JP2008245128A

JP2008245128A - Ｏｆｄｍを用いた無線送信装置と方法及び無線受信装置と方法

Info

Publication number: JP2008245128A
Application number: JP2007085700A
Authority: JP
Inventors: Koji Akita; 耕司秋田
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2007-03-28
Filing date: 2007-03-28
Publication date: 2008-10-09
Also published as: US20080240273A1

Abstract

【課題】再符号化をすることなくＤＦＥを行った場合でも、精度のよいチャネル推定を行って受信特性を向上させ、かつバースト誤り耐性を向上させる。
【解決手段】無線送信装置は、送信すべきビット列に誤り検出ビットを付加する付加器１０２；誤り検出ビットが付加されたビット列に組織符号化を施して情報ビット列及びパリティビット列を生成する符号化器１０３；情報ビット列及びパリティビット列を変調して第１及び第２変調シンボルを生成する変調器１０５Ａ及び１０５Ｂ；第１変調シンボルを周波数方向及び時間方向の少なくとも一方の方向に分散させて複数の第１サブキャリアに割り当て、第２変調シンボルを第１サブキャリアと異なる複数の第２サブキャリアに割り当てる割り当て器１０６；第１サブキャリア及び第２サブキャリアを用いて第１変調シンボル及び第２変調シンボルに対してＯＦＤＭ変調を行ってＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ変調器１０７；及びＯＦＤＭ信号をＲＦ信号に変換して送信する送信部１０８，１０９を有する。
【選択図】図１

Description

この発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を用いた無線送信装置と方法及び無線受信装置と方法に関する。

無線通信においては、送信される信号が伝搬路上で様々な歪みを受けるため、受信装置側において伝搬路上で信号が受ける歪みの推定（チャネル推定）と、チャネル推定値を用いた受信信号の補償（チャネル等化と呼ばれる）が必要となる。チャネル推定を簡易に行う方法として、パイロット信号と呼ばれる信号を送信する方法が広く知られている。パイロット信号は、送信側及び受信側の双方で既知の信号である。受信装置側で既知信号と受信信号を比較することにより、チャネル推定を行うことができる。

パイロット信号を用いる以外の方法としては、判定帰還等化（Decision Feedback Equalization；ＤＦＥ）が知られている。ＤＴＥは受信側で既知でない信号系列について判定処理を行い、その判定結果に基づいてチャネル推定を行う方法である。ＤＴＥによると、正しい判定が行われた場合にはパイロット信号を用いた場合と同等のチャネル推定を行うことができる。しかし、ＤＴＥで誤った判定をしてしまった場合には、チャネル推定も誤ってしまうため、受信特性が劣化するという問題がある。

この問題に対しては、信号系列にパリティビットやＣＲＣなどの誤り検出ビットを付加する方法や、信号系列を符号化する方法などが知られている。誤り検出ビットを付加すると、判定結果が誤ったことを検出できるため、チャネル推定が誤ることを回避できる。信号系列を符号化するとゲインが得られるため、判定結果が誤る確率が低減される。

信号系列に対して誤り検出ビットの付加、符号化及び変調を施して送信信号を生成した場合の受信装置におけるＤＦＥのプロセスについて説明する。受信装置では、受信信号を復調及び復号化し、誤り検出ビットを使って誤りを検出する。誤り検出ビットにより誤りがないことが確認できた場合には、復号により得られたビット列を再度符号化及び変調する。このようにすることによって、送信装置側から送信されている変調シンボルを復元でき、これをリファレンスとしてチャネル推定を行うことができる。受信装置において、このようなＤＦＥを行うためには、ビット系列の再符号化が必要であるため、再符号化に要する回路規模の増大や、処理遅延が発生するという問題がある。

この問題に関しては、特に組織符号化と分類される符号化方式を採用した場合の解決策が特許文献１及び特許文献２に示されている。組織符号化では符号化器に入力されるビット列と同じ情報ビット列と、符号化されたパリティビット列という２種類のビット列が符号化器から出力される。特許文献１及び特許文献２では、情報ビット列及びパリティビット列をそれぞれ異なる変調器で別々に変調する。従って、情報ビット列だけが割り当てられた変調シンボルについては、再符号化の処理を必要とすることなくリファレンス信号を生成することができる。すなわち、全ての受信信号のうち情報ビット列が割り当てられた変調シンボルだけをリファレンスとして使う場合には、再符号化の処理を必要とすることなくＤＦＥを行うことができる。
特開２００４−１５３６４０号公報特開２００４−１８７２５７号公報

特許文献１では、情報ビット列だけが割り当てられた変調シンボルをどのようにサブキャリアに割り当てるかについては、何ら開示がない。

一方、特許文献２では情報ビット列だけが割り当てられた変調シンボルを中心周波数付近のサブキャリア（周波数帯域の中心付近のサブキャリア）に割り当てている。このような割り当てを行った場合、周波数帯域の中心付近の周波数帯でのみしかチャネル推定しか行うことができない。このため、帯域全体として精度のよいチャネル推定を行うことができず、受信特性が劣化してしまう。

さらに、特許文献１及び特許文献２で示される方法で変調シンボルをサブキャリアに割り当てると、ビット系列のインタリーブが十分に行われないために、バースト誤りに対する耐性が劣化する。

この発明は、再符号化をすることなくＤＦＥを行った場合でも、精度のよいチャネル推定を行って受信特性を向上させ、またバースト誤り耐性が高いＯＦＤＭを用いた無線送信装置及び無線受信装置を提供することを目的とする。

本発明の一態様による無線送信装置は、送信すべきビット列に誤り検出ビットを付加する付加器と；前記誤り検出ビットが付加されたビット列に組織符号化を施して情報ビット列及びパリティビット列を生成する符号化器と；前記情報ビット列を変調して第１変調シンボルを生成する第１の変調器と；前記パリティビット列を変調して第２変調シンボルを生成する第２の変調器と；前記第１変調シンボルを周波数方向及び時間方向の少なくとも一方の方向に分散させて複数の第１サブキャリアに割り当て、前記第２変調シンボルを前記第１サブキャリアと異なる複数の第２サブキャリアに割り当てる割り当て器と；前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアを用いて前記第１変調シンボル及び第２変調シンボルに対して直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調を行ってＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ変調器と；前記ＯＦＤＭ信号をＲＦ信号に変換して送信する送信部と；を具備する。

本発明によれば、再符号化をすることなくＤＦＥを行った場合でも、精度のよいチャネル推定を行って受信特性を向上させ、またバースト誤り耐性を劣化させないようにすることができる。

（第１の実施形態）
図１〜図１４を参照して本発明の第１の実施形態について説明する。
＜無線送信装置＞
図１に示されるように、第１の実施形態に従う無線送信装置では、ビット列生成器１０１により送信すべきビット列が発生される。このビット列は、一例として共通制御チャネル（ＣＣＣＨ）に用いられるビット列である。誤り検出ビット付加器１０２により誤り検出ビットが付加された後、組織符号化器１０３に入力される。

組織符号化器１０３では、図２に示されるように入力されたビット列１１０は２つに分岐される。分岐されたビット列の一方は、そのまま出力される。このように入力されたビット列１１０が組織符号化器１０３からそのまま出力されるビット列１１１は、情報ビット列と呼ばれる。分岐されたビット列のもう一方は、組織符号化器１０３により符号化されて出力される。符号化されたビット列１１２は、パリティビット列と呼ばれる。

ここで、組織符号化器１０３から出力される情報ビット列１１１とパリティビット列１１２の長さ（ビット数）の和に対する入力ビット列１１０の長さ（ビット数）の比は、符号化率と呼ばれる。例えば、符号化率が１／３である場合、１０ビットの入力ビット列１１０に対して、１０ビットの情報ビット列１１１と２０ビットのパリティビット１１２が出力される。また、例えば符号化率が２／３である場合、１０ビットの入力ビット列１１０に対して、１０ビットの情報ビット列１１１と５ビットのパリティビット１１２が出力される。

一般には、符号化率がＲである場合、Ｎビットの入力ビット列１１０に対してＮビットの情報ビット列１１１と（１／Ｒ−１）×Ｎビットのパリティビット列１１２が出力される。すなわち、情報ビット列１１１とパリティビット列１１２の長さの比は、１：（１／Ｒ−１）と表される。

組織符号化器１０３から出力される情報ビット列１１１及びパリティビット列１１２は、インタリーバ１０４Ａ及び１０４Ｂによりインタリーブが施されてから変調器１０５Ａ及び１０５Ｂにより変調され、第１変調シンボル及び第２変調シンボルが生成される。変調器１０５Ａ及び１０５Ｂでは、従来知られている種々のディジタル変調方式、例えばＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、ＡＳＫ(Amplitude Shift Keying）、ＦＳＫ(Frequency Shift Keying）、１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation）、あるいは６４ＱＡＭなどの変調方式が利用される。変調器１０５Ａ及び１０５Ｂにより生成された第１及び第２の変調シンボルは、ＯＦＤＭ変調のためにサブキャリア割り当て器１０６に入力される。

サブキャリア割り当て器１０６では、第１変調シンボルは情報ビット列に割り当てられたサブキャリアのうち、周波数方向及び時間方向の少なくとも一方の方向に一様に分散されて第１サブキャリアに割り当てられ、第２変調シンボルは第１変調シンボルが割り当てられなかったそれ以外の第２サブキャリアに割り当てられる。言い換えれば、第１変調シンボルは周波数方向及び時間方向の少なくとも一方の方向において離散した複数の第１サブキャリアに割り当てられる。このようなサブキャリア割り当ての具体例については、後に詳しく説明する。

こうしてサブキャリア割り当て器１０６でサブキャリア割り当てがなされた信号は、ＯＦＤＭ変調器として用いられるＩＦＦＴユニット１０７により逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）が施されることによって、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換される。このようにしてＩＦＦＴユニット１０７ではＯＦＤＭ変調が行われ、ＯＦＤＭ信号が生成される。ＯＦＤＭ信号は、無線部１０８においてディジタル−アナログ変換され、ＲＦ（無線周波数）帯の周波数にアップコンバートされて送信ＲＦ信号とされ、さらに送信ＲＦ信号は電力増幅がなされた後、送信アンテナ１０９に供給されることによって送信される。

＜無線受信装置＞
図３は、図１に示した無線送信装置に対応する無線受信装置を示している。無線送信装置からの送信ＲＦ信号は受信アンテナ２０１により受信され、受信アンテナ２０１から受信ＲＦ信号が出力される。受信ＲＦ信号は無線部２０２において増幅され、周波数変換（ダウンコンバート）され、且つアナログ−ディジタル変換されることによって、ベースバンドディジタル信号であるＯＦＤＭ信号が生成される。

無線部２０２から出力されるＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ復調器として用いられるＦＦＴユニット２０３において高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が施されることにより、サブキャリア毎の信号に分離される。ＦＦＴユニット２０３から出力されるサブキャリア毎の信号から、信号分離器２０４によって第１変調シンボル及び第２変調シンボルが分離される。第１変調シンボル及び第２変調シンボルはチャネル等化器２０５に入力され、第１変調シンボルはさらにチャネル推定器２０６に入力される。

チャネル推定器２０６では、第１変調シンボルを用いてチャネル推定（すなわち、図１の無線送信装置から図３の無線受信装置までの間のチャネル応答の推定）が行われ、チャネル推定値が求められる。チャネル等化器２０５では、チャネル推定器２０６で求められたチャネル推定値を用いて第１変調シンボル及び第２変調シンボルに対してチャネル等化が行われる。

チャネル等化器２０５から出力される等化信号（チャネル等化後の第１変調シンボル及び第２変調シンボル）は、復調器２０７により図１中の変調器１０５Ａ及び１０５Ｂに対応する復調が施され、復調信号が得られる。復調器２０７から出力される復調信号は、デインタリーバ２０８によってデインタリーブが施された後、復号器２０９に入力される。復号器２０９では、図１中の組織符号化器１０３に対応する復号が行われる。復号器２０７では情報ビット列が再生され、再生されたビット列２１１が出力される。

復号器２０７で再生されたビット列中のパリティビット列は、誤り検出器２１０にも入力される。誤り検出器２１０では、パリティビット列を用いて誤り検出が行われる。誤り検出結果は、チャネル推定部２０６に与えられる。チャネル推定部２０６では、誤り検出器２１０において誤りが検出されないとき、第１変調シンボルを用いてチャネル推定を行い、チャネル推定値をチャネル等化器２０５に与える。

このように第１の実施形態によれば、情報ビット列に対応する第１変調シンボルが周波数方向及び時間方向の少なくとも一方の方向に一様に分散されて第１サブキャリアに割り当てられているため、受信装置で再符号化を行うことなくＤＦＥを行った場合に、精度のよいチャネル推定を行うことができる。また、バースト誤りが発生した場合でも、バースト誤りの影響を受けにくくなる。さらに、第１の実施形態では、第１変調シンボルが帯域の中心付近にまとめてマッピングされている特許文献２と比べてインタリーブのランダム性が向上するため、ダイバーシティ効果により受信性能が向上する。

第１の実施形態において、図４に示されるように変調器１０５Ａ及び１０５Ｂの後に重み乗算器１２１Ａ及び１２１Ｂをそれぞれ挿入してもよい。この場合、重み乗算器１２１Ａで乗じる重み係数の絶対値を重み乗算器１０５Ｂで乗じる重み係数の絶対値よりも大きくする、言い換えれば重み乗算器１２１Ｂで乗じる重み係数の絶対値を重み乗算器１０５Ａで乗じる重み係数の絶対値より小さくする。これによって第１変調シンボルの信号対雑音比（ＳＮＲ）が第２変調シンボルと比べて相対的に高くなるため、チャネル推定器２０６において第１変調シンボルを用いて行われるチャネル推定の精度を向上させることができる。

＜第１の実施形態におけるサブキャリア割り当て例＞
図５〜図１４を用いて、第１の実施形態においてサブキャリア割り当て器１０６で行われるサブキャリア割り当ての例を説明する。第１の実施形態においては、第１変調シンボルを周波数方向、時間軸方向、またはその両方向に一様に分散させて第１サブキャリアに割り当てることにより、チャネル推定の精度を向上させる。図５〜図１４では横軸を周波数軸、縦軸を時間軸として変調シンボル毎のサブキャリア割り当ての例を示している。

図５〜図８は、情報ビット列に割り当てられるサブキャリアが１ＯＦＤＭシンボル内に限られる場合のサブキャリア割り当ての例を示している。図５は、符号化率１／３の場合の例を示しており、２個おきの第１サブキャリア（周波数方向に離散したサブキャリア）に第１変調シンボルを割り当てることで、第１変調シンボルを一様に分散させることができる。言い換えれば、第１変調シンボルは周波数方向に等間隔で配置された第１サブキャリアに割り当てられる。このようにすることにより、周波数方向のチャネル変動に対する推定精度が向上する。

図６及び図７は、符号化率が３／５の場合の例を示している。符号化率が３／５の場合、情報ビット列とパリティビット列の長さの比は１：（５／３−１）＝３：２になる。変調器１０５Ａ及び１０５Ｂが同じ変調方式を用いている場合、第１変調シンボルと第２変調シンボルの長さの比も３：２になる。従って、図６や図７のように第１変調シンボルを周波数方向に完全に等間隔で配置することはできないが、周波数帯域全体でみると一様に分散して配置させることができる。

このように第１変調シンボルと第２変調シンボルの比によっては、第１変調シンボルをサブキャリアに対して完全に等間隔で割り当てることができない場合があるが、この場合は周波数帯域全体で見たときに第１変調シンボルを一様に分散して第１サブキャリアに割り当てればよい。さらに、第１変調シンボルを完全に等間隔で第１サブキャリアに割り当てることができる場合であっても、一部の間隔を他と変えてもよい。

変調器１０５Ａ及び１０５Ｂが異なる変調方式を用いてもよい場合、第１変調シンボルと第２変調シンボルの比を調整することができる。例えば、符号化率が２／５の場合の例では、情報ビットとパリティビットの比は１：（５／２−１）＝２：３になる。ここで変調器１０５Ａでは１６ＱＡＭ変調を行い、変調器１０５Ｂでは６４ＱＡＭ変調を行った場合、１変調シンボル当たりのビット数はそれぞれ４ビット及び６ビットであるため、第１変調シンボルと第２変調シンボルの比は１：１になる。これにより、図８のように第１変調シンボルを周波数方向に等間隔で分散させて第１サブキャリアに割り当てることができる。

図９〜図１４は、情報ビット列に割り当てられたサブキャリアが複数のＯＦＤＭシンボルにわたる場合のサブキャリア割り当ての例を示している。図９は、符号化率が１／３の場合の例である。第１変調シンボルを図９のように周波数方向及び時間方向に一様に分散させて第１サブキャリアに割り当てると、周波数方向と時間方向の両方向において精度のよいチャネル推定を行うことができる。

第１変調シンボルを図１０のように周波数方向に一様に分散させて第１サブキャリアに割り当てると、周波数方向において精度のよいチャネル推定を行うことができる。第１変調シンボルを図１１のように時間方向に一様に分散させて配置すると、時間方向において精度のよいチャネル推定を行うことができる。

周波数方向のチャネル変動が時間方向のチャネル変動に比べて大きい場合には図１０の割り当てを用い、時間方向のチャネル変動が周波数方向のチャネル変動に比べて大きい場合には図１１の割り当てを用い、周波数方向及び時間方向のチャネル変動に大きな差がない場合は、図９の割り当てを用いることにより、精度のよいチャネル推定を行うことができる。

図１２〜図１４は、符号化率が１／６の場合の例を示している。第１変調シンボルを図１２のように周波数方向及び時間方向に一様に分散させて第１サブキャリアに割り当てると、周波数方向及び時間方向の両方向において精度のよいチャネル推定を行うことができる。図９の例と同様に、周波数方向のチャネル変動が時間方向のチャネル変動に比べて大きい場合には図１３の割り当てを用い、時間方向のチャネル変動が周波数方向のチャネル変動に比べて大きい場合には図１４の割り当てを用い、周波数方向及び時間方向のチャネル変動に大きな差がない場合は、図１２の割り当てを用いることにより、精度のよいチャネル推定を行うことができる。

（第２の実施形態）
図１５〜図２２を参照して本発明の第２の実施形態について説明する。
＜無線送信装置＞
図１５に示されるように、第２の実施形態に従う無線送信装置では、図１に示した第１の実施形態に従う無線送信装置に対して、パイロット系列生成器１２２及び変調器１０５Ｃが追加されている。パイロット系列生成器１２２では、チャネル推定のためのパイロット系列が発生される。パイロット系列は変調器１０５Ｃにより変調され、第３変調シンボルが生成される。変調器１０５Ａ及び１０５Ｂと同様に、変調器１０５Ｃにおいても従来知られている種々のディジタル変調方式、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＦＳＫ、１６ＱＡＭ、あるいは６４ＱＡＭなどの変調方式が利用される。

第３変調シンボルはサブキャリア割り当て器１０６に入力され、パイロット系列に割り当てられている第３サブキャリアに割り当てられる。この場合、変調器１０５Ａから出力される第１変調シンボルは、第３変調シンボルと共に周波数方向及び時間方向の少なくとも一方の方向に一様に分散して第１サブキャリアに割り当てられる。変調器１０５Ｂから出力される第２変調シンボルは、情報ビット列に割り当てられたサブキャリアのうち第１変調シンボルが割り当てられなかった第２サブキャリアに割り当てられる。

サブキャリア割り当て器１０６でサブキャリア割り当てがなされた信号は、ＩＦＦＴユニット１０７を経てＯＦＤＭ変調が行われ、ＯＦＤＭ信号が生成される。ＯＦＤＭ信号は、無線部１０８においてＲＦ帯の周波数にアップコンバートされて送信ＲＦ信号とされ、さらに送信ＲＦ信号は電力増幅がなされた後、送信アンテナ１０９に供給されることによって送信される。

＜無線受信装置＞
図１６は、図１５に示した無線送信装置に対応する無線受信装置を示している。図３に示した第１の実施形態に従う無線受信装置と比較すると、ＦＦＴユニット２０３より出力されるサブキャリア毎の信号から、信号分離器２０４によって第１変調シンボル、第２変調シンボル及び第３変調シンボルが分離され、第１変調シンボルに加えて第３変調シンボルがチャネル推定器２０６に入力される点が異なる。チャネル推定器２０６では、誤りが検出されないとき第１変調シンボル及び第３変調シンボルを用いてチャネル推定を行い、チャネル推定値をチャネル等化器２０５に与える。

このように第２の実施形態によれば、情報ビット列に対応する第１変調シンボルが周波数方向に分散して第１サブキャリアに割り当てられると共に、誤り検出結果によらずチャネル推定に使用できるパイロット系列に対応する第３変調シンボルが周波数方向及び時間方向の少なくとも一方の方向に一様に分散されて第３サブキャリアに割り当てられている。このため、受信装置で再符号化を行うことなくＤＦＥを行った場合、さらに精度のよいチャネル推定を行うことができる。また、バースト誤りが発生した場合でも、バースト誤りその影響を受けにくくなり、さらにインタリーブのランダム性の向上によりダイバーシティ効果による受信性能の向上が図られることは、第１の実施形態と同様である。

第２の実施形態においても、図１７に示されるように変調器１０５Ａ，１０５Ｂ及び１０５Ｃの後に重み乗算器１２１Ａ，１２１Ｂ及び１２１Ｃをそれぞれ挿入してもよい。この場合、重み乗算器１２１Ａで乗じる重み係数の絶対値及び重み乗算器１２１Ｃで乗じる重み係数の絶対値を重み乗算器１２１Ｂで乗じる重み係数の絶対値よりも大きくすると、第１変調シンボル及び第３変調シンボルのＳＮＲが第２変調シンボルと比べて相対的に高くなるため、第１変調シンボル及び第３変調シンボルを用いて行うチャネル推定の精度をより効果的に向上させることができる。

＜第２の実施形態におけるサブキャリア割り当て例＞
図１８〜図２１を用いて、第２の実施形態においてサブキャリア割り当て器１０６で行われるサブキャリア割り当ての例を説明する。第２の実施形態においては、第１変調シンボル及び第３変調シンボルを周波数方向、時間軸方向、またはその両方向に一様に分散させて第１サブキャリア及び第３サブキャリアに割り当てることにより、チャネル推定の精度を向上させる。図１８〜図２１では、図５〜図１４と同様に横軸を周波数軸、縦軸を時間軸として変調シンボル毎のサブキャリア割り当ての例を示している。

図１８は、情報ビット列に割り当てられたサブキャリアが１ＯＦＤＭシンボル内に限られ、かつ符号化率が１／３の場合のサブキャリア割り当ての例を示している。図１８の例では、第３変調シンボルは周波数方向に一定の第１周期（図の例では、４サブキャリア分の周期）で配置されており、第１変調シンボルは同じく第１周期で、かつ第３変調シンボルに対して第１周期の半分（図の例では、２サブキャリア分の周期）だけ周波数方向にずれた位置に配置されている。

このように第１変調シンボル及び第３変調シンボルを第１サブキャリア及び第３サブキャリアに割り当てると、第１変調シンボルと第３変調シンボルが共に周波数方向に一様に分散することにより、第１変調シンボル及び第３変調シンボルを用いてより精度のよいチャネル推定を行うことができる。

また、図１８の割り当てでは第３変調シンボルだけでみても周波数方向に一様に分散するように配置されているので、情報ビット列で誤りが検出された場合に、第３変調シンボルだけを使ってチャネル推定を行う場合においても、精度のよいチャネル推定を行うことができる。

図１９〜図２２は、情報ビット列に割り当てられたサブキャリアが複数のＯＦＤＭシンボルにわたる場合の割り当て例を示している。第１変調シンボル及び第３変調シンボルを図１９のように周波数方向及び時間方向に一様に分散させてサブキャリアにそれぞれ割り当てると、時間方向と周波数方向の両方に精度のよいチャネル推定を行うことができる。

第１変調シンボル及び第３変調シンボルを図２０または図２１のように周波数方向に一様に分散させてサブキャリアにそれぞれ割り当てると、周波数方向において精度のよいチャネル推定を行うことができる。

第１変調シンボル及び第３変調シンボルを図２２のように時間方向に一様に分散させてサブキャリアにそれぞれ割り当てると、時間方向において精度のよいチャネル推定を行うことができる。

図２０及び図２１は、第３変調シンボルが割り当てられている周波数位置に第１変調シンボルを割り当てる際の時間位置が異なっている。一般に、情報ビットの第１変調シンボルは、パリティビットの第２変調シンボルよりも重要度が高い。そのため、図２０のように第１変調シンボルを第３変調シンボルに近づけてサブキャリアに配置することにより、重要な第１変調シンボルに精度の高いチャネル推定値を用いることができる。

一方、第１変調シンボルに用いるチャネル推定値よりも、全体としてみたときのチャネル推定精度の向上を優先する場合には、図２１のように一部の第１変調シンボルを第３変調シンボルから離して配置する。これによって時間方向のチャネル推定精度を向上させることができ、結果として全体としてみたときのチャネル推定精度が向上する。

（第３の実施形態）
図２３〜図３１を参照して本発明の第３の実施形態について説明する。
＜無線送信装置＞
図２３に示されるように、第３の実施形態に従う無線送信装置では、図１５に示した第２の実施形態に従う無線送信装置に対して、もう一つのビット列生成器１２３及び変調器１０５Ｄが追加されている。

前述したビット列生成器１０１が例えばＣＣＣＨのような制御情報に用いられるビット列を生成するのに対して、追加されたビット列生成器１２３は例えば本来送信すべきデータに相当するビット列を生成する。ビット列生成器１０１から出力されるビット列は、誤り検出ビット検出器１０２を介して組織符号化器１０３により符号化され、情報系列とパリティビット列が生成される。ここで、組織符号化１０３から出力される情報ビット列を第１情報ビット列と呼び、ビット列生成器１２３により生成される情報ビット列を第２情報ビット列と呼ぶ。

第１情報ビット列は追加された変調器１０５Ｄにより変調され、第４変調シンボルが生成される。変調器１０５Ａ，１０５Ｂ及び１０５Ｃと同様に、変調器１０５Ｄにおいても従来知られている種々のディジタル変調方式、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＦＳＫ、１６ＱＡＭ、あるいは６４ＱＡＭなどの変調方式が利用される。

第４変調シンボルはサブキャリア割り当て器１０６に入力され、第２情報ビット列に割り当てられた第４サブキャリアに割り当てられる。この場合、変調器１０５Ａから出力される第１変調シンボルは、第３変調シンボルと共に一様に分散して第１サブキャリアに割り当てられる。変調器１０５Ｂから出力される第２変調シンボルは、第１情報ビット列に割り当てられたサブキャリアのうち第１変調シンボルが割り当てられなかった第２サブキャリアに割り当てられる。変調器１０５Ｄから出力される第４変調シンボルは、周波数方向及び時間方向の少なくとも一方の方向に一様に分散して、第２情報ビット列に割り当てられた第４サブキャリアに割り当てられる。

＜無線受信装置＞
図２４は、図２４に示した無線送信装置に対応する無線受信装置を示している。図１５に示した第２の実施形態に従う無線受信装置と比較すると、以下の点が異なる。すなわち、ＦＦＴユニット２０３より出力されるサブキャリア毎の信号から、信号分離器２０４によって第１変調シンボル、第２変調シンボル及び第３変調シンボルに加えてさらに第４変調シンボルが分離され、第４変調シンボルは新たに追加されたチャネル等化器２２１に入力される。チャネル等化器２２１では、第４変調シンボルのチャネル等化が行われる。チャネル等化後の第４変調シンボルは、追加された復調器２２２により復調され、さらに復号器２２３によって復号されることにより、第２情報ビット列２２４が再生される。

ここで、第３の実施形態において用いられる第１情報ビット列及び第２情報ビット列について詳細に説明する。第１情報ビット列が受信装置で誤りなく受信された場合、第１情報ビット列を変調して得られる第１変調シンボルがチャネル推定に用いられ、算出されたチャネル推定値が第１情報ビット列及び第２情報ビット列の復調に用いられる。すなわち、第１情報ビット列の受信性能は、第１情報ビット列と第２情報ビット列の受信性能の両方に影響する。そのため、第１情報ビット列については第２情報ビット列よりも誤り率が低くなるように設定することが望ましい。例えば、変調方式を誤り率特性が小さいものに変えたり、符号化率を低くしたり、電力を高くしたりといったことが考えられる。

一般に、データを送信する際にはそれに対応する制御情報も同時に送信される。この場合、情報の重要性から制御情報の誤り率特性を低く設定することが望ましい。この関係と第１情報ビット列及び第２情報ビット列との関係を考慮して、第１情報ビット列に第２情報ビット列を制御する情報（ＣＣＣＨ）を含ませることが有効である。

このように第３の実施形態によると、第１情報ビット列に対応する第１変調シンボルが周波数方向に分散して第１サブキャリアに割り当てられると共に、誤り検出結果によらずチャネル推定に使用できるパイロット系列に対応する第３変調シンボルが周波数方向に一様に分散されて第３サブキャリアに割り当てられている。このため、受信装置で再符号化を行うことなくＤＦＥを行った場合、精度のよいチャネル推定を行うことができる。

また、第１変調シンボル及び第３変調シンボルを用いて得られるチャネル推定値を第２情報ビット列が変調された第４変調シンボルのチャネル等化にも用いることにより、第２情報ビット列の受信性能についても向上させることができる。さらに、バースト誤りが発生した場合でも、バースト誤りその影響を受けにくくなり、さらにインタリーブのランダム性の向上によりダイバーシティ効果による受信性能の向上が図られることは、第１及び第２の実施形態と同様である。

第３の実施形態においても、図２５に示されるように変調器１０５Ａ，１０５Ｂ，１０５Ｃ及び１０５Ｄの後に重み乗算器１２１Ａ，１２１Ｂ，１２１Ｃ及び１２１Ｄをそれぞれ挿入してもよい。この場合、重み乗算器１２１Ａで乗じる重み係数の絶対値及び重み乗算器１２１Ｃで乗じる重み係数の絶対値を重み乗算器１２１Ｂで乗じる重み係数の絶対値及び重み乗算器１２１Ｄで乗じる重み係数の絶対値よりも大きくすると、第１変調シンボル及び第３変調シンボルのＳＮＲが第２変調シンボル及び第４変調シンボルと比べて相対的に高くなるため、第１変調シンボル及び第３変調シンボルを用いて行うチャネル推定の精度を向上させることができる。

＜第３の実施形態におけるサブキャリア割り当て例＞
図２６〜図３１を用いて、第３の実施形態においてサブキャリア割り当て器１０６で行われるサブキャリア割り当ての例を説明する。第３の実施形態においては、第２の実施形態と同様に第１変調シンボル及び第３変調シンボルを周波数方向、時間軸方向、またはその両方向に一様に分散させてサブキャリアに割り当てることにより、チャネル推定の精度を向上させる。図２６〜図３１では、図５〜図１４及び図１８〜図２１と同様に横軸を周波数軸、縦軸を時間軸として変調シンボル毎のサブキャリア割り当ての例を示している。

＜第３の実施形態におけるサブキャリア割り当て例＞
図２６〜図３１を用いて、第３の実施形態におけるサブキャリア割り当て器の動作を説明する。第３の実施形態においては第２の実施形態と同様に、第１変調シンボルと第３変調シンボルを合わせて、周波数方向、時間軸方向、またはその両方で一様に分散させて配置することにより、チャネル推定の精度を向上させる。図１８〜図２１では、図５〜図１４と同様に横軸を周波数軸、縦軸を時間軸として変調シンボル毎のサブキャリア割り当ての例を示している。

図２６は、情報ビット列及び第２ビット列に割り当てられたサブキャリアが１ＯＦＤＭシンボル内に限られ、かつ符号化率が１／３の場合のサブキャリア割り当ての例を示している。図２６の例では、第３変調シンボルが周波数方向にある一定の第３周期（図の例では８サンプリング分の周期）で配置されており、第１変調シンボルは同じく第３周期で、かつ第３変調シンボルに対して第３周期の半分（図の例では、４サンプリング分の周期）だけ周波数方向にずれた位置に配置されている。

また、図２６の割り当てでは第３変調シンボルだけでみても周波数方向に一様に分散するように配置されているので、情報ビット列で誤りが検出された場合に、第３変調シンボルだけを使ってチャネル推定を行う場合においても、精度のよいチャネル推定を行うことができる。

さらに、図２６の割り当てでは第２変調シンボルは第３変調シンボルに近接するように第２サブキャリアに割り当てられている。このようにすることで、第３変調シンボルに対して第２変調シンボルによる精度の高いチャネル推定値を用いてチャネル等化を行うことができ、情報ビット列の受信性能を向上させることができる。

図２７〜図３１は、情報ビット列に割り当てられた第１サブキャリア及び第２ビット列に割り当てられた第２サブキャリアが複数のＯＦＤＭシンボルにわたる場合の割り当て例を示している。第１変調シンボル及び第３変調シンボルを図２７のように周波数方向及び時間方向に一様に分散させて第１サブキャリア及び第３サブキャリアにそれぞれ割り当てると、時間方向と周波数方向の両方に精度のよいチャネル推定を行うことができる。

第１変調シンボル及び第３変調シンボルを図２８のように周波数方向に一様に分散させて第１サブキャリア及び第３サブキャリアに割り当てると、周波数方向において精度のよいチャネル推定を行うことができる。

第１変調シンボル及び第３変調シンボルを図２９のように時間方向に一様に分散させて第１サブキャリア及び第３サブキャリアに割り当てると、時間方向において精度のよいチャネル推定を行うことができる。

図３０及び図３１のように、第３変調シンボルを周波数方向及び時間方向に一様に分散させて第３サブキャリアに割り当て、第１変調シンボルを第３変調シンボル間を補完するように第１サブキャリアに割り当ててもよい。このようにすることで、第３変調シンボルだけを使ったチャネル推定においても、周波数方向及び時間方向の両方においてチャネル推定精度を高くすることができるだけでなく、第１変調シンボルを使った場合にはさらにチャネル推定精度を高めることができる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

第１の実施形態に従う無線送信装置を示すブロック図組織符号化器を示すブロック図第１の実施形態に従う無線受信装置を示すブロック図第１の実施形態に従う無線送信装置の変形例を示すブロック図第１の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第１の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第１の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第１の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第１の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第１の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第１の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第１の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第１の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第１の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第２の実施形態に従う無線送信装置を示すブロック図第２の実施形態に従う無線受信装置を示すブロック図第２の実施形態に従う無線送信装置の変形例を示すブロック図第２の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第２の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第２の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第２の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第２の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第３の実施形態に従う無線送信装置を示すブロック図第３の実施形態に従う無線受信装置を示すブロック図第３の実施形態に従う無線送信装置の変形例を示すブロック図第３の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第３の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第３の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第３の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第３の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図第３の実施形態におけるサブキャリア割り当て例を示す図

符号の説明

１０１・・・ビット列生成器
１０２・・・誤り検出ビット付加器
１０３・・・組織符号化器
１０４Ａ，１０４Ｂ・・・インタリーバ
１０５Ａ，１０５Ｂ，１０５Ｃ，１０５Ｄ・・・変調器
１０６・・・サブキャリア割り当て器
１０７・・・ＩＦＦＴユニット
１０８・・・無線部
１０９・・・送信アンテナ
１２１Ａ，１２１Ｂ，１２１Ｃ，１２１Ｄ・・・重み乗算器
１２２・・・パイロット系列生成器
１２３・・・ビット列生成器
２０１・・・受信アンテナ
２０２・・・無線部
２０３・・・ＦＦＴユニット
２０４・・・信号分離器
２０５・・・チャネル等化器
２０６・・・チャネル推定器
２０７・・・復調器
２０８・・・デインタリーバ
２０９・・・復号器
２１０・・・誤り検出器
２１２・・・パイロット系列生成器
２２１・・・チャネル等化器
２２２・・・復調器
２２３・・・復号器

Claims

送信すべきビット列に誤り検出ビットを付加する付加器と；
前記誤り検出ビットが付加されたビット列に組織符号化を施して情報ビット列及びパリティビット列を生成する符号化器と；
前記情報ビット列を変調して第１変調シンボルを生成する第１の変調器と；
前記パリティビット列を変調して第２変調シンボルを生成する第２の変調器と；
前記第１変調シンボルを周波数方向及び時間方向の少なくとも一方の方向に分散させて複数の第１サブキャリアに割り当て、前記第２変調シンボルを前記第１サブキャリアと異なる複数の第２サブキャリアに割り当てる割り当て器と；
前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアを用いて前記第１変調シンボル及び第２変調シンボルに対して直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調を行ってＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ変調器と；
前記ＯＦＤＭ信号をＲＦ信号に変換して送信する送信部と；を具備する無線送信装置。
前記第１変調シンボルに第１の重み係数を乗じる第１乗算器と；
前記第２変調シンボルに前記第１の重み係数の絶対値より小さな絶対値の第２の重み係数を乗じる第２乗算器と；をさらに具備する請求項１記載の無線送信装置。
パイロット系列を変調して第３変調シンボルを生成する第３の変調器をさらに具備し、
前記割り当て器は、前記第３変調シンボルを分散させて前記第１サブキャリア及び前記第２サブキャリアと異なる第３サブキャリアに割り当てるように構成される請求項１記載の無線送信装置。
前記第１変調シンボルに第１の重み係数を乗じる第１乗算器と；
前記第２変調シンボルに前記第１の重み係数の絶対値より小さな絶対値の第２の重み係数を乗じる第２乗算器と；
前記第３変調シンボルに前記第２の重み係数の絶対値より大きな絶対値の第３の重み係数を乗じる第３乗算器と；をさらに具備する請求項２記載の無線送信装置。
送信すべきビット列に誤り検出ビットを付加する付加器と；
前記誤り検出ビットが付加されたビット列に組織符号化を施して第１情報ビット列及びパリティビット列を生成する符号化器と；
前記第１情報ビット列を変調して第１変調シンボルを生成する第１の変調器と；
前記パリティビット列を変調して第２変調シンボルを生成する第２の変調器と；
パイロット系列を変調して第３変調シンボルを生成する第３の変調器と；
第２情報ビット列を変調して第４変調シンボルを生成する第４の変調器と；
前記第１変調シンボルを周波数方向及び時間方向の少なくとも一方の方向に分散された第１サブキャリアに割り当て、前記第２変調シンボルを第２サブキャリアに割り当て、前記第３変調シンボルを前記第１サブキャリアと共に周波数方向及び時間方向の少なくとも一方の方向に分散された第３サブキャリアに割り当て、前記第４変調シンボルを第４サブキャリアに割り当てる構成される割り当て器と；
前記第１変調シンボル、第２変調シンボル、第３変調シンボル及び第４変調シンボルを含む複数のシンボルに直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調を行ってＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ変調器と；
前記ＯＦＤＭ信号を送信する送信ユニットと；を具備する無線送信装置。
前記符号化器及び第１の変調器は、前記第１情報ビット列の誤り率が前記第２情報ビット列の誤り率より低くなるように前記組織符号化及び前記第１情報ビット列の変調を行うことを特徴とする請求項５記載の無線送信装置。
前記第１情報ビット列は、前記第２情報ビット列を制御するための信号を含むことを特徴とする請求項５記載の無線送信装置。
前記第１変調シンボルに第１の重み係数を乗じる第１乗算器と；
前記第２変調シンボルに前記第１の重み係数の絶対値より小さな絶対値の第２の重み係数を乗じる第２乗算器と；
前記第３変調シンボルに前記第２の重み係数の絶対値より大きな絶対値の第３の重み係数を乗じる第３乗算器と；
前記第４変調シンボルに前記第１の重み係数の絶対値より小さな絶対値の第４の重み係数を乗じる第４乗算器と；をさらに具備する請求項５に記載の無線送信装置。
請求項１または２に記載の無線送信装置から送信されるＯＦＤＭ信号を受信する無線受信装置において、
前記ＯＦＤＭ信号を復調してサブキャリア毎の信号に分離するＯＦＤＭ復調器と；
前記サブキャリア毎の信号を前記第１変調シンボル及び前記第２変調シンボルに分離する分離器と；
チャネル推定値に従って前記第１変調シンボル及び前記第２変調シンボルのチャネル等化を行い、等化信号を得る等化器と；
前記等化信号を復調して復調信号を出力する復調器と；
前記復調信号を復号して復号データを出力する復号器と；
前記復号データの誤りを検出する誤り検出器と；
前記誤りが検出されないとき前記第１変調シンボルを用いてチャネル推定を行い、前記チャネル推定値を得る推定器と；を具備する無線受信装置。
請求項３または４に記載の無線送信装置から送信されるＯＦＤＭ信号を受信する無線受信装置であって、
前記ＯＦＤＭ信号を復調してサブキャリア毎の信号に分離するＯＦＤＭ復調器と；
前記サブキャリア毎の信号を前記第１変調シンボル、前記第２変調シンボル及び前記第３変調シンボルに分離する分離器と；
チャネル推定値に従って前記第１変調シンボル及び前記第２変調シンボルのチャネル等化を行い、等化信号を得る等化器と；
前記等化信号を復調して復調信号を出力する復調器と；
前記復調信号を復号して復号データを出力する復号器と；
前記復号データの誤りを検出する誤り検出器と；
前記誤りが検出されなければ前記第１変調シンボル及び前記第３変調シンボルを用いてチャネル推定を行い、前記誤りが検出されれば前記第３変調シンボルを用いてチャネル推定を行い、前記チャネル推定値を得る推定器と；を具備する無線受信装置。
請求項５または８に記載の無線送信装置から送信されるＯＦＤＭ信号を受信する無線受信装置であって、
前記ＯＦＤＭ信号を復調してサブキャリア毎の信号に分離するＯＦＤＭ復調器と；
前記サブキャリア毎の信号を前記第１変調シンボル、前記第２変調シンボル、前記第３変調シンボル及び前記第４変調シンボルに分離する分離器と；
チャネル推定値に従って前記第１変調シンボル及び前記第２変調シンボルのチャネル等化を行い、第１等化信号を得る第１の等化器と；
前記第１等化信号を復調して第１復調信号を出力する第１の復調器と；
前記第１復調信号を復号して復号データを出力する復号器と；
前記復号データの誤りを検出する誤り検出器と；
前記チャネル推定値に従って前記第４変調シンボルのチャネル等化を行い、第２等化信号を得る第２の等化器と；
前記第２等化信号を復調して第２復調信号を出力する第２の復調器と；
前記誤りが検出されなければ前記第１変調シンボル及び前記第３変調シンボルを用いてチャネル推定を行い、前記誤りが検出されれば前記第３変調シンボルを用いてチャネル推定を行い、前記チャネル推定値を得る推定器と；を具備する無線受信装置。
送信すべきビット列に誤り検出ビットを付加するステップと；
前記誤り検出ビットが付加されたビット列に組織符号化を施して情報ビット列及びパリティビット列を生成するステップと；
前記情報ビット列を変調して第１変調シンボルを生成するステップと；
前記パリティビット列を変調して第２変調シンボルを生成するステップと；
前記第１変調シンボルを周波数方向及び時間方向の少なくとも一方の方向に分散させて複数の第１サブキャリアに割り当て、前記第２変調シンボルを前記第１サブキャリアと異なる複数の第２サブキャリアに割り当てるステップと；
前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアを用いて前記第１変調シンボル及び第２変調シンボルに対して直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調を行ってＯＦＤＭ信号を生成するステップと；
前記ＯＦＤＭ信号をＲＦ信号に変換して送信するステップと；を具備する無線送信方法。
パイロット系列を変調して第３変調シンボルを生成するステップをさらに具備し、
前記割り当てるステップは、前記第３変調シンボルを分散させて前記第１サブキャリア及び前記第２サブキャリアと異なる第３サブキャリアに割り当てるように構成される請求項１２記載の無線送信方法。
送信すべきビット列に誤り検出ビットを付加するステップと；
前記誤り検出ビットが付加されたビット列に組織符号化を施して第１情報ビット列及びパリティビット列を生成するステップと；
前記第１情報ビット列を変調して第１変調シンボルを生成するステップと；
前記パリティビット列を変調して第２変調シンボルを生成するステップと；
パイロット系列を変調して第３変調シンボルを生成するステップと；
第２情報ビット列を変調して第４変調シンボルを生成するステップと；
前記第１変調シンボルを周波数方向及び時間方向の少なくとも一方の方向に分散された第１サブキャリアに割り当て、前記第２変調シンボルを第２サブキャリアに割り当て、前記第３変調シンボルを前記第１サブキャリアと共に周波数方向及び時間方向の少なくとも一方の方向に分散された第３サブキャリアに割り当て、前記第４変調シンボルを第４サブキャリアに割り当てる構成される割り当て器と；
前記第１変調シンボル、第２変調シンボル、第３変調シンボル及び第４変調シンボルを含む複数のシンボルに直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調を行ってＯＦＤＭ信号を生成するステップと；
前記ＯＦＤＭ信号を送信するステップと；を具備する無線送信方法。
請求項１２に記載の無線送信方法によって送信されるＯＦＤＭ信号を受信する無線受信方法において、
前記ＯＦＤＭ信号を復調してサブキャリア毎の信号に分離するステップと；
前記サブキャリア毎の信号を前記第１変調シンボル及び前記第２変調シンボルに分離するステップと；
チャネル推定値に従って前記第１変調シンボル及び前記第２変調シンボルのチャネル等化を行い、等化信号を得るステップと；
前記等化信号を復調して復調信号を出力するステップと；
前記復調信号を復号して復号データを出力するステップと；
前記復号データの誤りを検出するステップと；
前記誤りが検出されないとき前記第１変調シンボルを用いてチャネル推定を行い、前記チャネル推定値を得るステップと；を具備する無線受信方法。
請求項１３に記載の無線送信方法によって送信されるＯＦＤＭ信号を受信する無線受信方法であって、
前記ＯＦＤＭ信号を復調してサブキャリア毎の信号に分離するステップと；
前記サブキャリア毎の信号を前記第１変調シンボル、前記第２変調シンボル及び前記第３変調シンボルに分離するステップと；
チャネル推定値に従って前記第１変調シンボル及び前記第２変調シンボルのチャネル等化を行い、等化信号を得るステップと；
前記等化信号を復調して復調信号を出力するステップと；
前記復調信号を復号して復号データを出力するステップと；
前記復号データの誤りを検出するステップと；
前記誤りが検出されなければ前記第１変調シンボル及び前記第３変調シンボルを用いてチャネル推定を行い、前記誤りが検出されれば前記第３変調シンボルを用いてチャネル推定を行い、前記チャネル推定値を得るステップと；を具備する無線受信方法。
請求項１５に記載の無線送信方法によって送信されるＯＦＤＭ信号を受信する無線受信方法であって、
前記ＯＦＤＭ信号を復調してサブキャリア毎の信号に分離するステップと；
前記サブキャリア毎の信号を前記第１変調シンボル、前記第２変調シンボル、前記第３変調シンボル及び前記第４変調シンボルに分離するステップと；
チャネル推定値に従って前記第１変調シンボル及び前記第２変調シンボルのチャネル等化を行い、第１等化信号を得るステップと；
前記第１等化信号を復調して第１復調信号を出力するステップと；
前記第１復調信号を復号して復号データを出力するステップと；
前記復号データの誤りを検出するステップと；
前記チャネル推定値に従って前記第４変調シンボルのチャネル等化を行い、第２等化信号を得るステップと；
前記第２等化信号を復調して第２復調信号を出力するステップと；
前記誤りが検出されなければ前記第１変調シンボル及び前記第３変調シンボルを用いてチャネル推定を行い、前記誤りが検出されれば前記第３変調シンボルを用いてチャネル推定を行い、前記チャネル推定値を得るステップと；を具備する無線受信方法。