JPWO2008072553A1 - デジタルａｇｃ装置 - Google Patents

Abstract

信号の平均振幅をほぼ一定に保つ。デジタルＡＧＣ装置として、同相信号とフィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第１の乗算器と、直交信号と前記フィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第２の乗算器と、前記第１及び第２の乗算器の出力が、閾値信号によって定められた条件を満たす場合に、イネーブル信号を有効にして出力する判定部と、前記イネーブル信号が有効な場合に、前記第１の乗算器の出力の自乗と、前記第２の乗算器の出力の自乗との和の時間的な平均を求め、出力する自乗和平均部と、基準信号と前記自乗和平均部の演算結果との間の差を求め、出力する減算器と、前記減算器の出力を平滑化し、前記フィルタ出力信号として出力するループフィルタ部とを有する。

Description

本発明は、デジタル変調された信号をデジタル復調する場合に用いられるデジタルＡＧＣ（Automatic Gain Control）装置に関する。

近年、映像のデジタル化が進み、衛星放送、ＣＡＴＶ、地上波放送のそれぞれにおいて、各国でデジタル放送が開始されている。その伝送方式としては、各伝送路の特徴に適した方式が選択されている。例えば、米国の地上波デジタル放送ではＶＳＢ（vestigial-sideband）変調方式が用いられている。このような放送で用いられるデジタル変調信号の処理のために、ＡＤ変換後の信号をデジタル的に処理し、平均振幅を一定に保とうとするデジタルＡＧＣ回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開平２−２３７２０７号公報（図３）

しかしながら、伝送路の状態によっては（例えば、反射波が存在する場合）、デジタルＡＧＣ装置から出力される信号の平均振幅が一定ではなくなるという問題があった。このため、デジタルＡＧＣ処理された信号を用いる復調回路の性能が低下するという問題があった。

本発明は、伝送路の特性に依存せず、信号の平均振幅をほぼ一定に保つことを目的とする。

本発明に係る第１のデジタルＡＧＣ装置は、同相信号とフィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第１の乗算器と、直交信号と前記フィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第２の乗算器と、前記第１及び第２の乗算器の出力が、閾値信号によって定められた条件を満たす場合に、イネーブル信号を有効にして出力する判定部と、前記イネーブル信号が有効な場合に、前記第１の乗算器の出力の自乗と、前記第２の乗算器の出力の自乗との和の時間的な平均を求め、出力する自乗和平均部と、基準信号と前記自乗和平均部の演算結果との間の差を求め、出力する減算器と、前記減算器の出力を平滑化し、前記フィルタ出力信号として出力するループフィルタ部とを有する。

これによると、第１及び第２の乗算器の出力が条件を満たさない場合には、これらの出力を自乗和平均に反映させないので、反射波等が存在する場合においても、このデジタルＡＧＣ装置の出力信号の平均振幅をほぼ一定に保つことができる。

また、本発明に係る第２のデジタルＡＧＣ装置は、同相信号とフィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第１の乗算器と、直交信号と前記フィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第２の乗算器と、前記第１及び第２の乗算器の出力の少なくとも一方に基づいて伝送路品質を求める伝送路品質推定部と、前記伝送路品質に基づいて基準信号を生成する基準信号生成部と、前記第１の乗算器の出力の自乗と、前記第２の乗算器の出力の自乗との和の時間的な平均を求め、出力する自乗和平均部と、前記基準信号と前記自乗和平均部の演算結果との間の差を求め、出力する減算器と、前記減算器の出力を平滑化し、前記フィルタ出力信号として出力するループフィルタ部とを有する。

これによると、伝送路品質に基づいて基準信号を生成するので、反射波等が存在する場合においても、このデジタルＡＧＣ装置の出力信号の平均振幅をほぼ一定に保つことができる。

本発明によれば、デジタルＡＧＣ装置の出力信号の平均振幅をほぼ一定に保つことができる。出力信号の振幅が大きくなり過ぎないので、この出力信号を用いる復調回路の性能を落とさないようにすることができる。

図１は、本発明の第１の実施形態に係るデジタルＡＧＣ装置を有する復調装置の構成を示すブロック図である。 図２は、反射波が存在する場合における受信信号の値を示す説明図である。 図３は、反射波が存在する場合において、アナログＡＧＣ部によるゲイン制御を受けた信号の値を示す説明図である。 図４は、反射波が存在しない場合において、アナログＡＧＣ部によるゲイン制御を受けた信号の値を示す説明図である。 図５は、反射波が存在する場合（図３の場合）の信号点の分布を示すグラフである。 図６は、反射波が存在しない場合（図４の場合）の信号点の分布を示すグラフである。 図７は、本発明の第１の実施形態に係るデジタルＡＧＣ装置の構成を示すブロック図である。 図８は、信号点及び図７の判定部の閾値の例を示すグラフである。 図９は、本発明の第２の実施形態に係るデジタルＡＧＣ装置の構成を示すブロック図である。 図１０は、基準信号ＲＥＦの生成について説明するためのグラフである。

符号の説明

２６，２２６ デジタルＡＧＣ装置
３１ 第１の乗算器
３２ 第２の乗算器
３４，２３４ 自乗和平均部
３５ 減算器
３６ ループフィルタ部
３８ 判定部
４８ 伝送路品質推定部
４９ 基準信号生成部

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るデジタルＡＧＣ装置を有する復調装置の構成を示すブロック図である。図１の復調装置は、アンプ部１２と、Ａ／Ｄ変換器１４と、ＩＱ検波部２２と、搬送波及びクロック再生部２４と、デジタルＡＧＣ装置２６と、アナログＡＧＣ部２８とを有している。

アンプ部１２は、アンプ制御信号ＡＭＣに従って、受信された信号を増幅し、Ａ／Ｄ変換器１４に出力する。Ａ／Ｄ変換器１４は、受け取った信号をデジタル信号に変換し、ＩＱ検波部２２及びアナログＡＧＣ部２８に出力する。アナログＡＧＣ部２８は、アンプ制御信号ＡＭＣを生成して出力する。アンプ部１２、Ａ／Ｄ変換器１４及びアナログＡＧＣ部２８は、負帰還ループを構成し、アンプ部１２のゲイン調整を行っているので、Ａ／Ｄ変換器１４への入力信号の振幅の時間的な平均値（平均振幅）はほぼ一定に保たれる。

ＩＱ検波部２２は、Ａ／Ｄ変換器１４の出力に直交検波を行い、同相信号及び直交信号を出力する。搬送波及びクロック再生部２４は、これらの同相信号及び直交信号にデジタル復調処理を行い、その結果を同相信号ＢＩ及び直交信号ＢＱとしてデジタルＡＧＣ装置２６に出力する。また、搬送波及びクロック再生部２４は、シンボルイネーブル信号ＳＹＥを生成し、デジタルＡＧＣ装置２６に出力する。デジタルＡＧＣ装置２６は、同相信号ＢＩ及び直交信号ＢＱの平均振幅をほぼ一定に保つようにする。この際、デジタルＡＧＣ装置２６は、アナログＡＧＣ部２８では追従できない振幅変動に対して追従する。

以下では例として、８値ＶＳＢ変調信号が受信され、アンプ部１２に入力されている場合について説明する。８値ＶＳＢ変調信号のシンボル位置は、正規化すると次のいずれか、すなわち、
（Ｉ，Ｑ）＝（−１，Ｑ１），（−３，Ｑ２），（−５，Ｑ３），（−７，Ｑ４），（１，Ｑ５），（３，Ｑ６），（５，Ｑ７），（７，Ｑ８）
で表される。

大きさが主波と同じであり、主波に対する遅延が＋Ｔ（Ｔはシンボル間隔）である反射波が存在するとする。受信される信号は８値ＶＳＢ変調信号であるので、Ｑ軸の情報は無視し、Ｉ軸の値を信号の値とみなすこととする。図１の復調装置には、主波に反射波が加算された信号を受信するので、主波の値に反射波の値が加算されていると考えられる。

図２は、反射波が存在する場合における受信信号の値を示す説明図である。図３は、反射波が存在する場合において、アナログＡＧＣ部２８によるゲイン制御を受けた信号の値を示す説明図である。図４は、反射波が存在しない場合において、アナログＡＧＣ部２８によるゲイン制御を受けた信号の値を示す説明図である。８値ＶＳＢ変調信号で表される８値の発生確率は、いずれも同じであると仮定する。

図２〜図４では、主波の値と反射波の値との組み合わせに対する受信信号の値を示している。図１の復調装置に入力される信号の値は図２のようになり、アナログＡＧＣ部２８の制御により信号の平均振幅が一定に保たれるので、制御後の信号の値は図３のようになる。

図３及び図４において、各値を自乗し、それらの総和（自乗和）を求める。図３及び図４の自乗和をそれぞれＺ３，Ｚ４とすると、
Ｚ３＝６７２
Ｚ４＝１３４４
となる。反射波が存在する場合の自乗和Ｚ３は、反射波がない場合の自乗和Ｚ４に比較して小さくなることが分かる。これは、反射波による影響を受けて、信号点がＩＱ複素平面上において中心に集中するためである。図５は、反射波が存在する場合（図３の場合）の信号点の分布を示すグラフである。図６は、反射波が存在しない場合（図４の場合）の信号点の分布を示すグラフである。

ここで仮に、全てのシンボルについての自乗和の時間的な平均値から基準信号を求め、デジタルＡＧＣ処理を行うとすると、反射波が存在する場合には、デジタルＡＧＣ処理を行う負帰還ループは信号を必要以上に大きくするように制御される。反射波がない場合に最適な基準信号を用いても、反射波が存在する場合には、図３を参照して説明したように自乗和が小さく見積もられるからである。

その結果、８値ＶＳＢ変調信号が有効ビット幅で表される値より大きくなり、クリップされる。このため、非線形成分が生じ、デジタルＡＧＣ処理以降の復調処理性能が悪化する。そこで、デジタルＡＧＣ装置２６を次のように構成する。

図７は、本発明の第１の実施形態に係るデジタルＡＧＣ装置２６の構成を示すブロック図である。図１のデジタルＡＧＣ装置２６は、第１の乗算器３１と、第２の乗算器３２と、自乗和平均部３４と、減算器３５と、ループフィルタ部３６と、判定部３８とを有している。乗算器３１，３２には、ベースバンドの同相信号ＢＩ及び直交信号ＢＱがそれぞれ入力されている。乗算器３１は、同相信号ＢＩとループフィルタ部３６の出力とを乗算し、その結果をゲイン制御された同相信号ＧＩとして出力する。乗算器３２は、直交信号ＢＱとループフィルタ部３６の出力とを乗算し、その結果をゲイン制御された直交信号ＧＱとして出力する。

判定部３８は、同相信号ＧＩ及び直交信号ＧＱが、閾値信号ＴＨによって定められた条件を満たす場合に、イネーブル信号ＥＮを有効にして自乗和平均部３４に出力する。自乗和平均部３４は、イネーブル信号が有効な場合に、同相信号ＧＩ及び直交信号ＧＱをそれぞれ自乗して和を求め、更に時間的に平均し、得られた自乗和平均を減算器３５に出力する。

減算器３５は、自乗和平均から基準信号ＲＥＦを減じ、得られた誤差をループフィルタ部３６に出力する。ループフィルタ部３６は、誤差を平滑化して乗算器３１，３２に出力する。すなわち、ループフィルタ部３６は、誤差に所定の係数“α”を乗じ、更に積分処理を行い、その結果を乗算器３１，３２に出力する。

このようにして、デジタルＡＧＣ装置２６は、減算器３５から出力される誤差が０に近づくように、同相信号ＢＩ及び直交信号ＢＱに対する利得を制御し、出力信号の平均振幅をほぼ一定に保つようにしている。

図８は、信号点及び図７の判定部３８の閾値の例を示すグラフである。判定部３８は、同相信号ＧＩ及び直交信号ＧＱのうちの少なくとも１つの振幅が閾値信号ＴＨより大きい場合には、イネーブル信号ＥＮを有効にし、その他の場合には、イネーブル信号ＥＮを無効にする。

すなわち、判定部３８は、同相信号ＧＩが閾値ＴＩ１以上閾値ＴＩ２以下であり、かつ、直交信号ＧＱが閾値ＴＱ１以上閾値ＴＱ２以下である場合（例えば、シンボルの信号点が信号点ＳＢである場合）には、イネーブル信号ＥＮを無効にし、その他の場合（例えば、シンボルの信号点が信号点ＳＡである場合）には、イネーブル信号ＥＮを有効にする。ここでは例として、閾値ＴＩ２，ＴＱ２は閾値信号ＴＨの値に等しく、閾値ＴＩ１，ＴＱ１は閾値信号ＴＨの値の−１倍に等しいものとする。

自乗和平均部３４は、イネーブル信号ＥＮが有効である場合には、そのときのシンボルを対象にして自乗和平均を求める演算を行い、イネーブル信号ＥＮが無効である場合には、そのときのシンボルを対象にして自乗和平均を求める演算を行わない。反射波が存在する場合、複素平面の原点付近にシンボルの信号点が集中するが、自乗和平均部３４は、原点付近のシンボルを使用しない。このため、反射波が存在していても、自乗和平均部３４で算出される自乗和平均は、全てのシンボルを使用する場合に比べてあまり小さくならない。したがって、デジタルＡＧＣ装置２６の負帰還ループのゲインが大き過ぎる値になることを防ぐことができる。

また、自乗和平均部３４は、複素平面の原点付近のシンボルを使用しないので、反射波が存在しない場合には、自乗和平均部３４で算出される自乗和平均は、全てのシンボルを使用する場合に比べて大きな値になる。このとき、デジタルＡＧＣ装置２６の負帰還ループのゲインが小さくなるが、反射波が存在しない場合であるので、デジタルＡＧＣ装置２６以降の復調性能はあまり低下しない。

以上のように、本実施形態によれば、簡単な演算でデジタルＡＧＣ装置２６のゲインを調整可能であり、伝送路の特性に依存せず、出力信号の平均振幅をほぼ一定に保つことができる。

なお、図８で示された閾値ＴＩ１と閾値ＴＱ１とが異なっていてもよいし、閾値ＴＩ２と閾値ＴＱ２とが異なっていてもよい。

また、判定部３８は、同相信号ＧＩの自乗と直交信号ＧＱの自乗との和が閾値信号ＴＨより大きい場合には、イネーブル信号ＥＮを有効にし、その他の場合には、イネーブル信号ＥＮを無効にするようにしてもよい。

また、判定部３８に入力される閾値信号ＴＨは、固定値であってもよいし、外部から動的に設定されるようにしてもよい。

（第２の実施形態）
図９は、本発明の第２の実施形態に係るデジタルＡＧＣ装置２２６の構成を示すブロック図である。図９のデジタルＡＧＣ装置２２６は、第１の乗算器３１と、第２の乗算器３２と、自乗和平均部２３４と、減算器３５と、ループフィルタ部３６と、伝送路品質推定部４８と、基準信号生成部４９とを有している。デジタルＡＧＣ装置２２６は、図１の復調装置において、図７のデジタルＡＧＣ装置２６に代えて用いられる。乗算器３１，３２、及びループフィルタ部３６は、図７を参照して説明したものと同じであるので、詳細な説明は省略する。

伝送路品質推定部４８は、乗算器３１，３２からそれぞれ出力された同相信号ＧＩ及び直交信号ＧＱに基づいて、既知のデータパターンと実際に受信されたデータパターンとの間の相関値を、伝送路品質として求める。この際、伝送路品質推定部４８は、受信波に含まれる反射波に対応させて相関値を求める。例えばＡＴＳＣ規格に準拠したＶＳＢ変調信号においては、フィールド同期セグメント部に既知のデータパターンが含まれている。

図１０は、基準信号ＲＥＦの生成について説明するためのグラフである。基準信号生成部４９は、伝送路品質推定部４８でそれぞれ求められた、主波に対応する相関値ＲＭと反射波に対応する相関値Ｒ１との間の差に基づいて、基準信号ＲＥＦを求める。具体的には、基準信号生成部４９は、相関値ＲＭと相関値Ｒ１との差を相関値ＲＭで正規化し、正規化相関値差ＮＲ＝（ＲＭ−Ｒ１）／ＲＭを求める。正規化相関値差ＮＲは、反射波が存在しない場合には１となり、反射波が１波存在し、主波の大きさと反射波の大きさとが同じ場合には０となる。

更に、基準信号生成部４９は、正規化相関値差ＮＲに応じた値を基準信号ＲＥＦとする。例えば図１０の場合は、ＲＥＦ＝１０＊ＮＲ＋９０とする。すなわち、反射波が大きいときには、基準信号ＲＥＦの値が小さくなる。なお、図１０で示す基準値ＲＥＦと正規化相関値差ＮＲとの関係は一例であり、他の関係を有するようにしてもよい。

自乗和平均部２３４は、同相信号ＧＩ及び直交信号ＧＱをそれぞれ自乗して和を求め、更に時間的に平均し、得られた自乗和平均を減算器３５に出力する。減算器３５は、自乗和平均から基準信号ＲＥＦを減じ、得られた誤差をループフィルタ部３６に出力する。

反射波が存在する場合には、複素平面の原点付近にシンボルの信号点が集中するが、基準信号生成部４９は基準信号ＲＥＦの値を小さくする。このため、反射波が存在していても、減算器３５から出力される誤差は小さ過ぎる値にはならない。したがって、図９のデジタルＡＧＣ装置の負帰還ループのゲインが大き過ぎる値になることを防ぐことができる。

また、反射波が存在しない場合には、基準信号ＲＥＦの値は小さくならず、図９のデジタルＡＧＣ装置以降の復調性能を低下させることはない。

以上のように、本実施形態のデジタルＡＧＣ装置によれば、基準信号ＲＥＦの値を適応的に制御するので、伝送路の特性に依存せず、出力信号の平均振幅をほぼ一定に保つことができる。

なお、基準信号生成部４９は、波形等化装置のタップ係数値に基づいて基準信号ＲＥＦを求めるようにしてもよい。

また、基準信号生成部４９は、反射波が存在する場合と存在しない場合とで基準信号ＲＥＦの値を切り替えるようにしてもよく、切り替え動作についてヒステリシス特性を有するようにしてもよい。

また、伝送路品質推定部４８は、乗算器３１，３２の出力のうちのいずれか一方を選択し、選択された出力に基づいて伝送路品質を求めるようにしてもよい。

なお、以上の各実施形態では、例として８値ＶＳＢ信号を処理対象とする場合について説明したが、他の位相変調（ｎ相ＰＳＫ）信号、多値直交変調（ｎＱＡＭ）信号、又はｎ値ＶＳＢ信号を処理対象としてもよい。

以上説明したように、本発明は、反射波が存在する場合においても、信号の振幅が大きくなり過ぎないようにすることができ、デジタルＡＧＣ装置等として有用である。

本発明は、デジタル変調された信号をデジタル復調する場合に用いられるデジタルＡＧＣ（Automatic Gain Control）装置に関する。

近年、映像のデジタル化が進み、衛星放送、ＣＡＴＶ、地上波放送のそれぞれにおいて、各国でデジタル放送が開始されている。その伝送方式としては、各伝送路の特徴に適した方式が選択されている。例えば、米国の地上波デジタル放送ではＶＳＢ（vestigial-sideband）変調方式が用いられている。このような放送で用いられるデジタル変調信号の処理のために、ＡＤ変換後の信号をデジタル的に処理し、平均振幅を一定に保とうとするデジタルＡＧＣ回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開平２−２３７２０７号公報（図３）

しかしながら、伝送路の状態によっては（例えば、反射波が存在する場合）、デジタルＡＧＣ装置から出力される信号の平均振幅が一定ではなくなるという問題があった。このため、デジタルＡＧＣ処理された信号を用いる復調回路の性能が低下するという問題があった。

本発明は、伝送路の特性に依存せず、信号の平均振幅をほぼ一定に保つことを目的とする。

本発明に係る第１のデジタルＡＧＣ装置は、同相信号とフィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第１の乗算器と、直交信号と前記フィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第２の乗算器と、前記第１及び第２の乗算器の出力が、閾値信号によって定められた条件を満たす場合に、イネーブル信号を有効にして出力する判定部と、前記イネーブル信号が有効な場合に、前記第１の乗算器の出力の自乗と、前記第２の乗算器の出力の自乗との和の時間的な平均を求め、出力する自乗和平均部と、基準信号と前記自乗和平均部の演算結果との間の差を求め、出力する減算器と、前記減算器の出力を平滑化し、前記フィルタ出力信号として出力するループフィルタ部とを有する。

これによると、第１及び第２の乗算器の出力が条件を満たさない場合には、これらの出力を自乗和平均に反映させないので、反射波等が存在する場合においても、このデジタルＡＧＣ装置の出力信号の平均振幅をほぼ一定に保つことができる。

また、本発明に係る第２のデジタルＡＧＣ装置は、同相信号とフィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第１の乗算器と、直交信号と前記フィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第２の乗算器と、前記第１及び第２の乗算器の出力の少なくとも一方に基づいて伝送路品質を求める伝送路品質推定部と、前記伝送路品質に基づいて基準信号を生成する基準信号生成部と、前記第１の乗算器の出力の自乗と、前記第２の乗算器の出力の自乗との和の時間的な平均を求め、出力する自乗和平均部と、前記基準信号と前記自乗和平均部の演算結果との間の差を求め、出力する減算器と、前記減算器の出力を平滑化し、前記フィルタ出力信号として出力するループフィルタ部とを有する。

これによると、伝送路品質に基づいて基準信号を生成するので、反射波等が存在する場合においても、このデジタルＡＧＣ装置の出力信号の平均振幅をほぼ一定に保つことができる。

本発明によれば、デジタルＡＧＣ装置の出力信号の平均振幅をほぼ一定に保つことができる。出力信号の振幅が大きくなり過ぎないので、この出力信号を用いる復調回路の性能を落とさないようにすることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るデジタルＡＧＣ装置を有する復調装置の構成を示すブロック図である。図１の復調装置は、アンプ部１２と、Ａ／Ｄ変換器１４と、ＩＱ検波部２２と、搬送波及びクロック再生部２４と、デジタルＡＧＣ装置２６と、アナログＡＧＣ部２８とを有している。

アンプ部１２は、アンプ制御信号ＡＭＣに従って、受信された信号を増幅し、Ａ／Ｄ変換器１４に出力する。Ａ／Ｄ変換器１４は、受け取った信号をデジタル信号に変換し、ＩＱ検波部２２及びアナログＡＧＣ部２８に出力する。アナログＡＧＣ部２８は、アンプ制御信号ＡＭＣを生成して出力する。アンプ部１２、Ａ／Ｄ変換器１４及びアナログＡＧＣ部２８は、負帰還ループを構成し、アンプ部１２のゲイン調整を行っているので、Ａ／Ｄ変換器１４への入力信号の振幅の時間的な平均値（平均振幅）はほぼ一定に保たれる。

ＩＱ検波部２２は、Ａ／Ｄ変換器１４の出力に直交検波を行い、同相信号及び直交信号を出力する。搬送波及びクロック再生部２４は、これらの同相信号及び直交信号にデジタル復調処理を行い、その結果を同相信号ＢＩ及び直交信号ＢＱとしてデジタルＡＧＣ装置２６に出力する。また、搬送波及びクロック再生部２４は、シンボルイネーブル信号ＳＹＥを生成し、デジタルＡＧＣ装置２６に出力する。デジタルＡＧＣ装置２６は、同相信号ＢＩ及び直交信号ＢＱの平均振幅をほぼ一定に保つようにする。この際、デジタルＡＧＣ装置２６は、アナログＡＧＣ部２８では追従できない振幅変動に対して追従する。

以下では例として、８値ＶＳＢ変調信号が受信され、アンプ部１２に入力されている場合について説明する。８値ＶＳＢ変調信号のシンボル位置は、正規化すると次のいずれか、すなわち、
（Ｉ，Ｑ）＝（−１，Ｑ１），（−３，Ｑ２），（−５，Ｑ３），（−７，Ｑ４），（１，Ｑ５），（３，Ｑ６），（５，Ｑ７），（７，Ｑ８）
で表される。

大きさが主波と同じであり、主波に対する遅延が＋Ｔ（Ｔはシンボル間隔）である反射波が存在するとする。受信される信号は８値ＶＳＢ変調信号であるので、Ｑ軸の情報は無視し、Ｉ軸の値を信号の値とみなすこととする。図１の復調装置には、主波に反射波が加算された信号を受信するので、主波の値に反射波の値が加算されていると考えられる。

図２は、反射波が存在する場合における受信信号の値を示す説明図である。図３は、反射波が存在する場合において、アナログＡＧＣ部２８によるゲイン制御を受けた信号の値を示す説明図である。図４は、反射波が存在しない場合において、アナログＡＧＣ部２８によるゲイン制御を受けた信号の値を示す説明図である。８値ＶＳＢ変調信号で表される８値の発生確率は、いずれも同じであると仮定する。

図２〜図４では、主波の値と反射波の値との組み合わせに対する受信信号の値を示している。図１の復調装置に入力される信号の値は図２のようになり、アナログＡＧＣ部２８の制御により信号の平均振幅が一定に保たれるので、制御後の信号の値は図３のようになる。

図３及び図４において、各値を自乗し、それらの総和（自乗和）を求める。図３及び図４の自乗和をそれぞれＺ３，Ｚ４とすると、
Ｚ３＝６７２
Ｚ４＝１３４４
となる。反射波が存在する場合の自乗和Ｚ３は、反射波がない場合の自乗和Ｚ４に比較して小さくなることが分かる。これは、反射波による影響を受けて、信号点がＩＱ複素平面上において中心に集中するためである。図５は、反射波が存在する場合（図３の場合）の信号点の分布を示すグラフである。図６は、反射波が存在しない場合（図４の場合）の信号点の分布を示すグラフである。

ここで仮に、全てのシンボルについての自乗和の時間的な平均値から基準信号を求め、デジタルＡＧＣ処理を行うとすると、反射波が存在する場合には、デジタルＡＧＣ処理を行う負帰還ループは信号を必要以上に大きくするように制御される。反射波がない場合に最適な基準信号を用いても、反射波が存在する場合には、図３を参照して説明したように自乗和が小さく見積もられるからである。

その結果、８値ＶＳＢ変調信号が有効ビット幅で表される値より大きくなり、クリップされる。このため、非線形成分が生じ、デジタルＡＧＣ処理以降の復調処理性能が悪化する。そこで、デジタルＡＧＣ装置２６を次のように構成する。

図７は、本発明の第１の実施形態に係るデジタルＡＧＣ装置２６の構成を示すブロック図である。図１のデジタルＡＧＣ装置２６は、第１の乗算器３１と、第２の乗算器３２と、自乗和平均部３４と、減算器３５と、ループフィルタ部３６と、判定部３８とを有している。乗算器３１，３２には、ベースバンドの同相信号ＢＩ及び直交信号ＢＱがそれぞれ入力されている。乗算器３１は、同相信号ＢＩとループフィルタ部３６の出力とを乗算し、その結果をゲイン制御された同相信号ＧＩとして出力する。乗算器３２は、直交信号ＢＱとループフィルタ部３６の出力とを乗算し、その結果をゲイン制御された直交信号ＧＱとして出力する。

判定部３８は、同相信号ＧＩ及び直交信号ＧＱが、閾値信号ＴＨによって定められた条件を満たす場合に、イネーブル信号ＥＮを有効にして自乗和平均部３４に出力する。自乗和平均部３４は、イネーブル信号が有効な場合に、同相信号ＧＩ及び直交信号ＧＱをそれぞれ自乗して和を求め、更に時間的に平均し、得られた自乗和平均を減算器３５に出力する。

減算器３５は、自乗和平均から基準信号ＲＥＦを減じ、得られた誤差をループフィルタ部３６に出力する。ループフィルタ部３６は、誤差を平滑化して乗算器３１，３２に出力する。すなわち、ループフィルタ部３６は、誤差に所定の係数“α”を乗じ、更に積分処理を行い、その結果を乗算器３１，３２に出力する。

このようにして、デジタルＡＧＣ装置２６は、減算器３５から出力される誤差が０に近づくように、同相信号ＢＩ及び直交信号ＢＱに対する利得を制御し、出力信号の平均振幅をほぼ一定に保つようにしている。

図８は、信号点及び図７の判定部３８の閾値の例を示すグラフである。判定部３８は、同相信号ＧＩ及び直交信号ＧＱのうちの少なくとも１つの振幅が閾値信号ＴＨより大きい場合には、イネーブル信号ＥＮを有効にし、その他の場合には、イネーブル信号ＥＮを無効にする。

すなわち、判定部３８は、同相信号ＧＩが閾値ＴＩ１以上閾値ＴＩ２以下であり、かつ、直交信号ＧＱが閾値ＴＱ１以上閾値ＴＱ２以下である場合（例えば、シンボルの信号点が信号点ＳＢである場合）には、イネーブル信号ＥＮを無効にし、その他の場合（例えば、シンボルの信号点が信号点ＳＡである場合）には、イネーブル信号ＥＮを有効にする。ここでは例として、閾値ＴＩ２，ＴＱ２は閾値信号ＴＨの値に等しく、閾値ＴＩ１，ＴＱ１は閾値信号ＴＨの値の−１倍に等しいものとする。

自乗和平均部３４は、イネーブル信号ＥＮが有効である場合には、そのときのシンボルを対象にして自乗和平均を求める演算を行い、イネーブル信号ＥＮが無効である場合には、そのときのシンボルを対象にして自乗和平均を求める演算を行わない。反射波が存在する場合、複素平面の原点付近にシンボルの信号点が集中するが、自乗和平均部３４は、原点付近のシンボルを使用しない。このため、反射波が存在していても、自乗和平均部３４で算出される自乗和平均は、全てのシンボルを使用する場合に比べてあまり小さくならない。したがって、デジタルＡＧＣ装置２６の負帰還ループのゲインが大き過ぎる値になることを防ぐことができる。

また、自乗和平均部３４は、複素平面の原点付近のシンボルを使用しないので、反射波が存在しない場合には、自乗和平均部３４で算出される自乗和平均は、全てのシンボルを使用する場合に比べて大きな値になる。このとき、デジタルＡＧＣ装置２６の負帰還ループのゲインが小さくなるが、反射波が存在しない場合であるので、デジタルＡＧＣ装置２６以降の復調性能はあまり低下しない。

以上のように、本実施形態によれば、簡単な演算でデジタルＡＧＣ装置２６のゲインを調整可能であり、伝送路の特性に依存せず、出力信号の平均振幅をほぼ一定に保つことができる。

なお、図８で示された閾値ＴＩ１と閾値ＴＱ１とが異なっていてもよいし、閾値ＴＩ２と閾値ＴＱ２とが異なっていてもよい。

また、判定部３８は、同相信号ＧＩの自乗と直交信号ＧＱの自乗との和が閾値信号ＴＨより大きい場合には、イネーブル信号ＥＮを有効にし、その他の場合には、イネーブル信号ＥＮを無効にするようにしてもよい。

また、判定部３８に入力される閾値信号ＴＨは、固定値であってもよいし、外部から動的に設定されるようにしてもよい。

（第２の実施形態）
図９は、本発明の第２の実施形態に係るデジタルＡＧＣ装置２２６の構成を示すブロック図である。図９のデジタルＡＧＣ装置２２６は、第１の乗算器３１と、第２の乗算器３２と、自乗和平均部２３４と、減算器３５と、ループフィルタ部３６と、伝送路品質推定部４８と、基準信号生成部４９とを有している。デジタルＡＧＣ装置２２６は、図１の復調装置において、図７のデジタルＡＧＣ装置２６に代えて用いられる。乗算器３１，３２、及びループフィルタ部３６は、図７を参照して説明したものと同じであるので、詳細な説明は省略する。

伝送路品質推定部４８は、乗算器３１，３２からそれぞれ出力された同相信号ＧＩ及び直交信号ＧＱに基づいて、既知のデータパターンと実際に受信されたデータパターンとの間の相関値を、伝送路品質として求める。この際、伝送路品質推定部４８は、受信波に含まれる反射波に対応させて相関値を求める。例えばＡＴＳＣ規格に準拠したＶＳＢ変調信号においては、フィールド同期セグメント部に既知のデータパターンが含まれている。

図１０は、基準信号ＲＥＦの生成について説明するためのグラフである。基準信号生成部４９は、伝送路品質推定部４８でそれぞれ求められた、主波に対応する相関値ＲＭと反射波に対応する相関値Ｒ１との間の差に基づいて、基準信号ＲＥＦを求める。具体的には、基準信号生成部４９は、相関値ＲＭと相関値Ｒ１との差を相関値ＲＭで正規化し、正規化相関値差ＮＲ＝（ＲＭ−Ｒ１）／ＲＭを求める。正規化相関値差ＮＲは、反射波が存在しない場合には１となり、反射波が１波存在し、主波の大きさと反射波の大きさとが同じ場合には０となる。

更に、基準信号生成部４９は、正規化相関値差ＮＲに応じた値を基準信号ＲＥＦとする。例えば図１０の場合は、ＲＥＦ＝１０＊ＮＲ＋９０とする。すなわち、反射波が大きいときには、基準信号ＲＥＦの値が小さくなる。なお、図１０で示す基準値ＲＥＦと正規化相関値差ＮＲとの関係は一例であり、他の関係を有するようにしてもよい。

自乗和平均部２３４は、同相信号ＧＩ及び直交信号ＧＱをそれぞれ自乗して和を求め、更に時間的に平均し、得られた自乗和平均を減算器３５に出力する。減算器３５は、自乗和平均から基準信号ＲＥＦを減じ、得られた誤差をループフィルタ部３６に出力する。

反射波が存在する場合には、複素平面の原点付近にシンボルの信号点が集中するが、基準信号生成部４９は基準信号ＲＥＦの値を小さくする。このため、反射波が存在していても、減算器３５から出力される誤差は小さ過ぎる値にはならない。したがって、図９のデジタルＡＧＣ装置の負帰還ループのゲインが大き過ぎる値になることを防ぐことができる。

また、反射波が存在しない場合には、基準信号ＲＥＦの値は小さくならず、図９のデジタルＡＧＣ装置以降の復調性能を低下させることはない。

以上のように、本実施形態のデジタルＡＧＣ装置によれば、基準信号ＲＥＦの値を適応的に制御するので、伝送路の特性に依存せず、出力信号の平均振幅をほぼ一定に保つことができる。

なお、基準信号生成部４９は、波形等化装置のタップ係数値に基づいて基準信号ＲＥＦを求めるようにしてもよい。

また、基準信号生成部４９は、反射波が存在する場合と存在しない場合とで基準信号ＲＥＦの値を切り替えるようにしてもよく、切り替え動作についてヒステリシス特性を有するようにしてもよい。

また、伝送路品質推定部４８は、乗算器３１，３２の出力のうちのいずれか一方を選択し、選択された出力に基づいて伝送路品質を求めるようにしてもよい。

なお、以上の各実施形態では、例として８値ＶＳＢ信号を処理対象とする場合について説明したが、他の位相変調（ｎ相ＰＳＫ）信号、多値直交変調（ｎＱＡＭ）信号、又はｎ値ＶＳＢ信号を処理対象としてもよい。

以上説明したように、本発明は、反射波が存在する場合においても、信号の振幅が大きくなり過ぎないようにすることができ、デジタルＡＧＣ装置等として有用である。

本発明の第１の実施形態に係るデジタルＡＧＣ装置を有する復調装置の構成を示すブロック図である。 反射波が存在する場合における受信信号の値を示す説明図である。 反射波が存在する場合において、アナログＡＧＣ部によるゲイン制御を受けた信号の値を示す説明図である。 反射波が存在しない場合において、アナログＡＧＣ部によるゲイン制御を受けた信号の値を示す説明図である。 反射波が存在する場合（図３の場合）の信号点の分布を示すグラフである。 反射波が存在しない場合（図４の場合）の信号点の分布を示すグラフである。 本発明の第１の実施形態に係るデジタルＡＧＣ装置の構成を示すブロック図である。 信号点及び図７の判定部の閾値の例を示すグラフである。 本発明の第２の実施形態に係るデジタルＡＧＣ装置の構成を示すブロック図である。 基準信号ＲＥＦの生成について説明するためのグラフである。

符号の説明

２６，２２６ デジタルＡＧＣ装置
３１ 第１の乗算器
３２ 第２の乗算器
３４，２３４ 自乗和平均部
３５ 減算器
３６ ループフィルタ部
３８ 判定部
４８ 伝送路品質推定部
４９ 基準信号生成部

Claims (7)

1. 同相信号とフィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第１の乗算器と、
   直交信号と前記フィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第２の乗算器と、
   前記第１及び第２の乗算器の出力が、閾値信号によって定められた条件を満たす場合に、イネーブル信号を有効にして出力する判定部と、
   前記イネーブル信号が有効な場合に、前記第１の乗算器の出力の自乗と、前記第２の乗算器の出力の自乗との和の時間的な平均を求め、出力する自乗和平均部と、
   基準信号と前記自乗和平均部の演算結果との間の差を求め、出力する減算器と、
   前記減算器の出力を平滑化し、前記フィルタ出力信号として出力するループフィルタ部とを備える
   デジタルＡＧＣ装置。
2. 請求項１に記載のデジタルＡＧＣ装置において、
   前記判定部は、
   前記第１及び第２の乗算器の出力のうちの少なくとも１つの振幅が前記閾値信号より大きい場合には、前記イネーブル信号を有効にし、その他の場合には、前記イネーブル信号を無効にする
   ことを特徴とするデジタルＡＧＣ装置。
3. 請求項１に記載のデジタルＡＧＣ装置において、
   前記判定部は、
   前記第１の乗算器の出力の自乗と前記第２の乗算器の出力の自乗との和が前記閾値信号より大きい場合には、前記イネーブル信号を有効にし、その他の場合には、前記イネーブル信号を無効にする
   ことを特徴とするデジタルＡＧＣ装置。
4. 同相信号とフィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第１の乗算器と、
   直交信号と前記フィルタ出力信号とを乗算し、その結果を出力する第２の乗算器と、
   前記第１及び第２の乗算器の出力の少なくとも一方に基づいて伝送路品質を求める伝送路品質推定部と、
   前記伝送路品質に基づいて基準信号を生成する基準信号生成部と、
   前記第１の乗算器の出力の自乗と、前記第２の乗算器の出力の自乗との和の時間的な平均を求め、出力する自乗和平均部と、
   前記基準信号と前記自乗和平均部の演算結果との間の差を求め、出力する減算器と、
   前記減算器の出力を平滑化し、前記フィルタ出力信号として出力するループフィルタ部とを備える
   デジタルＡＧＣ装置。
5. 請求項４に記載のデジタルＡＧＣ装置において、
   前記伝送路品質推定部は、
   既知のデータパターンと受け取った信号のデータパターンとの間の相関値を前記伝送路品質として求めるものであり、
   前記基準信号生成部は、
   前記相関値に応じて前記基準信号を求め、出力するものである
   ことを特徴とするデジタルＡＧＣ装置。
6. 請求項５に記載のデジタルＡＧＣ装置において、
   前記基準信号生成部は、
   前記相関値に基づいて前記基準信号の値を２つの値のいずれかに切り替え、切り替え動作についてヒステリシス特性を有する
   ことを特徴とするデジタルＡＧＣ装置。
7. 請求項４に記載のデジタルＡＧＣ装置において、
   前記伝送路品質推定部は、
   前記第１及び第２の乗算器の出力のうちのいずれか一方を選択し、選択された出力に基づいて前記伝送路品質を求める
   ことを特徴とするデジタルＡＧＣ装置。

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