BRPI0721767B1

BRPI0721767B1 - aparelho e método para a remoção de erro de fase comum em um receptor dvb-t/h

Info

Publication number: BRPI0721767B1
Application number: BRPI0721767-6A
Authority: BR
Inventors: Zou Jilin; Zou Li; Liu Peng
Original assignee: Interdigital Ce Patent Holdings; Thomson Licensing
Priority date: 2007-06-29
Filing date: 2007-06-29
Publication date: 2019-11-12
Also published as: EP2165493B1; EP2165493A1; CN101690060A; CN101690060B; KR20100028583A; JP2010532113A; WO2009003305A1; EP2165493A4; US20100142658A1; US8559490B2; KR101406160B1; BRPI0721767A2; JP5065483B2

Abstract

aparelho e método para a remoção de erro de fase comum em um receptor dvb-t/h trata-se de um receptor que é um receptor de transmissão de vídeo digital terrestre/manual (dvb-t/h). o receptor dvb-t/h compreende um corretor de erro de fase e um elemento de estimativa e equalização de canal. o corretor de erro de fase gira um sinal de acordo com uma estimativa de um erro de fase, por exemplo, cpe, que é determinado como uma função de informações de estado de canal (csi) proporcionada pelo elemento de estimativa e equalização de canal.

Description

“APARELHO E MÉTODO PARA A REMOÇÃO DE ERRO DE FASE COMUM EM UM RECEPTOR DVB-T/H”

ANTECEDENTES DA INVENÇÃO

A presente invenção geralmente refere-se a sistemas de comunicação e, mais particularmente, a sistemas sem fio, por exemplo, transmissão terrestre, celular, Fidelidade Sem Fio (Wi- Fi), satélite, etc.

Transmissão de Vídeo Digital Terrestre (DVB-T) (por exemplo, veja ETSI EN 300 744 V 1.4.1 (2001-01), Transmissão de Vídeo Digital (DVB); Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television), é um dos quatro tipos de padrões de transmissão televisão digital (DTV) no mundo, e DVB-H é um padrão para aplicações manuais com base em DVB-T (também referida como DVB-T/H). DVB-T utiliza tecnologia de Multiplexação por Divisão de Frequência Ortogonal (OFDM), ou seja, DVB-T utiliza uma forma de transmissão multiportadora que compreende muitas subportadoras de baixa taxa de símbolos que são ortogonais.

Um receptor DVB-T/H compreende uma antena e um sintonizador. A antena proporciona sinais de frequência de rádio (RF) ao sintonizador, que é sintonizado em uma faixa de frequência selecionada, ou canal selecionado. O sintonizador converte de maneira descendente o sinal RF recebido no canal selecionado para proporcionar um sinal de frequência intermediária (IF) ou um sinal de banda-base para processamento adicional pelo receptor DVB-T/H, por exemplo, para recuperar um programa de televisão (TV) para exibição a um usuário. Tipicamente, um sintonizador realiza a conversão descendente com um mixer e um Oscilador Controlado por Voltagem (VCO). O VCO é um elemento importante no sintonizador. Infelizmente, o VCO é o principal contribuidor de ruído de fase (PHN).

Geralmente, o PHN não é um grande problema de sistemas de TV analógicos. Entretanto, para sistemas de DTV que utilizam OFDM, o impacto de PHN sobre a operação do receptor é muito mais significativo. Em particular, o PHN introduz um erro de fase comum (CPE), que causa a rotação da constelação de sinal; e também cria um termo de interferência entre portadoras (ICI) que aumenta qualquer ruído de canal. Como resultado, tanto o CPE como a ICI interferem na demodulação do sinal DVB-T recebido e, portanto, a remoção de PHN em um receptor DVB-T/H é muito importante.

Com relação ao CPE, um receptor DVB-T pode estimar o CPE e corrigi-lo utilizando pilotos (subportadoras predefinidas (ou seja, frequências) que possuem uma determinada amplitude e fase) que estão presentes em cada símbolo OFDM. Em DVB-T há dois tipos de pilotos: pilotos espalhados (SP) e pilotos contínuos (CP). Os pilotos contínuos possuem posições fixas dentro dos símbolos de OFDM e são usados para a remoção de CPE.

Uma disposição de remoção de CPE convencional é mostrada nas Figuras 1 e 2. Em DVB-T há dois modos de operação, um modo 2K - correspondente ao uso de 2048

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2/10 subportadoras - e um modo 8K - correspondente ao uso de 8192 subportadoras. Nesse exemplo, presume-se que o receptor esteja operando no modo 8K. A operação no modo 2K é similar e não está descrito aqui. A disposição de remoção de CPE da Figura 1 compreende um elemento de Transformada Rápida de Fourier (FFT) 105, elemento de deslocamento de espectro 110, elemento de remoção de CPE 115 e elemento de estimativa e equalização de canal (CHE) 120. O elemento FFT 105 processa um sinal de banda-base recebido 104. O último é proporcionado, por exemplo, por um sintonizador (não mostrado) sintonizado em um canal RF selecionado. O elemento FFT 105 transforma o sinal de banda-base recebido 104 do domínio de tempo no domínio de frequência e proporciona um sinal de saída de FFT 106 ao elemento de deslocamento de espectro 110. Deve ser observado que o sinal de saída de FFT 106 representa sinais complexos que possuem componentes em fase e de quadrature. Tipicamente, o elemento FFT 105 realiza cálculos butterfly como conhecidos na técnica e proporciona dados de saída reordenados (8192 amostras complexas em um modo 8k de operação). Como tal, o elemento de deslocamento de espectro 110 processa adicionalmente o sinal de saída de FFT 106 para rearranjar, ou deslocar, os dados de saída de FFT. Em particular, o elemento de deslocamento de espectro 110 armazena em buffer um símbolo OFDM e organiza as posições de subportadora para cumprir o padrão de DVB-T mencionado acima e também desloca as subportadoras de [0, 2Π] para [-Π, +Π] para proporcionar o sinal deslocado de espectro 111. O elemento de remoção de CPE 115 processa o sinal deslocado de espectro 111 para remover qualquer CPE (descrito abaixo) e proporciona um sinal corrigido de CPE 116 ao elemento de CHE 120. O elemento de CHE 220 processa o sinal corrigido de CPE 116 para (a) determinar informações de estado de canal (CSI) de modo a proporcionar o sinal de CSI 122; e (b) equalizar o sinal de banda-base recebido para compensar qualquer distorção de canal de transmissão de modo a proporcionar um sinal equalizado 121. Como conhecido na técnica, o sinal CSI 122 pode ser usado para obter métricas de bit para uso na decodificação (não mostradas na Figura 1). O sinal equalizado 121 é adicionalmente processado pelo receptor para, por exemplo, recuperar o conteúdo transportado nesse (áudio, vídeo, etc.) (também não mostrado na Figura 1).

Agora com referência à Figura 2, a operação do elemento de remoção de CPE 115 é mostrada em mais detalhes. O elemento de remoção de CPE 115 compreende: buffer de retardo 155, extrator de CP 160, elemento de posições de CP 165, memória de CP 170, multiplicador de conjugado complexo 175, acumulador 180, calculador de fase 185, acumulador de fase e calculador de seno e co-seno 190, e rotator (também referido como um multiplicador) 195. O buffer de retardo 155 armazena um símbolo de OFDM em modo 8K e, assim, proporciona um retardo de tempo de símbolo de OFDM para determinar uma estimativa do CPE. Para o modo 8K de operação, o tamanho do buffer de retardo 155 é 8192 x 2 x N bits, onde N é o comprimento de bit dos dados e 2 representa os componentes em fase e

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3/10 de quadrature dos sinais complexos. O símbolo atrasado é aplicado ao rotator 195 juntamente com um sinal de estimativa de CPE 191. O rotator 195 corrige o CPE girando o símbolo atrasado do buffer de retardo 155 na direção oposta de acordo com o sinal de estimativa de CPE 191 para proporcionar o sinal corrigido de CPE 116.

Em geral, a disposição mostrada na Figura 2 opera de modo que o sinal de estimativa de CPE 191 seja determinado a partir da autocorrelação de CPs que ocorrem em diferentes pontos de tempo. Em particular, o extrator de CP 160 extrai os CPs do sinal deslocado de espectro 111 em subportadoras particulares como definido pelo elemento de posições de CP 165. O último armazena simplesmente as posições de CP como definido no padrão de DVB-T mencionado acima para o modo 8K de operação (por exemplo, veja Tabela 7, p. 29, do padrão de DVB-T mencionado acima). Os CPs extraídos são proporcionados tanto para memória de CP 170 como para o multiplicador de conjugado complexo 175. A memória 170 também proporciona um retardo de um símbolo OFDM. O multiplicador de conjugado complexo 175 multiplica os conjugados complexos de CPs que possuem as mesmas frequências, porém que ocorrem em dois pontos de tempo diferentes (ou seja, símbolos de OFDM adjacentes). Os produtos resultantes são calculados (através do acumulador 180), desses, um erro de fase é calculado (através do calculador de fase 185) de cada símbolo de OFDM. O acumulador de fase e calculador de seno e co-seno 190 acumula adicionalmente os erros de fase calculados de cada símbolo de OFDM e determina uma estimativa do CPE para proporcionar um sinal de estimativa de CPE 191, que é aplicado ao rotator 195 para corrigir o CPE no sinal, como descrito acima.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO

Percebeu-se que é possível aprimorar adicionalmente a operação e eficácia de remoção de CPE em um receptor baseado em OFDM. Em particular, e de acordo com os princípios da invenção, um receptor realiza a correção de erro de fase em um sinal como uma função de informações de estado de canal (CSI).

Em uma modalidade ilustrativa da invenção, um receptor é um receptor DVB-T/H. O receptor DVB-T/H compreende um corretor de erro de fase e um elemento de estimativa e equalização de canal. O corretor de erro de fase gira um sinal de acordo com uma estimativa de um erro de fase, por exemplo, o CPE, que é determinado como uma função de informações de estado de canal (CSI) proporcionadas pelo elemento de estimativa e equalização de canal.

Devido à descrição acima, e conforme será visível a partir da leitura da descrição detalhada, outras modalidades e características também são possíveis e estão incluídas dentro do princípios da invenção.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

As Figuras 1 e 2 mostram a remoção de erro de fase comum da técnica anterior;

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4/10

A Figura 3 mostra uma modalidade ilustrativa de um aparelho de acordo com os princípios da invenção;

A Figura 4 mostra uma modalidade ilustrativa de uma parte de um receptor de acordo com os princípios da invenção;

A Figura 5 mostra uma modalidade ilustrativa do corretor de fase 215 de acordo com os princípios da invenção;

As Figuras 6 a 14 mostram uma tabela de índice de deslocamento de espectro ilustrativo associado com o elemento FFT 205;

As Figuras 15 e 16 mostram tabelas de posição de piloto contínuo (CP) relacionadas ao corretor de fase 215, que opera de acordo com os princípios da invenção;

A Figura 17 mostra um programa matlab ilustrativo para converter a Tabela 3 na Tabela 4 de acordo com a Tabela 1; e

As Figuras 18 e 19 mostram fluxogramas ilustrativos para uso em um receptor de acordo com os princípios da invenção.

DESCRIÇÃO DETALHADA

Exceto o conceito inventivo, os elementos mostrados nas figuras são bem conhecidos e não serão descritos em detalhes. Por exemplo, exceto o conceito inventivo, presumese a familiaridade com a transmissão de Multitom Discreto (DMT) (também referida como Multiplexação por Divisão de Frequência Ortogonal (OFDM) ou Multiplexação por Divisão de Frequência Ortogonal Codificada (COFDM)) e essa não será descrita aqui. Também, presume-se a familiaridade com a transmissão de televisão, receptores e codificação de vídeo e essa não será descrita em detalhes aqui. Por exemplo, exceto o conceito inventivo, presume-se a familiaridade com as recomendações atuais e propostas de padrões de TV como NTSC (Comitê Nacional de Sistemas de Televisão), PAL (Linhas de Fase Alternada), SECAM (Sequential Couleur Avec Memoire), ATSC (Comitê de Sistemas de Televisão Avançados) (ATSC), Transmissão de Vídeo Digital (DVB) e o Sistema de Televisão Digital chinês (GB) 20600-2006 (Transmissão de Multimídia Digital - Terrestre / Manual (DMB-T/H)). Informações adicionais sobre a DVB-T/H podem ser encontradas, por exemplo, em ETSI EN 300 744 Vl.4.1 (2001-01), Digital Video Broadcasting (DVB); Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television; e ETSI EN 302 304 Vl.1.1 (2004-11), Digital Video Broadcasting (DVB); Transmission System for Handheld Terminals (DVB-H). Também, exceto o conceito inventivo, presumem-se outros conceitos de transmissão como banda lateral vestigial de oito níveis (8-VSB), Modulação de Amplitude de Quadrature (QAM), e componentes receptores como uma interface inicial de frequência de rádio (RF), ou seção de receptor, como um bloco de baixo ruído, sintonizadores, e conversores descendentes; juntamente com elementos de transformada rápida de Fourier (FFT), deslocadores de espectro, estimadores de informações de estado de canal (CSI), equalizadores, demoduladoPetição 870190079784, de 16/08/2019, pág. 11/39

5/10 res, correlatores, integradores de vazamento e squarers. Ademais, exceto o conceito inventivo, a familiaridade com sinais de processamento, como informações de estado de canal de formação, é presumida e não é descrita aqui. Similarmente, exceto o conceito inventivo, métodos de formatação e codificação (como Padrão Moving Picture Expert Group (MPEG)-2 Systems (ISO/IEC 13818-1)) para gerar transporte de fluxos de bit são bem conhecidos e não serão descritos aqui. Também deve ser observado que o conceito inventivo pode ser implementado utilizando técnicas de programação convencionais (como representadas por matlab), que, como tais, não serão descritas aqui. Nesse aspecto, as modalidades descritas aqui podem ser implementadas nos domínios analógicos ou digitais. Ademais, os versados na técnica poderiam reconhecer que alguns processamentos podem envolver trajetórias de sinal complexas como necessário. Por fim, referências numéricas similares nas figuras representam elementos similares.

Agora com referência à Figura 3, mostra-se uma modalidade ilustrativa de um dispositivo 10 de acordo com os princípios da invenção. O dispositivo 10 é representativo de qualquer plataforma baseada em processador, por exemplo, um PC, um servidor, um conversor set-top box, um assistente digital pessoal (PDA), um telefone celular, uma televisão digital móvel (DTV), um DTV, etc. Nesse aspecto, o dispositivo 10 inclui um, ou mais processadores com memória associada (não mostrada) e também compreende receptor 15. O último recebe um sinal transmitido 1 através de uma antena (não mostrada). Para os propósitos desse exemplo, presume-se que o sinal transmitido 1 é representativo de um serviço DVB- T/H, ou seja, um fluxo de transporte de DTV, que inclui informações de vídeo, áudio e/ou sistema para ao menos um canal de TV e tal sinal transmitido 1 transporta informações utilizando ao menos uma modulação de multiportadora como multiplexação por divisão de frequência ortogonal (OFDM). Entretanto, o conceito inventivo não é limitado e é aplicável a qualquer receptor que processa sinais baseados em OFDM. De acordo com os princípios da invenção, o receptor 15 realiza a correção de erro de fase em um sinal como uma função de informações de estado de canal (CSI) e recupera a partir desse o sinal de saída 16 para aplicação a um dispositivo de saída 20, que pode, ou não, ser uma parte do dispositivo 10 como representado em forma de linha tracejada. No contexto desse exemplo, o dispositivo de saída 20 é uma tela que permite que o usuário veja um programa de TV selecionado.

Agora com referência à Figura 4, mostra-se uma parte ilustrativa do receptor 15. Apenas aquela parte do receptor 15 relativa ao conceito inventivo é mostrada. Exceto o conceito inventivo, os elementos mostrados na Figura 4 são conhecidos e não descritos aqui. Nesse exemplo, presume-se que o receptor 15 esteja operando no modo 2K. Deve ser observado que a operação no modo 8K é similar e, como tal, não é descrito aqui. O receptor 15 compreende o conversor descendente 200, o elemento de transformada rápida de Fourier (FFT) 205, o elemento de deslocamento de espectro 210, o corretor de fase 215 e estimaPetição 870190079784, de 16/08/2019, pág. 12/39

6/10 tiva e equalizador de canal (CHE) 220. Ademais, o receptor 15 é um sistema baseado em processador e inclui um ou mais processadores e memória associada como representado pelo processador 290 e memória 295 mostrados na forma de caixas tracejadas na Figura 4. Nesse contexto, os programas de computador, ou software, são armazenados em memória 295 para execução pelo processador 290. O último é representativo de um ou mais processadores de controle de programa armazenados e esses não precisam ser dedicados à função de receptor, por exemplo, o processador 290 também pode controlar outras funções do receptor 15. Por exemplo, se o receptor 15 for uma parte de um dispositivo maior, o processador 290 pode controlar outras funções desse dispositivo. A memória 295 é representativa de qualquer dispositivo de armazenamento, por exemplo, a memória de acesso aleatório (RAM), memória de leitura (ROM), etc.; pode ser interna e/ou externa ao receptor 15; e é volátil e/ou não-volátil quando necessário.

O elemento FFT 205 processa um sinal de banda-base recebido 204. O último é proporcionado pelo conversor descendente 200, que é uma parte de um sintonizador (não mostrado) do receptor 15 sintonizada em um canal RF selecionado associado ao sinal transmitido 1 da Figura 3. O elemento FFT 205 transforma o sinal de banda-base recebido 204 do domínio de tempo no domínio de frequência e proporciona o sinal de saída de FFT 206 ao elemento de deslocamento de espectro 210. Deve ser observado que o sinal de saída de FFT 206 representa sinais complexos que possuem componentes em fase e de quadrature. Tipicamente, o elemento FFT 205 realiza cálculos butterfly como conhecido na técnica e proporciona dados de saída reordenados (2048 amostras complexas em um modo 8k de operação). Como tal, o elemento de deslocamento de espectro 210 processa adicionalmente o sinal de saída de FFT 206 para rearranjar, ou deslocar, os dados de saída de FFT. Em particular, o elemento de deslocamento de espectro 210 armazena em buffer um símbolo OFDM e organiza as posições de subportadora para cumprir o padrão de DVB-T mencionado acima e também desloca as subportadoras de [0, 2Π] para [-Π, +Π] para proporcionar o sinal deslocado de espectro 211. De acordo com os princípios da invenção (descritos adicionalmente abaixo), o corretor de fase 215 processa o sinal deslocado de espectro 211 para remover deslocamento de fase, por exemplo, aqueles associados ao CPE, e proporciona um sinal corrigido de fase 216 ao elemento de CHE 220. O elemento de CHE 220 processa o sinal corrigido de fase 216 para (a) determinar informações de estado de canal (CSI) de modo a proporcionar o sinal de CSI 222; e (b) equalizar o sinal de banda-base recebido para compensar qualquer distorção de canal de transmissão de modo a proporcionar um sinal equalizado 221. Como conhecido na técnica, o sinal CSI 222 pode ser usado para obter métricas de bit para uso na decodificação (não mostradas na Figura 4). Entretanto, e de acordo com os princípios da invenção, a CSI também é usada para corrigir erros de fase. Por fim, o sinal equalizado 221 é adicionalmente processado (não mostrado) pelo receptor 15 para,

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7/10 por exemplo, recuperar o conteúdo transportado nesse (áudio, vídeo, etc.) (por exemplo, veja sinal de saída 16 da Figura 3).

A atenuação deve ser agora direcionada à Figura 5, que mostra uma modalidade ilustrativa do corretor de fase 215 de acordo com os princípios da invenção. O corretor de fase 215 compreende um elemento de correção de CP 305, elemento de posição de CP prédeslocado 310, memória 315, multiplicador de conjugado complexo 320, acumulador 325, calculador de fase e calculador de seno e co-seno 330 e rotator (ou multiplicador) 335. Exceto o conceito inventivo, os elementos mostrados na Figura 5 são conhecidos e não são descritos aqui. No início, deve ser observado que o conceito inventivo tira vantagem do fato de que o elemento de deslocamento de espectro 210 já armazena em buffer um símbolo de OFDM. Em particular, e como pode ser observado a partir da Figura 5, o corretor de fase 215 utiliza o sinal de saída de FFT 206 para estimar o erro de fase e corrigir o sinal deslocado de espectro 211 do erro de fase. Assim, uma vantagem da invenção é que essa pode ser implementada de tal maneira que um receptor exija menos memória - e menos custo.

Com relação à correção do erro de fase, e como mencionado acima, o corretor de fase 215 corrige a fase de sinal deslocado de espectro 211. Em particular, o sinal deslocado de espectro 211 é aplicado ao rotator 335 juntamente com o sinal de estimativa de erros de fase 331. O rotator 335 corrige o erro de fase, por exemplo, o CPE, girando o sinal deslocado de espectro 211 na direção oposta de acordo com o sinal de estimativa de erro de fase 331 para proporcionar o sinal corrigido de fase 216. Idealmente, o sinal de estimativa de erro de fase 331 corrige substancialmente todo o erro de fase, ou seja, ao menos algum, se não todo, o erro de fase é removido do sinal através do rotator 335. Como usado aqui, qualquer referência à remoção de erro de fase significa ao menos reduzir, se não eliminar, o erro de fase.

Com relação à estimativa do erro de fase, e como mencionado acima, o corretor de fase 215 utiliza o sinal de saída de FFT 206 para estimar o erro de fase. Entretanto, como observado antes, o elemento de FFT 205 da Figura 4 realiza cálculos butterfly como conhecido na técnica e proporciona dados de saída reordenados (2048 amostras complexas em um modo 2k de operação). Como resultado, qualquer uso das posições de CP como definido em DVB-T com relação ao sinal de saída de FFT 206 precisa ser adicionalmente ajustado para levar em consideração essa reordenação de FFT. Assim, o elemento de posição de CP pré-deslocado 310 armazena os valores de CP pré-deslocados, que são mostrados na Tabela Quatro da Figura 16. Esses valores de CP são “pré-deslocados” no sentido que essa é a posição dos CPs, como definido em DVB-T, porém com relação à ordenação proporcionada pelo elemento de FFT 205. Em particular, para um FFT, tal como representado pelo elemento de FFT 205 no modo 2k de operação, uma tabela de índice de deslocamento de espectro associada é conhecida. Uma tabela de índice de deslocamento de espectro ilustraPetição 870190079784, de 16/08/2019, pág. 14/39

8/10 tiva de um modo 2k de operação é mostrada na Tabela Um nas Figuras 6 a 14. Por exemplo, para um índice de amostra, k, onde 1 < k < 2048, a Figura 6 ilustra os primeiros 240 valores de frequência de deslocamento de espectro para os primeiros 240 valores k do elemento de FFT 205. Em particular, em k = 1, o valor de índice de deslocamento de espectro associado possui um valor de frequência de 1024; enquanto em k = 16, o valor de índice de deslocamento de espectro associado possui um valor de frequência de 832 e em k = 240, o valor de índice de deslocamento de espectro associado possui um valor de frequência de 884, e assim por diante, através do valor de frequência de deslocamento de espectro de 1023 em k = 2048 mostrado na Figura 14. Assim, em vista da Tabela Um, é possível deslocar as posições de CP como definido em DVB-T para sua posição no sinal de saída de FFT 206. Isso é ilustrado nas Tabelas Dois, Três e Quatro das Figuras 15 e 16.

A Tabela Dois da Figura 15 mostra simplesmente as posições de subportadora dos 45 CPs como atualmente definido na DVB-T no modo 2k de operação. Por exemplo, veja p. Tabela 7, p. 29, do padrão de DVB-T mencionado acima. Assim, como mostrado na Tabela Dois, o primeiro CP ocorre como um valor de subportadora de 0, etc. Entretanto, em DVB-T, embora haja 2048 subportadoras, apenas 1705 subportadoras são realmente ativas. Há 172 subportadoras inativas antes das subportadoras ativas e 171 subportadoras inativas após as subportadoras ativas. Isso é ilustrado pelo símbolo de OFDM 81 da Figura 15 (não à escala). Nesse aspecto, uma vez que o corretor de fase 215 está estimando o erro de fase do sinal de saída de FFT 206 - e não o sinal deslocado de espectro 211 - todas as 2048 subportadoras devem ser levadas em consideração. Portanto, a Tabela Dois deve ser, primeiro, convertida na Tabela Três, onde cada valor da Tabela Dois é deslocado por 172. Como ilustrado pela linha pontilhada 91, a subportadora ativa CP localizada em 0 realmente corresponde à subportadora 172, quando as subportadoras inativas forem levadas em consideração. A partir dos valores da Tabela Três, e determinados os valores de índice de deslocamento de espectro mostrados na Tabela Um das Figuras 6 a 14, agora é possível calcular as posições pré-deslocadas de todos os CPs, ou seja, suas posições no sinal de saída de FFT 206. Os resultados desse cálculo são mostrados na Tabela 4 da Figura 16 no modo 2k de operação dos quarenta e cinco CPs. Por exemplo, o CP localizado na subportadora 976 está associado ao número de amostra 63 (começando de 0), como ilustrado pela linha pontilhada 92. Isso pode ser verificado a partir da Tabela 1, que começa de k = 1, onde pode ser observado a partir da Figura 6 que k = 64 está associado à subportadora 976. Também, e como ilustrado pela linha pontilhada 93, o CP localizado na subportadora 1141 é o número de amostra 744 (novamente, começando de 0) (por exemplo, veja Tabela 1, Figura 9, k = 745). Com referência brevemente à Figura 17, mostra-se um programa matlab ilustrativo para converter a Tabela 2 na Tabela 3 e então formar a Tabela 4 a partir da Tabela 3 de acordo com a Tabela 1. Como resultado, o elemento de posição de CP pré-deslocado 310 armazePetição 870190079784, de 16/08/2019, pág. 15/39

9/10 na as posições de CP como definido na Tabela Quatro da Figura 16.

Para cada CP, os valores de amostra correspondentes do CP pré-deslocado associado são proporcionados ao elemento de correção de CP 305 a partir da memória 310. (Deve-se lembrar que cada CP possui uma determinada amplitude e fase.) O elemento de correção de CP 305 modifica, ou corrige, cada valor de CP, por exemplo, um valor de fase, de acordo com as informações de CSI proporcionadas a partir de CHE 220 através do sinal de CSI 222. Exceto o conceito inventivo, as informações de CSI são conhecidas na técnica e não descritas aqui. De modo geral, as informações de CSI levam em consideração a confiabilidade de cada subportadora influenciada pelo canal de transmissão. De acordo com os princípios da invenção, corrigindo os valores de CP pré-deslocados para levar em consideração as informações de resposta de canal, os efeitos do canal podem ser eliminados durante o processamento de remoção de erro de fase, e, como resultado, é possível obter um desempenho de estimativa satisfatório. O elemento de correção de CP 305 proporciona a sequência de CSI-CP resultante 306 à memória 315 para armazenamento. O multiplicador de conjugado complexo 320 multiplica os conjugados complexos da sequência de CSI-CP armazenada (a partir da memória 315) pelo sinal de saída de FFT 206. Os produtos resultantes são calculados (através do acumulador 325) para cada símbolo de OFDM. O calculador de fase e calculador de seno e co-seno 330 calculam adicionalmente uma estimativa do erro de fase e geram valores em fase e de quadratura para proporcionar um sinal de estimativa de erro de fase 331, que é aplicado ao rotator 335 para corrigir o erro de fase no sinal. Deve ser observado que o elemento de correção de erro de fase ilustrado na Figura 5 realiza a correlação cruzada da sequência de CSI-CP com o sinal de saída de FFT 206 (versus a técnica de auto correlação entre amostras deslocadas por tempo do mesmo sinal que aquele ilustrado na técnica convencional da Figura 2).

Agora com referência às Figuras 18 e 19, são mostrados fluxogramas ilustrativos para uso em um receptor para realizar a correção de erro de fase de acordo com os princípios da invenção. Na etapa 405, um receptor realiza a conversão descendente de um sinal transmitido recebido (por exemplo, receptor 15 da Figura 3). Na etapa 410, o receptor estima o erro de fase no sinal convertido de forma descendente de acordo com os princípios da invenção. E, na etapa 415, o receptor corrige o sinal convertido de forma descendente do erro de fase estimado.

A etapa 410 da Figura 18 é mostrada em mais detalhes no fluxograma da Figura 19. Na etapa 505, o receptor recupera as posições de CP pré-deslocadas (por exemplo, a partir de uma memória como representado pelo elemento 310 da Figura 5). Na etapa 510, o receptor corrige os CPs pré-deslocados com CSI para proporcionar uma sequência de CSICP, ou seja, uma sequência de valores de CP pré-deslocados corrigidos. Na etapa 515, a sequência de CSI é submetida à correlação cruzada com o sinal de saída de FFT (represen

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10/10 tativo do sinal convertido de maneira descendente), cujos resultados são usados para determinar uma estimativa do erro de fase na etapa 520.

Como descrito acima, e de acordo com os princípios da invenção, um receptor realiza a correção de erro de fase em um sinal, por exemplo, como resultado de CPE, como uma função de informações de estado de canal (CSI). Nesse aspecto, ao menos duas vantagens podem ser observadas em comparação com o elemento de remoção de CPE convencional 115 da Figura 2. Primeiro, como comparado à Figura 2, um buffer de retardo separado 155 para o símbolo de OFDM não é necessário. Assim, o conceito inventivo reduz significativamente as exigências de memória, especialmente no modo 8k de operação. Segundo, como comparado à Figura 2, a função do acumulador de fase do elemento 190 não é necessária. Assim, o conceito inventivo simplifica adicionalmente o processamento de erro de fase. Entretanto, o conceito inventivo não é tão limitado e os versados na técnica podem construir elementos de remoção de erro de fase de acordo com os princípios da invenção sem tirar vantagem desses benefícios, por exemplo, incluindo um buffer de símbolo de OFDM. Ademais, deve ser observado que o conceito inventivo não é limitado a corrigir apenas um tipo de erro de fase como CPE. Ademais, deve ser observado que embora o conceito inventivo seja ilustrado no contexto de um sinal transmitido DTV-T, o conceito inventivo não é tão limitado e é aplicável a outros tipos de receptores que realizam a recepção de OFDM, como um receptor de rádio definido por software, um receptor DMB-T/H, etc.

Devido à descrição acima, o precedente ilustra meramente os princípios da invenção e será, desse modo, avaliado que os versados na técnica serão capazes de criar inúmeras disposições alternativas que, embora não explicitamente descritas aqui, incorporam os princípios da invenção e estão incluídos dentro de seu escopo. Por exemplo, embora ilustrado no contexto de elementos funcionais separados, esses elementos funcionais podem ser incluídos em um ou mais circuitos integrados (ICs). Similarmente, embora mostrado como elementos separados, qualquer ou todos os elementos podem ser implementados em um processador controlado por programa armazenado, por exemplo, um processador de sinal digital, que executa o software associado, por exemplo, correspondente a uma ou mais etapas mostradas, por exemplo, nas Figuras 18-19, etc. Ademais, os princípios da invenção são aplicáveis a outros tipos de sistemas de comunicação, por exemplo, satélite, Fidelidade Sem Fio (Wi-Fi), celular, etc. De fato, o conceito inventivo também é aplicável a receptores estacionários ou móveis. Portanto, deve ser entendido que inúmeras modificações podem ser feitas às modalidades ilustrativas e que outras disposições podem ser planejadas sem que se abandone escopo da presente invenção como definido pelas reivindicações em anexo.

Claims

REIVINDICAÇÕES

1. Método para uso em um receptor, o método compreendendo:

receber um sinal, o sinal representando um sinal de multiplexação por divisão de frequência ortogonal (OFDM); e o método CARACTERIZADO pelo fato de que compreende ainda:

realizar correção de erro de fase no sinal como uma função de informações de estado de canal (CSI) para proporcionar um sinal corrigido de fase, em que a etapa de realizar a correção de erro de fase adicionalmente compreende: modificar os pilotos contínuos pré-deslocados (CPs) como uma função da CSI para proporcionar uma sequência de CP-CSI pré-deslocada;

realizar a correlação cruzada de dados de saída de FFT representativos do sinal com a sequência de CP-CSI pré-deslocada para proporcionar resultados de correlação cruzada;

determinar um erro de fase a partir dos resultados de correlação cruzada; e corrigir uma fase do sinal de acordo com o erro de fase determinado.
2. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que compreende adicionalmente:

realizar a conversão descendente de um sinal de frequência de rádio recebido para proporcionar um sinal convertido de maneira descendente;

realizar uma transformada rápida de Fourier (FFT) no sinal convertido descendente para proporcionar um sinal de saída de FFT; e realizar o deslocamento de espectro do sinal de saída de FFT para proporcionar o sinal.
3. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que o erro de fase é representativo de um erro de fase comum.
4. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que compreende adicionalmente as etapas de:

processar o sinal corrigido de fase para proporcionar as informações CSI.
5. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que compreende adicionalmente as etapas de:

equalizar o sinal corrigido de fase para proporcionar um sinal equalizado de tal maneira que as informações CSI sejam geradas.
6. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que a etapa de correção inclui a etapa de:

girar o sinal de acordo com o erro de fase determinado.
7. Aparelho, compreendendo:

uma transformada rápida de Fourier (FFT) (205) para proporcionar um sinal de saí

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2/2 da de FFT que compreende inúmeras amostras; e o aparelho CARACTERIZADO pelo fato de que compreende ainda:

um deslocador de espectro (210) para reordenar as amostras no sinal de saída de FFT para proporcionar um sinal deslocado de espectro; e um corretor de fase (215) responsivo às informações de estado de canal (CSI) para estimar um erro de fase do sinal de saída de FFT e para corrigir uma fase do sinal deslocado de espectro de acordo com o erro de fase estimado, em que o corretor de fase compreende:

uma memória (310) para armazenar as posições de pilotos contínuos prédeslocados (CPs) no sinal de saída de FFT;

uma memória (315) para armazenar CPs pré-deslocados modificados, em que os CPs pré-deslocados modificados são derivados dos CPs pré-deslocados CPs pré-deslocados modificados e CSI; e um correlator cruzado (320, 325, 330) para uso na estimativa do erro de fase, em que o correlator cruzado é adaptado para realizar correlação cruzada dos CPs pré-deslocados modificados com o sinal de saída de FFT.
8. Aparelho, de acordo com a reivindicação 7, CARACTERIZADO pelo fato de que o erro de fase é representativo de um erro de fase comum.
9. Aparelho, de acordo com a reivindicação 7, CARACTERIZADO pelo fato de que compreende adicionalmente:

um rotator (335) para corrigir a fase do sinal deslocado de espectro de acordo com o erro de fase estimado.
10. Aparelho, de acordo com a reivindicação 7, CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de que compreende:

um equalizador (220) para equalizar o sinal deslocado de espectro corrigido de fase e para proporcionar a CSI.