07-17
Publication date: 2017-05-11
Also published as: EP3172879A1; EP3172879B1; WO2016012382A1

Abstract

Das Verfahren zum Empfangen eines Digitalsignals in einem digitalen Kommunikationssystem mit linearer und/oder nichtlinearer Verzerrung umfasst das Empfangen des Digitalsignals, das über einen Übertragungskanal übertragen wird, wobei das empfangene Signal eine interferierende Komponente enthält, und das Verarbeiten des empfangenen Signals zum Bewirken einer Störung-vom-Nebenkanal-(ACI-)Löschung einschließlich einer Intermodulations-Interferenz-(IMI-) und Rest-Intersymbol-Interferenz-(ISI-)Löschung, wobei das Verarbeiten das iterative Durchführen einer Schätzung der interferierenden Komponente und eine Subtraktion der geschätzten interferierenden Komponente von dem empfangenen Signal umfasst.

Description

VERWANDTE ANMELDUNG
Die vorliegende Erfindung beansprucht die Priorität der Deutschen Patentanmeldung 10 2014 214 235.0 , eingereicht am 22. Juli 2014, deren Inhalt hiermit durch Verweis in die vorliegende Anmeldung einbezogen wird.
GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Empfangen eines Digitalsignals in einem digitalen Kommunikationssystem, und einen entsprechenden Empfänger, der dieses Verfahren durchführt.
STAND DER TECHNIK
Zu den kommerziellen digitalen Kommunikationssystemen können sämtliche üblichen Typen wie z.B. Mobil-Drahtlos-Kommunikation, Drahtlos- und Kabel-Kommunikation, Satelliten-Kommunikation und Optik-Drahtlos-Kommunikation wie etwa Infrarot-Kommunikation und Kommunikation durch sichtbares Licht (VLC) gezählt werden. In 1 ist ein Blockdiagramm eines digitalen Kommunikationsschemas gezeigt. Dieses Blockdiagramm kann als repräsentativ für sämtliche Typen kommerzieller digitaler Kommunikationssysteme gelten. Ferner beschreibt es die Vorwärts- sowie die Rückwärts-Übertragungsstrecken, wobei die Hauptunterschiede das Daten-Framing und das Signal-Multiplexen sowie die resultierenden Kanal- und Verzerrungsfunktionen betreffen. Im Zusammenhang mit dieser Erfindung werden die Beeinträchtigungen in verallgemeinernder Form dargestellt.
Am Sender werden die informationstragenden Bits durch einen Vorwärts-Fehler-Korrektur-(FEC-)Code kodiert, um einen Schutz vor den im System auftretenden Beeinträchtigungen zu bewirken. Die kodierten Bits werden aus einer gegebenen Konstellation am Modulator auf Symbole abgebildet. Zu den Modulationsformaten zählen z.B. Amplituden- und Phasen-Umtastung (APSK), Quadratur-Amplituden-Modulation (QAM), Puls-Amplituden-Modulation (PAM), etc. Die modulierten Symbole werden entsprechend dem zugrundeliegenden Sendeformat gemultiplext. Es wird angenommen, dass der Empfänger die Modulations-Reihenfolge der empfangenen Symbole für jeden Teilnehmer aus Information in der Rahmen-Präambel oder aus Steuerkanal-Information kennt. Auf der Vorwärts-Übertragungsstrecke werden generell die folgenden Sende-Schemata verwendet: Zeitteilungs-Multiplexen (TDM) und Frequenzteilungs-Multiplexen (FDM) wie z.B. orthogonales FDM (OFDM). Auf der Rückwärts-Übertragungsstrecke werden generell ein Zeitteilungs-Mehrfach-Zugang (TDMA), ein Orthogonal-Frequenzteilungs-Mehrfach-Zugang (OFDMA) und ein Single-Carrier-Frequenzteilungs-Mehrfach-Zugang (SC-FDMA) verwendet. Das zu sendende Signal, x, wird dann mittels eines Square Root Raised Cosine Filters (SRRCF) pulsgeformt, um die Signal- und Spektrum-Integrität für die Funkfrequenz-(RF-)Übertragung zu gewährleisten. Bei Optik-Kommunikationssystemen wird dieser Digital-Puls-Formungs-Block generell weggelassen. Als Nächstes wird das Signal durch einen Digital-/Analog-Konvertierer (DAC) und möglicherweise durch einen Sende-Filter geschickt, z.B. während der Aufwärtskonvertierung auf die Trägerfrequenz. Die Sendevorrichtung kann dann eine nichtlineare Verzerrung einführen, und zwar aufgrund der nichtlinearen Übertragungsfunktion des Hochleistungsverstärkers (HPA) bei RF-Systemen oder der lichtemittierenden Diode (LED) bei optischen Systemen. Diese Verzerrung tritt besonders bei amplitudenmodulierten Signalen auf. Hier wird die Verzerrung durch eine allgemeine nichtlineare Übertragungsfunktion F(x) beschrieben. Das Signal wird dann durch den Kanal geschickt. Der Kanal kann vom RF-verdrahteten, RF-drahtlosen, Optikfaser- oder optisch-drahtlosen Typ sein und ist durch seine Impuls- und Frequenz-Antwort gekennzeichnet, wobei er eine lineare Verzerrung wie z.B. Intersymbol-Interferenz (ISI) einbringt, eine Form von Nachbarkanal-Interferenz (ACI). Generell kann der Kanal als Kaskade linearer oder nichtlinearer Vorrichtungen wie in Relais-Systemen mit Verstärkungs- und Vorwärts-Funktionen ausgebildet sein, wie etwa bei der Satelliten-Kommunikation. Ohne Verlust an Allgemeingültigkeit lässt sich das Signal an dem Empfänger durch die kumulativen linearen und nichtlinearen Verzerrungsfunktionen h*F(x) beschreiben, wobei h die kumulative Impulsreaktion ist, F(x) die kumulative nichtlineare Transferfunktion ist und * der mathematische Operator für die lineare Faltung ist. Am Empfänger wird das Signal durch additives weißes Gaußsches Rauschen (AWGN), n verzerrt. Als Ergebnis erhält man das Empfangssignal y wie folgt: y = h*F(x) + n. (1)
Der Empfänger kann einen Empfangsfilter enthalten, z.B. während der Abwärtskonvertierung zurück zum Basisband. Das Signal wird dann durch einen Analog-/Digital-Konvertierer(ADC) geschickt, und ein angepasster SRRCF wird appliziert. Bei optischen Systemen wird der digitale angepasste Filter generell weggelassen. Der Sender und der Empfänger sind bis zu dem Punkt feinsynchronisiert, dass jedes eingebrachte Phasenrauschen am Empfänger zu dem AWGN oder zu dem Nichtlinear-Verzerrungs-Rauschen gezählt werden kann. Als Nächstes wird ein Entzerrer zum Einsatz gebracht, um dem Kanal-Effekt und der linearen Verzerrung entgegenzuwirken. Hier finden generell Zero-Forcing(ZF-)Kriterien oder Kriterien des kleinsten mittleren quadratischen Fehlers (MMSE) Anwendung. Die Symbole werden dann demultiplext, demoduliert und dekodiert, um die Empfangs-Bits zu erhalten.
Die nichtlineare Verzerrung in dem System führt eine Konstellations-Verwerfung und ein Symbol-Clustern am Eingang des Demodulators ein. Diese Interferenz ist als Intermodulations-Interferenz (IMI) bekannt, bei der es sich auch um eine Form von ACI handelt. Die IMI ist abhängig von der Signalwellenform, und somit enthält sie aus informationstheoretischer Perspektive nützliche Information. Die interferierende Komponente korreliert generell mit den übertragenen Symbolen, wenn eine niedrige Anzahl von Frequenzträgern verwendet wird. Somit kann jeder Konstellationspunkt an dem Empfänger individuell verworfen, skaliert und gedreht sein, und zwar relativ zu der nominalen Sende-Symbol-Konstellation an dem Modulator. Bei Systemen des Standes der Technik führt der Entzerrer eine Form von automatischer Verstärkungssteuerung (AGC) durch, wobei die empfangenen Konstellationssymbole kollektiv mit dem gleichen Faktor skaliert werden, um den Fehler in Bezug auf die nominale Sende-Symbol-Konstellation entsprechend einem Kriterium wie z.B. den ZF- oder MMSE-Kriterien zu minimieren. Zudem führen der Demodulator und der Dekodierer eine Maximal-Wahrscheinlichkeits-(ML-)Detektion in Bezug auf die nominale Sende-Symbol-Konstellation durch, wobei der Empfänger nicht versucht, die nützliche Information aus der IMI zu extrahieren, und die Energie der interferierenden Komponente der Rausch-Energie hinzugefügt wird.
Mit den folgenden Punkten wird ein Überblick über die Funktionalität des Standes der Technik moderner digitaler Kommunikationssysteme gegeben.

– Das System enthält eine Server-Station, d.h. eine Basisstation oder ein Gatway.
– Das System besteht aus mehreren Teilnehmern, d.h. Mobilstationen oder Teilnehmer-Terminals.
– Das System ist ein Punkt-zu-Multipunkt oder ein Multipunkt-zu-Punkt-System, d.h. eine Vorwärts- oder Rückwärts-Übertragungsstrecke.
– Der Sender in der Vorwärts-Übertragungsstrecke ist die Server-Station, d.h. eine Basisstation oder ein Gatway.
– Der Sender in der Rückwärts-Übertragungsstrecke ist das Teilnehmer-Gerät, d.h. eine Mobilstation oder ein Teilnehmer-Terminal.
– Der Sender hat die Option, eine FEC-Kodierung durchzuführen.
– Der Sender führt eine lineare und/oder nichtlineare Verzerrung durch die verwendeten Filter und Verstärker ein. Als Ergebnis der linearen Verzerrung wird eine ISI eingeführt. Als Ergebnis der nichtlinearen Verzerrung wird eine IMI eingeführt, auch bekannt als nichtlineares Verzerrungsrauschen. Die Summe der Interferenzen wird im Folgenden als die interferierende Komponente bezeichnet.
– Der Empfänger in der Vorwärts-Übertragungsstrecke ist das Teilnehmergerät, d.h. eine Mobilstation oder ein Teilnehmer-Terminal.
– Der Empfänger in der Rückwärts-Übertragungsstrecke ist die Server-Station, d.h. eine Basisstation oder ein Gatway.
– Der Empfänger in dem System führt AWGN ein.
– Der Kanal-Effekt wird minimalisiert durch hinreichend häufige Kanal-Schätzung und Entzerrung am Empfänger.
– Der Sender und der Empfänger sind bis zu dem Punkt feinsynchronisiert, dass jedes weitere eingebrachte Phasenrauschen am Empfänger zu dem AWGN oder zu der interferierenden Komponente gezählt werden kann. Als Ergebnis sind die beiden Verzerrungsquellen in dem System das AWGN und die interferierende Komponente.
– Bei Systemen des Standes der Technik wird die Signaldetektion in Gegenwart der interferierenden Komponente und des AWGN durchgeführt. Obwohl nützliche Signal-Information in der interferierenden Komponente vorhanden ist, unternimmt der Empfänger keinen Versuch, sie zu extrahieren.
– Die interferierende Komponente und das AWGN reduzieren die Wahrscheinlichkeit einer erfolgreichen Empfangssignal-Detektion, und folglich treten Symbol- oder Bit-Fehler auf.
– Der Empfänger führt eine Entzerrung der empfangenen Symbole in Bezug auf die nominale Sende-Symbol-Konstellation durch.
– Falls das FEC-Kodieren an dem Sender durchgeführt worden ist, schätzt der Empfänger die Verhältnisse der logarithmischen Wahrscheinlichkeit (LLRs) für die empfangenen Symbole in Bezug auf die nominale Sende-Symbol-Konstellation und führt dann das FEC-Dekodieren durch.
– Andernfalls führt der Empfänger eine Maximal-Wahrscheinlichkeits-(ML-)Symbol-Detektion in Bezug auf die nominale Sende-Symbol-Konstellation durch.

Der Empfänger kann die in den interferierenden Signalen enthaltene Information durch Interferenz-Löschung extrahieren. Das Beseitigen der IMI wurde zuerst in [1] für Systeme mit OFDM vorgeschlagen. Der Kern dieses Ansatzes besteht in der Zerlegung des Signals und der interferierenden Komponente durch den Bussgang-Lehrsatz [2], wobei das Ausgangssignal der nichtlinearen Vorrichtung gegeben ist als: F(x) = Kx + d. (2)
Hier ist das Ausgangssignal eine gedämpfte und möglicherweise gedrehte Replik des informationstragenden Signals plus dem unkorrelierten nichtlinearen Verzerrungsrauschen. Der Skalierungsfaktor K kann einen komplexen Wert oder einen realen Wert auf der Basis der nichtlinearen Verzerrungsfunktion haben. Er ergibt sich als Kovarianz der gesendeten und empfangenen Symbole, normalisiert durch die mittlere Sende-Symbol-Energie. Hier wird ein einziger Faktor verwendet, um sämtliche Konstellationssymbole zu skalieren. Ein Satz empfangener Symbole, z.B. ein empfangener Rahmen, wird gepuffert. In der ersten Iteration der IMI-Löschung werden die Symbole detektiert, und basierend auf dem Schätzwert des Skalierungsfaktors aus Gleichung (2) wird ein Schätzwert der interferierenden Komponente errechnet und von den empfangenen gepufferten Symbolen subtrahiert. In einer Anzahl von Iterationen werden die neu erhaltenen Symbole detektiert und verwendet, um die interferierende Komponente besser zu schätzen, die dann von den ursprünglich gepufferten empfangenen Symbolen subtrahiert wird. Das Ergebnis des Vorgangs weist die neu erhaltenen empfangenen Symbole nach den Iterationen auf. Schließlich wird der Puffer freigegeben, und ein neuer Satz empfangener Symbole wird verarbeitet.
Beim OFDM oder bei Systemen mit einer großen Anzahl von Trägern ist die interferierende Komponente unkorreliert mit der Signalkomponente. Der IMI-Löschungs-Ansatz wurde für kodierte Signale in [3] untersucht. Ferner wurde dieser Ansatz für Systeme mit SC-FDMA in [4] mit dem in [5] untersuchten kodierten System angewandt. Jedoch wird der gleiche Schätzer für die interferierenden Komponente auf der Basis eines einzelnen Skalierungsfaktors für sämtliche Symbole aus Gleichung (2) angewandt, was für den SC-FDMA suboptimal ist. Dies ist der Fall, weil beim SC-FDMA die interferierende Komponente mit der Signalkomponente korreliert, und die entsprechende Modifikation des Empfängers wird mit dieser Erfindung vorgeschlagen. Ferner kann der vorgeschlagene modifizierte Empfänger auch bei Systemen mit TDMA mit einer niedrigen Anzahl von Trägern verwendet werden, die unter einer ähnlichen Korrelation zwischen den interferierenden und den beabsichtigten Signalen leiden.
Das Bestreben bei Kommunikationssystemen des Standes Technik, höhere Daten-Raten und -Kapazität zu erzielen und gleichzeitig kostengünstige Endverbraucher-Vorrichtungen zu verwenden, resultiert in einem Anstieg der Interferenzebenen in dem System. Während eine sukzessive Interferenz-Löschung (SIC) und eine parallele Interferenz-Löschung (PIC) generell zur Löschung der Ko-Kanal-Interferenz (CCI) verwendet werden, kann die Handhabung von ACI durch Physical-Layer-Signalverarbeitungstechniken durchgeführt werden, wobei das Wissen über die Mechanismen genutzt wird, welche die ACI verursachen. Beispielsweise besteht bei Systemen des Standes der Technik ein üblicher Ansatz zum Handhaben der ISI im Kanal in einer Entzerrung, wobei das Wissen über den Kanal, das z.B. durch Kanal-Schätzung erhalten wird, zum Bekämpfen der ISI verwendet wird. Die IMI, die generell durch die nichtlinearen Verstärker in dem System verursacht wird, wird mittels Energiesteuerung, wie z.B. Eingangs- und Ausgangs-Back-off (OBO) gehandhabt. Es ist weithin bekannt, dass dieser Ansatz zu Einbußen an der Energieeffizienz des Systems führt. Ein beträchtlicher Nachteil von Systemen des Standes der Technik besteht darin, dass keine Maßnahme ergriffen wird, um die in der interferierenden Komponente mitgeführte Information zu extrahieren, da die Interferenz als zusätzliche Komponente zu dem Rauschen behandelt wird. Die Übertragungscharakteristiken der nichtlinearen Vorrichtungen in dem System sind jedoch generell weithin bekannt und durch Messungen leicht erhältlich. Deshalb kann das Wissen über die Mechanismen, welche die IMI verursachen, zur Interferenz-Löschung verwendet werden. Die bekannten Ansätze zur IMI-Löschung sind nicht für Wellenformen geeignet, bei denen die IMI mit dem Signal korreliert, wie z.B. beim dem TDMA und dem SC-FDMA. Folglich wird ein suboptimaler Schätzwert für die interferierende Komponente erhalten, wie anhand der nachfolgend aufgeführten Leistungsergebnisse gezeigt ist. Die suboptimale ML-Detektion in Bezug auf die gesendeten Konstellationspunkte wird dadurch verursacht, dass die empfangenen Symbole empfangene Konstellations-Zentroide haben, die in dem nichtlinearen Kanal mit einem HPA individuell verzerrt, d.h. in unregelmäßiger Weise von den gesendeten Konstellationspunkten weg versetzt werden. Wie in [6] definiert, ist ein empfangener Konstellations-Zentroid die Kompilation empfangener Konstellations-Cluster-Massezentren, die für jeden Konstellationspunkt konditioniert ist. Eine Darstellung der Konstellations-Verzerrung ist in 2 präsentiert für TDMA mit 20% Roll-off (2a), TDMA mit 5% Roll-off (2b) und SC-FDMA (2c). Bei Systemen des Standes der Technik wird ein einzelner Skalierungsfaktor für sämtliche empfangenen Symbole verwendet, um das Skalieren der empfangenen Symbole zu modellieren. Dieser einzelne Skalierungsfaktor wird in der Literatur per Löschungs-Iteration definiert, z.B. ist er in der Gleichung (7) aus [4] sowie in den Gleichungen (6) und (12) aus [5] definiert, und wird in (8), (9), (10), (11), und (12) aus [4] sowie in (7), (9), (10), (11) und (13) aus [5] verwendet. Anzumerken ist, dass eine ähnliche suboptimale lineare Operation auch von dem Equalizer-Block durchgeführt wird.
Die Leistung des Empfängers kann verbessert werden, indem individuelle Skalierungsfaktoren eingeführt werden, welche die gesendeten Konstellationspunkte in empfangene Konstellations-Zentroide transformieren, indem die empfangenen Konstellations-Zentroide als Referenz für den ML-Detektor verwendet werden, und indem die Skalierungsfaktoren in dem iterativen Löschungs-Block verwendet werden. Mit dieser Erfindung wird ein Verfahren zur Schätzung der Skalierungsfaktoren vorgeschlagen, die empfangenen Konstellations-Zentroide werden als Referenz des ML-Detektors verwendet, und die Skalierungsfaktoren werden bei der iterativen Löschung des nichtlinearen Verzerrungsrauschens verwendet. Als Ergebnis wird eine bessere Schätzung der interferierenden Komponente erzielt, und als Ergebnis wird der Zuwachs an IMI-Interferenz-Löschung bei Systemen wie z.B. SC-FDMA und TDMA maximiert, wie im Folgenden anhand der Leistungs-Ergebnisse gezeigt wird. Bei SC-FDMA und TDMA wird ein Zuwachs von 2 dB mit 20% Roll-off bei 64-QAM-Modulation relativ zu dem Fall ohne IMI-Löschung erzielt.
Mit dieser Erfindung werden zwei fundamentale Nachteile der oben erwähnten Kommunikationskette gehandhabt, und es wird ein verbessertes Empfänger-Design vorgeschlagen. Erstens werden die empfangenen Konstellations-Zentroiden individuell geschätzt und zur Signal-Detektion verwendet, um einen besseren Schätzewert für die interferierende Komponente zu erhalten. Zweitens wird mit dem Signalempfangs-Verfahren die interferierende Komponente anhand der geschätzten empfangenen Konstellations-Zentroiden geschätzt, und es wird eine iterative Löschung der IMI durchgeführt. Als Ergebnis wird die Interferenz-Energie nicht als Addition zu der Rausch-Energie behandelt, sondern es wird vielmehr die nützliche Signal-Information aus ihr extrahiert. Es ist zu beachten, dass dieser Ansatz nicht mit SIC oder PIC zu verwechseln ist, die generell zur Löschung der CCI verwendet werden und die beendet werden, wenn sämtliche Symbole verarbeitet worden sind, wobei die Information von den ersten dekodierten Symbolen für das Dekodieren des Rests verwendet wird. Bei dem gemäß der Erfindung vorgeschlagenen Empfänger mit iterativer IMI-Löschung wird ein Schätzwert der interferierenden Komponente erhalten, und dieser wird iterativ neugeschätzt und von dem gesamten Signal subtrahiert, um eine verbesserte Fehlerrate wie z.B. Bit-Fehlerrate (BER) zu erreichen. Generell sind bereits einige wenige Iterationen ausreichend, um die Leistungsfähigkeit des Empfängers signifikant zu verbessern, was zu einer verbesserten Energie- und Spektraleffizienz führt, wie im Folgenden gezeigt wird.
ÜBERBLICK ÜBER DIE ERFINDUNG
Mit der vorliegenden Erfindung werden eine Empfängervorrichtung und ein Verfahren zum Empfangen eines Digitalsignals in einem digitalen Kommunikationssystem mit linearer und/oder nichtlinearer Verzerrung vorgeschlagen, das umfasst:

– Empfangen des Digitalsignals, das über einen Übertragungskanal übertragen wird, wobei das empfangene Signal eine interferierende Komponente enthält, und
– Verarbeiten des empfangenen Signals zum Bewirken einer ACI-Löschung einschließlich einer IMI- und Rest-ISI-Löschung,
– wobei das Verarbeiten das iterative Durchführen einer Schätzung der interferierenden Komponente und einer Subtraktion der geschätzten interferierenden Komponente von dem empfangenen Signal umfasst.

Individuelle Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Nachstehend wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben, in der Folgendes gezeigt ist:
1 zeigt ein Blockschaltbild eines digitalen Kommunikationsschemas,
2 zeigt eine Darstellung der Konstellations-Verzerrungseffekte im Fall von 16-QAM, SSPA bei OBO = 2dB, einschließlich der übertragenen Konstellationspunkte, der empfangenen Symbole und der empfangenen Konstellations-Zentroide,
3 zeigt ein Blockschaltbild des vorgeschlagenen verbesserten Empfängers zur Löschung linearer und nichtlinearer Verzerrung,
4 zeigt ein Blockschaltbild des Schätzers des empfangenen Konstellations-Zentroiden und des jeweiligen K_Ci,
5 zeigt ein Blockschaltbild des Schätzers der verzerrten empfangenen Symbole,
6 zeigt eine nichtlineare Übertragungscharakteristik eines SSPA im KA-Band,
7 zeigt einen Vergleich zwischen Standard- und verbesserten Empfängern zur iterativen ACI-Löschung mit QPSK,
8 zeigt einen Vergleich zwischen Standard- und verbesserten Empfängern zur iterativen ACI-Löschung mit 8-PSK,
9 zeigt einen Vergleich zwischen Standard- und verbesserten Empfängern zur iterativen ACI-Löschung mit 16-QUAM,
10 zeigt einen Vergleich zwischen Standard- und verbesserten Empfängern zur iterativen ACI-Löschung mit 64-QUAM, und
11 zeigt die Spektral-Effizienz gegenüber dem SNR-Erfordernis bei Standard- und verbesserten Empfängern zur iterativen ACI-Löschung.
BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
3 zeigt ein Blockschaltbild eines Beispiels des Empfängers, bei dem das Verfahren gemäß der Erfindung verwendet wird. Bis zu der Symbol-Demultiplexungs-Stufe gleicht der Empfänger gemäß dieser Ausführungsform dem oben beschriebenen Empfänger des Standes der Technik. Nach der Symbol-Demultiplexungs-Stufe werden die empfangenen Symbole erhalten und zur weiteren Verarbeitung gepuffert. An diesem Punkt werden Schätzwerte der empfangenen Konstellations-Zentroiden und die jeweiligen Skalierungsfaktoren K_Ci für jeden Konstellationspunkt c_i berechnet. Diese Skalierungsfaktoren übersetzen den Konstellationspunkt in einen empfangenen Zentroiden. Die nichtlineare Verzerrung führt zu einer Verwerfung und einem Clusterung der empfangenen Symbol-Konzentration im Fall von Wellenformen, wobei die interferierende Komponente mit dem Signal korreliert, wie z.B. TDMA und SC-FDMA. Folglich ist es wichtig, dass jeder modifizierte Konstellations-Zentroid geschätzt wird, und der Schätzwert wird zur Berechnung der Skalierungsfaktoren K_Ci für jeden Konstellationspunkt verwendet. Die Skalierungsfaktoren in dem Empfänger werden für jeden Konstellationspunkt berechnet, statt als ein einziger Skalierungsfaktor für das gesamte Signal, wie in der Gleichung (2) für den Empfänger des Standes der Technik angenommen. Der Prozess für die Schätzung der empfangenen Zentroiden und der Skalierungsfaktoren ist in 4 gezeigt und wird nachstehend beschrieben. Der Schätzwert der empfangenen Konstellations-Zentroiden wird in dem anschließenden Demodulator als Referenz für den ML-Dekodierer oder als Referenz für die Berechnung der LLRs im Fall eines nachfolgend verwendeten Dekodierers benutzt. Die dekodierten Bits werden dann verwendet, um einen Schätzwert der interferierenden Komponente zu erhalten und diese in iterativer Weise aus dem Signal zu entfernen. Zu diesem Zweck werden die Bits zu Symbolen kodiert und moduliert, wobei jedes Symbol um den entsprechenden Skalierungsfaktor K_Ci skaliert wird. Aus den modulierten Symbolen wird auch ein Schätzwert der verzerrten empfangenen Symbole erhalten, wobei das Wissen über die Verzerrungsmechanismen entlang der Kommunikationskette genutzt wird. 5 zeigt ein Blockschaltbild des Schätzers für die verzerrten empfangenen Symbole, und dieser wird im Folgenden erläutert. Der Schätzwert der empfangenen Symbole wird von den skalierten Symbolen subtrahiert, und als Ergebnis wird ein negierter Schätzwert der Verzerrung, d, aus Gleichung (2) erhalten. Der negierte Schätzwert des interferierenden Signals wird den ursprünglich gepufferten empfangenen Symbolen hinzuaddiert. Im Effekt wird der Schätzwert der interferierenden Komponente von den empfangenen Symbolen subtrahiert, und die Demodulations- und möglicherweise Dekodier-Stufen werden wiederholt. Die Iterationen werden fortgeführt, bis keine Veränderung an dem Ausgang des Demodulators und Dekodierers beobachtet wird. Im Folgenden wird aufgezeigt, das bereits eine oder zwei Iterationen einen signifikanten Zuwachs ergeben können.
4 zeigt ein Blockschaltbild des Schätzers für die empfangenen Konstellations-Zentroiden und die jeweiligen Skalierungsfaktoren. Hier kann die Schätzung der modifizierten Konstellations-Zentroiden an dem Empfänger anhand der Pilot-Symbole in dem Rahmen durchgeführt werden, d.h. in der Präambel, unter der Voraussetzung, dass mindestens S Pilot-Symbole pro Konstellationspunkt aus jeder verwendeten Konstellation vorhanden sind und dass das Pilot-Overhead tolerabel ist. Die Anzahl S steht hier für die Anzahl von Realisationen, für die eine hinreichende Konvergenz der Statistik erhalten wird, z.B. mehr als 10. Da an dem Empfänger die Zuordnung der Piloten zu einem Konstellationspunkt bekannt ist, wird für jeden Konstellationspunkt das arithmetische Mittel der empfangenen Symbole in Kenntnis dessen berechnet, dass die entsprechenden übertragenen Signale zu dem interessierenden Konstellationspunkt gehören. Hier sind für einen Konstellationspunkt c_i die N_j gesendeten Piloten als s_j bezeichnet, während die empfangenen als s ˆ_j angeführt sind. Der empfangene Zentroid ist als c ˆ_i bezeichnet.
Der Skalierungsfaktor für jeden Konstellationspunkt, K_Ci, bezeichnet die einen realen Wert oder einen komplexen Wert aufweisende Dämpfung des empfangenen Zentroiden relativ zu dem übertragenen Konstellationspunkt. Er kann errechnet werden als Kovarianz der gesendeten und empfangenen Piloten, dividiert durch die Energie des Konstellationspunkts, oder einfach durch das Verhältnis des empfangenen Zentroiden und des übertragenen Konstellationspunkts. Die empfangenen Zentroiden und die zugeordneten Skalierungsfaktoren werden für jeden Teilnehmer in einer Lookup-Tabelle gespeichert, so dass sie in den nachfolgenden Verarbeitungsblöcken verwendet werden können.
Bei Konstellationen höherer Ordnung, z.B. bis zu 256-APSK bei einer dem Stand der Technik entsprechenden Satelliten Vorwärts-Übertragungsstrecke, könnte das Präambel-Overhead insbesondere bei kurzer Rahmen-Dauer nicht als tolerabel erachtet werden. Für diesen Fall wird ein zweites Verfahren vorgeschlagen, um eine Schätzung der empfangenen Konstellations-Zentroiden direkt aus den empfangenen Symbolen vorzunehmen. Die Motivation dazu ergibt sich aus der Tatsache, dass der Mittelwert des empfangenen Symbols, bei dem es sich um die Summation des intendierten Symbols, der Interferenz und des AWGN handelt, zu dem Mittelwert des intendierten Symbols und der Interferenz konvergiert, da das AWGN einen Null-Mittelwert hat und zum Rest unkorreliert ist. Da der Empfänger kein Apriori-Wissen über die empfangenen Daten hat, kann der wahre Mittelwert jedes empfangenen Clusters von Symbole nicht geschätzt werden. Deshalb werden die Peaks der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion (PDF) der empfangenen Symbole als die empfangenen Zentroide betrachtet. Um die empfangenen Zentroide zu schätzen, werden mindestens SM_max empfangene Symbole in einer Schlange gepuffert, wobei M_max die größte Konstellationsgröße in dem System ist. Aus den gepufferten Symbolen wird ein Schätzwert der PDF der empfangenen Symbole erhalten. Bei Symbolen mit realen Werten ist die Domäne der PDF 1-dimensional, während bei Symbolen mit komplexen Werten die Domäne 2-dimensional ist. Ein guter Schätzwert der PDF lässt sich mittels eines Histogramms erhalten, das anschließend mittels eines Tiefpassfilters geglättet wird. Die Bin-Größe und die Filter-Abschneidefrequenz sind Design-Parameter. Als Nächstes werden die üblichsten M lokalen Maxima, d.h. die empfangenen Zentroide, für eine Teilnehmer-Konstellation, wobei M die Teilnehmer-Konstellationsgröße ist, berechnet. Die Suche wird durch das Newton-Verfahren mit einem Gradienten-Anstieg aus mindestens SM randomisierten Starts über die PDF durchgeführt. Die zufallsbestimmte Wahl der Initial-Starts aus der Domäne der PDF ermöglicht der Suchmaschine, mehrere lokale Maxima anhand der PDF zu finden. Die Koordinaten der Lösungen werden dann in einem Histogramm eingelagert, und die M üblichsten lokalen Maxima werden als Repräsentationen der empfangenen Konstellations-Zentroiden behalten. Die Zuordnung der gesendeten Konstellationspunkte und der empfangenen geschätzten Zentroiden kann als Suche mit einem MMSE-Kriterium durchgeführt werden, d.h. als Zuordnung, die das MMSE ergibt. Nach der Berechnung der Skalierungsfaktoren, K_Ci, mittels derer die gesendeten Konstellationspunkte in die empfangenen Zentroiden übersetzt werden, werden die empfangenen Zentroiden und die Skalierungsfaktoren in einer Lookup-Tabelle für jeden Teilnehmer gespeichert, so dass sie in den nachfolgenden Verarbeitungsblöcken verwendet werden können.
5 zeigt ein Blockschaltbild des Schätzers für die verzerrten empfangenen Symbole. Die detektierten Symbole in der aktuellen Iteration werden durch die bekannten Verarbeitungsblöcke an der Kommunikationskette hindurchgeführt, um einen Schätzwert der empfangenen Symbole zu erhalten. Zuerst werden die Symbole durch den bekannten Multiplexungs-Block gemäß dem bekannten System-Typ hindurchgeführt. Als Nächsten werden der bekannte SRRCF und die Sender-Filter-Funktion angewandt, gefolgt von der Funktion der nichtlinearen Vorrichtung. Das Signal durchläuft dann die bekannte Kanal-Funktion, die mittels Kanal-Schätzung an dem Empfänger, d.h. mittels speziell vorgesehener Piloten in dem Rahmen erhalten wird. In der Empfänger-Kette werden die bekannte Empfänger-Filter-Funktion und der SRRCF angewandt, gefolgt von der bekannten Entzerrer-Funktion, um der linearen Verzerrung in dem System entgegenzuwirken. Nach dem Symbol-Demultiplexen wird der Schätzwert der empfangenen Symbole erhalten, der dann zum Schätzen der interferierenden Komponente verwendet wird, wie bereits beschrieben.
Das Verfahren und die Empfängervorrichtung, die mit dieser Erfindung vorgeschlagen werden, können an sämtlichen Typen kommerzieller digitaler Kommunikationssysteme angewandt werden. Zu diesen zählen terrestrische mobile Drahtlos-Kommunikation, Draht- und Kabel-Kommunikation, Satelliten-Kommunikation und optische Drahtlos-Kommunikation wie z.B. Infrarot-Kommunikation und VLC. Zudem ist die Anwendung in der Vorwärts- sowie der Rückwärts-Übertragungsstrecke möglich. Wie gezeigt verbessert das Verfahren die Energieeffizienz der Modulation und des Multiplex-/Mehrfach-Zugriff-Schemas. Als Resultat wird eine höhere Spektraleffizienz erzielt, die in einen höheren Durchsatz und niedrigere Kosten pro übertragenem Bit übersetzt werden kann.
Der Empfänger gemäß der Erfindung wurde in einer Monte-Carlo-Simulation über eine Satelliten-Rückwärts-Übertragungsstrecke für drei verschiedene Übertragungsschemata getestet, und zwar Mehrfach-Frequenz-TDMA(MF-TDMA) mit Roll-off-Faktoren von 5% und 20%, sowie SC-FDMA und OFDMA. Der nichtlineare Solid-State-Leistungsverstärker (SSPA) eines Teilnehmer-Terminals wird als nichtlineare Vorrichtung an dem Sender betrachtet. Die Eingangsamplituden-/Ausgangsamplituden-(AM/AM-) und Eingangsamplituden-/Ausgangsphasen-(AM/PM-)Charakteristiken sind in 6 für ein SSPA im KA-Band aufgeführt. Symbole aus QPSK, 8-PSK- und 16-QAM-Konstellationen werden gemäß den Modulationsformaten des DVB-RCS2-Standards verwendet. Zudem wird eine 64-QAM einbezogen, um die Leistung des Empfängers für Konstellationen höherer Ordnung zu testen. Ferner wird eine transparente Satelliten-Architektur angenommen, wobei die nichtlineare Verzerrung in dem System durch den SSPA in dem Teilnehmer-Terminal verursacht wird, wenn ein sehr niedriger OBO verwendet wird.
In dem Ka-Band existieren zwei Bandbreiten-Stücke von ungefähr 500 MHz. Bei einem Standard-4-Farb-Frequenz-Wiederverwendungs-Schema wird ein Bandbreiten-Stück von 500 MHz pro Strahl zugewiesen. Entsprechend den Verarbeitungsfähigkeiten der Hardware des Standes der Technik wird die folgende Spektrum-Zuordnung angenommen. Beim MF-TDMA werden 32 Analog-Träger angenommen. Die getesteten Roll-off-Faktoren von 5% und 20% vergrößern entsprechend die Bandbreiten-Belegung eines Trägers, und es wird angenommen, dass benachbarte Träger keinen weiteren Schutzbereich aufweisen. Es wird ein Zeitfrequenz-Rahmen von 8192 Ressourcen mit 256 Zeit-Slots angenommen. Jedem Analog-Träger sind 4 Teilnehmer zugewiesen, und insgesamt teilen sich 128 Teilnehmer die 8192 Ressourcen. Beim SC-FDMA und OFDMA werden 4 Analog-Träger angenommen. Hier wird ein 5%-Schutzbereich verwendet, um die Analog-Träger zu trennen. Jeder Analog-Träger ist in 2048 orthogonale digitale Sub-Träger unterteilt, was einen Frequenz-Rahmen von 8192 Ressourcen ergibt. Jedem Analog-Träger sind 32 Teilnehmer zugewiesen, wobei einem Teilnehmer 64 Sub-Träger lokalisiert zugewiesen werden, und insgesamt teilen sich 128 Teilnehmer die 8192 Ressourcen. Im Ergebnis kann der Kanal in der Satellitenverbindung als über die Teilnehmer-Bandbreite hinweg flach schwindend betrachtet werden, und die Kanalverstärkung kann an dem Empfänger-Gateway in einem Single-tap-Entzerrer mit ZF oder MMSE in AGC-Form entzerrt werden, was kollektiv für sämtliche empfangenen Symbole vorgenommen wird. Da keine weitere lineare Verzerrung in den Rückkehrverbindungs-Kanal eingetragen wird, d.h. kein Mehrfach-Kanal-Schwund auftritt, wird ein Einheits-Kanal angenommen, um das Testen und den Vergleich auf die Handhabung der ACI zu fokussieren.
Beim MF-TDMA werden Pulsformungsfilter an dem Sender und dem Empfänger angewandt, und es werden Roll-off-Faktoren von 5% und 20% getestet. Obwohl der Filter an dem Sender an denjenigen am Empfänger angepasst ist, besteht eine restliche Linear-Verzerrung in Form von ISI, was aufgrund der Tatsache der Fall ist, dass die Filter-Impulsreaktion für niedrige Roll-off-Faktoren trunkiert werden muss, um die Verarbeitungskomplexität und -latenz zu reduzieren. Beim SC-FDMA und OFDMA wird aufgrund der inhärent begrenzten Spektra orthogonaler Sub-Träger keine Puls-Formung angewandt.
Die resultierende ACI in dem Setup ist primär dominiert von der IMI aus der nichtlinearen Verzerrung, während auch etwas Rest-IMI aus der linearen Verzerrung bei niedrigen Roll-off-Faktoren im MF-TDMA beobachtet wird. Der Empfänger wird gegenüber dem standardgemäßen Empfänger des Standes der Technik hinsichtlich der ACI-Löschung getestet [1, 3, 4, 5], wobei die Schätzung der interferierenden Komponente durch einen einzigen Skalierungsfaktor aus Gleichung [2] basierend auf der Kovarianz der gesendeten und empfangenen Symbole, normalisiert auf die mittlere Sende-Symbol-Energie, durchgeführt wird. Bei dem verbesserten Empfänger wird die Schätzung der empfangenen Konstellations-Zentroiden und der jeweiligen Skalierungsfaktoren direkt aus den empfangenen Symbolen heraus, d.h. nicht aus Piloten, vorgenommen, wie in 4 wiedergegeben ist.
Um die aufgrund der ACI verursachte Energieeffizienz-Einbuße zu quantifizieren, wird die Gesamt-Degradations-(TD-)Metrik wie folgt definiert: TD[dB] = OBO + SNR_ACI – SNR_nominal. (3)
Zusätzlich zu dem OBO enthält die TD die Signal-/Rausch-Verhältnis-(SNR-)Einbuße in Bezug auf das erzielbare SNR, wenn nur AWGN vorhanden ist, repräsentiert durch die Differenz des SNR in Gegenwart der ACI und des Nominal-SNR. Die Ergebnisse für die TD in QPSK, 8-PSK, 16-QAM und 64-QAM sind in 7, 8, 9 und 10 für Nominal-SNR-Werte von 3,7 dB, 8,9 dB, 10,5 dB bzw. 16,6 dB repräsentiert. Diese Nominal-SNR-Werte entsprechen dem SNR-Erfordernis an die Modulations-Schemata zur Erzielung einer BER von 10^–3 in dem AWGN-Kanal. Die Empfänger werden in drei Iterations-Szenarien auf die Löschung der ACI getestet: keine Iterationen/keine ACI-Löschung (ähnlich wie bei dem Satellitensystem des Standes der Technik), 1 Iteration und 2 Iterationen der ACI-Löschung. Die Ergebnisse zeigen, dass die iterativen Empfänger die minimalen TD-Werte zu niedrigeren OBO-Werten verschieben. Wenn keine Iterationen durchgeführt werden, zeigt der verbesserte Empfänger bei Konstellationen höherer Ordnung eine niedrigere TD, z.B. bis zu 0,2 dB bei 16-QAM beim MF-TDMA mit einem Roll-off von 20%, was aufgrund der besseren Schätzung der empfangenen Konstellations-Zentroiden der Fall ist. Wenn eine iterative ACI-Löschung verwendet wird, zeigt der verbesserte Verstärker für sämtliche OBO-Werte konsistent eine bessere Leistung als der Standard-Empfänger.
Um die Verstärkungen der Energieeffizienz zu quantifizieren, wird die Verbesserung der minimalen TD berücksichtigt. In 11 wird, unter Hinzuaddieren der TD-Werte zu den entsprechenden Nominal-SNRs, die Spektraleffizienz als Funktion der SNR-Anforderung für Standard- und verbesserte Empfänger für 16-QAM und 64-QAM präsentiert. Bei Fokussierung auf den verbesserten Empfänger ist der OFDMA in der Lage, eine höhere Energieeffizienz-Verstärkung von 1,1–3,4 dB (von QPSK auf 64-QAM) für 2 Iterationen relativ zu keiner Iteration und keiner ACI-Löschung zu erbringen. Beim SC-FDMA liegt die Verstärkung im Bereich von 0,3–2 dB. Beim MF-TDMA mit 20%-Roll-off liegt die Verstärkung im Bereich von 0,1–2 dB. Beim MF-TDMA mit 5%-Roll-off liegt die Verstärkung im Bereich von 0,2–1,8 dB (von QPSK auf 16-QAM). Der iterative Empfänger ermöglicht tatsächlich eine 64-QAM-Übertragung für TDMA mit 5%-Roll-off, und zwar aufgrund seiner Fähigkeit, die prohibitive Rest-ACI aus der angepassten Filterung zu streichen.
Es zeigt sich ferner, dass der Standard-Empfänger Vorteile aus der iterativen ACI-Löschung zieht. Diese verbessert die Leistung des SC-FDMA und des TDMA mit einem 20%-Roll-off um 0,3–1,9 dB (von QPSK auf 64-QAM), während 0,2–1,6 dB (von QPSK auf 16-QAM) die Verbesserung für TDMA mit 5%-Roll-off ist.
Generell wird beobachtet, dass 1 Iteration sowohl des Standard- als auch des verbesserten Verstärkers ausreicht, um den Hauptanteil der Verstärkung der iterativen ACI-Löschung zu erzielen, während 2 Iterationen nur eine unbeträchtliche weitere Verbesserung beitragen. Nur der OFDMA ist in der Lage, bei 2 Iterationen mit dem verbesserten Empfänger eine weitere Verstärkung zu erbringen. Ferner ist der verbesserte Empfänger in der Lage, stabilere statistische Schätzwerte der empfangenen Konstellations-Zentroiden aus den empfangenen Symbolen zu erhalten, selbst falls eine niedrigere Anzahl an Realisationen verwendet wird, wie z.B. 64 Symbole pro Benutzer in dem getesteten Szenario.
Die Standard-Empfänger und die verbesserten Empfänger haben aufgrund der konstanten Einhüllenden der Wellenform erwartungsgemäß eine ähnliche Leistung für QPSK und 8-PSK. Ferner unterscheidet OFDM nicht zwischen den beiden Empängern aufgrund der unkorrellierten nichtlinearen Rauschkomponente. Wenn die 2 Empfänger hinsichtlich 2 Iterationen der ACI-Löschung mit 16-QAM verglichen werden, zeigt der verbesserte Verstärker eine Verstärkung von 0,2 dB für SC-FDMA und TDMA. Hinsichtlich 64-QAM sind Verstärkungen von 0,3 dB bzw. 0,5 dB für SC-FDMA und TDMA mit 20%-Roll-off gezeigt.
LISTE DER ABKÜRZUNGEN

ACI

Nachbarkanal-Interferenz

ADC

Analog-/Digital-Konvertierer

AGC

automatische Verstärkungssteuerung

AM/AM

Eingangsamplitude/Ausgangsamplitude

AP/PM

Eingangsamplitude /Ausgangsphase

APSK

Amplituden- und Phasen-Umtastung

AWGN

additives weißes Gauß'sches Rauschen

BER

Bitfehlerrate

CCI

Ko-Kanal-Interferenz

DAC

Digital-/Analog-Konvertierer

FDM

Frequenzteilungs-Multiplexen

FEC

Vorwärtsfehlerkorrektur

HPA

Hochleistungsverstärker

IMI

Intermodulations-Interferenz

ISI

Intersymbol-Interferenz

LLRs

Verhältnisse der logarithmischen Wahrscheinlichkeit

MF-TDMA

Multi-Frequenz-TDMA

ML

höchste Wahrscheinlichkeit

MMSE

kleinster mittlerer quadratischer Fehler

OBO

Ausgangs-Back-off

OFDM

Orthogonal-FDM

OFDMA

Orthogonal-Frequenzteilungs-Mehrfach-Zugang

PAM

Pulsamplitudenmodulation

PDF

Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion

PIC

Parallel-Interferenz-Löschung

QAM

Quadratur-Amplituden-Modulation

QPSK

Quadratur-Phasenumtastung

RF

Funkfrequenz

SC-FDMA

Single-Carrier-Frequenzteilungs-Mehrfach-Zugang

SIC

sukzessive Interferenz-Löschung

SNR

Signal-/Rausch-Verhältnis

SRRCF

Square Root Raised Cosine Filter

SSPA

Halbleiter-Leistungsverstärker

TD

Total-Degradation

TDM

Zeitteilungs-Multiplexen

TDMA

Zeitteilungs-Mehrfach-Zugriff

VLC

Kommunikation durch sichtbares Licht

ZF

Zero-Forcing

LITERATURSTELLEN

[1] H. Chen und A. M. Haimovich, "Iterative Estimation and Cancellation of Clipping Noise for OFDM Signals", IEEE Communications Letters, Jahrgang. 7, Nr. 7, S. 305–307, Juli 2003.
[2] J. Bussgang, "Cross Correlation Function of Amplitude-Distorted Gaussian Signals", Research Laboratory for Electronics, Massachusetts Institute of Technology, Cambridge, MA, Technical Report 216, März 1952.
[3] R. Djardin, M. Colas und G. Gelle, "Comparison of Iterative Receivers Mitigating the Clipping Noise of OFDM Based System", in Proc. of European Wireless Conference 2007, Paris, Apr. 2007.
[4] J. Gazda, P. Drotar, M. Deumal, D. Kocur und P. Galajda, "Simple Iterative Cancellation of Nonlinear Distortion in LDFMA systems", in Proc. of 14th International OFDM Workshop, Hamburg, Deutschland, 2009, S. 133–137.
[5] J. Gazda, "Iterative receiver for nonlinearly distorted SC-FDMA transmission", in Proc. of 10^th Scientific Conference of Young Researchers (SCYR 2010), Kosice, Slowakische Republik, 2010.
[6] E. Casini, R. De Gaudenzi, und A. Ginesi, "DVB-S2 Modem Algorithms Design and Performance Over Typical Satellite Channels", International Journal of Satellite Communications and Networking, vol. 22, S. 281–318, Juni 2004.

Claims

Verfahren zum Empfangen eines Digitalsignals, das Symbole an übertragenen Konstellationspunkten aufweist, in einem digitalen Kommunikationssystem mit linearer und/oder nichtlinearer Verzerrung, umfassend – Empfangen des Digitalsignals, das über einen Übertragungskanal übertragen wird, wobei das empfangene Signal empfangene Symbole und empfangene Konstellations-Zentroide aufweist, die den empfangenen Symbolen zugeordnet sind, und wobei das empfangene Signal ferner eine interferierende Komponente enthält, und – Verarbeiten des empfangenen Signals zum Bewirken einer Löschung von Nebenkanal-Interferenzen (ACI) einschließlich einer Intermodulations-Interferenz-(IMI-) und Rest-Intersymbol-Interferenz-(ISI-)Löschung, – wobei das Verarbeiten das iterative Durchführen einer Maximal-Wahrscheinlichkeits-(ML-)Detektion der empfangenen Symbole umfasst, die in geschätzten übertragenen Symbolen resultiert, – wobei das Verarbeiten ferner eine Schätzung der interferierenden Komponente mittels der geschätzten übertragenen Symbole und eine Subtraktion der geschätzten interferierenden Komponente von dem empfangenen Signal umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass – jeder empfangene Konstellations-Zentroid einzeln geschätzt wird, – wobei der Schätzwert der empfangenen Konstellations-Zentroiden sowohl bei der Schätzung der interferierenden Komponente als auch als Referenz für eine Maximal-Wahrscheinlichkeits-(ML-)Detektion verwendet wird, um die Leistung der Interferenz-Löschung zu verbessern.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Verfahren in einer Empfängervorrichtung eines beliebigen digitalen Kommunikationssystems für Vorwärts- und Rückwärts-Übertragungsstrecken anwendbar ist.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Verarbeitungsschritt einen Verarbeitungsvorgang umfasst, der auf einer Zerlegung erster Ordnung des empfangenen Signals basiert, wobei die Zerlegung erster Ordnung die Summe eines skalierten Schätzwerts des übertragenen Signals und der interferierenden Komponente aufweist.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem der Schritt des Schätzens einzelner Skalierungsfaktoren das Schätzen von Skalierungsfaktoren umfasst, die pro verwendeter Konstellation die übertragenen Konstellationspunkte in die empfangenen Konstellations-Zentroiden transformieren.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem der Schritt des Schätzens der empfangenen Konstellations-Zentroiden umfasst: das pro verwendeter Konstellation erfolgende Schätzen der empfangenen Konstellations-Zentroiden auf der Basis übertragener Pilot-Symbole, die an der Empfängervorrichtung bekannt sind, für jeden Konstellationspunkt mit Hilfe eines arithmetischen Mittelwerts der empfangenen Piloten pro Konstellationspunkt.
Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, bei dem der Schritt des Schätzens der empfangenen Konstellations-Zentroiden die folgenden Schritte in der folgenden Reihenfolge umfasst: – Schätzen der empfangenen Konstellations-Zentroiden auf der Basis gepufferter empfangener Symbole für jede verwendete Konstellation, – Schätzen der empfangenen Konstellations-Zentroiden auf der Basis eines Wahrscheinlichkeitsdichtefunktions-(PDF-)Schätzwerts aus den gepufferten empfangenen Symbolen, – Schätzen der empfangenen Konstellations-Zentroiden auf der Basis eines Wahrscheinlichkeitsdichtefunktions-(PDF-)Schätzwerts durch ein Histogramm und eine Glättung mittels eines Tiefpassfilters, – Schätzen der empfangenen Konstellations-Zentroiden auf der Basis des Newton-Verfahrens und des Gradienten-Anstiegs aus mehreren randomisierten Starts über die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion (PDF) hinweg, – Schätzen der empfangenen Konstellations-Zentroiden auf der Basis des Auffindens der üblichsten lokalen Maxima, welche die empfangenen Zentroide repräsentieren, mittels eines Histogramms, und – Schätzen der empfangenen Konstellations-Zentroiden auf der Basis einer Zuordnung der empfangenen Konstellations-Zentroiden und der übertragenen Konstellationspunkte.
Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 6, bei dem der Schritt des Schätzens von Skalierungsfaktoren ein Schätzen der Skalierungsfaktoren umfasst, die einen übertragenen Konstellationspunkt in einen empfangenen Konstellations-Zentroiden transformieren.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem der Schritt des Schätzens der interferierenden Komponente das Schätzen der interferierenden Komponente unter Verwendung von Information über jeden empfangenen Konstellations-Zentroiden umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem der Schritt des Schätzens der interferierenden Komponente das Schätzen der interferierenden Komponente als Subtraktion des detektierten Schätzwerts der übertragenen Symbole, skaliert um die entsprechenden Faktoren, welche die übertragenen Konstellationspunkte in empfangene Konstellatons-Zentroiden transformieren, von dem Schätzwert der durch eine bekannte Kommunikationskette empfangenen Symbole umfasst.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem das Schätzen eines Satzes empfangener Symbole auf der Basis eines Satzes bekannter übertragener Symbole durchgeführt wird, die eine bekannte Kommunikationskette durchlaufen, einschließlich einer bekannten Symbol-Multiplex-Struktur des Senders, Filterfunktionen des Senders und des Empfängers, nichtlinearer Vorrichtungsfunktionen, Kanal-Funktionen und Entzerrer-Funktionen des Empfängers auf Vorwärts- oder Rückwärts-Übertragungsstrecken.