JP5251984B2 - 送信機及び送信方法並びに受信機及び受信方法 - Google Patents

Description

本件は、送信機及び送信方法並びに受信機及び受信方法に関する。本件は、例示的に、多値変調方式を採用する装置や方法に用いられる場合がある。

無線通信技術分野において、無線チャネルリソースに対して効率的なデータマッピングを行なうための一つの解決策として、階層変調方式の利用が知られている。階層変調方式は、学術界及び産業界の双方において興味深い研究対象となりつつある。

階層変調方式は、複数のユーザ端末宛の複数のチャネルの情報をまとめて変調（多重変調）する技術の一つであり、多重変調される複数のチャネルに通信品質のグレード（階層）を設けることができる。

例えば、階層変調方式では、位相平面上に配置される信号点（コンスタレーションポイント）に対応付けられるビット列内に、前記対応付けに起因して品質（誤り易さの程度）の異なるビット位置が生じる。そして、信号点に対応付ける情報ビットのビット位置を、情報の重要度や優先度などに応じて制御することで、受信誤りに対して異なる耐力を、異なるサービス及びユーザに提供することができる。このような階層変調方式を利用する目的の一つは、チャネル条件やサービス形態に応じて全体的なシステム容量を増やすことにある。

また、階層変調方式は、例えば、Digital Video Broadcast（ＤＶＢ）標準への導入も試みられている。ＤＶＢでの階層変調方式のコンセプトは、変調オーダを変えることにある。例えば、送信機から距離的に近い受信機には高い変調オーダを、送信機から遠い受信機には低い変調オーダをそれぞれ割り当てる。

携帯画像送信システムに関する興味深い研究においては、階層変調方式を用いることで、帯域制限されたフェージングチャネル内での高品質且つ高速なデジタル画像伝送を実現する。この方式では、階層的なQuadrature Amplitude Modulation（ＱＡＭ、直交振幅変調）を利用し、画像送信において一般的な、Adaptive Discrete Cosine Transform（ＡＤＣＴ、適応離散コサイン変換）による圧縮画像のレイヤに応じ、不均等な伝送信頼性を提供する。結果として、再配列された画像のSignal to Noise Ratio（ＳＮＲ、信号対雑音比）における性能向上が可能となる。また、Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access（ＯＦＤＭＡ）において、電力割当と併せた階層変調方式も提案されている。これにより、独立リンク数が増え、大容量の実現が可能となる。

さらに、マルチコードに基づくCode Division Multiple Access（ＣＤＭＡ）方式において、マルチプルベストユーザスケジューリングにより、システム容量を実現し、システムフェアネスを向上させることも提案されている。また、階層変調方式は、通常の変調方式と階層変調方式とを適応的に使い分けるマルチプルベストユーザ機会スケジューリングにも有益なようである。

フェージングチャネルの性能（受信品質）を向上させるため、（位相）回転操作と共にコンスタレーションについても議論されている。この回転メカニズムによれば、フェージングチャネル上で、Minimum Euclidean Distance（ＭＥＤ、最小ユークリッド距離）よりもMinimum Product Distance（ＭＰＤ、最小積距離）を増やすことができ、いわゆる変調ダイバーシチを実現することができる。

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上述したような背景の下、多値変調を用いたデータ伝送における受信機の受信性能をより向上させたい。

例えば、以下に示す装置、方法を用いることができる。
（１）複数のビット列をそれぞれ位相平面に表象される複数の信号点に対応させ、前記各信号点に応じた多値変調を行なって得られた信号を送信する送信機において、前記位相平面において隣接するいずれか３つの信号点が正三角形をなし、かつ、少なくとも前記位相平面の原点に最も近い信号点の前記原点からの距離を前記信号の送信平均電力が変わらない範囲で、通常の均一な信号点配置の場合と比べて拡大した信号点配置にて、前記多値変調を行なう多値変調部、をそなえた送信機を用いることができる。

（２）前記ビット列内の相対的に誤りにくいビット位置と誤り易いビット位置とのうち、前記誤りにくいビット位置の受信データを復調、復号する復調・復号部と、前記復調・復号部により得られた受信データを自受信機宛のデータとして検出する検出部と、をそなえた受信機を用いることができる。

（３）受信信号から前記ビット列内の相対的に誤りにくいビット位置の第１の受信データを復調、復号する第１の復調・復号部と、前記第１の復調・復号部により得られた前記第１の受信データを前記受信信号からキャンセルした上で、前記受信信号を復調、復号して、前記ビット列内の相対的に誤り易いビット位置の第２の受信データを得る第２の復調・復号部と、前記第２の復調・復号部により得られた前記第２の受信データを自受信機宛のデータとして検出する検出部と、をそなえた受信機を用いることができる。

（４）複数のビット列をそれぞれ位相平面に表象される複数の信号点に対応させ、前記各信号点に応じた多値変調を行なって得られた信号を送信する送信方法において、前記位相平面において隣接するいずれか３つの信号点が正三角形をなし、かつ、少なくとも前記位相平面の原点に最も近い信号点の前記原点からの距離を前記信号の送信平均電力が変わらない範囲で、通常の均一な信号点配置の場合と比べて拡大した信号点配置にて、前記多値変調を行なう、送信方法を用いることができる。

（５）前記の送信方法により送信された前記信号を、性能の良くないリンクを介して受信する受信方法において、前記ビット列内の相対的に誤りにくいビット位置と誤り易いビット位置とのうち、前記誤りにくいビット位置の受信データを復調、復号し、前記復調、復号により得られた受信データを自己宛のデータとして検出する、受信方法を用いることができる。

（６）受信信号から前記ビット列内の相対的に誤りにくいビット位置の第１の受信データを復調、復号し、前記復調、復号により得られた前記第１の受信データを前記受信信号からキャンセルし、前記キャンセル後の前記受信信号を復調、復号して、前記ビット列内の相対的に誤り易いビット位置の第２の受信データを得、得られた前記第２の受信データを自己宛のデータとして検出する、受信方法を用いることができる。

上述した装置、方法によれば、多値変調を用いたデータ伝送における受信機の受信性能をより向上することが可能である。

無線通信システムの一例を示す模式図である。 （ａ）は多値変調における異なるチャネルへの独立したマッピングプロセスの一例を模式的に示す図であり、（ｂ）は階層変調におけるマッピングプロセスの一例を模式的に示す図である。 通常の１６ＱＡＭコンスタレーションの一例を示す図である。 一実施形態に係る新設計コンスタレーションの一例を部分的に示す図である。 新設計１６ＱＡＭコンスタレーションの一例を示す図である。 新設計１６ＱＡＭコンスタレーションのシミュレーションによる数値例を通常の１６ＱＡＭコンスタレーションと比較して例示する図である。 新設計６４ＱＡＭコンスタレーションの一例を示す図である。 新設計６４ＱＡＭコンスタレーションのシミュレーションによる数値例を通常の６４ＱＡＭコンスタレーションと比較して例示する図である。 新設計１６ＱＡＭコンスタレーションを用いた階層変調の一例を説明する図である。 新設計１６ＱＡＭコンスタレーションでの階層的キャンセル方法を用いた受信方法を説明する模式図である。 新設計ＱＡＭコンスタレーションでのＭＳＢのビットエネルギー対雑音電力比（Eb/N0）に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）特性を通常のＱＡＭコンスタレーションと比較して示す図である。 新設計ＱＡＭコンスタレーションでのＬＳＢのビットエネルギー対雑音電力比（Eb/N0）に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）特性を通常のＱＡＭコンスタレーションと比較して示す図である。 一実施形態に係る送信機（多値変調部）の構成例を示すブロック図である。 一実施形態に係る受信機の構成例を示すブロック図である。 一実施形態に係る受信機の他の構成例を示すブロック図である。 一実施形態に係る階層変調方式に基づく送信ダイバーシチを説明する図である。

符号の説明

１０ 無線基地局
１０１ スプリッタ
１０２，１０３ インタリーバ
１０４，１０５ 乗算器
１０６ 加算器（多重器）
１０７ ＲＦユニット
１０８ 送信アンテナ
２０ ユーザ装置（ＵＥ）
２０１，２２１ 受信アンテナ
２０２，２２２ ＲＦユニット
２０３，２０４，２２３，２２４ 乗算器
２０５，２０６，２２５，２２６ マッチドフィルタ
２０７，２０８，２２７，２２８ デインタリーバ
２０９，２２９ ＭＳＢ復調器
２１０，２３０ ＭＳＢ復号器
２１１，２３１ ＭＳＢ検出器

以下、図面を参照して実施の形態を説明する。ただし、以下に説明する実施形態は、あくまでも例示であり、以下に明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図はない。即ち、本実施形態は、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変形（各実施例を組み合わせる等）して実施することができる。

〔１〕一実施形態の説明
（１．１）Ｏｖｅｒｖｉｅｗ
本実施形態では、階層変調方式に適用可能な不均一（Non-Uniform）ＱＡＭコンスタレーションを提案する。この不均一ＱＡＭコンスタレーションは、例示的に、フェージングチャネル上の階層変調方式として有用である。

多値変調の一例としてのＱＡＭ変調方式は、複数のビット列（１６ＱＡＭでは４ビット、６４ＱＡＭでは６ビット）をそれぞれ位相平面（コンスタレーション空間）上に表象される各信号点（コンスタレーションポイント）に対応させて、各コンスタレーションポイントに応じた多値変調を行なう。ここで、前記対応に起因して前記ビット列内には、相対的に誤り易さの程度（品質）の異なるビット位置が生じる。

例えば、各コンスタレーションポイントに対応付けられるビット列のうち、受信機において位相平面のＩ軸又はＱ軸を判定軸（基準）とする象限判定となるビット位置は、象限内の判定となる他のビット位置に比べて判定軸からの距離が長いため、誤判定が生じにくいといえる。したがって、各コンスタレーションポイントに対応付けられるビット列には、相対的に誤り易さの程度（品質）の異なるビット位置が生じる。

なお、前記誤りにくいビット位置および誤り易いビット位置は、コンスタレーションポイントにビット列を対応させる際のルール（例えば、受信側で用いる判定軸をどのように選ぶか）を変えることで変更できる。誤りにくいビットは例えばＭＳＢ（Most Significant Bit）であり、誤り易いビットは例えばＬＳＢ（Least Significant Bit）である。

階層変調方式は、このようなコンスタレーションポイントに対応付けられるビット列内に生じる品質の相違を利用する。例えば、品質の異なるビット位置に対して、品質の異なるデータをマッピングすることができる。ここで、品質の異なるデータの一例としては、図２（ｂ）にて後述するように、送信機との間の無線リンクの性能が異なる受信機宛のデータが挙げられる。

なお、無線リンクには、送信機の一例としての無線基地局から携帯電話などの受信機の一例としてのユーザ装置（ＵＥ：User Equipment）への方向であるダウンリンク（ＤＬ）と、その逆の方向であるアップリンク（ＵＬ）とが含まれる。ＤＬ及びＵＬのそれぞれには、論理的な通信路である１又は複数のチャネルが設定可能である。或る無線リンクに設定されたチャネルは、複数の受信機で受信することが可能である。チャネルの一例としては、ＣＤＭＡや、ＯＦＤＭＡ、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）などの多元アクセス方式に基づく物理チャネルが挙げられる。

さて、本例の不均一ＱＡＭコンスタレーションは、コンスタレーション空間に表象される各コンスタレーションポイントのＭＳＢに対して最小積距離（ＭＰＤ）が増えるように設計される。また、本例の不均一ＱＡＭコンスタレーションは、前記コンスタレーションポイントのＬＳＢに対して最小ユークリッド距離（ＭＥＤ）が変化しない（維持する）ように設計される。

これによれば、ＬＳＢの性能（受信品質）を犠牲にせずにＭＳＢの性能を向上させることが可能となる。このようなコンスタレーション（信号点配置）を実現するため、本例では、後述する正三角形構造の信号点配置を利用することで、ＬＳＢに対してはＭＥＤを変えず、また、ＭＳＢに対してはＭＰＤを増やすことを実現する。

更に、このような新設計コンスタレーションでは、階層変調方式を用いる場合、受信機は、後述するキャンセル方法を利用することで、ＬＳＢの性能を向上させることもできる。例えば、ＬＳＢを復調する際、受信機は、まずＭＳＢを検出し、検出したＭＳＢを受信信号からキャンセルすることでＬＳＢを検出する。ＭＳＢの性能は、ＬＳＢの性能よりも優れているため、優れたビットに頼ることで、不良受信ビットの受信性能を向上させることができる。後述する複数の数値的調査によると、ＭＳＢとＬＳＢの双方のＳＮＲは、ビット誤り率（ＢＥＲ）１０^−３において２．５〜６［ｄＢ］改善する。

（１．２）システムモデル
図１に本例における無線通信システムの一例を示す。
図１に例示するシステムは、無線アクセスネットワーク（ＲＡＮ）のエンティティの一つである無線基地局（Node B）１０と、２台のＵＥ２０（ＵＥ＃０，ＵＥ＃１）とをそなえる。ただし、システム内の無線基地局１０、ＵＥ２０の台数はこの例に限られない。

ＵＥ２０は、無線基地局（以下、単に「基地局」ともいう）１０が提供する無線エリア内において、当該基地局１０と無線リンクを介して通信する。無線エリアは、セル又はセルを分割したセクタである。例えば、ＵＥ２０は、ＲＡＮを介してＩＰ（Internet Protocol）ネットワーク等のコアネットワークと通信する。

ＵＥ２０は、音声及びデータのいずれか一方又は両方をＲＡＮに送信可能な装置であれば足りる。例えば、携帯電話や、無線インタフェース付きのラップトップコンピュータ、車載用の無線装置などの移動局であってもよいし、固定の無線装置であってもよい。

図１に例示するように、２台のＵＥ＃０，＃１のうち、ＵＥ＃０よりもＵＥ＃１の方が距離的に基地局１０に近い場合、遠い方のＵＥ＃０は、ＵＥ＃１に比べて、基地局１０との間の伝播ロスが大きくなりやすい。そのため、基地局１０とＵＥ＃０との間の無線リンク性能は、基地局１０とＵＥ＃１との間の無線リンク性能と比べて劣化しやすい。

基地局１０とＵＥ＃０との間の無線リンク性能を改善するには、送信ダイバーシチや、繰り返し送信、低次の変調方式及び符号化方法（ＭＣＳ：Modulation and Coding Scheme）などを利用することができる。なお、基地局１０は、例えば、ＵＬの受信品質を基にＵＥ２０との間のＤＬの無線リンク性能を推定することもできるし、ＵＥ２０で測定された受信品質に関する報告情報を受けて、ＤＬの無線リンク性能を知ることもできる。前記受信品質に関する報告情報は、例えば、受信ＳＮＲに関する情報や、ＣＱＩ（Channel Quality Indicator）などに相当する。

ここで、基地局１０が、ＵＥ＃０宛のデータ及びＵＥ＃１宛のデータを、互いに独立したチャネル＃０及び＃１を用いて送信する場合を考える。

図２（ａ）に例示するように、チャネル＃０，＃１へのマッピングプロセスは、個々のチャネル＃０，＃１で独立して実行することができる。一例を示すと、ＵＥ＃０宛のデータは、ＤＬのチャネル＃０にマッピングする一方、ＵＥ＃１宛のデータは、ＤＬの異なるチャネル＃１にマッピングする。このような独立したマッピングプロセスでは、２つのＵＥ＃０，＃１間の無線リンクが性能的に不均等な環境にある場合、非効率的なデータ伝送となる可能性がある。

これに対して、ＵＥ＃０，＃１間での階層変調方式では、例えば図２（ｂ）に示すように、ＵＥ＃０宛のデータのうち、１又は複数のシンボルの一部のビットは、チャネル＃０にマッピングし、残りのビットの一部又は全部はチャネル＃１にマッピングする。ＵＥ＃１宛のデータについても、同様に、チャネル＃０及び＃１に対して分散的なマッピング（以下、クロスマッピングと呼ぶことがある）を行なう。

このような階層変調方式によれば、特定のＵＥ２０、例えば高優先度のＵＥ２０について所定の受信性能を確保できるようになる。また、後述する送信ダイバーシチの適用も容易になり、高優先度ＵＥ２０の（受信）性能を向上させることができる。後に例示する幾つかのシミュレーションによる数値結果から、階層変調方式（クロスマッピング）の利用によって、システム性能を総合的に改善することが可能である。

（１．３）コード変調のためのコンスタレーション設計
本例では、Ｉ位相又はＱ位相の信号のマッピングに用いられる、１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭの双方において不均一なコンスタレーションを例示する。比較のために、図３に、ＭＥＤをαとした場合の１６ＱＡＭの均一な長方形コンスタレーション（以下、通常のコンスタレーションとも呼ぶ）を例示する。

この図３に例示するコンスタレーションでは、各コンスタレーションポイントに対応させる４ビットのビット列のうち、ＭＳＢ（第１及び第２ビット）は、受信側においてＩ軸又はＱ軸を判定軸とする象限判定となるから、残りのＬＳＢ（第３及び第４ビット）に比べて誤りにくいビット（高優先度ビットともいう）といえる。なお、コンスタレーションポイントに対するビット列の対応付け方は、この例に限られない。対応付けを工夫することにより、誤り易さの程度に３以上の階層を設けることも可能である。

これに対して、本例の新設計コンスタレーションは、図４に例示するように、ＬＳＢ要素に対して隣接する任意の３つのコンスタレーションポイントがそれぞれ正三角形をなすような、不均一なコンスタレーションである。なお、「不均一（Non-Uniform）」とは、図３に例示するコンスタレーションを「均一（Uniform）」と称することとの対比で用いている用語である。

エラーの発生する確率は、コンスタレーションポイント間のＭＥＤが支配的であるため、本例の新設計コンスタレーションも、図３に例示するコンスタレーションと同等の受信品質、例えば、Symbol Error Rate（ＳＥＲ）を与えるように設計する。

１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭについての新設計コンスタレーションにおいて、ＭＳＢに対してはより大きなＭＰＤを提供し、ＬＳＢに対しては同じＭＥＤを保つことが可能になる。なお、１６ＱＡＭの低優先度ビットをＬＳＢと呼び、６４ＱＡＭの低優先度ビットをシグニフィカントビット（ＳＢ）及びＬＳＢと呼ぶ。本例では、便宜的に用語を統一し、双方の変調における低優先度ビットをＬＳＢと称する。

なお、本例では、１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭについての新設計コンスタレーションについて例示するが、２５６ＱＡＭといった更に多値のＱＡＭに対しても同様のコンスタレーション設計が可能である。

（１．４）フェージングチャネル上のコンスタレーション設計基準
レイリーフェージングチャネル上の好適あるいは最適なコンスタレーションを決定付ける基準の一例については、既述の非特許文献９や非特許文献１０に記載がある。

Ｌ次元の積距離の最小値（ＭＰＤ）ｄ_min ^(L)は、コンスタレーション上のいずれか２つのコンスタレーションポイントｘ_i,j,l及びｙ_i,j,lの関係で、以下の式（１）で表すことができる。ただし、ｘ_i,j,l≠ｙ_i,j,lである。

なお、Ｌは、次元耐フェージングファクターを表す。例えば、Ｌの双方独立したチャネルは、Ｌ次元の耐フェージングコンスタレーションとなる。したがって、ＩＱ空間内ではなく、Ｉ_０，Ｉ_１，…，Ｉ_Ｌ−１の空間内でコンスタレーションを設計することができる。同様に、Ｑ_０，Ｑ_１，…，Ｑ_Ｌ−１の空間内でもコンスタレーションを設計することができる。

本例のコンスタレーション設計においては、便宜上、Ｌ＝２の場合を想定する。従って、コンスタレーション空間は、Ｉ_０及びＩ_１のペア、Ｑ_０及びＱ_１のペア、Ｉ及びＱのペアのいずれかで示される。つまり、本例の新設計コンスタレーションは、独立チャネル要素に対しては、Ｉ_０及びＩ_１（Ｑ_０及びＱ_１）、既存の従属チャネル要素に対してはＩ及びＱに適用できる。

（１．５）１６ＱＡＭのコンスタレーション
ここでは、１６ＱＡＭのコンスタレーションを設計し、例示的に、２つの独立チャネル要素に属するＩ位相信号の双方を、Ｉ_０及びＩ_１のコンスタレーション空間にマッピングする場合について示す。ただし、Ｑ位相信号についても同様である。

本例のコンスタレーションは、ＭＳＢのフェージングに対するコンスタレーション耐性を向上させる。また、ＬＳＢのコンスタレーションポイント間のユークリッド距離（Euclidean distance）αを、通常のコンスタレーションにおけるのと同等に保つ。

図５に、１６ＱＡＭの場合の新設計コンスタレーションを例示する。隣接するＩ位相コンスタレーションポイント間は、いずれも同じ距離（ユークリッド距離）αである。つまり、任意の隣接する３つのコンスタレーションポイントは、コンスタレーション空間（Ｉ_０Ｉ_１空間）において正三角形をなす。また、原点に最も近いコンスタレーションポイントｃ_１１と原点との距離は、βである。

期待するコンスタレーション挙動に基づいた幾何学的誘導では、Ｉ_０Ｉ_１空間の第１象限（Ｉ＞０かつＱ＞０の領域）に属するコンスタレーションポイントｃ_００、ｃ_０１、ｃ_１０、ｃ_１１の座標を、α、βを用いてそれぞれ以下のように表すことができる。

なお、他のコンスタレーションポイントは、ｃ_００、ｃ_０１、ｃ_１０、ｃ_１１とＩ_０軸、Ｉ_１軸又は原点に対して対称的である。従って、他のコンスタレーションポイントの座標は、上記ｃ_００、ｃ_０１、ｃ_１０、ｃ_１１の正負の符号を適宜変更することで簡単に導出できる。

一定の送信平均電力Ｐ_ｗとして、全てのコンスタレーションポイントの電力加算をとることで、α、β、Ｐ_wの関係は、下記の式（２）で表すことができる。

例えば、送信平均電力Ｐ_ｗ＝１、α＝２／（１０^１／２）として、通常のコンスタレーションにおけるコンスタレーションポイント間と同じＭＥＤ（α）を保つ場合を考える。この場合、通常及び新設計のコンスタレーションの双方は、例えば図６に例示するようになる。なお、図６において、◇印が通常のコンスタレーションにおけるコンスタレーションポイントを表し、○印が本例の新設計コンスタレーションにおけるコンスタレーションポイントを表している。

各コンスタレーションポイントｃ_００、ｃ_０１、ｃ_１０、ｃ_１１の座標数値の一例を、次表１に示す。

この表１から、新設計コンスタレーションにおける原点に最も近いコンスタレーションポイントｃ_１１は、通常のコンスタレーションと比べて、原点からの距離を約２９％拡大できることが分かる。したがって、通常のコンスタレーションに比べて、フェージングに対する耐力を向上することができる。

また、表１から、新設計コンスタレーションでは、原点から最も離れたコンスタレーションポイントｃ_００におけるピーク電力を、通常のコンスタレーションと比べて、約２３％低減できることが分かる。したがって、ｃ_１１のコンスタレーションポイントの原点からの距離を拡大しても、トータルの送信平均電力は通常のコンスタレーションの場合と変わらないものとすることができる。

（１．６）６４ＱＡＭのコンスタレーション
上述した１６ＱＡＭのコンスタレーションと同様に、６４ＱＡＭのコンスタレーションを設計することができる。例えば、２つの独立チャネル要素に属する双方のＩ位相信号を、Ｉ_０Ｉ_１空間にマッピングする。同様に、Ｑ位相信号は、Ｑ_０Ｑ_１空間にマッピングする。

図７にＩ_０Ｉ_１空間へのマッピング例を示す。この図７において、Ｉ位相のコンスタレーションポイント間は、通常のコンスタレーションにおけるＭＥＤ（α）と同じ距離である。期待するコンスタレーション挙動に基づいた幾何学的誘導では、Ｉ_０Ｉ_１空間の第１象限に属する各コンスタレーションポイントｃ_００００，ｃ_０００１，…，ｃ_１１１１の座標は、α、βを用いてそれぞれ下記のように表すことができる。

他のコンスタレーションポイントは、１６ＱＡＭの場合と同様に、それぞれ、上記のｃ_００００，ｃ_０００１，…，ｃ_１１１１とＩ_０軸、Ｉ_１軸又は原点に対して対称的である。従って、他のコンスタレーションポイントの座標は、上記のｃ_００００，ｃ_０００１，…，ｃ_１１１１の正負の符号を適宜変更することで簡単に導出できる。

一定の送信平均電力Ｐ_ｗとして、全てのコンスタレーションポイントの電力加算をとることで、α、β、Ｐ_ｗの関係は、下記の式（３）で表すことができる。

送信平均電力であるＰ_ｗ＝１及びα＝２／（４２^１／２）として、同じＭＥＤ（α）を保つ場合、通常及び新設計のコンスタレーションの双方は、図８に例示するようになる。なお、図８において、◇印が通常のコンスタレーションにおけるコンスタレーションポイントを表し、○印が本例の新設計コンスタレーションにおけるコンスタレーションポイントを表している。

各コンスタレーションポイントｃ_００００，ｃ_０００１，…，ｃ_１１１１の座標数値の一例を、次表２に示す。

この表２から、新設計コンスタレーションおける原点に最も近いコンスタレーションポイントｃ_１１１１は、通常のコンスタレーションに比べて、原点からの距離を約８８％拡大できることが分かる。したがって、通常のコンスタレーションに比べて、フェージングに対する耐力を向上することができる。つまり、多値変調を用いたデータ伝送における受信機の受信性能をより向上することが可能である。

また、表２から、新設計コンスタレーションにおいて、原点から最も離れたコンスタレーションポイントｃ_００１１におけるピーク時の電力は、通常のコンスタレーションと比べて３１％低減できることが分かる。したがって、コンスタレーションポイントｃ_１１１１の原点からの距離を拡大しても、トータルの送信平均電力は通常のコンスタレーションの場合と変わらないものとすることができる。

つまり、送信機の一例としての基地局１０は、位相平面において隣接するいずれか３つの信号点が正三角形をなし、かつ、少なくとも前記位相平面の原点に最も近い信号点の前記原点からの距離を送信信号の送信平均電力が変わらない範囲で拡大した信号点配置にて、前記多値変調を行なう多値変調部をそなえる。この多値変調部の構成例は、図１３により後述する。

（１．７）階層変調方式におけるビットマッピングルール
以上のような新設計コンスタレーションを利用したビットマッピングのルールは、ＭＳＢ、ＬＳＢといったビットの品質に基づくものとすることができる。

既述のように、ＱＡＭ変調方式では、複数のビット列（１６ＡＱＭでは４ビット、６４ＱＡＭでは６ビット）をそれぞれ位相平面上の各コンスタレーションポイントに対応させて、各コンスタレーションポイントに応じた多値変調を行なう。そして、前記対応に起因して前記ビット列内には、相対的に品質の異なるビット（誤り易いビットと誤りにくいビット）が生じる。

したがって、階層変調の一例は、無線リンク性能の相違に応じて、コンスタレーションポイントに対応付けられるビット列において誤り易さの程度の異なるビット位置へデータをマッピングすることである。例えば、性能の低い無線リンクで伝送する情報ビットは、相対的に品質の良いビット（例えばＭＳＢ）に優先的にマッピングし、性能の高い無線リンクで伝送する情報ビットは、相対的に品質の悪いビット（例えばＬＳＢ）に優先的にマッピングする。

一例を以下に示す。
図３に例示したように、通常の１６ＱＡＭコンスタレーションに基づく階層変調方式によれば、ＵＥ＃０宛の変調信号成分（４ビット）ｉ₀ ⁽⁰⁾，ｉ₁ ⁽⁰⁾，ｑ₀ ⁽⁰⁾，ｑ₁ ⁽⁰⁾が得られ、ＵＥ＃１宛に変調信号成分（４ビット）ｉ₀ ⁽¹⁾，ｉ₁ ⁽¹⁾，ｑ₀ ⁽¹⁾，ｑ₁ ⁽¹⁾が得られる。なお、ｉ₀ ⁽⁰⁾，ｉ₁ ⁽⁰⁾は、ＵＥ＃０宛のＩ位相信号成分を表し、ｑ₀ ⁽⁰⁾，ｑ₁ ⁽⁰⁾は、ＵＥ＃０宛のＩ位相信号成分を表す。

ここで、図９に例示するように設計されたコンスタレーションの信号を利用し、図１に例示した、無線リンク性能の良くないＵＥ＃０宛の信号に関しては、Ｉ位相信号成分ｉ₀ ⁽⁰⁾及びｉ₁ ⁽⁰⁾を、チャネル＃０の相対的に品質の良いビット（例えばＭＳＢ）にマッピングする。また、Ｑ位相信号成分ｑ₀ ⁽⁰⁾及びｑ₁ ⁽⁰⁾は、異なるチャネル＃１の相対的に品質の良いビット（例えばＭＳＢ）にマッピングする。

一方、無線リンク性能の良いＵＥ＃１宛の信号に関しては、Ｉ位相信号成分ｉ₀ ⁽¹⁾及びｉ₁ ⁽¹⁾を、チャネル＃０の相対的に品質の悪いビット位置（例えばＬＳＢ）にマッピングする。また、Ｑ位相信号成分ｑ₀ ⁽¹⁾及びｑ₁ ⁽¹⁾は、異なるチャネル＃１の相対的に品質の悪いビット（例えばＬＳＢ）にマッピングする。

つまり、この例では、コンスタレーションポイントに対応付けられるビット列内の誤り易いビット位置に、無線リンク性能の良いＵＥ＃１宛のデータがマッピングされる。また、当該コンスタレーションポイントの前記ビット列内の誤りにくいビット位置に、無線リンク性能の良くないＵＥ＃０宛のデータがマッピングされる。

このようなビットマッピング（多値変調）は、例えば図１３に示すように、スプリッタ１０１と、インタリーバ１０２，１０３と、乗算器１０４，１０５と、加算器（多重器）１０６とを用いて実現できる。例示的に、送信データは、スプリッタ１０１にて２分岐され、その一方は一方のインタリーバ１０２にてＩ位相信号成分（又はＱ位相信号成分）をまとめるようにインタリーブされる。また、前記２分岐された他方のデータは、他方のインタリーバ１０３にてＱ位相信号成分（又はＩ位相信号成分）をまとめるようにインタリーブされる。

そして、各インタリーバ１０２及び１０３の出力に対して、乗算器１０４及び１０５にて、互いに位相が直交する（π／２異なる）キャリア信号（周波数ｆ_０）をそれぞれ乗じることで、Ｉ_０Ｉ_１空間又はＱ_０Ｑ_１空間での直交変調が実現される。乗算器１０４及び１０５の出力は、加算器（多重器）１０６にて多重されて、ＲＦユニット１０７に入力される。

ＲＦユニット１０７は、多重器１０６からの多重信号について、所定の無線送信処理を施して、ＤＬの無線信号を送信アンテナ１０８から送信する。前記無線送信処理には、例示的に、ＤＡ（Digital to Analog）変換や無線周波数への周波数変換（アップコンバージョン）、所定の送信電力への電力増幅などが含まれ得る。

６４ＱＡＭの場合についても、ＵＥ＃０宛に得られる変調信号成分（６ビット）ｉ₀ ⁽⁰⁾，ｉ₁ ⁽⁰⁾，ｉ₂ ⁽⁰⁾，ｑ₀ ⁽⁰⁾，ｑ₁ ⁽⁰⁾，ｑ₂ ⁽⁰⁾と、ＵＥ＃１宛に得られる変調信号成分（６ビット）ｉ₀ ⁽¹⁾，ｉ₁ ⁽¹⁾，ｉ₂ ⁽¹⁾，ｑ₀ ⁽¹⁾，ｑ₁ ⁽¹⁾，ｑ₂ ⁽¹⁾とについて、上記と同様のビットマッピングルールを適用可能である。

なお、チャネル＃０及び＃１が、互いに独立したチャネルである場合、後述するようなダイバーシチ送信も実現可能である。

（１．８）階層変調方式での受信処理
前述したように、階層変調方式では、コンスタレーションポイントに対応付けられるビット列の中で生じる品質の異なるビットを、異なるＵＥ２０宛のデータ伝送に用いることができる。

すなわち、品質の良いビットの一例であるＭＳＢを、第１のＵＥ２０宛のデータ伝送に用い、相対的に品質の悪いビットの一例であるＬＳＢを、第２のＵＥ２０宛のデータ伝送に用いることができる。しかし、受信処理はＵＥ２０毎に個々に実行されるから、ＭＳＢの性能が向上しても、ＬＳＢの性能が向上する助けにはならない。

そこで、本例では、受信処理の一例として、ＬＳＢの性能を向上できる、階層的なキャンセル方法を用いる。このキャンセル方法を用いることで、ＬＳＢが正しい受信信号としてとり得る範囲（選択肢）を容易に、また、確実に、絞り込むことができる。

ＵＥ＃１のＬＳＢマッピングビット検出に関わる処理手順は次の通りである。
（１）受信機としてのＵＥ＃１は、受信ビットが自己（ＵＥ＃１）宛のビットか否かに関わらず、ＭＳＢをＵＥ＃０宛の受信ビットとして検出する。

（２）次いで、ＵＥ＃１は、受信した信号から、検出したＭＳＢをキャンセルして、ＬＳＢを検出する。

かかる階層的キャンセル方法は、通常及び新設計のコンスタレーションの双方に適用可能である。新設計コンスタレーションにおけるＭＳＢのＭＥＤが、通常のコンスタレーションのそれよりも小さいため、階層的キャンセル方法は、新設計コンスタレーションにおいて、有益である。なぜなら、このような階層的キャンセル方法は、新設計コンスタレーションにおけるＭＳＢのＭＥＤを、少なくとも通常のコンスタレーション程度に実質的に拡大できることを意味するからである。なお、新設計コンスタレーションは、通常のコンスタレーションと比較して、ＭＳＢのＭＥＤが小さいが、ＭＳＢのＭＰＤが大きいから、フェージングチャネルに対しては、階層的キャンセル方法を用いなくても、有効的である。

図１０に、通常のコンスタレーションの場合を例にして、どのようにして階層的キャンセルがうまく機能するかを、例示する。図１０の（１）に示すように、送信シンボルが００１０である場合に、受信シンボルが、フェージング及びＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）が原因で、正しい受信シンボルとして本来的に位置する領域とは異なる他のＬＳＢ領域に配置されたと仮定する。更に、ターボ符号などによる符号処理により、ＭＳＢ（００）は正しく受信できたと仮定する。

この場合、前記キャンセルメカニズムを用いて、受信信号からＭＳＢをキャンセルすることで、図１０の（２）に例示するように、起り得ない選択肢を消去して、ドットラインで示される、ＬＳＢの判定空間を絞り込むことができる。したがって、ＬＳＢシンボルを正しく検出できる確率を上げることができる。

図１４に、ＵＥ＃０用の受信機の構成例を例示するとともに、図１５に、ＵＥ＃１用の受信機の構成例を例示する。前記階層的キャンセル方法は、図１５に例示するＵＥ＃１の受信処理に適用される。ただし、ＵＥ＃０は、図１に例示したように、ＵＥ＃１よりも基地局１０との間の無線リンク性能が悪い環境にあると仮定する。また、前記階層変調により、無線リンク性能の悪い方のＵＥ＃０宛のデータは、ＭＳＢにマッピングされ、無線リンク性能の良い方のＵＥ＃１宛のデータは、ＬＳＢにマッピングされるものと仮定する。

図１４に示す受信機（ＵＥ＃０）は、例示的に、受信アンテナ２０１と、ＲＦユニット２０２と、直交検波器をなす乗算器２０３及び２０４と、マッチドフィルタ２０５及び２０６と、デインタリーバ２０７及び２０８と、ＭＳＢ復調器２０９と、ＭＳＢ復号器２１０と、ＭＳＢ検出器２１１とをそなえる。

受信アンテナ２０１は、基地局１０からの無線信号を受信する。受信した無線信号は、ＲＦユニット２０２に入力される。

ＲＦユニット２０２は、受信アンテナ２０１で受信した無線信号に対して所定の無線受信処理を施す。前記無線受信処理には、例示的に、低雑音増幅や、ＡＤ変換などの処理が含まれる。前記無線受信処理を受けた受信信号は、乗算器２０３及び２０４に入力される。

乗算器２０３及び２０４は、それぞれ、互いに位相がπ／２異なる周波数信号を、前記無線受信処理を受けた受信信号に乗算する。これにより、受信信号に対する直交検波が行なわれる。検波後の信号（互いに位相がπ／２異なる信号成分）は、それぞれ、マッチドフィルタ２０７及び２０８に入力される。

マッチドフィルタ２０５及び２０６は、それぞれ、前記検波後の受信信号と所定（既知）の信号（リファレンス信号パターン）との相関演算を行なうことにより、受信信号に対する受信処理の同期タイミング（例えば、シンボル同期）を検出する。

デインタリーバ２０７及び２０８は、それぞれ、送信機としての基地局１０（図１３参照）におけるインタリーバ１０２及び１０３によるインタリーブ処理とは逆の処理に相当するデインタリーブ処理を、前記同期タイミングに従ってマッチドフィルタ２０５及び２０６の出力信号に施す。

ＭＳＢ復調器２０９は、デインタリーバ２０７及び２０８の各出力信号のうち、受信信号のコンスタレーションポイントに対応付けられたビット列のＭＳＢを選択的に復調する。すなわち、図９に示す例の場合なら、ｉ₁ ⁽⁰⁾，ｉ₂ ⁽⁰⁾（ｑ₀ ⁽⁰⁾，ｑ₁ ⁽⁰⁾）を復調する。

ＭＳＢ復号器２１０は、ＭＳＢ復調器２０９により復調された情報（ＭＳＢ）を、基地局１０での符号化方式に対応する復号方式で復号する。

つまり、ＭＳＢ復調器２０９及びＭＳＢ復号器２１０は、コンスタレーションポイントのビット列内の相対的に誤りにくいビット位置と誤り易いビット位置とのうち、誤りにくいビット位置の受信データを復調、復号する復調・復号部の一例である。

ＭＳＢ検出器２１１は、ＭＳＢ復号器２１０の復号結果を自局２０（ＵＥ＃０）宛の受信データとして検出し、出力する。このＭＳＢ検出器２１１は、前記復調・復号部の一例としてのＭＳＢ復号器２１０により得られた受信データを自局２０（ＵＥ＃０）宛のデータとして検出する検出部の一例である。

なお、前記復調及び復号の方式は、送信機としての基地局１０で用いる変調及び符号化の方式に対応する方式であり、基地局１０とＵＥ２０との間で既知としてもよいし、基地局１０からＵＥ２０に対して制御チャネルの信号などを用いて通知してもよい。

一方、図１５に示す受信機（ＵＥ＃１）は、例示的に、受信アンテナ２２１と、ＲＦユニット２２２と、直交検波器をなす乗算器２２３及び２２４と、マッチドフィルタ２２５及び２２６と、デインタリーバ２２７及び２２８と、ＭＳＢ復調器２２９と、ＭＳＢ復号器２３０と、ＭＳＢ検出器２３１とをそなえる。加えて、ＵＥ＃１は、ＬＳＢ復調器２３２と、ＬＳＢ復号器２３３と、ＬＳＢ検出器２３４とをそなえる。

受信アンテナ２２１は、基地局１０からの無線信号を受信する。受信した無線信号は、ＲＦユニット２２２に入力される。

ＲＦユニット２２２は、受信アンテナ２２１で受信した無線信号に対して所定の無線受信処理を施す。前記無線受信処理には、例示的に、低雑音増幅や、ＡＤ変換などの処理が含まれる。前記無線受信処理を受けた受信信号は、乗算器２２３及び２２４に入力される。

乗算器２２３及び２２４は、それぞれ、互いに位相がπ／２異なる周波数信号（キャリア周波数ｆ_０）を、前記無線受信処理を受けた受信信号に乗算する。これにより、受信信号に対する直交検波が行なわれる。検波後の信号（互いに位相がπ／２異なる信号成分）は、それぞれ、マッチドフィルタ２２５及び２２６に入力される。

マッチドフィルタ２２５及び２２６は、それぞれ、前記検波後の受信信号と所定（既知）の信号（リファレンス信号パターン）との相関演算を行なうことにより、受信信号に対する受信処理の同期タイミング（シンボル同期）を検出する。

デインタリーバ２２７及び２２８は、それぞれ、送信機としての基地局１０（図１３参照）におけるインタリーバ１０２及び１０３によるインタリーブ処理とは逆の処理に相当するデインタリーブ処理を、前記同期タイミングに従ってマッチドフィルタ２２５及び２２６の出力信号に施す。各デインタリーブ処理の結果は、それぞれＭＳＢ復調器２２９及びＬＳＢ復調器２３２に与えられる。

ＭＳＢ復調器２２９は、デインタリーバ２２７及び２２８から与えられた各信号のうち、既述のコンスタレーションポイントに対応付けられたビット列のＭＳＢを選択的に復調する。すなわち、図９に示す例の場合なら、ｉ₁ ⁽⁰⁾，ｉ₂ ⁽⁰⁾（ｑ₀ ⁽⁰⁾，ｑ₁ ⁽⁰⁾）を復調する。ここで、ＭＳＢにＵＥ＃１宛の情報はマッピングされていない（ＵＥ＃０宛の情報がマッピングされている）が、ＵＥ＃１は、ＭＳＢの復調を行なう。

ＭＳＢ復号器２３０は、ＭＳＢ復調器２２９により復調された情報（ＭＳＢ）を、基地局１０での符号化方式に対応する復号方式で復号する。

ＭＳＢ検出器２３１は、ＭＳＢ復号器２３０の復号結果を検出し、ＬＳＢ復調器２３２に与える。

つまり、ＭＳＢ復調器２２９、ＭＳＢ復号器２３０及びＭＳＢ検出器２３１は、受信信号からコンスタレーションポイントのビット列内の相対的に誤りにくいビット位置の第１の受信データを復調、復号する第１の復調・復号部の一例である。

ＬＳＢ復調器２３２は、デインタリーバ２２７及び２２８から与えられた各信号から、ＭＳＢ検出器２３１から与えられたＭＳＢの信号成分をキャンセルして、残った信号成分（ＬＳＢ）、すなわちＬＳＢにマッピングされている自局＃１宛の情報を復調する。

ＬＳＢ復号器２３３は、ＬＳＢ復調器２３２により復調された情報（ＬＳＢ）を復号する。

つまり、ＬＳＢ復調器２３２及びＬＳＢ復号器２３３は、前記第１の復調・復号部の一例としてのＭＳＢ検出器２３１により得られた前記第１の受信データを前記受信信号からキャンセルした上で、前記受信信号を復調、復号して、前記ビット列内の相対的に誤り易いビット位置の第２の受信データを得る第２の復調・復号部の一例である。

ＬＳＢ検出器２３４は、ＬＳＢ復号器２３０の復号結果を自局２０（ＵＥ＃１）宛の受信データとして検出し、出力する。このＬＳＢ検出器２３４は、前記第２の復調・復号部の一例としてのＬＳＢ復号器２３３により得られた前記第２の受信データを自局２０（ＵＥ＃１）宛のデータとして検出する検出部の一例である。

なお、前記復調及び復号の方式は、いずれも送信機としての基地局１０で用いる変調及び符号化の方式に対応する方式であり、基地局１０とＵＥ２０との間で既知としてもよいし、基地局１０からＵＥ２０に対して制御チャネルの信号などを用いて通知してもよい。

また、図１４及び図１５では、無線リンク性能の異なるＵＥ＃０とＵＥ＃１とで異なる構成を有するように表現しているが、このような異なる構成は、例えば固定端末のような、無線リンク性能に関して変動が無い（無いものとして扱える場合も含む）ＵＥ２０に対して適用できる。

一方、ＵＥ２０が移動局である場合は、図１５に例示した構成を共通に有するものとしてよい。その場合、ＵＥ２０は、自局２０宛の情報がＭＳＢ又はＬＳＢのいずれにマッピングされているか否かに応じて、ＭＳＢ検出器２３１の出力を、そのまま受信情報として出力するか、ＬＳＢ復調器２３２に前記キャンセルに用いる情報として与えるかを適応的に選択（切り替え）すればよい。

自局２０宛の情報がＭＳＢ又はＬＳＢのいずれにマッピングされているかは、例えば、制御チャネルの信号を用いて基地局１０からＵＥ２０に対して予め通知することが可能である。ＵＥ２０が固定端末の場合は、基地局１０とＵＥ２０との間で予め取り決めたルールに従う（前記通知は行なわない）こととしてもよい。

（１．９）性能評価
以下に、レイリーフェージングチャネルにおける１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭのリンクレベルのシミュレーションによる性能評価を例示する。

次表３は、レイリーフェージングチャネルにおけるＭＰＤの一例である。

この表３に例示するように、新設計コンスタレーションにおけるＭＰＤは、通常のコンスタレーションにおけるＭＰＤよりもかなり大きい。また、ビットエネルギー対雑音電力比Eb/N0に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）は、ＭＳＢについては図１１、ＬＳＢについては図１２にそれぞれ例示するようになる。ただし、図１１及び図１２において、特性５０１及び５０２が通常の１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭコンスタレーションの場合をそれぞれ表し、特性５０３及び５０４が提案する新設計１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭコンスタレーションの場合を表している。

したがって、ビットエラーレート（ＢＥＲ）の観点から性能を向上できることが分かる。例えば、図１１において、ＢＥＲが１０^−３の時、Eb/N0の観点におけるＭＳＢの性能向上は、１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭともに約２．５［ｄＢ］である。また、図１２において、ＢＥＲが１０^−３の時、Eb/N0の観点におけるＬＳＢの性能向上は、１６ＱＡＭでは５［ｄＢ］、６４ＱＡＭでは６［ｄＢ］である。

すなわち、リンクレベルのシミュレーションによると、新設計コンスタレーションでは、通常のコンスタレーションと比較して、ＭＳＢについては２．５［ｄＢ］のゲインを得ることができ、ＬＳＢについては５〜６［ｄＢ］のゲインを得ることができる。

以上のように、本例の新設計コンスタレーションによれば、位相平面における任意の隣接する３つのコンスタレーションポイントが正三角形をなすので、通常のコンスタレーションと比較して、ＬＳＢのＭＥＤを保ち、又、ＭＳＢのＭＰＤを大きくできる。また、階層的なキャンセルメカニズム（方法）を用いることで、ＬＳＢ性能を改善することもできる。

（１．１０）階層変調方式に基づく送信ダイバーシチ（Hierarchical Modulation with Transmit Diversity：ＨＭＴＤ）
送信ダイバーシチは、ディープダウンフェージングの確率を下げることで、フェージングチャネルに対抗する効率的かつ有効な解決策の一例である。階層変調方式での送信ビットは、複数の独立したフェージングチャネルに分散してマッピングされるので、ダイバーシチゲインを期待できる。

例えば図２（ａ）で説明したように、２台のＵＥ＃０，＃１が２つの独立したチャネル＃０，＃１上でデータを送信する際、単純に２台のＵＥ＃０，＃１が情報ビットをそれぞれに対応するチャネル＃０，＃１にマッピングすると、ダイバーシチゲインは期待できない。

これに対して、図２（ｂ）で説明したように、チャネル品質の悪いＵＥ＃０宛の情報ビットを双方のチャネル＃０，＃１のＭＳＢにマッピングするとともに、チャネル品質の良いＵＥ＃１宛の情報ビットを双方のチャネル＃０，＃１のＬＳＢにマッピングすると、ダイバーシチゲインを得ることができる。

ＨＭＴＤは、２つのシナリオに分けることができる。一つは同一データ送信であり、もう一つは独立したデータ送信である。

前者では、トータルスループットを多少犠牲にするかもしれないが、送信ダイバーシチにおける同一受信シンボルのエネルギー合成によるゲイン増加によってユーザカバレッジの拡大化を図ることができる。後者では、ユーザカバレッジを多少犠牲にするかもしれないが、独自の階層送信ダイバーシチによるトータルスループットの向上を図ることができる。

ここで、フェージングチャネルに対抗するために、ＨＭＴＤを用いることの有用性について説明する。

階層変調方式では、データ（情報ビット）を複数のチャネルにクロスマッピングして送信することで、ダウンフェージングの確率を下げることができる。また、チャネル符号化を用いなくても、最尤検出器（ＭＬＤ）によりシステム性能を向上させることができる。

一般的に、ＭＢＭＳシステムにおいて用いられる変調及び符号化のオーダは低い。例えば、変調方式はＱＰＳＫであり、符号化率は１／３である。従って、階層変調方式チャネルのＭＳＢにてＭＢＭＳデータを送信する場合、他のユーザ（ＵＥ）、例えばユニキャストユーザ宛の情報は、ＬＳＢに関するチャネルに対応する、ランダム化されたコンスタレーションポイントにマッピングすることができる。これによれば、自然なダイバーシチを実現し得る。

なお、符号化率を低くするほど、つまり冗長的に送信するビット数が増えるほど、ダイバーシチゲインは高くすることができる。ＱＰＳＫと１６ＱＡＭとを比較すると、前者は送信電力が一定であり、後者は０．１と０．９の２つの送信電力レベルがある。つまり、送信ビットは、５０％の割合で高い送信電力が得られ、低い符号化率の場合と比べて性能が良くなる。６４ＱＡＭやさらに多値のＱＡＭに対しても同様のことがいえる。

ＭＢＭＳユーザに対してはより多くの送信電力を割り当てるとともに、ユニキャストユーザに対してはより少ない送信電力を割り当てれば、ＭＢＭＳに対するロバスト性を向上できる。これは、優先度制御の一つである。

コンスタレーション設計を既述の不均一ＱＡＭコンスタレーション設計とすれば、更なる送信ダイバーシチゲインを見込める。

（１．１１）階層変調方式に基づくビットマッピング
データシンボルビットは、ＭＳＢ、ＳＢ、ＬＳＢに分けることができ、多値ＱＡＭ変調を用いる場合、位相平面上のコンスタレーションポイントにマッピングされる。

基地局は、無線リンク性能の良くないＵＥ＃０に対し、既存の送信方法を用いてより多くのタイムスロットを与えると、より低いＭＣＳを割り当てて、システム性能を保証し、かつ、ＵＥ間のトータルスループットの釣合いを図ろうとする。

ＨＭＴＤでは、代わりに、無線リンク性能の良くないＵＥ＃０に対するデータ伝送には性能の良いチャネルを利用し、受信性能の良いＵＥ＃１に対するデータ伝送には性能の良くないチャネルを利用する。ここで、性能の良いチャネルとは、例示的に、ＭＳＢに関わるチャネル、又は、複数チャネルリソースを利用した送信ダイバーシチチャネルを意味する。

ダイナミックパフォーマンスネットワークにおいて、どのようにしてＨＭＴＤがうまく機能するかを感覚的に理解するため、ＵＥ＃０，＃１間及びチャネル＃０，＃１間のクロスマッピングについて例示する。

この例で、双方のＵＥ＃０，＃１宛のデータシンボルは、１６ＱＡＭ変調方式を用いて、互いに統計的に独立した２つのチャネル＃０，＃１上をそれぞれ伝送されると仮定する。ＭＳＢのｉ_０及びｑ_０と、ＬＳＢのｉ_１及びｑ_１とを有する１６ＱＡＭコンスタレーションには、通常のＱＡＭコンスタレーション、および、既述の不均一なＱＡＭコンスタレーションのいずれを適用してもよい。

ここで、双方のチャネル＃０，＃１上で、ＵＥ＃１に対しては４ビットを送り、ＵＥ＃０に対しては同じ情報である２ビットを送信ダイバーシチ方法にて送る場合を例示する。この場合のマッピング方法を感覚的に説明するため、数値例を以下に示す。

ＵＥ＃１に対しては、４ビットを２ビットずつに分けて、一方（例えば０１）を第１のチャネルの一例としてのチャネル＃０にマッピングし、他方（例えば１０）を第２のチャネルの一例としてのチャネル＃１にマッピングして送信する。

ＵＥ＃０に対しては、同じ２ビット（例えば１１）を双方のチャネル＃０及び＃１にそれぞれマッピングして送信する。

ここで、ＵＥ＃０宛のビットはＭＳＢにマッピングし、ＵＥ＃１宛のビットはＬＳＢにマッピングする。

従って、図１６に例示するように、この例において、チャネル＃０を伝送される第１の送信シンボルは、“１１０１”となり、チャネル＃１を伝送される第２の送信シンボルは、“１１１０”となる。なお、図１６は、通常のＱＡＭコンスタレーションを示しているが、既述の不均一ＱＡＭコンスタレーションの場合も同様である。

つまり、基地局１０との間のリンクに属する第１のチャネルに対応する位相平面上のいずれかの第１のコンスタレーションポイントの誤りにくいビット位置と、当該リンクに属する第２のチャネルに対応する位相平面上のいずれかの第２のコンスタレーションポイントの誤りにくいビット位置とに、リンク性能の良いＵＥ＃１宛のデータが分散してマッピングされる。また、前記第１及び第２のコンスタレーションポイントの前記各誤り易いビット位置のそれぞれに、リンク性能の良くないＵＥ＃０宛の同じデータがマッピングされる。これにより、異なるチャネルを通じて同じデータがＵＥ＃０宛に送信されるから、ＵＥ＃０は、送信ダイバーシチゲインを得ることができる。

ＵＥ＃１は、双方のチャネル＃０，＃１の受信信号からＬＳＢビットを抽出して、自局（ＵＥ）＃１宛の４ビットを復号する。一方、ＵＥ＃０は、例えば最大比合成（Maximum Ratio Combine：ＭＲＣ）に基づいて、双方のチャネル＃０，＃１の受信シンボルを合成し、次にＭＳＢビットをＱＰＳＫシンボルであるかのように復号する。ＵＥ＃０に関しては、前記合成の結果、受信ＳＮＲの改善を図ることができる。また、フェージングチャネルの容量ゲインの改善を図ることもできる。

（１．１２）ＨＭＴＤの数式化
あらゆる変調方式に基づくチャネルに対してＨＭＴＤを一般化する。コンスタレーションポイントＣ_k,n,lは、同相成分ビットをｉ_k,n,l,m、直交成分ビットをｑ_k,n,l,mとして、下記のベクトル形式に数式化できる。

この式（４）において、ｉ_k,n,l,m及びｑ_k,n,l,mは、ｋ番目のＵＥについての、ｌ番目のチャネルのｎ番目のシンボルのｍ番目のビットの同相成分ビット及び直交成分ビットをそれぞれ表す。Ｍ_ｋは、ｋ番目のＵＥについての、変調オーダに応じた信号コンスタレーションにおける同相成分及び直交成分の双方の最大ビット数を表す。例えば、Ｍ_ｋ＝１，２，３は、それぞれ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭに相当する。

情報ビットを送信しない場合、ｉ_k,n,l,m＝ｑ_k,n,l,m＝０である。複数のチャネル上のＵＥ間で、マッピングが重複しないとすれば、コンスタレーションにマッピングされる階層変調の信号Ｓ_n,lは、下記の式（５）で表すことができる。

この式（５）において、Ｋは、個々のチャネル上のコンスタレーションにデータ信号が同時期にマッピングされるＵＥの数を表す。例えば、Ｋ＝２で、２台のＵＥ２０をｋ_０及びｋ_１と表す場合、２台のＵＥ宛のデータは、階層変調方式により１６ＱＡＭコンスタレーションにマッピングされ、ｌ_０番目のチャネル及びｌ_１番目のチャネルの組で送信される。

このような場合、Ｃ_k,n,lは、代替的に以下のように表すことができる。

従って、ｌ_０番目のチャネル上における符号化後の送信信号は、下記の式（６）で表すことができる。

また、ｌ_１番目のチャネル上における符号化後の送信信号は、下記の式（７）で表すことができる。

〔２〕その他
なお、上述した実施例は、ＤＬの通信に着目して不均一なＱＡＭコンスタレーションをＤＬの通信に適用したものであるが、ＵＬの通信に対して適用することも可能である。例えば、図１３に例示した送信機（多値変調部）構成は、ＵＥ２０の送信系の一例として適用することができる。また、図１４、図１５に例示した受信機構成は、基地局１０の受信系の一例として適用することができる。

Claims (14)

1. 複数のビット列をそれぞれ位相平面に表象される複数の信号点に対応させ、前記各信号点に応じた多値変調を行なって得られた信号を送信する送信機において、
   前記位相平面において隣接するいずれか３つの信号点が正三角形をなし、かつ、少なくとも前記位相平面の原点に最も近い信号点の前記原点からの距離を前記信号の送信平均電力が変わらない範囲で、通常の均一な信号点配置の場合と比べて拡大した信号点配置にて、前記多値変調を行なう多値変調部をそなえたことを特徴とする、送信機。
2. 前記多値変調部は、
   いずれかの前記信号点に対応する前記ビット列内に前記対応に起因して生ずる誤り易さの程度が相対的に異なるビット位置に対して、品質の異なるデータをマッピングする、ことを特徴とする、請求項１記載の送信機。
3. 前記品質の異なるデータは、前記送信機との間の無線リンクの性能が異なる受信機宛のデータである、ことを特徴とする、請求項２記載の送信機。
4. 前記ビット列内の相対的に誤り易いビット位置に、前記無線リンクの性能が良い受信機宛のデータがマッピングされるとともに、前記ビット列内の相対的に誤りにくいビット位置に、前記無線リンクの性能が良くない受信機宛のデータがマッピングされる、ことを特徴とする、請求項３記載の送信機。
5. 前記無線リンクに属する第１のチャネルに対応する位相平面上のいずれかの第１の信号点の前記誤りにくいビット位置と、前記無線リンクに属する第２のチャネルに対応する位相平面上のいずれかの第２の信号点の前記誤りにくいビット位置とに、前記無線リンクの性能が良い受信機宛のデータが分散してマッピングされるとともに、
   前記第１及び第２の信号点の前記各誤り易いビット位置のそれぞれに、前記無線リンクの性能が良くない受信機宛の同じデータがマッピングされる、ことを特徴とする、請求項３記載の送信機。
6. 請求項４記載の送信機から、前記信号を性能の良くない前記無線リンクを介して受信する受信機において、
   前記ビット列内の相対的に誤りにくいビット位置と誤り易いビット位置とのうち、前記誤りにくいビット位置の受信データを復調、復号する復調・復号部と、
   前記復調・復号部により得られた受信データを自受信機宛のデータとして検出する検出部と、
   をそなえたことを特徴とする、受信機。
7. 請求項４記載の送信機から、前記信号を性能の良い前記無線リンクを介して受信する受信機において、
   受信信号から前記ビット列内の相対的に誤りにくいビット位置の第１の受信データを復調、復号する第１の復調・復号部と、
   前記第１の復調・復号部により得られた前記第１の受信データを前記受信信号からキャンセルした上で、前記受信信号を復調、復号して、前記ビット列内の相対的に誤り易いビット位置の第２の受信データを得る第２の復調・復号部と、
   前記第２の復調・復号部により得られた前記第２の受信データを自受信機宛のデータとして検出する検出部と、
   をそなえたことを特徴とする、受信機。
8. 複数のビット列をそれぞれ位相平面に表象される複数の信号点に対応させ、前記各信号点に応じた多値変調を行なって得られた信号を送信する送信方法において、
   前記位相平面において隣接するいずれか３つの信号点が正三角形をなし、かつ、少なくとも前記位相平面の原点に最も近い信号点の前記原点からの距離を前記信号の送信平均電力が変わらない範囲で、通常の均一な信号点配置の場合と比べて拡大した信号点配置にて、前記多値変調を行なう、ことを特徴とする、送信方法。
9. 前記多値変調において、
   いずれかの前記信号点に対応する前記ビット列内に前記対応に起因して生ずる誤り易さの程度が相対的に異なるビット位置に対して、品質の異なるデータをマッピングする、ことを特徴とする、請求項８記載の送信方法。
10. 前記品質の異なるデータは、前記送信機との間の無線リンクの性能が異なる受信機宛のデータである、ことを特徴とする、請求項９記載の送信方法。
11. 前記ビット列内の相対的に誤り易いビット位置に、前記無線リンクの性能が良い受信機宛のデータがマッピングされるとともに、
    前記ビット列内の相対的に誤りにくいビット位置に、前記無線リンクの性能が良くない受信機宛のデータがマッピングされる、ことを特徴とする、請求項１０記載の送信方法。
12. 前記無線リンクに属する第１のチャネルに対応する位相平面上のいずれかの第１の信号点の前記誤りにくいビット位置と、前記無線リンクに属する第２のチャネルに対応する位相平面上のいずれかの第２の信号点の前記誤りにくいビット位置とに、前記無線リンクの性能が良い受信機宛のデータが分散してマッピングされるとともに、
    前記第１及び第２の信号点の前記各誤り易いビット位置のそれぞれに、前記無線リンクの性能が良くない受信機宛の同じデータがマッピングされる、ことを特徴とする、請求項１０記載の送信方法。
13. 請求項１１記載の送信方法により送信された前記信号を、性能の良くない前記無線リンクを介して受信する受信方法において、
    前記ビット列内の相対的に誤りにくいビット位置と誤り易いビット位置とのうち、前記誤りにくいビット位置の受信データを復調、復号し、
    前記復調、復号により得られた受信データを自己宛のデータとして検出する、ことを特徴とする、受信方法。
14. 請求項１１記載の送信方法により送信された前記信号を、性能の良い前記無線リンクを介して受信する受信方法において、
    受信信号から前記ビット列内の相対的に誤りにくいビット位置の第１の受信データを復調、復号し、
    前記復調、復号により得られた前記第１の受信データを前記受信信号からキャンセルし、
    前記キャンセル後の前記受信信号を復調、復号して、前記ビット列内の相対的に誤り易いビット位置の第２の受信データを得、
    得られた前記第２の受信データを自己宛のデータとして検出する、ことを特徴とする、受信方法。

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