CN1090862C - 定时恢复装置和分集通信装置 - Google Patents

Abstract

本发明的定时灰复装置和分集通信装置，把接收PSK信号进行C倍附加取样，可以用包含简单的加减运算的信号处理从所得到的接收相位数据系列Yi中提取出包含不受载波频率偏差影响的j个码元频率成分的数据系列，并把包含j个码元频率成分的数据系列合成起来，得到具有π/4弧度相位差的S/N比优良的包含不受载波频率影响的码元频率成分的2个数据系列，进一步把包含2个码元频率成分的数据系列用于定时恢复。

Description

定时恢复装置和分集通信装置

本发明涉及一种定时恢复装置和分集通信装置，特别能够适用于用PSK(相移键控)调制方式的数字无线通信机的解调器。

原来，作为使用PSK调制方式的数字无线通信机的解调器的定时恢复装置有日本公开专利JP6-252965-A所公开的方案，在这种定时恢复装置中，使用时钟相位检测时用前置码型的初始引入用相位检测装置和使用按照零交叉检测方式的随机码型的检测时钟相位的超前滞后的正常时相位检测装置。并且，作为原来的分集通信装置，例如有「移动通信基础」(作者：电子信息通信学会、经销处：株式会社コロナ社)的第7章中所记载的各种方式。

图50表示原来的包含上述定时恢复装置的分集接收装置，为简单起见，在这种分集接收装置的分集时，把支路数取为K＝2。在该图中，1A和1B是天线，2A和2B是检波装置，3A和3B是取样装置，4是分集装置，5是定时恢复装置，6是奈奎斯特点提取装置，7a是奈奎斯特点数据输出端，7b是色同步信号选通脉冲输入端，7c帧同步信号输入端。在定时恢复装置5中，10是初始引入用相位检测装置，11是正常时相位检测装置，12是初始引入用滤波装置，13是正常时用滤波装置，14是相位控制选择装置，15是相位控制装置。

图51表示初始引入用相位检测装置10的构成，16和17是寄存器，18是减法器，10a是接收相位数据输入端，10b是2倍恢复时钟输入端，10c是差分数据输出端。图52表示初始引入用滤波装置12的构成，20是串并联变换装置，21是积分装置，22是积分控制装置，23是ROM，24是寄存器，12a是差分数据输入端，12b是1/2恢复时钟输入端，12c是恢复时钟输入端，12d是同步信号门脉冲输入端，12e是定时相位差数据输出端，12f是定时相位差数据计算结束信号输出端。在积分装置21中，26A和26B是乘法器，27A和27B是加法器，28A和28B是寄存器，29A和29B是除法器。在积分控制装置22中，30是与门，31是反相器，32是上行计数器，33是比较器。

图53表示正常时用相位检测装置11的构成，11a是接收相位数据输入端，34是极坐标变换装置，35A和35B是零交叉检测装置，36是零交叉信号合成装置，11b是LEAD信号输出装置，11c是CROSS信号输出装置。图54表示零交叉检测装置35的构成，35a是数据输入端，35b是恢复时钟输入端，37A、37B、37C、37D是寄存器，38是反相器，39A、39B是异或门，35c是ILEAD信号输出端，35d是QCROSS信号输出端。

图55表示正常时用滤波装置13的构成，13a是帧同步信号输入端，13b是相位控制结束信号输入端，13c是LEAD信号输入端，13d是CROSS信号输入端，13e是色同步信号选通脉冲输入端，13f是重放时钟输入端，40是选择器，41是1比特移位器，42是上下行计数器，43A和43B是比较器，44是或门，13g是上行(UP)信号输出端，13h是下行(DOWN)信号输出端。

图56表示相位控制选择装置14的构成，14a是定时相位差数据计算结束信号输入端，14b是上行信号输入端，14c是下行信号输入端，14d是定时相位差数据输入端，45是UP/DOWN数据生成装置，46是门电路，14e是相位控制数据输出端。图57表示相位控制装置的构成，15a是相位控制数据输入端，15b是2^m倍(例如32倍)恢复时钟输入端，47A、47B是比较器，48是与门，49是m比特上行计数器，50是1/2分频器，51A、51B是反相器，51c是1/2倍恢复时钟输出端，15d是恢复时钟输出端，15e是2倍恢复时钟输出端，15f是16倍恢复时钟输出端，15g是相位控制结束信号输出端。

下面来说明动作，首先来说明分集接收装置整体的动作。在该例中，为了小型化和低耗电，数字移动通信用的接收机的解调器去掉幅度信息只使用相位信息来动作，即：使用对通过限幅器后的载波信号进行检波得到的基带接收相位信号动作。在该例中，解调方式采用按照π/4相移QPSK调制方式的延迟检波方式。在原来的分集接收装置中，用两个天线1A和1B接收PSK信号，然后用两个检波装置2A和2B分别进行检波，并输出模拟的基带接收相位信号和接收信号功率。检波装置2A和2B由限幅器、带通滤波器、混频器等模拟元件构成。

取样装置3A和3B按码元频率的2倍对各模拟的基带接收相位信号进行过取样，并输出被量化的基带接收相位数据。基带接收相位数据的相位分解能力取为5比特。在分集装置4中，分别对取样装置3A和3B输出的基带相位信号进行延迟检波，并在自动频率控制电路中除掉载波频率偏差。然后使用由检波装置2A和2B输出的接收信号功率和所述的两个延迟检波后的基带接收相位数据进行用上述的「移动通信基础」中所记载的选择合成、等增益合成或最大比合成等的信号合成，并把合成后的基带接收相位数据输出到定时恢复装置5和奈奎斯特点提取装置6。

定时恢复装置5输出用于各取样装置3A和3B的2倍恢复时钟，并控制时钟相位以便使2倍恢复时钟每2个取样对基带接收相位数据的奈奎斯特点进行取样。因此，分集装置4输出的合成后的基带接受相位数据也用时钟相位控制以每2个取样输出延迟检波后的基带接收相位数据的奈奎斯特点，并把码元频率的恢复时钟输出到奈奎斯特点提取装置6。另一方面，奈奎斯特点提取装置6按定时恢复装置5输出的恢复时钟从分集装置4输出的合成后的基带接收相位数据中提取出基带接收相位数据的奈奎斯特点，并对所提取出来的相位数据进行极坐标变换，然后输出同相和正交的各个奈奎斯特点数据。

用图58的时序图来说明这种动作的一例，图58(A)、图58(C)的曲线所示的由2个检波装置2A和2B分别检波所得到的基带接收相位数据是按图59所示的变换图对重复「00」和「01」的数据码型进行π/4相移QPSK调制得到的数据。为了简便起见，上述的基带接收相位数据中未加入载频偏差。当把重复「00」和「01」的数据码型进行π/4相移QPSK调制时，相位按码元周期从0变动到π/4或者从π/4变动到0。可是，如图58(A)和58(C)的曲线所示，噪音或衰落等的影响会使表示这种相位变动的基带接收相位数据畸变。图中的○是奈奎斯特点，原来的奈奎斯特点的相位为0和π/4，但是由于噪音或衰落等的影响，在表示2个检波装置2A、2B的输出的接收信号功率的图58(B)和58(D)的陷落的位置上，奈奎斯特点的相位就成了不同的值。

在取样装置3A、3B，按图58(F)所示的从定时恢复装置5输出的2倍恢复时钟分别对基带接收相位数据(图58(A)和图58(C))取样。图58(A)和图58(C)的纵线表示经取样过的数据；在分集装置4，分别对图58(A)和图58(C)所示的经取样的基带接收相位数据进行延迟检波。如果未受噪音或衰落的影响，各延迟后的奈奎斯特点相位数据就交替输出π/4和-π/4。在这里，分集装置4用2个延迟检波后的基带接收相位数据和接收信号功率(图58(B)和58(D))，并按照选择合成、等增益合成或最大比合成的任一种方式进行信号合成；然后输出图58(E)的纵线所示的合成后的延迟检波后基带接收相位数据。

定时恢复装置5用该合成后的延迟检波后基带接收相位数据(图58(E))来控制各个时钟相位，使图58(F)所示的2倍恢复时钟的上升沿位置以及图58(G)所示的恢复时钟的上升沿位置同时变为奈奎斯特点位置。在图58的例子中，最初，奈奎斯特点与恢复时钟上升沿的相位差是π/2，但是随时间的推移，时钟相位差就慢慢地收敛为0。在奈奎斯特点提取装置6中，提取出恢复时钟(图58(G))的上升沿的延迟检波后基带接收相位数据(图58(E))作为奈奎斯特点数据，并作为图58(H)和图58(I)所示的同相及正交的各奈奎斯特点数据输出。因此，在时序图的前半部，奈奎斯特点提取装置6输出偏离奈奎斯特点π/2的数据作为奈奎斯特点数据；而在时序图的后半部，由于定时恢复装置5的时钟相位控制，则输出原来的奈奎斯特点数据。

下面来说明定时恢复装置5的动作，这个分集接收装置接收图60所示的色同步信号数据，定时恢复装置5用处在色同步信号开头部的称之为前置码型的重复「01」和「10」的数据码型来计算出定时相位差，并进行时钟相位的初始引入控制。在该定时相位差的计算时，使用初始引入用相位检测装置10和初始引入用滤波装置12，并且，在时钟相位的初始引入控制后，定时恢复装置5用图60所示的随机码型(包含帧同步用的单一字码码型)来进行定时相位跟随，在该定时相位跟随时，使用正常时用相位检测装置11和正常时用滤波装置13。

首先来说明前述时钟相位的初始引入控制动作。初始引入用相位检测装置10用分集装置4输出的合成后的延迟检波后基带接收相位数据输出作为相位检测信号的差分数据，初始引入用滤波装置12对所述差分数据进行积分，然后从初始引入用滤波装置12输出表示奈奎斯特点与恢复时钟的相位差的定时相位差数据和表示定时相位差数据计算结束的定时相位差数据计算结束信号。使用初始引入用相位检测装置10和初始引入用滤波装置12的定时相位差的计算是用重复图59的变换图「01」和「10」已知的数据码型来计算出称之为前置码型(PR)的数据，从数据不规则变化的随机码型是不能算出定时相位差的。

以下用图51、图52和表示时序图的图61来说明初始引入用相位检测装置10和初始引入用滤波装置12的动作。如图61(A)所示，如果未受噪音等的影响，从图51的初始引入用相位检测装置10的输入端10a输入的前置码型的基带接收相位数据的○标注的奈奎斯特点交替地取为3π/4和-π/4。如图61(B)所示，通过用按图51的输入端10b输入的2倍恢复时钟动作的图51的寄存器16和寄存器17再次定时。来把这个基带接收相位数据延迟1个码元。图51的减法器18从基带接收相位数据中减去经1码元延迟得到的基带接收相位数据，并从输出端10c输出图61(C)所示的差分数据，因此，奈奎斯特点位置的差分数据被交替地输出π和-π值。在这里，如图61(E)所示，假定产生7π/4的奈奎斯特点与恢复时钟的相位差的情况，在这种情况下，图61的纵线就成了按2倍恢复时钟取样的各数据。

接着，在串并联变换装置20中，把图52的输入端12a输入的差分数据变换为按偶数号数据和奇数号数据分别分开的2列数据，进一步在乘法器26A、26B中，在来自输入端12b的图61(F)的1/2重放时钟为逻辑「1」时，把2列数据乘以1，而在该1/2恢复时钟是逻辑「0」时，把2列数据乘以-1，从而把偶数码元分度的2列数据变换为用图61(C)的纵虚线表示的数据。如图61(C)所示，若把乘法运算后的偶数号数据取为G_i(i＝1、2、3、……、)、把乘法运算后的奇数号数据取为H_i(i＝1、2、3、……、)，用由加法器27A、27B和28A、28B构成的2个累加电路对2个数据系列G_i和H_i进行J(J≥2)次累加计算。

用与门30把恢复时钟和前置码型输入时表示J码元时间逻辑「1」的门信号取其逻辑和，从而实现使2个累加电路进行J次动作的时钟。在上行计数器32的输出值大于J的情况下，因为比较器33显示逻辑「1」，所以，按图60所示的定时而由输入端12d输入的色同步信号选通脉冲的上升沿使上行计数器32动作，并由反相器31把其输出与J比较的比较器的输出反相，从而生成这个门信号。

J次累加计算出的2个数据系列G_i(i＝1、2、3、……、)和H_i(i＝1、2、3、……、)在除法器29A、29B中除以J，并求出G₁～G_J平均值GA和H₁～H_J的平均值HA。ROM23根据图62所示的变换内容对输入GA和HA求出并输出定时相位差。如上所述，如果上行计数器32的的输出值超过J，比较器33的输出就从逻辑「0」上升为逻辑「1」，为了在该时刻求出定时相位差，就把比较器33的输出作为定时相位差数据计算结束信号从输出端12f输出去。而且，用比较器33的输出把ROM23的输出锁存在寄存器24中，并把所锁存的数据作为定时相位差数据从输出端12e输出去。

下面来说明时钟相位的的初始引入控制后的使用正常时用相位检测装置11和正常时用滤波装置13的定时相位跟随动作。从初始引入控制后开始由正常时用相位检测装置11和正常时用滤波装置13进行相位控制，正常时用相位检测装置11用分集装置4的输出的合成后的延迟检波后基带接收相位数据来输出表示当前的定时相位是超前还是滞后的LEAD信号以及表示该LEAD信号有效的CROSS信号。用图53来说明正常时用相位检测装置11的动作。来自输入端11a的延迟检波后基带接收相位数据由极坐标变换装置34变换为表示同相成分的IDATA和表示正交成分的QDATA，IDATA和QDATA分别被输入到零交叉检测装置35A、35B。

用图54来说明零交叉检测装置35A的动作。在重放时钟的上升沿和下降沿对从输入端35a输入的IDATA取样，对于IDATA来说，如果设由反相器38和寄存器37A得到的恢复时钟的下降沿点的取样数据为Zn(n＝1、2、3、……)、由寄存器37B得到的上升沿点的取样数据为Nn(n＝1、2、3、……)、由寄存器37C得到的1码元延迟过的上升沿点的取样数据为N_(n-1)(n＝1、2、3、……)，如图63(A)及图63(B)所示，当

Nn×N_(n-1)＜0………(1)成立时，就是数据的零交叉。这时，如果

Nn×Zn＞0  ………(2)那么，时钟的相位超前奈奎斯特点(图63(A))；如果

Nn×Zn＜0  ………(3)时钟的相位就滞后于奈奎斯特点(图63(B))。

在该例中，因为把2值量化DPLL用于时钟相位的控制，并且取样数据使用1比特的硬判定数据，所以，要用数据Nn与1码元前的数据N_(n-1)的排他逻辑和来求出表示数据的零交叉检测的信号(图54的异或门39B的输出)。在零交叉被检测到的情况下，就从输出端35d输出逻辑「1」的ICROSS信号。同样，要用寄存器37C中在恢复时钟上升沿再定时过的数据Zn(n＝1、2、3、……)与寄存器37B的输出的N_n(n＝1、2、3、……)的排他逻辑和来求出表示时钟相位(超前/滞后)的信号ILEAD信号(图54的异或门39A的输出)。在时钟相位超前的情况下，从输出端35c输出逻辑「0」的ILEAD信号；在时钟相位滞后的情况下，从输出端35c输出逻辑「1」的ILEAD信号。

把QDATA作为输入的零交叉检测装置35B的动作也与上述零交叉检测装置35A的动作一样，输出表示QDATA的零交叉有无的QCROSS信号和表示其相位的超前滞后的QLEAD信号。零交叉信号合成装置36从ILEAD、ICROSS、QLEAD、QCROSS的各信号中，分别从输出端11b输出LEAD信号，从输出端11c输出CROSS信号，根据图64所示的条件输出LEAD信号和CROSS信号，LEAD信号用ILEAD信号与QLEAD信号的逻辑和来求出，CROSS信号基本上也是用ICROSS信号与QCROSS信号来求出，但是在ICROSS信号和QCROSS信号都是「1」、ILEAD信号和QLEAD信号表示为不同值的情况下，CROSS信号取为「0」。

下面用图55来说明正常时用滤波装置13的动作。在来自输入端13c的CROSS信号是「1」的情况下，正常时用滤波装置13把来自输入端13c的LEAD信号平均化，并从输出端13g输出使定时相位超前的信号(上行(UP)信号)，从输出端13h输出使定时相位滞后的信号(下行(DOWN)信号)。在平均化时使用上下行计数器42，上下行计数器42按从输入端13f输入的恢复时钟的周期动作，在逻辑「1」时，从输入端13e输入图60中记载的色同步选通脉冲，并且在逻辑「1」时，表示检测出了零交叉的CROSS信号就成为启动信号。

在图65中，表示正常时用滤波装置13的动作。最初，把称之为Nx的值设定在上下行计数器42内，在LEAD信号表示相位超前的情况下，下行计数；而在相位滞后的情况下，上行计数。用比较器43A把上下行计数器42的值与「2Nx」比较，用比较器43B把它与「0」比较，如果一致的话，就输出逻辑「1」。用比特移位器41把Nx进行1比特移位来实现值「2Nx」的生成，因此，如图65的时刻①所示，在计数器值成为2Nx时，从输出端13g输出比较器43A的逻辑「1」的上行信号。如图65的时刻②所示，在计数值为0时，从输出端13h输出比较器43B的逻辑「1」的下行信号。

这时，把装入Nx的信号输入到上下行计数器42内，再次把上下行计数器42的值设定为Nx，Nx的装入用相位控制结束信号来进行，该相位控制结束信号表示已经用相位控制装置15的输出进行了从输入端13b输入的定时相位控制。正常时用滤波装置13用从输入端13a输入的帧同步信号来判断相位引入状态和正常状态，因为在相位引入时要求高速引入，所以用选择器(SEL)40把Nx设定为小的值N₁，而在正常时，因为要求低的抖动，所以把Nx设定为大的值N₂。

下面用图56来说明相位控制选择器14的动作。相位控制选择装置14从输出端14e输出表示定时相位控制量的相位控制数据，在该例中，该相位控制的分辨能力取为1/32码元，因此，初始引入用滤波装置12的输出的定时相位差数据和相位控制数据都用0～31来表示0～2π的相位。而且，用上行信号、下行信号的相位控制也都是每1/32码元进行一次，由输入端14b输入的上行信号和由输入端14c输入端下行信号被输入到UP/DOWN数据生成装置45。

UP/DOWN数据生成装置45在上行信号为逻辑「1」时输出「15」，在下行信号为逻辑「1」时输出「17」，除此之外输出「16」。门电路46在由初始引入动作算出定时相位数据结束之前，一直把相位控制数据取为「16」，定时相位数据的计算结束，并且，如果从输入端14d输入了定时相位数据，就把定时相位数据「0～15、16～31」变换为「16～31、0～15」，并作为相位控制数据输出。在定时相位数据算出结束后，把UP/DOWN数据生成装置45输出的数据作为相位控制数据输出，把由输入端14a输入的定时相位数据计算结束信号用于该定时相位数据的计算结束。

进一步用图57来说明相位控制装置15的动作。上行计数器49按照由输入端15b输入的码元频率的32倍的固定时钟来进行上行计数。上行计数器49用5比特输出计数值，把最高位作为恢复时钟，并从输出端15d输出，并用反相器51A、……、51B把除最高位之外的4比特计数器输出翻转，生成2倍恢复时钟，……16倍恢复时钟，各时钟分别从输出端15e、……、15f输出。1/2分频器50把恢复时钟进行2分频，从而生成1/2恢复时钟，并从输出端15c输出。

上行计数器45的5比特输出值用比较器47A与「16」进行比较。如果计数器输出值与「16」一致，比较器47A就输出逻辑「1」，把该比较器47A的输出用作上行计数器49的装入信号，在装入信号为逻辑「1」时，上行计数器49装入由输入端15a输入的相位控制数据。因此，在相位控制数据取为表示无控制状态的「16」的值的情况下，因为在计数器自走时的计数值「16」的时间装入「16」，所以不发生恢复时钟的相位变化。

可是，在时钟相位超前的情况下，因为下行信号使相位控制数据变为「17」，所以，如图66(A)所示，在5比特计数器自走时的计数值「16」的时刻，装入「17」，时钟相位被滞后。同样，在时钟相位滞后的情况下，因为上行信号使相位控制数据变为「17」，所以，如图66(B)所示，在5比特计数器自走时的计数值「16」的时刻，装入「15」，时钟相位被超前。

另外，在初始相位引入时，因为相位控制数据取为0～31的值，所以在5比特计数器自走时的计数值「16」的时刻，装入0～31的某个值，来进行时钟相位引入。在图67中，表示初始相位差是3π/2的情况的例子，由初始引入用相位检测装置10和初始引入用滤波装置12按定时相位差「24」来输出3π/2。定时相位差数据「24」被变换为相位控制数据「8」，并在5比特计数器自走时的计数值「16」的时刻装入「8」，来进行时钟相位控制。

如果进行相位控制的话，就把上述的上下行计数器42的值设定为Nx的相位控制结束信号从输出端15g输出，用把相位控制数据与「16」进行比较的比较器47B(如果一致输出逻辑「1」)和取比较器47B的输出与装入信号的逻辑积的与门48检测装入到上行计数器49内的数据是「16」还是以外的其他值，从而能够生成相位控制结束信号。就这样来进行用定时恢复装置5的定时相位同步。

如上所述，原来的定时恢复装置5是用10～20个码元的处在色同步信号数据的开头部分的前置码型来算出定时相位差，并进行初始相位控制。初始相位控制所需要的时间是直到算出定时相位差的时间。初始相位控制后，用随机码型进行相位跟随。因此，在未判断出前置码型的位置的情况下，如色同步信号数据到来的定时还未确立的便携机的电源启动时或由阻断等线路中断的恢复时等，这时就不能进行初始相位控制。在这种情况下，就要由使用随机码型的前述的正常时用相位检测装置11、前述的正常时用滤波装置13来进行定时相位引入。可是，所存在的问题是，因为由前述正常时用相位检测装置11、前述正常时用滤波装置13用随机码型的相位引入是用定时相位的超前/滞后来进行的，所以，即使在无噪音的传送线路上把前述正常时用滤波装置13的Nx设定为「2」的情况下，定时相位引入结束之前也要大约100个码元的较长的时间。

而且，在原来的分集接收装置中，用取样装置3A、3B对检波装置2A、2B的输出取样，并用分集装置4进行合成，由于把模拟元件用于检波装置2A、2B中，所以检波装置2A和检波装置2B在输入输出的时间延迟方面会发生差异，由于使用模拟元件而引起的这种延时差有时可能使相位偏离大约π/2，当在这2个检波装置2A、2B中发生输入输出的延时差时，在奈奎斯特点位置偏离的状态下，分集装置4对这2个信号进行选择合成、等增益合成或最大比合成。因此，按照奈奎斯特点位置大的偏离的相位关系来进行2个信号的等增益合成、最大比合成时，合成信号失真，从而使比特误差率特性以及同步特性都劣化。同样，即使在进行选择合成的情况下，由于在信号切换时奈奎斯特点位置偏离，暂时发生定时相位差，也存在比特误差率特性以及同步特性劣化的问题。

本发明就是为解决上述的问题，其目的是提供一种能够实现电源启动时或由线路中断的恢复时的高速的定时相位引入特性和正常时的低抖动特性的定时恢复装置。本发明的另一个目的是提供一种吸收检波装置中产生的延时差、而不发生由于延时差造成的比特误差率特性以及同步特性劣化的分集通信装置。

按照本发明的定时恢复装置，设置有相位差分装置、相位变动量计算装置以及具有偶数取样合成装置和奇数取样合成装置的相位检测装置、滤波装置、定时相位控制间隔设定装置、相位控制量决定装置以及相位控制装置；其中相位差分装置对接收PSK信号进行X(X是大于4的自然数)倍附加取样，并对于所得到的接收相位数据系列Y_i(i是大于2的自然数)输出从第1取样前后的各相位数据的差分数据系列Z_i1(＝Y_i-Y_i-1)直到第j(j是大于1的自然数)取样前后的各相位数据的差分数据系列Z_ij(＝Y_i-Y_i-j)的共计j个差分数据系列；相位变动量计算装置把差分数据范围变换为用弧度表示的±2π到±π的范围来对j个各差分数据系列Z_i1～Z_ij求绝对值，并输出包含j个码元频率成分的各相位变动数据系列W_i1～W_ij内的最低的一个数据系列；偶数取样合成装置对于由相位变动量计算装置输出的各相位变动数据系列内的j为偶数号的各相位变动数据系列进行延时，使包含在偶数号的各相位变动数据系列内的码元频率成分的相位一致，然后进行合成，并把合成的信号作为偶数系列合成码元频率成分数据输出；奇数取样合成装置对于由相位变动量计算装置输出的各相位变动数据系列内的j为奇数号的各相位变动数据系列进行延时，使包含在奇数号的各相位变动数据系列内的码元频率成分的相位一致，然后进行合成，并把合成的信号作为奇数系列合成码元频率成分数据输出；所述滤波装置将所述偶数码元频率成分数据和所述奇数码元频率成分数据变换为复数直流成分后进行平均化，根据平均化的直流成分计算出定时相位差，同时，根据平均化的直流成分计算出码元频率成分；

所述定时相位控制间隔设定装置将U(U为大于1的自然数)个码元频率的信号作为定时相位控制设定信号输出；

所述相位控制量决定装置在所述定时相位控制间隔设定信号的周期内锁存所述定时相位差，并作为相位控制数据输出；

所述相位控制装置采用所述相位控制数据以控制码元时钟信号和X倍附加取样时钟信号的相位，同时将所述码元频率成分设定为所述滤波装置的直成分。

按照本发明的下一个定时恢复装置，设置有频率变换装置、码元合成装置、积分型滤波装置、相位差计算装置、滤波装置、定时相位控制间隔设定装置、相位控制量决定装置以及相位控制装置；其中频率变换装置把偶数系列合成码元频率成分数据乘以接收方的复数码元频率成分所得到的值与奇数系列合成码元频率成分数据乘以接收方的延迟了π/4弧度的复数码元频率成分所得到的值相加，从而生成复数直流成分；码元合成装置用各1个码元的正交成分和同相成分合成复数直流成分，并对每一个码元作为码元正交成令信号和码元同相成分信号输出；积分型滤波装置用积分型滤波器对码元正交成分信号和码元同相成分信号进行积分，并作为正交积分数据和同相积分数据输出；相位差计算装置用正交积分数据和同相积分数据算出奈奎斯特点与接收机的码元时钟的定时相位差，并作为定时相位差数据输出；滤波装置由码元频率成分量计算装置构成，该码元频率成分量计算装置用正交积分数据和同相积分数据算出用积分型滤波器积蓄起来的码元频率成分量；定时相位控制间隔设定装置把U(U是大于1的自然数)码元周期的信号作为定时相位控制间隔设定信号输出；相位控制量决定装置按定时相位控制间隔设定信号的周期锁存滤波装置输出的定时相位差数据，并作为相位控制数据输出；相位控制装置对接收机的原振时钟进行分频并输出码元时钟和X倍附加取样时钟，如果相位控制数据被输入，就用相位控制数据来控制码元时钟相位和X倍附加取样时钟相位，同时，把积分型滤波装置的正交积分数据归零，并把码元频率成分量设置到同相积分数据中。

按照本发明的再一个定时恢复装置，在积分型滤波装置中设置有限幅累加装置，在码元频率成分量小于积蓄门限值的情况下，该限幅累加装置对码元正交成分信号和码元同相成分信号分别进行累加计算，并作为正交积分数据和同相积分数据输出，在码元频率成分量大于积蓄门限值的情况下，该限幅累加装置把各累加值除以D(D是大于2的自然数)，并作为正交积分数据和同相积分数据输出。

按照本发明的再一个定时恢复装置，在积分型滤波装置中设置有累加装置和无限脉冲型滤波装置；在码元频率成分量大于无限脉冲应答切换积蓄门限值的情况下，该累加装置对码元正交成分信号和码元同相成分信号分别进行累加计算，并作为正交积分数据和同相积分数据输出；如果码元频率成分量大于无限脉冲应答切换积蓄门限值，该无限脉冲型滤波装置用无限脉冲应答型滤波器对码元正交成分信号和码元同相成分信号进行滤波。

按照本发明的再一个定时恢复装置，在相位差计算装置中设置有绝对值变换装置、比较数据计算装置、第1象限范围内相位数据计算装置以及象限表示位附加装置；其中绝对值变换装置把正交积分数据的绝对值和同相积分数据的绝对值分别作为正交积分绝对值数据和同相积分绝对值数据输出；在正交积分数据的最高位和同相积分数据的最高位的排他逻辑和为逻辑「0」的情况下，比较数据计算装置把正交积分绝对值数据倍增X(X是大于1的自然数)倍，在为逻辑「1」的情况下，把同相积分绝对值数据倍增X(X是大于1的自然数)倍，并作为相位差计算用门限值输出，而且把同相积分绝对值数据与正交积分绝对值数据相加，作为总计绝对值数据输出；把总计绝对值数据累加起来，如果总计绝对值数据的累加结果大于相位差计算用门限值，第1象限范围内相位数据计算装置就把超过相位差计算用门限值时的总计绝对值数据的累加次数作为第1象限内相位数据输出；象限表示位附加装置从正交积分数据的最高位和同相积分数据的最高位中生成代表象限的数据，并把所生成的代表象限的数据附加到第1象限范围内相位数据的最高位上，并作为定时相位差数据输出。

按照本发明的再一个定时恢复装置，在第1象限范围内相位数据计算装置中设置有对超过相位差计算用门限值时的总计绝对值数据的累加计算次数施以非线性变换，并把非线性变换后的数据作为第1象限范围内相位数据输出的相位数据非线性变换装置。

按照本发明的再一个定时恢复装置，在码元频率成分量计算装置中设置有把正交积分数据的绝对值与同相积分数据的绝对值进行比较，并把大的一方的值作为码元频率成分量输出的绝对值比较装置。

按照本发明的再一个定时恢复装置，在码元频率成分量计算装置中设置有绝对值比较装置、象限位消除装置、加权数据计算装置以及加权装置；绝对值比较装置把正交积分数据的绝对值与同相积分数据的绝对值进行比较，并把大的一方的值作为比较后积分绝对值数据输出；象限位消除装置把定时相位差数据内消除掉表示象限的高位2比特的值作为象限位消除相位数据输出；如果象限位消除相位数据小于相当于π/4弧度的值，加权数据计算装置就把象限位消除相位数据作为加权数据输出，如果象限位消除相位数据大于相当于π/4弧度的值，加权数据计算装置就把从相当于π/2弧度的值中减去象限位消除相位数据所得到的值作为加权数据输出；加权装置把比较后积分绝对值数据乘以用弧度表示加权数据的情况下的余弦值，并把乘得的值作为码元频率成分量输出。

按照本发明的再一个定时恢复装置，在码元频率成分量计算装置中设置有绝对值比较装置、象限位消除装置以及滤波器动作停止用数据计算装置；绝对值比较装置把正交积分数据的绝对值与同相积分数据的绝对值进行比较，并把大的一方的值作为码元频率成分量输出；象限位消除装置把定时相位差数据内消除掉表示象限的高位2比特的值作为象限位消除相位数据输出；如果象限位消除相位数据小于相当于π/4弧度的值，加权数据计算装置就把象限位消除相位数据作为滤波器动作停止用数据输出，如果象限位消除相位数据大于相当于π/4弧度的值，加权数据计算装置就把从相当于π/2弧度的值中减去象限位消除相位数据所得到的值作为滤波器动作停止用数据输出；在无限脉冲型滤波装置中设置有滤波器动作停止装置，如果进行定时相位控制，滤波器动作停止装置就只在根据滤波器动作停止用数据设定的时间停止无限脉冲型滤波动作，并进行累加计算。

按照本发明的再一个定时恢复装置，滤波装置中设置有随机处理滤波装置，如果码元频率成分量超过正常状态识别用门限值，该随机处理滤波装置就用码元正交成分信号的码元位使被设定为滤波常数N的上下行计数器进行上行计数或下行计数，如果上下行计数器的值达到2N，就输出使码元时钟相位超前的上行信号，如果上下行计数器的值变为0，就输出使码元时钟相位滞后的下行信号，输出上行信号或下行信号后，再次把滤波器常数N设定到上下行计数器；相位控制量决定装置中设置有正常时相位控制装置，如果码元频率成分量超过正常状态识别用门限值，不把滤波装置输出的定时相位差数据用作相位控制数据，如果发生由上行信号使码元时钟相位超前的命令，该正常时相位控制装置就输出使码元时钟相位超前的相位控制数据，如果发生由下行信号使码元时钟相位滞后的命令，就输出使码元时钟相位滞后的相位控制数据。

按照本发明的再一个定时恢复装置，在相位控制装置中设置有积分数据复位装置，如果码元频率成分量超过正常状态识别用门限值，在码元时钟相位和X倍附加取样时钟相位控制时，该积分数据复位装置分别把积分型滤波装置的正交积分数据和同相积分数据复位到零。

按照本发明的再一个定时恢复装置，在相位控制量决定装置中设置有时钟原振频率偏差测定装置、自动频率控制信号发生装置以及信号中断时相位控制装置；如果码元频率成分量超过正常状态识别用门限值，时钟原振频率偏差测定装置就用相位控制数据来测定发送接收的时钟原振频率偏差，如果测定结束就把表示测定结束的频率偏差测定结束信号和直到产生由频率偏差引起的±1位的时钟相位偏离所花的码元时间作为频率偏差修正数据输出；自动频率控制信号发生装置用频率偏差修正数据输出使码元时钟相位超前的AFC上行信号和使码元时钟相位滞后的AFC下行信号；如果码元频率成分量变得低于电路断状态识别用门限值，并且在频率偏差测定结束信号表示测定结束的状态下，如果发生由AFC上行信号使码元时钟相位超前的命令，信号中断时相位控制装置就输出使码元时钟相位超前的相位控制数据，如果发生由AFC下行信号使码元时钟相位滞后的命令，就输出使码元时钟相位滞后的相位控制数据。

按照本发明的再一个定时恢复装置，在时钟原振频率偏差测定装置中设置有测定时间显示装置、相位控制数据累加装置、频率偏差测定用除法装置、修正数据输出装置以及修正数据平均化装置；与时钟原振频率偏差的测定开始的同时，测定时间显示装置使上行计数器按码元时钟动作，并把上行计数器值作为测定时间数据输出，相位控制数据累加装置对相位控制数据进行累加计算，并作为累积相位控制数据输出，频率偏差测定用除法装置把测定时间数据除以累积相位控制数据，如果测定时间数据超过频率偏差测定用门限值，修正数据输出装置就把上行计数器复位，并把频率偏差测定用除法装置输出的除法运算结果锁存起来，然后作为修正数据输出，修正数据平均化装置把修正数据进行平均，并作为频率偏差修正数据输出。

按照本发明的再一个定时恢复装置，在定时相位控制间隔设定装置中设置有可以在定时相位引入时和正常时改变定时相位控制间隔设定信号周期的控制间隔设定信号可变装置。

按照本发明的一个分集通信装置，设置有K个检波装置、K个延时装置、K个取样装置、分集装置、奈奎斯特点提取装置以及定时恢复装置；K个检波装置用K个天线接收PSK信号，分别把K个接收信号变换输出为K个基带相位信号，并且输出K个接收信号功率，K个延时装置对K个延时基带相位信号施以K个表示延时设定信号的K个延时，并输出K个延时基带相位信号，K个取样装置对K个延时基带相位信号进行X倍附加取样，并输出K个接收相位数据系列Y_i(i是大于2的自然数)，分集装置从K个接收相位数据系列Y_i和K个接收信号功率中输出判定数据系列，奈奎斯特点提取装置用码元时钟从判定数据系列中提取出奈奎斯特点数据，定时恢复装置用K个接收相位数据系列Y_i输出提取PSK信号的奈奎斯特点的码元时钟和X倍附加取样时钟，并且输出表示K个基带相位信号的延时差的K个延时设定信号。

按照本发明的下一个分集通信装置，定时恢复装置在设置有K个相位检测装置、K个滤波装置、把U(U是大于1的自然数)个码元周期的信号作为定时相位控制间隔设定信号输出的定时相位控制间隔设定装置、滤波器输出选择装置、相位控制量决定装置、用相位控制数据动作并且具有积分数据复位装置的相位控制装置以及测定K个基带相位信号的延时差并输出K个延时设定信号的延时差测定装置；其中K个相位检测装置用K个接收相位数据系列Y_i输出K个偶数系列合成码元频率成分数据和K个奇数系列合成码元频率成分数据；K个滤波装置具有用K个偶数系列合成码元频率成分数据和K个奇数系列合成码元频率成分数据输出K个定时相位差数据、K个上行信号、K个下行信号、K个码元频率成分量的随机动作滤波装置；滤波器输出选择装置从由K个滤波装置输出的码元频率成分量之中选择输出表示最大值的滤波装置输出的定时相位差数据、上行信号、下行信号；相位控制量决定装置具有用由滤波器输出选择装置输出的定时相位差数据、上行信号、下行信号，按定时相位控制间隔设定信号的周期输出相位控制数据的正常时相位控制装置；延时差测定装置设置有相位减法运算装置、延时差计算装置、有效延时差数据输出装置以及延时差数据平均化装置；其中相位减法运算装置从K个定时相位差数据中减去第1定时相位差数据，并输出K个相位减法运算数据；延时差计算装置把K个相位减法运算数据的范围从±2π变换为±π，再作为K个延时差数据输出；有效延时差数据输出装置在K个码元频率成分量全都超过延时测定用门限值时，把K个延时差数据作为有效值锁存起来，并作为K个有效延时差数据输出；延时差数据平均化装置分别把K个有效延时差数据累加S(S是大于1的自然数)次之后除以S，并作为K个延时设定信号输出。

按照本发明的下一个分集装置，设置有K个检波装置、K个延时装置、K个取样装置、K个非同步取样装置、分集装置、奈奎斯特点提取装置以及定时恢复装置；K个检波装置用K个天线接收PSK信号，分别把K个接收信号变换输出为K个基带相位信号，并且输出K个接收信号功率；K个延时装置对K个延时基带相位信号施以表示K个延时设定信号的K个延时，并输出K个延时基带相位信号；K个取样装置对K个延时基带相位信号按X倍附加取样时钟进行取样，并输出K个接收相位数据系列Y_i(i是大于2的自然数)；K个非同步取样装置按R(R是大于4的自然数)倍非同步附加取样时钟对K个延时基带相位信号取样，并输出K个非同步接收相位数据系列Q_i(i是大于2的自然数)；分集装置从K个接收相位数据系列Y_i和K个接收信号功率输出判定数据系列，奈奎斯特点提取装置用码元时钟从判定数据系列中提取出奈奎斯特点数据；定时重放装置用K个接收相位数据系列Y_i输出提取PSK信号的奈奎斯特点的码元时钟和X倍过取样时钟，并用K个非同步接收相位数据系列Q_i输出表示K个基带相位信号的延时差的K个延时设定信号。

按照本发明的下一个分集通信装置，定时恢复装置中设置有K个相位检测装置、K个频率变换装置、K个码元合成装置、K个积分型滤波装置、积分值合成装置、把U(U是大于1的自然数)个码元周期的信号作为定时相位控制间隔设定信号输出的定时相位控制间隔设定装置、相位差计算装置、K个码元频率成分量计算装置、合成码元频率成分量计算装置、按定时相位控制间隔设定信号的周期把定时相位差数据锁存起来作为相位控制数据输出的相位控制量决定装置、合成相位控制装置以及延时差测定装置；其中K个相位检测装置用K个接收相位数据系列Y_i输出K个偶数系列合成码元频率成分数据和K个奇数系列合成码元频率成分数据；K个频率变换装置用K个偶数系列合成码元频率成分数据和K个奇数系列合成码元频率成分数据生成K个复数直流成分；K个码元合成装置从K个复数直流成分中输出K个码元正交成分信号和K个码元同相成分信号；K个积分型滤波装置用K个码元正交成分信号和K个码元同相成分信号输出K个正交积分数据和K个同相积分数据；积分合成装置把K个正交积分数据全加起来作为合成正交积分数据输出，并把K个同相积分数据全加起来作为合成同相积分数据输出；相位差计算装置用合成同相积分数据和合成正交积分数据计算出奈奎斯特点和接收机的码元时钟的定时相位差，并作为定时相位差数据输出；K个码元频率成分量计算装置用K个正交积分数据和K个同相积分数据算出用K个积分型滤波装置积蓄的K个码元频率成分量；合成码元频率成分量计算装置用合成同相积分数据和合成正交积分数据计算出合成码元频率成分量；合成相位控制装置把接收机原振时钟分频，并输出码元时钟和X倍附加取样时钟，如果输入相位控制数据，就用相位控制数据来控制码元时钟的相位和X倍附加取样时钟的相位，同时，把K个积分型滤波装置的K个正交积分数据归零，把K个各码元频率成分量设置在K个同相积分数据中；K个延时差测定装置测定K个基带相位信号的延时差，并输出K个延时设定信号；延时差测定装置设置有K个非同步相位检测装置、K个非同步频率变换装置、K个非同步码元合成装置、K个非同步积分型滤波装置、K个非同步相位差计算装置、K个非同步码元频率成分量计算装置、非同步相位减法装置、非同步延时差计算装置、非同步有效延时差数据输出装置以及非同步延时差数据平均化装置；其中K个非同步相位检测装置用K个非同步接收相位数据系列Q_i输出K个非同步偶数系列合成码元频率成分数据和K个非同步奇数系列合成码元频率成分数据；K个非同步频率变换装置用K个非同步偶数系列合成码元频率成分数据和K个非同步奇数系列合成码元频率成分数据生成K个非同步复数直流成分；K个非同步码元合成装置从K个非同步复数直流成分中输出K个非同步码元正交成分信号和K个非同步码元同相成分信号；K个非同步积分型滤波装置用K个非同步码元正交成分信号和K个非同步码元同相成分信号输出K个非同步正交积分数据和K个非同步同相积分数据；K个非同步相位差计算装置用K个非同步正交积分数据和K个非同步同相积分数据计算并输出K个非同步定时相位差数据；K个非同步码元频率成分量计算装置用K个非同步正交积分数据和K个非同步同相积分数据算出用K个非同步积分型滤波装置积蓄的K个非同步码元频率成分量；非同步相位减法装置从K个非同步定时相位差数据中减去第1非同步定时相位差数据，并输出K个非同步相位减法运算数据；非同步延时差计算装置把K个非同步相位减法运算数据的范围从±2π变换为±π，再作为K个非同步延时差数据输出；非同步有效延时差数据输出装置在K个非同步码元频率成分量全都超过延时测定用门限值时把K个非同步延时差数据作为有效值锁存起来，并作为K个非同步有效延时差数据输出；非同步延时差数据平均化装置分别把K个非同步有效延时差数据累加S(S是大于1的自然数)次之后除以S，并作为K个延时设定信号输出。

按照本发明的下一个分集通信装置，定时恢复装置中设置有K个相位检测装置、码元频率成分合计装置、频率变换装置、码元合成装置、积分型滤波装置、把U(U是大于1的自然数)个码元周期的信号作为定时相位控制间隔设定信号输出的定时相位控制间隔设定装置、相位差计算装置、码元频率成分量计算装置、按定时相位控制间隔设定信号的周期把定时相位差数据锁存起来作为相位控制数据输出的相位控制量决定装置、相位控制装置以及延时差测定装置；其中K个相位检测装置用K个接收相位数据系列Y_i输出K个偶数系列合成码元频率成分数据和K个奇数系列合成码元频率成分数据；码元频率成分合计装置把K个偶数系列合成码元频率成分数据全加起来，作为总合偶数系列合成码元频率成分数据输出，并且把K个奇数系列合成码元频率成分数据全加起来，作为总合奇数系列合成码元频率成分数据输出；频率变换装置把偶数系列总合数据乘以接收方的复数码元频率成分所得的值和把奇数系列总合数据乘以延迟π/4的接收方的复数码元频率成分所得的值加起来，并变换为复数直流成分；码元合成装置从复数直流成分中输出码元正交成分信号和码元同相成分信号；积分型滤波装置用码元正交成分信号和码元同相成分信号输出正交积分数据和同相积分数据；相位差计算装置用同相积分数据和正交积分数据计算出奈奎斯特点和码元时钟的定时相位差，并作为定时相位差数据输出；码元频率成分量计算装置用正交积分数据和同相积分数据算出用积分型滤波装置积蓄的码元频率成分量；相位控制装置把接收机原振时钟分频，并输出码元时钟和X倍附加取样时钟，如果输入相位控制数据，就用相位控制数据来控制码元时钟的相位和X倍附加取样时钟的相位，同时，把积分型滤波装置的正交积分数据归零，把码元频率成分量设置在同相积分数据中；延时差测定装置测定K个基带相位信号的延时差，并输出K个延时设定信号。

按照本发明的再一个分集通信装置，在码元频率成分合计装置中设置有把K个偶数系列合成码元频率成分数据分别乘以K个接收信号功率后再加起来作为偶数系列总合数据输出的偶数系列最大比合成装置以及把K个奇数系列合成码元频率成分数据分别乘以K个接收信号功率后再加起来作为奇数系列总合数据输出的奇数系列最大比合成装置。

按照本发明的再一个分集通信装置，设置有K个检波装置、K个延时装置、K个取样装置、选择合成分集装置、奈奎斯特点提取装置以及定时恢复装置；其中K个检波装置用K个天线接收PSK信号，分别把K个接收信号变换输出为K个基带相位信号，并且输出K个接收信号功率；K个延时装置对K个延时基带相位信号施以表示K个延时设定信号的K个延时，并输出K个延时基带相位信号；K个取样装置对K个延时基带相位信号按X倍附加取样时钟取样，并输出K个接收相位数据系列Y_i(i是大于2的自然数)；选择合成分集装置把K个接收相位数据系列Y_i中表示K个接收信号功率的最大值的接收相位数据系列作为判定数据系列输出，并把表示最大值的接收相位数据系列的号码作为检波后选择信号输出；奈奎斯特点提取装置从判定数据系列中提取出奈奎斯特点数据；定时重放装置用K个接收相位数据系列Y_i输出提取PSK信号的奈奎斯特点的码元时钟和X倍附加取样时钟，并且输出K个延时设定信号。

按照本发明的再一个分集通信装置，在定时恢复装置中设置有把相位控制数据累加并作为相位控制累加数据输出的相位控制累加装置、频率偏差消除装置、具有延时设定信号输出装置的延时差计算装置以及上述的定时重放装置；其中如果频率偏差测定结束信号表示测定结束状态，并输入使码元时钟相位滞后的AFC下行信号，频率偏差消除装置就从相位控制累加数据中减去「1」，如果频率偏差测定结束信号表示测定结束状态，并输入使码元时钟相位超前的AFC上行信号，频率偏差消除装置就在相位控制累加数据上加「1」，并作为偏差消除累加数据输出；延时设定信号输出装置对每一个检波后选择信号的指示号码(1～K)平均偏差消除累加数据，求出K个平均的数据的各差值作为K个延时设定信号输出。

附图简要说明

图1是按照本发明的定时恢复装置和分集通信装置的实施例1的整体构成方框图。

图2是图1的定时恢复装置中的相位检测装置的构成方框图。

图3是图1的定时恢复装置中的滤波装置的构成方框图。

图4是图1的定时恢复装置中的相位控制量决定装置的构成方框图。

图5是图1的定时恢复装置中的延时差计算装置的构成方框图。

图6是图3的滤波装置中的积分型滤波装置的结构方框图。

图7是图3的滤波装置中的随机动作滤波装置的结构方框图。

图8是图3的滤波装置中的码元频率成分量计算装置的结构方框图。

图9是图3的滤波装置中的相位差计算装置的结构方框图。

图10是图4的相位控制量决定装置中的时钟原振频率偏差测定装置的构成方框图。

图11是说明图1的分集通信装置的动作的时序图。

图12是图2的相位检测装置中的相位变动量计算装置的构成方框图。

图13是说明在图12的相位变动量计算装置输入4比特的情况的计算内容的图表。

图14是说明图2的相位检测装置的动作的时序图。

图15是与图14一起说明图2的相位检测装置的动作的时序图。

图16是说明图2的相位检测装置的输出的时序图。

图17是说明图3的滤波装置中的频率变换装置和码元合成装置的动作的时序图。

图18是说明图3的滤波装置中的积分型滤波装置的动作的时序图。

图19是说明图3的滤波装置中的积分型滤波装置的输出和定时相位差的时序图。

图20是说明图3的滤波装置中的码元频率成分量计算装置的加权值的算出内容的图表。

图21是说明图3的滤波装置中的相位差计算装置的动作的时序图。

图22是说明图3的滤波装置中的相位差计算装置的相位数据的非线性变换内容的图表。

图23是说明图3的滤波装置中的相位差计算装置的计算误差的图表。

图24是图4的相位控制量决定装置中的时钟原振频率偏差测定装置的累加输出的特性曲线图。

图25是说明图4的相位控制量决定装置中的时钟原振频率偏差测定装置的动作的时序图。

图26是说明图1的定时恢复装置中的延时差计算装置的动作的时序图。

图27是按照本发明的定时恢复装置和分集通信装置的实施例2的整体构成方框图。

图28是图27的定时恢复装置中的延时差测定装置的构成方框图。

图29是图27的定时恢复装置中的滤波装置的构成方框图。

图30是图29的滤波装置中的积分型滤波装置的结构方框图。

图31是图27的定时恢复装置中的滤波器输出选择装置的结构方框图。

图32是说明图27的定时恢复装置和分集通信装置的动作的时序图。

图33是说明图30的各积分型滤波装置的动作的特性图。

图34是与图33一起说明图30的各积分型滤波装置的动作的特性图。

图35是按照本发明的定时恢复装置和分集通信装置的实施例3的整体结构方框图。

图36是图35的定时恢复装置中的积分合成滤波装置的结构方框图。

图37是图1和图35的定时恢复装置中的相位控制量决定装置的结构方框图。

图38是说明图36的积分合成滤波装置中的动作的特性图。

图39是表示图35的定时恢复装置中的滤波装置的各输出与延时差的关系的特性图。

图40是图35的定时恢复装置中的滤波装置的结构方框图。

图41是按照本发明的定时恢复装置和分集通信装置的实施例4的整体结构方框图。

图42是图41的定时恢复装置中的码元频率成分合成滤波装置的结构方框图。

图43是说明图42的定时恢复装置中的码元频率成分合成滤波装置的动作的时序图。

图44是按照本发明的定时恢复装置和分集通信装置的实施例5的整体的结构方框图。

图45是图44的定时恢复装置中的滤波装置的结构方框图。

图46是图45的滤波装置中的积分型滤波装置的结构方框图。

图47是图45的滤波装置中的码元频率成分量计算装置的结构方框图。

图48是表示图46的积分滤波装中的滤波器动作停止用数据和滤波器动作停止时间的关系的图表。

图49是说明图46的积分型滤波装置的动作的时序图。

图50是原来的定时恢复装置和分集通信装置的整体结构方框图。

图51是图50的定时恢复装置中的初始引入用相位检测装置的结构方框图。

图52是图50的定时恢复装置中的初始引入用滤波装置的结构方框图。

图53是图50的定时恢复装置中的正常时用相位检测装置的结构方框图。

图54是图53的正常时用相位检测装置中的正常时用相位检测装置中的零交叉检测装置的结构方框图。

图55是图50的定时恢复装置中的正常时用滤波装置的结构方框图。

图56是图50的定时恢复装置中的相位控制选择装置的结构方框图。

图57是图50的定时恢复装置中的相位控制装置的结构方框图。

图58是表示图50的定时恢复装置和分集通信装置的整体动作的时序图。

图59是说明图50的定时恢复装置和分集通信装置中的发送数据的变换标志的概略图表。

图60是表示图50的定时恢复装置和分集通信装置中的发送数据的色同步信号格式的概略图表。

图61是说明图50的定时恢复装置和分集通信装置中的初始引入动作的时序图。

图62是表示图51的初始引入用滤波装置中的ROM变换内容的特性曲线图。

图63是说明图53的正常时用相位检测装置中的零交叉检测装置的动作的概略曲线图。

图64是表示图53的正常时用相位检测装置中的零交叉信号合成装置的输入输出的图表。

图65是说明图55的正常时用滤波装置的动作的时序图。

图66是说明图57的相位控制装置的正常时的动作的时序图。

图67是说明图57的相位控制装置的初始引入时的动作的时序图。

以下参照附图来说明本发明的实施例。

实施例1

用本发明的实施例1来说明由K＝2个天线接收的选择合成分集方式的分集通信装置。定时恢复装置使用过取样的π/4相移QPSK调制的基带接收相位数据，与图50的对应部分标注同样标号的图1表示按照实施例1的定时恢复装置5A和包含该定时恢复装置5A的分集通信装置的构成。图中的1A和1B是天线、2A和2B是检波装置、60A和60B是延时装置、3A和3B是取样装置、61是选择合成分集装置、5A是定时恢复装置、6是奈奎斯特点提取装置、7a是奈奎斯特点数据输出端、7c是帧同步信号。在定时恢复装置5A中，62是相位检测装置、63是滤波装置、64是定时相位控制间隔设定装置、65是相位控制量决定装置、66是相位控制装置、67是延时差计算装置。

图2表示该实施例1的相位检测装置62的构成。图中，62a是接收相位数据输入端，62b是4倍恢复时钟输入端，68A、68B、68C、68D是寄存器，68E、68F、68G、68H是减法器，6gA、69B、69C、69D是相位变动量计算装置，70是奇数取样合成装置，71是偶数取样合成装置，70A、71A是寄存器，70B、71B是加法器，62c是奇数系列合成码元频率成分数据输出端，62d是偶数系列合成码元频率成分数据输出端。

图3表示该实施例1的滤波装置63的构成。图中，63a是相位控制结束信号输入端、63b是偶数系列合成码元频率成分数据输入端、63c是奇数系列合成码元频率成分数据输入端、63d是恢复时钟输入端、63e是4倍恢复时钟输入端、63f是帧同步信号输入端、63g是色同步选通脉冲输入端、72是频率变换装置、73是码元合成装置、74是积分型滤波装置、75是相位差计算装置、76是码元频率成分量计算装置、77是随机动作滤波装置、63h是定时相位差输出端、63i是码元频率成分量输出端、63j是上行信号输出端、63k是下行信号输出端。

图4表示滤波装置63中使用随机动作滤波装置77的情况下的该实施例1的相位控制量决定装置65的构成。图中，65a是码元频率成分量输入端、65b是帧同步信号、65c是定时相位差数据输入端、65d是上行信号输入端、65e是下行信号输入端、65f是定时相位控制间隔设定信号输入端、78A和78B是比较器、79和81是与门、80是寄存器、82是选择器、83是UP/DOWN数据生成装置、84是门电路、85是时钟频率偏差修正装置、85A是时钟原振频率偏差测定装置、85B是自动频率控制信号发生器、65g是相位控制数据输出端、65h是频率偏差测定结束信号输出端、65i是线路中断检测信号输出端。

图5表示该实施例1的延时差计算装置67的构成。图中，67a是相位控制数据输入端、67b是AFC上行(UP)信号输入端、67c是AFC下行(DOWN)信号输入端、67d是检波后选择信号输入端、67e是频率偏差测定结束信号输入端、67h是线路中断检测信号输入端、86A和86B是加法器、86C是寄存器、87是频率偏差消除数据生成装置、88是串并联变换装置、89和90是平均化装置、91是加法器、92是延时设定信号输出装置、67f是延时设定信号1输出端、67g是延时设定信号2输出端。

图6表示图3中上述滤波装置63中所用的积分型滤波装置74的构成。图中，74a是码元正交成分信号输入端、74b是恢复时钟输入端、74c是码元同相成分信号输入端、74d是码元频率成分量输入端、74e是相位控制结束信号输入端、94A、94B是加法器、97A、97B是乘法器、96A、96B是寄存器、95A、95B是选择器、98是比较器、99是选择器、74f是正交积分数据输出端、74g是选相积分数据输出端。

图7表示图3中上述滤波装置63中所用的随机动作滤波装置77的构成，与图55对应部分标注同样的标号。图中，77a是帧同步信号输入端、77b是相位控制结束信号输入端、77c是码元正交成分信号输入端、77d是恢复时钟输入端、77e是上行(UP)信号输出端、77f是下行(DOWN)信号输出端。

图8表示图3中上述滤波装置63中所用的码元频率成分量计算装置76的构成。图中，76a是正交积分数据输入端、76b是同相积分数据输入端、76c是定时相位差数据输入端、100A、100B是绝对值变换装置、101是比较器、102是选择器、103是加权装置、76d是码元频率成分量输出端。

图9表示图3中上述滤波装置63中所用的相位差计算装置75的构成。图中，75a是积分正交数据输入端、75b是积分同相数据输入端、75c是16倍恢复时钟输入端、75d是恢复时钟输入端、104A、104B是绝对值变换装置、105、108、117是加法器、109、113、115、118是寄存器、107是4比特移位器、110是比较器、111是上行计数器、112是反相器、114是与非门、116是相位数据非线性变换装置、75e是定时相位差数据输出端。

图10表示图4中上述相位控制量决定装置65中所用的时钟原振频率偏差测定装置85A的构成。图中，85a是恢复时钟输入端、85b是相位控制数据输入端、85c是Δf启动信号输入端、119、131是加法器、120、125、129是寄存器、121是上行计数器、122、124、127是比较器、123是绝对值变换装置、126是除法器、128是比特移位器、130是修正数据平均化装置、85d是频率偏差修正数据输出端、85e是频率偏差测定结束信号输出端。

下面说明该实施例1的分集通信装置的动作。首先说明整体动作。与原来一样，检波装置2A对从天线1A输入的经过限幅后的载波信号进行检波，并输出基带接收相位信号。检波装置2B对从天线1B输入的经过限幅后的载波信号进行检波，并输出基带接收相位信号。如图11所示，在这里，假定发生6/32码元时间的检波装置2A和检波2B装置的输入输出时间差，但是，与原来的图58一样，各基带接收相位信号也是对重复「00」和「10」的数据码型进行π/4相移QPSK调制的信号。

延时装置6QA、60B分别由1～mx段可变移位寄存器构成，并按比码元频率快得多的nx倍固定时钟对来自检波装置2A、2B的各基带接收相位信号取样。经取样的数据被输入到移位寄存器中，并延时移位寄存器的段数后输出。延时装置60A、60B根据延时计算出的延时设定信号t_1i、t_2i的值分别把移位寄存器的值设定为1～mx段，但是在延时计算之前的初期，把移位寄存器的段数设定为mx/2。在按nx倍固定时钟动作的延时设定装置的情况下，按照下式(4)求出延时设定信号t_i和移位寄存器段数设定值m_i的关系。

         m_i＝t_i×nx/32+(mx/2)    ………(4)

取样装置3A、3B按码元频率的4倍对从延时装置60A、60B输出的nx倍非同步数据进行过取样，并输出基带接收相位数据，基带接收相位数据的分辨能力与原来的一样也是5比特。选择合成分集装置61输出取样装置3A、3B输出的基带接收相位数据内的表示来自检波装置2A、2B的各支路间的接收信号功率大的一方的值的基带接收相位数据，并且把表示选择了哪个支路的信号作为检波后选择信号输出。

定时恢复装置5A用选择合成分集装置61输出的基带接收相位数据进行定时恢复，并控制4倍恢复时钟相位以便在取样装置3A、3B中对奈奎斯特点位置的基带接收相位数据取样。并输出从选择合成分集装置61输出的基带接收相位数据中提取奈奎斯特点数据的恢复时钟，再计算出检波装置2A、2B的输入输出延时差，输出吸收延时差的延时设定信号t_1i、t_2i。

在该例中，因为检波装置2A和检波装置2B的输入输出延时差是6/32码元时间，一旦输出t_1i＝3、t_2i＝3，延时差就被吸收。即：因为t_1i＝3，所以延时装置60A由初始移位寄存器段数mx/2得到的延时时间(mx/2vnx码元时间)根据公式(4)来设置使之少延时3/32码元时间的段数，而由于t_1i＝3，所以延时装置60B由初始移位寄存器段数mx/2得到的延时时间(mx/2vnx码元时间)根据公式(4)来设置使之多延时3/32码元时间的段数。

由于以上的延时装置60A、60B中的控制使延时装置60A和60B中的输入输出延时差成为-6/32码元，如图11所示，检波装置和延时装置所包含的输入输出延时差就成为6/32-6/32＝0。与原来一样，奈奎斯特点提取装置6按定时恢复装置5A的恢复时钟从选择合成分集装置61输出的基带分集接收相位数据中提取并输出奈奎斯特点数据。

下面来说明该实施例1的定时恢复装置5A的动作。首先，把4倍附加取样接收相位数据输入到相位检测装置62。用图2来说明相位检测装置62的动作，由输入端62a输入的接收相位数据在寄存器68A、68B、68C、68D中按来自输入端62D的4倍恢复时钟再定时；用减法器68E从寄存器68A的输出中减去寄存器68A的输入，并输出在1取样前后差分的1取样差分数据系列；用减法器68F从寄存器68C的输出中减去寄存器68A的输入，并输出在3取样前后差分的3取样差分数据系列。

用减法器68G从寄存器68B的输出中减去寄存器68A的输入，并输出在2取样前后差分的2取样差分数据系列；用减法器68H从寄存器68D的输出中减去寄存器68A的输入，并输出在4取样前后差分的4取样差分数据系列。以上的1取样差分数据系列到4取样差分数据系列的各数据系列在各自的相位变动量计算装置69A～69D中被变换为在0～π的范围内在时间轴上表示接收相位数据的变动量的波形。其变换内容的差分数据系列X_i用x比特(-2^x-1≤X_i≤2^x-1-1)表示的情况下，如果-2^x-2≤X_i≤2^x-2，那么变化后的相位变动数据系列Y_i就用公式(5)来求出：

        Y_i＝|X_i|    ………(5)，

如果-2^x-2＞X_i，2^x-2＜X_i，就用公式(6)来求：

        Y_i＝2^x-1-|X_i|    ………(6)

各相位变动量计算装置69A～69D由图12所示的用“异”门、比较器和加法器构成的简单的电路来实现，当1取样差分数据系列到4取样差分数据系列的各数据系列的比特数取为4比特时，各相位变动量计算装置69A～69D就成为图13所示的变换内容。

因为输入2取样差分数据系列所得到的相位变动量计算装置69C输出的相位变动数据系列在寄存器71A内被延迟1取样，所以加法器71B把它与输入4取样差分数据系列所得到的相位变动量计算装置69D输出的相位变动数据系列加起来，并从输出端62D作为偶数系列合成码元频率成分数据输出。因为输入1取样差分数据系列所得到的相位变动量计算装置69A输出的相位变动数据系列在寄存器70A内被延迟1取样，所以加法器70B把它与输入3取样差分数据系列所得到的相位变动量计算装置69B输出的相位变动数据系列加起来，并从输出端62C作为奇数系列合成码元频率成分数据输出。

用图14、图15、图16来说明以上相位检测装置62中的一系列动作。图14和图15中所记载的图表表示经π/4相移QPSK调制过的随机码型的接收相位数据，○标记是按4倍恢复时钟取样的数据，在图15(A)的时序图上表示了用5比特(0～31)表示该相位的数据，如图15(B)～图15(E)所示，在-31～31的范围内(6比特)用图15(A)所示的接收相位数据来求出从1取样差分数据系列至4取样差分数据系列。

下面如图15(F)～图15(I)所示，来求出反x＝6代入公式(5)、公式(6)的情况下的相位变动数据。如图15(J)所示，把相位变动数据系列1延迟1取样后，加上相位变动数据系列3，从而求出奇数系列合成码元频率成分数据。如图15(K)所示，把相位变动数据系列2延迟1取样后，加上相位变动数据系列4，从而求出偶数系列合成码元频率成分数据。

图16的曲线表示了图15(J)、图15(K)的各数据系列，○标记是图15(J)的奇数系列合成码元频率成分数据、标记是图15(K)的偶数系列合成码元频率成分数据。图中的各虚线以曲线连接各数据。图16的各数据系列分别包含有用实线表示的码元频率成分，如图16所示，偶数系列合成码元频率成分数据中所包含的码元频率成分成为比奇数系列合成码元频率成分数据中所包含的码元频率成分滞后π/4弧度的相位关系。

如上所述，相位检测装置62输出含有2个码元频率成分的2个数据系列、奇数系列合成码元频率成分数据以及偶数系列合成码元频率成分数据。在该相位检测装置62中，也可以把相位变动数据系列2或相位变动数据系列4用于偶数系列码元频率成分数据，而且也可以把相位变动数据系列1或相位变动数据系列3用于奇数系列码元频率成分数据。

下面用图3来说明滤波装置63的动作。来自输入端63b的偶数系列合成码元频率成分数据DE_i(i是取样数)和来自输入端63c的奇数系列合成码元频率成分数据DO_i(i是取样数)乘以用频率变换装置分频接收机的原振振荡频率所生成的4倍附加取样的复数码元频率成分cos2πf_s(T_i/4)、sin2πf_s(T_i/4)(其中f_s是接收方码元频率/T是码元周期/i是取样数)(实际上是来自输入端63d的恢复时钟)来求出复数直流成分DC，如以下公式(7)、公式(8)所示：Re[DC]＝DE_i×cos(2πf_s(T_i/4)-π/4)

+DO_i×cos2πf_s(T_i/4)    ………(7)Im[DC]＝DE_i×sin(2πf_s(T_i/4)-π/4)

+DO_i×sin2πf_s(T_i/4)    ………(8)

但是，对于i＝{0、1、2、3、4、5、……}，因为cos2πf_s(T_i/4)取{1、0、-1、0、1、……}的值；cos(2πf_s(T_i/4)-π/4)取{

……}；sin2πfs(T_i/4)取{0、1、0、-1、0、……}；sin(2πf_s(T_i/4)-π/4)取{

……}，所以乘法处理就变得很简单。

如上所述，频率变换装置72是把包含偶数系列合成码元频率成分数据和奇数系列合成码元频率成分数据的码元频率成分进行频率变换为DC成分的装置，而且也可以只用偶数系列合成码元频率成分数据和奇数系列合成码元频率成分数据的某一方进行频率变换，这种情况下，就使电路规模减小一半。

在图3中，码元合成装置73分别用同相成分Re[DC]、正交成分Im[DC]，每4个取样(1个码元长)把复数直流成分DC汇集合成起来，并作为按1码元周期输出的码元同相成分信号和码元正交成分信号输出。

如果把该码元同相成分信号Cd_i(i：取样数)、码元正交成分信号Sd_i(i：取样数)的值进行平均，就能求出定时相位差。如下面的公式(9)所示，积分型滤波装置74对码元同相成分信号Cd_i(i：取样数)、码元正交成分信号Sd_i(i：取样数)的值进行L码元积分并平均，再用相位差计算装置75求出其反正切，该定时重放装置5A就能求出定时相位差ΔθT。 $\mathrm{\Δ\θT}=\mathrm{ta}{n}^{-1}(\underset{i=1}{\mathrm{\Σ}}S{d}_i/\underset{i=1}{\mathrm{\Σ}}C{d}_i)------\left(9\right)$

在码元正交成分信号Sd_i负值的情况下，定时相位滞后，在码元正交成分信号Sd_i正值的情况下，定时相位超前，所以用码元正交成分信号Sd_i的随机动作滤波装置77来控制时钟相位就能实现定时相位跟随，例如，图17表示出现有15π/8定时相位差的情况下(定时相位差滞后的情况)的频率变换装置72和码元合成装置73的动作以及码元同相成分信号Cd_i、码元正交成分信号Sd_i。为简单起见，用频率变换装置72表示只有码元频率成分的奇数系列合成码元频率成分数据动作的情况，在这种情况下，码元同相成分信号Cd_i表示为正值，而码元正交成分信号Sd_i表示为负值，由图17可以看出，其比率(Cd_i∶Sd_i)表示接近于cos(15π/8)∶sin(15π/8)＝0.92∶-0.83的值。

下面用图6来说明积分型滤波装置74的动作。在电源上升的初始引入时等的情况下，来自输入端74d的码元频率成分量取为无限脉冲应答切换用门限值以下的较小的值，这种情况下，用加法器94A、寄存器96A对从输入端74a输入的码元正交成分信号进行累加计算；同样，用加法器94B、寄存器96B对输入端74c输入的码元同相成分信号进行累加计算，这是因为乘法器97A、97B分别乘「1」的缘故。

该加法器94A的输出值被作为正交积分数据从输出端74f输出，同样，加法器94B的输出值被作为同相积分数据从输出端74g输出。图3的码元频率成分量计算装置76从正交积分数据和同相积分数据计算出码元频率成分量，用以下的公式(10)从正交积分数据QS和同相积分数据IS来求出码元频率成分量SV。 $\mathrm{SV}=\sqrt{({\mathrm{QS}}^2+{\mathrm{IS}}^2)}--------\left(10\right)$

因此，在码元同相成分信号Cd_i、码元正交成分信号Sd_i中出现直流成分时，由于积分型滤波装置74进行累加计算，所以，同相积分数据、正交积分数据增加，码元频率成分量SV也与此正比地增加。

如果进一步增加码元频率成分量SV，比较器98输出显示超过无限脉冲应答切换用门限值的信号，那么选择器99就停止选择「1」，并选择输出a(0＜a＜1)。因此，如果码元频率成分量SV超过无限脉冲应答切换用门限值，就对寄存器96A、96B的输出乘以a，并切换为无限脉冲应答型滤波器的动作。

为了用作为该积分型滤波装置74的输出的正交积分数据QS和同相积分数据IS的比在后级的相位差计算装置75中求出定时相位差，可以按照以上的初始引入时的累加计算动作迅速地求出正确的正交积分数据QS和同相积分数据IS的比。如上所述，因为在码元频率成分被充分积蓄的情况下，进行无限脉冲应答型滤波器的动作，所以能得到稳定的正交积分数据QS和同相积分数据IS。

如果用正交积分数据QS和同相积分数据IS的比在后级的相位差计算装置75中求出定时相位差Δθ，并由图1的相位控制装置66来进行消除定时相位差Δθ的相位控制，就把表示进行过相位控制的相位控制结束信号从输入端74e输入到积分型滤波装置74，如果输入了该表示进行过相位控制的的相位控制结束信号，就分别由选择器95B、95A把码元频率成分量输入到寄存器96B，把「0」输入到寄存器96A。由于按照这个动作可以一面进行恢复的相位控制，一面积蓄码元频率成分，所以能够同时实现时钟相位的高速引入以及低抖动特性。

再用图18来说明上述的积分型滤波装置74和码元频率成分量计算装置76的动作。使用图17的值作为输入的码元同相成分信号Cd_i、码元正交成分信号Sd_i，在图18①的时刻开始动作，积分型滤波装置74用累加动作把图17的码元同相成分信号Cd_i和码元正交成分信号Sd_i累加起来，如图18所示，同相积分数据和正交积分数据线性增加，其增加的比率与图17上所记载的码元同相成分信号Cd_i、码元正交成分信号Sd_i的比一致，因为码元频率成分量是用公式(10)求出，所以也如图18所示，同样是线性增加。

为了在图18②的时刻使码元频率成分量超过无限脉冲应答切换门限值，积分型滤波装置74从累加动作切换到无限脉冲应答型滤波动作，因此，在图18②的时刻之后，同相积分数据、正交积分数据、码元频率成分量一起按缓慢变化的曲线值收敛下去。在图18③的时刻，相位控制结束信号输出表示已进行过相位控制的跃升脉冲，所以该时刻的码元频率成分量被装入到同相积分数据内，而「0」被装入到正交积分数据中。

在用硬件电路来实现公式(10)的情况下，由于硬件的规模大，所以采用图8所示的简单的电路来实现码元频率成分量计算装置76，即：用绝对值变换装置100B、100A求出来自输入端76b的同相积分数据IS和来自输入端76a的正交积分数据QS的各绝对值，然后由比较绝对值变换装置100B、100A的比较器101从选择器102输出其中大的一方的值。也可以把该选择器102的输出值作为码元频率成分量从输出端76d输出，但是因为与用公式(10)得到的输出比较其误差大，所以要用加权装置103把选择器102的输出乘以某个加权值。

在该实施例中，用0～31的5比特来显示定时相位，但是，来自选择器102的输出的原来的公式(10)的误差因由公式(9)求出的定时相位差的值而异，例如：定时相位差是「3」(3π/16弧度)，若把由公式(10)求出的码元频率成分量设为A，从选择器102的输出中选择图19的同相积分数据B(B＞C)，因为B＝A×cos(3π/16)，所以当取B为码元频率成分量时，码元频率成分量就成为比原来的值小的(1-cos(3π/16))×A。同样，定时相位差在「11」、「19」、「27」时也出现同样的误差，在「4」、「12」、「20」、「28」的情况下，定时相位差出现最大的误差，把B作为码元频率成分量时，码元频率成分量就成为比原来的值小的值(1-cos(π/4))×A。

定时相位差(0～31)的π/2(8)以外的值与选择器102的输出值的关系可以表示为图20的状况。但是，用原来的公式(10)求出的码元频率成分量的值取一定值A。因此，用加权装置103根据来自输入端76c的定时相位差数据来选择图20中记载的加权值β，并把它乘选择器102的输出值，然后作为码元频率成分量从输出端76d输出，这样就能够求出无误差的码元频率成分量。

如上所述，虽然可以按公式(9)用同相积分数据和正交积分数据的反正切来求出用相位差计算装置75算出的定时相位差，但是，运算处理中需要大的硬件规模，所以，在该实施例中，用如下所示的简单的处理来实现相位差计算装置75。例如在图19的情况下，原来的定时相位差ΔθT是用公式(11)来求出，但是，在该实施例中是用公式(12)来求出的，在此，B是同相积分数据、C是正交积分数据。

   ΔθT＝tan^-1(C/B)    ………(11)

在B≥0、C≥0的情况下

   ΔθT′＝π/2×|C|/(|B|+|C|)

在B＜0、C≥0的情况下

   ΔθT′＝π/2×|B|/(|B|+|C|)+π/2

在B＜0、C＜0的情况下

   ΔθT′＝π/2×|C|/(|B|+|C|)+π

在B≥0、C＜0的情况下

   ΔθT′＝π/2×|B|/(|B|+|C|)+3π/2………(12)

如上所述，tan^-1的复杂运算处理能用简单的除法和加法运算来实现，可使硬件规模小，但是，用公式(12)求出来的ΔθT′中多少包含有偏离用公式(11)求出来的值的误差，例如：在图19的情况下，把B＝A×cos(3π/16)、C＝A×sin(3π/16)代入公式(11)，求出ΔθT＝3π/16＝0.1875π，而把它们代入公式(12)，就得到ΔθT′＝0.2997π，多少出现一些偏离原来值的误差。

图9中表示实现公式(12)的相位差计算装置75的电路的构成，在该图中，没有做公式(12)的4种情况，而是用绝对值变换装置104A、104B来求出来自输入端75a的正交积分数据的绝对值和来自输入端75b的同相积分数据的绝对值，再从这2个绝对值数据求出用π/2除以定时相位差数据所得到的余数Q。用同相积分数据和正交积分数据的最高位来判断定时相位差数据的象限，如果同相积分数据的最高位比特是「0」、正交积分数据是「0」，就是第1象限「0」；同相积分数据的最高位比特是「1」、正交积分数据是「0」，就是第2象限「1」；同相积分数据的最高位比特是「1」、正交积分数据是「1」，就是第3象限「2」；同相积分数据的最高位比特是「0」、正交积分数据是「1」，就是第4象限「3」。

这样，如果把从最高位比特求出来的象限设为D＝{0、1、2、3}，就用公式(13)来求出定时相位差数据ΔθT′：

    ΔθT′＝Q+D×π/2    ……(13)

其中Q用公式(14)求出，该公式与公式(12)的B≥0、C≥0的情况下的公式一致。

    Q＝π/2×|E|/(|B|+|C|)    ……(14)

其中，如果D＝{0、2}，E＝C；D＝{1、3}，E＝B。

在该实施例中，Q设为{0、1、2、…、15}共16个值，因此，公式(14)像公式(15)那样被变换。

    Q＝INT[16×|E|/|B|+|C|)]    ……(15)

其中，INT[a]是a的整数部分，因此，Q的计算可以按如下方式来求出。

首先，用加法器105求出公式(15)的分母部分|B|+|C|，然后由选择器118根据同相积分数据的最高位比特、正交积分数据的最高位比特来选择绝对值变换装置104A的输出(|C|)和绝对值变换装置104B的输出(|D|)，再把所选择出的值输入到4比特移位器107，求出公式(15)的分子部分16×|E|。为了判断整数部分，用寄存器109和加法器108累加作为用公式(15)的分母部分除分子部分时的分母部分的加法器105的输出，再求出该累加值大于作为分子部分的比特移位器107的输出时的累加计算次数。

以加法器105的输出是「5」、比特移位器107的输出是「32」的情况为例，用图21的时序图来说明图9的Q值的计算动作，在这种情况下，可以用公式(15)求出Q＝INT[32/5]＝6。如图21所示，在恢复时钟跃升时，用寄存器113、与非门114、反相器112来生成使上行计数器111和寄存器109复位的信号(图21(E))，如果加法器108的输出值超过比特移位器107的输出的「32」，比较器110就把逻辑「0」信号输入到上行计数器111，终止计数动作。

通过5、10、15、…的累加动作，使加法器108的输出值(图21(F))按16倍的恢复时钟周期增加，与此同时，如图21(F)所示，通过0、1、2、3、…等的累加动作，上行计数器111按16倍恢复时钟周期上行计数下去。在加法器108的输出值达到「35」的时刻，用比较器110的输出来中断上行计数器111的动作，并保持计数值「6」，寄存器115按恢复时钟锁存计数值「6」，并把它作为Q值输出。

在该实施例中，因为ΔθT′设为{0、1、2、…、31}共计32个值，所以在计算误差允许的情况下，对由寄存器115输出的Q值进行公式(16)所示的线性变换，求出Q′＝{0、1、2、…、8}，再把Q′代入公式(17)求出ΔθT′，公式(17)的处理由图9的加法器117来进行。

     Q′＝INT[(Q+1)/2]        ……(16)

ΔθT′＝MOD(Q′+D×8、32)    ……(17)

其中，MOD(A、B)是A除以B的余数。

想要减低计算误差的情况下，就把Q值输入到相位数据非线性变换装置116中进行图22所示的非线性变换。对于用公式(11)求出来的原来Q′值范围，图23上表示了用公式(16)求得的Q′值范围和图22所示的进行过非线性变换的情况下的Q′值范围。如图23所示，可知图22的进行过非线性变换的情况下的Q′值范围很接近于原来的Q′值范围。

下面来说明图3的随机动作滤波装置77的动作，随机动作滤波装置77的动作与上述的原来的正常时用滤波装置13(图50、图55)的动作大体相同，不同之处在于，正常时用滤波装置13在是用LEAD信号使上下行计数器42上行计数/下行计数，而在随机动作滤波装置77中则是由码元正交成分信号Sd_i来使上下行计数器上行计数/下行计数。

下面用与图55的对应部分标注相同标号的图7来说明随机动作滤波装置77的动作。如上所述，根据码元正交成分信号Sd_i的正负可以检测出时钟相位超前还是滞后，因此，从输入端77c输入表示码元正交成分信号Sd_i的正负的最高位比特，在负的情况下，因为定时相位滞后，所以使上下行计数器42上行计数，而在正的情况下，则由于定时相位超前，所以使上下行计数器下行计数，上下行计数器42从初始值Nx开始计数，并按来自输入端77d的恢复时钟周期动作。

选择器40输出的Nx值成为用比特移位器41进行1比特移位过的2Nx，比较器43A把上下行计数器42的输出与2Nx比较，在一致的情况下，从输出端77e输出上行(UP)信号。比较器43B把上下行计数器42的输出与「0」进行比较，在一致的情况下，从输出端77f输出下行(DOWN)信号。在由上行信号或下行信号进行的时钟相位控制后，从输入端77b输入指示已进行过相位控制的相位控制结束信号，并把上下行计数器42设定到Nx。

以上的动作与原来说明过的图65的动作例相同，而且与原来的正常时用滤波装置13一样，也可以根据帧同步信号由选择器40来改变Nx的值。如上所述，由图1的滤波装置63输出定时相位差数据ΔθT′(从图3的输出端63h)、码元频率成分量(从图3的输出端63i)、上行信号(从图3的输出端63j)，下行信号(从图3的输出端63k)。

以下用图4来说明图1的相位控制量决定装置65的动作。由相位控制量决定装置65来决定把定时相位控制到何种程度。在图4中，用定时相位差数据ΔθT′、码元频率成分量、上行(UP)信号、下行(DOWN)信号来决定相位控制量。首先用比较器78A把来自输入端65a的码元频率成分量与正常状态识别用门限值进行比较，当显示码元频率成分量大于正常状态识别用门限值时，从比较器78A输出逻辑「1」，并在输出信号的上升沿使寄存器80的输出作成为逻辑「1」。

来自输出端65c的帧同步信号是帧同步时表示逻辑「1」的信号，因此，与门81的输出就表示码元频率成分量是大于正常状态识别用门限值的值，而且，在确立帧同步时，判断为从引入状态移动到正常状态，并输出逻辑「1」。在不使用帧同步信号来实现相位控制量决定装置65的情况下，可以把输入端65c始终设定为逻辑「1」。

在与门81的输出是逻辑「0」的情况下进行引入时，在门电路84中，把来自输入端65c的定时相位差数据ΔθT′代入公式(18)，来生成相位控制数据PD，其中，ΔθT′是表示0～31的值的5比特数据，这时，忽略不计来自UP/DOWN数据生成装置83的2个数据。

在0≤ΔθT′  ≤16时

       PD＝16-ΔθT′

在31≥ΔθT′≥17时

       PD＝48-ΔθT′    (18)

用按周期T_L[码元]重复从定时相位控制间隔设定装置64经输入端65f输入的「0」和「1」的ΔθT输出脉冲锁存由公式(18)生成的相位控制数据PD，并从门电路84输出。相反，在与门81的输出为逻辑「1」的情况是正常时，在门电路84中，不选择由来自输入端65c的定时相位差数据ΔθT′求出的相位控制数据PD，而从来自UP/DOWN数据生成装置83的2个数据求出并输出相位控制数据。

比较器78B比较码元频率成分量和线路中断状态识别用门限值，如果码元频率成分量超过线路中断识别用门限值，输出逻辑「0」，反之，输出逻辑「1」。与门79取比较器78B的输出和寄存器80的输出的逻辑积，因此，码元频率成分量在至少显示一次大于正常状态识别用门限值之后，在变为低于中断状态识别用门限值的情况下，与门79的输出就成为表示发生线路中断的逻辑「1」。

这种情况下，用选择器82选择来自自动频率控制信号发生器85B的AFC上行信号、AFC下行信号，并输出为上行O信号、下行O信号。在与门79的输出是表示未发生线路中断的逻辑「0」的情况下，选择器82选择来自输入端65d的上行信号和来自输入端65e的下行信号，并输出为上行O信号、下行O信号。如果上行O信号撤除使定时相位超前的命令，UO/DOWN数据生成装置83就与原来一样把「15」作为相位控制数据输出；如果下行○信号撤除使定时相位滞后的命令，UO/DOWN数据生成装置83就与原来一样把「17」作为相位控制数据输出。

时钟原振频率偏差测定装置85A用门电路84输出的相位控制数据来计算由于发送方的时钟原振频率和接收方的时钟原振频率的差产生的相位控制数据的平均变动，在比较器78A表示正常状态的逻辑「1」的情况下，进行这种计算。如果求出相位控制数据的平均变动量而发生线路中断的情况下，自动频率控制信号发生器85B不使定时相位控制误动作，而输出用来进行预测控制的AFC上行信号、AFC下行信号。

如上所述，相位控制量决定装置65用码元频率成分量来判断引入状态、正常状态、线路中断状态，在引入状态下，把定时相位差数据ΔθT′用作相位控制数据，来进行消除定时相位差数据ΔθT′的控制，从而能够进行高速引入。在正常状态下，用由上行信号所生成的使定时相位超前的「15」和由下行信号所生成的使定时相位滞后的「17」进行相位控制，从而实现时钟相位的低抖动性。另外，在线路中断的情况下，用由AFC上行信号所生成的使定时相位超前的「15」和由AFC下行信号所生成的使定时相位滞后的「17」进行相位的预测控制。

由于把相位控制量决定装置65的正常状态识别用门限值设定为比用码元频率成分量得到的最大值大的值，所以也可以把定时相位差数据ΔθT′始终用作相位控制数据。即使在这种情况下，也能实现高速引入和低抖动特性。但是，由于前述同相积分数据和正交积分数据以及码元频率成分量的数据范围占用使积分型滤波装置74的动作稳定并使各数据从0收敛于某一值的范围，所以，需要多的比特数，因此，滤波装置63的积分型滤波装置74、相位差计算装置75、码元频率成分量计算装置76的各自的电路规模就很大，但是因为不用上行信号、下行信号，所以不需要随机动作滤波装置77。

这种情况下，相位控制量决定装置65就不需要选择器82，成为如与图4的对应部分标注同一标号的图37所示的构成，并且，AFC上行信号＝上行O信号，AFC下行信号＝下行O信号。如图37所示，把与门81的输出代替寄存器80的输出送到与门79的一方，并把与门79的输出作为选择信号输入到门电路84。因此，在与门79的输出显示为线路中断的逻辑「1」的情况下，门电路84就让UP/DOWN数据生成装置83输出，另一方面，在与门输出79显示逻辑「0」的情况下，门电路84输出定时相位差数据ΔθT′。

如上所述，按周期T_L[码元]重复的ΔθT输出脉冲锁存相位控制数据PD，从门电路84输出，并按该周期T_L[码元]进行定时相位控制，所以，周期T_L[码元]使定时恢复装置5A的特性不同。当缩短周期T_L[码元]时，因为频繁地进行定时相位控制，使定时相位引入特性提高，但是正常时的抖动量增大；另一方面，加长周期T_L[码元]时，由于按长时间间隔进行定时相位控制，所以虽然能使正常时的抖动量降低，但是由于在定时相位的初始阶段产生T_L[码元]时间无控制状态，从而使定时相位引入特性劣化。所以，如上所述，在不采用随机动作滤波装置77的情况下，要希望进一步提高定时恢复装置5A的特性，可以使定时相位控制间隔设定装置64按以下方式动作。

即：把来自定时相位控制间隔设定装置64的ΔθT输出脉冲设为短周期T_L1[码元]的引入用ΔθT输出脉冲和长周期T_L2[码元]的正常时用ΔθT输出脉冲共计2个。在用与门81的输出为逻辑「0」表示引入时的情况下，从定时相位控制间隔设定装置64输出引入用ΔθT输出脉中，而在用与门81的输出为逻辑「1」表示正常时的情况下，从定时相位控制间隔设定装置64输出正常时用ΔθT输出脉冲，用以上的动作能够实现更高速相位引入和更低的抖动特性。

如果发送方的时钟原振频率和接收方的时钟原振频率的差小，而由于线路中断或无信号时间中的时钟频率偏差引起的定时相位的偏差对比特差错率特性无影响，那么时钟原振频率偏差测定装置85A、自动频率控制信号发生装置85B就不必要，这种情况下，如果与门79输出显示线路中断的逻辑「1」，选择器82既不输出下达使相位超前的命令上行O信号，也不输出下达使相位滞后的命令下行O信号。另一方面，由于线路中断或无信号时间中的时钟频率偏差引起的定时相位的偏差对比特差错率特性有影响的情况下，就必须有时钟原振频率偏差测定装置85A、自动频率控制信号发生装置85B。

用图10来说明时钟原振频率偏差测定装置85A的动作。在减法器131中把来自输入端85b的相位控制数据PD减去「16」，再用由加法器19和寄存器120构成的累加器把加法器131的输出值累加起来，累加动作是在表示比较器122的输出的相位控制数据的抖动小的正常状态下进行，如图24①所示，在时钟原振频率偏差为「0」的情况下，输出累加结果的加法器119的输出以「0」为中心抖动。

由于在接收方的时钟原振频率比发送方的时钟原振频率低的情况下，为进行时钟相位跟随而使恢复时钟相位滞后，所以，相位控制数据产生的值中，大于「17」的值比「15」以下的值多，因此，如图24②所示，加法器119的输出一面抖动一面增大。反之，在接收方的时钟原振频率比发送方的时钟原振频率高的情况下，使恢复时钟相位超前，所以，相位控制数据产生的值中，「15」以下的值比大于「17」的值多，因此，如图24③所示，加法器119的输出一面抖动一面减小。该加法器119的输出AD_out的时间的变动与时钟频率偏差量成正比。

在此，用时钟频率偏差测定装置85A来求出按几个码元(TS码元)发生AD_out的1级(在该实施例中，1级＝π/16弧度)向正方向或向负方向的控制，并在线路中断时输出从自动频率控制信号发生装置85B输出的AFC下行信号、AFC上行信号，按TS码元周期来进行向正方向或向负方向的控制。在图24③的情况下，1级控制所要的时间TS₁是：

     TS₁＝t₁/AD_out1    (19)

其中，t₁的单位是[码元]

下面来说明求公式(19)的动作，用输入端85a输入的恢复时钟使上行计数器121上行计数，来求出时间t₁，用绝对值变换装置123对AD_out进行绝对值变换，再用比较器124与寄存器125的输出进行比较，比较器124输出大的一方的值，并把该值写入到寄存器125内，因此，从比较器124输出的值是从电路动作开始直到当前的值，并且输出AD_out绝对值的最大值，所以，在图24③的情况下，由比较器124输出的值慢慢地增大下去。

在动作开始时，比特移位器128输出「1」，在每个来自比较器127的上升沿把该值平方，使其增大下去，把来自比较器127的上升沿的次数设为RN，比特移位器128的输出值BS_out就成为：

     BS_out＝2^RN    ……(20)比较器127把比较器124的输出与BS_out进行比较，如果比较器124的输出超过BS_out，就输出逻辑「1」，因此，比较器127的输出为逻辑「1」是暂时的。除法装置126用比特移位器128的输出去除上行计数器121的输出，因为比特移位器128的输出是2的乘方值，这样能够简单地实现除法运算，用比较器127输出的跃升脉中把该除法运算的结果锁存在寄存器129中，从而求出1级控制所要的码元时间TS。

如果在比较器122中上行计数器121的输出大于频率偏差测定用门限值，比较器122就输出逻辑「1」。如果比较器122的输出为「1」，就把寄存器120和125、上行计数器121、比特移位器128的各输出复位到「0」，同时，在比较器122的输出的上升沿处把寄存器129的输出(TS)送到修正数据平均化装置130内。修正数据平均化装置130把TS取平均，并且把表示时钟频率偏差的正负的加法器119的最高位也送到修正数据平均化装置130中进行平均。如果平均化结束，就从输出端85e输出表示平均化结束的频率偏差测定结束信号，然后把最高位上附加了平均化的正负信号的TS的平均值作为频率偏差修正数据从输出端85d输出。

如图25所示，所表示的以上的动作是加法器119的输出值一面抖动一面平均每2码元降低1级的情况，此时的频率偏差测定用门限值设为「35」，这种情况下，BSout、比较器127的输出、寄存器129的TS输出就成为图25所示的那样，并在比较器122输出的上升沿处把「28÷16」的值送到修正数据平均化装置130。如上所述，相位控制量决定装置65输出的相位控制数据被输入到与原来同样的电路所构成的相位控制装置66，相位控制装置66按照与原来同样的动作控制恢复时钟相位和4倍恢复时钟相位。以使定时相位差为「0」，并输出相位控制结束信号。

下面来说明延时差计算装置67的动作。首先说明动作原理。如该实施例所示，延时差计算装置67是适用于用选择合成分集装置61的情况下的装置。当把检波装置2A的输入输出延迟时间T_B1减去检波装置2B的输入输出延迟时间T_B2所求出的延时差设为τ时，在切换支路时，奈奎斯特点就偏离τ时间，因此，对由定时恢复装置5A输出的恢复时钟的相位进行相位控制，以使切换支路时相当于延时差τ的相位差、2π×(τ/T)[弧度]为「0」。

于是，延时差计算装置67用相位控制量决定装置65输出的相位控制数据来计算出该延时差τ，当定时相位差是「0」时，相位控制数据PD输出平均值「16」，此时，当支路从1切换到2，奈奎斯特点超前2π×(τ/T)[弧度]时，进行相位控制，使定时相位超前，所以，直到定时相位差再次达到「0」为止，相位控制数据PD输出小于「16」的值。当支路再从2切换到1，奈奎斯特点滞后2π×(τ/T)[弧度]时，进行相位控制，使定时相位滞后，所以，直到定时相位差再次达到「0」为止，相位控制数据PD输出大于「16」的值。因此，用以下的公式(21)来求出延时差τ。

τ＝M₂(PD-16)-M₁(PD-16)  ……(21)其中，Mz(A)是选出支路z时的A的累积值的平均，在本实施例中，τ的单位是π/16[弧度]。

用图5来说明延时差计算装置67的动作。如上所述，当定时相位差是「0」的时候，来自输入端67a的相位控制数据PD输出平均值「16」，但是当发送方发生时钟原振频率偏差时，PD的平均值就从「16」偏离出去，这就不能正常地计算出延时差τ，因此，就分别从输入端67b、67c、67e把自动频率控制信号发生装置85B输出的AFC上行信号、AFC下行信号以及时钟原振频率偏差测定装置85A输出的频率偏差测定结束信号输入到频率偏差消除数据生成器87，并从相位控制数据中减去频率偏差消除数据生成器87的输出，使之不受时钟原振频率偏差的影响，而得到输出平均值「0」的信号。

以下描述其详细动作，如果输出来自输入端67e的频率偏差测定结束信号，即表示频率偏差测定结束的信号，频率偏差消除数据生成器87就开始动作，这时，如果输入由AFC上行信号使时钟相位超前的命令，频率偏差消除数据生成器87就输出「15」；如果输入由AFC下行信号使时钟相位滞后的命令，频率偏差消除数据生成器87就输出「17」；此外的情况下，输出「16」。减法器86A把频率偏差消除数据生成器87的输出从相位控制数据中减去，在发送方原振频率高于接收方的原振频率的情况下，进行使定时相位滞后的相位控制，所以，相位控制数据也抖动，其平均值显示比「16」高的值。

这种情况下，输入由AFC下行信号使定时相位滞后的命令，并从频率偏差消除数据生成器87周期性地输出混在「16」中的「17」。在AFC下行信号正常动作的情况下，由于频率偏差消除数据生成器87的输出的平均值与相位控制数据的平均值一致，所以，把两者相减的减法器86A的输出就以「0」为中心抖动。同样，在发送方原振频率低于接收方的原振频率的情况下，进行使定时相位超前的相位控制，所以，相位控制数据也抖动，其平均值显示比「16」低的值。这种情况下，输入由AFC下行信号使定时相位超前的命令，并从频率偏差消除数据生成器87周期性地输出混在「16」中的「15」。在AFC上行信号正常动作的情况下，由于频率偏差消除数据生成器87的输出的平均值与相位控制数据的平均值一致，所以，把两者相减的减法器86A的输出也以「0」为中心抖动。

虽然输出以「0」为中心抖动的信号使减法器86A的输出不受时钟原振频率偏差的影响，但是，会发生延时差，而且在切换支路时，其输出发生变化。也就是说，当支路从1切换到2，奈奎斯特点超前2π×(τ/T)[弧度]时，进行相位控制，使定时相位超前，所以，直到定时相位差再次达到「0」为止，减法器86A暂时输出负值；当支路从2切换到1，奈奎斯特点滞后2π×(τ/T)[弧度]时，进行相位控制，使定时相位滞后，所以，直到定时相位差再次达到「0」为止，减法器86A暂时输出正值。

寄存器86C和加法器86B把该减法器86A的输出累加起来，串并联变换装置88用来自输入端67d的检波后选择信号把该累加结果分为选定支路1时的累加值SU1和选定支路2时的累加值SU2。平均化电路89平均累加值SU1；平均化电路90平均累加值SU2；减法器91把平均化电路89的输出从平均化电路90的输出中减去，并求出延时差τ。如果频率偏差测定结束信号显示测定结束，平均化电路89、90就开始动作，如果平均化进行得充分，就把显示平均化结束的信号与其平均值一起输出。如果从平均化电路89、90两者得到显示平均化结束的信号，延时设定输出装置67就由用公式(22)和公式(23)从τ求出t1_i和t2_i。

  t1_i＝INT[τ/2]    ……(22)

  t2_i＝INT[τ/2]-τ    ……(23)

其中，INT[A]是A的整数部分，以上的动作是以发生τ＝[π/16弧度]的情况为例表示在图26上。

在该例中，如图26所示，来自输入端67a的相位控制数据是由来自支路1的数据得到的数据，因为发送方的原振频率高于接收方的原振频率，所以该相位控制数据进行使定时相位滞后的相位控制，按照每6个码元一次的比例把「17」输出得比「15」多一个。平均值为16.17，比「16」高，也有抖动。由于在时间TA从支路1切换到支路2，所以，刚切换后的奈奎斯特点滞后τ＝3[π/16弧度]。因此，为了从时间TA开始控制定时相位差-3[π/16弧度]成为「0」，如图26(A)所示，定时恢复装置5A从时间TA到定时相位差达到「0」的时间TB输出平均大于「16」的值(平均值16.67)。

从时间TB到由支路2切换到支路1的时间TC，相位控制数据再按照每6个码元一次的比例把「17」输出得比「15」多一个(平均值16.17)。在时间TC，奈奎斯特点超前τ＝3[π/16弧度]，从时间TC开始，定时恢复装置控制得使定时相位差τ＝3[π/16弧度]成为「0」，所以，如图26(A)所示，从TC时间到定时相位差为「0」的时间TD，相位控制数据输出平均比「16」小的值(15.67平均)。在TD时间以后，再按照每6个码元一次的比例把「17」输出得比「15」多一个(平均值16.17)。

因为相位控制数据受上述那样的时钟原振频率偏差的影响，所以，如图26(C)所示，AFC下行信号输出使定时相位按照每6个码元一次的比例滞后的1码元宽的脉冲。如图26(B)所示，AFC上行信号输出不使定时相位超前的全为「0」的数据。因此，如图26(D)所示，从频率偏差消除数据生成器87周期性地输出混在「16」中的「17」。减法器86A从图26(A)的相位控制数据中减去图26(D)的频率偏差消除数据生成器87的输出，所以，输出图26(E)所示的数据。如图26(F)所示，加法器86B的输出就成了累加图26(E)的数据的值。

由于图26(F)所示的数据受延时差τ＝3[π/16弧度]的影响，所以，选定支路2时的图26(F)的输出就大于选定支路1时的图26(F)的输出。在平均化电路89中取进紧接从支路1切换到支路2之前的图26(F)的输出「0」，在平均化电路90中取进紧接从支路2切换到支路1之前的图26(F)的输出「3」。这样，平均化电路89、90就取进多个数据而输出平均值。

在上述的例子中，因为平均化电路89的输出显示大约为「0」，而平均化电路90的输出显示大约为「3」，所以，减法器91从平均化电路90的输出中减去平均化电路89的输出，就输出延时差τ＝「3」。在上述例子中，在延时设定信号输出装置92中把τ＝3代入公式(22)和公式(23)，并输出吸收延时差的值t1_i＝1、t2_i＝2。在延时装置60A、60B中把由延时设定信号输出装置92求出的t1_i、t2_i代入公式(5)的t_i中，求出构成延时装置60A、60B的移位寄存器的段数m1_i、m2_i，从而吸收检波装置2A、2B的延时差。

如上所述，在该实施例1中，吸收使用检波后选择分集方式的情况下发生的各检波装置2A、2B中的延时差，从而能够实现可以防止由于延时差引起的比特差错率特性和同步特性的劣化的分集接收装置。而且定时恢复装置5A还具有附加于上述的计算延时差的效果的如下所示的效果。

定时恢复装置5A中的相位检测装置62可以不管随机码型、前置码型而能高效率地从基带接收相位数据中提取出码元频率成分。滤波装置63用积分型滤波器对来自相位检测装置62的码元频率成分进行滤波，并计算出定时相位差和码元频率成分量，还把积分型滤波器作为定时相位控制后维持码元频率成分量的电路构成，从而能够降低正常时的时钟相位抖动量。

如上所述，由于兼用随机动作滤波器，还可以缩小电路规模。用相位控制量决定装置65由码元频率成分量来判断相位引入时、正常时、线路中断时；并在相位引入时缩短定时相位控制间隔，在正常时加长定时相位控制间隔，从而能够实现定时相位引入的高速化以及正常时的低抖动化。另外，求出发送接收的时钟频率偏差，并在线路中断时进行预测控制，即使在线路中断中也能够维持定时同步。

由于以上各装置的效果，定时恢复装置5A能够不管随机码型、前置码型而实现高速相位引入特性以及正常时的低抖动特性，而且即使在发生了线路中断的恶劣的线路状况也能够维持定时同步。由于能够用简单的数字电路来实现以上各装置，所以能够用容易的数字电路使定时恢复装置5A实现LSI化。

在该实施例1中把分集接收装置的支路数设定为K＝2，但是K也可以是大于2的任意自然数，在这种情况下，分集接收装置由K个检波装置、K个延时装置、K个取样装置、选择合成分集装置、定时恢复装置和奈奎斯特点提取装置构成；其中，K个检波装置用K个天线接收，把K个接收信号分别变换为K个基带相位信号，并输出，还输出K个接收信号功率；K个延时装置施加有K个吸收延时的延时t1_i～tK_i；K个取样装置输出K个基带接收相位数据系列Y_i；选择合成分集装置从K个基带接收相位数据系列Y_i内选择输出接收信号功率最强的值，同时输出表示选择了哪个支路(1～K)的检波后选择信号；定时恢复装置的延时差计算装置输出表示选择了哪个支路(1～K)的检波后选择信号和用相位控制数据吸收K个延时的延时t1_i～tK_i。

另外，在该实施例1中的分集接收装置说明了采用π/4相移QPSK调制方式的情况，但是按照QPSK调制方式、BPSK调制方式之类的其他PSK调制方式以及PSK以外的调制方式，只要是接收信号的相位变动有周期性，并使定时相位于其周期同步地对信息数据取样的调制方式，对哪一种调制方式都能适用。

实施例2

该实施例2是基于K＝2的用2个天线接收的分集方式的分集通信装置，分集方式也可以对应于选择合成分集方式、等增益合成分集方式、最大比合成分集方式等的任何一种分集方式。定时恢复装置采用附加取样4的π/4相移QPSK调制的基带接收相位数据。在该实施例2中，把初始引入时用积分滤波装置和正常时用随机动作滤波装置用于定时恢复装置的滤波装置。在上述的实施例1中，虽然即便不用随机动作滤波装置也能实现本发明的目的，但是，实施例2必须用随机动作滤波装置。

与图1的对应部分标注了同样标号的图27表示按照本发明的定时恢复装置5B和包含该定时恢复装置5B的分集通信装置的一个构成，图中，4是分集装置、5B是定时恢复装置、62A、62B是相位检测装置、63A、63B是滤波装置、140是滤波器选择装置、65是相位控制量决定装置、66A是相位控制装置、141是延时差测定装置。图28表示该实施例2的延时差测定装置141的构成，图中的141a是码元频率成分1输入端、141b是码元频率成分2输入端、141c是定时相位差数据1输入端、141d是定时相位差数据2输入端、141A是有效延时差数据输出装置、141B是相位减法装置、141C是延时差计算装置、143A、143B，143C是比较器、144是与门、145是减法器、146是异或门、147是寄存器、148是延时差平均化装置、149是延时设定信号输出装置、141f是延时设定信号1输出端、141g是延时设定信号2输出端。

与图3的对应部分标注了同样标号的图29表示该实施例2的滤波装置63A、63B的构成，图中的63m是滤波器复位信号输入端、74A是积分型滤波装置。与图6的对应部分标注了同样标号的图30表示该实施例2的积分型滤波装置74A的构成，图中的74h是滤波器复位信号输入端、95C是选择器。

图31表示该实施例2的滤波器输出选择装置154的构成，图中的140a是码元频率成分量1输入端、140b是码元频率成分量2输入端、140c是定时相位差数据1输入端、140d是定时相位差数据2输入端、140e是上行信号1输入端、140f是上行信号2输入端、140g是下行信号1输入端、140h是下行信号2输入端、150是比较器、151A、151B、151C、151D是寄存器、141i是定时相位差数据输出端、141j是码元频率成分量输出端、141k是上行信号输出端、141m是下行信号输出端。

下面来说明实施例2的动作。首先说明实施例2的整体动作。检波装置2A、延时装置60A、取样装置3A进行与实施例1相同的动作，从而得到支路1的4倍附加取样的基带接收相位数据和支路1的接收信号功率；同样，检波装置2B、延时装置60B、取样装置3B进行与实施例1相同的动作，从而得到支路2的4倍附加取样的基带接收相位数据和支路2的接收信号功率。

分集装置4用取样装置3A、3B输出的基带接收相位数据和来自检波装置2A、2B的各接收信号功率进行依据选择合成分集方式、等增益合成分集方式、最大比合成分集方式等的信号处理，并输出合成的基带接收相位数据。与实施例1一样，基带相位数据的分辨能力也是5比特。

定时恢复装置5B用取样装置3A、3B输出的基带接收相位数据进行定时恢复，并与实施例1一样，在取样装置3A、3B中控制4倍恢复时钟相位，来对奈奎斯特点位置的基带接收相位数据取样。而且，输出从分集装置4输出的合成后的基带接收相位数据提取奈奎斯特点数据的恢复时钟。

另外，与实施例1一样，计算出检波装置2A、2B的输入输出延时差，并输出吸收延时差的延时设定信号t1_i、t2_i。与实施例1一样，奈奎斯特点提取装置6按定时恢复装置5B的恢复时钟从分集装置4输出的合成后的基带接收相位数据提取并输出奈奎斯特点数据。与实施例1一样，如果计算延时，延时装置60A、60B就根据延时设定信号t1_i、t2_i的值把移位寄存器的值分别设定到1～mx段，但是在计算出延时之前的初始时把移位寄存器的段数设定为mx/2，用上述公式(6)来求出延时设定信号t_i与移位寄存器段数m_i的关系。

以下来说明实施例2的定时恢复装置5B的动作。首先，把取样装置3A输出的4倍附加取样基带接收相位数据输入到相位检测装置62A。与实施例1一样，相位检测装置62A的构成是如图2所示的构成，并进行与实施例1同样的动作，输出偶数系列合成码元频率成分数据1和奇数系列合成码元频率成分数据1。同样，把取样装置3B输出的4倍附加取样基带接收相位数据输入到相位检测装置62B。相位检测装置62B的构成与相位检测装置62A一样，是如图2所示的构成，并进行与相位检测装置62A同样的动作，输出偶数系列合成码元频率成分数据2和奇数系列合成码元频率成分数据2。

相位检测装置62A输出的偶数系列合成码元频率成分数据1和奇数系列合成码元频率成分数据1被输入到滤波装置63A；相位检测装置62B输出的偶数系列合成码元频率成分数据2和奇数系列合成码元频率成分数据2被输入到滤波装置63B。各滤波装置63A、63B的构成是如图29所示的构成，与实施例1的图3的滤波装置63的构成几乎相同，与实施例1不同的地方是积分型滤波装置74A为图30所示的构成。

图30的积分型滤波装置74A废弃了实施例1的无限脉冲应答型滤波器的功能，而作成为具有限幅功能的累加电路结构，从而降低了正常时的相位跟随特性，但是能够缩减电路规模。下面来说明积分型滤波装置74A的动作。由加法器94A和寄存器96A构成的累加电路累加输入端74a的码元正交成分，同样，由加法器94B和寄存器96B构成的累加电路累加输入端74c的码元同相成分，累加动作按输入端74b的恢复时钟周期来进行。

在通常的情况下，选择器95A把加法器94A的输出输出到寄存器96A，而在由输入端74e输入的相位控制结束信号显示进行过相位控制的情况下，就把「0」输出到寄存器96A；另一方面，在通常的情况下，选择器95C把加法器94B的输出输出到寄存器96B，而在由输入端74e输入的相位控制结束信号显示进行过相位控制，且由输入端74h输入的滤波器复位信号显示把寄存器96B复位到「0」的命令的情况下，就把「0」输出到寄存器96B。并且，在由输入端74e输入的相位控制结束信号显示进行过相位控制，且由输入端74h输入的滤波器复位信号不显示把寄存器96B复位到「0」的命令的情况下，就把由输入端74d输入的码元频率成分量输出到寄存器96B。

另外，在各选择器95A、95C中具有防止溢出的限幅功能，如果加法器94A和加法器94B的任何一方的输出超过成为积蓄门限值的某个门限值，在输出加法器94A、加法器94B的各值时，就除以某值D，如果把D取为2的乘方值，除法动作就能够用移位来实现，所以，可以简易地实现除法电路。如图29所示，各滤波装置63A、63B用由上述积分型滤波装置74A求出的同相积分数据、正交积分数据，按照与实施例1同样的要领分别用相位差计算装置75求出并输出定时相位差数据，用码元频率成分量计算装置76求出并输出码元频率成分量，用随机动作滤波装置77求出并输出上行信号、下行信号。

这样，由滤波装置63A求出的定时相位差数据1、码元频率成分量1、上行信号1、下行信号1以及由滤波装置63B求出的定时相位差数据2、码元频率成分量2、上行信号2、下行信号2被输入到滤波器输出选择装置140，滤波器输出选择装置140把码元频率成分量大的一方的滤波装置的输出输出到后级的相位控制量决定装置65。

为了使码元频率成分量大的一方的滤波装置的输出显示更确切的值，再选择显示码元频率成分量大的一方的滤波装置的输出，这就能提高特性。滤波器输出选择装置140的构成是如图31所示的结构，比较器150比较来自输入端140a的码元频率成分量1和来自输入端140b的码元频率成分量2，在码元频率成分量1大于码元频率成分量2的情况下，输出逻辑「1」，否则输出逻辑「0」。

在比较器150的输出为「1」时，选择器151A选择来自输入端140c的定时相位差数据1作为定时相位差数据，并从输出端140i输出；在比较器150的输出为「0」时，选择器151A选择来自输入端140d的定时相位差数据2作为定时相位差数据，并从输出端140i输出。在比较器150的输出为「1」时，选择器151B选择来自输入端140a的码元频率成分量1作为码元频率成分量，并从输出端140j输出；在比较器150的输出为「0」时，选择器151B选择来自输入端140b的码元频率成分量2作为码元频率成分量，并从输出端140j输出。

在比较器150的输出为「1」时，选择器151C选择来自输入端140e的上行信号1作为上行信号，并从输出端140k输出；在比较器150的输出为「0」时，选择器151C选择来自输入端140f的上行信号2作为上行信号，并从输出端140k输出。在比较器150的输出为「1」时，选择器151D选择来自输入端140g的下行信号1作为下行信号，并从输出端140m输出；在比较器150的输出为「0」时，选择器151D选择来自输入端140h的下行信号2作为下行信号，并从输出端140m输出。

相位控制量决定装置65用像上面那样求出来的滤波器输出选择装置140的输出的定时相位差数据、码元频率成分量、上行信号、下行信号，进行与实施例1同样的动作来求出相位控制数据；相位控制装置66A也进行与实施例1同样的动作用相位控制数据来进行相位控制。这样，在实施例1中，用选择合成分集装置4比较支路1和支路2的各接收信号功率，再用接收信号功率大的一方的接收相位数据来进行定时恢复；与此相对应，在实施例2中，则是用滤波器输出选择装置140比较2个滤波装置输出的码元频率成分量，再用码元频率成分量大的一方的滤波装置输出决定相位控制数据，再进行定时恢复。

通常，由于检波装置2A、2B由模拟元件构成，所以如果使用廉价的元件，从检波装置2A、2B输出的各接收信号功率有可能产生大的误差。这种情况下，实施例2那样，按照码元频率成分量的大小来选择支路间的数据的方式就比实施例1所示那样采取用接收信号的功率大小来选择支路间的数据方式能够更正确地选择支路间的数据，所以，实施例2的定时恢复装置5B的各种特性就比实施例1的定时恢复装置5A的各种特性好。

如果表示相位引入时和正常时的信号(图4的与门81的输出)显示为「正常时」，相位控制装置66A就从相位控制量决定装置65输出使检波装置63A、63B内的各积分型滤波装置74A的寄存器96A、96B复位到「0」的滤波器复位信号；此后，在相位控制结束信号显示已进行过时钟相位控制的情况下，滤波器复位信号就输出复位到「0」的命令。

这样，在进行正常时的时钟相位控制时，每次都把积分型滤波装置74A的各寄存器96A、96B复位到「0」，所以，能够用正常时的随机动作滤波装置77进行的相位控制期间(无控制动作中)用积分型滤波装置74A积蓄的码元频率成分量和定时相位差数据来计算出检波装置2A、2B的输入输出延时差。

图32、图33和图34中表示实施例2的整体的动作的例子。图32是用时序图来表示实施例2的动作，图33和图34用纵轴作正交积分数据(QS)、横轴作同相积分数据(IS)分别表示图32的①～⑨的各积分型滤波器的输出的图，用实线表示的矢量是滤波装置63A(支路1方)内的积分型滤波装置74A的输出，虚线表示的矢量是滤波装置63B(支路2方)内的积分型滤波装置74A的输出，各矢量的长度就是码元频率成分量。

来自各支路的基带接收相位数据被输入到定时恢复装置5B，一旦定时恢复装置5B开始动作，码元频率成分(图32(A))就从「0」慢慢地增大，并从各滤波装置63A、63B输出出去。在时刻①按照ΔθT输出脉冲(图32(B))进行依据定时相位差数据Δθ1的相位控制，这时，在表示图33(A)的矢量的情况下，各滤波装置63A、63B内的积分型滤波装置73A的输出的用实线表示的支路1方的码元频率成分量1大于用虚线表示的支路2方的码元频率成分量，所以，如图33(A)所示，定时相位差数据Δθ1成为正比于用实线表示的矢量的角度所求出的定时相位差数据1，这时，码元频率成分量就成为用实线表示的矢量的长度。

在时间点①刚过后的时刻，如图32所示，用按公式(18)中由定时相位差Δθ1求出的相位控制数据PD1进行相位控制，相位控制结束信号(图32(G))输出指示已进行过相位控制的跃升脉冲。在刚过时间点①的时刻，如果码元频率成分量小于正常状态识别用门限值，滤波器复位信号(图32(H))并不输出使各积分型滤波装置74A的寄存器96A、96B为「0」的跃升脉冲，因此，各积分型滤波装置74A内积蓄的码元频率成分量(矢量的长度)并不消失，与实施例1一样，各积分滤波装置74A指示的矢量方向被转动为角度「0」的方向(用图33(A)的曲线的虚线表示的方向)。

在时间点①以后，码元频率成分量仍慢慢地增大，在时间点②，用ΔθT输出脉冲进行依据定时相位差数据Δθ2的相位控制，这时，在指示图33(B)的矢量的情况下，各滤波装置63A、63B内的积分型滤波装置73A的输出的用虚线表示的支路2方的码元频率成分量2大于用实线表示的支路1方的码元频率成分量1，所以，如图33(B)所示，定时相位差数据Δθ2成为与用实线表示的矢量的角度成正比地求出的定时相位差数据2，这时，码元频率成分量就成为用虚线表示的矢量的长度。

在时间点②刚过后的时刻，如图32所示，用由定时相位差Δθ2求出的相位控制数据PD2进行相位控制，相位控制结束信号输出指示已进行过相位控制的跃升脉冲。在刚过时间点②的时刻，如果码元频率成分量小于正常状态识别用门限值，滤波器复位信号并不输出使各积分型滤波装置74A的寄存器96A、96B为「0」的跃升脉冲，因此，与刚过时间点①的时刻一样，各积分型滤波装置74A内积蓄的码元频率成分量(矢量的长度)并不消失，各积分型滤波装置74A指示的矢量方向被转动为角度「0」的方向。

在时间点②，码元频率成分量仍慢慢地增大，在ΔθT输出脉冲上升沿时的时间点③、④，各积分滤波装置74A的输出分别指示图33(A)和图33(B)所示的各矢量，所以，与上述的动作一样，选择用虚线所表示的支路2方的矢量，并进行依据Δθ3、Δθ4的各定时相位差数据的相位控制(PD3、PD4)和码元频率成分量的积蓄。

如图32所示，因为在时刻⑤码元频率成分量超过正常状态识别用门限值，所以，与门144的输出(图32(F))从「0」输出指示正常状态的逻辑「1」，同时，产生滤波器复位信号的跃升脉冲，并且，如图34(A)所示，各积分型滤波装置被分别复位到「0」，由于时间点⑤以后的相位控制数据用上行、下行信号来进行，所以，即使各积分滤波装置74A的输出复位到「0」，电路动作中也不会发生问题，从时间点⑤开始，再次用各积分滤波装置74A从「0」开始积蓄码元频率成分量。

如图32所示，在时间点⑥，下行信号(图32(E))产生跃升脉冲，相位控制数据成为「17」，使定时相位滞后。如图32所示，由于比较器150输出逻辑「0」(图32(1))，所以，该下行信号是来自支路2方的信号(下行信号2)。因为在该时间点⑤到时间点⑥之间，在不进行相位控制的无控制状态(按照固定时钟取样)下用各积分滤波装置74A积蓄码元频率成分量，所以，在紧接时间点⑥之前，各积分滤波装置74A的输出取图34(B)所示的值的情况下，通过测定图34(B)所示的矢量的角度差来求出检波装置2A和检波装置2B的延时差τ1。因此，用图27的延时差测定装置141来把紧接正常时的相位控制的各积分型滤波装置74A指示的矢量的角度差平均化，就能求出检波装置2A和检波装置2B的延时差。

该延时差的可靠程度由这2个矢量的长度来决定，因此，为了提高用延时差测定装置141测定延时差的测定精度，仅在2个矢量的长度即码元频率成分量1和码元频率成分量2都超过称为延时测定用门限值的某个值的情况下，才把此时的延时差数据作为有效值用于平均化。由于图34(B)所示的矢量都超过用虚线圆所表示的延时测定用门限值，所以延时差τ1是有效的。

在图32所示的时间点⑥，由于按照下行信号进行定时相位控制，所以相位控制结束信号输出指示已进行过相位控制的跃升脉冲，同时，由于滤波器复位信号也移动到正常时的动作，所以，也输出跃升脉冲，因此，如图34(A)所示，在时间点⑤再次分别把各积分型滤波装置的输出复位到「0」。

如图32所示，在时间点⑧，下行信号再次产生跃升脉冲，相位控制数据成为「17」，使定时相位滞后。如图32所示，由于比较器150输出逻辑「1」，所以，该下行信号是来自支路1方的信号(下行信号1)。从该时间点⑦开始再次用各积分滤波装置74A把码元频率成分量从「0」开始积蓄下去，在紧接时间点⑦之前，各积分滤波装置74A的输出取图34(C)所示的值的情况下，通过测定图34(C)所示的矢量的角度差来求出检波装置2A和检波装置2B的延时差τ2。可是，由于图34(C)所示的矢量中的支路2方的矢量低于用虚线圆所表示的延时测定用门限值，所以延时差τ2是无效的，不被用于平均化。如图34(A)所示，在时间点⑦再次把各积分型滤波装置74A的输出分别复位到「0」。

如图32所示，在时间点⑧，上行信号(图32(D))产生跃升脉冲，相位控制数据成为「15」，使定时相位超前。如图32所示，由于比较器150输出逻辑「1」，所以，该上行信号是来自支路1方的信号(上行信号1)。从该时间点⑦开始再次用各积分滤波装置74A把码元频率成分量从「0」开始积蓄下去，在紧接时间点⑧之前的各积分滤波装置74A的输出取图34(D)所示的值的情况下，通过测定图34(D)所示的矢量的角度差来求出检波装置2A和检波装置2B的延时差τ3。由于图34(D)所示的矢量都超过用虚线圆所表示的延时测定用门限值，所以延时差τ3是有效的，并被用于平均化。如图34(A)所示，在时间点⑧再次把各积分型滤波装置74A的输出分别复位到「0」。

如图32所示，在时间点⑨，下行信号再次产生跃升脉冲，相位控制数据成为「17」，使定时相位滞后。如图32所示，由于比较器150输出逻辑「0」，所以，该下行信号是来自支路2方的信号(下行信号2)。从该时间点⑧开始再次用各积分滤波装置74A把码元频率成分量从「0」开始积蓄下去，在紧接时间点⑨之前的各积分滤波装置74A的输出取图34(E)所示的值的情况下，通过测定图34(E)所示的矢量的角度差来求出检波装置2A和检波装置2B的延时差τ4。由于图34(E)所示的矢量都超过用虚线圆所表示的延时测定用门限值，所以延时差τ4是有效的，并被用于平均化。如图34(A)所示，在时间点⑨再次把各积分型滤波装置74A的输出分别复位到「0」

如上所述，可以一面进行按照上行信号、下行信号的正常时的定时相位控制，一面用延时差测定装置141来测定由检波装置2A和检波装置2B产生的延时差，但是，由于按矢量的角度差来测定延时差，所以，把角度差Tθ[弧度]和角度差(2π-Tθ)[弧度]的2个角度差之中的其值落入大于-π[弧度]而小于π[弧度]范围内的值作为延时差。因此，在实施例2中，能够测定的延时差就为大于-π[弧度]而小于π[弧度]的范围，延时差测定装置141用图28所示的构成来实现。

以下举例说明求出图33和图34的延时差τ4的情况，在该实施例中，由于定时相位差数据用0～31的自然数来表示，所以延时差就为-16～15，而且，把支路1方的滤波装置63A输出的定时相位差数据1设为Δθ41＝2，把支路2方的滤波装置63B输出的定时相位差数据2设为Δθ42＝30。

减法器145对图28的输入端141输入的Δθ41＝2和输入端141d输入的Δθ42＝30进行减法运算(2-30＝28)，在本实施例2中，减法运算后的值用2的补数表示来取从-31到31的值。在减法运算后的值为-16～15的情况下，比较器143c输出逻辑「0」，而在其他情况下输出逻辑「1」。在比较器143c的输出显示逻辑「0」的情况下，减法运算后的值被原样输入到寄存器147，在比较器143c的输出显示逻辑「1」的情况下，把减法运算后的值的最高位比特翻转后输入到寄存器147，输入到该寄存器147的值就成为前述的延时差τ。

这种动作是这样来实现的，即：把减法器145的输出的最高位比特和比较器143c的输出输入到异或门146，并把以异或门146的输出作为最高位比特的数据输入到寄存器147取代减法器145的输出的最高位比特。在减法器145的输出为-28的情况下，比较器143c的输出为逻辑「1」，用2进位值「100100」表示的「-28」的值就成为把最高位比特反相后用「000100」来表示的「4」。当把减法器145的输出取为Tθ′，并把寄存器147的输入，即延时差设为τ时，以上的动作用以下的公式(24)来表示：

 -16≤Tθ′＜16时，

τ＝Tθ′

 -16＞Tθ′时，

τ＝32+Tθ′

 Tθ′≥16时，

τ＝Tθ′-32    ……(24)

如上所述，仅在码元频率成分量1和码元频率成分量2都超过延时差测用门限值的情况下，才把此时的延时差数据τ_i作为有效值用于平均化，所以延时差测定装置141进行以下的动作，由输入端141a输入的码元频率成分量1和由输入端141b输入的码元频率成分量2分别用比较器143A、143B与延时测定用门限值进行比较，在各码元频率成分量超过延时测定用门限值的情况下，各比较器143A、143B输出逻辑「1」，由于与门144把各比较器143A、143B的输出作为输入，所以，只有在码元频率成分量1和码元频率成分量2都超过延时差测用门限值的情况下，与门144的输出才输出逻辑「1」。

只有在与门144的输出显示逻辑「1」的情况下，寄存器47才把输入数据τ_i输出到后级的延时差平均化装置148，在上述的动作中，虽然τ₁、τ₃、τ₄被输出到后级的延时差平均化装置148，但是，由于码元频率成分量2未超过延时测定用门限值，所以与门144的输出成为逻辑「0」，因此，τ₂并不被输出到后级的延时差平均化装置148。

延时差平均化装置148把输入的延时差数据平均化，并输出延时差数据平均值τ_M和指示平均化结束了的信号。当由前级的延时差平均化装置148输入延时差数据平均值τ_M和指示平均化结束了的信号时，与图5上的上述延时设定信号输出装置92一样，延时设定信号输出装置149用公式(22)、公式(18)求出并输出t1_i、t2_i。如果输出t1_i、t2_i，就与实施例1一样，延时装置60A、60B进行使用t1_i、t2_i的吸收延时差的控制。

相位控制量决定装置65的构成几乎与图4的实施例1的相位控制量决定装置65的构成一样，所不同的是设置有在与门81在图32的时刻⑤输出表示正常状态的「1」的情况下把与门79的输出平均化的线路中断平均化装置。在转移正常动作时，如图32所示，由于每次相位控制时都用滤波器复位信号把码元频率成分量复位到「0」，所以，因为进行实施例1的动作时，每次相位控制时码元频率成分量低于线路中断状态识别用门限值，图4的检测线路中断的比较器78B误发生线路中断。所以，在实施例2的相位控制量决定装置65中设置有把图4的与门79的输出平均化的线路中断信号平均化装置。

在与门79的输出为「1」的情况下，就被认为是发生由相位控制的码元频率成分量的归「0」动作或线路中断。在与门79的输出显示为「1」的情况下，由码元频率成分量的归「0」动作而使与门79输出「1」的时间比率小。另一方面，线路发生中断使与门79的输出显示为「1」的情况下，与门79输出「1」的时间比率就大。因此，线路中断信号平均化装置求出这个时间比率，如果与门79输出「1」的时间超过某个时间率，就判定为发生了线路中断，并输出指示线路中断的信号。图4的选择器82把该线路中断信号平均化装置的输出用作选择信号。把上述的线路中断信号平均化装置设置在与门79的后级，就能够按照实施例2来实现线路中断中的正常的相位控制。

如上所述，按照这个实施例2能够防止采用分集方式情况下发生的、吸收各检波装置中的延时差的、由于延时差而发生的比特差错率特性以及同步特性的劣化。而且，因为定时恢复装置5B不使用分集装置输出，而使用取样装置3A、3B的输出的2个基带接收相位数据进行动作，所以，不管分集装置4是哪种方式(选择合成、等增益合成、最大比合成)都能适应。

与实施例1一样，不管随机码型、前置码型，定时恢复装置5B中的相位检测装置62A、62B都能从基带接收相位数据中高效率地提取出码元频率成分。因为滤波装置63A、63B对来自各相位检测装置62A、62B的码元频率成分进行滤波，滤波器选择装置140用码元频率成分量大的一方的滤波装置63A、63B的输出进行定时相位控制，所以，定时恢复装置5能更正确地进行定时相位控制。并且，由于相位引入时用积分型滤波装置74A的输出的定时相位差数据进行定时相位控制、正常时用随机动作滤波装置77的输出的上行信号、下行信号进行相位控制，所以，定时恢复装置5B能够实现高速相位引入特性以及低抖动特性。

由于正常时一面进行使用随机动作滤波装置77的相位控制，一面把积分型滤波装置74A的输出的码元频率成分量用作可靠性信息，所以，能够高精度地测定各检波装置2A、2B中的延时差。用相位控制量决定装置65来从正常时的码元频率成分量检测出线路中断，并与实施例1一样，在线路中断时，进行预测控制，所以，即使在线路中断期间也能维持定时同步。

如上所述，定时恢复装置5B不管是随机码型还是前置码型都能实现高速相位引入特性以及正常时的低抖动特性，而且即使在发生线路中断那样的恶劣的线路状况下也能够维持定时同步。并且，构成定时重放装置5B的各装置能够用简单的数字电路来实现，所以，能够用简易的数字电路实现LSI化。

在该实施例2中把分集接收装置的支路数设置为K＝2，但是只要K是大于2的自然数，不管是几都可以。这种情况下，分集接收装置由K个检波装置、施加吸收K个延时的延时t1_i～tK_i的K个延时装置、输出K个基带接收相位数据系列Y_i的K个附加取样装置、用K个基带接收相位数据系列Y_i和K个接收信号功率输出判定数据系列的分集装置、定时恢复装置以及奈奎斯特点提取装置构成；其中K个检波装置用K个天线接收，分别把K个接收信号变换为K个基带相位信号，并输出，同时输出K个接收信号功率。

其中的定时恢复装置由K个相位检测装置、K个滤波装置、用K个滤波装置输出的各定时相位差数据和各码元频率成分量输出K个延时t1_i～tK_i的延时差测定装置、选择输出K个滤波装置输出中码元频率成分量最大的滤波装置输出的滤波器输出选择装置、相位控制量决定装置、相位控制装置以及定时相位控制间隔设定装置构成。

另外，在π/4相移QPSK调制方式、QPSK调制方式、BPSK调制方式等的各PSK调制方式以及PSK调制方式以外的调制方式中，只要是接收信号的相位变动有周期性，并使定时相位与其周期同步地提取信息数据的调制方式，本实施例2中的分集接收装置不管对于哪一种调制方式都能适应。

实施例3

该实施例3是按照用K＝2个天线接收的分集方式的分集通信装置。分集方式能对应于选择合成分集方式、等增益合成分集方式、最大比合成分集方式等方式，定时恢复装置采用过取样4的π/4相移QPSK调制过的基带接收相位数据。按照该实施例3，在定时恢复装置的滤波装置中不采用随机动作滤波装置来实现高速定时相位引入特性和低抖动特性。

与图27的对应部分标注同样标号的图35表示按照本发明的定时恢复装置5C以及包含该定时恢复装置5C的分集通信装置的实施例3的构成，图中的3A、3B、3C、3D是取样装置、5C是定时恢复装置、62A、62B、62C、62D是相位检测装置、155是积分合成滤波装置、156A、156B是滤波装置、65A是相位控制量决定装置。

图36表示该实施例3的积分合成滤波装置55的构成，155a是偶数系列合成码元频率成分数据1输入端、155b是奇数系列合成码元频率成分数据1输入端、155c是相位控制结束信号输入端、155d是偶数系列合成码元频率成分数据2输入端、155e是奇数系列合成码元频率成分数据2输入端、155f是重放时钟、157A、157B是频率变换装置、158A、158B是码元合成装置、159A、159B是积分型滤波装置、160A、160B是码元频率成分量计算装置、161A、161B是加法器、162是相位差计算装置、163是合成码元频率成分量计算装置、155g是定时相位差数据输出端、155h是码元频率成分量输出端。

与图3的对应部分标注同样标号的图40表示按照该实施例3的滤波装置156A、156B的构成，156a是非同步偶数系列合成码元频率成分数据输入端、156b是非同步奇数系列合成码元频率成分数据输入端、156c是固定码元时钟输入端、156d是4倍固定码元时钟输入端、74B是积分型滤波装置、156e是非同步定时相位差数据输出端、156f是非同步码元频率成分量输出端。

以下来说明实施例3的动作。首先说明实施例3的整体动作。与实施例2一样，用检波装置2A、延时装置60A、取样装置得到支路1的4倍附加取样的基带接收相位数据1和支路1的接收信号功率；用检波装置2B、延时装置60B、取样装置3B得到支路2的4倍附加取样的基带接收相位数据2和支路2的接收信号功率。基带相位数据的分辨能力是5比特。与实施例2一样，分集装置4用取样装置3A、3B的输出的基带接收相位数据和来自检波装置2A、2B的各支路的接收信号功率进行按照选择合成分集方式、等增益合成分集方式、最大比合成分集方式等的信号合成处理，并输出合成后的基带接收相位数据系列。

取样装置3C用把接收机的振荡器分频所生成的4倍附加取样的固定时钟对延时装置60A的输出的接收相位数据取样。与取样装置3A不同，由于用固定时钟对接收相位数据进行取样，所以取样装置3C的输出数据输出与奈奎斯特点不同步的4倍附加取样的非同步接收相位数据1。同样，取样装置3D用把接收机的振荡器分频所生成的4倍附加取样的固定时钟对延时装置60B的输出的接收相位数据取样，并输出与奈奎斯特点不同步的4倍附加取样的非同步基带接收相位数据2。

定时恢复装置5C用取样装置3A、3B的输出的基带接收相位数据进行定时重放，与实施例1相同，在取样装置3A、3B中，控制4倍恢复时钟相位，来对奈奎斯特点位置的基带接收相位数据进行取样。再从分集装置4的输出的合成后的基带接收相位数据中输出用来提取奈奎斯特点数据的恢复时钟，进一步用来自取样装置3C、3D的非同步基带接收相位数据计算出检波装置2A、2B的输入输出延时差，并输出吸收延时差的延时信号t1_i、t2_i。与实施例1一样，奈奎斯特点提取装置6按照定时恢复装置5C的恢复时钟从分集装置4的输出中提取并输出奈奎斯特点数据。

与实施例1一样，如果计算出延时，延时装置60A、60B就根据延时设定信号t1_i、t2_i把移位寄存器的值分别设定为1～mx段，但是在计算出延时之前的初始期间，把移位寄存器的段数设定为mx/2。用上述的公式(6)来求延时设定信号t_i与移位寄存器段数设定值m_i之间的关系。

下面来说明实施例3的定时恢复装置5C的动作。与实施例2一样，取样装置3A的输出的4倍附加取样基带接收相位数据被输入到相位检波装置62A，相位检波装置62A输出偶数系列合成码元频率成分数据1和奇数系列合成码元频率成分数据1；同样，取样装置3B输出的4倍附加取样基带接收相位数据被输入到相位检测装置62B，相位检测装置62B输出偶数系列合成码元频率成分数据2和奇数系列合成码元频率成分数据2。

积分合成滤波装置155用相位检测装置62A输出的偶数系列合成码元频率成分数据1、奇数系列合成码元频率成分数据1和相位检测装置62B输出的偶数系列合成码元频率成分数据2、奇数系列合成码元频率成分数据2来求出定时相位数据和码元频率成分量，用图36来说明该积分合成滤波装置155的动作。

在图36中，把来自输入端155a的偶数系列合成码元频率成分数据1和来自输入端155b的奇数系列合成码元频率成分数据1输入到频率变换装置157A，并按照与实施例1的频率变换装置72同样的动作把码元频率成分变换为直流成分，并输出复数直流成分数据1。把来自输入端155d的偶数系列合成码元频率成分数据2和来自输入端155e的奇数系列合成码元频率成分数据2输入到频率变换装置157B，并按照与实施例1的频率变换装置72同样的动作把码元频率成分变换为直流成分，并输出复数直流成分数据2。

码元合成装置158A按照与实施例1的码元合成装置73同样的动作把复数直流成分1合成为每1个码元，并输出码元同相成分1和码元正交成分1；同样，码元合成装置158B按照与实施例1的码元合成装置73同样的动作把复数直流成分2合成为每1个码元，并输出码元同相成分2和码元正交成分2。积分型滤波装置159A按照与实施例1的积分型滤波装置74同样的要领把码元同相成分1和码元正交成分1滤波，并输出同相积分数据1和正交积分数据1；同样，积分型滤波装置159B按照与实施例1的积分型滤波装置74同样的要领把码元同相成分2和码元正交成分2滤波，并输出同相积分数据2和正交积分数据2。

按照与实施例1的码元频率成分量计算装置76同样的动作，码元频率成分量计算装置160A用同相积分数据1和正交积分数据1计算并输出码元频率成分量1；码元频率成分量计算装置160B用同相积分数据2和正交积分数据2计算并输出码元频率成分量2。如果来自输入端155c的相位控制结束信号指示已经进行过相位控制，与实施例1的积分型滤波装置74一样，积分型滤波装置159A把码元频率成分量1装入同相积分数据1，并把正交积分数据1归「0」；同样，如果来自输入端155c的相位控制结束信号指示已经进行过相位控制，积分型滤波装置159B把码元频率成分量2装入同相积分数据2，并把正交积分数据2归「0」。

加法器161A把积分型滤波装置159A的输出的同相积分数据1和积分型滤波装置159B的输出的同相积分数据2加在一起，并把加得的结果作为合成同相积分数据输出到相位差计算装置162和合成码元频率成分量计算装置163；加法器161B把积分型滤波装置159A的输出的正交积分数据1和积分型滤波装置159B的输出的正交积分数据2加在一起，并把加得的结果作为合成正交积分数据输出到相位差计算装置162和合成码元频率成分量计算装置163。

相位差计算装置162按照与实施例1的相位差计算装置75同样的动作从合成正交积分数据和合成同相积分数据计算出定时相位差数据，并把其计算结果从输出端155g输出；合成码元频率成分量计算装置163按照与实施例1的码元频率成分量计算装置76同样的动作从合成正交积分数据和合成同相积分数据计算出码元频率成分量，并把其计算结果从输出端155h输出。

用图38来说明以上的积分合成滤波装置155的具体动作。图38表示该定时重放装置5C的初始引入动作，把用矢量表示的积分型滤波装置159A的输出的同相积分数据1和正交积分数据1表述为「159A输出」(图38(A)、(D))；把用矢量表示的积分型滤波装置159B的输出的同相积分数据2和正交积分数据2表述为「159B输出」(图38(B)、(E))。把用矢量表示的加法器161A的输出的同相积分数据和加法器161B输出的正交积分数据表述为「积分值合成装置输出」(图38(C)、(F))。

当施加上如图38(A)、(B)那样的紧接第1次相位控制之前的「159A输出」和「159B输出」的情况下，由于每一个正交、同相的成分都加上图38(A)和(B)的值，所以「积分值合成装置输出」就成为如图38(C)所示的矢量和。该「积分值合成装置输出」的矢量的角度为第1次的定时相位差ΔθT1，「积分值合成装置输出」的矢量的长度为码元频率成分量。进行第1次相位控制时，因为把各码元频率成分量装入积分型滤波装置159A、159B的同相积分数据，并把「0」装入正交积分数据，所以，「159A输出」、「159B输出」和「积分值合成装置输出」的各矢量都沿虚线表示的曲线的箭头方向转动。

此后，积蓄码元频率成分量，如图38(D)、(E)所示，加上紧接第2次相位控制之前的「159A输出」和「159B输出」时，表示「积分合成装置输出」的矢量就成为图38(D)和(E)的矢量和。该「积分合成装置输出」的矢量的角度为第2次的定时相位差ΔθT2，「积分合成装置输出」的矢量的长度为码元频率成分量。该定时恢复装置5C重复以上的动作，引入定时相位，并转移到正常状态。

这样，因为使用基带接收相位数据的相位检测装置62A、62B、频率变换装置157A、157B、码元合成装置158A、158B以及积分型滤波装置159A、15gB对于每一个支路都是独立地动作，分别把各支路的同相积分数据和正交积分数据加起来，并求出定时相位差，所以，即使由于衰落等的影响而丢失第1次的来自支路的同相积分数据和正交积分数据的情况下，由于用来自其他支路的同相积分数据和正交积分数据来求出定时相位差，所以也能够实现抗衰落和抗噪音强的定时恢复装置5C。

相位控制量决定装置65A使用积分合成滤波装置155的输出的定时相位差数据和码元频率成分量，而不用图37所示的实施例1的随机动作滤波装置，进行与相位控制量决定装置65相同的动作来决定相位控制数据。与实施例1同样，定时相位控制间隔由定时相位控制间隔设定装置64来设定，并按照该设定的时间间隔从相位控制量决定装置65A输出相位控制数据。与实施例1一样，相位控制装置66用相位控制数据控制时钟相位，并输出相位控制结束信号和恢复时钟、4倍恢复时钟。

以下说明为了测定延时差而设置的相位检测装置62C、62D、滤波装置156A、156B的各动作。把从取样装置3C输出的4倍附加取样非同步基带接收相位数据1输入到按照码元率的4倍的固定时钟动作的相位检测装置62C，相位检测装置62C按非同步基带接收相位数据1进行与实施例1的相位检测装置62A相同的动作，并输出与接收信号的奈奎斯特点不同步的非同步偶数系列合成码元频率成分数据1和非同步奇数系列合成码元频率成分数据1。

同样，把从取样装置3D输出的4倍附加取样非同步基带接收相位数据2输入到按照码元率的4倍的固定时钟动作的相位检测装置62D，相位检测装置62D用非同步基带接收相位数据2输出非同步偶数系列合成码元频率成分数据2和非同步奇数系列合成码元频率成分数据2。滤波装置156A、156B按照固定码元时钟、4倍固定码元时钟动作，并用来自相位检测装置62C、62D的非同步偶数系列合成码元频率成分数据和非同步奇数系列合成码元频率成分数据，与实施例1的滤波装置63一样，求出非同步定时相位差数据和非同步码元频率成分量。

各滤波装置156A、156B的动作基本上与实施例1的滤波装置63的动作相同，与实施例1的滤波装置63的动作的不同点在于没有随机动作滤波装置，而且各装置用固定时钟动作。如图40所示，在频率变换装置72中，来自输入端156a的非同步偶数系列合成码元频率成分数据和来自输入端156b的非同步奇数系列合成码元频率成分数据按照与实施例1一样的要领乘以固定码元时钟的频率成分，把乘得的数据、非同步复数直流成分输入到码元合成装置73，并按照与实施例1同样的要领用固定时钟把各成分进行1码元合成。

积分型滤波装置74B按照与实施例1同样的要领用固定时钟对非同步码元同相成分数据和码元正交成分数据进行滤波，并输出非同步的同相积分数据和正交积分数据。但是，积分型滤波装置74B与实施例1的积分型滤波装置74不同，不具备把码元频率成分量装入相位控制时的同相积分数据的功能以及把「0」装入正交积分数据的功能，因此，不进行用相位控制结束信号的矢量转动控制，并且积分型滤波装置74B不受相位控制的影响，保持某个矢量的角度的同时，把码元频率成分积蓄下去。相位差计算装置75进行与实施例1同样的动作，从非同步的同相积分数据、正交积分数据求出定时相位差ΔθH。码元频率成分量计算装置76进行与实施例1同样的动作，从非同步同相积分数据和正交积分数据求出非同步的码元频率成分量。

图39的实线的矢量是用的来自支路1方的相位检测装置62C的数据动作的滤波装置156A的输出的同相积分数据、正交积分数据的一例。图39的虚线的矢量是用的来自支路2方的相位检测装置62D的数据动作的滤波装置156B的输出的同相积分数据、正交积分数据的一例。在发射机方的时钟原振频率和接收机方的时钟原振频率一致的情况下，图39所示的ΔθH1[弧度]的矢量角和ΔθH2[弧度]的矢量角维持一定的值。

一旦检波装置2A、2B发生延时差τ时，ΔθH1和ΔθH2就指示为不同的值，检波装置2A和检波装置2B的延时差τ通过测定这2个矢量的角度差THθ(＝ΔθH1-ΔθH2)来求出。在发射机方的时钟原振频率和接收方的时钟原振频率发生fx[Hz]的偏差的情况下，滤波装置156A的输出的各同相积分数据、正交积分数据的指示矢量角为ΔθH1+2πfxt[弧度](t是时间[秒])；滤波装置156B的输出的各同相积分数据、正交积分数据的指示矢量角为ΔθH2+2πfxt[弧度](t是时间[秒])。这样，即使在发射机方的时钟原振频率和接收方的时钟原振频率发生偏差的情况下，2个矢量的角度差也指示一定值，即：THθ＝ΔθH1-ΔθH2。

延时差计算装置141进行与实施例2相同的动作，用滤波装置156A的输出的定时相位差数据ΔθH1、码元频率成分量以及滤波装置156B的输出的定时相位差数据ΔθH2、码元频率成分量输出延时设定信号t1_i、t2_i，即：用该实施例3的延时差计算装置141代入THθ＝ΔθH1-ΔθH2取代公式(24)的Tθ′来求出延时差τ，并且仅在滤波装置156A的输出的码元频率成分量以及滤波装置156B的输出的码元频率成分量都超过延时测定用门限值的情况下，才把τ作为有效值用于平均化，并从经平均化的值求出t1_i、t2_i。如果求出了t1_i、t2_i，就与实施例1一样，进行由延时装置60A、60B用t1_i、t2_i来吸收延时差的控制。

这样，在实施例3中，设置按延时差测定用固定时钟动作的相位检测装置62C、62D和滤波装置156A、156B，并测定延时差，所以能够用定时相位差数据ΔθH1、ΔθH2和各码元频率成分量来求出延时差，而与定时相位控制动作无关。并像实施例2那样，由于每次定时相位控制时都不把各积分型滤波器的同相积分数据、正交积分数据复位到「0」，所以，能够比实施例2更高精度地测定延时差。

如上所述，在该实施例3中，能够比实施例2更高精度地求出在使用分集方式的情况下发生的各检波装置2A、2B中的延时差，并吸收延时差，所以，能够防止由于延时差发生的比特差错率特性和同步特性的劣化。而且，由于定时重放装置5C与实施例2一样，不用分集装置输出，而用取样电路3A、3B的输出的2个基带接收相位数据来动作，所以不管分集装置4是哪种方式(选择合成、等增益合成、最大比合成等)都能够适应。

与实施例1同样，定时恢复装置5C中的相位检测装置62A、62B不管随机码型、前置码型都能够高效率地从基带接收相位数据中提取出码元频率成分。由于积分合成滤波装置155在各支路中独立地设置频率变换装置72、码元合成装置73、积分型滤波装置74B，并把各积分型滤波装置74B的输出合成为每个正交·同相的各成分，再求出定时相位差数据和码元频率成分量，所以，能够实现既能达到分集效果，在抗衰落和噪音方面又强的定时恢复装置5C。另外，相位控制量决定装置65A由合成的这个码元频率成分量检测出线路中断，并在线路中断时进行与实施例1一样的预测控制，所以即使在线路中断期间也能够维持定时同步。

如上所述，定时恢复装置5C不管是随机码型、还是前置码型都能实现高速相位引入特性和正常时的低抖动特性，而且，即使在发生线路中断的恶劣的线路状况下也能够维持定时同步。因为构成定时恢复装置5C的各装置能够用简单的数字电路来实现，所以，定时恢复装置5C能够用简易的数字电路来实现LSI化。

在该实施例3中把分集接收装置的支路数设置为K＝2，但是只要K是大于2的自然数，不管是几都可以。这种情况下，分集接收装置由K个检波装置、施加吸收K个延时的延时t1_i～tK_i的K个延时装置、按4倍恢复时钟动作并输出K个基带接收相位数据系列Y_i的K个取样装置、按4倍固定时钟动作并输出K个非同步基带接收相位数据系列Q_i的K个取样装置、用K个基带接收相位数据系列Y_i和K个接收信号功率输出判定数据系列的分集装置、定时恢复装置以及奈奎斯特点提取装置构成；其中K个检波装置用K个天线接收，分别把K个接收信号变换为K个基带接收相位信号，并输出，同时输出K个接收信号功率。

其中的定时恢复装置由按固定时钟动作的K个相位检测装置、K个滤波装置、按4倍恢复时钟动作的K个相位检测装置、K个频率变换装置、K个码元合成装置、K个积分型滤波装置、K个码元频率成分量计算装置、相位差计算装置、合成码元频率成分量计算装置、相位控制量决定装置、相位控制装置以及定时相位控制间隔设定装置构成。

另外，在π/4相移QPSK调制方式、QPSK调制方式、BPSK调制方式等的各PSK调制方式以及PSK调制方式以外的调制方式中，只要是接收信号的相位变动有周期性，并使定时相位与其周期同步地提取信息数据的调制方式，本实施例3中的分集接收装置不管对于哪一种调制方式都能适应。

实施例4

该实施例4是按照用K＝2个天线接收的分集方式的分集通信装置，分集方式能对应于选择合成分集方式、等增益合成分集方式、最大比合成分集方式等方式。定时恢复装置采用附加取样4的π/4相移QPSK调制过的基带接收相位数据。按照该实施例4，在定时恢复装置的滤波装置中不采用随机动作滤波装置来实现高速定时相位引入特性和低抖动特性。

与图35的对应部分标注同样标号的图41表示按照本发明的定时恢复装置5D以及包含该定时恢复装置5C的分集通信装置的实施例4的构成，图中的4A是分集装置，定时恢复装置5D中，165是码元频率成分合成滤波装置。与图3对应部分标注同一标号的图42表示该实施例的码元频率成分合成滤波装置165的构成，图中的165a是支路1方的加权系数W₁的输入端，165b是偶数系列合成码元频率成分数据2输入端，165c是奇数系列合成码元频率成分数据2输入端，165d是支路2方的加权系数W₂的输入端，166A、166B、166C、166D是乘法器，167A、167B是加法器。

以下来说明实施例4的动作。首先说明实施例4的整体动作。与实施例2一样，用检波装置2A、延时装置60A、取样装置3A得到支路1的4倍附加取样的基带接收相位数据1和支路1的接收信号功率；用检波装置2B、延时装置60B、取样装置3B得到支路2的4倍附加取样的基带接收相位数据2和支路2的接收信号功率。基带相位数据的分辨能力是5比特。

分集装置4A用取样装置3A、3B的输出的基带接收相位数据和来自检波装置2A、2B的各支路的接收信号功率进行按照选择合成分集方式、等增益合成分集方式、最大比合成分集方式的信号合成处理，并输出经合成的基带接收相位数据系列。用支路1的接收信号功率，按加权系数W_i输出基带接收相位数据1的可靠程度；同样，用支路2的接收信号功率，按加权系数W₂输出基带接收相位数据2的可靠程度。W₁、W₂的各系数的值越大，此时的基带接收相位数据越可靠。即使W₁、W₂的各系数不用各接收信号功率，只要是能够判断各支路的基带接收相位数据的信息，也都能使用。

与实施例3一样，取样装置3C用把接收机的振荡器分频所生成的4倍附加取样的固定时钟对延时装置60A的输出的接收相位数据取样，并输出与奈奎斯特点不同步的4倍附加取样的非同步基带接收相位数据1。同样，取样装置3D用把接收机的振荡器分频所生成的4倍附加取样的固定时钟对延时装置60B的输出的接收相位数据取样，并输出与奈奎斯特点不同步的4倍附加取样的非同步基带接收相位数据2。

定时恢复装置5D用取样装置3A、3B的输出的基带接收相位数据和分集装置输出的系数W₁、W₂进行定时恢复，与实施例1相同，在取样装置3A、3B中，控制4倍恢复时钟相位，以便对奈奎斯特点位置的基带接收相位数据进行取样。再从分集装置4A的输出的合成后的基带接收相位数据中输出用来提取奈奎斯特点数据的恢复时钟。与实施例3一样，定时恢复装置5D进一步用来自取样装置3C、3D的非同步基带接收相位数据计算出检波装置2A、2B的输入输出延时差，并输出吸收延时差的延时信号t1_i、t2_i。

与实施例1一样，奈奎斯特点提取装置6按照定时恢复装置5D的恢复时钟从分集装置4A的输出中提取并输出奈奎斯特点数据。与实施例1一样，如果已计算出延时，延时装置60A、60B就根据延时设定信号t1_i、t2_i的值把移位寄存器的值分别设定为1～mx段，从而吸收延时差。

下面来说明实施例4的定时恢复装置5D的动作。与实施例3一样，取样装置3A的输出的4倍附加取样基带接收相位数据被输入到相位检测装置62A，相位检测装置62A输出偶数系列合成码元频率成分数据1和奇数系列合成码元频率成分数据1；同样，取样装置3B的输出的4倍附加取样基带接收相位数据被输入到相位检测装置62B，相位检测装置62B输出偶数系列合成码元频率成分数据2和奇数系列合成码元频率成分数据2。

码元频率成分合成滤波装置165用来自相位检测装置62A的输出的偶数系列合成码元频率成分数据1、奇数系列合成码元频率成分数据1和来自相位检测装置62B的输出的偶数系列合成码元频率成分数据2、奇数系列合成码元频率成分数据2以及分集装置4A的输出的系数W₁、W₂来求出定时相位差数据和码元频率成分量。

下面用图42来说明码元频率成分合成滤波装置165的动作。在图42中，把来自输入端63b的偶数系列合成码元频率成分数据1和来自输入端63c的奇数系列合成码元频率成分数据1分别用乘法器166A、166B乘以由输入端165a输入的表示支路1的接收相位数据的可靠性的系数W₁；同样把来自输入端165b的偶数系列合成码元频率成分数据2和来自输入端165c的奇数系列合成码元频率成分数据2分别用乘法器166C、166D乘以由输入端165d输入的表示支路2的接收相位数据的可靠性的系数W₂。加法器167A把乘法器166A的输出和乘法器166C的输出加起来，并作为总和偶数系列码元频率成分数据输出；加法器167B把乘法器166B的输出和乘法器166D的输出加起来，并作为总和奇数系列码元频率成分数据输出。

用图43来说明到此为止的码元频率成分合成滤波装置165的动作。图43(A)表示支路1方的相位检测装置62A的输出，图43(B)表示支路1方的W₁，图43(C)表示支路2方的相位检测装置62B的输出，图43(D)表示支路2方的W2，这种情况下，加法器167B的输出的总和奇数系列码元频率成分数据成为图43(E)的虚线所示的曲线，加法器167A的输出的总和偶数系列码元频率成分数据成为图43(E)的实线所示的曲线，但是，图43(A)、图43(C)的实线是各比较器输出的偶数系列合成码元频率成分数据，图43(A)、图43(C)的虚线是各比较器输出的奇数系列合成码元频率成分数据，图中的时间轴方向的刻度是码元周期单位，T是码元周期。

在该例中，所考虑的是各比较器输出(图43(A)、图43(C))的偶数系列合成码元频率成分数据和奇数系列合成码元频率成分数据分别以原来码元周期T描绘规则的正弦波，由于受噪音或衰落的影响而局部失真的情况的动作，在偶数系列合成码元频率成分数据和奇数系列合成码元频率成分数据失真的地方，系数W₁、W₂显示表示接收信号的可靠性低的小的值。

支路1方的相位检测装置62A的输出(图43(A))在系数W₁的值跌落的时间T～2T和时间4T附近失真；而支路2方的相位检测装置62B的输出(图43(C))在系数W₂的值跌落的时间0、3T、5T～6T处失真。这样，即使在支路1方的相位检测装置62A的输出(图43(A))和支路2方的相位检测装置62B的输出局部失真的情况下，把两者合成起来也能减轻失真。虽然图43(E)表示不进行系数W₁、W₂的加权而只是单纯地把图43(A)和图43(C)加起来的情况下的总和偶数系列合成码元频率成分数据和奇数系列合成码元频率成分数据，但是与图43(A)和图43(C)的各输出相比，失真被减轻了，并判断确实存在码元频率成分。对图43(A)和图43(C)的各输出进行系数W₁、W₂的加权之后再加起来的情况下，就能进一步减轻失真，而得到漂亮的码元频率成分。

这样，即使不进行W₁、W₂的加权而只是相加，码元频率成分合成滤波装置165也能够达到分集效果，所以，不用系数W₁、W₂也可以。这种情况下，虽然所生成的码元频率成分的精度比使用系数W₁、W₂数据的情况下的精度多少要差一点，但是，由于在图42中不需要输入端165a、165d、乘法器166A～165D，所以能够缩小电路规模。而且，这种情况下，仅仅用加法器167A把偶数系列合成码元频率成分数据1和偶数系列合成码元频率成分数据2加起来，用加法器167B把奇数系列合成码元频率成分数据1和奇数系列合成码元频率成分数据2加起来，就可以了。

与实施例1同样，频率变换装置72用加法器167A输出的总和偶数系列合成码元频率成分数据和加法器167B输出的总和奇数系列合成码元频率成分数据来输出复数直流成分数据，并且，也与实施例1一样，码元合成装置73按每1码元合成复数直流成分，并输出码元同相成分和码元正交成分；积分型滤波装置74对码元同相成分和码元正交成分进行滤波，输出同相积分数据和正交积分数据。与实施例1同样，相位差计算装置75由正交积分数据和同相积分数据计算出定时相位差数据，并把计算结果从输出端63h输出；码元频率成分量计算装置76用同相积分数据和正交积分数据计算出码元频率成分量。并由输出端63i输出。

这样，把从码元频率成分合成滤波装置165输出的定时相位差和码元频率成分量输入到相位控制量决定装置64A，并按照与实施例3相同的要领决定相位控制数据，再按照定时相位控制间隔设定装置64所设定的时间间隔把相位控制数据输入到相位控制装置66。与实施例1一样，相位控制装置66用相位控制数据控制时钟相位，并输出相位控制结束信号和恢复时钟、4倍恢复时钟。

以下的测定延时差的动作与实施例3相同，相位检测装置62C、62D、滤波装置156A、156B、延时差测定装置141输出t1_i、t2_i，并与实施例1一样，由延时装置60A、60B进行用t1_i、t2_i的吸收延时差的控制。这样，实施例4也与实施例3一样，设置按固定时钟动作的相位检测装置62C、62D和滤波装置156A、156B用作延时差测定，并测定延时差，所以，能够用定时相位差数据ΔθH₁、ΔθH₂和码元频率成分量求出延时差，而与定时相位控制动作无关。

像实施例2那样，由于每次定时相位控制都不把各积分型滤波器的同相积分数据和正交积分数据归「0」，所以能够以高于实施例2的精度测定出延时差。另外，在用取样电路3A、3B的输出的2个基带接收相位数据求出定时相位差数据和码元频率成分量的装置中，对应于实施例3中使用2个相位检测装置和积分合成滤波装置155的情况，在实施例4中使用2个相位检测装置和码元频率成分合成滤波装置165。如果比较积分合成滤波装置155和码元频率成分合成滤波装置165的话，虽然两者都能实现分集效果，但是一比较图36和图42就能知道码元频率成分合成滤波装置165的电路规模只有积分合成滤波装置155的1/2大，所以实施例4比实施例3的电路规模就更小。

如上所述，在这个实施例4中，由于以高于实施例2的精度来求出采用分集方式的情况下所产生的各检波装置中的延时差，并吸收该延时差，从而能够防止由延时差所产生的比特差错率特性和同步特性的劣化，而且，定时恢复装置5D还能够适应分集装置4A的任何一种方式(选择合成、等增益合成、最大比合成等)。

与实施例1一样，定时恢复装置5D中的相位检测装置62A、62B不管是随机码型还是前置码型，都能够高效率地从基带接受相位数据中提取出码元频率成分；由于码元频率成分合成滤波装置165通过把来自各支路的码元频率成分合成来按照与实施例1的滤波装置同样的动作求出定时相位差和码元频率成分量，所以既缩小了电路规模又能达到分集效果。与实施例3一样，由该分集效果能够实现抗衰落和噪音方面强的定时恢复装置5D。也与实施例3同样，由相位控制量决定装置66A检测出线路中断，并与实施例1一样，在线路中断时进行预测控制，从而，即使在线路中断期间也能够维持定时同步。

如上所述，定时恢复装置5D不管是随机码型还是前置码型都能实现高速相位引入特性以及正常时的低抖动特性，而且即使在发生线路中断那样的恶劣的线路状况下也能够维持定时同步。并且，构成定时恢复装置5D的各装置能够用简单的数字电路来实现，所以，能够用简易的数字电路实现LSI化。

在该实施例4中，把分集接收装置的支路数设置为K＝2，但是只要K是大于2的自然数，不管是几都可以。这种情况下，分集接收装置由K个检波装置、施加吸收K个延时的延时t1_i～tK_i的K个延时装置、按4倍恢复时钟动作并输出K个基带接收相位数据系列Y_i的K个取样装置、按4倍固定时钟动作并输出K个非同步基带接受相位数据系列Q_i的K个取样装置、输出K个用K个基带接收相位数据系列Y_i和K个接收信号功率输出判定数据系列和K个加权系数W₁～W_K的分集装置、定时恢复装置以及奈奎斯特点提取装置构成；其中K个检波装置用K个天线接收，分别把K个接收信号变换为K个基带相位信号，并输出，同时输出K个接收信号功率。其中的定时恢复装置5D由按固定时钟动作的K个相位检测装置、K个滤波装置、按4倍恢复时钟动作的K个相位检测装置、频率变换装置、码元合成装置、积分型滤波装置、码元频率成分量计算装置、相位差计算装置、相位控制量决定装置、相位控制装置以及定时相位控制间隔设定装置构成。

另外，在π/4相移QPSK调制方式、QPSK调制方式、BPSK调制方式等的各PSK调制方式以及PSK调制方式以外的调制方式中，只要是接收信号的相位变动有周期性，并使定时相位与其周期同步地提取信息数据的调制方式，本实施例4中的分集接收装置不管对于哪一种调制方式都能适应。

实施例5

该实施例5是按照用K＝2个天线接收的选择合成分集方式的分集通信装置。定时恢复装置采用附加取样4的π/4相移QPSK调制过的基带接收相位数据。与图1的对应部分标注同样标号的图44表示按照本发明的定时恢复装置5E以及包含该定时恢复装置5E的分集通信装置的实施例5的构成，图中的63C是滤波装置，图45表示该实施例5的滤波装置63C的构成，74C是积分型滤波装置、76B是码元频率成分量计算装置。

与图6的对应部分标注同样标号的图46是实施例5的积分型滤波装置的74C的构成，图中的168a是滤波器动作停止用数据输入端，168是等待选通脉冲制成装置。与图8的对应部分标注同样标号的图47是实施例5的码元频率成分量计算装置76B的构成，169是象限比特削减装置，170是比较器，171是减法器，172是选择器，169a是滤波器动作停止用数据输出端。

以下来说明实施例5的动作。首先说明实施例5的整体动作。与实施例1一样，由检波装置2A、延时装置60A、取样装置3A得到支路1的4倍附加取样的基带接收相位数据1和支路1的接收信号功率；由检波装置2B、延时装置60B、取样装置3B得到支路2的4倍附加取样的基带接收相位数据2和支路2的接收信号功率。基带接收相位数据的分辨能力为5比特。与实施例1一样，选择分集装置61用取样装置3A、3B的输出的基带接收相位数据和来自检波装置2A、2B的各支路的接收信号功率进行按选择合成分集方式的信号处理，并输出经选择的基带接收相位数据系列和检波后选择信号。

与实施例1一样，定时恢复装置5E用选择分集装置61的输出的基带接收相位数据系列和检波后选择信号进行定时恢复，并控制4倍恢复时钟相位以便取样奈奎斯特点位置的基带接收相位数据。再输出用来从选择分集装置61的输出的经合成的基带接收相位数据中提取奈奎斯特点的恢复时钟。定时恢复装置5E进一步按照与实施例1同样的动作计算出检波装置2A、2B的输入输出延时差，输出吸收延时差的延时设定信号t1_i、t2_i。

与实施例1一样，奈奎斯特点提取装置6按定时恢复装置5E的恢复时钟从选择分集装置61的输出中提取并输出奈奎斯特点数据；与实施例1一样，如果算出了延时，延时装置60A、60B就根据延时设定信号t1_i、t2_i把移位寄存器的值分别设定为1～mx段，并吸收其延时差。

以下来说明该实施例5的定时恢复装置5E的动作。与实施例1一样，把选择分集装置61的输出的合成基带接收相位数据输入到相位检测装置62；相位检测装置62输出偶数系列合成码元频率成分数据和奇数系列合成码元频率成分数据；滤波装置63C用相位检测装置62的输出的偶数系列合成码元频率成分数据和奇数系列合成码元频率成分数据求出并输出定时相位差数据、码元频率成分量、上行信号、下行信号。

用图45来说明滤波装置63C的动作。图45中，来自输入端63b偶数系列合成码元频率成分数据和来自输入端63c的奇数系列合成码元频率成分数据被输入到频率变换装置72；频率变换装置72进行与实施例1同样的动作，输出复数直流成分数据，并与实施例1一样，由码元合成装置73按每1码元把复数直流成分合成起来，并输出码元同相成分和码元正交成分。积分型滤波装置74C对码元同相成分和码元正交成分进行滤波，并输出同相积分数据和正交积分数据；码元频率成分量计算装置76B用同相积分数据和正交积分数据计算出码元频率成分量，并从输出端63i输出。积分型滤波装置74C使无限脉冲型滤波动作停止，然后输出显示累加运算动作时间的滤波器动作停止用数据。

用图47来说明码元频率成分量计算装置76B的动作。与实施例1一样，把来自输入端76a的正交积分数据进行绝对值变换后的数据和把来自输入端76b的同相积分数据进行绝对值变换后的数据之中的显示大值的一方的数据由选择器102输出去。在实施例1中，是把该选择器102的输出乘以由定时相位差数据求出的加权值来求出无计算误差的码元频率成分量，但是该乘以加权值的运算装置需要大的电路规模，因此，在该实施例5中就废弃了这个进行加权值乘法运算的装置，而把选择器102的输出作为码元频率成分量，用定时相位差数据来控制积分型滤波装置74C的动作，从而用比实施例1小的电路规模来抑制码元频率成分量的计算误差。

用图47、图48来说明使用上述定时相位差数据的积分型滤波装置74C的动作的控制。如在实施例1中所述的那样，能够从定时相位差数据求出选择器102的输出的码元频率成分量的误差。与实施例1一样，如果用0～31的5比特来显示表示0～2π[弧度]的数据范围的定时相位差数据Δθ，并设原来的码元频率成分量为A，那么，用π/2[弧度]除Δθ时的余数mod(Δθ、π/2)与选择器102的输出的码元频率成分量的关系就成为图48的关系。由图48可知，选择器102的输出的码元频率成分量不显示比原来的码元频率成分量A大的值，并在mod(Δθ、π/2)＝4的情况下，偏离A的最大误差值表示为「A×cos(π/4)」。

图47的象限比特削减装置169把定时相位差数据Δθ变换为mod(Δθ、π/2)；比较器170比较mod(Δθ、π/2)和π/4(在实施例5中相当于「4」)，如果mod(Δθ、π/2)大于π/4，就输出用减法器171从π/2(该实施例中相当于「8」)减去mod(Δθ、π/2)的数据，除此之外，输出选择「mod(Δθ、π/2)」的信号。选择器172用该比较器170的输出的信号为选择信号选择数据，并把所选择出的数据作为滤波器停止用数据从输出端169a输出。因此，在该实施例5中，mod(Δθ、π/2)与滤波器停止动作用数据的关系就成为图48所示的那样。

在进行用定时相位差数据Δθ的相位控制时，在积分型滤波装置74C中，与实施例1一样，用相位控制结束信号把选择器102的输出的码元频率成分量装入到同相积分成分数据中，把「0」装入到正交积分成分数据中。由于显示小于原来的码元频率成分量A的值的选择器102的输出的码元频率成分量被输入到积分型滤波装置74C，所以，相位控制后的码元频率成分量就成为相位控制前的码元频率成分量的cos(xπ/16)倍(其中x是滤波器停止动作用数据)，在x≠0的情况下，由于上述计算误差会使码元频率成分量在相位控制时丢失。

与实施例1一样，如图46所示，如果码元频率成分量超过无限脉冲应答切换门限值，积分型滤波装置74C就对每一个码元把寄存器96A、96B的各输出乘以a(＜0)，并把累加动作切换为无限脉冲型滤波动作。可是，与实施例1不同，在实施例5中，即使在码元频率成分量超过无限脉冲应答切换门限值之后，在相位控制时码元频率成分量丢失的情况下，只有相当于所丢失的码元频率成分量的无限脉冲型滤波器的时间常数使无限脉冲型滤波动作停止，而进行累加动作。

也就是说，在该实施例5中，每次相位控制时，都计算出使用相当于码元频率成分量的减少量cos(xπ/16)的a的无限脉冲型滤波器的时间常数TW[弧度]，并在每次相位控制时只有TW[弧度]终止由a进行的乘法运算，并使积分型滤波装置74C进行累加运算动作，从而补偿了相位控制时的码元频率成分量的损失。而且，如果要算出满足cos(xπ/16)＝a^TW的TW，用以下的公式(25)来求出TW：

TW＝log_a(xπ/16)    ……(25)例如：设a＝0.98的情况下的TW值为图48所示的值。

图46的积分型滤波装置74C中，从输入端168a输入的滤波器动作停止用数据×被输入到等待选通脉冲作成装置168，用等待选通脉冲作成装置168从滤波器动作停止数据x计算出TW，如图49所示，在相位控制之后，生成在TW[弧度]期间输出逻辑「1」的选通脉冲信号。如果等待选通脉冲作成装置168的输出显示逻辑「1」，选择器99就输出逻辑「1」，等待选通脉冲作成装置168的输出如果再次显示逻辑「0」，选择器99就输出「a」。按照以上的动作，积分型滤波装置74C把累加动作和无限脉冲型滤波动作切换下去。从x向TW的变换是用ROM来实现的。例如：在a＝0.98的情况下，对于图48所示的滤波器动作停止用数据「0、1、2、3、4」，也可以作成变换为「0、1、4、9、17」的各TW的ROM。

图49表示在码元频率成分量远超过无限脉冲应答切换门限值的状态下，进行最初用定时相位差数据「13」的相位控制、接着用定时相位差数据「30」的相位控制的情况的积分型滤波装置74C的动作。首先，码元频率成分量计算装置76B由定时相位差数据「13」求出滤波器动作停止用数据「3」，等待选通脉冲作成装置168从滤波器动作停止用数据「3」求出「TW＝9」，然后输出显示9[弧度]量的逻辑「1」。积分滤波装置74C进行9[弧度]量的逻辑「1」的时间的累加运算动作，此后直到第2次相位控制为止的逻辑「0」的时间进行无限脉冲型滤波动作。在第2次相位控制时，码元频率成分量计算装置76B由定时相位差数据「30」求出滤波器动作停止用数据「2」，等待选通脉冲作成装置168从滤波器动作停止用数据「2」求出「TW＝4」，然后输出显示4[弧度]量的逻辑「1」。积分滤波装置74C进行4[弧度]量的逻辑「1」的时间的累加运算动作，此后逻辑「0」的输出时间进行无限脉冲型滤波动作。

如上所述，由于实施例5的滤波装置63C在无限脉冲型滤波动作中根据相位控制时所丢失的码元频率成分量把积分型滤波装置74C暂时切换为累加动作，从而补偿了码元频率成分量的损失，所以，即使不用电路规模大的加权装置103(图8)，也能够避免码元频率成分量的计算误差造成的不良影响(抖动量增加之类的各同步特性的裂化)。而且与实施例1一样，相位差计算装置75由正交积分数据和同相积分数据计算出定时相位差。并把计算结果从输出端63h输出；随机动作滤波装置77进行与实施例1同样的动作，从输出端63j输出上行信号，从输出端63k输出下行信号。

如上所述，从滤波装置63C输出的定时相位差数据、码元频率成分量、上行信号、下行信号被输入到相位控制量决定装置65，按照与实施例1同样的要领决定相位控制数据，并按用定时相位控制间隔设定装置64设定的时间间隔把相位控制数据输入到相位控制装置66。与实施例1同样，相位控制装置66用相位控制数据控制时钟相位，并输出相位控制结束信号和恢复时钟、4倍恢复时钟。

测定检波装置2A、2B的延时差的动作与实施例1一样，使用相位控制量决定装置65的输出的相位控制数据、AFC上行信号、AFC下行信号、线路中断检测信号、频率偏差测定结束信号以及选择合成分集装置61的输出的检波后选择信号的延时差计算装置67输出t1_i、t2_i，并进行由延时装置60A、60B吸收用t1_i、t2_i的延时差的控制。

如上所述，与实施例1一样，该实施例5实现的分集接收装置能够吸收用检波后选择分集方式的情况下所发生的各检波装置内的延时差，并能够防止由延时差产生的比特差错率特性和同步特性的劣化。与实施例1一样，不管是随机码型还是前置码型，定时恢复装置5E中的相位检测装置62A都能从基带接收相位数据中高效率地提取出码元频率成分。滤波装置63C能够以比实施例1的滤波装置小的电路规模避免由码元频率成分量的计算误差引起的不良影响，同时，能够高精度地求出定时相位差数据和码元频率成分量。与实施例1一样，用相位控制量决定装置65检测出线路中断，并在线路中断时进行预测控制，从而，在线路中断中也能够维持定时同步。

如上所述，定时恢复装置5E不管是随机码型、还是前置码型都能实现高速相位引入特性和正常时的低抖动特性，而且，即使在发生线路中断的恶劣的线路状况下也能够维持定时同步。能够计算出上述各检波装置中的延时差。因为构成定时恢复装置5E的各装置能够用简单的数字电路来实现，所以，定时恢复装置5E能够用简易的数字电路来实现LSI化。

在上述的实施例5中，把分集接收装置的支路数设定为K＝2，但是K也可以是大于2的任意自然数，在这种情况下，分集接收装置由K个检波装置、K个延时装置、K个取样装置、选择合成分集装置、定时恢复装置和奈奎斯特点提取装置构成；其中，K个检波装置用K个天线接收，把K个接收信号分别变换为K个基带相位信号，并输出，还输出K个接收信号功率；K个延时装置施加有K个吸收延时的延时t1_i～tK_i；K个取样装置按4倍恢复时钟动作并输出K个基带接收相位数据系列Y_i；选择合成分集装置从K个基带接收相位数据系列Y_i内选择输出接收信号功率最强的值，同时输出表示选择了哪个支路(1～K)的检波后选择信号；定时恢复装置的延时差计算装置来输出表示选择了哪个支路(1～K)的检波后选择信号和用相位控制数据吸收K个延时的延时t1_i～tK_i。

另外，在该实施例5中的分集接收装置说明了采用π/4相移QPSK调制方式的情况，但是按照QPSK调制方式、BPSK调制方式之类的其他PSK调制方式以及PSK以外的调制方式，只要是接收信号的相位变动有周期性，并使定时相位于其周期同步地对信息数据取样的调制方式，对哪一种调制方式都能适应。

按照上述的本发明，能够从对接收PSK信号X(X是大于4的自然数)倍附加取样所得到的接收相位数据系列Y_i(i是大于2的自然数)中用包含简单的加减运算提取出包含不受载波频率偏差影响的j个码元频率成分的数据系列，并通过合成j个码元频率成分的数据系列得到具有π/4弧度相位差的、S/N比优良的、包含不受载波频率偏差影响的码元频率成分的2个数据系列，进一步把包含2个码元频率成分的数据系列用于定时恢复，从而能够实现抗噪音强而又不受载波频率偏差影响的定时恢复装置。

进一步按照下面的发明，把包含具有π/4弧度相位差的2个码元频率成分的数据系列变换为1个复数直流成分，从而提高S/N比；用积分型滤波装置把直流成分进行低通滤波，从而得到码元频率成分量和定时相位差，并在消除定时相位差的相位控制时把积分型滤波装置的正交积分数据归零，把码元频率成分量设置到同相积分数据中，从而在保持由积分型滤波器积蓄的码元频率成分的同时，能够使码元时钟相位与奈奎斯特点同步，这样就能够实现具有高速引入特性和正常时的低抖动特性的反馈型的定时恢复装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，用包含简单的加减运算的信号处理就能实现具有不引起溢出而能够高速积蓄码元频率成分的积分型滤波装置的定时恢复装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，在码元频率成分积蓄之后用无限应答型滤波器进行滤波，从而能够实现具有显示良好的相位跟随性的积分型滤波装置的定时恢复装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，用简单的加减运算的一次近似处理就能够实现用正交积分数据和同相积分数据计算出定时相位差数据的相位差计算装置的定时恢复装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，能够用包含简单的加减运算的一次近似处理的信号处理和简单的非线性变换处理来实现用正交积分数据和同相积分数据计算出定时相位差数据的相位差计算装置，并且能够实现用上述的相位差计算装置得到计算误差小的定时相位差数据的定时恢复装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，能够用由使用正交积分数据和同相积分数据的比较器和选择器构成的简单的信号处理就能够实现码元频率成分量计算装置的定时恢复装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，用由使用正交积分数据和同相积分数据的比较器和选择器构成的简单的信号处理由码元频率成分量计算装置得到的值乘以由定时相位差数据求出的加权值，从而能够实现用上述的码元频率成分量计算装置得到计算误差小的码元频率成分量的定时恢复装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，只用采用定时相位差数据的简单的装置求出的码元数来停止无限型滤波装置的动作，而进行累加动作，从而能够实现没有由于码元频率成分量的计算误差引起的定时相位控制时的滤波器的码元频率成分量的减少，并能与上述相比把时钟的抖动量降低一级的定时恢复装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，由于仅在时钟相位引入时用短时间常数的积分型滤波装置，而在正常时用可由包含上下行计数器的简单的装置构成的随机动作滤波装置动作，从而能用小的硬件规模得到反馈型定时恢复装置，并且，由于随机动作滤波器用S/N优良的码元正交成分信号的码位动作，从而能够实现用原来的随机动作滤波器的定时恢复装置方式能提高时钟相位跟随性和抖动性的定时恢复装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，在正常时的相位控制时，把积分型滤波装置的正交积分数据和同相积分数据分别设置为零，从而能够实现正常时也用积分型滤波装置来监测在时钟相位的无控制中积蓄的码元频率成分量和此时的定时相位差数据，而可以掌握线路状态的定时恢复装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，用相位控制数据来测定发送接收的时钟原振频率偏差，如果发生线路中断，就由测定的值根据时钟原振频率偏差的相位变动使之跟随码元时钟，从而能够实现即使在发生线路中断的恶劣的条件下也能维持时钟同步的定时恢复装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，能够实现具有用相位控制数据的按包含；累加运算的简单的信号处理就能高精度地测定时钟原振频率偏差的时钟原振频率偏差测定装置的定时恢复装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，在定时相位引入时和正常时使定时相位控制间隔设定信号的周期可变，能够实现同时具有比上述更高速的定时相位引入特性和低抖动特性的定时恢复装置。

按照下面的发明，用定时恢复装置计算出K个基带相位信号的各延时差，并用K个延时装置把基带相位信号的延时差作成零，从而能够实现不发生用延时差大的滤波器的情况下发生的比特差错率特性和定时同步特性劣化的分集通信装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，用从具有K个相位检测装置和随机动作滤波装置的K个滤波装置所得到的K个定时相位差数据、K个上行信号、K个下行信号中选择码元频率成分量最大的定时相位差数据、上行信号、下行信号，并用于定时相位控制，从而能够以高可靠性的数据进行定时恢复，并实现引入特性和抖动特性的提高。并且，能够实现具有用包含加减运算的简单的信号处理就可以高精度测定K个基带相位信号的延时差的延时差测定装置的分集通信装置。

进一步按照下面的发明，由于设置延时差测定装置用的K个非同步取样装置，并用K个非同步接收相位数据系列来测定基带相位信号的各延时差，所以，能够实现可以不受由定时恢复装置的时钟相位控制影响的测定，而能以比上述更高的速度高精度地测定基带相位信号的各延时差的分集通信装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，把由K个相位检测装置、K个频率变换装置、K个码元合成装置、K个积分型滤波装置得到的K个正交积分数据和K个同相积分数据合成起来，并计算出定时相位差，用于定时相位控制，从而能够用S/N高的数据进行定时恢复，并由此而提高引入特性和抖动特性。而且能够实现用包含加减运算的简单的信号处理得到K个基带相位信号的延时差的分集通信装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，把K个偶数系列合成码元频率成分数据全加起来，并把K个奇数系列合成码元频率成分数据全加起来，在把各加得的2个值经1个频率变换装置、1个码元合成装置、1个积分型滤波装置计算出定时相位差，并用于定时相位控制，从而能够实现可以用上述定时恢复装置把电路规模缩小的分集通信装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，分别把K个偶数系列合成码元频率成分数据乘以K个接收信号功率，再加起来，并作为偶数系列总和数据输出，分别把K个奇数系列合成码元频率成分数据乘以K个接收信号功率，再加起来，并作为奇数系列总和数据输出，从而能够实现显示用上述的定时恢复装置优化了的时钟同步特性的分集通信装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，用选择合成分集装置输出的判定数据系列，用定时恢复装置计算出K个基带相位信号的各延时差，再用K个延时装置把基带相位信号的延时差作成为零，能够实现不发生由使用延时差大的滤波器的情况下出现的比特差错率特性和定时同步特性劣化的检波后选择的分集通信装置。

除上述的之外，进一步按照下面的发明，能够实现用包含累加计算的简单的信号处理就能得到K个基带相位信号延时差的分集通信装置。

Claims (14)

1.一种定时恢复装置，其特征在于设置有相位差分装置、相位变动量计算装置、具有偶数取样合成装置和奇数取样合成装置的相位检测装置、滤波装置、定时相位控制间隔设定装置、相位控制量决定装置以及相位控制装置；所述相位差分装置对接收PSK信号进行X(X是大于4的自然数)倍附加取样，并对于所得到的接收相位数据系列Y_i(i是大于2的自然数)输出从第1取样前后的各相位数据的差分数据系列Z_i1(＝Y_i-Y_i-1)直到第j(j是大于1的自然数)取样前后的各相位数据的差分数据系列Z_ij(＝Y_i-Y_i-1)的共计j个差分数据系列；所述相位变动量计算装置把差分数据范围变换为用弧度表示的±2π到±π的范围来对j个各差分数据系列Z_i1～Z_ij求绝对值，并输出包含j个码元频率成分的各相位变动数据系列W_i1～W_ij内的最低的一个数据系列；所述偶数取样合成装置对于由所述相位变动量计算装置输出的各相位变动数据系列内的j为偶数号的各相位变动数据系列进行延时，使包含在所述偶数号的各相位变动数据系列内的码元频率成分的相位一致，然后进行合成，并把合成的信号作为偶数系列合成码元频率成分数据输出；所述奇数取样合成装置对于由所述相位变动量计算装置输出的各相位变动数据系列内的j为奇数号的各相位变动数据系列进行延时，使包含在所述奇数号的各相位变动数据系列内的码元频率成分的相位一致，然后进行合成，并把合成的信号作为奇数系列合成码元频率成分数据输出；

所述滤波装置将所述偶数码元频率成分数据和所述奇数码元频率成分数据变换为复数直流成分后进行平均化，根据平均化的直流成分计算出定时相位差，同时，根据平均化的直流成分计算出码元频率成分；

所述定时相位控制间隔设定装置将U(U为大于1的自然数)个码元频率的信号作为定时相位控制设定信号输出；

所述相位控制量决定装置在所述定时相位控制间隔设定信号的周期内锁存所述定时相位差，并作为相位控制数据输出；

所述相位控制装置采用所述相位控制数据以控制码元时钟信号和X倍附加取样时钟信号的相位，同时将所述码元频率成分设定为所述滤波装置的直流成分。

2.一种定时恢复装置，其特征在于设置有相位差分装置、相位变动量计算装置以及具有偶数取样合成装置和奇数取样合成装置的相位检测装置；所述相位差分装置对接收PSK信号进行X(X是大于4的自然数)倍附加取样，并对于所得到的接收相位数据系列Y_i(i是大于2的自然数)输出从第1取样前后的各相位数据的差分数据系列Z_i1(＝Y_i-Y_i-1)直到第j(j是大于1的自然数)取样前后的各相位数据的差分数据系列Z_ij(＝Y_i-Y_i-1)的共计j个差分数据系列；所述相位变动量计算装置把差分数据范围变换为用弧度表示的±2π到±π的范围来对j个各差分数据系列Z_i1～Z_ij求绝对值，并输出包含j个码元频率成分的各相位变动数据系列W_i1～W_ij内的最低的一个数据系列；所述偶数取样合成装置对于由所述相位变动量计算装置输出的各相位变动数据系列内的j为偶数号的各相位变动数据系列进行延时，使包含在所述偶数号的各相位变动数据系列内的码元频率成分的相位一致，然后进行合成，并把合成的信号作为偶数系列合成码元频率成分数据输出；所述奇数取样合成装置对于由所述相位变动量计算装置输出的各相位变动数据系列内的j为奇数号的各相位变动数据系列进行延时，使包含在所述奇数号的各相位变动数据系列内的码元频率成分的相位一致，然后进行合成，并把合成的信号作为奇数系列合成码元频率成分数据输出；

还设置有频率变换装置、码元合成装置、积分型滤波装置、相位差计算装置、滤波装置、定时相位控制间隔设定装置、相位控制量决定装置以及相位控制装置；所述频率变换装置把所述偶数系列合成码元频率成分数据乘以接收方的复数码元频率成分所得到的值与所述奇数系列合成码元频率成分数据乘以接收方的延迟了π/4弧度的复数码元频率成分所得到的值相加，从而生成复数直流成分；所述码元合成装置分别按直流成分和同相成分合成1个码元的复数直流成分，并对每一个码元作为码元正交成分信号和码元同相成分信号输出；所述积分型滤波装置用积分型滤波器对码元正交成分信号和码元同相成分信号进行滤波，并作为正交积分数据和同相积分数据输出；所述相位差计算装置用正交积分数据和同相积分数据算出奈奎斯特点与接收机的码元时钟的定时相位差，并作为定时相位差数据输出；所述滤波装置由码元频率成分量计算装置构成，该码元频率成分量计算装置用正交积分数据和同相积分数据算出用积分型滤波器积蓄起来的码元频率成分量；所述定时相位控制间隔设定装置把U(U是大于1的自然数)码元周期的信号作为定时相位控制间隔设定信号输出；所述相位控制量决定装置按定时相位控制间隔设定信号的周期锁存滤波装置输出的定时相位差数据，并作为相位控制数据输出；所述相位控制装置对接收机的原振时钟进行分频并输出码元时钟和X倍附加取样时钟，如果相位控制数据被输入，就用相位控制数据来控制码元时钟相位和X倍附加取样时钟相位，同时，把所述积分型滤波装置的正交积分数据归零，并把码元频率成分量设置到同相积分数据中。

3.根据权利要求2的定时恢复装置，其特征在于在所述积分型滤波装置中设置有限幅累加装置，在码元频率成分量小于积蓄门限值的情况下，该限幅累加装置对码元正交成分信号和码元同相成分信号分别进行累加计算，并作为正交积分数据和同相积分数据输出，在码元频率成分量大于积蓄门限值的情况下，该限幅累加装置把各累加值除以D(D是大于2的自然数)，并作为正交积分数据和同相积分数据输出。

4.根据权利要求2的定时恢复装置，其特征在于在所述积分型滤波装置中设置有累加装置和无限脉冲型滤波装置；在所述码元频率成分量大于无限脉冲应答切换积蓄门限值的情况下，该累加装置对码元正交成分信号和码元同相成分信号分别进行累加计算，并作为正交积分数据和同相积分数据输出；如果码元频率成分量大于无限脉冲应答切换积蓄门限值，该无限脉冲型滤波装置用无限脉冲应答型滤波器对所述码元正交成分信号和所述码元同相成分信号进行滤波。

5.根据权利要求2的定时恢复装置，其特征在于在所述相位差计算装置中设置有绝对值变换装置、比较数据计算装置、第1象限范围内相位数据计算装置以及象限表示位附加装置；其中所述绝对值变换装置把正交积分数据的绝对值和同相积分数据的绝对值分别作为正交积分绝对值数据和同相积分绝对值数据输出；在正交积分数据的最高位和同相积分数据的最高位的排他逻辑和为逻辑「0」的情况下，所述比较数据计算装置把正交积分绝对值数据倍增X(X是大于1的自然数)倍，在为逻辑「1」的情况下，把同相积分绝对值数据倍增X(X是大于1的自然数)倍，并作为相位差计算用门限值输出，而且把同相积分绝对值数据与正交积分绝对值数据相加，作为总计绝对值数据输出；把所述总计绝对值数据累加起来，如果总计绝对值数据的累加结果大于相位差计算用门限值，第1象限范围内相位数据计算装置就把超过相位差计算用门限值时的总计绝对值数据的累加次数作为第1象限内相位数据输出；所述象限表示位附加装置从正交积分数据的最高位和同相积分数据的最高位中生成代表象限的数据，并把所生成的代表象限的数据附加到第1象限范围内相位数据的最高位上，并作为定时相位差数据输出。

6.根据权利要求5的定时恢复装置，其特征在于在所述第1象限范围内相位数据计算装置中设置有对超过相位差计算用门限值时的所述总计绝对值数据的累加计算次数施以非线性变换，并把所述非线性变换后的数据作为第1象限范围内相位数据输出的相位数据非线性变换装置。

7.根据权利要求2的定时恢复装置，其特征在于在所述码元频率成分量计算装置中设置有把正交积分数据的绝对值与同相积分数据的绝对值进行比较，并把大的一方的值作为码元频率成分量输出的绝对值比较装置。

8.根据权利要求2的定时恢复装置，其特征在于在所述码元频率成分量计算装置中设置有绝对值比较装置、象限位消除装置、加权用数据计算装置以及加权装置；所述绝对值比较装置把所述正交积分数据的绝对值与所述同相积分数据的绝对值进行比较，并把大的一方的值作为比较后积分绝对值数据输出；所述象限位消除装置把所述定时相位差数据内消除掉表示象限的高位2比特的值作为象限位消除相位数据输出；如果所述象限位消除相位数据小于相当于π/4弧度的值，所述加权用数据计算装置就把所述象限位消除相位数据作为加权用数据输出，如果所述象限位消除相位数据大于相当于π/4弧度的值，所述加权用数据计算装置就把从相当于π/2弧度的值中减去象限位消除相位数据所得到的值作为加权用数据输出；所述加权装置把比较后积分绝对值数据乘以用弧度表示加权用数据的情况下的余弦值，并把乘得的值作为码元频率成分量输出。

9.根据权利要求4的定时恢复装置，其特征在于在所述码元频率成分量计算装置中设置有绝对值比较装置、象限位消除装置以及滤波器动作停止用数据计算装置；所述绝对值比较装置把所述正交积分数据的绝对值与所述同相积分数据的绝对值进行比较，并把大的一方的值作为码元频率成分量输出；所述象限位消除装置把所述定时相位差数据内消除掉表示象限的高位2比特的值作为象限位消除相位数据输出；如果所述象限位消除相位数据小于相当于π/4弧度的值，所述滤波器动作停止用数据计算装置就把象限位消除相位数据作为滤波器动作停止用数据输出，如果所述象限位消除相位数据大于相当于π/4弧度的值，滤波器动作停止用数据计算装置就把从相当于π/2弧度的值中减去象限位消除相位数据所得到的值作为滤波器动作停止用数据输出；在所述无限脉冲型滤波装置中设置有滤波器动作停止装置，如果进行定时相位控制，所述滤波器动作停止装置只在根据所述滤波器动作停止用数据设定的时间停止无限脉冲型滤波动作，并进行累加计算。

10.根据权利要求2的定时恢复装置，其特征在于所述滤波装置中设置有随机处理滤波装置，如果所述码元频率成分量超过正常状态识别用门限值，所述随机处理滤波装置就用所述码元正交成分信号的码元位使被设定为滤波器常数N的上下行计数器上行计数或下行计数，如果上下行计数器的值达到2N，就输出使码元时钟相位超前的上行信号，如果上下行计数器的值变为0，就输出使码元时钟相位滞后的下行信号，输出上行信号或下行信号后，再次把滤波器常数N设定到上下行计数器；所述相位控制量决定装置中设置有正常时相位控制装置，如果所述码元频率成分量超过正常状态识别用门限值，不把滤波装置输出的定时相位差数据用作所述相位控制数据，如果发生由上行信号使码元时钟相位超前的命令，所述正常时相位控制装置就输出使码元时钟相位超前的所述相位控制数据，如果发生由下行信号使码元时钟相位滞后的命令，就输出使码元时钟相位滞后的所述相位控制数据。

11.根据权利要求10的定时恢复装置，其特征在于在所述相位控制装置中设置有积分数据复位装置，如果所述码元频率成分量超过正常状态识别用门限值，在码元时钟相位和X倍附加取样时钟相位控制时，所述积分数据复位装置分别把所述积分型滤波装置的所述正交积分数据和所述同相积分数据复位到零。

12.根据权利要求2的定时恢复装置，其特征在于在所述相位控制量决定装置中设置有时钟原振频率偏差测定装置、自动频率控制信号发生装置以及信号中断时相位控制装置；如果所述码元频率成分量超过正常状态识别用门限值，所述时钟原振频率偏差测定装置就用所述相位控制数据来测定发送接收的时钟原振频率偏差，如果测定结束就把表示测定结束的频率偏差测定结束信号和直到产生由时钟频率偏差引起的±1位的时钟相位偏离所花的码元时间作为频率偏差修正数据输出；所述自动频率控制信号发生装置用所述频率偏差修正数据输出使码元时钟相位超前的AFC上行信号和使码元时钟相位滞后的AFC下行信号；如果所述码元频率成分量变得低于线路中断状态识别用门限值，并且在频率偏差测定结束信号表示测定结束的状态下，如果发生由AFC上行信号使码元时钟相位超前的命令，所述信号中断时相位控制装置就输出使码元时钟相位超前的所述相位控制数据，如果发生由AFC下行信号使码元时钟相位滞后的命令，就输出使码元时钟相位滞后的所述相位控制数据。

13.根据权利要求12的定时恢复装置，其特征在于在所述时钟原振频率偏差测定装置中设置有测定时间显示装置、相位控制数据累加装置、频率偏差测定用除法装置、修正数据输出装置以及修正数据平均化装置；与时钟原振频率偏差的测定开始的同时，所述测定时间显示装置使上行计数器按所述码元时钟动作，并把上行计数器值作为测定时间数据输出；所述相位控制数据累加计算装置对所述相位控制数据进行累加计算，并作为累积相位控制数据输出；所述频率偏差测定用除法装置把所述测定时间数据除以所述累积相位控制数据；如果所述测定时间数据超过频率偏差测定用门限值，所述修正数据输出装置就把上行计数器复位，并把所述频率偏差测定用除法装置输出的除法运算结果锁存起来，然后作为修正数据输出；修正数据平均化装置把所述修正数据进行平均，并作为频率偏差修正数据输出。

14.根据权利要求2的定时恢复装置，其特征在于在所述定时相位控制间隔设定装置中设置有可以在定时相位引入时和正常时改变所述定时相位控制间隔设定信号周期的控制间隔设定信号可变装置。

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