KR101155801B1 - 낮은 중간 주파수 수신기 시스템 및 방법 - Google Patents

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Abstract

낮은 중간 주파수 시스템 및 방법의 실시예들이 개시된다. 여러 실시예들 중 하나의 실시예에서 수신기를 동작시키기 위한 방법이 개시되며, 이 방법은 무선 주파수 신호를 수신하는 단계와, 무선 주파수 신호를 동상 성분 및 직교 성분을 포함하는 하향 변환된 신호로 하향 변환하는 단계와, 동상 성분 및 직교 성분 간의 이득 및 위상 불균형을 추정하는 단계를 포함한다.

Description

낮은 중간 주파수 수신기 시스템 및 방법{LOW IF RECEIVER SYSTEMS AND METHODS}
본 발명은 일반적으로 무선 수신기에 관한 것이다. 더 자세하게는, 본 발명은 낮은 중간 주파수 수신기에 관한 것이다.
무선 수신기의 단순한 교과서적 모델들은 대체로 호모다인 검파(homodyne detection)를 사용한다. 호모다인 검파는 무선 주파수(Radio Frequency, RF) 신호를 한 번의 동작으로 기저 대역(baseband)으로 직접 복조(demodulation)하는 것을 포함한다.
호모다인 검파를 수행하는 수신기는 보통은 직접 변환 수신기(direct conversion receiver, DCR)로 불린다. GSM/EDGE(Global System for Mobile Communication/Enhanced Data Rates for GSM Evolution)을 위한 무선 수신기 기술의 현재 위치는 적어도 EDGE 모드에 있어서는 DCR 시스템을 사용한다. 최근까지 DCR 시스템은 전통적으로 실제 응용(practical application)에서는 사용되지 않았다. 이는 대개는 직류(DC) 오프셋에 관계된 문제 때문이다. DC 오프셋은 일반적으로 시스템 입력에서의 신호와 무관한 시스템 출력에서의 DC 전압을 말한다. 반송파 주파수(carrier frequency)에서의 간섭 신호(또는 신호들)는, 복조 후에 원하 는 기저 대역 신호에 DC 오프셋이 부가되도록 할 수 있다. 간섭 신호는, 다른 원인들 중에서도 국부 발진기 자기 혼합(Local Oscillator self mixing)(국부 발진기로부터의 자기 간섭(self-interference))에 의해 자체 발생된 간섭 성분(interferer component)을 포함할 수 있다. DCR 시스템에서, 이 간섭 성분은 종종 복소(complex) DC 오프셋임이 명백해진다. 예를 들어, EDGE 변조에서는 신호에 부가되는 DC 오프셋이 휴대용 송수신기의 성능을 저하시킬 수 있다.
더 자세하게는, DC 오프셋은 특히 낮은 신호 레벨에서 수신된 신호를 손상시킬 수 있고, 일반적으로 디지털 통신에서, 특히 EDGE 시스템에서 근본적인 제한들을 종종 발생시킨다. 부가되는 DC 오프셋을 감소시키기 위한 해결책은 종종 낮은 신호 레벨에서 비-선형(non-linearity)을 채용하며, 강화된 부품(componentry)을 추가하고(더 많은 공간과 전력을 소비함), 시스템의 복잡성 및 원가를 증가시킬 수 있다. 예를 들어, 버스트 단위 기반(burst by burst basis)에서 평균 및 감산 절차를 수행하는 것에 의해, DCR 시스템에서 DC 오프셋이 종종 감소된다. 버스트는 사용되는 모드에 따라 및/또는 사용자에 의해 조정된 모드에 따라 변화하는 정해진 시간 간격(time interval)이다. 예를 들어, GSM 시스템에서, 신호는 지속기간 내에 약 577 μS의 버스트로 도착한다. 평균/감산 프로세스가 GSM에 대하여 동작한다고 하더라도, EDGE는 다른 난제들을 제시한다. EDGE에서 채널 비트율을 지원하기 위하여 요구되는 신호 대 잡음 비(signal to noise ratio, SNR)는 GSM에서보다 훨씬 높으며, 일반적으로 이것은 DC 오프셋을 제거하기 위한 더 복잡한 기술들을 요구한다. GSM/EDGE와 같은 시분할다중접속(time-division multiple access, TDMA) 시스템에서, 부가되는 DC 오프셋의 위상은 버스트마다 다소 랜덤하게 변할 수 있고, 이는 DC 오프셋을 장기(long term)적으로 평균(averaging)하는 것을 어렵게 할 수 있다.
DCR 시스템과 관련하여 발생할 수 있는 더 큰 문제는 제조 공정에 있다. 반도체 소자들(solid state devices)에서, 1/f 노이즈로 알려진 현상은 원하는 신호에 낮은 주파수의 노이즈를 부가한다. 반도체 제조자들은, 양호한 1/f 노이즈 특성을 갖는 프로세스를 사용함으로써, DCR 칩 제조에서의 이러한 문제를 다루기 위한 시도를 하고 있다. 양호한 1/f 노이즈 특성을 갖는 반도체 공정들은 상대적으로 비용이 많이 든다.
전술한 DCR 시스템과 관련된 문제들을 피하기 위하여, 슈퍼헤테로다인(superheterodyne) 수신기를 사용할 수 있다. 슈퍼헤테로다인 수신기에서, DC 오프셋이 종종 쉽게 제거될 수 있는 경우, RF 신호는 중간 주파수(IF)로 변환된다. 그 후에, 기저 대역의 원하는 신호에 실질적으로 아무런 DC 오프셋도 부여하지 않기 위하여, 중간 주파수 신호는 기저 대역으로 변환된다. 종래의 IF 기반 무선 송수신기(radio)는 이미지 주파수(image frequency)의 리젝션(rejection)이 충분히 높도록 보장하기 위하여, 원하는 신호 대역폭(bandwidth)의 다수의 배수들인 IF 주파수들을 사용한다. 이러한 접근은, 통상 비싼 필터링 소자뿐만 아니라, 제 2 혼합기(mixer) 하드웨어 세트도 필요로 하기 때문에, 라디오에 상당한 비용을 가중시킨다.
일부 라디오 아키텍처들은 낮은 중간 주파수 수신기를 사용한다. 이 경우 에, 중간 주파수는 원하는 신호의 대역폭과 같거나 유사한 값이 되도록 선택된다. 이러한 접근은 수신된 신호가 (DCR 시스템에서처럼) 하나의 동작에서 디지털화될 수 있는 낮은 중간 주파수로 복조되도록 허용하고, 따라서 (원하는 신호를 기저 대역으로 변환하는) 최후의 낮은 중간 주파수 변환은 디지털 영역에서 수행될 수 있다. 예를 들어, GSM 시스템에서 신호를 디지털화하기 전에 낮은 중간 주파수로 복조할 수 있고, 그 후에 디지털 영역에서 최후의 복조를 수행한다. 낮은 중간 주파수 아키텍처는, DC 오프셋 및 1/f 노이즈의 영향을 최소화하면서 RF 하드웨어를 최소화하는 것을 포함하여, DCR 시스템과 유사한 이점들을 달성하는데, 이것는 이러한 영향이 더 이상 원하는 신호 대역폭의 중심에 있지 않기 때문이다. 실제로, 이것은 때때로 DCR 시스템과 대비하여 낮은 중간 주파수 시스템을 위한 보다 저렴한 반도체 공정들을 가져올 수 있다.
DCR 시스템에 대하여 공유하는 일부 문제들은 낮은 중간 주파수 수신기 시스템에서도 여전히 존재할 것이다. 예를 들어, 큰 자체 생성된 간섭 성분(예컨대, 국부 발진기 자기 혼합에 의해 야기되는)은 여전히 존재하고, 낮은 중간 주파수에서 간섭자(interferer)로 나타날 것이다. 도 1은 간섭자가 나타날 수 있는 전형적인 주파수 환경의 실시예를 제공하며, 이 도면은 낮은 중간 주파수 수신기 시스템에서 발생할 수 있는 일부 문제들의 특성(nature)을 이해하는데 도움이 될 것이다.
GSM 시스템에서 기지국과 통신하는 이동 전화기를 위한 채널 슬롯들(slots)이 도시될 수 있는 주파수 영역도(100)를 보여준다. 이 주파수 영역도(100)는 킬로 헤르츠 (kilo Hertz, kHz) 단위의 x축(102)을 구비한다. 예를 들어, 원하는 신 호의 우측 주파수들은 음의 주파수 값들을 갖고, 원하는 신호의 좌측 주파수 들은 양의 주파수 값들을 갖는다. 양(positive) 또는 음(negative)의 부호는, 낮은 중간 주파수 수신기 시스템의 직교 혼합기에서 일어나는, 신호의 90도(°) 분리(separation) 기능이다. 잘 알려진 것처럼, 신호를 기저 대역으로 하향 변환하는 것은 복소 (위상) 회전(complex rotation)(예컨대, 코사인 및 사인 곱셈)에 의한 곱셈을 포함한다. 만약 두 신호들(코사인 및 사인)이 완전히 직교하고 있으면(즉, 정확히 90°분리), 복조 동작은 상이한 채널 슬롯들(104)에서 양의 인접 신호 및 음의 인접 신호를 발생시킨다(즉, 양의 주파수들이 음의 주파수들의 위로 포개지지(fold over)않고, 그 반대도 마찬가지임). 만약 두 신호들(코사인 및 사인)이 완전히 직교하고 있지 않으면(즉, 90° 분리되지 않음), 상보적인(부호가 반대인) 주파수들의 포개짐(fold over)이 생기기 시작한다. 이상적인 값(예컨대, 90°)으로부터의 편차가 크면 클수록, 다른 채널들로부터의 누출 또는 포개짐이 더 커진다. 각각 200kHz의 대역폭을 갖는 채널들에 대한 복수의 채널 슬롯들(104)이 x 축(102)을 따라서 있다. 예를 들어, 100 kHz를 중심으로 하는 원하는 신호의 양측에 각각 제1 인접 채널, 제2 인접 채널 등이 도시되어 있다. GSM과 같이 간섭 제한적 환경에서 동작하는 낮은 중간 주파수 수신기에서, 수신기 손상(예컨대, 이득 불균형, 위상 불균형 등)은 인접 채널 간섭자들의 일부 에너지(특히, RF 손상에 의한 포개짐은 0Hz에 대하여 대칭적이므로, 제2 인접 채널의 반대쪽 에너지)가 수신된 신호의 대역폭에 바로 위치하도록 하며, 그로인해 수신기의 성능을 떨어뜨린다. GSM을 위한 전형적인 낮은 중간 주파수 시스템이, 라디오 출력에서 원하는 신호에 부가된 100 kHz 간섭 톤(tone)을 발생시킬 수 있는 100 kHz의 낮은 중간 주파수를 사용한다는 것이 더 큰 문제이다. 시스템 성능에 중요한 영향을 주지 않으면서 이러한 톤의 에너지를 감쇄하기 위하여, 노치(notch) 필터가 사용될 수 있다. 그러나, EDGE 변조와 함께, 100 kHz 톤을 제거하기 위한 노치 필터를 사용하는 것은 시스템 성능을 떨어뜨릴 수 있다.
그러므로 낮은 중간 주파수 시스템에서 간섭 및/또는 DC 오프셋을 효율적으로 완화하거나 제거하고, 동시에 비용, 크기 및 수신기 소비전력을 최소화하는 수신기 아키텍처 또는 시스템을 구비하는 것이 바람직하다.
낮은 중간 주파수(IF) 수신기 시스템 및 방법의 바람직한 구현이 개시된다. 그 중 하나의 실시예에서, 무선 주파수 신호를 수신하는 단계, 상기 무선 주파수 신호를 동상 성분과 직교 성분을 포함하는 하향 변환된 신호로 하향 변환하는 단계, 및 상기 동상 성분과 상기 직교 성분 사이의 이득 불균형 및 위상 불균형을 추정하는 단계를 포함하는 수신기 동작 방법이 개시된다.
관련된 동작 시스템 및 방법이 또한 제공된다. 본 발명의 다른 시스템, 방법, 특징 및 이점들은, 다음의 도면 및 상세한 설명을 조사함으로써 당업자에게 명확해질 것이다. 이러한 모든 추가적인 시스템, 방법, 특징 및 이점들은 본 명세서에 포함되며, 명세서의 범위 내에 포함된다는 것은 당연하다.
낮은 중간 주파수 수신기 시스템 및 방법의 다양한 관점은 도면을 참조하여 보다 잘 이해될 수 있다. 도면의 구성요소들은 확장할 필요는 없고, 대신에 여기에 기술된 원리들을 명확하게 설명하는 것에 중점을 둘 필요가 있다. 또한 도면에서, 참조 번호들은 여러 도면에 걸쳐서 대응하는 부분들을 표시한다.
도 1 통신 시스템에서 인접 채널들의 예시적인 주파수 영역도를 나타내는 개략도이다.
도 2는 낮은 중간 주파수(IF) 수신기 시스템이 수행될 수 있는 일 실시예에서 휴대용 송수신기의 일예의 블록도이다.
도 3은 도 2에 도시된 휴대용 송수신기의 낮은 중간 주파수 수신기 시스템의 일예의 블록도이다.
도 4는 도 3에 도시된 낮은 중간 주파수 수신기 시스템의 구성요소에 의해 사용되는 손상 보정 방법(impairment correction method)의 일 실시예에 따른 흐름도이다.
도 5a는 도 2에 도시된 휴대용 송수신기의 낮은 중간 주파수 수신기 시스템의 다른 실시예에 따른 블록도이다.
도 5b 및 5c는 통신 시스템에서 인접 채널들의 주파수 영역도로서, 인접 간섭자인 신호 A 및 신호 B와 함께, 135.417 kHz를 중심으로 하는 낮은 중간 주파수를 도시하고, 도 5a에 도시된 낮은 중간 주파수 수신기 시스템의 구성요소에 의해 수행되는 바와 같은 스위칭을 도시하기 위한 것이다.
도 6은 도 5a에 도시된 낮은 중간 주파수 수신기 시스템의 구성요소 의해 사용되는 주파수 스위칭 방법의 일 실시예에 따른 흐름도이다.
낮은 중간 주파수(intermediate frequency, IF) 수신기 시스템 및 관련 방법의 실시예가 개시된다. 하나의 실시예에서, 낮은 IF 수신기 시스템은 이득 및/또는 위상의 불균형에 의한 무선 주파수(radio frequency, RF) 손상 레벨을 감소함으로써, 인접 채널로부터의 간섭 에너지를 완화시킨다. RF 손상에 의해 야기되는 대역-내(in-band) 간섭 에너지는 RF 손상 및 하나 이상의 인접 채널 간섭자와 연관된 에너지의 곱(product)에 비례한다. 인접 채널 간섭자의 에너지가 증가하면, 대역-내 간섭자의 레벨을 동일하게 유지하기 위하여 손상을 감소시킬 필요가 있다. 디지털 방식으로 손상을 추정하고, 디지털 영역에서의 이러한 손상을 보정 또는 보상하는 낮은 IF 수신기 시스템이 개시된다.
RF 손상을 추정하고 보상하는 낮은 IF 수신기 시스템이 유효한 RF 손상 레벨을 감소시킬 수 있다고 하더라도, 인접 채널 간섭자의 일부는 여전히 원하는 신호의 대역폭 내로 떨어질 것이고, 이는 인접 채널 간섭자 에너지가 증가하는 경우, 낮은 IF 수신기 시스템의 성능에 영향을 미칠 것이다. RF 손상 때문에 포개지는 인접 채널 간섭자가 이제부터는 원하는 신호 대역폭의 바깥에 떨어지도록 하기 위하여, 주파수 영역에서 인접 채널 간섭자를 재배치하는 낮은 IF 수신기 시스템의 다른 실시예가 개시된다. 하나의 실시예에서, 인접 채널의 재배치는 국부 발진기(LO)의 부호를 반전함으로써 발생한다. 이 부호-반전 동작은 효과적으로 이전 인접 채널 간섭자를 새로운 간섭자로 대체하며, 새로운 간섭자의 에너지가 예전의 간섭자의 에너지 보다 작을 때에 성능에서의 이점이 실현된다.
특히 휴대용 송수신기와 관련하여 기술되지만, 낮은 IF 수신기 시스템의 실시예는 간섭 신호가 수신된 정보 무결성(integrity)을 손상시키는 경우, 반송파 신호 상에서 변조된 정보를 수신하는 어떤 시스템에서도 실제적으로 구현될 수 있다. 또한, 낮은 IF 수신기 시스템의 실시예는 디지털 영역에서의 RF 손상 특성의 동적인 보상에 의해, 열등한 RF 손상 특성을 갖는 저비용의 적합한 무선 송수신기 설계를 가능하게 한다. 더욱이, RF 손상은 성능에 한계를 가할 수 있기 때문에(예컨대, 원하는 신호의 왜곡에 의한), 낮은 IF 수신기 시스템의 실시예는, RF 손상 레벨을 제거함으로써 인접 채널 간섭이 존재하지 않는 시스템 또는 다른 구현예(implementation)에 이점을 제공할 수 있다. 낮은 IF 수신기 시스템의 실시예에 대한 예시적인 구현이 상세한 설명 및 도면을 사용하여 개시될 것이다. 그 후에, 낮은 IF 수신기 시스템의 실시예들이 관련된 방법들과 함께 개시된다. 여기서 사용된 이득 불균형(gain imbalance)은 동상(in-phase, I) 채널의 합성 이득이 직교(qaudrature, Q) 채널의 합성 이득과 같지 않을 때, 일반적으로 존재한다. 여기서 사용된 위상 불균형(phase imbalance)은 혼합기(mixer)의 LO 신호가 그 출력 간에 정확히 90° 분리를 생성하지 못할 때에, 일반적으로 존재한다. 이득 및 위상 불균형의 설명은 낮은 IF 수신기 시스템의 상황(context)하에서 설명될 것이다.
도 2는 낮은 IF 수신기 시스템(300)의 다양한 실시예가 수행될 수 있는 휴대용 송수신기(200)의 일예를 설명하는 블록도이다. 휴대용 송수신기(200)는 스피커(202), 디스플레이(204), 키보드(206) 및 마이크로폰(208)을 포함하고, 이들 모두는 기저대역 서브시스템(230)에 연결된다. 특정 실시예에서, 휴대용 송수신 기(200)는 이동/셀 방식의 전화기(mobile/cell-type telephone)와 같은 휴대용 원거리 통신 장치일 수 있다. 스피커(202) 및 디스플레이(204)는 각각의 접속(210, 212)을 통해 기저대역 서브시스템(230)으로부터 신호를 수신한다. 마찬가지로, 키보드(206) 및 마이크로폰(208)은 각각의 접속(214, 216)을 통해 기저대역 서브시스템(230)으로 신호를 공급한다.
기저대역 서브시스템(230)은 버스(228)를 통한 통신으로 마이크로프로세서(μP, 218), 메모리(220), 아날로그 회로(222) 및 디지털 신호 처리기(digital signal processor, DSP, 224)를 포함한다. 하나의 실시예에서 기저대역 서브시스템(230)은 전압원(226)도 포함한다. 버스(228)는, 단일 버스로 도시되었지만, 기저대역 서브시스템(230) 내의 서브시스템들 중에서 필수적인 것처럼, 연결된 다중 버스를 사용하여 구현될 수 있다. 마이크로프로세서(218) 및 메모리(220)는 휴대용 송수신기(200)를 위한 신호 타이밍(timing), 처리(processing) 및 저장(storage) 기능들을 제공한다. 아날로그 회로(222)는 기저대역 서브시스템(230) 내의 신호를 위한 아날로그 처리 기능을 제공한다. 기저대역 서브시스템(230)은 접속(234)을 통하여 및/또는 RF 서브시스템(244) 내에 포함되는 직렬 버스 인터페이스(미도시)에 의한 접속(299)을 통하여, RF 서브시스템(244)으로 제어신호를 제공한다. 접속(234) 및 접속(299) 각각은 단일 접속으로 도시되었으나, 제어신호는 DSP(244) 및/또는 마이크로프로세서(219)로부터 발생하여, RF 서브시스템(244) 내에서 복수 개의 접점에 제공될 수 있다. 즉, 여기에서는 휴대용 송수신기(200)의 기본적인 구성요소만이 도시된 것임을 주의해야한다.
하나의 실시예에서, 기저대역 서브시스템(230)은 디지털/아날로그 컨버터(digital to analog converter, DAC, 236)도 포함한다. DAC(236)는 버스(228)를 통하여 마이크로프로세서(218), 메모리(220), 아날로그 회로(22) 및/또는 DSP(224)와 통신한다. DAC(236)는 기저대역 서브시스템(230) 내의 디지털 통신 정보를 접속(242)을 통해 RF 서브시스템(244)으로 전송하기 위하여 아날로그 신호로 변환한다.
접속(242) 상의 아날로그 신호는 접속(266)을 통해 낮은 IF 수신기 시스템(300)의 하나 이상의 구성요소들과 협력하여, 변조기(248)에 의해 변조되고 변환된다. 일부 실시예에서 디지털 변조기는 RF 서브시스템(244)에 위치할 수 있고, 기저 대역으로부터 RF 서브시스템(244)으로의 신호는 디지털이다. 변조기(248)으로부터 변조된 신호는 접속(254)을 통하여 제공된다. 전력 증폭 시스템(power amplifier system, PAS, 280)은, 접속(254)에서 변조된 신호(들)를 접속(262)을 통하여 듀플렉서 및/또는 스위치 모듈(274)로 전송하기 위하여 적합한 전압 레벨로 증폭한다. 전송 신호 에너지는 듀플렉서 및/또는 스위치 모듈(274)로부터 안테나(272)로 제공된다.
신호는 안테나(272)에서 수신되어 듀플렉서 및/또는 스위치 모듈(274)로 제공되고, 접속(273)을 통해 낮은 IF 수신기 시스템(300)의 여러 신호 처리경로들 중 하나로 발송된다. 당업자는, 하나의 수행에 있어서, 풀-듀플렉스(full-duplex) 송/수신이 듀플렉서 및/또는 스위치 모듈(274)을 사용하여 수행되며, 듀플렉서 및/또는 스위치 모듈(274)이 듀플렉서를 포함하는 것임을 식별할 것이다. 다른 수행에 있어서는, 대신, 해프-듀플렉스(half-duplex) 송/수신이 송수신기(transceiver) 듀플렉서 및/또는 모듈(274)에 의해 수행되고, 듀듀플렉서 및/또는 스위치 모듈(274)이 스위치를 포함한다. 듀플렉서 및/또는 스위치 모듈(274)은 또한 대역 분리를 제공하는데, 하나의 구현에 있어서는, 듀플렉서 및/또는 스위치 모듈(274)은 일반적으로 제1 수신 포트(미도시)로는 제1 수신 대역 세트를 경로로 하고, 제2 수신 포트(미도시)로는 제2 수신 대역 세트를 경로로 한다. 마찬가지로, 듀플렉서 및/또는 스위치 모듈(274)은 일반적으로 제1 송신 포트(미도시)로는 제1 송신 대역 세트를 경로로 하고, 제2 송신 포트(미도시)로는 제2 송신 대역 세트를 경로로 한다. 일 실시예에서, 듀플렉서 및/또는 스위치 모듈(274)의 동작은 (예를 들어, 접속(234)을 통하는) 기저대역 서브시스템(230)으로부터의 제어 신호에 의하여 제어된다. 일부 실시예에서, (예를 들어, 접속(234)을 통하여 기저대역 서브시스템(230)으로부터 제어되는) 스위치는 수신된 신호를 낮은 IF 수신기 시스템(330)으로 라우팅하거나, 송신 신호를 접속(262)으로부터 안테나(272)로 송신하는데 사용될 수 있다.
안테나(272)에 의해 수신된 신호는, 기저대역 서브시스템(230)에 의해 결정된 적합한 시간에, 듀플렉서 및/또는 스위치 모듈(274)을 통해 접속(273)을 통한 낮은 IF 수신기 시스템(300)으로 방향이 정해질 수 있다. 일 실시예에서 낮은 IF 수신기 시스템(300)은 RF 손상을 추정 및 보상하는 기능을 포함한다. 낮은 IF 수신기 시스템(300)의 또 다른 실시예는 추정하고 보상하는 기능에 부가하여, 또는 대신하여, 수신되고 처리된 신호의 에너지를 감시(monitor)하고, 검출된 간섭자 에 너지에 기초하여 낮은 중간 주파수(IF)의 위치를 스위칭하기 위한 기능을 포함한다. 또한, 낮은 IF 수신기 시스템(300)은 다양한 모드와 시스템을 위하여 신호를 수신하고 처리하는데 사용되는 다른 구성요소들을 포함할 수 있으며, 이는 개시된 것에 비추어 보아 당업자가 이해할 수 있는 바와 같다. 일부 실시예에서, 낮은 IF 수신기 시스템(300)의 개시된 기능들 중 하나 이상은 마이크로프로세서(218) 또는 DSP(224)나 메모리(22)를 포함하는 휴대용 송수신기(200)의 다른 구성요소들 내에서 수행될 수 있다. 더욱이, 낮은 IF 수신기 시스템(300)의 하나 이상의 구성요소들은 하드웨어, 소프트웨어 및/또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합을 사용하여 수행될 수 있다. 낮은 IF 수신기 시스템(300)은 디지털 영역에서의 후속 처리를 위해 접속(298)을 통하여 버스(228)로 출력 신호를 제공한다.
도 3은 도 2에 도시된 휴대용 송수신기(200)에서 구현되는 낮은 IF 수신기 시스템(300a)의 일 실시예의 블록도이다. 하나의 실시예에서, 안테나(272)에 의해 수신된 신호는 수신 필터(301)로 향하게 되고, 수신 필터(301)는 수신된 신호를 필터링하고, 필터링된 신호를 저 잡음 증폭기(low noise amplifier, LNA, 302)로 전달한다. 수신 필터(301)는 대역통과필터(band pass filter, BPF)로서 휴대용 송수신기(200)가 동작하는 특정 셀 방식 시스템의 모든 채널들을 통과시킨다. 예를 들어, 900메가헤르츠(megahertz, MHz) GSM(Global System for Mobile Communication) 시스템에 있어서, 수신 필터(301)는 각각 200 킬로헤르츠(kilohertz, kHz)의 175개 채널들을 포함하는 약 925 MHz에서 960 MHz 사이의 모든 주파수들을 통과시킨다. 이 수신 필터(301)의 한 가지 목적은 원하는 영역 바깥의 모든 주파수들을 차단하 는 것이다. LNA(302)는 수신 필터(301)로부터 수신된 신호를, 다운컨버터(303)가 상기 신호를 전송된 주파수에서 중간 주파수로 변환할 수 있는 레벨까지 증폭한다.
다운컨버터(303)는 혼합기(mixer, 311)와 원하는 RF 수신 신호의 주파수 및 낮은 IF의 주파수 역할을 하는 주파수를 갖는 국부 발진 신호(LO1 신호)를 발생시키는 국부발진기(307)를 포함한다. RF 손상으로 인한 포개짐(Folding over)은 대체로 혼합기(311)에서 발생한다. LO1 신호는 LNA(302)로부터 수신된 신호를 하향 변환(down convert)하는데 사용된다. 하향 변환된 신호는, 종래의 시스템에서 사용되던 100 kHz에 대비하여, 135.417 kHz의 중간 주파수를 중심으로 하는 주파수를 갖는다. (예를 들어, EDGE 시스템에서) 135.417 kHz에서 중간 주파수를 갖는 한 가지 이점은, DC 오프셋을 제거하기 위한 시도를 할 때 발생하는 신호 손실을 완화하거나 전부 예방할 수 있다는 점으로서, 100 kH가 중간 주파수일 경우 DC 오프셋이 대역-내(in-band)에 있는 것과는 반대로, 135.417 kHz의 중간 주파수가 수행되는 경우는 DC 오프셋이 대역 바깥쪽(out-of band)에 있기 때문이다. 135.417 kHz의 중간 주파수에서 동작하는 부가적인 이점들은 이하에서 개시될 것이다.
다운컨버터(303)로부터의 IF 신호 출력은 접속(321) 상의 동상(I) 신호와 접속(323) 상의 직교(Q) 신호를 포함한다. 이 신호들은 인접 채널 제거(rejection)와 안티-앨리어싱(anti-aliasing) 기능을 제공하는 저역 통과 필터(low pass filter, LPF, 304)에 제공된다. 안티-앨리어싱 기능은 기본 나이퀴스트(Nyquist) 대역의 바깥쪽에 놓인 신호들을 감쇄하는데 도움이 될 것이다. 이득 불균형은 I 채널(즉, 접속(321) 상의 I 신호)의 (예컨대, 다운컨버터(303)의 혼합기(311)로부터 기저대역으로의)합성 이득이 Q 채널(즉, 접속(323) 상의 Q 신호)의 합성 이득과 같지 않은 경우에 존재한다. 위상 불균형은 다운컨버터(303)의 혼합기(311)가 그것의 두 출력들 간에 정확히 90° 분리를 생성하지 않는 경우에 존재한다. 인접 채널 배제와 안티-앨리어싱 기능은, 대규모 간섭자가 있을 때 다운스트림 시그마-델타 아날로그/디지털 컨버터(ADC, 308)가 포화시키거나 부하를 과중하게 걸지 않도록 하는 것을 보장한다. 저역 통과 필터(304)로부터 출력된 필터링된 신호의 결과물은 프로그램 가능한 이득 증폭기(Programmable gain amplifier, PGA, 306)에 의해 증폭된다.
PGA(306)는 필터링된 신호를 증폭하고, 증폭된 신호를 시그마-델타 ADC(308)로 공급한다.
시그마-델타 ADC(308)는 바람직하게는 충분히 넓은 대역폭을 제공하며(즉, 충분히 높은 샘플링 비율(sample rate)을 사용하여 동작하며), 그로 인해 신호가 다운샘플링될 때, 인접 채널 간섭자의 앨리어스된 상(image)들은 원하는 대역 안으로 포개지기 전에 충분히 감쇄된다. 일부 실시예들에서는, 시그마-델타 ADC(308)는 자동 포화 검출 기능을 포함할 수 있다. 하나의 실시예에서, 시그마-델타 ADC(308)는 인접 채널 간섭자가 원하는 신호 대역으로 앨리어스하지 않도록 신호를 26 MHz에서 샘플링하고, 아날로그 LPF(304)의 성능 요건을 최소화한다. 그 결과 생성된 디지털 신호는 디지털 처리 블록(309)으로 제공된다.
디지털 처리 블록(309)은 인접 채널 간섭자의 추가적인 감쇄를 제공하기 위 한 적분 기능(integrating functionality)을 포함할 수 있다. 예를 들어, 고차 적분기(예컨대, 4차)의 사용은 더 나은 간섭자 제거를 위해 사용될 수 있다. 또한, 디지털 처리 블록(309)은, 미분(differentiation), 다운샘플링(downsampling), 안티-드룹(anti-droop)(예컨대, 원하는 신호 대역폭 전역에서 진폭 응답의 비대칭을 제거하기 위한 등화 및 보상), 및 DC 제거(예컨대, 노치 필터를 사용하여 수행되는)를 위한 기능을 포함할 수 있으며, 이는 다른 처리 구성요소들 중에서 특히 이 명세서 전후문맥과 관련하여 당업자에 의해 이해될 수 있는 바와 같다. 하나의 실시예에서, 다운샘플링된 신호의 샘플링 비율은 약 1.08 MHz 즉, ADC 샘플링 주파수의 1/24이다.
디지털 처리 블록(309)으로부터 신호는 손상 보정 모듈(322)로 제공된다. 손상 보정 모듈(322)은 소프트웨어, 하드웨어 또는 소프트웨어와 하드웨어의 조합에서 구현될 수 있다. 손상 보정 모듈(322)은 추정기 모듈(310) 및 보상기 모듈(320)을 포함한다. 추정기 모듈(310)이 판정을 시도하는 것이 I 및 Q 통계치 간의 관계이기 때문에, 추정기 모듈(310)은 I 및 Q 신호 모두에 대하여 동작한다. 보상기 모듈(320)은 추정기 모듈(310)이 생성한 데이터를 획득하여 그것을 I 및 Q 신호에 적용한다. I 및 Q 신호가 복소 신호이므로, 따라서 보상은 복소 신호에 적용되는 복소 연산으로서 수행된다.
하나의 실시예에서, 추정기 모듈(310)은 하나의 버스트에서 신호를 감시하는 것에 의해 손상을 추정하고, 그 후에 손상을 감소하거나 제거하기 위하여 (예컨대, 데이터를 저장함 없이) 다음 버스트에 보상기 모듈(320)에서 보정 또는 보상을 수 행한다. 실제로는, 추정기 모듈(310)은 손상을 감시하기 위하여 신호의 파라미터를 추정한다. 이러한 과제의 복잡성은, 적어도 부분적으로는, 이득 및 위상 불균형이 주파수 및 시간에 대하여 얼마나 안정적인가에 달려있다. 만약 그것들이 채널마다 상당히 다양하다면, 각 채널마다 독립적으로 추적할 필요가 있을 것이다. 만약 불균형이 짧은 시간 주기(예컨대, 5-10초 미만) 동안에 상당히 다양할 경우는, 다중 버스트 평균이 더 짧은 주기로 제한되어야 할 것이다. 온도의 변화 역시 추정 및 보상에서 고려될 수 있고, 또한 시간에 대하여 발생할 수 있는 다른 변수들도 고려될 수 있다. 일부 실시예에서, NVRAM(non-volatile random access memory)(미도시)이 라디오의 이득 및 위상 불균형에 대한 정보를 저장하는데 사용될 수 있다.
일단 손상 특성이 판정되면, 추정기 모듈(310)은 이득 및 위상 불균형 추정치를 사용하여, 보상기 모듈(320)의 아날로그 및/또는 디지털 보상기(미도시)에 정보를 제공한다. 아날로그 및 디지털 보상기는 이 기술 분야에서 널리 알려진 것이므로, 그에 대한 논의는 생략된다. 보상기 모듈(320)은 다음 버스트에 관한 손상을 보상한다. 손상은 연관된 수신기 시스템의 특성에 직접적으로 관련되기 때문에, 버스트마다 상당히 일정하게 유지된다.
도 4는 손상 보정 모듈(322)에 의해 사용되는 추정 및 보상 방법(322a)의 일 실시예에 관한 흐름도이다. 단계 402는 정해진 시간 간격동안 수신된 에너지를 측정하는 것을 포함한다. 예를 들어, 시간 간격은 N개의 샘플 간격을 포함하는 하나의 버스트 동안일 수 있고, 에너지는 다음과 같이 판정될 수 있다.
EIQ = Σ((In)(Qn)), 수식 1
EI = Σ((In)(In)), 수식 2
EQ = Σ((Qn)(Qn)), 수식 3
여기서, n은 1에서 N 사이의 정수
In 및 Qn은 I 및 Q 신호 경로 각각에서의 데이터 샘플을 나타낸다. 단계 404는 신호 파라미터를 계산하는 것을 포함한다. 전형적인 신호 파라미터들은 I 및 Q 신호 사이의 신호 에너지의 비(α), Q 신호에 대한 IQ 신호의 외적(cross product)의 비(θ), 위상 불균형의 추정치(φ), 및 이득 불균형의 추정치(γ)를 포함한다. 이러한 파라미터들의 판정은 다음 수식들에 의해 수행될 수 있다.
α = EI/EQ, 수식 4
θ = EIQ/EQ, 수식 5
φ = arctan(-θ), 수식 6
γ = SQRT[(1 +θ2)/(α - θ2)], SQRT는 제곱근 함수 수식 7
단계 406은 보상기 모듈(320)의 이득 불균형 보상기 및 위상 불균형 보상기(양자 미도시)에 대응하는 값들을 갱신하는 것을 포함한다. 예를 들어, 이득 불균형 보상기 값은 현재의 보상 값에서 γ를 감산함으로써 갱신될 수 있다. 단계 408은 다음 버스트가 시작될 때 새로운 보상 값을 수행하는 것을 포함한다. 즉, 보상은 하나의 버스트 지체되어 발생한다.
일부 실시예에서, 현재의 버스트가 보정될 수 있다. 예를 들어, 전체 신호에 대응하는 데이터가 보상이 일어날 수 있도록 하기 위하여 메모리(미도시)에서 버퍼링될 수 있다. 이러한 실시예에서는 지연(latency)이 낮은 IF 수신기 시스템(300a)에 부가될 수 있고, 실리콘 다이(silicon die)의 면적이 더 많이 소모될 수 있다.
이득 및 위상 불균형의 공동(joint) 추정은 신호가 다운샘플링된 후에 디지털 영역에서 수행될 수 있다. 일부의 이러한 계산은 낮은 정밀도 ADC 출력에 대하여 직접 수행될 수 있다. 하나의 실시예에서, 이 추정은 약 10개의 버스트 이하 내에서 0.1 데시벨(decibel, dB) 미만의 잔여(residual) 이득 불균형과 0.5° 미만의 위상 불균형으로 수렴될 것이다.
손상 보정 모듈(322)의 추정기 및 보상기 모듈(310, 320) 각각은 아날로그 구성요소의 사용을 감소(reduction)시킬 수 있게 하고, CMOS 기술과 같이 단순한 공정을 사용하여 낮은 IF 수신기 시스템(300a)이 반도체 칩 위에 구현될 수 있도록 하며, 또한 주로 디지털 영역 처리에 의해 성능에 있어서의 재현도(repeatibility)를 향상시킨다.
일부 실시예에서는 손상 보정 모듈(322)을 위한 앞서 설명된 몇 가지 기능들은 근사를 이용하여 수행될 수 있음에 주의해야한다. 예를 들어, 탄젠트 역함수(arctan function) 및 SQRT 함수는 보다 간소한 함수들(예컨대, arctan(x) ~ x)을 사용함으로써 근사될 수 있다. 다른 예에서와 같이, EI 및/또는 EQ를 계산하는 데 사용되는 제곱 함수는 ROM(read-only memory) 표(table)를 사용하여 구현될 수 있을 것이다. 또 다른 예는 여러 간소화 중에서 이득 불균형 계산에서 θ 항을 제거하는 것을 포함한다.
앞에서 설명된 방법(322a)에 대한 변형들 또한 사용될 수 있다. 예를 들어, 낮은 IF 수신기 시스템(300a)의 이득 및/또는 위상 불균형은 상이한 RF 동작 주파수에서 교정(calibration)될 수 있다. 교정 정보는 메모리(미도시)에 저장될 수 있고, 스위칭이 발생하는 각 시간에 스크래치(scratch)부터 시작하기보다는, 낮은 IF 수신기 시스템(300a)이 이러한 동작 주파수들로 스위칭할 때, 디폴트 값(default value)이 보상기 모듈(320)의 보상 알고리즘을 시작할 수 있도록 한다. 동작의 주파수 범위에 있어서 RF 불균형의 현저한 변동이 있는 경우에 이러한 구현은 바람직할 것이다.
도 3을 다시 참조하면, 손상 보정 모듈(322)로부터의 신호는 디지털 복조기(312)로 제공된다. 디지털 복조기(312)는 디지털 영역 복조를 수행한다. 디지털 복조기(312)는 국부 발진기(316) 및 혼합기(318)를 포함한다. 혼합기(318)는 IF 신호의 중심 주파수를 135.417 kHz에서 0 Hz로 이동시키기 위하여 IF 신호를 국부 발진기(316)에 의해 생성된 LO2 신호와 혼합(mixing)하여, 신호가 후속 처리를 위해 기저대역 서브시스템(230)(도 2)으로 옮겨갈 수 있도록 한다.
중간 주파수(예컨대, 종래 시스템에서 100 kHz가 널리 사용되던 것과는 반대로) 135.417 kHz를 사용하는 것의 이점은 135.417 kHz가 정확히 디지털 처리 블 록(309)에서 다운샘플링된 신호 주파수의 1/8이라는 것이다(즉, (26MHz/24)/8 = 135.417 kHz). 즉, 135.417 kHz의 낮은 중간 주파수는 수식 8에 도시된 바와 같이, 혼합기(318) 입력 신호의 샘플링 레이트의 정수 약수(integer divisor)이다.
fs = 1.083333 MHz, 낮은 IF = fs/8, (135.417 kHz); 수식 8
더욱이, GSM/EDGE 시스템에 있어서, 135.417 kHz는 GSM/EDGE 심볼 레이트(symbol rate)의 반(one-half)이다. 따라서, 중간 주파수로서 135.417 kHz를 사용하는 것은 디지털 복조 하드웨어를 간소화한다.
135.417 kHz에서 기저대역으로의 이동은, 심볼 레이트와 낮은 중간 주파수 간의 관계 때문에, 단지 두 번째 입력 샘플마다 크기조정(scaling) 곱셈과 두 번의 덧셈(addition)을 수반하는 복소 신호의 리오더링(reordering)이다. 따라서, LO2 신호가 취하는 값들은 반복하는 복소수 시퀀스(sequency)이고, (손상 보정 모듈(322)로부터) 들어오는 신호와 곱해진다. 표 1은 LO2 신호가 취할 수 있는 예시적인 값들과 입력 신호(I, Q)를 사용하여 생성된 출력을 보여준다.

샘플 번호(모듈로 8)
낮은 IF
출력
크기 조정

0
1
I + j · Q
1

1
1+j
(I - Q) + j · (I +Q)
1/
Figure 112007035141139-pct00001

2
j
-Q + j · I
1

3
-1+j
(I +Q) + j · (I -Q)
1/
Figure 112007035141139-pct00002

4
-1
-I - j · Q
1

5
-1-j
(Q - I) - j · (I +Q)
1/
Figure 112007035141139-pct00003

6
-j
Q - j · I
1

7
1-j
(I + Q) + j · (Q -I)
1/
Figure 112007035141139-pct00004
[표 1]
낮은 중간 주파수로서 135.417 kHz를 사용하는 것의 또 다른 이점은 낮은 IF 수신기 시스템 ADC(예컨대, 시그마-델타 ADC(308) 대역폭이 유사한 직접 변환 수신기(DCR) 시스템보다 더 넓다는 것이다. 더 넓은 대역폭은 DCR 모드 또는 낮은 IF 모드에서 무선 송수신기(radio)가 동작하는 가능성을 허용한다.
135.417 kHz의 중간 주파수는 낮은 IF 혼합기에서 신호를 샘플링하는데 사용되는 샘플링 주파수의 1/8이고, 이것은 낮은 IF 혼합기를 구현하기 위하여 8-엘리먼트 복소수 표(표 1)의 사용이 가능하도록 한다. 일부 실시예에서 4-요소 실수 표(표 미도시, 다만 이하 논의되는 수식 10 및 11에 기초함). 따라서, 낮은 IF 혼합기로의 입력에서 신호를 샘플링하기 위해 사용되는 샘플링 주파수의 1/8에 기초한 135.417 kHz의 중간 주파수가 사용될 수 있고, 또는 다운샘플링된 신호의 샘플링 주파수의 정수 약수(integer divisor)인 다른 주파수들이 사용될 수도 있다.
디지털 복조기(312)의 I 및 Q 출력 신호는 디지털 처리 모듈(314)로 제공된다. 디지털 처리 모듈(314)은 대역 외의 에너지를 제거하는 기능과 복잡성을 감소시킨 샘플링 기능을 포함한다. 예를 들어, 디지털 처리 모듈(314)은, 기본 나이퀴스트 대역폭(예컨대 제2 인접 간섭자) 내에 위치하는 나머지 인접 채널 간섭자들을 감쇄하기 위하여, 4차 IIR(infinite impulse response) 저역 통과 필터(미도시)를 포함할 수 있다. 디지털 처리 모듈(314)은, 위에서 지적된 바와 같이 다운샘플러(미도시)를 포함할 수 있다. 다운샘플러는 계산의 복잡성을 감소시키기 위하여 샘플링 주파수를 (예컨대, 541.7 kHz로) 낮춘다. 디지털 처리 모듈(314)은 낮은 간섭 톤(tone)들을 제거하고, 근접 채널-내(clolse in-channel) 필터링을 제공하고, 또한 드룹(droop)을 보상하는 FIR(finite impulse response) 저역 통과 필터(미도시)를 포함할 수 있다. FIR 저역 통과 필터는 요구되는 채널 필터링을 수행함과 동시에 135.417 kHz에서 낮은 IF 톤을 감쇄할 수 있다. FIR 저역 통과 필터는 DC 오프셋으로 인한 잔존 에너지의 제거를 돕기 위하여 진폭 응답의 적절한 위치에서 널(null)을 사용하여 디자인될 것이다. FIR 저역 통과 필터는 일부 실시예에서 프로그램할 수 있는 것일 수 있다.
도 5a는 도 2에 도시된 휴대용 송수신기(200)의 낮은 IF 수신기 시스템(300b)의 다른 실시예에 따른 블록도이다. 아래서 설명되고 도 5b 및 5c에서 도시된 바와 같이, 낮은 IF 수신기 시스템(300b)은 반대쪽 측파대(sideband)를 현재 차지하고 있는 간섭자의 에너지가 미리 설정된 문턱값 이상의 신호 에너지를 갖는지 여부를 판정하기 위한 기능을 포함하며, 이에 따라 중간 주파수를 스위칭한다. 도 5b는 통신 시스템에서 인접 채널들의 주파수 영역도를 도시한 것으로, 도 1에 도시된 도면과 유사하지만, 인접 간섭자, 신호 A 및 신호 B를 포함하여 135.417 kHz를 중심으로 하는 IF 주파수를 도시하기 위하여 변경되었다. 반대쪽 측파대 신호는 원하는 신호 대역으로 포개지는 제2 인접 간섭자이다. 예를 들어, 도 5b를 참조하여, 낮은 중간 주파수(flow)를 중심으로 하는 원하는 신호 대역을 가정하자. 제2 인접 간섭자는 주파수에 있어서 원하는 신호 대역 아래(예컨대, 도시된 것처럼 신호 A) 및 원하는 신호 대역 위(예컨대, 도시된 것처럼 신호 B)에서 발생한다. RF 손상에 의한 포개짐은 0 Hz에 대하여 대칭적으로 발생한다. 낮은 IF 수신기 시스템(300b)은 반대쪽 측파대를 차지하는 제2 인접 간섭자, 예를 들어 신호 A를 감시한다. 신호 A의 에너지가 프로그램 가능한 미리 설정된 문턱값 보다 큰 경우, 일 실시예에서, 낮은 IF 수신기 시스템(300b)은 낮은 IF 신호의 부호를 변경한다. 이러한 부호 변경의 효과(effect)는 제2 인접 간섭자의 "스와핑(swapping)" 즉, 도 5b에 도시된 바와 같이, 원하는 신호에 관계되는 신호 A 및 신호 B의 스와핑이다. 따라서, 반대쪽 측파대는 다른 제2 인접 간섭자(즉, 신호 B)에 의해 현재 차지되고 있다. 신호 A는 원하는 신호 대역 안으로 포개지지 않고, 따라서 아날로그 필터에 의해 제거된다. 만약 신호 B가 신호 A보다 에너지에 있어서 작다면, 성능에서의 향상이 실현된다. 진행이 계속되며, 그것에 의해 신호 B의 에너지가 미리 설정된 문턱값과 비교된다. 만약 신호 B의 에너지가 미리 설정된 문턱값보다 크다면, 낮은 IF 수신기 시스템(300b)은 낮은 IF 신호의 주파수 부호를 변경하며, 같은 방식으로 진행이 계속된다. 일부 실시예에서, 두 개의 강한 인접 간섭자가 낮은 IF 스위칭을 통해 "핑-퐁(ping-pong)" 효과를 야기할 수 있는 경우에, 고정된 또는 조절 가능한 시간 간격만큼 지연될 수 있다.
도 5a를 참조하면, 낮은 IF 수신기 시스템(300b)은 도 3 및 4와 관련하여 도시되고 설명된 중간 IF 수신기 시스템(300a)의 구성요소들을 포함하고, 따라서 동일한 논의는 생략된다. 낮은 IF 수신기 시스템(300b)은 다운컨버터(516)를 포함하고, 다운컨버터(516)는 혼합기(517)와 국부 발진기(518)를 포함한다. 혼합기(517)는 접속들(513, 515) 각각을 통하여 손상 보정 모듈(322)로부터 I 및 Q 신호를 수신한다. 국부 발진기(518)는 입력 신호의 샘플링 레이트의 정수 약수인 국부 발진기 신호 LO3을 생성한다. 즉,
fs = 1.083333 MHz, 감시 IF = - fs/4(-270.833 kHz) 수식 9
LO3 신호가 취하는 값들은 수식 10 및 11에 도시된 것처럼, (손상 보정 모듈(322)로부터) 들어오는 신호와 혼합기(517)에서 곱하여지는 반복되는 복소수 스퀀스이다.
cos(2×π×n×감시 IF/fs), 여기서 n = 0..3 =>(1, 0, -1, 0) 수식 10
sin(2×π×n×감시 IF/fs), 여기서 n=0..3 = >(0, -1, 0, 1) 수식 11
LO3 신호는, 스위칭 모듈(540)의 감시 저역 통과 필터(LPF, 542)의 적용이 반대쪽 측파대에서 신호 에너지를 분리(isolate)할 수 있도록 하기 위하여, 반대쪽 측파대를 약 -270.833 kHz에서 0 Hz까지 변환하는데 사용된다. 다운컨버터(516)는 I 및 Q 신호를 스위칭 모듈(540)로 제공한다. 스위칭 모듈(540)은 소프트웨어, 하드웨어, 또는 소프트웨어와 하드웨어의 조합에 의해 구현될 수 있다. 스위칭 모듈(540)의 감시 LPF(542)는 I 및 Q 신호의 반대쪽 측파대 신호 에너지를 분리한다. 스위칭 모듈(540)은 감시 LPF(542)에 더하여 판정 모듈(544)을 포함한다. 도 5a를 계속하여 참조하면서, 도 6의 흐름도는 스위칭 모듈 방법(540a)의 실시예를 설명하기 위해 사용될 것이다. 단계 602에서 판정 모듈(544)은 반대쪽 측파대 신호 에너지가 미리 설정된 문턱값을 초과하였는지 여부를 판정한다. 만약 미리 설정된 문턱값이 초과되지 않았으면, 스위칭 동작은 수행되지 않고(단계 606), 스위칭 모듈(540)은 다음 버스트를 기다린다(단계 608). 다음 버스트가 발생하면, 단계 602를 반복한다. 미리 설정된 문턱값이 초과된 경우, 단계 610은 낮은 중간 주파수(fs)의 부호를 변경하는 것을 포함한다.
판정 모듈(544)은 응답하여 낮은 중간 주파수 신호의 주파수 부호를 스위칭하고, 2×flow의 주파수 이동을 발생시킨다. 이러한 동작의 효과 한 가지는 상측(high-side) 간섭자에 의해 관찰되는 낮은 IF 수신기 시스템 응답이 하측(low-side) 간섭자에 의해 이전에 관찰되었던 것과 동일할 것이라는 점이다. 마찬가지로, 현재 간섭자에 의해 관찰되는 낮은 IF 수신기 시스템 응답이 이전에 상측 간섭자에 의해 관찰되었던 것과 동일할 것이다.
일부 실시예에서, 감시 LPF(542)의 기능은 I 또는 Q 신호 중 어느 하나에서 수행될 수 있고, 판정은 신호들 중 어느 하나로부터 유도된 정보에 기초하여 이루어질 수 있다.
실제로, 낮은 중간 주파수의 스위칭은 약 270.833 kHz (2×flow)의 (다운컨버터(303)의) 혼합기(311)(도 5a)로 오프셋을 제공하고, 다운컨버터(312, 516)의 신호 LO2 및 LO3 각각의 복소수 입력의 Q 부분의 진폭 부호를 반전하는 스위칭 모듈(540)(도 5a)에 의해 수행될 수 있을 것이다.
흐름도에서 과정 설명 및 블록들은 모듈들(modules), 세그먼트들(segments), 또는 특정 논리 함수 또는 과정에서의 단계들을 구현하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 명령을 포함하는 코드의 일부분을 나타내는 것으로 이해되어야 하며, 교환 가능한 구현들은 본 발명의 바람직한 실시예의 범위 내에 포함되며, 기능들은 포함된 기능들에 따라서, 사실상 동시에 수행되거나 또는 반대의 순서로 수행되는 것을 포함하여 개시되거나 논의된 순서에서 벗어나 수행될 수 있으며, 이는 본 발명의 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 이해될 수 있는 바와 같다.
본 발명의 다양한 실시예들이 설명되었지만, 이는 본 발명의 범위 내에 있는 더 많은 실시예들과 구현예들이 가능함은 당업자에게 명백할 것이다. 따라서 본 발명은 이하의 특허청구범위 및 그 균등물에 대하여 정해진다.

Claims (15)

  1. 수신기를 동작시키기 위한 방법으로서,
    무선 주파수 신호를 수신하는 단계;
    상기 무선 주파수 신호를 동위상(in-phase) 성분 및 직교(quadrature) 성분을 포함하는 하향 변환된(down converted) 신호로 하향 변환시키는 단계;
    제1 시간 간격 동안 상기 동위상 성분 및 상기 직교 성분 간의 이득 및 위상 불균형을 추정하는 단계; 및
    상기 제1 시간 간격 동안 추정된 상기 이득 및 위상 불균형에 기초하여 제2 시간 간격 동안 샘플링된 동위상 성분 및 직교 성분에 대한 이득 및 위상 불균형을 감소시키는 단계
    를 포함하는 수신기 동작 방법.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서, 상기 추정하는 단계는,
    상기 동위상 성분의 에너지, 상기 직교 성분의 에너지, 및 상기 동위상 성분의 에너지와 상기 직교 성분의 에너지의 외적(cross product) 중 적어도 하나를 추정하는 단계를 포함하는 것인 수신기 동작 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 하향 변환된 신호는,
    상기 하향 변환된 신호의 샘플링 주파수의 정수 약수(interger divisor)인 주파수를 중심으로 하는 로우 중간 주파수(low intermediate frequency)를 포함하는 것인 수신기 동작 방법.
  5. 수신기를 동작시키기 위한 방법으로서,
    하향 변환된 신호의 인접 채널 간섭자의 에너지를 측정하는 단계; 및
    상기 인접 채널 간섭자 에너지가 미리 설정된 문턱값을 초과하는 경우, 상기 인접 채널 간섭자를 주파수 측면에서 재배치하는 단계를 포함하는 수신기 동작 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 재배치하는 단계는,
    상기 하향 변환된 신호의 주파수 부호를 반전(inverting)시키는 단계를 포함하는 것인 수신기 동작 방법.
  7. 무선 주파수 수신기 장치로서,
    무선 주파수 신호를 수신하고, 상기 무선 주파수 신호를 동위상 성분 및 직교 성분을 포함하는 하향 변환된 신호로 하향 변환시키는 로우 중간 주파수 수신기 시스템을 포함하고,
    상기 로우 중간 주파수 수신기 시스템은 상기 동위상 성분 및 상기 직교 성분 간의 이득 및 위상 불균형을 추정하도록 구성된 손상 보정 모듈을 더 포함하며,
    상기 손상 보정 모듈은,
    제1 시간 간격 동안 상기 이득 및 위상 불균형을 추정하도록 구성된 추정기 모듈과, 상기 제1 시간 간격 동안 수행된 상기 이득 및 위상 불균형의 추정에 기초하여 제2 시간 간격 동안 샘플링된 동위상 성분 및 직교 성분에 대한 이득 및 위상 불균형을 감소시키도록 구성된 보상기 모듈을 포함하는 것인 무선 주파수 수신기 장치.
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 제7항에 있어서, 상기 손상 보정 모듈은 디지털 영역에서 동작하는 것인 무선 주파수 수신기 장치.
  12. 제7항에 있어서, 상기 하향 변환된 신호는,
    상기 하향 변환된 신호의 샘플링 주파수의 정수 약수인 주파수를 중심으로 하는 로우 중간 주파수를 포함하는 것인 무선 주파수 수신기 장치.
  13. 무선 주파수 수신기 장치에 있어서,
    무선 주파수 신호를 수신하고, 상기 무선 주파수 신호를 하향 변환된 신호로 하향 변환시키는 로우 중간 주파수 수신기 시스템을 포함하고,
    상기 로우 중간 주파수 수신기 시스템은,
    상기 하향 변환된 신호를 수신하고, 상기 하향 변환된 신호의 인접 채널 간섭자의 에너지를 측정하고, 상기 인접 채널 간섭자 에너지가 미리 설정된 문턱값을 초과하는 경우, 상기 인접 채널 간섭자를 주파수 측면에서 재배치하도록 구성된 스위칭 모듈을 더 포함하는 것인 무선 주파수 수신기 장치.
  14. 제13항에 있어서, 적어도 하나의 발진기(oscillator)를 더 포함하고,
    상기 스위칭 모듈은, 상기 인접 채널 간섭자를 재배치하기 위해, 국부 발진기 신호의 부호를 반전시키도록 구성된 판정 모듈을 포함하는 것인 무선 주파수 수신기 장치.
  15. 제13항에 있어서, 상기 스위칭 모듈은,
    상기 인접 채널 간섭자의 에너지를 측정하도록 구성된 감시 저역 통과 필터를 포함하는 것인 무선 주파수 수신기 장치.
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