JP2008278161A - Ofdm信号受信装置、ofdm信号の受信方法、及びofdm信号の復調方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】MB−OFDM方式のDCM復調に際して演算の複雑化を抑えつつ、等化器における雑音増幅効果を抑圧し、適切に受信信号の復調を可能とする。
【解決手段】OFDM信号受信装置は、デュアルキャリア変調方式により生成された2d個(dは正整数)のサブキャリアから構成されるOFDM信号を、無線回線を介して受信し、d個のシンボルを復調するものである。CSI検出回路1は、無線回線を介して受信されたOFDM信号の回線品質情報(CQI)を検出する。判定部2は、CSI検出回路1により検出された回線品質情報に応じて、サブキャリアのそれぞれに対応する受信信号について、同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算するかの判定をする。DCMデマッピング部3は、判定部2での判定結果に基づいてd個のシンボルを復調する。
【選択図】図1
【解決手段】OFDM信号受信装置は、デュアルキャリア変調方式により生成された2d個(dは正整数)のサブキャリアから構成されるOFDM信号を、無線回線を介して受信し、d個のシンボルを復調するものである。CSI検出回路1は、無線回線を介して受信されたOFDM信号の回線品質情報(CQI)を検出する。判定部2は、CSI検出回路1により検出された回線品質情報に応じて、サブキャリアのそれぞれに対応する受信信号について、同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算するかの判定をする。DCMデマッピング部3は、判定部2での判定結果に基づいてd個のシンボルを復調する。
【選択図】図1
Description
本発明は、デュアルキャリア変調(DCM;Dual Carrier Modulation)方式により生成された2d(dは正整数)個のサブキャリアから構成されるOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重)信号を、無線回線を介して受信するOFDM信号受信装置、OFDM信号の受信方法、及びOFDM信号の復調方法に関し、とくにデュアルキャリア変調されたOFDM信号を復調する際の雑音抑制が可能なOFDM信号受信装置、OFDM信号の受信方法、及びOFDM信号の復調方法に関する。
近年、携帯電話や無線LAN(ローカルエリアネットワーク;Local Area Network)と比較して、近距離を非常に高速に伝送するための無線パーソナルエリアネットワーク(WPAN;Wireless Personal Access Network)が検討されている。UWB(超広帯域無線;Ultra Wide Band)通信に代表される近距離通信のWPANは、今後、あらゆる家電製品や民生用電子機器に搭載されることが予想され、100Mbps超の電子機器間でのP−to−P(ポイントツーポイント)伝送や家庭内ネットワークの実現が期待されているものである。
ここでは、3.1GHzから10.6GHzを利用したWPANを実現するための技術として、UWB通信が有力視されている。今、こうしたUWB通信の一方式として、OFDM変調と、特定の周波数パターンに沿って搬送波周波数を切り替える周波数ホッピングとを組み合わせた、マルチバンドOFDM(Multi Band−OFDM、以下MB−OFDMという。)方式が検討されている。
OFDM変調方式とは、互いに直交関係にある複数の搬送波を用いるマルチキャリア・デジタル変調方式の一種であって、搬送波ごとに異なる情報変調方式を用いることができる。したがって、MB−OFDM方式においては、OFDM信号が例えば200Mbps以下の伝送速度であれば、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)変調方式、320Mbps以上であればデュアルキャリア変調(DCM:Dual Carrier Modulation)方式というように、2種類のサブキャリア変調方式を使い分けることができる。
図5は、従来のMB−OFDM−UWBシステムのデータフローを示すブロック図である。
送信機10は、送信信号XT(k)を周波数領域で処理するために、チャネルエンコーダ11、インターリーブ部12、QPSK/DCMマッピング部13からなる処理ブロックを備え、N個の一次変調された信号YT(k)が生成される。また、送信機10側の逆高速フーリエ変換(IFFT)部14、並直列変換(MUX)部15、及びD/A変換部16の各処理ブロックでは、送信信号が時間領域で処理されて、インパルス応答h(t)を有するチャネル21で構成された無線回線にアナログ信号として出力される。
送信機10は、送信信号XT(k)を周波数領域で処理するために、チャネルエンコーダ11、インターリーブ部12、QPSK/DCMマッピング部13からなる処理ブロックを備え、N個の一次変調された信号YT(k)が生成される。また、送信機10側の逆高速フーリエ変換(IFFT)部14、並直列変換(MUX)部15、及びD/A変換部16の各処理ブロックでは、送信信号が時間領域で処理されて、インパルス応答h(t)を有するチャネル21で構成された無線回線にアナログ信号として出力される。
この無線回線を構成するチャネル21では、雑音,混信などのノイズv(t)が送信信号に影響を及ぼす。図5では、無線回線に存在するノイズv(t)は、加算器22によってインパルス応答h(t)を有するチャネル21の出力に加算されるものとする。
受信機30は、A/D変換部31、及び直並列変換(DEMUX)部32からなる時間領域の処理ブロックにおいて、受信信号がディジタル信号に変換され、N個のシンボルが並列信号として取り出される。FFT(高速フーリエ変換)部33では、時間領域の信号から周波数領域のN個のシンボルYD(k)(ただし、k=0〜N−1)に変換される。
その後、等化器(Equalizer)34によって、無線回線の伝送特性(インパルス応答h(t)によって表すことができる。)によるYD(k)への影響が補償される。この等化器34には、無線回線のインパルス応答h(t)に対応する、フーリエ変換された周波数応答H(k)の推定値が演算され、チャネル状態情報(CSI;Channel State Information)として供給されている。この等化器34を介して歪みが除去されたシンボルYR(k)は、復調手段として例えば16レベルのQAM(Quadrature Amplitude Modulation)信号を復調してデマッピングする、デマッピング部35に出力されている。
このデマッピング部35では、N個のサブキャリアに対応するシンボルが送信信号XT(k)に対応する直列の受信信号XR(k)にデマッピングされる。さらに、デインターリーブ部36によって送信時にインターリーブされたシンボルデータが元に並び替えられて、その後、ビタビデコーダ(復号器)37により、最終的な復号処理がなされることになる。
ここで、デュアルキャリア変調(DCM)方式とは、周波数の異なる2つのサブキャリアに同一シンボルでそれぞれ二重にマッピングして変調をかけるものであって、雑音を含む伝送信号を復調する場合に、復調時のエラーを小さく抑えることができる利点がある(例えば、特許文献1参照)。
こうした同一シンボル内の2つのサブキャリアに同一の情報をマップするDCM方式においても、上記と同様に、変調されたN(=2d)個のシンボルを含む送信信号への無線回線の伝送特性による影響(歪み)を等化器34によって補償する必要がある。その場合に、N個の受信されたシンボルが無線回線でのフェージングなどの影響によって、送信信号(サブキャリア)のうち、いくつかの振幅が極端に減衰されていると、等化器34における正規化処理により雑音成分までが増幅され、受信信号情報の復調(デマップ)が適切に行われないという問題があった。
そこで、後述する非特許文献1では、こうした問題を解決するものとして、CSIを用いた二次元の重み付け方式による新規なデマッピング方法が提案されている。
提案されたデマッピング方法では、
提案されたデマッピング方法では、
による重み付け演算を行った後に、N個のOFDM信号YR(k)(k=0〜N−1)の推定値を用いて、16QAMデマッピング部35において下記の式(2)に基づくDCMデマッピング演算が実行される。
なお、式(2)では、n=0〜N/4−1、m=0〜1である。
特開2006−229989号公報(段落番号[0002]〜[0004]、及び図1)
Zhongjun Wang;Wenzhen Li;Lee Guek Yeo;Yanxin Yan;Yujing Ting;Tomisawa, M.,"A technique for demapping dual carrier modulated UWB OFDM signals with improved performance":Vehicular Technology Conference, 2005. VTC-2005-Fall. 2005 IEEE 62nd,Publication Date: 28-25 Sept.,2005,Volume: 1,On page(s):38-42
ところが、非特許文献1の提案方法は、デインターリーブ部36の出力データ、すなわちビタビデコーダ37の入力信号として、軟判定(Soft decision)による入力を想定したものであって、上述したような重み付けの演算式(2)が複雑な構成であることによって、OFDM信号受信機、及び受信機における演算過程が極めて複雑なものとなる。また、重み付けの上限値だけを規定し、下限値が規定されていないことにより、実際の受信装置において、ディジタル信号処理の演算ビット幅によっては、等化器34におけるノイズの抑制効果およびデマッピング部35における適切なデマッピングが得られなくなるおそれもあった。すなわち、重み付けにより得られる結果重み付けが小さすぎると、(1),(2)式で得られる値が小さなものとなり、演算精度を出すために必要とされる演算ビット幅が過大なものとなってビット幅が不足してしまうからである。逆に、予め演算ビット幅を過大なものとしておくと、コストに悪影響を与えてしまう。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、MB−OFDM方式のDCM復調に際して演算の複雑化を抑えつつ、等化器における雑音増幅効果を抑圧し、適切に受信信号の復調(デマッピング)が可能なOFDM信号受信装置、OFDM信号の受信方法、及びOFDM信号の復調方法を提供することを目的とする。
本発明では、上記問題を解決するために、デュアルキャリア変調方式により、2つの互いに異なる搬送波周波数のサブキャリアに同一シンボルをそれぞれ二重にマッピングして生成されたデュアルキャリア変調信号からなる2d個(dは正整数)のサブキャリアから構成されるOFDM信号を、無線回線を介して受信するOFDM信号受信装置において、前記無線回線を介して受信された前記OFDM信号の回線品質情報(CQI)を検出する品質検出手段と、前記品質検出手段により検出された前記回線品質情報に応じて、前記サブキャリアのそれぞれに対応する受信信号について、前記同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算するかの判定をする判定手段と、前記判定手段での判定結果に基づいて、前記デュアルキャリア変調信号からなる2d個のシンボルから、d個のシンボルを復調するQAM復調手段と、を備えたことを特徴とするOFDM信号受信装置が提供される。
本発明のOFDM信号受信装置は、比較的容易な回路構成で実現でき、しかも無線回線の状態にかかわらず、一次変調としてDCM方式を用いたOFDM信号を確実に復調することができる。
以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。
(実施の形態1)
図1は、実施の形態1に係るOFDM信号受信装置の復調機構部分を示す回路図である。
(実施の形態1)
図1は、実施の形態1に係るOFDM信号受信装置の復調機構部分を示す回路図である。
等化器34には、2d=N個のシンボルYD(k)(k=0〜N−1)が入力するとともに、品質検出手段を構成するCSI検出回路1に接続されている。このCSI検出回路1から等化器34に対して、無線回線のインパルス応答h(t)に対応するフーリエ変換された周波数応答H(k)の推定値がチャネル状態情報(CSI)として供給されている。
判定部2は、判定回路2aと基準値設定回路2bとから構成されている。判定回路2aは、基準値設定回路2bで設定された所定の基準値σ、及び等化器34を介して周波数応答H(k)の推定値が供給され、OFDM信号のパケット単位で、チャネル状態情報(CSI)をデュアルキャリア変調されたシンボル毎に所定の基準値σと比較して判定結果を出力するものである。
DCMデマッピング部3は、図5のデマッピング部35に相当するものであって、等化器34からのOFDM信号Y(k)のうちから、同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算して出力する選択/加算回路3aと、この選択/加算回路3aの(N/2)個の並列出力Z(k)を直列信号に変換する並直列変換回路3bと、各サブキャリアの変調(マッピング)に対応した、16QAMデマッピング回路(以下、単にデマッピング回路という。)3cから構成されている。
つぎに、チャネル状態情報(CSI)の演算手順について説明する。
図2は、MB−OFDM信号のパケット単位のデータフレーム構成を示す図である。
単位パケットは、30個のPLCP(Physical Layer Convergence Procedure)プリアンブル、および12個のPLCPヘッダと、ペイロードとしてデータ本体が最大で約200個のPSDU(PLCPサービスデータユニット)が配置された構成となっている。先頭のPLCPプリアンブルは、信号の区切りを識別するための24個長のパケット/フレーム同期シーケンス(Packet/Frame Synchronization Sequence)と、6個長のチャネル推定シーケンス(Channel Estimation Sequence)とから構成されている。
図2は、MB−OFDM信号のパケット単位のデータフレーム構成を示す図である。
単位パケットは、30個のPLCP(Physical Layer Convergence Procedure)プリアンブル、および12個のPLCPヘッダと、ペイロードとしてデータ本体が最大で約200個のPSDU(PLCPサービスデータユニット)が配置された構成となっている。先頭のPLCPプリアンブルは、信号の区切りを識別するための24個長のパケット/フレーム同期シーケンス(Packet/Frame Synchronization Sequence)と、6個長のチャネル推定シーケンス(Channel Estimation Sequence)とから構成されている。
ここで、上述したCSI検出回路1が、PLCPプリアンブルのチャネル推定シーケンスを既知の信号として記憶しており、この記憶された既知の信号と受信した信号に含まれるチャネル推定シーケンスとを演算処理することによって、信号受信時でのチャネル状態情報(CSI)を検出できるようになっている。そして、等化器34から判定部2に、下記の式(3)によって定義される無線回線の品質推定情報が出力される。
H(k)=AVG(YD(k)/YT(k):f)…(3)
ここで、fはOFDM信号の搬送波周波数で、k=0,1,2,…,N−1(N:OFDM信号のサブキャリア数)である。また、YT(k)は図5に示すQPSK/DCMマッピング部13から出力される信号YT(k)に相当するものであるが、ここではPLCPプリアンブルのチャネル推定シーケンスを記憶した上記の既知のシンボル列を適用する。搬送波周波数fは、チャネル推定シーケンスのそれぞれの6シンボルにおいて同一の周波数が適用される場合と、周波数ホッピングにより複数の異なる周波数が適用される場合とがあり、(3)式のAVG(YD(k)/YT(k):f)は、同じ搬送波周波数fが適用されるYD(k)/YT(k)の平均をとる演算である。すなわち、サブキャリアkの搬送波周波数がパケット中で周波数ホッピングの適用を受ける場合は、複数のH(k)が得られることになる。
ここで、fはOFDM信号の搬送波周波数で、k=0,1,2,…,N−1(N:OFDM信号のサブキャリア数)である。また、YT(k)は図5に示すQPSK/DCMマッピング部13から出力される信号YT(k)に相当するものであるが、ここではPLCPプリアンブルのチャネル推定シーケンスを記憶した上記の既知のシンボル列を適用する。搬送波周波数fは、チャネル推定シーケンスのそれぞれの6シンボルにおいて同一の周波数が適用される場合と、周波数ホッピングにより複数の異なる周波数が適用される場合とがあり、(3)式のAVG(YD(k)/YT(k):f)は、同じ搬送波周波数fが適用されるYD(k)/YT(k)の平均をとる演算である。すなわち、サブキャリアkの搬送波周波数がパケット中で周波数ホッピングの適用を受ける場合は、複数のH(k)が得られることになる。
つぎに、選択/加算回路3aにおける判定方法について、具体的に説明する。
DCMデマッピング部3では、等化器34で歪みが除去されたOFDM信号Y(k)が選択/加算回路3aに供給されると、ここで判定部2からの指令を受けて、同一シンボルがそれぞれ二重にマッピングされたデュアルキャリア変調信号からなるN個(Nは偶数)のシンボルから、以下の(1)〜(3)の場合に応じて、(N/2=d)個の並列出力Z(k)を並直列変換回路3bに出力する。すなわち、同一情報を割り当てているサブキャリアa,bに対し、
(1)|H(a)|≧σ、かつ|H(b)|<σであれば、サブキャリアaに対応するシンボルY(a)を選択する。
(2)|H(a)|<σ、かつ|H(b)|≧σであれば、サブキャリアbに対応するシンボルY(b)を選択する。
(3)上記以外であれば(|H(a)|<σかつ|H(b)|<σ、もしくは|H(a)|≧σかつ|H(b)|≧σ)、サブキャリアa,bにそれぞれ対応するシンボルを加算平均したシンボル(Y(a)+Y(b))/2を出力する。なお、上記のように、|H(a)|,|H(b)|は周波数ホッピングにより搬送波周波数毎の複数の値をもつことがあり、その場合は当該シンボルの搬送周波数に応じた|H(a)|,|H(b)|を適用する。
DCMデマッピング部3では、等化器34で歪みが除去されたOFDM信号Y(k)が選択/加算回路3aに供給されると、ここで判定部2からの指令を受けて、同一シンボルがそれぞれ二重にマッピングされたデュアルキャリア変調信号からなるN個(Nは偶数)のシンボルから、以下の(1)〜(3)の場合に応じて、(N/2=d)個の並列出力Z(k)を並直列変換回路3bに出力する。すなわち、同一情報を割り当てているサブキャリアa,bに対し、
(1)|H(a)|≧σ、かつ|H(b)|<σであれば、サブキャリアaに対応するシンボルY(a)を選択する。
(2)|H(a)|<σ、かつ|H(b)|≧σであれば、サブキャリアbに対応するシンボルY(b)を選択する。
(3)上記以外であれば(|H(a)|<σかつ|H(b)|<σ、もしくは|H(a)|≧σかつ|H(b)|≧σ)、サブキャリアa,bにそれぞれ対応するシンボルを加算平均したシンボル(Y(a)+Y(b))/2を出力する。なお、上記のように、|H(a)|,|H(b)|は周波数ホッピングにより搬送波周波数毎の複数の値をもつことがあり、その場合は当該シンボルの搬送周波数に応じた|H(a)|,|H(b)|を適用する。
並直列変換回路3bでは、復調された(N/2=d)個のデュアルキャリア信号から直列信号を生成して、デマッピング回路3cに供給している。デマッピング回路3cは、DCMデマッピング部3の復調信号としてOFDM受信信号XR(k)をデインターリーブ部36に出力し、送信時にインターリーブされたデータを並び替えて元の送信信号が再現される。
このように、判定部2では等化器34から得られた無線回線の周波数応答H(k)の推定値により、同一情報が割り当てられた一対のサブキャリアに対応する16レベルのQAM信号を加算平均してデマッピング回路3cを介してデインターリーブ部に出力するか、あるいは、いずれか一方のQAM信号だけをデマッピング回路3cの出力とするかの判定を行っている。したがって、無線回線推定情報の一方の振幅が極端に小さい場合に、そのサブキャリアに対応する16QAMデマッピング部の出力を無視することになる。そのため、雑音成分が増幅された等化器34の出力が後段へ悪影響を及ぼすことを防止でき、OFDM信号が適切に復調できる。
(実施の形態2)
図3は、実施の形態2に係るOFDM信号受信装置の主要構成部分を示す回路図である。
図3は、実施の形態2に係るOFDM信号受信装置の主要構成部分を示す回路図である。
図1に示す実施の形態1の受信装置と異なる点は、回線品質情報(CQI)としてリンク品質情報(LQI:Link Quality Indication)を検出する検出部4を備え、無線回線全体の受信強度情報としてリンク品質(無線リンク品質:RLQ)を検出するようにしていることである。さらに、図1の判定部2に替えて、OFDM信号のパケット単位で、無線リンク品質(RLQ)とOFDM信号の伝送速度とに応じて判定を行う判定部5が、ヘッダデコーダ5a、ROMテーブル5b、及び判定回路5cによって構成されている。
検出部4は、例えば積分器4a、遅延回路4b、及び除算回路4cから構成され、A/D変換部31の無信号入力における平均出力電力と、信号入力時の平均出力電力との比を除算回路4cで演算することにより、リンク品質情報(LQI)を得ることができる。また、判定部5のヘッダデコーダ5aは、デマッピング回路3cで復調されたOFDM信号のヘッダ情報から、パケット単位で信号伝送速度を検出し、ROMテーブル5bに出力している。
判定部5の判定回路5cには、OFDM信号のパケット単位で、検出部4から得たリンク品質情報(LQI)とOFDM信号の伝送速度とに応じて、ROMテーブル5bからの判定結果が出力されている。したがって、選択/加算回路3aに等化器34で歪みが除去されたOFDM信号Y(k)が供給されると、判定回路5cから選択/加算回路3aに対して、同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算するかを指令する。
図4は、ROMテーブル5bに記憶された「選択」あるいは「加算」の判定内容を示す図である。
OFDM信号の伝送速度は、ヘッダデコーダ5aにおいてデュアルキャリア変調されたOFDM信号のパケット単位で、デマッピング回路3cの出力の一部であるPLCPヘッダから読み取られるもので、320Mbps、400Mbps、480Mbpsの3通りを判別する。ROMテーブル5bでは、判定回路5cに対して、リンク品質情報(LQI)が−4dB以下であれば、伝送速度にかかわらず同一シンボルの加算平均を出力するように指令する。
OFDM信号の伝送速度は、ヘッダデコーダ5aにおいてデュアルキャリア変調されたOFDM信号のパケット単位で、デマッピング回路3cの出力の一部であるPLCPヘッダから読み取られるもので、320Mbps、400Mbps、480Mbpsの3通りを判別する。ROMテーブル5bでは、判定回路5cに対して、リンク品質情報(LQI)が−4dB以下であれば、伝送速度にかかわらず同一シンボルの加算平均を出力するように指令する。
また、リンク品質情報(LQI)が−3dBから0dBの範囲であれば、伝送速度が320Mbps、400Mbpsのとき、同一シンボルの加算平均を出力し、480dBのときはいずれか一方のシンボルを選択して出力するように指令する。
また、リンク品質情報(LQI)が1dBから6dBの範囲であれば、伝送速度が320Mbpsのときだけ、同一シンボルの加算平均を出力し、400Mbps、あるいは480dBであれば、いずれか一方のシンボルを選択して出力するように指令する。
さらに、リンク品質情報(LQI)が7dB以上であれば、伝送速度にかかわらず同一シンボルのいずれか一方を選択して出力するように指令する。
その結果、DCMデマッピング部3の選択/加算回路3aでは、判定回路5cから同一シンボルのいずれか一方を選択するように指令されると、それぞれ二重にマッピングされたデュアルキャリア変調信号からなるN個(Nは偶数)のシンボルから、以下の(1)あるいは(2)の場合に応じて、(N/2)個の並列出力Z(k)を並直列変換回路3bに出力する。すなわち、同一情報を割り当てているサブキャリアa,bに対し、
(1)|H(a)|≧|H(b)|であれば、サブキャリアaに対応するシンボルY(a)を選択する。
(2)|H(a)|<|H(b)|であれば、サブキャリアbに対応するシンボルY(b)を選択する。
その結果、DCMデマッピング部3の選択/加算回路3aでは、判定回路5cから同一シンボルのいずれか一方を選択するように指令されると、それぞれ二重にマッピングされたデュアルキャリア変調信号からなるN個(Nは偶数)のシンボルから、以下の(1)あるいは(2)の場合に応じて、(N/2)個の並列出力Z(k)を並直列変換回路3bに出力する。すなわち、同一情報を割り当てているサブキャリアa,bに対し、
(1)|H(a)|≧|H(b)|であれば、サブキャリアaに対応するシンボルY(a)を選択する。
(2)|H(a)|<|H(b)|であれば、サブキャリアbに対応するシンボルY(b)を選択する。
なお、ROMテーブル5bで「加算」の判定がなされた場合には、サブキャリアa,bにそれぞれ対応するシンボルを加算平均したシンボル(Y(a)+Y(b))/2が出力される。
また、「選択」の判定がなされた場合に、上記の(1),(2)によりシンボルY(a),Y(b)の選択を行うのではなく、常にシンボルY(a)を選択する、もしくは常にシンボルY(b)を選択するようにしてもよい。
このように、実施の形態2のOFDM信号受信装置では、同一情報が割り当てられている2つのDCMデマッピング部3への出力に関して、一方を選択すべきか、両者を加算平均すべきかについては、伝送速度と無線リンク品質から一意に決めることができる。したがって、予めROMテーブル5bに判定内容を記憶させておくことで、ヘッダ情報から得られる伝送速度と算出した無線リンク品質により、全てのサブキャリアにおけるデマッピング方式を決めることができる。そのため、実施の形態1の復調方法と比較した場合に、雑音抑制性能は若干劣るものの、効率的なDCM変調されたOFDM信号のデマッピングが可能となる。
1 CSI検出回路
2 判定部
2a 判定回路
2b 基準値設定回路
3 DCMデマッピング部
3a 選択/加算回路
3b 並直列変換回路
3c 16QAMデマッピング回路
4 検出部
4a 積分器
4b 遅延回路
4c 除算回路
5 判定部
5a ヘッダデコーダ
5b ROMテーブル
5c 判定回路
10 送信機
11 チャネルエンコーダ
12 インターリーブ部
13 QPSK/DCMマッピング部
14 逆高速フーリエ変換(IFFT)部
15 並直列変換(MUX)部
16 D/A変換部
21 チャネル
22 加算器
30 受信機
31 A/D変換部
32 直並列変換(DEMUX)部
33 FFT(高速フーリエ変換)部
34 等化器
35 デマッピング部
36 デインターリーブ部
37 ビタビデコーダ(復号器)
2 判定部
2a 判定回路
2b 基準値設定回路
3 DCMデマッピング部
3a 選択/加算回路
3b 並直列変換回路
3c 16QAMデマッピング回路
4 検出部
4a 積分器
4b 遅延回路
4c 除算回路
5 判定部
5a ヘッダデコーダ
5b ROMテーブル
5c 判定回路
10 送信機
11 チャネルエンコーダ
12 インターリーブ部
13 QPSK/DCMマッピング部
14 逆高速フーリエ変換(IFFT)部
15 並直列変換(MUX)部
16 D/A変換部
21 チャネル
22 加算器
30 受信機
31 A/D変換部
32 直並列変換(DEMUX)部
33 FFT(高速フーリエ変換)部
34 等化器
35 デマッピング部
36 デインターリーブ部
37 ビタビデコーダ(復号器)
Claims (10)
- デュアルキャリア変調方式により、2つの互いに異なる周波数のサブキャリアに同一シンボルをそれぞれ二重にマッピングして生成されたデュアルキャリア変調信号からなる2d個(dは正整数)のサブキャリアから構成されるOFDM信号を、無線回線を介して受信するOFDM信号受信装置において、
前記無線回線を介して受信された前記OFDM信号の回線品質情報(CQI)を検出する品質検出手段と、
前記品質検出手段により検出された前記回線品質情報に応じて、前記サブキャリアのそれぞれに対応する受信信号について、前記同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算するかの判定をする判定手段と、
前記判定手段での判定結果に基づいて、前記デュアルキャリア変調信号からなる2d個のシンボルから、d個のシンボルを復調するQAM復調手段と、
を備えたことを特徴とするOFDM信号受信装置。 - 前記品質検出手段は、前記回線品質情報(CQI)として、前記QAM復調手段に入力される2d個のシンボルの受信電力に基づいて前記サブキャリア毎のチャネル状態情報(CSI)を検出するものであり、
前記判定手段は、前記OFDM信号のパケット単位で、前記品質検出手段から得られる前記チャネル状態情報(CSI)を前記シンボル毎に所定の基準値と比較することによって前記判定を行うものである、
ことを特徴とする請求項1記載のOFDM信号受信装置。 - 前記判定手段は、
前記所定の基準値σを設定する基準値設定回路と、
前記チャネル状態情報(CSI)に基づいて、前記同一シンボルがそれぞれマッピングされた周波数f(a),f(b)のサブキャリアa,bについての周波数特性値H(a),H(b)を比較処理する判定回路と、
を備え、
前記判定回路では、前記QAM復調手段に対して、
|H(a)|≧σ、かつ|H(b)|<σであれば、サブキャリアaに対応するシンボルY(a)を選択し、
|H(a)|<σ、かつ|H(b)|≧σであれば、サブキャリアbに対応するシンボルY(b)を選択し、
上記以外であれば、前記サブキャリアa,bの加算平均されたシンボル(Y(a)+Y(b))/2を出力するように指令することを特徴とする請求項2記載のOFDM信号受信装置。 - 前記品質検出手段は、前記回線品質情報(CQI)として、前記無線回線全体の無線リンク品質を検出するものであり、
前記判定手段は、前記OFDM信号のパケット単位で、前記品質検出手段から得られる前記無線リンク品質と前記OFDM信号の伝送速度とに応じて前記判定を行うものである、
ことを特徴とする請求項1記載のOFDM信号受信装置。 - 前記品質検出手段では、前記無線回線の平均雑音電力と信号受信時の平均電力との比較によって、リンク品質情報(LQI)を求めるようにしたことを特徴とする請求項4記載のOFDM信号受信装置。
- 前記判定手段は、
前記OFDM信号の伝送速度をそのヘッダ情報から検出する速度検出回路と、
前記伝送速度と前記無線リンク品質に応じて、前記サブキャリアのそれぞれに対応する受信信号についての判定結果が記憶されたROMテーブルと、
を備え、
前記OFDM信号のパケット単位で、前記ROMテーブルを参照することによって、前記同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算するかの判定を行うものであることを特徴とする請求項4記載のOFDM信号受信装置。 - 前記品質検出手段は、前記QAM復調手段に入力される2d個のシンボルの受信電力に基づいて前記サブキャリア毎のチャネル状態情報(CSI)を検出し、
前記判定手段は、
さらに前記サブキャリア毎のチャネル状態情報(CSI)に基づいて、前記同一シンボルがそれぞれマッピングされた周波数f(a),f(b)のサブキャリアa,bについての周波数特性値H(a),H(b)を比較処理する判定回路を備え、
前記判定回路では、前記同一シンボルのいずれか一方を選択する場合に、前記QAM復調手段に対して、
|H(a)|≧|H(b)|であれば、サブキャリアaに対応するシンボルY(a)を選択し、
|H(a)|<|H(b)|であれば、サブキャリアbに対応するシンボルY(b)を選択するように指令することを特徴とする請求項4記載のOFDM信号受信装置。 - 前記QAM復調手段は、
16レベルのQAM信号を復調してデマッピングするものである、
ことを特徴とする請求項1記載のOFDM信号受信装置。 - デュアルキャリア変調方式により、2つの互いに異なる搬送波周波数のサブキャリアに同一シンボルをそれぞれ二重にマッピングして生成されたデュアルキャリア変調信号からなる2d個(dは正整数)のサブキャリアから構成されるOFDM信号を、無線回線を介して受信するOFDM信号の受信方法において、
品質検出手段が、前記無線回線を介して受信された前記OFDM信号の回線品質情報(CQI)を検出し、
判定手段が、前記品質検出手段により検出された前記回線品質情報に応じて、前記サブキャリアのそれぞれに対応する受信信号について、前記同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算するかの判定をし、
QAM復調手段が、前記判定手段での判定結果に基づいて、前記デュアルキャリア変調信号からなる2d個のシンボルから、d個のシンボルを復調する、
ことを特徴とするOFDM信号の受信方法。 - デュアルキャリア変調方式により、2つの互いに異なる搬送波周波数のサブキャリアに同一シンボルをそれぞれ二重にマッピングして生成されたデュアルキャリア変調信号からなる2d個(dは正整数)のサブキャリアから構成されるOFDM信号を、無線回線を介して受信して復調するOFDM信号の復調方法において、
品質検出手段が、前記無線回線を介して受信された前記OFDM信号の回線品質情報(CQI)を検出し、
判定手段が、前記品質検出手段により検出された前記回線品質情報に応じて、前記サブキャリアのそれぞれに対応する受信信号について、前記同一シンボルのいずれか一方を選択するか、あるいは両者の加算平均を演算するかの判定をし、
QAM復調手段が、前記判定手段での判定結果に基づいて、前記デュアルキャリア変調信号からなる2d個のシンボルから、d個のシンボルを復調する、
ことを特徴とするOFDM信号の復調方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2007118839A JP2008278161A (ja) | 2007-04-27 | 2007-04-27 | Ofdm信号受信装置、ofdm信号の受信方法、及びofdm信号の復調方法 |
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Publication Number | Publication Date |
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JP2008278161A true JP2008278161A (ja) | 2008-11-13 |
Family
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JP2007118839A Pending JP2008278161A (ja) | 2007-04-27 | 2007-04-27 | Ofdm信号受信装置、ofdm信号の受信方法、及びofdm信号の復調方法 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009147897A (ja) * | 2007-12-12 | 2009-07-02 | Alcor Micro Corp | チャネル情報測定装置と方法 |
CN104780133A (zh) * | 2014-12-26 | 2015-07-15 | 北京航天科工世纪卫星科技有限公司 | 一种ofdm系统中的跳频抗截获的方法 |
CN110868716A (zh) * | 2019-11-22 | 2020-03-06 | 国网河南省电力公司电力科学研究院 | 一种基于连续子载波分组的物理层安全算法 |
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2007
- 2007-04-27 JP JP2007118839A patent/JP2008278161A/ja active Pending
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