WO2008072553A1 - デジタルａｇｃ装置 - Google Patents

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digital agc
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Teruaki Hasegawa
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Panasonic Corporation
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
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Definitions

  • the present invention relates to a digital gain AGC (Automatic Gain Control) apparatus used when digitally demodulating a digitally modulated signal.
  • AGC Automatic Gain Control
  • An object of the present invention is to keep the average amplitude of a signal substantially constant without depending on the characteristics of a transmission line.
  • a first digital AGC device multiplies an in-phase signal and a filter output signal, and multiplies a first multiplier that outputs the result, an orthogonal signal, and the filter output signal.
  • a second multiplier that outputs the result, and a determination unit that enables and outputs the enable signal when the outputs of the first and second multipliers satisfy a condition defined by the threshold signal, and The square of the output of the first multiplier when the enable signal is valid.
  • the second digital AGC device multiplies the in-phase signal and the filter output signal and outputs the result, an orthogonal signal, and the filter output signal.
  • a second multiplier that multiplies and outputs the result, a transmission path quality estimation unit that obtains transmission path quality based on at least one of the outputs of the first and second multipliers, and the transmission path quality.
  • a reference signal generation unit for generating a reference signal based on the square of the output of the first multiplier and the square of the output of the second multiplier, and calculating the output time square
  • a loop filter that obtains a difference between a sum average unit, a calculation result of the reference signal and the square sum average unit, outputs the difference, and outputs the filter output signal as a filter output signal.
  • the reference signal is generated based on the transmission path quality, the average amplitude of the output signal of the digital AGC device can be kept substantially constant even when a reflected wave or the like exists.
  • Power S can be.
  • the average amplitude of the output signal of the digital AGC device can be kept substantially constant. Since the amplitude of the output signal does not become too large, it is possible to reduce the performance of the demodulation circuit using this output signal.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a demodulator having a digital AGC device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram showing received signal values when a reflected wave is present.
  • Figure 3 shows the gain control by the analog AGC unit when there is a reflected wave. It is explanatory drawing which shows the value of the received signal.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing the value of a signal subjected to gain control by the analog AGC unit when no reflected wave exists.
  • Fig. 5 is a graph showing the distribution of signal points in the presence of reflected waves (in the case of Fig. 3).
  • FIG. 6 is a graph showing the distribution of signal points when no reflected wave exists (in the case of FIG. 4).
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a digital AGC apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a graph showing an example of signal points and threshold values of the determination unit in FIG.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a digital AGC apparatus according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a graph for explaining generation of a reference signal REF.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a demodulation device having a digital AGC device according to the first embodiment of the present invention.
  • the demodulator shown in Fig. 1 includes an amplifier unit 12, an A / D converter 14, and an I A Q detection unit 22, a carrier wave and clock recovery unit 24, a digital AGC device 26, and an analog AGC unit 28 are included.
  • the amplifier unit 12 amplifies the received signal according to the amplifier control signal AMC and outputs the amplified signal to the A / D converter 14.
  • the A / D converter 14 converts the received signal into a digital signal and outputs it to the IQ detection unit 22 and the analog AGC unit 28.
  • the analog AGC unit 28 generates and outputs an amplifier control signal AMC. Since the amplifier unit 12, the A / D converter 14 and the analog A GC unit 28 form a negative feedback loop and adjust the gain of the amplifier unit 12, the amplitude of the input signal to the A / D converter 14 is adjusted. The temporal average value (average amplitude) is kept almost constant.
  • the IQ detector 22 performs quadrature detection on the output of the A / D converter 14 and outputs an in-phase signal and a quadrature signal.
  • the carrier wave and clock recovery unit 24 performs digital demodulation processing on these in-phase signal and quadrature signal V, and outputs the result to the digital AGC device 26 as in-phase signal BI and quadrature signal BQ.
  • the carrier wave and clock recovery unit 24 generates a symbol enable signal SYE and outputs it to the digital AGC device 26.
  • the digital AGC device 26 keeps the average amplitude of the in-phase signal BI and the quadrature signal BQ substantially constant. At this time, the digital AGC device 26 follows amplitude fluctuations that cannot be followed by the analog AGC unit 28.
  • the symbol position of the 8-level VSB modulation signal is one of the following:
  • FIG. 2 is an explanatory diagram showing received signal values when a reflected wave is present.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing the value of the signal subjected to gain control by the analog AGC unit 28 when there is a reflected wave.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing the value of a signal subjected to gain control by the analog AGC unit 28 when no reflected wave exists. It is assumed that the probability of occurrence of eight values represented by an eight-value VSB modulation signal is the same.
  • FIGS. 2 to 4 show the values of the received signals with respect to combinations of the main wave value and the reflected wave value.
  • the value of the signal input to the demodulator in Fig. 1 is as shown in Fig. 2, and the average amplitude of the signal is kept constant by the control of the analog AGC unit 28. It becomes like this.
  • each value is squared to obtain the sum (square sum) thereof. If the sum of squares in Figs. 3 and 4 is Z3 and Z4, respectively,
  • Fig. 5 is a graph showing the distribution of signal points in the presence of reflected waves (in the case of Fig. 3).
  • Fig. 6 is a graph showing the distribution of signal points when there is no reflected wave (in the case of Fig. 4).
  • the negative AGC process is performed if a reflected wave exists.
  • the feedback loop is controlled to make the signal larger than necessary. This is because the sum of squares is estimated to be small as described with reference to FIG. 3 when there is a reflected wave even if the optimum reference signal is used when the reflected wave is small.
  • the digital AGC device 26 is configured as follows.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the digital AGC apparatus 26 according to the first embodiment of the present invention.
  • the digital AGC device 26 in FIG. 1 includes a first multiplier 31, a second multiplier 32, A square sum averaging unit 34, a subtractor 35, a loop filter unit 36, and a determination unit 38 are provided.
  • the multipliers 31 and 32 receive the baseband in-phase signal BI and the quadrature signal BQ, respectively.
  • the multiplier 31 multiplies the in-phase signal BI by the output of the loop filter unit 36, and outputs the result as a gain-controlled in-phase signal GI.
  • the multiplier 32 multiplies the quadrature signal BQ and the output of the loop filter unit 36, and outputs the result as a gain-controlled quadrature signal GQ.
  • the determination unit 38 enables the enable signal EN and outputs it to the square sum averaging unit 34.
  • the square sum average unit 34 squares the in-phase signal GI and the quadrature signal GQ to obtain the sum, and further temporally averages the subtraction unit 35. Output to.
  • the subtractor 35 subtracts the reference signal REF from the square sum average, and outputs the obtained error to the loop finisher unit 36.
  • the loop filter unit 36 smoothes the error and outputs it to the multipliers 31 and 32. That is, the loop filter unit 36 multiplies the error by a predetermined coefficient “a”, performs further integration processing, and outputs the result to the multipliers 31 and 32.
  • the digital AGC device 26 controls the gain for the in-phase signal BI and the quadrature signal BQ so that the error output from the subtractor 35 approaches 0, and the average amplitude of the output signal is increased. I try to keep it almost constant.
  • FIG. 8 is a graph showing an example of signal points and threshold values of the determination unit 38 in FIG.
  • the determination unit 38 enables the enable signal EN when the amplitude of at least one of the in-phase signal GI and the quadrature signal GQ is larger than the threshold signal TH, and disables the enable signal EN in other cases. To do.
  • the determination unit 38 determines that the in-phase signal GI is not less than the threshold value TI1 and not more than the threshold value TI2, and the orthogonal signal GQ is not less than the threshold value TQ 1 and not more than the threshold value TQ 2 (for example, the signal point of the symbol).
  • Enable signal EN is disabled when signal point SB), and enable signal EN is enabled otherwise (for example, when the signal point of the symbol is signal point SA).
  • the thresholds TI2 and TQ2 are equal to the value of the threshold signal TH
  • the thresholds TI1 and TQ1 are equal to ⁇ 1 times the value of the threshold signal TH.
  • the square sum average unit 34 performs an operation for obtaining the mean square average for the symbol at that time, and when the enable signal EN is invalid, Do not calculate the sum of squares for the current symbol! /.
  • the signal points of the symbol are concentrated near the origin of the complex plane, but the square sum averaging unit 34 does not use the symbol near the origin. For this reason, even if there is a reflected wave, the square sum average calculated by the square sum average unit 34 is not much smaller than when all symbols are used. Therefore, the gain of the negative feedback loop of the digital AGC device 26 can be prevented from becoming too large.
  • the sum of squares unit 34 does not use a symbol near the origin of the complex plane, when there is no reflected wave, the sum of squares calculated by the sum of squares unit 34 is calculated as follows. The value is larger than when using symbols. At this time, since the gain of the negative feedback loop of the digital AGC device 26 becomes small and no reflected wave exists, the demodulation performance after the digital AGC device 26 does not deteriorate so much.
  • the gain of the digital AGC device 26 can be adjusted by a simple calculation, and the average amplitude of the output signal is kept almost constant without depending on the characteristics of the transmission line. That power S.
  • threshold value TI1 and the threshold value TQ1 shown in FIG. 8 may be different from each other, and the threshold value TI2 and the threshold value TQ2 are different from each other! /!
  • the determination unit 38 determines that the sum of the square of the in-phase signal GI and the square of the quadrature signal GQ is the threshold signal T
  • enable signal EN may be enabled, otherwise enable signal EN may be disabled.
  • the threshold signal TH input to the determination unit 38 may be a fixed value or may be dynamically set from the outside.
  • FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the digital AGC apparatus 226 according to the second embodiment of the present invention.
  • the digital AGC device 226 in FIG. 9 includes a first multiplier 31, a second multiplier 32, a square sum averaging unit 234, a subtractor 35, a loop filter unit 36, and a transmission path quality estimation unit 4.
  • the digital AGC device 226 In place of the digital AGC device 26 of FIG. 7, detailed description thereof is omitted.
  • the transmission path quality estimation unit 48 determines whether a known data pattern and an actually received data pattern are based on the in-phase signal GI and the quadrature signal GQ output from the multipliers 31 and 32, respectively. Is obtained as the transmission path quality. At this time, the transmission path quality estimation unit 48 obtains a correlation value corresponding to the reflected wave included in the received wave. For example, a VSB modulation signal compliant with the ATSC standard includes a known data pattern in the field sync segment.
  • FIG. 10 is a graph for explaining the generation of the reference signal REF.
  • the normalized correlation value difference NR is 1 when there is no reflected wave, and is 0 when there is one reflected wave and the magnitude of the main wave and the reflected wave are the same.
  • the reference signal generation unit 49 sets a value corresponding to the normalized correlation value difference NR as the reference signal REF.
  • REF 10 * NR + 90. That is, when the reflected wave is large, the value of the reference signal REF is small.
  • the relationship between the reference value REF and the normalized correlation value difference NR shown in FIG. 10 is an example, and may have another relationship.
  • the square sum average unit 234 squares the in-phase signal GI and the quadrature signal GQ to obtain the sum, further averages the sum, and outputs the obtained square sum average to the subtractor 35.
  • the subtractor 35 subtracts the reference signal REF from the square sum average, and outputs the obtained error to the loop filter unit 36.
  • the value of the reference signal REF is appropriately controlled, so that the average amplitude of the output signal is substantially constant without depending on the characteristics of the transmission line. Can be kept in.
  • the reference signal generator 49 generates a reference signal based on the tap coefficient value of the waveform equalizer.
  • the reference signal generation unit 49 may switch the value of the reference signal REF depending on whether the reflected wave is present or not, and the switching operation has a hysteresis characteristic. Let's go.
  • the transmission path quality estimation unit 48 may select one of the outputs of the multipliers 31 and 32, and obtain the transmission path quality based on the selected output. Yo.
  • n-phase PSK phase modulation
  • nQAM multi-level quadrature modulation
  • the n-value VSB signal can be processed! /.
  • the present invention can prevent the signal amplitude from becoming too large even in the presence of a reflected wave, and is useful as a digital AGC device or the like.

Landscapes

  • Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

　信号の平均振幅をほぼ一定に保つ。デジタルＡＧＣ装置として、同相信号とフィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第１の乗算器と、直交信号と前記フィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第２の乗算器と、前記第１及び第２の乗算器の出力が、閾値信号によって定められた条件を満たす場合に、イネーブル信号を有効にして出力する判定部と、前記イネーブル信号が有効な場合に、前記第１の乗算器の出力の自乗と、前記第２の乗算器の出力の自乗との和の時間的な平均を求め、出力する自乗和平均部と、基準信号と前記自乗和平均部の演算結果との間の差を求め、出力する減算器と、前記減算器の出力を平滑化し、前記フィルタ出力信号として出力するループフィルタ部とを有する。

Description

明 細 書
デジタノレ AGC装置
技術分野
[0001] 本発明は、デジタル変調された信号をデジタル復調する場合に用いられるデジタ ノレ AGC (Automatic Gain Control)装置に関する。
背景技術
[0002] 近年、映像のデジタル化が進み、衛星放送、 CATV,地上波放送のそれぞれにお いて、各国でデジタル放送が開始されている。その伝送方式としては、各伝送路の特 徴に適した方式が選択されている。例えば、米国の地上波デジタル放送では VSB (v estigiaト sideband)変調方式が用いられている。このような放送で用いられるデジタル 変調信号の処理のために、 AD変換後の信号をデジタル的に処理し、平均振幅を一 定に保とうとするデジタル AGC回路が知られている（例えば、特許文献 1参照）。 特許文献 1 :特開平 2— 237207号公報（図 3)
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0003] しかしながら、伝送路の状態によっては (例えば、反射波が存在する場合）、デジタ ノレ AGC装置から出力される信号の平均振幅が一定ではなくなるという問題があった 。このため、デジタル AGC処理された信号を用いる復調回路の性能が低下するとい う問題があった。
[0004] 本発明は、伝送路の特性に依存せず、信号の平均振幅をほぼ一定に保つことを目 的とする。
課題を解決するための手段
[0005] 本発明に係る第 1のデジタル AGC装置は、同相信号とフィルタ出力信号とを乗算し 、その結果を出力する第 1の乗算器と、直交信号と前記フィルタ出力信号とを乗算し 、その結果を出力する第 2の乗算器と、前記第 1及び第 2の乗算器の出力が、閾値信 号によって定められた条件を満たす場合に、ィネーブル信号を有効にして出力する 判定部と、前記イネ一ブル信号が有効な場合に、前記第 1の乗算器の出力の自乗と 、前記第 2の乗算器の出力の自乗との和の時間的な平均を求め、出力する自乗和平 均部と、基準信号と前記自乗和平均部の演算結果との間の差を求め、出力する減算 器と、前記減算器の出力を平滑化し、前記フィルタ出力信号として出力するループフ ィルタ部とを有する。
[0006] これによると、第 1及び第 2の乗算器の出力が条件を満たさない場合には、これらの 出力を自乗和平均に反映させないので、反射波等が存在する場合においても、この デジタル AGC装置の出力信号の平均振幅をほぼ一定に保つことができる。
[0007] また、本発明に係る第 2のデジタル AGC装置は、同相信号とフィルタ出力信号とを 乗算し、その結果を出力する第 1の乗算器と、直交信号と前記フィルタ出力信号とを 乗算し、その結果を出力する第 2の乗算器と、前記第 1及び第 2の乗算器の出力の 少なくとも一方に基づいて伝送路品質を求める伝送路品質推定部と、前記伝送路品 質に基づいて基準信号を生成する基準信号生成部と、前記第 1の乗算器の出力の 自乗と、前記第 2の乗算器の出力の自乗との和の時間的な平均を求め、出力する自 乗和平均部と、前記基準信号と前記自乗和平均部の演算結果との間の差を求め、 出力する減算器と、前記減算器の出力を平滑化し、前記フィルタ出力信号として出 力するループフィルタ部とを有する。
[0008] これによると、伝送路品質に基づ!/、て基準信号を生成するので、反射波等が存在 する場合においても、このデジタル AGC装置の出力信号の平均振幅をほぼ一定に 保つこと力 Sできる。
発明の効果
[0009] 本発明によれば、デジタル AGC装置の出力信号の平均振幅をほぼ一定に保つこ とができる。出力信号の振幅が大きくなり過ぎないので、この出力信号を用いる復調 回路の性能を落とさなレ、ようにすること力 Sできる。
図面の簡単な説明
[0010] [図 1]図 1は、本発明の第 1の実施形態に係るデジタル AGC装置を有する復調装置 の構成を示すブロック図である。
[図 2]図 2は、反射波が存在する場合における受信信号の値を示す説明図である。
[図 3]図 3は、反射波が存在する場合において、アナログ AGC部によるゲイン制御を 受けた信号の値を示す説明図である。
[図 4]図 4は、反射波が存在しない場合において、アナログ AGC部によるゲイン制御 を受けた信号の値を示す説明図である。
[図 5]図 5は、反射波が存在する場合（図 3の場合)の信号点の分布を示すグラフであ
[図 6]図 6は、反射波が存在しない場合（図 4の場合）の信号点の分布を示すグラフで ある。
[図 7]図 7は、本発明の第 1の実施形態に係るデジタル AGC装置の構成を示すプロ ック図である。
[図 8]図 8は、信号点及び図 7の判定部の閾値の例を示すグラフである。
[図 9]図 9は、本発明の第 2の実施形態に係るデジタル AGC装置の構成を示すプロ ック図である。
[図 10]図 10は、基準信号 REFの生成について説明するためのグラフである。
符号の説明
[0011] 26, 226 デジタル AGC装置
31 第 1の乗算器
32 第 2の乗算器
34, 234 自乗和平均部
35 減算器
36 ノレープフィノレタ部
38 判定部
48 伝送路品質推定部
49 基準信号生成部
発明を実施するための最良の形態
[0012] 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
[0013] (第 1の実施形態）
図 1は、本発明の第 1の実施形態に係るデジタル AGC装置を有する復調装置の構 成を示すブロック図である。図 1の復調装置は、アンプ部 12と、 A/D変換器 14と、 I Q検波部 22と、搬送波及びクロック再生部 24と、デジタル AGC装置 26と、アナログ AGC部 28とを有している。
[0014] アンプ部 12は、アンプ制御信号 AMCに従って、受信された信号を増幅し、 A/D 変換器 14に出力する。 A/D変換器 14は、受け取った信号をデジタル信号に変換 し、 IQ検波部 22及びアナログ AGC部 28に出力する。アナログ AGC部 28は、アンプ 制御信号 AMCを生成して出力する。アンプ部 12、 A/D変換器 14及びアナログ A GC部 28は、負帰還ループを構成し、アンプ部 12のゲイン調整を行っているので、 A /D変換器 14への入力信号の振幅の時間的な平均値 (平均振幅）はほぼ一定に保 たれる。
[0015] IQ検波部 22は、 A/D変換器 14の出力に直交検波を行い、同相信号及び直交信 号を出力する。搬送波及びクロック再生部 24は、これらの同相信号及び直交信号に デジタル復調処理を行 V、、その結果を同相信号 BI及び直交信号 BQとしてデジタル AGC装置 26に出力する。また、搬送波及びクロック再生部 24は、シンボルイネーブ ル信号 SYEを生成し、デジタル AGC装置 26に出力する。デジタル AGC装置 26は 、同相信号 BI及び直交信号 BQの平均振幅をほぼ一定に保つようにする。この際、 デジタル AGC装置 26は、アナログ AGC部 28では追従できない振幅変動に対して 追従する。
[0016] 以下では例として、 8値 VSB変調信号が受信され、アンプ部 12に入力されている 場合について説明する。 8値 VSB変調信号のシンボル位置は、正規化すると次のい ずれか、すなわち、
(I, Q) = ( - l , Q1) , (一 3, Q2) , (一 5, Q3) , (一 7, Q4) , (1 , Q5) , (3, Q6) , (5, Q7) , (7, Q8)
で表される。
[0017] 大きさが主波と同じであり、主波に対する遅延が + T (Tはシンボル間隔）である反 射波が存在するとする。受信される信号は 8値 VSB変調信号であるので、 Q軸の情 報は無視し、 I軸の値を信号の値とみなすこととする。図 1の復調装置には、主波に反 射波が加算された信号を受信するので、主波の値に反射波の値が加算されて!/、ると 考えられる。 [0018] 図 2は、反射波が存在する場合における受信信号の値を示す説明図である。図 3 は、反射波が存在する場合において、アナログ AGC部 28によるゲイン制御を受けた 信号の値を示す説明図である。図 4は、反射波が存在しない場合において、アナログ AGC部 28によるゲイン制御を受けた信号の値を示す説明図である。 8値 VSB変調 信号で表される 8値の発生確率は、いずれも同じであると仮定する。
[0019] 図 2〜図 4では、主波の値と反射波の値との組み合わせに対する受信信号の値を 示している。図 1の復調装置に入力される信号の値は図 2のようになり、アナログ AG C部 28の制御により信号の平均振幅が一定に保たれるので、制御後の信号の値は 図 3のようになる。
[0020] 図 3及び図 4において、各値を自乗し、それらの総和（自乗和）を求める。図 3及び 図 4の自乗和をそれぞれ Z3, Z4とすると、
Z3 = 672
Z4 = 1344
となる。反射波が存在する場合の自乗和 Z3は、反射波がない場合の自乗和 Z4に比 較して小さくなることが分かる。これは、反射波による影響を受けて、信号点が IQ複素 平面上において中心に集中するためである。図 5は、反射波が存在する場合（図 3の 場合）の信号点の分布を示すグラフである。図 6は、反射波が存在しない場合（図 4の 場合)の信号点の分布を示すグラフである。
[0021] ここで仮に、全てのシンボルについての自乗和の時間的な平均値から基準信号を 求め、デジタル AGC処理を行うとすると、反射波が存在する場合には、デジタル AG C処理を行う負帰還ループは信号を必要以上に大きくするように制御される。反射波 カ¾い場合に最適な基準信号を用いても、反射波が存在する場合には、図 3を参照 して説明したように自乗和が小さく見積もられるからである。
[0022] その結果、 8値 VSB変調信号が有効ビット幅で表される値より大きくなり、クリップさ れる。このため、非線形成分が生じ、デジタル AGC処理以降の復調処理性能が悪 化する。そこで、デジタル AGC装置 26を次のように構成する。
[0023] 図 7は、本発明の第 1の実施形態に係るデジタル AGC装置 26の構成を示すブロッ ク図である。図 1のデジタル AGC装置 26は、第 1の乗算器 31と、第 2の乗算器 32と、 自乗和平均部 34と、減算器 35と、ループフィルタ部 36と、判定部 38とを有している。 乗算器 31 , 32には、ベースバンドの同相信号 BI及び直交信号 BQがそれぞれ入力 されている。乗算器 31は、同相信号 BIとループフィルタ部 36の出力とを乗算し、その 結果をゲイン制御された同相信号 GIとして出力する。乗算器 32は、直交信号 BQと ループフィルタ部 36の出力とを乗算し、その結果をゲイン制御された直交信号 GQと して出力する。
[0024] 判定部 38は、同相信号 GI及び直交信号 GQが、閾値信号 THによって定められた 条件を満たす場合に、ィネーブル信号 ENを有効にして自乗和平均部 34に出力す る。 自乗和平均部 34は、ィネーブル信号が有効な場合に、同相信号 GI及び直交信 号 GQをそれぞれ自乗して和を求め、更に時間的に平均し、得られた自乗和平均を 減算器 35に出力する。
[0025] 減算器 35は、自乗和平均から基準信号 REFを減じ、得られた誤差をループフィノレ タ部 36に出力する。ループフィルタ部 36は、誤差を平滑化して乗算器 31 , 32に出 力する。すなわち、ループフィルタ部 36は、誤差に所定の係数" a "を乗じ、更に積 分処理を行い、その結果を乗算器 31 , 32に出力する。
[0026] このようにして、デジタル AGC装置 26は、減算器 35から出力される誤差が 0に近 づくように、同相信号 BI及び直交信号 BQに対する利得を制御し、出力信号の平均 振幅をほぼ一定に保つようにしている。
[0027] 図 8は、信号点及び図 7の判定部 38の閾値の例を示すグラフである。判定部 38は 、同相信号 GI及び直交信号 GQのうちの少なくとも 1つの振幅が閾値信号 THより大 きい場合には、ィネーブル信号 ENを有効にし、その他の場合には、ィネーブル信号 ENを無効にする。
[0028] すなわち、判定部 38は、同相信号 GIが閾直 TI1以上閾直 TI2以下であり、かつ、 直交信号 GQが閾値 TQ 1以上閾値 TQ 2以下である場合（例えば、シンボルの信号 点が信号点 SBである場合）には、ィネーブル信号 ENを無効にし、その他の場合 (例 えば、シンボルの信号点が信号点 SAである場合）には、ィネーブル信号 ENを有効 にする。ここでは例として、閾値 TI2, TQ2は閾値信号 THの値に等しぐ閾値 TI1 , TQ1は閾値信号 THの値の— 1倍に等しいものとする。 [0029] 自乗和平均部 34は、ィネーブル信号 ENが有効である場合には、そのときのシンポ ルを対象にして自乗和平均を求める演算を行い、ィネーブル信号 ENが無効である 場合には、そのときのシンボルを対象にして自乗和平均を求める演算を行わな!/、。 反射波が存在する場合、複素平面の原点付近にシンボルの信号点が集中するが、 自乗和平均部 34は、原点付近のシンボルを使用しない。このため、反射波が存在し ていても、自乗和平均部 34で算出される自乗和平均は、全てのシンボルを使用する 場合に比べてあまり小さくならない。したがって、デジタル AGC装置 26の負帰還ノレ ープのゲインが大き過ぎる値になることを防ぐことができる。
[0030] また、自乗和平均部 34は、複素平面の原点付近のシンボルを使用しないので、反 射波が存在しない場合には、 自乗和平均部 34で算出される自乗和平均は、全ての シンボルを使用する場合に比べて大きな値になる。このとき、デジタル AGC装置 26 の負帰還ループのゲインが小さくなるカ、反射波が存在しない場合であるので、デジ タル AGC装置 26以降の復調性能はあまり低下しない。
[0031] 以上のように、本実施形態によれば、簡単な演算でデジタル AGC装置 26のゲイン を調整可能であり、伝送路の特性に依存せず、出力信号の平均振幅をほぼ一定に 保つこと力 Sできる。
[0032] なお、図 8で示された閾値 TI1と閾値 TQ1とが異なっていてもよいし、閾値 TI2と閾 値 TQ2とが異なって!/、てもよ!/、。
[0033] また、判定部 38は、同相信号 GIの自乗と直交信号 GQの自乗との和が閾値信号 T
Hより大きい場合には、ィネーブル信号 ENを有効にし、その他の場合には、イネ一 ブル信号 ENを無効にするようにしてもよい。
[0034] また、判定部 38に入力される閾値信号 THは、固定値であってもよいし、外部から 動的に設定されるようにしてもよい。
[0035] (第 2の実施形態）
図 9は、本発明の第 2の実施形態に係るデジタル AGC装置 226の構成を示すプロ ック図である。図 9のデジタル AGC装置 226は、第 1の乗算器 31と、第 2の乗算器 32 と、自乗和平均部 234と、減算器 35と、ループフィルタ部 36と、伝送路品質推定部 4
8と、基準信号生成部 49とを有している。デジタル AGC装置 226は、図 1の復調装 置において、図 7のデジタル AGC装置 26に代えて用いられる。乗算器 31 , 32、及 びノレープフィルタ部 36は、図 7を参照して説明したものと同じであるので、詳細な説 明は省略する。
[0036] 伝送路品質推定部 48は、乗算器 31 , 32からそれぞれ出力された同相信号 GI及 び直交信号 GQに基づいて、既知のデータパターンと実際に受信されたデータバタ ーンとの間の相関値を、伝送路品質として求める。この際、伝送路品質推定部 48は 、受信波に含まれる反射波に対応させて相関値を求める。例えば ATSC規格に準拠 した VSB変調信号においては、フィールド同期セグメント部に既知のデータパターン が含まれている。
[0037] 図 10は、基準信号 REFの生成について説明するためのグラフである。基準信号生 成部 49は、伝送路品質推定部 48でそれぞれ求められた、主波に対応する相関値 R Mと反射波に対応する相関値 R1との間の差に基づいて、基準信号 REFを求める。 具体的には、基準信号生成部 49は、相関値 RMと相関値 R1との差を相関値 RMで 正規化し、正規化相関値差 NR= (RM— R1) /RMを求める。正規化相関値差 NR は、反射波が存在しない場合には 1となり、反射波が 1波存在し、主波の大きさと反射 波の大きさとが同じ場合には 0となる。
[0038] 更に、基準信号生成部 49は、正規化相関値差 NRに応じた値を基準信号 REFと する。例えば図 10の場合は、 REF = 10 * NR+ 90とする。すなわち、反射波が大き いときには、基準信号 REFの値が小さくなる。なお、図 10で示す基準値 REFと正規 化相関値差 NRとの関係は一例であり、他の関係を有するようにしてもよい。
[0039] 自乗和平均部 234は、同相信号 GI及び直交信号 GQをそれぞれ自乗して和を求 め、更に時間的に平均し、得られた自乗和平均を減算器 35に出力する。減算器 35 は、自乗和平均から基準信号 REFを減じ、得られた誤差をループフィルタ部 36に出 力する。
[0040] 反射波が存在する場合には、複素平面の原点付近にシンボルの信号点が集中す るが、基準信号生成部 49は基準信号 REFの値を小さくする。このため、反射波が存 在していても、減算器 35から出力される誤差は小さ過ぎる値にはならない。したがつ て、図 9のデジタル AGC装置の負帰還ループのゲインが大き過ぎる値になることを防 ぐこと力 Sできる。
[0041] また、反射波が存在しない場合には、基準信号 REFの値は小さくならず、図 9のデ ジタル AGC装置以降の復調性能を低下させることはない。
[0042] 以上のように、本実施形態のデジタル AGC装置によれば、基準信号 REFの値を適 応的に制御するので、伝送路の特性に依存せず、出力信号の平均振幅をほぼ一定 に保つことができる。
[0043] なお、基準信号生成部 49は、波形等化装置のタップ係数値に基づいて基準信号
REFを求めるようにしてもよ!/、。
[0044] また、基準信号生成部 49は、反射波が存在する場合と存在しな V、場合とで基準信 号 REFの値を切り替えるようにしてもよく、切り替え動作についてヒステリシス特性を 有するようにしてあよレヽ。
[0045] また、伝送路品質推定部 48は、乗算器 31 , 32の出力のうちのいずれか一方を選 択し、選択された出力に基づレ、て伝送路品質を求めるようにしてもょレ、。
[0046] なお、以上の各実施形態では、例として 8値 VSB信号を処理対象とする場合につ いて説明したが、他の位相変調 (n相 PSK)信号、多値直交変調 (nQAM)信号、又 は n値 VSB信号を処理対象としてもよ!/、。
産業上の利用可能性
[0047] 以上説明したように、本発明は、反射波が存在する場合においても、信号の振幅が 大きくなり過ぎないようにすることができ、デジタル AGC装置等として有用である。

Claims

請求の範囲
[1] 同相信号とフィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第 1の乗算器と、 直交信号と前記フィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第 2の乗算器と 前記第 1及び第 2の乗算器の出力が、閾値信号によって定められた条件を満たす 場合に、ィネーブル信号を有効にして出力する判定部と、
前記イネ一ブル信号が有効な場合に、前記第 1の乗算器の出力の自乗と、前記第 2の乗算器の出力の自乗との和の時間的な平均を求め、出力する自乗和平均部と、 基準信号と前記自乗和平均部の演算結果との間の差を求め、出力する減算器と、 前記減算器の出力を平滑化し、前記フィルタ出力信号として出力するループフィル タ ¾とを備える
デジタル AGC装置。
[2] 請求項 1に記載のデジタル AGC装置にお!/、て、
前記判定部は、
前記第 1及び第 2の乗算器の出力のうちの少なくとも 1つの振幅が前記閾値信号よ り大きい場合には、前記イネ一ブル信号を有効にし、その他の場合には、前記イネ一 ブル信号を無効にする
ことを特徴とするデジタル AGC装置。
[3] 請求項 1に記載のデジタル AGC装置にお!/、て、
前記判定部は、
前記第 1の乗算器の出力の自乗と前記第 2の乗算器の出力の自乗との和が前記閾 値信号より大きい場合には、前記イネ一ブル信号を有効にし、その他の場合には、 前記イネ一ブル信号を無効にする
ことを特徴とするデジタル AGC装置。
[4] 同相信号とフィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第 1の乗算器と、 直交信号と前記フィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第 2の乗算器と 前記第 1及び第 2の乗算器の出力の少なくとも一方に基づいて伝送路品質を求め る伝送路品質推定部と、
前記伝送路品質に基づいて基準信号を生成する基準信号生成部と、 前記第 1の乗算器の出力の自乗と、前記第 2の乗算器の出力の自乗との和の時間 的な平均を求め、出力する自乗和平均部と、
前記基準信号と前記自乗和平均部の演算結果との間の差を求め、出力する減算 器と、
前記減算器の出力を平滑化し、前記フィルタ出力信号として出力するループフィル タ ¾とを備える
デジタル AGC装置。
[5] 請求項 4に記載のデジタル AGC装置において、
前記伝送路品質推定部は、
既知のデータパターンと受け取った信号のデータパターンとの間の相関値を前記 伝送路品質として求めるものであり、
前記基準信号生成部は、
前記相関値に応じて前記基準信号を求め、出力するものである
ことを特徴とするデジタル AGC装置。
[6] 請求項 5に記載のデジタル AGC装置において、
前記基準信号生成部は、
前記相関値に基づいて前記基準信号の値を 2つの値のいずれかに切り替え、切り 替え動作にっレ、てヒステリシス特性を有する
ことを特徴とするデジタル AGC装置。
[7] 請求項 4に記載のデジタル AGC装置において、
前記伝送路品質推定部は、
前記第 1及び第 2の乗算器の出力のうちのいずれか一方を選択し、選択された出 力に基づいて前記伝送路品質を求める
ことを特徴とするデジタル AGC装置。
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