JP4019090B2 - 適応ピークリミッタ、ベースバンド信号処理用ｌｓｉおよび無線送信装置 - Google Patents

Description

本発明は、マルチキャリア送信信号のピーク抑圧方法、ピーク抑圧機能をもつマルチキャリア送信信号生成回路、適応ピークリミッタ、ベースバンド信号処理用ＬＳＩおよび無線送信装置に関する。

移動通信の分野では、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の技術仕様に関して、３ＧＰＰによって標準化が進んでいる。この技術仕様では、ＣＤＭＡの特徴を生かした基本受信技術（ＲＡＫＥ合成等）の他に、さらに高速な１０Ｍｂｐｓのダウンリンク高速パケット伝送（High Speed Downlink Packet Access：以下、単に、ＨＳＰＤＡということもある）の標準化も行われている。

ＨＳＤＰＡは、ダウンリンクパケット伝送を行う複数のユーザーが下り回線を共有し、各ユーザーの無線回線品質をチェックしつつ、最も適切な基地局から各ユーザーに信号を送信することで、伝送効率を向上させる技術である。この技術を用いると、５ＭＨｚの周波数帯域を用いて、１０Ｍｂｐｓの伝送レートを実現できる。

ＨＳＤＰＡにおいて使用される具体的な技術としては、適応変調（伝搬環境に応じて変調方式や符号化方式を変更する方式であり、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭなどの大容量伝送に適した多値変調が使用される）、再送信号を合成して受信品質を向上させるＨＡＲＱ、複数の基地局からの効率良いパケット伝送を実現するＦＣＳがある。

適応変調に関して、基地局は、移動局の受信品質が良いときには、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭなどの多値変調と符号化率３／４などの高レート符号化を組み合わせて送信を行い、移動局の受信品質が悪いときには、ＱＰＳＫと符号化率Ｒ＝１／４などの低レート符号化を組み合わせて送信を行う。

ＨＳＤＰＡでは、変調方式としてＱＡＭを用いるため、帯域内信号品質（ピークコードドメインエラー（ＰＣＤＥ）、エラーベクトルマグニチュード（ＥＶＭ））について、通常の第３世代基地局装置の性能規格（TS25.141 Rel.99）よりも、より厳しい性能規格（TS25.141 Rel.5）の遵守が義務付けられる。

一方、ＣＤＭＡ方式は、ユーザー多重による同時通信を実現できることが大きな特徴である。例えば基地局の設置を許可された一つの会社に割り当てられた周波数帯域に４つのチャネル（各チャネルのキャリア周波数はｆ１〜ｆ４）が含まれたとする。

この場合には、一つのチャネルに多数のユーザーのデータが多重され、そして、各チャネルの信号が、共通のアンテナから同時に送信される。つまり、４つのキャリアｆ１〜ｆ４が同時に送出される（マルチキャリア送信）。

マルチキャリア送信する場合、送信機の最終段に設けられる共通の高周波アンプの負担は重くなり、高周波アンプには、広帯域に渡るリニアリティの確保が要求される。

高周波アンプの負担を軽減するために、マルチキャリア送信されるベースバンド信号に対して、ピークリミッタを用いて、瞬時ピークを抑圧する処理を行う。

ピークリミッタについては、例えば、特許文献１、特許文献２に記載されている。
特開２００２−１６４７９９号公報 特開２００２−４４０５４号公報

従来のピークリミッタ関連技術では、ダウンリンク高速パケット伝送（ＨＳＤＰＡ）については全く考慮されていない。

ＨＳＤＰＡは、理論上はともかく、現実に実施するためには、かなりの困難を伴う高度な技術である。

しかも、上述のとおり、ＨＳＤＰＡでは、変調方式としてＱＡＭを用いるため、帯域内信号品質（ピークコードドメインエラー（ＰＣＤＥ）、エラーベクトルマグニチュード（ＥＶＭ））について、通常の第３世代基地局装置の性能規格（TS25.141 Rel.99）よりも、より厳しい性能規格（TS25.141 Rel.5）を満足させねばならない。

携帯電話等の移動体通信機器では常に、低コスト化、小型化かつ低消費電力化の面で厳しい要求がある。

従来の技術では、移動体通信機器に課される種々の制約の下で、ＨＳＤＰＡを実用化することは困難である。

例えば、ＨＳＤＰＡでは、回線品質に適応させて変調方式を変化させる。この場合、ピークリミッタの特性を、例えば、条件が一番厳しい６４ＱＡＭの場合を基準とし、ピーク抑圧を緩くすると（ピーク抑圧を強化すれば、信号の欠損により信号品質が低下してしまう）、瞬時ピークの抑圧が不十分となるから、結果的に後段の高周波アンプの負担が増大し、高周波アンプの電力効率の悪化は避けられない。

この問題を解決するためには、極めて広い帯域に渡って直線性が確保される高性能なアンプを使用する必要があるが、このような高周波アンプは高価であり、コスト面で大きな障害となる。

以上、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の通信を例にとって問題点を説明したが、同様の問題は、例えば、高速なパケット伝送を行う他の通信方式（他のＣＤＭＡ方式など）の場合でも生じる可能性がある。

本発明の目的は、送信信号のピークリミット技術や歪補償技術に関して現実的な対策を施し、移動体通信機に課される厳しい制約をクリアしつつ、送信信号の所望の特性を実現することにある。

本発明のマルチキャリア送信信号のピーク抑圧方法では、正規の信号経路における処理と同じ処理を、同じ条件で実行することにより得られるシングルキャリア信号を合成して、正規のマルチキャリア送信信号と同じマルチキャリア信号を得て、これを基礎として補正値を算出し、この補正値により、各周波数チャネルのベースバンド信号の振幅値を補正する。

このことは、シングルキャリアを合成したならば現実に生じるであろう瞬時ピークを正確に予測し、その瞬時ピークを所望のレベル内に収めるようにベースバンド信号の振幅を事前に補正していることと等価である。これにより、従来にない、きわめて信頼性の高いピーク抑圧処理を行うことができる。

また、本発明のマルチキャリア送信信号のピーク抑圧方法の一つの態様では、ベースバンド信号のピークが連続的に減少している場合でも、所定の回数分は、減少に転じる前の高いピーク値を用いて補正値を算出し、より厳しいピーク制限を課すことが可能である。

これにより、単なる適応制御ではなく、信号品質よりもピーク抑圧をより重視した適応制御を行える。すなわち、どのような場合でも、マルチキャリア信号（送信用シングルキャリアを合成した信号）の振幅値を、所定レベル以下に抑圧することができる。よって、後段の高周波アンプの負担が常に軽減されることになる。

また、本発明のピーク抑圧機能をもつマルチキャリア送信信号生成回路の一つの態様では、正規のマルチキャリア合成ルートと、まったく同じ条件のルートを経て合成したマルチキャリア信号に基づき瞬時ピークを検出し、ピーク抑圧のための補正値を算出するため、きわめて正確なキャリア抑圧補正を行うことができる。

また、本発明の適応ピークリミッタは、例えば、３.５世代移動体通信がサポートする高速ダウンリンクパケット伝送（ＨＳＤＰＡ）の実現の寄与する新規なピークリミッタである。

本発明のピークリミッタは、各周波数チャネル毎に設けられた、リミット値が適応的に更新される複数のハードリミッタをもつ。「ハードリミッタ」は、信号のピーク値を、所定値で厳密にクランプする能力をもつリミッタである。

本発明の適応ハードリミッタは、マルチキャリア送信される各周波数チャネルに対応したベースバンド信号のチップ単位で、上位レイヤー（例えば、基地局制御部のベースバンド処理ボード）から通知される、各周波数チャネル自体の使用／不使用を示すオン／オフ情報や、各周波数チャネルのチップデータに関するＨＳＤＰＡの適用／不適用を示すオン／オフ情報をアドレス情報として利用して、リミット値テーブルにアクセスし、リミット値を適応的に出力させ、これにより、ハードリミッタのクランプ値をチップ単位で微調整する。

すなわち、複数の周波数チャネルの信号を同時に送信するといっても、すべての周波数チャネルが常に使用されるとは限らないし、また、一つの周波数チャネルの送信信号のチップがＨＳＤＰＡを運用するチップデータ（変調方式としてＱＡＭが採用される）であったとしても、同時送信される他の周波数チャネルのチップデータがＨＳＤＰＡを運用するとは限らない（つまり、変調方式としてＱＰＳＫが利用される場合もあり得る）。

本発明ではこの点に着目し、周波数チャネルがオンでかつ１６ＱＡＭ等の復調条件が厳しい変調方式が採用されるチップについては、振幅値の抑圧を緩くして信号品質を重視した適応制御を行い、一方、周波数チャネルがオフの場合や、ＨＳＤＰＡが非運用のチップについては、振幅値の抑圧を強化してピーク制限を重視した適応制御を行う。

これにより、各周波数チャネルの状況に応じて、振幅抑圧を重視するべきチップデータと信号品質を重視すべきチップデータを区別し、後者のチップデータに、より多くのエネルギーを与えるように適応的な微調整を行うことができる。よって、マルチキャリア送信されるデータの中に、ＨＳＤＰＡを運用する送信データが含まれる場合であっても、３ＧＰＰの仕様書により規定される所望の信号品質を確保することが可能となる。

また、本発明のベースバンド信号処理用ＬＳＩでは、本発明の適応ピークリミッタと、本発明のピーク抑圧機能をもつマルチキャリア送信信号生成回路とを、組み合わせて使用する。

すなわち、本発明のピーク抑圧機能をもつマルチキャリア送信信号生成回路により、マルチキャリア信号のＰＡＲ（Peak to Average Ratio）値およびＣＣＤＦ（Complementary Cumulative Distribution Function）（相補累積分布関数）が、所望の許容範囲内に必ず収まるようにピークリミット処理を行い（これで送信信号のトータルのエネルギーは必ず所定範囲内となることが保証される）、その一方で、適応ピークリミッタを用いた各周波数チャネル毎にリミット値を適応制御し、各周波数チャネルの状況に応じて送信エネルギーの分配の微調整を行う。

これによりマルチキャリア信号の全体と、個別の周波数チャネルの状況の双方に配慮したきわめて効率的（合理的）な適応ピークリミット処理が実現される。つまり、ＩＭＴ２０００に準拠した高速データパケット伝送方式（ＨＳＤＰＡ）が適用される通信データを含む可能性がある複数の周波数チャネルに関して、マルチキャリア送信信号のＰＡＲ（Peak to Average Ratio）値およびＣＣＤＦ（Complementary Cumulative Distribution Function）（相補累積分布関数）が所望の許容範囲内に収まるように、確実に効果的なピーク抑圧を実現して後段の高周波アンプの負担を軽減しつつ、その一方で、各周波数チャネルに対しては、個別に、可能な限りの適応的なピーク制御を行い、信号品質の低下を防止することができる。

本発明により、最新の移動体通信を実現することができる。例えば、ＨＳＤＰＡ方式をサポートする３.５世代移動体通信に対応した、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の無線送信機を実現することができる。

以上説明したように、本発明によれば、マルチキャリア送信信号のピーク抑圧技術によって、マルチキャリア送信信号全体で見た瞬時ピークを、どのような場合でも規格内に抑えることができ、これによって、後段の高周波パワーアンプの電力利得の低下を防ぐことができる。

また、適応ピークリミッタ技術により、Ｗ−ＣＤＭＡにおけるＨＳＤＰＡを運用する場合（すなわち、変調方式が適応的に切り換わるため、より厳しい制御が求められる場合）であっても、ピークリミットと信号品質とを両立させることが可能となる。さらに、ハイブリッド歪補償回路により高精度な歪補償を行うことで、送信信号の所望の水準の品質を確保することができる。

これにより、３ＧＰＰの規格を遵守した、次世代の移動体通信を実現することが可能となる。

このように、本発明では、ＣＤＭＡ方式（Ｗ−ＣＤＭＡ方式を含む）の送信系回路において不可欠の技術であるピークリミット技術や歪補償技術に関して、高速データパケット伝送等の実現を考慮した現実的な対策を施すことにより、移動体通信機に課される厳しい制約をクリアしつつ、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式におけるダウンリンク高速パケット伝送（ＨＳＤＰＡ）を実現することができる。

次に、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。

図１は、本発明の適応ピークリミッタと、ピーク抑圧機能をもつマルチキャリア信号生成回路とを併用し、さらに、高精度な歪補償を行うハイブリッド歪補償回路を組み合わせたＷ−ＣＤＭＡ方式の無線送信装置（無線基地局装置）の全体構成を示すブロック図である。

図中、ベースバンド信号処理部（ベースバンド信号処理用ＬＳＩ）６００は、一点鎖線で囲まれて示されている。

また、適応ピークリミッタ４００、ピーク抑圧機能をもつマルチキャリア信号生成回路５００は共に、太い点線で囲まれて示されている。

また、ハイブリッド歪補償回路７００は、図示されるように、適応プリディストーション歪補償部１４と、フィードフォワード歪補償部３０とを組み合わせた構成を有する（その他、構成要素として、Ｄ／Ａ変換器２０、Ａ／Ｄ変換器２８、スイッチ回路ＳＷ、高周波アンプ３２を具備する）。

以下、アンテナから４つの周波数チャネルを同時に送信できるものとして、説明する。

図１の左上に記載されるように、周波数チャネルＣＨ１には、送信データｄ１〜ｄ３が多重され、同様に、周波数チャネルＣＨ２〜ＣＨ４にはそれぞれ、送信データｄ４〜ｄ６、ｄ７〜ｄ９、ｄ１０〜ｄ１２が多重される。

ユーザー信号の多重部２００ａ〜２００ｄは、各周波数チャネルに対応して設けられており、図示されるように、複数の拡散部２と、拡散後の各ユーザー信号を多重する多重回路４とを具備する。

適応ピークリミッタ４００は、各周波数チャネル毎に設けられているハードリミッタ３００と、リミット値出力回路３５０（アドレス変換回路３５２と、リミット値テーブル（ＲＯＭ）３５４とを具備する）。

アドレス変換回路は、チップ単位で、上位レイヤー（例えば、基地局制御部のベースバンド処理ボード）から通知される、各周波数チャネル自体の使用／不使用を示すオン／オフ情報（Ｆ１〜Ｆ４）や、各周波数チャネルのチップデータに関するＨＳＤＰＡの適用／不適用を示すオン／オフ情報（ＤＰ１〜ＤＰ４）をＲＯＭ参照用のアドレスに変換し、リミット値テーブル（ＲＯＭ）３５４にアクセスして、適応リミット値ＬＩＭを出力させる。

適応ピークリミッタ４００については、図１３〜図１７を用いて、後に具体的に説明する。

ピーク抑圧機能をもつマルチキャリア信号生成回路５００は、４つの周波数チャネルＣＨ１〜ＣＨ４に対して、ｎ倍補間（ｎは２以上の整数）ならびに直交変調（直交キャリアｅ１〜ｅ４の乗算によるシングルキャリア信号化）を行い、各シングルキャリア信号を合成してマルチキャリア送信信号を生成すると共に、マルチキャリア送信信号とまったく同じマルチキャリア信号を正規の信号処理ルートとは別のルートで生成し、そのマルチキャリア信号に基づいて瞬時ピークを補正するための補正値を算出し、その補正値を正規の信号処理ルートに戻して、各周波数チャネルのベースバンド信号にピーク抑圧処理を施す、という動作を行う。

なお、各周波数チャネルＣＨ１〜ＣＨ４のベースバンド信号は、Ｉ相（同相）、Ｑ相（直交）の２つの信号からなるが、図面作成の便宜のため、図中、１つの信号線にて示している。

ｎ倍補間ならびに直交変調を行う部分の回路構成は、どの周波数チャネルについても同じであるため、ここでは、周波数チャネルＣＨ１について説明を行う。

ｎ倍補間ならびに直交変調を行う部分の回路は、正規の信号処理ルート（図中、太い矢印で示される）の他に、ピーク補正値を算出するための基礎となるマルチキャリア信号を合成し、これに基づいて補正値を算出して、正規の信号ルートに戻すルートをもつ。

正規の信号処理ルート（図中、太い矢印で示される信号経路）は、第１の遅延回路５０８（補正値算出に要する時間およびＬＰＦ５０４の郡遅延分だけ信号を遅延させる働きをする）と、補正値を乗算するための乗算器５１２と、ｎ倍補間回路５１４（所定の広い周波数帯域の信号処理を行えるようにするため、クロックの周波数を増大させる必要から補間を行う）と、信号の帯域を制限するためのローパスフィルタ（ＬＰＦ）５１６と、直交変調用の乗算器５１８と、乗算器５１８を通過した各シングルキャリア信号を合成する合成器５９０と、を有する。

直交変調は、各チャネルのＩ，Ｑの各信号に、キャリアｅ１（〜ｅ４）を乗算することで実現される。

例えば、直交変調は、使用する周波数チャネルがＣＨ１（キャリア周波数ｆ１）とＣＨ２（キャリア周波数ｆ２）で、ある場合、周波数シフトする周波数をｆｃとした場合、キャリア周波数ｆ１で送信する信号については、ｆ１−ｆｃのキャリアを乗算し、キャリア周波数ｆ２で送信する信号については、ｆ２−ｆｃのキャリアを乗算して直交変調する。

キャリアｅ１（〜ｅ４）の乗算は、補正値算出のための信号処理経路でも同様に行う必要がある。よって、図１の回路では、補正値算出のための信号処理経路にてキャリアｅ１（〜ｅ４）を乗算した後、第２の遅延回路５１０にて、補正値算出に要する時間およびローパスフィルタ（ＬＰＦ）５１６の群遅延分だけそのキャリアを遅延させた後、正規の信号処理経路における直交変調を行うようにしている。

一方、図１の回路では、補正値算出の基礎となるマルチキャリア信号を合成する信号経路が、正規の信号処理ルートとは別に設けられている。この信号経路の構成（ｎ倍補間回路５０２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０４、乗算器５０６、合成器５５０をもつ）や、その経路における信号処理タイミング等の条件は、正規の信号処理ルートとまったく同じである。

また、合成されたマルチキャリア信号に基づいてピーク補正値を算出する補正値算出部５７０は、ピーク検出部５７２と、相対比較／判定部５７４と、補正値算出部５７６と、を有する。

相対比較／判定部５７４には、ピーク抑圧制御パラメータが外部から与えられ、これにより、信号品質ならびにピーク抑圧のそれぞれの相対的な重要度に応じて、ピーク抑圧性能を微調整できる。

また、補正値算出部５７６には、外部からピークリミット値が与えられる。

補正値算出部５７６から出力される補正値は、正規の信号処理ルートの乗算器５１２にて、ベースバンド信号に乗算されて振幅の補正が行われる。

このようにして生成されたマルチキャリア信号は、ハイブリッド歪補償回路７００にて歪補償された後、基地局装置のアンテナ（ＡＴＮ）を介して多数の移動端末（不図示）に向けて送信される。

3GPP TS 25.104で規定されるスペクトラムエミッションマスクの帯域は、送信信号の帯域を中心として、その上側および下側に約１ＧＨｚまでカバーする極めて広い帯域となっている。このような広い帯域において発生する高次の歪成分を取り除くことは、通常のプリディストーション回路ではまったく不可能のであるが、ハイブリッド歪補償回路７００を用いることにより、このような厳しい仕様にも応えることができるようになる。

これにより、ＨＳＤＰＡをサポートした３.５世代のＷ−ＣＤＭＡ方式の移動体通信が実現される。

以下、ピーク抑圧機能をもつマルチキャリア信号生成回路と、適応ピークリミッタと、ハイブリッド歪補償回路について、より具体的に、順次、説明する。

図２は、ピーク抑圧機能をもつマルチキャリア信号生成回路の構成を示すブロック図である（図１に示される回路と同じ構成である）。

図２において、参照符号５３０ａ〜５３０ｄはそれぞれ、振幅補正後のベースバンド信号を直交変調してシングルキャリア信号とする部分の回路である。

補正値算出部５７０は、正規の信号処理経路とまったく同じ処理を経て合成されるマルチキャリア信号に基づき、補正値を算出する。

シングルキャリア信号を実際に合成し、実際のマルチキャリア信号の瞬時ピークを検出して（ピーク検出部５７２）、そのピークを所望レベル内に抑える補正値を算出するため、確実に、マルチキャリア信号のピークを、所望のレベルに抑えることができる。

図３は、図２のピーク抑圧機能をもつマルチキャリア信号生成回路により生成されたマルチキャリア送信信号のピークパワーと平均値パワーの比（横軸）と、確率（縦軸）との関係を示すＣＣＤＦの図である。

図中、実線で示される特性線Ａ（ピーク抑圧制御パラメータ（hold-num）＝２の場合である）のように、かなり急峻なピークリミットが可能であることがわかる。

図中、特性線Ｂは、ピーク抑圧制御パラメータ（hold-num）が０の場合であり、特性線Ｃは、ピーク抑圧制御パラメータ（hold-num）＝３の場合である。

相対比較／判定部５７４に、外部から与えられるピーク抑圧制御パラメータ（hold-num）により、ピーク抑圧特性を調整することができることがわかる。

図４は、図２のピーク抑圧機能をもつマルチキャリア信号生成回路における、マルチキャリア合成前における各シングルキャリア信号の特性を示す図である。

ここで、図７（ｂ）は、図７（ａ）に示される、シングルキャリア信号のピーク抑圧を行う従来の回路におけるピーク抑圧後の信号の特性を示す図であるが、図４を、図７（ｂ）と比較することにより、図２の回路では、シングルキャリア信号に関しては、それほど極端なキャリア抑圧が行われていないことがわかる。

つまり、図２の回路では、図３のように、マルチキャリア信号ではかなりのピークリミットを行う（これにより、どのような状況でも、マルチキャリアの瞬時ピークは所定の範囲内に収まることが保証される）が、その一方で、シングルキャリア信号で見た場合には、過度なピークリミットは行われず、よって、送信信号の品質にそれほど影響を与えないことがわかる。

図５（ａ）に示されるように、位相平面上で異なる位相，振幅をとる各シングルキャリア信号Ｘ、Ｙ、Ｚについて、各シングルキャリア信号毎にピークリミットを行うと、図示されるように、リミット値の円からはみ出る部分は、すべてクランプされてしまうが、マルチキャリア信号についてピークリミットを行う場合には、各シングルキャリア信号Ｘ、Ｙ、Ｚを合成して得られるベクトルＲ（各シングルキャリア信号のベクトル成分同士が相殺されて、振幅自体は小さくなっている）を基準としてピークリミット処理を行えばよいから、各シングルキャリア信号について見れば、過度の振幅リミットがなされないことになる。

そして、図２の回路では、マルチキャリア信号を実際に合成し、その瞬時ピークを検出して、その瞬時ピークを抑えるように補正値を算出するため、確実に瞬時ピークの抑圧が可能となる。このような、極めて信頼性の高いマルチキャリアのピークリミットが行われるので、ＨＳＤＰＡ方式の適用時のように、厳しい条件が課される場合でも、所定の規格を満足させることができる。

さらに、本発明では、キャリア抑圧制御パラメータ（hold-num）の設定により、ピーク抑圧特性を微調整することができる。

なお、図６（ａ）は、シングルキャリアＳ１についてリミット処理を行う従来のピークリミット回路を示しており、図６（ｂ）は、シングルキャリア信号Ｓ１につての特性を示す図である。

また、図７（ａ）は、図６（ａ）と同じ従来のピークリミット回路を示しており、図７（ｂ）は、ピーク抑圧後、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０３を通過した信号の特性を示している。

シングルキャリア信号の段階でピークを抑圧しても、ローパスフィルタを通すことで、再びピークが発生し、ピーク抑圧の度合は、図３に示される本発明の回路におけるピーク抑圧特性に比べて、かなり悪いことがわかる。

また、図８（ａ）は、図６（ａ）の従来のピークリミット回路を並列に用いてマルチキャリア信号を合成する従来の回路を示しており、図８（ｂ）は、図８（ａ）の回路から出力されるマルチキャリア信号Ｓ３の特性を示す図である。

次に、図２の下側に示される、補正値算出部５７０における、ピーク検出部５７２、相対比較／判定部５７４、補正値算出部５７６の各部の動作を、図９〜図１２を用いて、説明する。

ピーク検出部５７２は、図９に示すように、１６チップ毎に（１６チップ分のベースバンド信号を、便宜上、Ａ（ｎ＋１）〜Ａ（ｎ＋２）とする）、ベースバンド信号の振幅のピーク値（Ｍ（ｎ）〜Ｍ（ｎ＋２））を検出する。

相対比較／判定部５７４および補正値算出部５７６は、図１０に示されるフローに基づき動作する。

すなわち、ピーク検出部５７２により検出された、今回測定のベースバンド信号の振幅のピーク値Ｍ（ｎ）に関して（ステップ８００）、相対比較／判定部５７４が、現在のピーク値よりも小さいか、および、ピーク抑圧制御パラメータ（hold-iter＝０）が、設定値（hold-numであり、ここでは２とする）と等しくないかを判定する（ステップ８０２）。

ステップ８０２の判定結果がイエスならば（この場合は、今回のピーク値が現在のピーク値よりも下降しており、その連続下降回数が１回目であることを意味する）、ピーク抑圧制御パラメータ（hold-iter）をインクリメントして更新し（ステップ８０６）、そうでなければ（この場合は、今回のピーク値が現在のピーク値よりも上昇しているか、あるいは、連続して２回下降していることを意味する）、今回の検出ピーク値を現在値とし、かつ、ピーク抑圧制御パラメータ（hold-iter）を初期化してゼロに戻す。

続いて、補正値算出部５７６が、リミット値（limit-value）と現在のピーク値を比較し（ステップ８０８）、現在のピーク値の方が大きい場合には、ピーク抑圧のための補正値を、現在のピーク値を利用して算出し（ステップ８１０）、現在のピーク値の方が小さい場合には、ピーク抑圧の必要がないから、補正値を“１”とする（ステップ８１２）。

そして、ベースバンド信号に補正値を乗算し（ステップ８１４）、次のステップに進む（ステップ８１６）。

図１１に、具体的な補正値の算出例を示す。

図示されるように、時刻ｔ（ｎ−１）からｔ（ｎ＋１）までピーク値が上昇し、その後、連続的に下降に転じ、時刻ｔ（ｎ＋５）において、リミット値（limit-value）を切ることになる。

このような場合、各時刻において、図示されるような処理がなされる。ここで注目すべきは、時刻ｔ（ｎ＋２）、ｔ（ｎ＋３）において、ピーク値が減少しているにもかかわらず、ピーク値が減少に転じる直前の大きなピーク値に基づく補正値（つまり、補正値（ｎ＋１））がそのまま使用されており、この部分では、ピークの抑圧を重視した適応制御がなされている。

次に、時刻ｔ（ｎ＋４）になると、ピーク抑圧制御パラメータの設定値（hold-num＝２）を超えて連続的にピークが下降する（３回連続）ため、信号品質の低下を防止するために、現在のピーク値を用いて緩やかな補正値（つまり、補正値（ｎ＋４））を用いたピーク制限を行う。

そして、時刻ｔ（ｎ＋５）では、ピーク制限の必要がないから、補正値は１となる。
ピーク抑圧制御パラメータの設定値（hold-num）を大きくすれば、図３に示すように、ピーク抑圧を重視した適応制御となり、微調整が可能である。

図１２に、ピーク抑圧制御パラメータの設定値（hold-num）が“０”の場合と“２”の場合の、ベースバンド信号の振幅抑圧の程度の変化を示す。図中、実線で囲まれる部分Ａ，Ｂを見れば明らかなように、ピーク抑圧制御パラメータの設定値（hold-num）が“２”の方が、ピーク抑圧の効果が大きいことがわかる。

ピーク抑圧制御パラメータの設定値（hold-num）を適切に設定すれば、どのような場合でも、マルチキャリア信号のピークを所望のレベル内に抑えることが可能となる。これにより、厳格な規格でも、確実に満足できるようになる。

次に、図１３〜図１７を用いて、適応ピークリミッタについて説明する。

図１３は、適応ピークリミッタの構成を示すブロック図である。

上述したとおり、リミット値出力回路３５０は、チップ単位で、基地局（ＢＴＳ）制御部９００のベースバンド制御ボード９１０から通知される、各周波数チャネル自体の使用／不使用を示すオン／オフ情報（Ｆ１〜Ｆ４）や、各周波数チャネルのチップデータに関するＨＳＤＰＡの適用／不適用を示すオン／オフ情報（ＤＰ１〜ＤＰ４）に基づき、リミット値テーブル（ルックアップテーブル）を参照して、リミット値ＬＩＭを出力させる。

ハードリミッタ３００は、Ｉ、Ｑの各入力信号についての振幅Ｘｎを算出する振幅算出部３１０と、算出された振幅とリミット値ＬＩＭとを比較する比較部３２０と、Ｉ、Ｑの各入力信号と、振幅Ｘｎと、リミット値ＬＩＭとから補正値を算出する補正値算出部３３０と、スイッチ回路ＳＷＴ１、ＳＷＴ２と、を有する。

スイッチＳＷＴ１、ＳＷＴ２は、比較部３２０の比較結果に応じてスイッチングされ、入力信号の振幅がリミット値ＬＩＭを超える場合には、ａ端子側に切り替えられ、入力信号の振幅がリミット値ＬＩＭ未満の場合には、ｂ端子側に切り替えられる。スイッチＳＷＴ１、ＳＷＴ２がｂ端子側に切り替えられている場合には、入力信号が、補正されることなく、そのまま出力されることになる。

図１４（ａ）は、リミット値をＰ０、Ｐ１、Ｐ２とした場合の、ハードリミッタの出力信号の特性を示す図であり、（ｂ）は、リミット値と送信信号の品質の相対的な関係を示す図である。

次に、リミット値出力回路３５０における、アドレス変換回路３５２の動作と、リミット値テーブル（ＲＯＭ）３５４の構成について、図１５、図１６を用いて、具体的に説明する。

図１５は、４つの周波数チャネルＣＨ１〜ＣＨ４（各チャネルにはＩ、Ｑの２系統の信号が含まれるため、合計で８系統の入力があることになる）のベースバンド信号の状態と、基地局（ＢＴＳ）制御部９００のベースバンド制御ボード９１０からチップ単位で通知される、各周波数チャネル自体の使用／不使用を示すオン／オフ情報（Ｆ１〜Ｆ４）、および、各周波数チャネルのチップデータに関するＨＳＤＰＡの適用／不適用を示すオン／オフ情報（ＤＰ１〜ＤＰ４）の状態とを関連付けて示すタイミング図である。

図１５では、便宜上、周波数チャネルＣＨ２、ＣＨ３のデータは記載していない。また、図中、斜線を施したチップが、ＨＳＤＰＡを運用するチップである。

図示されるように、ＨＳＤＰＡが運用されるチップについては、ＨＳＤＰＡ運用オン／オフ情報（ＤＰ１〜ＤＰ４）がハイレベルとなり、同様に、周波数チャネルが使用される場合には、周波数オン／オフ情報（Ｆ１〜Ｆ４）がハイレベルとなる。

そして、図１６に示すように、ＨＳＤＰＡ運用オン／オフ情報（ＤＰ１〜ＤＰ４）、周波数オン／オフ情報（Ｆ１〜Ｆ４）をまとめて８ビットのアドレス情報とする。この場合、各情報のオンを“１”に対応させ、オフを“０”に対応させる。

このようにすると、全部で２５６個のパターンが存在する。そして、各インデックス毎に、ＲＯＭアドレスとＲＯＭデータ（リミット値のデータ）を対応付けしてまとめておき、ＲＯＭデータ（リミット値のデータ）をＲＯＭに書き込んでルックアップテーブルを作成しておく。

図１６に記載のように、例えば、１）〜７）のシチュエーションが想定される。

各状況を考慮し、ＨＳＤＰＡを運用する周波数チャネルに対しては、運用しない周波数チャネルよりも大きいリミット値を適用し（これにより、信号品質の低下を防ぐ）、また、不使用の周波数チャネルがある場合には、その不使用の周波数チャネルの数が増えるに従って、使用される他の周波数チャネルについてのリミット値が大きくなるようにリミット値を設定する（これにより、信号品質の低下を防ぐ）ようにする。

図１６中に示されるように、リミット値Ｌ１、Ｌ２に関しては、Ｌ２＞Ｌ１の関係がある。また、Ｌ３は、周波数オン／オフビットがオンしている周波数チャネルの個数だけ“１”を加算し、この加算した数値を分母とし、分子を４とした分数を求め、これを（１／２）乗したものに、Ｌ１を乗算して求められる。同様に、Ｌ４は、周波数オン／オフビットがオンしている周波数チャネルの個数だけ“１”を加算し、この加算した数値を分母とし、分子を４とした分数を求め、これを（１／２）乗したものに、Ｌ２を乗算して求められる。

図１７（ａ）、（ｂ）は、適応ピークリミッタを適用した場合の効果の一例を示す図である。

図１７（ａ）は、信号品質を評価する指標であるエラーベクトルマグニュチュードを、ＨＳＤＰＡを運用しない場合のサンプル（白丸でプロットされている）と、ＨＳＤＰＡを運用するサンプル（半分が黒く塗りつぶされたひし形でプロットされている）の双方について、測定（シミュレーションによる測定）した結果を示す図である。

図中、基準Ａは、ＨＳＤＰＡを運用しない場合の、３ＧＰＰのＲ９９による基準（白丸でプロットされているサンプルの評価基準となる）であり、基準Ｂは、ＨＳＤＰＡを運用する場合の、３ＧＰＰのＲ５による基準（半分が黒く塗りつぶされたひし形でプロットされているサンプルの評価基準となる）である。

同様に、図１７（ｂ）は、ピークコードドメインエラーについての測定サンプルを示しており、基準Ｃが、３ＧＰＰのＲ９９による基準であり、基準Ｄが３ＧＰＰのＲ５による基準である。

図１７（ａ）、（ｂ）のいずれにおいても、信号品質の規格をクリアしていることがわかる。

また、図１８（ａ）、（ｂ）はそれぞれ、３ＧＰＰのテストモデル１およびテストモデル３を用いて、図１に示されるベースバンド信号処理ＬＳＩから出力されるマルチキャリア送信信号のピーク抑圧の度合を測定した図である。

両図から明らかなように、テストモデルを変更しても、ピーク抑圧特性の特性線の形状はほとんど変化せず、常に、所望のピーク抑圧が実現されていることがわかる。

したがって、本発明によれば、マルチキャリア送信信号全体の瞬時ピークを、どのような場合でも所望の範囲に抑えつつ、各周波数チャネルの状況に応じて、送信信号の振幅を適応的に微調整して、ピーク抑圧と信号品質の確保とを両立させることができる。

次に、図１９（および図１）に示されるハイブリッド歪補償回路（高周波パワーアンプを含む）について、具体的に説明する。

上述のとおり、ＣＤＭＡ方式のマルチキャリア通信では、他の方式の移動体通信に比較して高周波電力増幅器（パワーアンプ）に対する線形性がより高く要求される。このため、適応プリディストーションなどの歪補償技術により、パワーアンプの線形性を補償しないと電力効率が極端に悪化する。

パワーアンプの入力信号は、例えば、１５〜２０ＭＨｚの帯域幅をもつ。よって、歪成分の帯域も、１００〜２００ＭＨｚ程度にまで広がる。

この歪成分を適応プリディストーションだけで補償するためには、プリディストーション処理を施したデジタル信号を、少なくとも歪成分の帯域と同じ１００〜２００ＭＨｚ程度のサンプリング周波数でＤ／Ａ変換する必要がある。

また、適応プリディストーション処理を行おうとすると、パワーアンプの出力信号をデジタル信号処理系に帰還させる必要があるため、同様に、少なくとも歪成分の帯域と同じ１００〜２００ＭＨｚ程度のサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換を行う必要がある。

そして、更に、ＣＤＭＡ通信方式の規格によると、Ｄ／Ａ変換器やＡ／Ｄ変換器には、１２ビット〜１６ビットにも及ぶ分解能が要求される。

現在の半導体技術では、高分解能（１２〜１６ビット）を確保しつつ、１００〜２００ＭＨｚで動作可能なＤ／Ａ変換器やＡ／Ｄ変換器を製造することは非常に困難である。

また、仮に、そのようなＤ／Ａ変換器やＡ／Ｄ変換器が製造できたとしても、動作時の電源消費量は莫大なものとなる。このことは、電力効率を向上させようとする歪補償とは逆行することになる。

このため、図１９のハイブリッド歪補償回路では、適応プリディストーション処理を適用する信号（ベースバンド入力信号）の帯域は、Ｄ／Ａ変換器やＡ／Ｄ変換器における１２〜１６ビットの分解能を達成できる周波数に限定する。

そして、それ以上の高い周波数の帯域に発生する歪（高次歪）を、デジタル信号処理により正確に特性調整をなされたフィードフォワード歪補償回路によって、効果的に取り除く。

これにより、既存のＬＳＩ技術を用いて、従来不可能であった極めて高精度の歪補償が可能となる。

以下、具体的に説明する。

図１に示されるように、このハイブリッド歪補償回路は、適応プリディストーション部（デジタル信号処理部）１４と、高周波電力増幅器３２と、２つの入力端ＴＡ１、ＴＡ２をもつフィードフォワード歪補償回路（高周波パワーアナログ回路）３０と、このフィードフォワード歪補償回路３０の２つの入力信号、出力信号、あるいはフィードフォワードループの信号のいずれかを選択的に取り出すための高周波スイッチ回路（以下、単にスイッチ回路という）ＳＷと、制御・監視部（デジタル信号処理系に属する）と、フィードフォワード歪補償回路３０の入力端ＴＡ２に与えられる基準信号（歪補償回路自体の入力信号（ＩＮ）である）の振幅（利得）・位相・遅延を調整するための振幅・位相・遅延調整器５１と、スイッチ回路ＳＷの切替を制御すると共に、各部をシーケンシャルに動作させるために必要な情報（Ｐ１、Ｐ２）を各部に与えるシーケンサ８０と、を主要な構成要素として有する。

そして、デジタル信号処理系とアナログ信号処理系との間で信号の授受を行うための信号経路には、Ｄ／Ａ変換器２０、５６と、Ａ／Ｄ変換器２８と、周波数変換回路（ＲＦキャリア発振器２４、ミキサ２２、２６、５８を構成要素とする）が介在している。

フィードフォワード歪補償回路３０は、図示されるように、歪成分（プリディストーション歪補償で除去できずに残留している線形歪成分）を含む信号をメインパスに入力するための入力端ＴＡ１と、歪を含まない基準信号をフィードフォワードループに入力するための入力端ＴＡ２を有する。なお、メインパスとは、入力端ＴＡ１と結合器３８とを結ぶ線路のことである。

また、フィードフォワードループは、信号振幅を調整するためのアッテネータ（減衰器）４２と、メインパスの信号から歪成分を分離するための結合器４６と、歪成分の信号を増幅するエラーアンプ４８と、エラーアンプ４６の出力信号の位相を反転するための移相器５０と、移相器５０の出力信号をメインパスに帰還させるための結合器３８と、を具備する。

本ハイブリッド歪補償装置は、ベースバンドデジタル信号に対して適応プリディストーション処理を行う適応プリディストーション部１４と、フィードフォワード歪補償回路３０とを複合したハイブリッド構成を有する。

ただし、これらを単純に組み合わせることは不可能である。

そこで、図１９の回路では、フィードフォワード歪補償回路３０に、２つの入力端ＴＡ１、ＴＡ２を設け、各々に、高周波電力増幅器３２の出力信号（プリディストーション歪補償では除去することができなかった残留歪成分を含む信号）と、歪を含まない基準信号をそれぞれ独立に入力する新規な構成を採用し、タイプの異なる歪補償回路の複合化を可能とした。

ハイブリッド歪補償方法における歪補償処理は、２つの処理に大別される。

つまり、フルデジタル制御の適応プリディストーション歪補償にて、Ｄ／Ａ変換器２０、５６やＡ／Ｄ変換器２８のサンプリング周波数帯域内の、高レベルの歪成分である高周波電力増幅器の低次の歪成分を高い安定性を持って取り除く。

そして、残留する低レベルの高次ＩＭ歪成分（サンプリング周波数帯域の外の成分）を、フィードフォワード歪補償処理で取り除く。これにより、従来にない、高精度の広帯域歪補償が実現する。

ここで、問題となるのは、アナログ回路を用いたフィードフォワード歪補償の精度が高くないと、適応プリディストーション歪補償で取り除くことができなかった低レベルの高次ＩＭ歪成分の除去が不十分となり、本発明がめざす、歪除去精度の飛躍的な向上を達成できないことである。

フィードフォワード歪補償回路３０における高精度の歪除去は、２つの入力端ＴＡ１、ＴＡ２に入力される２つの信号の入力レベル（振幅）、位相、遅延が完全に一致していることを前提として実現される。

そこで、図１９の歪補償回路（ハイブリッド歪補償回路）には、フィードフォワード歪補償回路３０に入力される２つの信号の振幅等を完全に一致させるための調整を行う調整機構が設けられており、この点は、本発明の歪補償回路の極めて重要な特徴である。

つまり、図１９の歪補償回路では、適応プリディストーション処理においては、フィードバックパス（フィードフォワード歪補償処理後の信号を適応プリディストーション部１４に戻すための信号経路）が必須であることに着目し、このフィードバックパスを活用して、フィードフォワード歪補償回路３０の２つの入力信号（図１９の信号Ａ１、Ａ２）や、フィードフォワードループの信号（図１９の信号Ａ３）を、デジタル信号処理系に戻す。

そして、制御・監視部６０にて、高精度なデジタル信号処理を用いて、フィードフォワード歪補償回路３０の２つの入力信号間の、振幅（利得）、初期位相、伝送遅延の差分（少なくとも、いずれかの特性についての差分）を厳密に測定する。

次に、振幅等の調整器５１にて、測定された差分がなくなるように、基準信号（歪補償回路の入力信号（ＩＮ））の振幅，位相，遅延の少なくとも一つ（実際には、これらの特性すべてを調整するのが好ましい）を調整する。

これにより、フィードフォワード歪補償回路３０の２つの入力信号間の、振幅（利得）、初期位相、伝送遅延といった特性が完全に一致し、高精度のフィードフォワード歪補償を行うための条件が整う。

また、フィードフォワード歪補償回路３０に入力される高周波電力増幅器３２の出力信号は、プリディストーション歪補償によって高レベルの歪が除去された信号である。

したがって、フィードフォワードループ中に介在するエラーアンプ４８には、高レベルの歪成分が入力されないことになる。よって、エラーアンプの電力増幅率を低めに設定することができる。このことは、消費電力の低減に貢献する。

プリディストーション処理およびフィードフォワード歪補償回路３０の２つの入力信号の特性調整が終了すると、スイッチ回路ＳＷからは、フィードフォワード歪補償回路３０の出力信号（図１の信号Ａ４）が出力され、デジタル信号処理系に戻される。

そして、制御・監視部６０は、この帰還信号の特性を監視し、所望の歪補償精度が確保できなくなったとき、プリディストーション処理およびフィードフォワード歪補償回路３０の２つの入力信号の特性調整を再度、順次、実行する。信号処理の順序は、シーケンサ８０により制御される。

以上の主要な動作（および回路の主要な状態）をまとめると、図２０に示すようになる。

すなわち、まず、スイッチ回路（ＳＷ）をｄ端子側に切り替え、適応プリディストーション処理を行う（状態１、ステップ１００）。

次に、スイッチ回路（ＳＷ）をａ端子側に切り替える。

そして、フィードフォワード歪補償回路における２つの入力信号（メインパスへの入力信号と基準信号）間の利得（振幅）、遅延、位相のインバランスを測定し、そのインバランスを解消するべく、基準信号の特性の調整を行う（状態２、ステップ１０２）。

次に、スイッチ回路（ＳＷ）をｂ端子側に切り替え、状態２における調整の結果をチェックするための状態３に移行する。

この状態３では、フィードフォワードループにおける歪信号以外の基準信号の成分の電力値（基準信号の漏れ（リーク）量）を測定する（ステップ１０４）。そして、そのリーク量がしきい値を超えているか否かを判定し、ＮＧならばステップ１０２に戻り、ＯＫならば、状態４に移行する（ステップ１０６）。

状態４では、スイッチ回路（ＳＷ）はｃ端子側に切り替えられる。そして、歪補償回路の最終出力信号を周波数スペクトル測定し、所定の基準マスクパターン（スペクトルエミッションマスクパターン）と比較し、周波数軸上での歪の抑圧状態を判定する（ステップ１０８）。

その判定の結果、周波数スペクトルが許容範囲内に抑圧されているならば（ステップ１１０）、そのまま監視を続行し、そうでなければ（ステップ１１０）、ステップ１００に戻って、上述の処理をシーケンシャルに実行する。

図２１（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ、図１９の回路における入力信号（キャリア数３）、プリディストーション信号、フィードフォワード歪補償における基準信号、出力信号の周波数スペクトルを示している。

この図から明らかなように、本発明によると、広い帯域に渡って、精度の高い歪補償を行うことができる。

このように、図１９のハイブリッド歪補償回路は、入力デジタル信号に対して、電力増幅器の非線形特性とは逆特性の歪を予め与える適応プリディストーション回路と、この適応プリディストーション回路が歪補償することができない歪成分をフィードフォワードループによって補償するフィードフォワード歪補償回路と、を有し、フィードフォワード歪補償回路には、２つの信号を個別に入力できるような２つの信号入力点が存在して、一方の信号入力点には、前記プリディストーション回路による適応プリディストーション処理を経た信号を入力し、他方の信号入力点には、前記適応プリディストーション回路による適応プリディストーション処理を経る前の前記入力デジタル信号に対応する基準信号を入力するようにして、両回路を、各々の回路の特性を最大限に引き出すことができる形態で接続したものである。

つまり、図１９の歪補償回路は、デジタル信号処理回路と高周波パワーアナログ回路をＤ／Ａ変換器およびＡ／Ｄ変換器を含む信号経路を介して接続した回路構成をもつ、フルデジタル制御方式の新規な歪補償回路である。

そして、この歪補償回路は、好ましくは、以下の（１）〜（５）の処理を行い、下記の効果を得る。

（１）適応プリディストーション処理を、デジタル信号処理にて行う。

デジタル信号処理によって、プリディストーションを実現するため、アナログ方式のプリディストーションに比べて高い精度の処理が可能である。

（２）フィードフォワード歪補償回路から高周波アナログ信号を取り出し、取り出したアナログ信号をデジタル信号に変換し、周波数スペクトル分析などの高度なデジタル信号処理を用いて、そのデジタル信号の所望の特性を極めて高精度に測定し、その測定結果を全体の回路の制御、監視の基礎とする。

つまり、アナログ信号処理とは比較にならない、高精度なデータを基礎として制御、監視を行うため、適応プリディストーション処理機能およびフィードフォワード歪補償処理機能のそれぞれが格段に向上し、歪補償能力が飛躍的に向上する。

（３）歪補償処理を複数のステージに分け、各ステージを、シーケンシャルに制御する。

通信環境は刻々と変化するものの、短時間でみれば、ある期間内では信号の特性は変化しないと見ることができる。この点に着目し、複数のステージを、所定の手順に従ってシーケンシャルに実行することで、歪補償処理を、デジタル制御によって無理なく行えるようになる。

（４）複数のステージは、例えば、適応プリディストーション処理を行う第１のステージと、フィードフォワード歪補償回路に独立に入力される２つの信号、すなわち非線形歪を含むメインパスへの入力信号と、非線形歪を含まない基準信号（フィードフォワードループに入力される信号である）の振幅、位相、遅延量といった特性を揃えるべく調整を行う第２のステージと、第２のステージによる調整の成果を確認する第３のステージと、フィードフォワード歪補償後の信号の特性を監視する第４のステージを含む。

フィードフォワード歪補償回路の２つの独立した入力信号の特性を厳密に揃える調整を必ず実行するため、前段のプリディストーション回路の存在に起因するフィードフォワード歪補償への悪影響を排除することができる。よって、適応プリディストーションとフィードフォワード歪補償の各々の精度が確保され、両処理の相乗効果によって、飛躍的に歪補償性能を向上することが可能となる。

すなわち、デジタル制御の適応プリディストーション歪補償回路は、Ａ／Ｄ変換器やＤ／Ａ変換器のサンプリング周波数の帯域の外に広がる低レベルの高次ＩＭ歪成分（相互変調歪成分）については、取り除くことはできない。

しかし、サンプリング周波数の帯域内であれば、高レベルの歪成分である、電力増幅器の低次の歪成分を高い安定性をもって取り除くことができる。そして、残留する低レベルの高次ＩＭ歪成分を、高精度のフィードフォワード歪補償処理にて効果的に取り除けば、広帯域の信号についての安定した高精度の歪補償が実現される。

また、歪が精度よく抑圧されているため、フィードフォワード歪補償回路内のフィードフォワードループに設けられているエラーアンプの利得を下げることができ、消費電力の低減に役立つ。

（５）上述のような第１〜第３のステージを経て、歪補償回路の全体の調整が一通り終了すると、監視ステージ（第４のステージ）に移行するが、歪が所定の範囲に抑圧されている限り、プリディストーション特性の適応的な調整やフィードフォワード歪補償回路の入力信号の特性調整は行われず、この期間では、各回路の特性が固定である。したがって、常時、適応制御を行うアナログ回路と異なり、この点でも、消費電力の削減が可能である。

（６）また、近年の移動体通信機器が、通常備えているデジタル信号処理機能（相関検出、電力測定といった機能）を利用することができるため、本発明の歪補償方法を実施することは比較的容易であり、実用価値が高い。

図１に示すように、以上説明した、本発明の各技術を組み合わせることで、従来にない、優れた効果を得ることができる。

すなわち、マルチキャリア送信信号のピーク抑圧技術によって、マルチキャリア送信信号全体で見た瞬時ピークを、どのような場合でも規格内に抑えることができ、これによって、後段の高周波パワーアンプの電力効率の低下を防ぐことができる。

すなわち、マルチキャリア信号のピーク抑圧が不十分な場合には、大きな余裕を確保する必要から、図２２（高周波アンプの入出力特性を示す図）における領域Ａ２付近を動作域（ダイナミックレンジ）とする必要があるが、マルチキャリア信号のピーク抑圧が常に十分であるならば、高周波アンプをＡ１付近で動作させることができ、これによって、高周波アンプの電力効率の低下を防ぐことができる。

また、適応ピークリミッタ技術により、Ｗ−ＣＤＭＡにおけるＨＳＤＰＡを運用する場合（すなわち、変調方式が適応的に切り換わるため、より厳しい制御が求められる場合）であっても、ピークリミットと信号品質とを両立させることが可能となる。さらに、ハイブリッド歪補償回路により高精度な歪補償を行うことで、送信信号の所望の水準の品質を確保することができる。

これにより、３ＧＰＰの規格を遵守した、次世代の移動体通信を実現することが可能となる。

以上の説明では、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の通信を例にとって説明したが、本発明は、他の通信方式にも適用可能である。例えば、本発明のピークリミッタは、高速なパケット伝送をサポートする他のＣＤＭＡ通信方式においても、適用することができる。

本発明の無線送信装置の一例の構成を示すブロック図 本発明の、ピーク抑圧機能をもつマルチキャリア信号生成回路の一例の構成を示すブロック図 図２の回路により生成されたマルチキャリア送信信号のＣＣＤＦ（相補累積分布関数）を示す図 図２の回路における、マルチキャリア合成前の各シングルキャリア信号の特性を示す図 （ａ）シングルキャリア信号に対してピーク抑圧処理を実施する場合の問題点を説明するための図（ｂ）マルチキャリア信号に対してピーク抑圧処理を実施する場合の利点を説明するための図 （ａ）シングルキャリア信号についてリミット処理を行う従来のピークリミット回路の構成を示すブロック図（ｂ）シングルキャリア信号（ローパスフィルタ通過前）のＣＣＤＦ特性を示す図 （ａ）シングルキャリア信号についてリミット処理を行う従来のピークリミット回路の構成を示すブロック図（ｂ）シングルキャリア信号（ピーク抑圧後、ローパスフィルタの通過後）のＣＣＤＦ特性を示す図 （ａ）図６（ａ）に示される従来のピークリミット回路を並列に配置した、従来のマルチキャリア信号生成回路の構成を示すブロック図（ｂ）マルチキャリア信号のＣＣＤＦ特性を示す図 図１のピーク補正値算出部におけるピーク検出動作を説明するための図 図１のピーク補正値算出部における主要な動作手順を示すフロー図 具体的な補正値の算出手順を説明するための図 ピーク抑圧制御パラメータの設定値変更による効果を説明するための図 本発明の適応ピークリミッタの一例の構成を示すブロック図 （ａ）ハードリミッタの出力特性を示す図（ｂ）ハードリミッタのリミット値と送信信号の品質との相対的な関係を示す図 周波数チャネルのオン／オフ情報およびＨＳＤＰＡ運用のオン／オフ情報と、ベースバンド信号とを関連付けて示すタイミング図 ＲＯＭアドレスとＲＯＭデータとの関連を説明するための図 （ａ）エラーベクトルマグニチュードの測定結果の一例を示す図（ｂ）ピークコードドメインエラーの測定結果の一例を示す図 （ａ）３ＧＰＰのテストモデル１を用いて、マルチキャリア送信信号のＣＣＤＦ特性を測定した結果の一例を示す図（ｂ）３ＧＰＰのテストモデル３を用いて、マルチキャリア送信信号のＣＣＤＦ特性を測定した結果の一例を示す図 本発明で使用されるハイブリッド歪補償回路（高周波アンプを含む）の構成を示すブロック図 ハイブリッド歪補償回路の主要な動作手順を示すフロー図 （ａ）ハイブリッド歪補償回路に入力されるマルチキャリア送信信号の周波数スペクトラムの一例を示す図（ｂ）プリディストーション処理後の信号の周波数スペクトラムの一例を示す図（ｃ）フィードフォワード歪補償回路に入力される基準信号の周波数スペクトラムの一例を示す図（ｄ）ハイブリッド歪補償回路から出力されるマルチキャリア送信信号の周波数スペクトラムの一例を示す図 高周波パワーアンプの電力効率について説明するための図

符号の説明

２００ａ〜２００ｄ ユーザー信号多重部
３００ ハードリミッタ
３５０ リミット値出力回路
３５２ アドレス変換回路
３５４ リミット値テーブル
４００ 適応ピークリミッタ
５００ ピーク抑圧機能をもつマルチキャリア信号生成回路
５０２ ｎ倍補間回路
５０４ ローパスフィルタ
５０６、５１２、５１８ 乗算器
５０８ 第１の遅延回路
５１０ 第２の遅延回路
５７０ ピーク補正値算出部
５７２ ピーク検出部
５７４ 相対比較／判定部
５７６ 補正値算出部
５９０ 合成回路
７００ ハイブリッド歪補償回路

Claims (6)

1. 所定のデータパケット伝送方式が適用される通信データを含む可能性がある複数の周波数チャネルの各々毎に設けられ、外部から与えられる適応リミット値を用いて、前記各周波数チャネルのベースバンド信号の振幅値を制限するための複数のハードリミッタと、
   各周波数チャネル毎に上位層から報告される、前記所定のデータパケット伝送方式の運用／非運用を示すオン／オフビットの情報、および前記各周波数チャネルの使用／不使用を示す周波数チャネルのオン／オフビットの情報をアドレス変数としてアクセスされ、そのアクセスの結果として適応リミット値を出力し、前記複数のハードリミッタの少なくとも一つに供給するリミット値テーブルと、
   を有することを特徴とする適応ピークリミッタ。
2. 前記所定のデータパケット伝送方式は、ＩＭＴ２０００に準拠した高速データパケット伝送方式（ＨＳＤＰＡ）である、
   ことを特徴とする請求項１記載の適応ピークリミッタ。
3. ＨＳＤＰＡを運用する周波数チャネルに対しては、運用しない周波数チャネルよりも大きいリミット値を適用し、また、不使用の周波数チャネルがある場合には、その不使用の周波数チャネルの数が増えるに従って、使用される他の周波数チャネルについてのリミット値が大きくなるようにリミット値を設定する、
   ことを特徴とする請求項２記載の適応ピークリミッタ。
4. 請求項１記載の適応ピークリミッタから出力される各周波数チャネルの信号を、ピーク抑圧機能をもつマルチキャリア送信信号生成回路に入力し、ＰＡＲ（Peak to Average Ratio）値およびＣＣＤＦ（Complementary Cumulative Distribution Function）（相補累積分布関数）が、所望の許容範囲内に収まるようにピーク抑圧処理がなされたマルチキャリア送信信号を生成するベースバンド信号処理用ＬＳＩであって、
   前記ピーク抑圧機能をもつマルチキャリア送信信号生成回路は、
   マルチキャリア送信される各周波数チャネルに対応する各ベースバンド信号を２分岐し、一方のベースバンド信号を遅延手段により遅延させた後にピーク抑圧のための補正値を乗算器により乗算し、その補正値の乗算後の信号についてｎ倍（ｎは２以上の整数）補間処理を施した後、フィルタによるフィルタリング処理を施し、さらにキャリアを乗算してシングルキャリア信号とし、そして、得られた各シングルキャリア信号を合成してマルチキャリア送信信号を出力する正規の信号処理経路と、
   前記２分岐されたベースバンド信号の他方について、前記正規の信号処理経路における前記ｎ倍補間処理、前記フィルタリング処理および前記キャリアを乗算してシングルキャリア信号とする処理と実質的に同じ処理を実質的に同じタイミングで行い、補正値算出用のマルチキャリア信号を得、その補正値算出用のマルチキャリア信号の瞬時ピークを検出し、その検出結果に基づいて前記ピーク抑圧のための補正値を得て、前記正規の信号処理経路の前記乗算器に供給する補正値生成経路と、を有し、
   前記正規の信号処理経路における前記キャリアの乗算タイミングは、前記補正値生成経路におけるキャリアの乗算処理のタイミングから、前記補正値を算出するために必要な時間分かつ前記フィルタリングに伴う信号の群遅延の分だけ遅延したタイミングとなるように制御される、
   ことを特徴とするベースバンド信号処理用ＬＳＩ。
5. 請求項４記載のベースバンド信号処理用ＬＳＩを搭載したＣＤＭＡ方式の無線送信装置。
6. 請求項４記載のベースバンド信号処理用ＬＳＩと、プリディストーション処理とフィードフォワード方式の歪キャンセル処理とを併用する、デジタル制御方式のハイブリッド歪補償回路と、を具備するＣＤＭＡ方式の無線送信置。
   

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