CN101523718A - 数字agc装置 - Google Patents

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CN101523718A CNA200780036837XA CN200780036837A CN101523718A CN 101523718 A CN101523718 A CN 101523718A CN A200780036837X A CNA200780036837X A CN A200780036837XA CN 200780036837 A CN200780036837 A CN 200780036837A CN 101523718 A CN101523718 A CN 101523718A
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Abstract

本发明提供一种数字AGC装置，包括：第一乘法器，其使同相信号和滤波器输出信号相乘并输出其结果；第二乘法器，其使正交信号和上述滤波器输出信号相乘并输出其结果；判断部，当上述第一乘法器和第二乘法器的输出满足由阈值信号决定的条件时，其使使能信号有效而输出；均方部，当上述使能信号有效时，其求出上述第一乘法器的输出的平方与上述第二乘法器的输出的平方之和的时间上的平均值并将其输出；减法器，求出基准信号与上述均方部的运算结果之间的差并将其输出；以及环路滤波部，其将上述减法器的输出平滑化，作为上述滤波器输出信号而输出。由此，将信号的平均振幅保持为大致恒定。

Description

数字AGC装置
技术领域
本发明涉及一种在对数字调制后的信号进行数字解调时使用的数字AGC(Automatic Gain Control：自动增益控制)装置。
背景技术
近年来，图像的数字化不断发展，在卫星广播、CATV、地面广播等各领域，各国开始进行数字广播。作为其传输方式，选择适用于各传输路径的特征的方式。例如在美国的地面数字广播中使用VSB(vestigia1-sideband：残留边带)调制方式。已知有这样一种数字AGC电路，其为了处理在上述这种广播中使用的数字调制信号而对AD转换后的信号进行数字处理，并将平均振幅保持为恒定(例如参照专利文献1)。
专利文献1：日本特开平2-237207号公报(图3)
发明内容
然而，存在根据传输路径的状态(例如存在反射波的情况)，从数字AGC装置输出的信号的平均振幅不再保持恒定的问题。因此，存在使用经过数字AGC处理后的信号的解调电路的性能下降的问题。
本发明的目的在于，不依赖于传输路径的特性而将信号的平均振幅大致保持恒定。
本发明的第一数字AGC装置，包括：第一乘法器，其将同相信号和滤波器输出信号相乘，并输出其结果；第二乘法器，其将正交信号和上述滤波器输出信号相乘，并输出其结果；判断部，当上述第一乘法器和第二乘法器的输出满足由阈值信号决定的条件时，其使使能信号有效而输出；均方部，当上述使能信号有效时，其求出上述第一乘法器的输出的平方与上述第二乘法器的输出的平方之和的时间上的平均值并将其输出；减法器，其求出基准信号与上述均方部的运算结果之间的差并将其输出；以及环路滤波部，其将上述减法器的输出平滑化，并作为上述滤波器输出信号而输出。
由此，当第一乘法器和第二乘法器的输出不满足条件时，这些输出不反映在均方值中，因此，即使存在反射波等时，也能将该数字AGC装置的输出信号的平均振幅大致保持恒定。
另外，本发明的第二数字AGC装置，包括：第一乘法器，其使同相信号和滤波器输出信号相乘，并输出其结果；第二乘法器，其使正交信号和上述滤波器输出信号相乘，并输出其结果；传输路径品质推断部，其根据上述第一乘法器和第二乘法器的输出中的至少一方求传输路径品质；基准信号生成部，其根据上述传输路径品质生成基准信号；均方部，其求出上述第一乘法器的输出的平方与上述第二乘法器的输出的平方的和的时间平均值并将其输出；减法器，其求出上述基准信号与上述均方部的运算结果之间的差并将其输出；以及环路滤波部，其将上述减法器的输出平滑化，并作为上述滤波器输出信号而输出。
由此，根据传输路径品质生成基准信号，因此，即使存在反射波等时，也能将该数字AGC装置的输出信号的平均振幅大致保持恒定。
根据本发明，能将数字AGC装置的输出信号的平均振幅大致保持恒定。由于输出信号的振幅不会过大，因此能够不降低使用该输出信号的解调电路的性能。
附图说明
图1是表示具有本发明第一实施方式的数字AGC装置的解调装置的结构的框图。
图2是表示存在反射波时的接收信号的值的说明图。
图3是表示存在反射波时受到模拟AGC部增益控制的信号的值的说明图。
图4是表示不存在反射波时受到模拟AGC部增益控制的信号的值的说明图。
图5是表示存在反射波时(图3的情况)的信号点分布的曲线图。
图6是表示不存在反射波时(图4的情况)的信号点分布的曲线图。
图7是表示本发明第一实施方式的数字AGC装置的结构的框图。
图8是表示信号点和图7的判断部的阈值的例子的曲线图。
图9是表示本发明第二实施方式的数字AGC装置的结构的框图。
图10是用于说明基准信号REF的生成的曲线图。
标号说明
26、226 数字AGC装置
31 第一乘法器
32 第二乘法器
34、234 均方部
35 减法器
36 环路滤波器部
38 判断部
48 传输路径品质推断部
49 基准信号生成部
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明的实施方式。
(第一实施方式)
图1是表示具有本发明第一实施方式的数字AGC装置的解调装置的结构的框图。图1的解调装置包括：放大器部12、A/D转换器14、IQ检波部22、载波和时钟再现部24、数字AGC装置26、以及模拟AGC部28。
放大器部12根据放大器控制信号AMC对接收到的信号进行放大，并输出到A/D转换器14。A/D转换器14将接收到的信号转换为数字信号，并输出到IQ检波部22和模拟AGC部28。模拟AGC部28生成放大器控制信号AMC后将其输出。放大器部12、A/D转换器14和模拟AGC部28构成负反馈环，以进行放大器部12的增益调整，因此输入到A/D转换器14的输入信号的振幅的时间平均值(平均振幅)保持大致恒定。
IQ检波部22对A/D转换器14的输出进行正交检波，输出同相信号和正交信号。载波和时钟再现部24对这些同相信号和正交信号进行数字解调处理，并将其结果作为同相信号BI和正交信号BQ输出到数字AGC装置26。另外，载波和时钟再现部24生成码元使能信号(symbol enable signa1)SYE，将其输出到数字AGC装置26。数字AGC装置26使同相信号BI和正交信号BQ的平均振幅保持大致恒定。此时，数字AGC装置26对用模拟AGC部28无法跟踪的振幅变动进行跟踪。
下面作为例子说明接收8值VSB调制信号并输入到放大器部12的情况。8值VSB调制信号的码元位置，经标准化后用下面的任意一个，即用(I，Q)＝(-1，Q1)，(-3，Q2)，(-5，Q3)，(-7，Q4)，(1，Q5)，(3，Q6)，(5，Q7)，(7，Q8)来表示。
设存在大小与主波相同且相对于主波的延迟为+T(T为码元间隔)的反射波。由于接收的信号是8值VSB调制信号，所以忽略Q轴的信息而将I轴的值视为信号值。在图1的解调装置中接收主波与反射波相加后的信号，所以考虑在主波的值加上反射波的值。
图2是表示存在反射波时的接收信号的值的说明图。图3是表示存在反射波时受到模拟AGC部28增益控制的信号的值的说明图。图4是表示不存在反射波时受到模拟AGC部28增益控制的信号的值的说明图。假定8值VSB调制信号表示的8个值的发生概率均相同。
在图2～图4中示出与主波值和反射波值的组合相对的接收信号的值。输入到图1的解调装置中的信号的值如图2所示，信号的平均振幅通过模拟AGC部28的控制而保持恒定，因此控制后的信号的值如图3所示。
在图3和图4中，求各值的平方的总和(平方和)。图3和图4的平方和分别设为Z3、Z4，则
Z3＝672
Z4＝1344
由此可知存在反射波时的平方和Z3比不存在反射波时的平方和Z4小。这是因为受到反射波的影响，信号点在IQ复数平面上集中在中心。图5是表示存在反射波时(图3的情况)的信号点分布的曲线图。图6是表示不存在反射波时(图4的情况)的信号点分布的曲线图。
这里，假定根据针对所有码元的平方和的时间平均值求取基准信号，进行数字AGC处理，则存在反射波时，控制用于进行数字AGC处理的负反馈环以使得信号变大到所需要的程度以上。这是因为，在不存在反射波时即使使用最佳基准信号，也如存在反射波时参照图3说明的那样，平方和被估计得小。
其结果是，8值VSB调制信号比用有效位宽度表示的值大从而被限幅。因此，产生非线性成分，数字AGC处理以后的解调处理性能恶化。于是，如下那样构成数字AGC装置26。
图7是表示本发明第一实施方式的数字AGC装置26的结构的框图。图1的数字AGC装置26包括第一乘法器31、第二乘法器32、均方部34、减法器35、环路滤波器部36、判断部38。乘法器31、32分别被输入基带的同相信号BI和正交信号BQ。乘法器31将同相信号BI和环路滤波器部36的输出相乘，并将其结果作为增益控制后的同相信号GI而输出。乘法器32将正交信号BQ和环路滤波器部36的输出相乘，并将其结果作为增益控制后的正交信号GQ而输出。
判断部38在同相信号GI和正交信号GQ满足由阈值信号TH决定的条件时，使使能信号EN有效并输出到均方部34。均方部34在使能信号有效时，分别对同相信号GI和正交信号GQ求取平方后再求和，进而在时间上对其进行平均，并将所得到的均方值(分别取平方后再求和并在时间上对其进行平均而得到的值)输出到减法器35。
减法器35从均方值中减去基准信号REF，将所得到的误差输出到环路滤波器部36。环路滤波器部36对误差进行平滑化后输出到乘法器31、32。即，环路滤波器部36将误差乘以预定的系数“α”，进而进行积分处理，将其结果输出到乘法器31、32。
这样，数字AGC装置26控制对同相信号BI和正交信号BQ的增益，使得从减法器35输出的误差接近于0，并使输出信号的平均振幅大致保持恒定。
图8是表示信号点和图7的判断部38的阈值的例子的曲线图。判断部38在同相信号GI和正交信号GQ中至少一个的振幅大于阈值信号TH时，使使能信号EN有效，在其他情况下，使使能信号EN无效。
即，判断部38在同相信号GI为阈值TI1以上阈值TI2以下且正交信号GQ为阈值TQ1以上阈值TQ2以下时(例如，码元的信号点为信号点SB时)，使使能信号EN无效，在其他情况下(例如，码元的信号点为信号点SA时)，使使能信号EN有效。这里作为例子，设阈值TI2、TQ2等于阈值信号TH的值，阈值TI1、TQ1等于阈值信号TH的值的-1倍。
均方部34在使能信号EN有效时，以此时的码元为对象而进行求取均方值的运算，在使能信号EN无效时，不以此时的码元为对象而进行求取均方值的运算。当存在反射波时，码元的信号点集中在复数平面的原点附近，但均方部34不使用原点附近的码元。因此，即使存在反射波，与使用所有码元的情况相比，由均方部34计算出的均方值也不太小。因此，能够防止数字AGC装置26的负反馈环的增益变为过大的值。
另外，均方部34不使用复数平面的原点附近的码元，所以在不存在反射波时，与使用所有码元的情况相比，由均方部34计算出的均方值成为较大的值。此时，数字AGC装置26的负反馈环的增益变小，但由于是不存在反射波的情况，所以数字AGC装置26以后的解调性能降低不大。
如上所述，根据本实施方式，能够通过简单的运算调整数字AGC装置26的增益，能够将输出信号的平均振幅大致保持恒定，而不依赖于传输路径的特性。
图8所示的阈值TI1和阈值TQ1也可以不同，阈值TI2和阈值TQ2也可以不同。
另外，也可以是判断部38在同相信号GI的平方与正交信号GQ的平方之和大于阈值信号TH时，使使能信号EN有效，在其他情况下，使使能信号EN无效。
另外，输入到判断部38的阈值信号TH也可以是固定值、或由外部动态设定。
(第二实施方式)
图9是表示本发明第二实施方式的数字AGC装置226的结构的框图。图9的数字AGC装置226包括第一乘法器31、第二乘法器32、均方部234、减法器35、环路滤波器部36、传输路径品质推断部48、基准信号生成部49。数字AGC装置226是在图1的解调装置中代替图7的数字AGC装置26来使用的。乘法器31、32以及环路滤波器部36与参照图7说明的相同，因此省略详细说明。
传输路径品质推断部48根据分别从乘法器31、32输出的同相信号GI和正交信号GQ，求取已知的数据模式与实际接收到的数据模式之间的相关值作为传输路径品质。此时，传输路径品质推断部48与接收波所包含的反射波对应地求取相关值。例如在遵从ATSC标准的VSB调制信号中，场同步段(field sync segment)部分包括已知的数据模式。
图10是用于说明基准信号REF的生成的曲线图。基准信号生成部49根据由传输路径品质推断部48分别求出的、与主波对应的相关值RM和与反射波对应的相关值R1之间的差来求取基准信号REF。具体而言，基准信号生成部49使用相关值RM对相关值RM与相关值R1之间的差进行标准化，求取标准化相关值差NR＝(RM-R1)/RM。标准化相关值差NR在不存在反射波时为1，在存在反射波且主波的大小与反射波的大小相同时为0。
进而，基准信号生成部49将与标准化相关值差NR对应的值作为基准信号REF。例如图10的情况下，REF＝10NR+90。即，反射波大时，基准信号REF的值变小。图10所示的基准值REF与标准化相关值差NR的关系是一个例子，也可以具有其他关系。
均方部234分别求取同相信号GI和正交信号GQ的平方后再求和，进而在时间上平均，将所得到的均方值输出到减法器35。减法器35从均方值中减去基准信号REF，将所得到的误差输出到环路滤波器部36。
当存在反射波时，码元的信号点集中在复数平面的原点附近，但基准信号生成部49使基准信号REF的值减小。因此，即使存在反射波，由减法器35输出的误差也不会成为过小的值。因此，能够防止图9的数字AGC装置的负反馈环的增益成为过大的值。
另外，在不存在反射波时，基准信号REF的值不会减小，不会使图9的数字AGC装置以后的解调性能降低。
如上所述，根据本实施方式的数字AGC装置，由于适当地控制基准信号REF的值，因此能够将输出信号的平均振幅大致保持恒定，而不依赖于传输路径的特性。
基准信号生成部49也可以根据波形均衡装置的抽头系数值来求取基准信号REF。
另外，基准信号生成部49也可以在存在反射波和不存在反射波时切换基准信号REF的值，对于切换动作也可以具有磁滞特性。
传输路径品质推断部48也可以选择乘法器31、32的输出中的任意一方，并根据所选择的输出求出传输路径品质。
在以上各实施方式中，作为例子而对以8值VSB信号为处理对象的情况进行了说明，但也可以将其他相位调制(n相PSK)信号、多值正交调制(nQAM)信号、或n值VSB信号作为处理对象。
工业上的可利用性
如上所述，本发明即使在存在反射波的情况下也能够不使信号振幅过大，作为数字AGC装置等是有用的。

Claims (7)

1.一种数字AGC装置，包括：
第一乘法器，其将同相信号和滤波器输出信号相乘并输出其结果；
第二乘法器，其将正交信号和上述滤波器输出信号相乘并输出其结果；
判断部，当上述第一乘法器和上述第二乘法器的输出满足由阈值信号决定的条件时使使能信号有效来进行输出；
均方部，当上述使能信号有效时，其求出上述第一乘法器的输出的平方与上述第二乘法器的输出的平方之和的时间上的平均值并将其输出；
减法器，其求出基准信号与上述均方部的运算结果之间的差并将其输出；以及
环路滤波部，其将上述减法器的输出平滑化并将其作为上述滤波器输出信号来进行输出。
2.根据权利要求1所述的数字AGC装置，其特征在于：
在上述第一乘法器和上述第二乘法器的输出中的至少一个输出的振幅大于上述阈值信号的情况下，上述判断部使上述使能信号有效，在其他情况下，上述判断部使上述使能信号无效。
3.根据权利要求1所述的数字AGC装置，其特征在于：
在上述第一乘法器的输出的平方与上述第二乘法器的输出的平方之和大于上述阈值信号的情况下，上述判断部使上述使能信号有效，在其他情况下，上述判断部使上述使能信号无效。
4.一种数字AGC装置，包括：
第一乘法器，其将同相信号和滤波器输出信号相乘并输出其结果；
第二乘法器，其将正交信号和上述滤波器输出信号相乘并输出其结果；
传输路径品质推断部，其根据上述第一乘法器和上述第二乘法器的输出中的至少一方来求出传输路径品质；
基准信号生成部，其根据上述传输路径品质来生成基准信号；
均方部，其求出上述第一乘法器的输出的平方与上述第二乘法器的输出的平方之和的时间上的平均值并将其输出；
减法器，其求出上述基准信号与上述均方部的运算结果之间的差并将其输出；以及
环路滤波部，其将上述减法器的输出平滑化并将其作为上述滤波器输出信号来进行输出。
5.根据权利要求4所述的数字AGC装置，其特征在于：
上述传输路径品质推断部求出已知的数据模式与接收到的信号的数据模式之间的相关值作为上述传输路径品质，
上述基准信号生成部根据上述相关值来求出上述基准信号并将其输出。
6.根据权利要求5所述的数字AGC装置，其特征在于：
上述基准信号生成部根据上述相关值来将上述基准信号的值切换成2个值中的任意一个值，且关于切换动作具有磁滞特性。
7.根据权利要求4所述的数字AGC装置，其特征在于：
上述传输路径品质推断部选择上述第一乘法器和上述第二乘法器的输出中的任意一方，并根据所选择的输出来求出上述传输路径品质。
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