CN1380778A - Ofdm信号传输系统、ofdm信号发送装置及ofdm信号接收装置 - Google Patents

Abstract

由在宽带移动通信等领域中使用的OFDM信号传输系统在严重的频率选择性衰落环境下以高的质量完成稳定的动作。是一种从N个发送天线发送同一无线电频率的OFDM信号的OFDM信号传输系统,该OFDM信号传输系统,备有计算将N个发送天线的每一个与N个接收天线的每一个之间的各信号传递路径的传递系数作为分量的N×N矩阵的逆矩阵的逆矩阵运算装置、及根据所求得的逆矩阵将各信号传递路径的信号分离的副载波解调装置。

Description

OFDM信号传输系统、OFDM信号发送装置及OFDM信号接收装置

技术领域

本发明涉及在宽带移动通信等领域中使用的将发送信号分割为相互正交的副载波群而进行多载波传输的正交频分多路复用(OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号传输系统，更详细地说，涉及在多径衰落环境下利用多个发送天线和多个接收天线获得飞跃提高的频率利用效率同时采用了能以高的质量进行大容量高速信号传输的空分多路复用(SDM：Space Division Multiplexing)方式或正交偏振分割多路复用(PDM：Polarization DivisionMultiplexing)方式的OFDM信号传输系统。

背景技术

例如，在宽带移动通信中，由于可利用的频带受到限制，为了适应常规的多媒体，在获得与固定微波通信同等的频率利用效率的同时，还必须克服严重的频率选择性衰落，并实现高质量的传输。

为了用受到限制的频带实现大容量的高速移动通信，提出了如下的方法。即，利用多个发送天线和多个接收天线构成MIMO(MultipleInput Multiple Output：多输入多输出)信道，并在发送侧用同一频率通过多个信道进行发送，在接收侧利用均衡器和干扰消除器将各信道分离，从而达到扩容的目的。

当在发送侧使用N个发送天线、在接收侧使用M个(MN)接收天线时，在所形成的MIMO瑞利衰落(Rayleigh fading)信道中，香农(Shannon)电容极限值，由下式给出。 $C=\mathrm{lo}{g}_2\left[\det (I+\frac{\mathrm{\ρ}}{N}H\·H^{*})\right]\…\left(1\right)$

式中，H为M×N矩阵，其元素(i、j)是第i发送天线与第j接收天线之间的传递函数。此外，I为M×N固有值矩阵，ρ为平均SNR(信噪比)。而det表示determinant(行列式)，*表示共轭复数。当M＝N时，电容的下限，由下式给出。 $C=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\log }_2(1+\frac{\mathrm{\ρ}}{N}{{\mathrm{\χ}}^2}_{2k})\…\left(2\right)$

式中，χ² _2k表示k次的分集效应。即，在MIMO信道中，电容为单一信道的N倍。因此，在MIMO信道中如能理想地消除干扰，则在宽带移动通信中即可实现大容量的高速传输。

在图37中示出该MIMO信道中的现有的发送接收装置的结构例。这是一个采用了N个发送天线1110-1～1110-N及N个接收天线1111-1～1111-N的进行时空均衡的发送接收装置的结构例，在发送侧，发送信息由编码器1101-1～1101-N进行编码，由交错器1102-1～1102-N进行交错处理，并在分配于N个调制器1103-1～1103-N后发送。

另一方面，在接收侧配置着N-1个干扰消除器1114-1～1114-(N-1)及N个均衡器1115-1～1115-N。接收天线1111-1的接收信号，首先由均衡器1115-1进行均衡，然后由反交错器1116-1进行反交错处理，并输入到译码器1118-1。在译码器1118-1中，进行与编码器1101-1中的编码对应的译码。

通过求取译码器1118-1的输出与反交错器1116-1的输出的差分，抽出干扰分量。该干扰分量，输入到交错器1117-1，其输出作为控制信息反馈到均衡器1115-1。另一方面，将交错器1117-1的输出即干扰分量与均衡器1115-1的输出相减后，再次输入到反交错器1116-1。

通过上述的反复处理，提高了译码器1118-1的输出可靠性。在接收天线1111-1上，将来自N个发送天线1110-1～1110-N的N个发送信号全部合成后接收。在干扰消除器1114-1中，从将N个发送信号全部合成后的接收天线1111-1的接收信号减去译码器1118-1的输出。

按照这种方式，可以将由发送天线1110-1发送出的信号从由接收天线1111-1接收到的信号中除去，从而形成将发送天线1110-2～1110-N的(N-1)个发送信号合成后的信号。该信号，输入到下一个均衡器1115-2。在均衡器1115-2中，与均衡器1115-1的系统中的处理一样，在由均衡器1115-2均衡后，由反交错器1116-2进行反交错处理，并输入到译码器1118-2。

在译码器1118-2中，进行与编码器1101-2中的编码对应的译码。通过求取译码器1118-2的输出与反交错器1116-2的输出的差分，抽出干扰分量。该干扰分量，输入到交错器1117-2，其输出作为控制信息反馈到均衡器1115-2。另一方面，将交错器1117-2的输出即干扰分量与均衡器1115-2的输出相减后，再次输入到反交错器1116-2。

通过上述的反复处理，提高了译码器1118-2的输出可靠性。在干扰消除器1114-2中，从译码器1118-1的输入减去译码器1118-2的输出。按照这种方式，可以进一步将由发送天线1110-2发送出的信号除去，从而形成将发送天线1110-3～1110-N的(N-2)个发送信号合成后的信号。

该信号，输入到下一个均衡器1115-3(图中未示出)。按照上述方式，由干扰消除器1114依次将由译码器1118-1译码后的干扰信号除去，从而使干扰消除器1114-(N-1)的输出最终成为发送天线1110-N的发送信号，由均衡器1115-N均衡后，由反交错器1116-N、译码器1118-N进行译码。对接收天线1111-2、1111-3(图中未示出)、...、1111-N进行这种操作。

来自各译码器1118-1～1118-N的译码结果，在反复进行一系列的处理后，将最终的N个译码器输出传送到变换器1119，并变换为串行的接收数据。即，这是与由均衡器估计发送天线1110-i与接收天线1111-j之间的各路径的传递函数并根据该传递函数进行干扰消除等效的。

因此，作为均衡器的动作，必须在进行N×N路径的均衡的同时根据均衡结果进行(N-1)×N的干扰消除。

在图37所示的现有的MIMO信道的发送接收装置中，与接收装置的接收天线对应的每个接收系统，需要N个均衡器。此外，当在严重的多径衰落环境中进行宽带传输时，将产生频率选择性衰落，因而在每个系统中必须在极短的时间内对因衰落而产生的振幅、相位的频率特性进行高精度的识别。

但是，在实际的衰落环境中，到来的延迟波的波数和强度、即所谓的延迟波形是各种各样的，因而实现对所有这样的环境都有效的均衡器极其困难。因此，MIMO信道的发送接收装置，虽然在接近于固定通信的高斯(Gaussian)信道的环境中有可实现性，可是在产生严重的多径衰落的MIMO信道中就必需有极大的信号处理能力，所以很难实现MIMO信道的发送接收装置。

另外，在图37所示的现有的MIMO信道的发送接收装置中，对译码器1118-1的输出，可以根据衰落传输路径上的多路波衰落估计并扣除畸变的振幅、相位频率特性，从而进行干扰消除。在这种情况下，在各均衡器中对振幅、相位频率特性要求具有高的估计精度。当不能达到均衡精度时，不能由干扰消除器充分地消除干扰，因而将有残留的干扰噪声。

但是，由于在均衡器中很难实现对振幅、相位频率特性的高精度的均衡，所以存在着信噪比易于恶化的问题。

另外，当考虑一个在固定的基站与移动终端之间进行无线通信的系统时，如在移动终端侧设置复杂的处理功能，则将导致移动终端的硬件规模的增大及耗电量的增加，所以在移动终端的小型化和降低成本上将产生问题。

                     发明内容

本发明，是鉴于上述的问题而开发的，其目的是由在宽带移动通信等领域中使用的OFDM信号传输系统在严重的频率选择性衰落环境下以高的质量完成稳定的动作。

本发明的OFDM信号传输系统，备有：OFDM信号发送装置，包含多个的N个发送天线，并从上述发送天线发送同一无线电频率的OFDM信号；OFDM信号接收装置，包含接收从上述N个发送天线发送到的信号的N个接收天线；逆矩阵运算器，按每个副载波计算将上述各发送天线与上述各接收天线之间的各信号传递路径的传递系数作为分量的N次方阵的逆矩阵；及干扰消除器，根据由上述逆矩阵运算器计算出的上述逆矩阵，将从上述OFDM信号发送装置到上述OFDM信号接收装置的信号传输过程中在上述各信号传递路径之间产生的干扰分量消除。

另外，本发明的OFDM信号发送装置，应用于从备有多个的N个发送天线的OFDM信号发送装置向备有N个接收天线的OFDM信号接收装置传输同一无线电频率的OFDM信号的OFDM信号传输系统，上述OFDM信号传输系统，备有：逆矩阵运算器，按每个副载波计算将上述各发送天线与上述各接收天线之间的各信号传递路径的传递系数作为分量的N次方阵的逆矩阵；干扰消除器，根据由上述逆矩阵运算器计算出的上述逆矩阵，将从上述OFDM信号发送装置到上述OFDM信号接收装置的信号传输过程中在上述各信号传递路径之间产生的干扰分量消除；及导频信号发生器，产生用于由上述逆矩阵运算器计算上述逆矩阵的N种导频信号，上述OFDM信号发送装置，备有上述逆矩阵运算器、上述干扰消除器、上述导频信号发生器中的至少一个。

另外，本发明的OFDM信号接收装置，应用于从备有多个的N个发送天线的OFDM信号发送装置向备有N个接收天线的OFDM信号接收装置传输同一无线电频率的OFDM信号的OFDM信号传输系统，上述OFDM信号传输系统，备有：逆矩阵运算器，按每个副载波计算将上述各发送天线与上述各接收天线之间的各信号传递路径的传递系数作为分量的N次方阵的逆矩阵；干扰消除器，根据由上述逆矩阵运算器计算出的上述逆矩阵，将从上述OFDM信号发送装置到上述OFDM信号接收装置的信号传输过程中在上述各信号传递路径之间产生的干扰分量消除；及导频信号发生器，产生用于由上述逆矩阵运算器计算上述逆矩阵的N种导频信号，上述OFDM信号接收装置，备有上述逆矩阵运算器、上述干扰消除器、上述导频信号发生器中的至少一个。

在本发明中，采用实现MIMO信道中的信号传输系统的所有OFDM方式，而不使用均衡器。并且，不用均衡器估计时间轴上的传递函数，而是用导频信号直接测定每个副载波的传递系数(振幅、相位)，并按每个副载波取得用于OFDM信号间的干扰消除的传递系数。

因此，可以按每个副载波进行干扰消除，所以能很容易地以高的精度消除干扰。此外，按照该OFDM信号传输系统，可以进行前馈处理而无需像采用均衡器时那样进行反馈控制，所以，即使在严重的频率选择性衰落环境下也完成稳定的动作。

另外，至于逆矩阵运算器及将各信号传递路径的信号分离的干扰消除器，只需配置在OFDM信号发送装置及OFDM信号接收装置的任何一方即可。因此，例如可以考虑将逆矩阵运算器及干扰消除器配置在OFDM信号接收装置侧的形态。

但是，由于逆矩阵运算器及干扰消除器中的处理复杂，所以如备有这些功能则将使装置的硬件规模增大，并使耗电量也增大。因此，最好不要将逆矩阵运算器及干扰消除器安装在移动终端内。

由此可知，当设想将逆矩阵运算器及干扰消除器的至少一方安装在OFDM信号发送装置侧时，可以考虑使OFDM信号发送装置对应于管理多个移动终端的基站并使OFDM信号接收装置对应于各移动终端。按照这种结构，可以解决移动终端的小型化及耗电量的减低等课题。

                附图的简单说明

图1是表示第1实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图2是表示第1实施形态中的包含着导频信号的发送OFDM信号的例的时间图。

图3是表示第2实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图4A是表示短延迟衰落的特性例的曲线图。

图4B是表示长延迟衰落的特性例的曲线图。

图5是表示第3实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图6是表示第4实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图7是表示第5实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图8是表示第6实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图9是表示第7实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图10是表示第8实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图11是表示第9实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图12是表示第10实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图13是说明第10实施形态中的包含着导频信号的发送OFDM信号的图。

图14是说明第10实施形态中的导频信号的信号空间的图。

图15是表示第11实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图16是表示第10和第11实施形态中的传递函数逆矩阵运算器的结构例的框图。

图17是表示图16所示的传递函数逆矩阵运算器中所采用的复数乘法器的内部结构的框图。

图18是表示图16所示的传递函数逆矩阵运算器中所采用的复数乘法器的内部结构的框图。

图19是表示第12实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图20是表示第12实施形态中的导频信号的结构例的图。

图21是表示第13实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图22是表示第14实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图23是表示说明第13和第14实施形态的效果的实验结果的图。

图24是表示说明第13和第14实施形态的效果的实验结果的图。

图25是表示说明第13和第14实施形态的效果的实验结果的图。

图26是表示第15实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图27A是表示第15实施形态中的载波频率误差估计平均化电路的第1结构例的框图。

图27B是表示第15实施形态中的载波频率误差估计平均化电路的第2结构例的框图。

图28是表示第15实施形态中的载波频率误差估计平均化电路的第3结构例的框图。

图29是表示第15实施形态中的信息包出错率特性的计算机仿真结果的图。

图30是表示参照图29说明的仿真的各参数的图。

图31是表示将最大比率合成技术应用于第13实施形态或第14实施形态时的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图32是表示图31所示的振幅信息系数乘法器的详细结构的框图。

图33是表示图31所示的最大比率合成器的详细结构的框图。

图34是表示第16实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

图35是表示图34所示的分集系数运算器及分集合成器的结构的框图。

图36是表示第16实施形态的试验例及图31所示结构的试验例的图。

图37是表示MIMO信道中的现有的发送接收装置的结构例的框图。

           最佳实施形态的详细说明

(第1实施形态)

在图1中示出本发明第1实施形态的OFDM信号传输系统的框图。在本实施形态中，OFDM信号传输系统，由备有2个以上的N个发送天线并按每个天线连接的使用同一无线电频率的N个OFDM信号发送装置及备有N个接收天线并按每个天线连接的使用同一无线电频率的N个OFDM信号接收装置构成。

以下，详细说明图1所示的实施形态的结构及动作。在本实施形态中，与N个发送天线5-1～5-N对应地配置N个OFDM调制器1-1～1-N。在OFDM调制器1-1～1-N中，进行副载波的调制及傅里叶逆变换。从OFDM码元定时控制电路2向这些OFDM调制器1-1～1-N供给共用的OFDM码元定时。

发送信息信号T₁～T_N，与各OFDM调制器1-1～1-N相对应，并分别由多路复用装置7-1～7-N将其与从产生已知导频信号P₁、P₂、...、P_N的导频信号发生装置6-1～6-N输入的导频信号P₁～P_N在时间轴上进行多路复用。该多路复用的信号，分别输入到各OFDM调制器1-1～1-N。

导频信号P_i(i＝1～N)，用于测定发送天线5-i与接收天线8-1～8-N之间的传递系数。将这些导频信号与发送信号多路复用，并分别输入到N个OFDM调制器1-1～1-N。这些OFDM调制器1-1～1-N，全都必须按共用的OFDM码元定时进行动作，所以将共用的OFDM码元定时从OFDM码元定时控制电路2供给所有的OFDM调制器1-1～1-N。

OFDM调制器1-1～1-N的调制输出，输入到用于变换为无线电频率的频率变换器3-1～3-N。这些频率变换器3-1～3-N，由局部振荡器4供给共用的局部振荡信号。按照这种结构，由于可以从发送天线5-1～5-N发送同一频率的OFDM信号，所以所发送的OFDM信号的相位噪声及频率变化完全相同。因此，各接收天线8-1～8-N，以同一频率接收来自发送天线5-1～5-N的OFDM信号。

另一方面，在OFDM信号接收装置中，也从局部振荡器10向频率变换器9-1～9-N供给共用的局部振荡信号，所以，所接收的OFDM信号的相位噪声及频率变化完全相同。因此，各发送OFDM信号具有共同的频率变化，所以很容易进行各副载波之间的干扰消除及同步检波。

由频率变换器3-1～3-N进行了频率变换的OFDM信号，分别输入到发送天线5-1～5-N，并向OFDM信号接收装置发送。在OFDM信号接收装置中，从发送天线5-1～5-N发送到的N个OFDM信号作为在空间相加后的信号，分别由各接收天线8-1～8-N接收。

接收到的信号，由频率变换器9-1～9-N将频率变换为适合于解调的频率，并由高速傅里叶变换器11-1～11-N进行傅里叶变换。这里，进行傅里叶变换的OFDM信号的OFDM码元定时，从OFDM码元定时再生装置12供给，并且全部是共用的。

关于OFDM码元定时再生装置12的实现方法，可以举出通过另外输出用于码元定时再生的特别的前导码而对OFDM码元定时进行再生等各种方法。在图2中示出从发送天线5-1～5-N发送的OFDM调制信号的例。在图2的例中，为简单起见，导频信号P₁、P₂、...、P_N，以使其在时间轴上互不重叠的方式发送。

另一方面，由发送信息信号T₁～T_N调制后的OFDM信号，在时间轴上重叠发送。导频信号P₁、P₂、...、P_N，用于测知从发送天线5-1～5-N到接收天线8-1～8-N的传递函数。一般来说，作为导频信号P₁～P_N，如假定各副载波的振幅完全相同，则可以按每个副载波、每个接收天线的系统进行相同的处理，所以，可以很容易进行信号处理。

当采用这种导频信号时，OFDM信号的各副载波，在OFDM码元内是振幅一定、相位一定的信号，所以，从发送天线5-i到接收天线8-j的传递函数可以按如下方式求得。

从发送天线5-i发送的导频信号Pi，由接收天线8-1～8-N接收。该接收到的导频信号，由频率变换器9-1～9-N进行了频率变换后，传送到N个高速傅里叶变换器11-1～11-N。

在高速傅里叶变换器11-1～11-N中，将接受导频信号按每个副载波分离。通过检测该各接收副载波信号的振幅和相位，可以按复数测定每个副载波的传递函数。

从发送天线5-i发送并由接收天线8-j接收的副载波的传递函数，可以按复数s_i、j求得。这里，将该每个副载波的传递函数即复数s_i、j称作传递系数。

如假定OFDM信号的副载波数为M，则从发送天线5-i到接收天线8-j的传递函数，用每个副载波的复数s_i、j的组、即M个复数s_i、j表示。该传递函数，仅按发送天线数N与接收天线数N的乘积(N×N)求得。

即，可以由(M×N×N)个复数求得所有发送天线5-1～5-N与接收天线8-1～8-N的组合的传递函数。

这里，着眼于某一个副载波，并用(t₁、t₂、...、t_N)表示来自发送天线5-1～5-N的发送信号，用(r₁、r₂、...、r_N)表示由接收天线8-1～8-N接收的接收信号。

当根据发送天线5-1～5-N与接收天线8-1～8-N的组合并以矩阵S_i表示第i副载波的传递系数时，可以表示为(N×N)元素的矩阵。该矩阵S_i由下式给出。 $S_i=\left[\begin{array}{ccccc}{s}_{\mathrm{1,1}}& s_{\mathrm{1,2}}& \…& s_{1,N-1}& s_{1,N}\\ s_{\mathrm{2,1}}& s_{\mathrm{2,2}}& \…& \·& \·\\ \·& \·& \…& \·& \·\\ s_{N-\mathrm{1,1}}& \·& \…& \·& s_{N-1,N}\\ s_{N,1}& \·& \…& s_{N,N-1}& s_{N,N}\end{array}\right]\…\left(3\right)$

当着眼于第i副载波时，由接收天线8-1～8-N接收的接收信号(r₁、r₂、...、r_N)，用由发送天线5-1～5-N发送的发送信号(t₁、t₂、...、t_N)和矩阵S_i按下式表示。 $\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\\ \·\\ \·\\ r_N\end{array}\right]=S_i\·\left[\begin{array}{c}{t}_1\\ t_2\\ \·\\ \·\\ t_N\end{array}\right]\…\left(4\right)$

在接收天线8-1～8-N上，由于重叠地接收从发送天线5-1～5-N发送到的OFDM信号，为了对其进行调制，就必须将原来的发送信号(t₁、t₂、...、t_N)从接收信号(r₁、r₂、...、r_N)复原。为了从接收信号(r₁、r₂、...、r_N)复原发送信号(t₁、t₂、...、t_N)，只需按每个副载波计算S_i的逆矩阵S_i ^-1并按每个副载波进行下式的运算即可。 $\left[\begin{array}{c}{t}_1\\ t_2\\ \·\\ \·\\ t_N\end{array}\right]={S_i}^{-1}\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\\ \·\\ \·\\ r_N\end{array}\right]\…\left(5\right)$

在逆矩阵运算装置13中，如上所述，对N个发送天线5-1～5-N与N个接收天线8-1～8-N的组合，由已知导频信号的振幅和相位将接收导频信号的接收振幅和相位归一化，通过测定而对每个第i副载波求得将传递系数即复数作为元素的(N×N)矩阵S_i，并计算和存储其逆矩阵S_i ^-1。

在副载波解调装置14中，利用对该每个第i副载波求得的逆矩阵S_i ^-1，对作为N个高速傅里叶变换器11-1～11-N的输出即各接收OFDM信号的第i副载波的(r_i1、r_i2、...、r_iN)进行((r_i1、r_i2、...、r_iN)×S_i ^-1)的运算。由此，即可求得以用作振幅、相位基准的导频信号为依据的振幅、相位输出，这也就是对每个副载波进行同步检波后的解调输出。

如上所述，通过进行((r_i1、r_i2、...、r_iN)×S_i ^-1)的运算，可以得到作为各发送OFDM信号的第i副载波的(t_i1、t_i2、...、t_iN)的解调输出。通过对所有的副载波进行这种运算，即可对发送信息信号T₁～T_N进行解调。

如上所述，通过用导频信号测定每个副载波的振幅和相位，可以求得用于将发送信号(t₁、t₂、...、t_N)从接收信号(r₁、r₂、...、r_N)复原的传递函数S_i，通过计算其逆矩阵S_i ^-1并进行((r_i1、r_i2、...、r_iN)×S_i ^-1)的运算，可以将(t_i1、t_i2、...、t_iN)复原，并得到解调输出。

以下，更详细地说明由逆矩阵运算装置13进行的传递函数测定。

为了估计传递函数，必须可以由OFDM信号接收装置分别将该导频信号P₁、P₂、...、P_N分离，但如上所述，这是由OFDM信号接收装置通过移动定时而以在时间轴上互不重叠的方式发送导频信号P₁、P₂、...、P_N实现的。现假定发送天线1(1＝1、2、...、N)与接收天线m(m＝1、2、...、N)之间的传递函数为Sⁱ _1m、发送天线与接收天线的传递函数为(N×N)的副载波传递函数矩阵Sⁱ，并以与上述的形式相同的式(6)表示。

作为一例，当考虑只由N个天线中的天线n(1≤n≤N)发送导频信号而其余天线不发送导频信号的情况时，根据式(7)、式(8)的运算，使传递函数只求得n行的所有分量。

$\left[\begin{array}{c}{s^i}_{n1}\\ {s^i}_{n2}\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ {s^i}_{\mathrm{nN}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{r^i}_1/{P^i}_n\\ {r^i}_2/{P^i}_n\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ {r^i}_N/{P^i}_n\end{array}\right]\…\left(8\right)$

在进行1次上述操作后，进行发送天线n与所有天线之间的N个传递系数的估计。当发送天线、接收天线都是N个时，天线间的通信路径的种类有N×N种。为了对所有通信路径进行传递函数的估计，可以将只由一个天线发送导频信号而其余所有天线不发送信号的模式反复进行N次。

因此，按照本实施形态，仅通过((r_i1、r_i2、...、r_iN)×S_i ^-1)的运算，即可按每个载波求得用于消除干扰的传递函数s_i，因而可以消除信道间的干扰，并能将(t_i1、t_i2、...、t_iN)复原，同时进行解调。

另外，如上所述，在本实施形态中，无需进行均衡器的复杂信号处理，并且，不进行反馈控制，而是进行所谓的前馈控制，所以，即使在严重的多径衰落环境中，也可以实现稳定的动作。

另外，当估计传递函数的逆矩阵时，采用已知的导频信号，所以，与通过跟踪进行估计时相比，可以提高估计速度，因此非常适用于像无线LAN及PDC(Personal Digital Cellular：个人数字蜂窝式)通信网络那样的对信号进行瞬时再生的用途。

另外，在以上的说明中，说明了从备有OFDM发送装置的设备(图1的下侧)向备有OFDM接收装置的设备(图1的上侧)进行发送时的情况，但当从后者的设备向前者的设备发送时，也进行完全相同的动作。就是说，与OFDM信号的发送接收有关的结构，在所有设备中是对称的，前者的设备及后者的设备，双方都备有OFDM发送装置及OFDM接收装置。对这种情况并没有特别的限制，在以后说明的实施形态中也是一样。

(第2实施形态)

以下，用图3说明本发明的第2实施形态。为了改善与衰落对应的特性，一般使OFDM与纠错及交错组合使用。组合了纠错及交错的实施形态，示于图3。

在图3中，发送信息信号T₁～T_N，在由纠错编码器15-1～15-N进行纠错编码后，由交错器16-1～16-N沿副载波方向、即频率轴方向进行交错处理。这是为避免出现与某个频率附近的电平降落(下陷)对应的连续差错从而获得高的纠错编码增益而进行的。

在接收侧，解调输出，由反交错器17-1～17-N进行与发送侧的交错相反的操作即反交错，然后，由纠错译码器18-1～18-N进行译码。

本实施形态，是第1实施形态的变形例，包含着与第1实施形态相同的构成要素。除上述以外的构成要素，因与第1实施形态相同，所以将其说明省略。

(第3实施形态)

在图3的结构中，如果是延迟较长的衰落(参照图4B)，则由于不产生连续差错因而可以得到良好的特性，但如果是短延迟的衰落时，如图4A所示，由于在频率轴上的衰落周期延长，所以在该部分很容易产生差错，因而纠错编码增益减小。

参照图5说明本发明的第3实施形态。该实施形态，是用于使如上所述的纠错增益的降低得到改善的实施形态。

发送信息信号T₁～T_N，在由图5所示的纠错编码器15-1～15-N进行纠错编码后，由交错器16沿副载波方向(频率轴方向)及发送天线方向(空间方向)进行复合交错。

在接收侧，解调输出，由反交错器17进行与发送侧的交错相反的操作即反交错，然后，由纠错译码器18-1～18-N进行译码。

按照如上所述的方式，由于是将天线方向与频率轴方向组合而进行交错处理，所以，除频率分集效应外，还可以获得天线(空间)分集的效果。因此，即使在短延迟的衰落下，也能减少连续差错的发生，因而可以减小纠错编码增益的降低，从而提高质量。

另外，即使在由交错器16将一个纠错编码器的输出沿副载波方向及发送天线方向进行复合交错而在接收侧由反交错器17进行反交错并由一个纠错译码器进行译码的情况下，也可以取得同样的效果。

(第4实施形态)

以下，参照图6说明本发明的第4实施形态。在该实施形态中，发送天线数为2个，而接收天线数也是2个。

在发送侧，使发送天线5-1A及发送天线5-2A的偏振波为不同的偏振波、例如垂直偏振波和水平偏振波，进一步，在接收侧，同样使接收天线8-1A及接收天线8-2A也为不同的偏振波、例如分别为垂直偏振波和水平偏振波。

按照这种方式，例如可以根据发送接收天线的偏振波识别度将发送天线5-1A和接收天线8-1A之间的路径与发送天线5-2A与接收天线8-2A之间的路径分离。这里，假定第i副载波的传递函数S_i为(2×2)元素的矩阵，并由下式给出。 $S_i=\left[\begin{array}{cc}{S}_{11}& S_{12}\\ S_{21}& S_{22}\end{array}\right]\…\left(9\right)$

在该矩阵中，可以根据发送接收天线的偏振波识别度进行分离，这意味着S₁₁、S₂₂的绝对值与S₁₂、S₂₁的绝对值相比足够大。因此，当计算与S_i对应的逆矩阵S_i ^-1时，在逆矩阵的运算中，可以使行列式的分母不为0，所以，对于按每个天线接收的OFDM信号R₁、R₂的第i副载波的一对信号即(r₁、r₂)来说，(r₁、r₂)×S_i ^-1的运算，极少是发散的。

因此，可以增大发送信号(t₁、t₂)在接收侧的分离度，因而能够进行稳定的通信。此外，当考虑用本装置按蜂窝式结构展开时，对于偏振波不同的蜂窝小区来说，可以将干扰减小与偏振波识别度相当的程度。

因此，即使通过将功率增大到2倍而使传输容量增加，干扰功率对于不同的偏振波也能减小相当于偏振波识别度的程度，所以，如从每个偏振波来看，干扰功率并没有增加。因此，即使按蜂窝式结构展开，干扰功率也不会增加，所以与使用同一个偏振波时相比，按照本实施形态可以将系统的覆盖面上的容量增加约2倍。

另外，如实施形态所示的采用正交偏振波的技术思想，可以应用于包括上述第1～第3实施形态的所有实施形态。

(第5实施形态)

以下，参照图7说明本发明的第5实施形态。如图7所示，在该实施形态中，发送天线数为2个，而接收天线数也是2个。

在发送侧，使发送天线5-1A及发送天线5-2A的偏振波为不同的偏振波、例如垂直偏振波和水平偏振波，进一步，在接收侧，同样使接收天线8-1A及接收天线8-2A也为不同的偏振波、例如分别为垂直偏振波和水平偏振波。

按照这种方式，例如可以根据发送接收天线的偏振波识别度将发送天线5-1A和接收天线8-1A之间的路径与发送天线5-2A与接收天线8-2A之间的路径分离。

按照本实施形态，可以增大发送信号(t₁、t₂)在接收侧的分离度，同时，由于偏振波不同，即使与图5的实施形态同样为延迟较短的衰落时，除OFDM所特有的频率分集效应外，还可以减小天线(空间)与偏振波的分集相关系数。因此，可以获得更显著的分集效应，并能减少连续差错的发生，从而可以减小纠错编码增益的降低，因而能提高质量。

(第6实施形态)

以下，用图8说明本发明的第6实施形态。在该形态中，与图6的实施形态一样，发送天线数为2个，接收天线数也是2个。在发送侧，使发送天线5-1A及发送天线5-2A的偏振波为不同的偏振波、例如垂直偏振波和水平偏振波，进一步，在接收侧，同样使接收天线8-1A及接收天线8-2A也为不同的偏振波、例如分别为垂直偏振波和水平偏振波。

按照这种方式，由于采用了不同的偏振波，所以可以取得偏振分集的效果，并能改善通信的质量。在本实施形态中，通过分配发送信息信号而在对OFDM调制器1-1、1-2输入同一发送信息信号时、或输入串并变换后的发送信息信号T₁、T₂时进行切换。这里，当发送串并变换后的发送信息信号时，与发送同一发送信息信号时相比，信息传输速度增加到2倍。

另一方面，当发送同一发送信息信号时，在接收侧将2个副载波解调输出相加或将2个副载波解调输出中的接收电平大的一方输出，所以可以获得分集效应并能提高质量。

在本实施形态中，由测定接收质量的通信质量测定装置22测定接收质量，如接收质量低于用于切换判断的阈值，则由第1切换器20向OFDM调制器1-1、1-2输出同一发送信息信号，而如高于阈值则输出串并变换后的发送信息信号T₁、T₂。

另外，作为用于测定接收质量的指标，可以考虑各种形式，作为一例，可以举出接收电平及出错率。为了测定出错率，需要一定的观测时间，所以，当必需通过跟踪瞬时的线路状况而测定接收质量时，应使用接收电平。另一方面，当更精密地测定接收质量时，使用出错率。在这种情况下，根据在规定的观测时间内发生差错的次数及出错信息包数等判断接收质量。

另一方面，在接收侧，如接收质量低于用于切换判断的阈值，则由第2切换器21将2个副载波解调输出相加、或将2个副载波解调输出中的接收电平大的一方输出。与此相反，如接收质量高于阈值，则由第2切换器21直接输出解调输出。该第1切换器20和第2切换器21的切换控制，根据通信质量测定装置22的测定结果进行。

按照这种方式，虽然传输速度减小到1/2，但如果由2个OFDM调制器发送同一发送信息信号，则可以取得偏振分集的效果，因而能提高质量。另一方面，在传输环境良好的情况下，与图6的实施形态一样，可以将偏振波不同的OFDM信号分离，所以能发送不同的发送信息，并可以传输2倍的传输容量，而无需增加所需的频率。因此，可以根据传输环境和接收质量适当地控制质量和传输容量。

另外，通常为了进行分集必需设置新的天线，但在本实施形态中，为形成MIMO信道而本来就已备有分别用于发送和用于接收的多个天线，所以没有必要像通常那样设置新的天线。

在以上的第1～第6实施形态中，在OFDM发送装置内，共用OFDM调制器的发送OFDM码元定时及频率变换器的局部振荡器，而且为估计发送接收天线间的传递系数而输出导频信号。进一步，在OFDM接收装置内，共用频率变换器的局部振荡器，同时，相对于高速傅里叶变换器的输出，用导频信号对发送接收天线的N×N的组合检测每个副载波的导频信号的接收振幅和相位，从而测定传递系数。

根据这种方式，按每个副载波计算与N×N矩阵S_i对应的逆矩阵S_i ^-1，并相对于高速傅里叶变换器的输出而按每个副载波对接收信号(r₁、r₂、...、r_N)进行((r₁、r₂、...、r_N)×S_i ^-1)的运算，从而可以估计出作为发送OFDM信号的第i副载波的(t₁、t₂、...、t_N)的振幅和相位。因此，不用均衡器即可利用OFDM方式实现MIMO信道中的信号传输装置。

(第7实施形态)

以下，边参照图9边说明本发明的第7实施形态。图9是表示该实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。

在该实施形态中，专利权利要求范围的发送天线、OFDM信号发送装置、接收天线、OFDM信号接收装置、逆矩阵运算器及干扰消除器，分别对应于天线37、OFDM信号发送装置30、天线51、OFDM信号接收装置50、逆矩阵运算器57及前置干扰消除器32。

另外，专利权利要求范围的OFDM信号发送装置的导频信号发生装置、数据变换器、逆矩阵信息接收器、干扰消除器、多路复用电路、高速傅里叶逆变换器、码元定时发生器、发送用频率变换器及发送用局部振荡器，分别对应于导频信号发生器34、数据变换器31、接收机41、前置干扰消除器32、多路复用电路33、高速傅里叶逆变换器35、定时信号发生器38、频率变换器36及局部振荡器39，而OFDM信号接收装置的接收用频率变换器、接收用局部振荡器、高速傅里叶变换器、解调器、定时信号发生器、逆矩阵运算器及逆矩阵信息发送器，分别对应于频率变换器52、局部振荡器55、高速傅里叶变换器53、解调器54、定时信号发生器56、逆矩阵运算器57及发送机58。

图9所示的OFDM信号传输系统，由OFDM信号发送装置30和OFDM信号接收装置50构成。在将该OFDM信号传输系统应用于移动通信等领域时，最好将OFDM信号发送装置30安装在基站侧并将OFDM信号接收装置50安装在使用者侧的移动终端内。

如图9所示，在OFDM信号发送装置30中，备有数据变换器31、前置干扰消除器32、多路复用电路33、导频信号发生器34、高速傅里叶逆变换器35、频率变换器36、天线37、定时信号发生器38、局部振荡器39、接收天线40及接收机41。

另外，数据变换器31、多路复用电路33、导频信号发生器34、高速傅里叶逆变换器35、频率变换器36及天线37，各备有N个(多个)。

另一方面，在OFDM信号接收装置50中，备有天线51、频率变换器52、高速傅里叶变换器53、解调器54、局部振荡器55、定时信号发生器56、逆矩阵运算器57、发送机58及发送天线59。

另外，天线51、频率变换器52、高速傅里叶变换器53及解调器54，各备有N个(多个)。

OFDM信号发送装置30中的构成要素数N和OFDM信号接收装置50中构成要素数N相同。即，为求取后文所述的逆矩阵，必须使发送侧的天线数N与接收侧的天线数N相同。

数据变换器31(1)～31(N)，将所输入的各发送数据T₁～T_N变换为OFDM码元。各数据变换器31，内部装有用于将作为串行信号输入的数据串调制为各个码元的调制器(例如BPSK(Binary Phase-ShiftKeying：二进制相移键控)、QPSK(Quadrature Phase-Shift Keying：正交相移键控)、ASK(Amplitude-Shift Keying：振幅移位键控)等调制器)及将码元变换为并行信号的串并变换器。即，将与所输入的发送数据对应的码元以并行信号的形式从数据变换器31输出。

接收机41，通过接收天线40接收从OFDM信号接收装置50发送的逆矩阵信息并取得逆矩阵。

前置干扰消除器32，利用由接收机41取得的逆矩阵进行用于消除干扰的前置处理。具体地说，将上述逆矩阵与数据变换器31(1)～31(N)相对于发送数据T₁～T_N输出的所有OFDM码元(M₁、M₂、...、M_N)的各副载波分量(m₁、m₂、...、m_N)相乘。

N个导频信号发生器34(1)～34(N)，分别输出彼此不同的已知导频信号。

各多路复用电路33(1)～33(N)，输出对从前置干扰消除器32输出的OFDM码元和从导频信号发生器34(1)～34(N)输出的导频信号在时间轴上进行多路复用后的信号。

各高速傅里叶逆变换器35(1)～35(N)，对从多路复用电路33(1)～33(N)输出的信号进行高速傅里叶逆变换(IFFT)处理。从定时信号发生器38向N个高速傅里叶逆变换器35(1)～35(N)供给共用的码元定时信号。

各高速傅里叶逆变换器35(1)～35(N)输出的OFDM信号，由频率变换器36(1)～36(N)将频率变换为无线电频率。从局部振荡器39向N个频率变换器36(1)～36(N)供给共用的局部振荡信号。

因此，从与频率变换器36(1)～36(N)的输出连接的天线37(1)～37(N)以电波形式同时发送同一无线电频率的OFDM信号。

将从天线37(1)～37(N)发送到的N个OFDM信号在空间上相加，并分别由配置在OFDM信号接收装置50侧的相互不同的位置上的N个天线51(1)～51(N)接收。

由天线51(1)～51(N)接收到的OFDM信号，分别通过频率变换器52(1)～52(N)变换为适于进行信号处理的频率较低的OFDM信号。从局部振荡器55向频率变换器52(1)～52(N)供给共用的局部振荡信号。

从频率变换器52(1)～52(N)输出的OFDM信号，分别输入到高速傅里叶变换器53(1)～53(N)，进行高速傅里叶变换(FFT)处理。从高速傅里叶变换器53(1)～53(N)输出的OFDM码元信号，分别输入到解调器54(1)～54(N)，解调为位串。

另外，在图9所示的OFDM信号接收装置50中不含与干扰消除器相当的要素。在这种OFDM信号传输系统中，在OFDM信号发送装置30侧的前置干扰消除器32的作用下进行干扰消除。由于不需要在OFDM信号接收装置50中中设置干扰消除器，所以可以简化OFDM信号接收装置50的结构并且还能抑制电力消耗。

逆矩阵运算器57，从各高速傅里叶变换器53(1)～53(N)的输出中抽出接收到的导频信号。然后，按每个副载波分量检测与N个发送侧的天线37(1)～37(N)和N个接收侧的天线51(1)～51(N)的各组合对应的(N×N)个导频信号的接收振幅和相位。即，由于导频信号是已知的，所以通过用已知的导频信号将接收到的导频信号归一化可以检测出表示发送侧天线与接收侧天线之间的传递函数的传递系数。

另外，逆矩阵运算器57，计算将检测出的传递系数作为分量的由(N×N)个元素构成的A_i的逆矩阵A_i ^-1。

发送机58，将由逆矩阵运算器57求得的逆矩阵A_i ^-1的信息通过发送天线59发送到OFDM信号发送装置30。

另外，在本实施形态中，为了将由OFDM信号接收装置50的逆矩阵运算器57求得的逆矩阵A_i ^-1的信息传递到OFDM信号发送装置30，格外地设置着发送机58、发送天线59、接收天线40及接收机41，但也可以用预先已备有的构成要素置换。

例如，也可以用天线51代替发送天线59或用天线37代替接收天线40。

以下，更详细地说明OFDM信号发送装置30及OFDM信号接收装置50的各部的动作。

在OFDM信号发送装置30中，从各导频信号发生器34(1)～34(N)输出的已知导频信号，分别由多路复用电路33(1)～33(N)对发送信号进行多路复用，并最终分别从天线37(1)～37(N)发送。

这里，用P_j表示分别从各天线37(j)(j＝1～N)发送的导频信号。各导频信号P_j，与发送数据的信号同样地通过多路复用电路33、高速傅里叶逆变换器35、频率变换器36，所以进行了与发送数据同样的OFDM调制。

另外，从定时信号发生器38向高速傅里叶逆变换器35(1)～35(N)分别供给共用的码元定时，并从局部振荡器39向频率变换器36(1)～36(N)供给共用的局部振荡频率。

因此，从天线37(1)～37(N)分别发送的各OFDM信号的各副载波的OFDM码元定时，对整个系统是公用的。此外，OFDM的载波信号具有相干性。

因此，在OFDM信号接收装置50中，不需要对每个OFDM信号单独地进行频率自动控制及OFDM码元定时再生。因此，OFDM信号接收装置50中的信号处理量较小。

从各天线37(j)分别发送的包含着导频信号P_j的OFDM信号，分别由OFDM信号接收装置50的天线51(1)～51(N)接收。

这里，当用P_j、k表示从发送侧的第j天线37(j)发送并由接收侧的第k(k＝1～N)天线51(k)接收的接收导频信号并用H_j、k表示发送侧的天线37(j)与接收侧的天线51(k)之间的传递响应时，以下的关系成立。

        P_j，k＝P_j×H_j，k(j＝1～N，k＝1～N)...(10)

在OFDM信号接收装置50中，接收导频信号P_j、k，由频率变换器52进行了频率变换后，由高速傅里叶变换器53进行傅里叶变换。按照这种方式，即可将接收导频信号P_j、k按每个副载波分量分离。

逆矩阵运算器57，从高速傅里叶变换器53输入按每个副载波分量分离后的导频信号P_j、k，并进行逆矩阵运算。

另外，为了使OFDM信号接收装置50从接收信号中抽出接收导频信号，必需对导频信号进行识别，例如，如果在OFDM信号发送装置30侧发送的信号中在导频信号的前面附加用于对其进行识别的前导码，则很容易进行识别。

另外，例如，如果由OFDM信号发送装置30使定时相互错开而以在时间轴上互不重叠的方式发送所输出的导频信号P₁、P₂、...、P_N，则在OFDM信号接收装置50中即可使各导频信号P₁、P₂、...、P_N相互分离。

逆矩阵运算器57，对与发送侧的天线37(1)～37(N)和接收侧的天线51(1)～51(N)的各个组合对应的(N×N)组中的每一组，按每个副载波检测所输入的导频信号的接收振幅和相位(用于同步检波的基准载波的振幅和相位)。

因此，可以按每个副载波分量求得具有与发送侧的天线37(1)～37(N)和接收侧的天线51(1)～51(N)的各个组合对应的(N×N)个元素的传递系数矩阵A_i(下标i表示各副载波分量)。

进一步，逆矩阵运算器57，按每个副载波分量计算传递系数矩阵A_i的逆矩阵A_i ^-1，并将该逆矩阵A_i ^-1的信息输出到发送机58。

这里，当分别用p_i：j、k、导频信号p_i：j及传递响应h_i：j、k表示接收导频信号P_j、k、导频信号P_j及传递响应H_j、k时，下式与上述的式(10)同样地成立。

          p_i：j，k＝p_i：j×h_i：j，k(j＝1～N，k＝1～N)...(11)

因此，矩阵A_i的各分量，就是传递响应h_i：j、k本身，因而矩阵A_i可用下式表示。

逆矩阵运算器57求得的逆矩阵A_i ^-1的信息，在发送机58的内部进行调制，并以电波形式通过发送天线59发送。该逆矩阵A_i ^-1的信息，由OFDM信号发送装置30侧的接收天线40接收，并在接收机41的内部进行解调。接收机41取得的逆矩阵A_i ^-1的信息，输入到前置干扰消除器32。

前置干扰消除器32，按所有副载波分量对与所发送的数据信号(T₁、T₂、...、T_N)对应的数据变换器31(1)～31(N)的输出信号(M₁、M₂、...、M_N)的第i副载波分量(m_i1、m_i2、...、m_iN)进行((m_i1、m_i2、...、m_iN)×A_i ^-1)的运算。

然后，将作为前置干扰消除器32的运算结果的各第j(j＝1～N)分量分别输入到与第j天线37(j)对应的多路复用电路33(j)。

由多路复用电路33(1)～33(N)进行了多路复用的数据信号，分别由高速傅里叶逆变换器35(1)～35(N)进行傅里叶逆变换，由频率变换器36(1)～36(N)变换为无线电频率的信号，并从各天线37(1)～37(N)向OFDM信号接收装置50发送。

从各天线37(1)～37(N)发送的数据信号的第i副载波分量(t_{I： 1}、t_I：2、...、t_i：N)，由下式表示。

     (t_i：1，t_i：2，…t_i：N)＝(m_i：1，m_i：2，…m_i：N)×A_i ^-1…(13)

所发送到的数据信号，由OFDM信号接收装置50的各天线51(1)～51(N)接收，但所接收的数据信号受上述传递响应h_i：j、k的影响。即，如用(r_i：1、r_i：2、…、r_i：N)表示所接收的数据信号的第i副载波分量，则下式成立。

     (r_i：1，r_i：2，…，r_i：N)＝(t_i：1，t_i：2，…，t_i：N)×A_i  …  (14)

根据上述的式(13)、式(14)，求得下式。

       (r_i：1，r_i：2，…，r_i：N)

                      ＝(t_i：1，t_i：2…，t_i：N)×A_i

                      ＝(m_i：1，m_i：2，…，m_i：N)×A_i ^-1×A_i

                      ＝(m_i：1，m_i：2，…，m_i：N)        …(15)

即，OFDM信号接收装置50，可以从接收信号(r_i：1、r_i：2、...、r_i：N)直接取得OFDM信号发送装置30发送的数据信号的码元(m_i1、m_i2、...、m_iN)。

另外，通过由解调器54(1)～54(N)对由高速傅里叶变换器53(1)～53(N)的输出得到的接收信号、即码元(m_i1、m_i2、...、m_iN)进行解调并将其变换为位串，可以取得OFDM信号发送装置30发送的原数据信号(T₁、T₂、...、T_N)。

通过如上所述的动作，尽管使用同一频带同时传输N个OFDM信号，但可以按照与图1所示实施形态相同的方式将各数据信号分离后接收，而不需要在OFDM信号接收装置50侧设置用于消除干扰的构成要素。

在本实施形态中，由于将运算量、即电路规模大的用于消除干扰的前置干扰消除器32设在OFDM信号发送装置30侧，所以具有可以使OFDM信号接收装置50侧的信号处理得到简化并使电路规模减小的优点。即，由于实现了OFDM信号接收装置50的结构简化和耗电量的减低，所以如果考虑将OFDM信号接收装置50例如安装在移动终端内，则可以使移动终端小型化并能降低成本。

另外，如上所述，构成OFDM信号传输系统的各设备的结构可以是对称的，但如从以上刚提到的使移动终端小型化并降低成本的观点来看，例如，也可以将本实施形态与第1实施形态组合。即，可以使设置在基站侧的OFDM信号发送装置和设置在移动终端侧的OFDM信号接收装置采用本实施形态的结构并使设置在移动终端侧的OFDM信号发送装置和设置在基站侧的OFDM信号接收装置例如采用第1实施形态的结构，从而可以采用如图1所示的由基站侧的副载波解调装置14进行干扰消除的结构。按照这种结构，可以将与干扰消除有关的结构仅配置在基站侧，而不配置在移动终端侧。

(第8实施形态)

以下，边参照图10边说明本实施的第8实施形态。图10是表示该实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。该实施形态，是第7实施形态的变形例。在图10中，将与图9对应的要素标以同一符号示出。

在该形态中，专利权利要求范围的发送天线、OFDM信号发送装置、接收天线、OFDM信号接收装置、逆矩阵运算器及干扰消除器，分别对应于天线37、OFDM信号发送装置30、天线51、OFDM信号接收装置50、逆矩阵运算器42及前置干扰消除器32。

另外，专利权利要求范围的OFDM信号发送装置的导频信号发生器、数据变换器、信息接收器、逆矩阵运算器、多路复用电路、高速傅里叶逆变换器、码元定时发生器、发送用频率变换器及发送用局部振荡器，分别对应于导频信号发生器34、数据变换器31、接收机41、逆矩阵运算器42、多路复用电路33、高速傅里叶逆变换器35、定时信号发生器38、频率变换器36及局部振荡器39，而OFDM信号接收装置的接收用频率变换器、接收用局部振荡器、高速傅里叶变换器、解调器、定时信号发生器及信息发送器，分别对应于频率变换器52、局部振荡器55、高速傅里叶变换器53、解调器54、定时信号发生器56及发送机60。

图10所示的OFDM信号传输系统，与图9的系统一样，由OFDM信号发送装置30和OFDM信号接收装置50构成。在将该OFDM信号传输系统应用于移动通信等领域时，最好将OFDM信号发送装置30安装在基站侧并将OFDM信号接收装置50安装在使用者侧的移动终端内。

如图10所示，在OFDM信号发送装置30中，备有数据变换器31、前置干扰消除器32、多路复用电路33、导频信号发生器34、高速傅里叶逆变换器35、频率变换器36、天线37、定时信号发生器38、局部振荡器39、接收天线40、接收机41及逆矩阵运算器42。

另外，数据变换器31、多路复用电路33、导频信号发生器34、高速傅里叶逆变换器35、频率变换器36及天线37，各备有N个(多个)。

另一方面，在OFDM信号接收装置50中，备有天线51、频率变换器52、高速傅里叶变换器53、解调器54、局部振荡器55、定时信号发生器56、发送机60及发送天线59。

另外，天线51、频率变换器52、高速傅里叶变换器53及解调器54，各备有N个(多个)。

OFDM信号发送装置30中的构成要素数N和OFDM信号接收装置50中构成要素数N相同。即，为求得后文所述的逆矩阵，必须使发送侧的天线数N与接收侧的天线数N相同。

数据变换器31(1)～31(N)，将所输入的各发送数据T₁～T_N变换为OFDM码元。各数据变换器31，内部装有用于将作为串行信号输入的数据串调制为各个码元的调制器(例如BPSK、QPSK、ASK等调制器)及将码元变换为并行信号的串并变换器。即，将与所输入的发送数据对应的码元以并行信号的形式从数据变换器31输出。

接收机41，通过接收天线40从OFDM信号接收装置50接收从OFDM信号接收装置50发送的接收导频信号的信息，并对接收到的信号进行解调。

逆矩阵运算器42，根据接收机41接收到的接收导频信号的信息，计算并求得将检测出的传递系数作为分量的由(N×N)个元素构成的A_i的逆矩阵A_i ^-1。

前置干扰消除器32，利用由逆矩阵运算器42求得的逆矩阵进行用于消除干扰的前置处理。具体地说，将上述逆矩阵与数据变换器31(1)～31(N)相对于发送数据T₁～T_N输出的所有OFDM码元(M₁、M₂、...、M_N)的各副载波分量(m₁、m₂、...、m_N)相乘。

N个导频信号发生器34(1)～34(N)，分别输出彼此不同的已知导频信号。

多路复用电路33(1)～33(N)，分别输出对从前置干扰消除器32输出的OFDM码元和从导频信号发生器34(1)～34(N)输出的导频信号在时间轴上进行多路复用后的信号。

高速傅里叶逆变换器35(1)～35(N)，分别对从多路复用电路33(1)～33(N)输出的信号进行高速傅里叶逆变换(IFFT)处理。从定时信号发生器38向N个高速傅里叶逆变换器35(1)～35(N)供给共用的码元定时信号。

各高速傅里叶逆变换器35(1)～35(N)输出的OFDM信号，由频率变换器36(1)～36(N)将频率变换为无线电频率。从局部振荡器39向N个频率变换器36(1)～36(N)供给共用的局部振荡信号。

因此，从与频率变换器36(1)～36(N)的输出连接的天线37(1)～37(N)以电波形式同时发送同一无线电频率的OFDM信号。

将从天线37(1)～37(N)发送到的N个OFDM信号在空间上相加，并分别由配置在OFDM信号接收装置50侧的相互不同的位置上的N个天线51(1)～51(N)接收。

由天线51(1)～51(N)接收到的OFDM信号，分别通过频率变换器52(1)～52(N)变换为适于进行信号处理的频率较低的OFDM信号。从局部振荡器55向频率变换器52(1)～52(N)供给共用的局部振荡信号。

从频率变换器52(1)～52(N)输出的OFDM信号，分别输入到高速傅里叶变换器53(1)～53(N)，进行高速傅里叶变换(FFT)处理。从高速傅里叶变换器53(1)～53(N)输出的OFDM码元信号，分别输入到解调器54(1)～54(N)，解调为位串。

在图10的OFDM信号传输系统中，在OFDM信号发送装置30侧的前置干扰消除器32的作用下消除干扰。由于不需要在OFDM信号接收装置50中设置干扰消除器，所以可以简化OFDM信号接收装置50的结构并且还能抑制电力消耗。

发送机60，从各高速傅里叶变换器53(1)～53(N)的输出抽出接收到的导频信号。然后，按每个副载波分量检测与N个发送侧的天线37(1)～37(N)和N个接收侧的天线51(1)～51(N)的各个组合对应的(N×N)个导频信号的接收振幅和相位。即，由于导频信号是已知的，所以通过用已知的导频信号将接收到的导频信号归一化可以检测出表示发送侧天线与接收侧天线之间的传递函数的传递系数。

从高速傅里叶变换器53的输出检测到的接收导频信号的信息(每个副载波的(N×N)的振幅和相位的信息)，在发送机60的内部进行调制，并以电波形式通过发送天线59发送到OFDM信号发送装置30。

另外，在本形态中，为了将在OFDM信号接收装置50侧检测出的接收导频信号的信息传递到OFDM信号发送装置30，格外地设置着发送机60、发送天线59、接收天线40及接收机41，但也可以用预先已备有的构成要素置换。

例如，也可以用天线51代替发送天线59或用天线37代替接收天线40。

在本实施形态中，在将图9所示的逆矩阵运算器57的功能作为逆矩阵运算器42而移到OFDM信号发送装置30侧这一点上，与图9的结构有很大的不同。以下，更详细地说明图10的OFDM信号发送装置30及OFDM信号接收装置50的主要部分的动作。

与图9的OFDM信号传输系统一样，图10的OFDM信号发送装置30，从天线37(1)～37(N)发送经OFDM调制后的数据信号及已知导频信号，OFDM信号接收装置50，由天线51(1)～51(N)将数据信号及导频信号作为OFDM信号接收。

另外，在OFDM信号发送装置30中，由前置干扰消除器32将逆矩阵A_i ^-1与数据信号的OFDM码元的各副载波分量(m₁、m₂、...、m_N)相乘，并从各天线37(1)～37(N)发送与逆矩阵A_i ^-1相乘后的数据信号。

在由天线51(1)～51(N)接收的信号中，已在发送侧与逆矩阵A_i ^-1相乘，所以在OFDM信号接收装置50中可以从由天线51(1)～51(N)接收的信号直接将数据信号(m₁、m₂、...、m_N)分离后取出。

另外，在OFDM信号接收装置50中，必需将接收到的各个导频信号分离后取出，但是，例如，如果由OFDM信号发送装置30使定时错开而以在时间轴上互不重叠的方式发送各导频信号P₁、P₂、...、P_N，则可以很容易地进行分离。

如上所述，在图10的OFDM信号传输系统中，其特征在于，从OFDM信号接收装置50侧向OFDM信号发送装置30侧传输接收导频信号的信息，在OFDM信号发送装置30侧根据接收到的接收导频信号的信息(接收振幅和相位)求取逆矩阵。

因此，在图10的OFDM信号传输系统中，不仅将干扰消除器而且可以将逆矩阵运算器的功能也配备在OFDM信号发送装置30侧，所以，不需要在OFDM信号接收装置50侧装设逆矩阵的运算功能及消除干扰的功能。因此，可以使OFDM信号接收装置50侧的信号处理得到简化并能使电路规模进一步减小。即，由于可以实现OFDM信号接收装置50侧的结构简化及耗电量的减低，所以如果考虑将OFDM信号接收装置50例如安装在移动终端内，则可以使移动终端小型化并能降低成本。

另外，如第7实施形态所述，在本实施形态中，作为设置在移动终端侧的OFDM信号发送装置和设置在基站侧的OFDM信号接收装置，例如也可以采用如图1所示的在接收侧进行逆矩阵运算及干扰消除的结构。按照这种结构，可以将与逆矩阵运算及干扰消除有关的结构仅配置在基站侧，而在移动终端侧则无需配置。

(第9实施形态)

以下，边参照图11边说明本实施的第9实施形态。图11是表示该实施形态的OFDM信号传输系统的结构的框图。该形态是第8实施形态的变形例。在图11中，将与图10对应的要素标以同一符号示出。

在该实施形态中，专利权利要求范围的发送天线、OFDM信号发送装置、接收天线、OFDM信号接收装置、逆矩阵运算器及干扰消除器，分别对应于天线37、OFDM信号发送装置30、天线51、OFDM信号接收装置50、逆矩阵运算器42及前置干扰消除器32。

另外，专利权利要求范围的OFDM信号接收装置的导频信号发生器、高速傅里叶逆变换器、发送用频率变换器、接收用频率变换器、高速傅里叶变换器、解调器、局部振荡器及发送接收切换开关，分别对应于导频信号发生器81、高速傅里叶逆变换器82、频率变换器83、52、高速傅里叶变换器53、解调器54、局部振荡器55及切换开关86，而OFDM信号发送装置的数据变换器、接收用频率变换器、高速傅里叶变换器、定时信号发生器、逆矩阵运算器、高速傅里叶逆变换器、发送用频率变换器、局部振荡器及发送接收开关，分别对应于数据变换器31、频率变换器71、高速傅里叶变换器72、定时信号发生器73、逆矩阵运算器42、高速傅里叶逆变换器35、频率变换器36及切换开关75。

图11所示的OFDM信号传输系统，与图10的系统一样，由OFDM信号发送装置30和OFDM信号接收装置50构成。在将该OFDM信号传输系统应用于移动通信等领域时，最好将OFDM信号发送装置30安装在基站侧并将OFDM信号接收装置50安装在使用者侧的移动终端内。

另外，在图11的OFDM信号传输系统中，假定为在OFDM信号发送装置30和OFDM信号接收装置50各自的发送和接收中利用同一天线而且是以按时分方式切换发送模式和接收模式的TDD(Time DivisionDuplex：时分双工)为前提的系统。进一步，在图11的OFDM信号传输系统中，产生导频信号的功能功能设在OFDM信号接收装置50侧。

如图11所示，在OFDM信号接收装置50中，备有天线51、频率变换器52、高速傅里叶变换器53、解调器54、局部振荡器55、定时信号发生器56、导频信号发生器81、高速傅里叶逆变换器82、频率变换器83、码元定时发生器84、切换控制部85及切换开关86。

另外，天线51、频率变换器52、高速傅里叶变换器53、解调器54、导频信号发生器81、高速傅里叶逆变换器82、频率变换器83及切换开关86，各备有N个(多个)。

另一方面，在图11的OFDM信号发送装置30中，备有数据变换器31、前置干扰消除器32、高速傅里叶逆变换器35、频率变换器36、天线37、定时信号发生器38、局部振荡器39、频率变换器71、高速傅里叶变换器72、定时信号发生器73、切换控制部74及切换开关75。

另外，数据变换器31、高速傅里叶逆变换器35、频率变换器36、天线37、频率变换器71、高速傅里叶变换器72及切换开关75，各备有N个(多个)。

OFDM信号发送装置30中的构成要素数N和OFDM信号接收装置50中构成要素数N相同。即，为求得后文所述的逆矩阵，必须使发送侧的天线数N与接收侧的天线数N相同。

关于OFDM信号接收装置50中的频率变换器52、高速傅里叶变换器53、解调器54、局部振荡器55及定时信号发生器56，因与图10的对应要素起同样的作用，所以将其说明省略。

N个导频信号发生器81(1)～81(N)，分别输出彼此不同的已知导频信号。高速傅里叶逆变换器82(1)～82(N)，分别对从导频信号发生器81(1)～81(N)输出的导频信号进行高速傅里叶逆变换处理。从码元定时发生器84向高速傅里叶逆变换器82(1)～82(N)供给共用的码元定时信号。

频率变换器83(1)～83(N)，将从高速傅里叶逆变换器82(1)～82(N)作为OFDM信号输出的导频信号的频率变换为无线电频率。从局部振荡器55向频率变换器83(1)～83(N)供给共用的局部振荡信号。

因此，在频率变换器83(1)～83(N)的输出中出现的N系统的导频信号，具有相同的无线电频率。从频率变换器83(1)～83(N)输出的N系统的导频信号，当OFDM信号接收装置50为发送模式时，分别通过切换开关86(1)～86(N)从天线51(1)～51(N)发送。

切换控制部85，识别OFDM信号发送装置30与OFDM信号接收装置50之间的通信状态，并根据OFDM信号接收装置50是发送模式或是接收模式而切换N个切换开关86(1)～86(N)的状态。

关于OFDM信号发送装置30中的数据变换器31、前置干扰消除器32、高速傅里叶逆变换器35、频率变换器36、定时信号发生器38及局部振荡器39，因与图10的对应要素起同样的作用，所以将其说明省略。

由天线37(1)～37(N)接收到的信号，当OFDM信号发送装置30为接收模式时，通过切换开关75(1)～75(N)输入到频率变换器71(1)～71(N)。

切换控制部74，识别OFDM信号发送装置30与OFDM信号接收装置50之间的通信状态，并根据OFDM信号发送装置30是发送模式或是接收模式而切换N个切换开关75(1)～75(N)的状态。

频率变换器71(1)～71(N)，将分别由天线37(1)～37(N)接收到的信号(导频信号)的频率变换为适于进行信号处理的较低的频率。从局部振荡器39向频率变换器71(1)～71(N)供给共用的局部振荡信号。

高速傅里叶变换器72(1)～72(N)，对从频率变换器71(1)～71(N)输出的作为OFDM信号接收的导频信号进行高速傅里叶变换。因此，分别由天线37(1)～37(N)接收到的导频信号，按每个副载波分量分离后出现在高速傅里叶变换器72(1)～72(N)的输出中。

为取出接收到的导频信号而从定时信号发生器73向高速傅里叶变换器72(1)～72(N)供给共用的码元定时信号。

逆矩阵运算器42，根据从高速傅里叶变换器72(1)～72(N)输出的信号，按每个副载波分量检测接收到的各导频信号的接收振幅和相位，并根据检测结果求取逆矩阵。

以下，更详细地说明图11的OFDM信号发送装置30及OFDM信号接收装置50的主要部分的动作。

在OFDM信号发送装置30中，由逆矩阵运算器42根据接收到的导频信号计算各副载波的传递系数矩阵A_i的逆矩阵A_i ^-1。然后，前置干扰消除器32，将从逆矩阵运算器42输入的逆矩阵A_i ^-1与从数据变换器31(1)～31(N)输出的数据信号的各副载波分量(m₁、m₂、...、m_N)相乘。

从前置干扰消除器32输出的信号，由高速傅里叶逆变换器35(1)～35(N)进行傅里叶逆变换处理，并将其作为OFDM信号输出。这些OFDM信号，由频率变换器36(1)～36(N)将频率变换为无线电频率后，通过切换开关75(1)～75(N)从天线37(1)～37(N)发送。

将从天线37(1)～37(N)分别发送的信号在空间上相加，并分别由天线51(1)～51(N)接收。但是，由于数据信号(m₁、m₂、...、m_N)预先由前置干扰消除器32乘以逆矩阵A_i ^-1后发送，所以与图9、图10的系统一样，数据信号(m₁、m₂、...、m_N)分离后由天线51(1)～51(N)接收。

因此，在OFDM信号接收装置50侧不需要装设用于消除干扰的功能。即，在OFDM信号发送装置30中取得导频信号的信息的方法，与图10的系统不同。

在OFDM信号接收装置50中，当为发送模式时，从天线51(1)～51(N)发送导频信号(P₁、P₂、...、P_N)。这些导频信号(P₁、P₂、...、P_N)，在OFDM信号发送装置30中由天线37(1)～37(N)接收，并在进行OFDM调制后与各副载波分量分离而输入到逆矩阵运算器42。

逆矩阵运算器42，按每个副载波分量根据接收到的导频信号计算并存储将天线51(1)～51(N)与天线37(1)～37(N)的组合的传递系数作为分量的矩阵A_i的逆矩阵A_i ^-1。

前置干扰消除器32，将逆矩阵A_i ^-1与从数据变换器31(1)～31(N)输出的数据信号相乘。并将其结果通过高速傅里叶逆变换器35(1)～35(N)及频率变换器36(1)～36(N)而从天线37(1)～37(N)发送。

在OFDM信号接收装置50中，在对数据信号附加从天线37(1)～37(N)向天线51(1)～51(N)发送信号时的传递响应矩阵后，由天线51(1)～51(N)接收。但由于在发送和接收中使用公用的局部振荡器，所以上述传递响应矩阵的传递系数，与上述的矩阵A_i相同。

因此，各数据信号(m₁、m₂、...、m_N)分离后由OFDM信号接收装置50的天线51(1)～51(N)接收。因此，通过由解调器54(1)～54(N)对在高速傅里叶变换器53(1)～53(N)的输出中出现的数据信号(M_i1、M_i2、...、M_iN)进行解调，可以取得OFDM信号发送装置30发送的数据信号(T₁、T₂、...、T_N)。

在本实施形态中，由于将导频信号发生器81设在OFDM信号接收装置50侧，所以在OFDM信号发送装置30侧无需设置导频信号的发生功能，在OFDM信号发送装置30中也没有必要设置图10的多路复用电路33。此外，由于在发送和接收中共用天线37(1)～37(N)及天线51(1)～51(N)，所以不需要图10的接收天线40及发送天线59。

另外，在图11的OFDM信号传输系统中，在OFDM信号接收装置50侧不需要装设逆矩阵的运算功能及消除干扰的功能。即，由于实现了OFDM信号接收装置50的结构简化和耗电量的减低，所以如果考虑将OFDM信号接收装置50例如安装在移动终端内，则可以使移动终端小型化并能降低成本。

另外，在本实施形态中，由于在发送和接收中共用同一个天线，所以不需要为传输导频信号的信息及逆矩阵的信息而增设专用的天线。进一步，与第7实施形态及第8实施形态一样，可以进一步减小OFDM信号接收装置的电路规模。

另外，如第8实施形态所述，在本实施形态中，作为设置在移动终端侧的OFDM信号发送装置和设置在基站侧的OFDM信号接收装置，例如也可以采用如图1所示的在接收侧进行逆矩阵运算及干扰消除的结构。

另外，本实施形态，不仅广泛应用于宽带移动通信系统，而且也广泛应用于如点对多点固定无线访问系统那样的采用OFDM方式将多个用户无线台与基站连接的无线系统。

(第10实施形态)

在按OFDM方式以MIMO信道进行发送接收的OFDMMIMO发送接收装置中，某发送天线发送出的信号由接收器侧的所有天线接收。由各接收天线接收的信号，包含着所有的发送信号分量，其他发送天线的信号分量，对来自某发送天线的信号分量，都起着干扰分量的作用。因此，在上述各实施形态中，为了将接收信号分离为每个发送信号分量，必需求出与任意的发送接收天线组对应的传递函数。

另外，在上述各实施形态的OFDMMIMO发送接收装置中，按每个发送天线估计传递函数。即，通过仅使某一个天线发送导频信号而其余的N-1个天线不发送导频信号，对所有副载波求取发送出导频信号的某一个天线与所有接收天线之间的传递函数，并将该操作反复进行N次，即可对所有副载波求得与任意的发送接收天线组对应的传递函数。

这里，在上述各实施形态中，为提高传递函数的估计精度，可以考虑增加导频信号所含有的功率。在上述各实施形态中，在仅使某一个天线发送导频信号的期间，其余的N-1个天线不发送导频信号，所以，例如为使导频信号的发送功率增加K倍，可以考虑以下的两种方法。

1.使所发送的导频信号的码元数增加K倍

通过由各天线反复发送按每个天线独立发送的导频信号，可以提高发送功率。当采用这种方法时，为使导频信号的发送功率增加K倍，应由N个天线发送各为K个码元的导频信号。在这种情况下，导频信号的码元长度变为K倍，因而将使发送信号中的数据码元所占的比例减少，并使传输效率降低。

2.仅以通常码元的K倍的发送功率发送导频信号

在这种情况下，必需使发送天线所连接的大功率放大器及接收天线所连接的低噪声放大器的动态范围比上述各实施形态中所说明的情况增大K倍。

上述任何一种方法，都会使频率的利用降低或要求模拟电路具有更高的功能。与此不同，在本实施形态中，如下所述，可以实现导频信号的发送功率的增加，而不增加导频信号的码元数、即传输发送导频信号的时间。

在图12中示出本发明的第10实施形态。本实施形态的OFDM信号传输系统，由OFDM信号发送装置103和OFDM信号接收装置104构成。OFDM信号发送装置103，备有I个发送副载波导频矩阵发生器103-1-1～103-1-I、发送导频信号构成器103-2、将发送数据T₁、T₂、...、T_N变换为各个OFDM码元M₁、M₂、...、M_N的N个数据变换器103-3-1～103-3-N、对从发送导频信号构成器103-2输出的导频信号及数据变换器的输出进行多路复用的多路复用电路103-4-1～103-4-N、与该多路复用电路连接的N个高速傅里叶逆变换器103-5-1～103-5-N、对所有该高速傅里叶逆变换器供给共用的OFDM码元定时的码元定时发生器103-6、将该高速傅里叶逆变换器的输出变换为无线电频率的N个发送用频率变换器103-7-1～103-7-N、对所有该发送用频率变换器供给共用的局部振荡信号的发送用局部振荡器103-8、及2个以上的多个的N个发送天线103-9-1～103-9-N。

另外，还应考虑对由各天线发送的数据T₁、T₂、...、T_N预先附加为在接收侧建立同步所需的前导码。另一方面，OFDM信号接收装置104，备有N个接收天线104-10-1～104-10-N、与该每个接收天线连接并将无线电频率的接收信号的频率变换为适于解调的频率的N个接收用频率变换器104-11-1～104-11-N、对所有该接收用频率变换器供给共用的局部振荡信号的接收用局部振荡器104-12、对来自该接收用频率变换器的输出进行高速傅里叶变换的N个高速傅里叶变换器104-13-1～104-13-N、产生用于在来自该高速傅里叶变换器的输出信号中检测上述OFDM信号发送装置的发送天线103-9-1、103-9-2、...、103-9-N输出的各为N个码元的导频信号的接收信号(以下，称作接收导频信号)的定时信号的定时信号发生器104-14、将从该高速傅里叶变换器104-13-1～104-13-N输出的由N个天线各输出N个码元的导频信号按每个第i(i＝1～N)副载波构成与OFDM信号发送装置的N个发送天线和OFDM信号接收装置的N个接收天线的各个组合对应的N行N列的接收副载波导频矩阵的接收副载波导频矩阵构成器104-15、将由上述接收副载波导频矩阵构成器构成的N×N的副载波分量作为N行N列矩阵读入后通过将与该副载波对应的发送导频信号矩阵的逆矩阵与该矩阵相乘而计算副载波传递函数矩阵并计算和存储所计算出的副载波传递函数矩阵的逆矩阵(副载波干扰补偿矩阵)的I个副载波传递函数逆矩阵运算器104-16-1～104-16-I、通过从该副载波传递函数逆矩阵运算器读出副载波干扰补偿矩阵并将其与各副载波的信息信号的高速傅里叶变换器的输出相乘而按每个天线分量将各副载波的信号分离的干扰消除器104-17、及N个解调器104-18-1～104-18-N。

在本OFDM信号传输系统中，在OFDM信号发送装置103内，由发送用局部振荡器103-8对各发送用频率变换器103-7-1～103-7-N供给共用的局部振荡信号，从而从各发送天线103-9-1～103-9-N发送具有同一频率的无线电信号。这些信号，相互间在空间起着干扰信号的作用，但在本结构中可用以下方法将各信号分离。以由N个发送天线发送N码元的导频信号的情况为例。

在图13中，示出由OFDM信号发送装置103发送的OFDM信号。在本实施形态中，由OFDM信号发送装置103的I个发送副载波导频矩阵发生器103-1-1～103-1-I在由N个天线以N码元发送的导频信号中产生与副载波i对应的导频信号分量。当假定第n个天线发送的第m码元的副载波i的分量为Pⁱ _mn时，生成具有如式(16)所示的逆矩阵而且不是单位矩阵的复数倍的发送副载波导频信号矩阵Pⁱ，并传送到发送导频信号构成器103-2。

另外，图14示出与发送副载波导频信号矩阵Pⁱ对应的导频信号的信号空间。在该图中，纵轴相当于N个天线列，横轴相当于副载波i的信号空间。

在发送导频信号构成器103-2中，从I个发送副载波导频信号矩阵Pⁱ中抽出第n个天线的第m码元发送导频信号的所有副载波分量，并将N×N个发送导频码元矩阵PY_mn再次构成为PY_mn＝(P¹ _mn、P² _mn、...、P^N _mn)。

发送导频信号构成器，按照发送再次构成的发送导频码元矩阵PY_mn的定时将其传送到多路复用电路。在OFDM信号接收装置104中，由N个接收天线104-10-1～104-10-N接收从N个天线发送到的导频信号，并由接收用频率变换器104-11-1～104-11-N变换为基带信号，由高速傅里叶变换器104-13-1～104-13-N将由各天线接收到的时间波形变换为各副载波的频率分量。

由高速傅里叶变换器按每个码元输出接收导频信号的输出，但是，由于为进行干扰消除所需的副载波传递函数逆矩阵从所有天线的所有导频信号中的同一副载波分量求取，所以由接收副载波导频矩阵构成器104-15将每个码元的导频信号集合变换为每个副载波的导频信号集合。

即，当假定高速傅里叶变换器输出中的由第n个天线接收的第m码元的副载波i的接收分量为Pimn时，存储由第n个天线接收的第m码元的接收导频信号的所有副载波分量。接收副载波导频矩阵构成器104-15，在求得与所有天线的所有码元对应的N×N个接收导频码元矩阵后，再次构成为如式(17)所示的与副载波i对应的由所有天线的所有码元分量构成的接收副载波导频信号矩阵PRⁱ。

在副载波传递函数逆矩阵运算器104-16-1～104-16-I中，读入由上述接收副载波导频矩阵构成器104-15计算出的与副载波i对应的接收副载波导频信号矩阵PRⁱ。由于导频信号通过通信路径而进行多路复用，所以将其表示为Pⁱ·Sⁱ＝PRⁱ。

副载波传递函数逆矩阵运算器104-16-1～104-16-I，通过将发送导频信号的逆矩阵与各副载波的接收导频信号的矩阵相乘，可以按下式求出与各副载波的任意发送天线和接收天线的组合对应的作为传递函数组的矩阵Sⁱ。

                 Sⁱ＝(Pⁱ)^-1·PRⁱ

从所求得的传递函数矩阵Sⁱ求出传递函数的逆矩阵(Sⁱ)^-1，并将其存储在副载波传递函数逆矩阵运算器104-16-1～104-16-I内。如假定第n个天线的信息码元的副载波i中的信号点为rⁱ _n，则rⁱ _n对应于作为第n列分量的1行N列的信息信号矩阵Rⁱ。

                 Rⁱ＝(rⁱ ₁、rⁱ ₂、...、rⁱ _N)

在干扰消除器104-17中，按每个副载波从副载波传递函数逆矩阵运算器104-16-1～104-16-I读出传递函数的逆矩阵(Sⁱ)^-1，并通过将其从右起与信息信号矩阵Rⁱ相乘而按每个发送信号分量将接收信号分量分离。将干扰分量分离后的信号，由解调器104-18-1～104-18-N解调为信息。

按照本实施形态，可以从所有天线在同一时刻发送导频信号，所以，虽然导频信号具有例如与第1实施形态相同的码元长度，但可以将导频信号的总体功率增加N倍，因而使传递函数的估计更为精确，从而能实现特性的改善。此外，即使从能量上看也比第1实施形态等有利。

I个发送副载波导频矩阵发生器103-1-1～103-1-I，也可以将绝对值相同的复数分配给发送副载波导频信号矩阵Pⁱ，的所有元素。其结果是，可以减小导频信号的时间波形的振幅波动。此外，这种情况下的OFDM信号传输系统的结构，与上述相同。

(第11实施形态。)

在图15中示出本实施的第11实施形态。本实施形态的OFDM信号传输系统，由OFDM信号发送装置105和OFDM信号接收装置106构成。OFDM信号发送装置105，备有提供基本发送导频信号矩阵的基本发送导频信号矩阵发生器105-1、对基本发送导频信号矩阵进行符号转换并供给各系统的发送导频信号符号转换器105-2、N个数据变换器105-3-1～105-3-N、N个多路复用电路105-4-1～105-4-N、N个高速傅里叶逆变换器105-5-1～105-5-N、码元定时发生器105-6、N个发送用频率变换器105-7-1～105-7-N、发送用局部振荡器105-8、及N个发送天线105-9-1～103-5-N。

另外，还应考虑对由各天线发送的数据T₁、T₂、...、T_N预先附加为在接收侧建立同步所需的前导码。另一方面，OFDM信号接收装置106，备有N个接收天线106-10-1～106-10-N、N个接收用频率变换器106-11-1～106-11-N、接收用局部振荡器106-12、N个高速傅里叶变换器106-13-1～106-13-N、定时信号发生器106-14、将从该高速傅里叶变换器106-13-1～106-13-N输出的由N个天线各输出N个码元的导频信号按每个副载波构成N行N列的接收副载波导频矩阵的接收副载波导频矩阵构成器106-15、将由上述接收副载波导频矩阵构成器106-15构成的N×N的副载波分量作为N行N列矩阵读入后通过将与该副载波对应的发送导频信号矩阵的逆矩阵与该矩阵相乘而计算副载波传递函数矩阵并计算和存储所计算出的副载波传递函数矩阵的逆矩阵的I个副载波传递函数逆矩阵运算器106-16-1～106-16-I、通过从该副载波传递函数逆矩阵运算器读出副载波干扰补偿矩阵并将其与各副载波的信息信号的该高速傅里叶变换器的输出相乘而将各副载波的信号分离的干扰消除器106-17、及N个解调器104-18-1～104-18-N。

除了在结构上用基本发送导频信号矩阵发生器105-1、发送导频信号符号转换器105-2代替发送副载波导频矩阵发生器103-1-1～103-1-I、发送导频信号构成器103-2以外，与第10实施形态(图12)相同。在基本发送导频信号矩阵发生器105-1中，产生用作基准的1行N列的发送基本导频信号的矩阵B。矩阵B的元素，由绝对值相同而仅符号不同的实数的组构成，符号的组合应使进行了高速傅里叶逆变换后生成的时间波形的振幅波动值较小。

作为一例，以下示出副载波数为52、FFT点数为64时的发送基本导频信号B_ex。假定副载波间隔为Δf、发送信息的基带的副载波频率为-26Δf～26Δf。可是，由于不使用作为DC(直流)分量的副载波(0Δf)，所以与DC分量对应的元素值为0。式(18)中的导频信号集合，与副载波的基带频率即-26Δf、-25Δf、-Δf、DC分量、Δf、...、26Δf这样的排列相对应。此外，所有副载波的振幅都按1规格化。B_ex＝(11-1-111-11-11111

  11-1-11111-111110

  1-1-111-11-11-1-1-1-1

  -111-1-11-11-11111)          …(18)

在发送导频信号符号转换器105-2中，根据由各天线、码元使用的符号信息即导频码元符号矩阵BI使基本导频信号提供B_ex或-B_ex的任何一个作为各天线的导频码元。导频码元符号矩阵BI的所有元素由「1」或「-1」构成，并具有逆矩阵。式(19)给出N＝4时的导频码元符号矩阵BI的例。 $\mathrm{BI}=\left[\begin{array}{cccc}1& -1& -1& -1\\ 1& 1& 1& -1\\ 1& -1& 1& 1\\ 1& 1& -1& 1\end{array}\right]\…\left(19\right)$

导频码元符号矩阵BI的n行m列的分量的符号，表示应由第n个天线对第m码元发送的导频码元，如其值为「1」则将B_ex、如其值为「-1」则将-B_ex提供给多路复用电路105-4-1～105-4-N。即，在上述的例中，在导频码元的第1码元的时刻，与导频码元符号矩阵BI的第1列的分量对应地，对多路复用电路105-4-1～105-4-N全部输入B_ex。

在第2码元的时刻，对多路复用电路105-4-1、105-4-3输入-B_ex、对多路复用电路105-4-2、105-4-4输入B_ex。在第3码元的时刻，对多路复用电路105-4-1、105-4-4输入-B_ex、对多路复用电路105-4-2、105-4-3输入B_ex。在第4码元的时刻，对多路复用电路105-4-1、105-4-2输入-B_ex、对多路复用电路105-4-3、105-4-4输入B_ex。

当按如上所述的方式构成导频信号时，与某个副载波对应的副载波发送信号矩阵，具有逆矩阵并且是BI或-BI的任何一个，所以可以进行传递函数的估计。此外，由于各天线发送的导频码元是B_ex或-B_ex的任何一个，所以形成振幅波动小的波形。

另外，在按如上所述的方式构成的情况下，进行副载波传递函数逆矩阵的运算。此外，由于副载波导频信号矩阵为1个、导频码元的模式被限定为2种，所以这将导致基本发送导频信号矩阵发生器105-1及发送导频信号符号转换器105-2(在专利权利要求的范围中对应于生成导频信号的「副载波导频矩阵发生器」及「发送导频信号构成器」)的存储电路的削减，因而可以大幅度地减小电路的规模。

在图16中，示出上述第10实施形态中的副载波传递函数逆矩阵运算器104-16-1～104-16-I及本实施形态中的副载波传递函数逆矩阵运算器106-16-1～106-16-I的内部结构。该例中的发送接收天线的个数为N＝2。副载波传递函数逆矩阵运算器107，由复数加法器107-1-1～107-1-4、复数乘法器107-1-5、107-1-6、减法器107-2、复数除法器107-3-1、复数乘法器107-3-2～107-3-5、复数乘法器107-4-1～107-4-8、符号转换器107-5-1、107-5-2及逆矩阵存储器107-6构成。

首先，通过将发送副载波导频矩阵的逆矩阵与副载波i的接收导频信号分量即rⁱ ₁₁、rⁱ ₂₁、rⁱ ₁₂、rⁱ ₂₂相乘，求取副载波传递函数矩阵Sⁱ，并从Sⁱ求取用于消除干扰的副载波传递函数逆矩阵(Sⁱ)^-1。为求取副载波传递函数矩阵Sⁱ，进行式(20)的运算。

                 Sⁱ＝(Pⁱ)^-1·Rⁱ $=\left[\begin{array}{cc}{\left({p^i}_{11}\right)}^{\′}& {\left({p^i}_{12}\right)}^{\′}\\ {\left({p^i}_{21}\right)}^{\′}& {\left({p^i}_{22}\right)}^{\′}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cc}{r^i}_{11}& {r^i}_{12}\\ {r^i}_{21}& {r^i}_{22}\end{array}\right]$ $=\left[\begin{array}{cc}{\left({p^i}_{11}\right)}^{\′}\·{r^i}_{11}+{\left({p^i}_{12}\right)}^{\′}\·{r^i}_{21}& {\left({p^i}_{11}\right)}^{\′}\·{r^i}_{12}+{\left({p^i}_{12}\right)}^{\′}\·{r^i}_{22}\\ {\left({p^i}_{21}\right)}^{\′}\·{r^i}_{11}+{\left({p^i}_{22}\right)}^{\′}\·{r^i}_{21}& {\left({p^i}_{21}\right)}^{\′}\·{r^i}_{12}+{\left({p^i}_{22}\right)}^{\′}\·{r^i}_{22}\end{array}\right]$ ${\left(p^i\right)}^{-1}=\left[\begin{array}{cc}{\left({p^i}_{11}\right)}^{\′}& {\left({p^i}_{12}\right)}^{\′}\\ {\left({p^i}_{21}\right)}^{\′}& {\left({p^i}_{22}\right)}^{\′}\end{array}\right]\…\left(20\right)$

为便于说明，假定副载波传递函数矩阵Sⁱ的元素sⁱ ₁₁、sⁱ ₂₁、sⁱ ₁₂、sⁱ ₂₂为A、B、C、D。在这种假定下，副载波传递函数逆矩阵(Sⁱ)^-1的第1行第1列(sⁱ ₁₁′)、第2行第1列(sⁱ ₂₁′)、第1行第2列(sⁱ ₁₂′)、第2行第2列(sⁱ ₂₂′)，为分别使D、-B、-C、A除以行列式(AD-BC)后的值。

首先，由复数乘法器107-4-1、107-4-2及复数加法器107-1-1根据式(20)计算A的值。同样，由复数乘法器107-4-5、107-4-7及复数加法器107-1-2计算B的值，由复数乘法器107-4-6、107-4-8及复数加法器107-1-3计算C的值，由复数乘法器107-4-3、107-4-4及复数加法器107-1-4计算D的值。

然后，复数乘法器107-4-5、107-4-6，分别计算AD、BC的值，根据该计算结果计算AD-BC，并由复数除法器107-3-1计算Δi＝1/(AD-BC)。接着，由复数乘法器107-3-2～107-3-5分别求取使A、B、C、D乘以Δi(＝1/(AD-BC))的结果。由此，即可求得D/(AD-BC)作为sⁱ ₁₁′，求得A/(AD-BC)作为sⁱ ₂₂′。此外，通过由符号转换器107-5-1、107-5-2将复数乘法器107-3-3、107-3-4的输出的符号反转，可以求得-B/(AD-BC)、-C/(AD-BC)分别作为sⁱ ₂₁′、sⁱ ₁₂′。然后，将所求得的sⁱ ₁₁′～sⁱ ₂₂′存储在逆矩阵存储器107-6内。

如上所述，为了求取副载波传递函数矩阵Sⁱ，必需进行13种复数乘法运算，即由复数乘法器107-4-1～107-4-8、复数乘法器107-1-5、107-1-6、复数乘法器107-3-2～107-3-5进行计算。此外，在图17中示出副载波传递函数逆矩阵运算器107内的复数乘法器的结构。复数乘法器108，由实数乘法器108-1-1～108-1-4、实数加法器108-2-1、实数减法器108-2-2构成。例如，为计算(pⁱ ₁₁)′·rⁱ ₁₁项，如假定(pⁱ ₁₁)′＝a+jb、rⁱ ₁₁＝c+jd(其中，j为虚数单位)，则为

         (pⁱ ₁₁)′·rⁱ ₁₁＝(a+jb)·(c+jd)

                       ＝(ac-bd)+j(ad+bc)

因此，必需进行4次乘法运算。但是，当导频信号的各分量采用符号不同而绝对值(设绝对值为h)相同的2种实数时，对于任意的i、m、n，pⁱ _mn为h或-h。由于pⁱ仅由实数构成，所以(pⁱ ₁₁)′＝h_mn(其中，h_mn为实数)。因此，如考虑计算(pⁱ ₁₁)′·rⁱ ₁₁项，则为

               (pⁱ ₁₁)′·rⁱ ₁₁＝h_mn·(c+jd)

                             ＝h_mn·c+jh_mn·d

因此，只需2个实数乘法器。进一步，通过将h_mn设定为2的k次方，a与h_mn的乘法运算及b与h_mn的乘法运算，可以置换为将a和b移动k位的移位寄存器。在图18中示出基于以上置换方式的复数乘法器的结构例。复数乘法器109，由符号转换器109-1-1～109-1-2、移位寄存器109-2-1～109-2-2构成。

将接收导频信号的实数分量及虚数分量输入到输入端1，将与接收导频信号的分量对应的发送导频信号的符号部分输入到输入端2。所输入的接收导频信号及发送导频信号的符号，先输入到符号转换器。如所输入的发送导频信号的符号为正，则将接收导频信号的分量直接输出，如所输入的发送导频信号的符号为负，则将接收导频信号的分量的符号反转后输出。

然后，将符号转换器109-1-1～109-1-2的输出分别输入到移位寄存器109-2-1～109-2-2。由于所有发送导频信号的绝对值(2的k次方)相同，所以无需乘法器而只需采用左移k位的移位寄存器即可。按照以上的电路结构，可以将复数乘法器变成符号转换器及移位寄存器的简单结构。由于天线个数N越是增大为计算逆矩阵所需的复数乘法器数越大，因此电路规模削减的效果越是显著。

如上所述，由于发送副载波导频矩阵的分量全部都是绝对值相同而只是符号不同的实数的组，所以当在接收侧的导频信号的逆矩阵计算中进行乘法运算时可以只通过符号反转和移位寄存器实现而无需使用复数乘法器，因此可以减小电路规模。

(第12实施形态。)

在图19中示出本实施的第12实施形态。本实施形态的OFDM信号发送装置的结构，以对上述第11实施形态进行功能变更为前提。但是，显而易见，例如，通过对第10实施形态的OFDM信号发送装置进行功能变更，也可以实现。本实施形态的OFDM信号传输系统，由OFDM信号发送装置110和OFDM信号接收装置111构成。

OFDM信号发送装置110，备有基本发送导频信号发生器110-1、使由各天线发送的发送导频码元对所有码元各反复G次后提供的发送导频信号符号转换器110-2、N个数据变换器110-3-1～110-3-N、N个多路复用电路110-4-1～110-4-N、N个高速傅里叶逆变换器110-5-1～110-5-N、码元定时发生器110-6、N个发送用频率变换器110-7-1～110-7-N、发送用局部振荡器110-8、及N个发送天线110-9-1～110-9-N。

另外，还应考虑对由各天线发送的数据T₁、T₂、...、T_N预先附加为在接收侧建立同步所需的前导码。另一方面，OFDM信号接收装置111，备有N个接收天线111-10-1～111-10-N、N个接收用频率变换器111-11-1～111-11-N、接收用局部振荡器111-12、N个高速傅里叶变换器111-13-1～111-13-N、定时信号发生器111-14、将从该高速傅里叶变换器111-13-1～111-13-N输出的由N个天线各输出N×G个码元的导频信号平均化为按每个码元反复G次发送的同一导频码元的接收导频信号平均化电路111-15-1～111-15-N、读入上述接收导频信号平均化电路的输出即N×N码元的接收导频码元并按每个载波抽出N×N个分量从而构成I个N行N列的接收副载波导频矩阵的接收副载波导频矩阵构成器111-16、将由上述接收副载波导频矩阵构成器111-16构成的接收副载波导频矩阵读入后通过将与该副载波对应的发送导频信号矩阵的逆矩阵与该矩阵相乘而计算与该副载波对应的副载波传递函数矩阵并在计算所计算出的传递函数的逆矩阵后将其作为副载波传递函数逆矩阵存储的I个副载波传递函数逆矩阵运算器111-17-1～111-17-I、通过从该副载波传递函数逆矩阵运算器读出副载波传递函数逆矩阵并将其与各副载波的信息信号的该高速傅里叶变换器的输出相乘而将各副载波的信号分离的干扰消除器111-18、及N个解调器111-19-1～111-19-N。

OFDM信号发送装置110中的发送导频信号符号转换器110-2，使所有发送导频码元各反复G次。当以N＝4、G＝2的情况为例时，所发送的导频信号的结构为图20所示的形式。即，如使第11实施形态中的导频码元符号矩阵BI的所有分量沿行的方向反复G次，则可以得到所需的导频信号结构。N＝4、G＝2时的BI(假定为BI_{(N、G)＝(4、2)})，为N行(N×2)列、即4行8列的矩阵，其结构如式(20)所示。 ${\mathrm{BI}}_{(N,G)=\left(\mathrm{4,2}\right)}=\left[\begin{array}{cccccccc}1& 1& -1& -1& -1& -1& -1& -1\\ 1& 1& 1& 1& 1& 1& -1& -1\\ 1& 1& -1& -1& 1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1& -1& -1& 1& 1\end{array}\right]\…\left(21\right)$

在OFDM信号接收装置111中，由接收导频信号平均化电路111-15-1～111-15-N根据已知的发送导频码元的反复模式进行作为与反复发送相反的操作的平均化。即，在接收导频信号平均化电路111-15-1～111-15-N中，相对于由N个天线接收到的各为N×G码元的导频信号的高速傅里叶变换器111-13-1～111-13-N的输出，将第1码元到第G码元合成而生成第1个接收导频码元、将第G+1码元到第G×2码元合成而生成第2个接收导频码元、...，将这种操作反复进行N次后，将由各天线接收到的N×G码元的导频信号合成为N码元，并将其传送到接收副载波导频矩阵构成器111-16。

接收副载波导频矩阵构成器111-16以后的处理，与上述第10实施形态中说明过的相同。通过这种操作，对各导频信号提供的功率，可增加与反复次数G相同的倍数，由于导频信号的噪声分量减小，因而可以更精确地进行传递函数的估计。

在以上说明过的第10实施形态～第12实施形态中，为改善用于估计传递函数的发送导频信号的信号空间的利用效率，在OFDM信号发送装置中，作为导频信号，构成为将按每个副载波构成的由各天线和OFDM码元展开的空间即与某个副载波对应的空间及时间轴的二维空间中的导频信号分量作为矩阵并使与每个副载波的发送导频信号分量对应的N行N列矩阵具有逆矩阵而进行发送。

通过将发送导频信号的逆矩阵与由OFDM信号接收装置接收到的导频信号相乘，求取传递函数。

因此，可以由所有天线同时发送用于估计传递函数的导频信号。按照这种结构，尽管为发送导频信号所需的时间与以在时间轴上互不重叠的方式发送导频信号时相同，但通过将导频信号多路复用可以使总体的功率增加到N倍。因此，与以在时间轴上互不重叠的方式发送导频信号时相比，可以将导频信号的信噪功率比相对于发送接收天线的系统数N而增加到N倍，因而可以进行更精确的传递函数估计，从而可以提高可靠性并能使出错率特性得到改善。

当以在时间轴上互不重叠的方式发送导频信号时，为以与第10～第12实施形态相同的码元长度发送信号功率与该实施形态相同的导频信号，应使各导频信号各发送N个，因而如与第10实施形态～第12实施形态相比，则频率利用效率降低。在第10～第12实施形态中，不增加发送导频信号的时间而通过多路复用实现功率的增加，所以，可以提高传递函数的估计精度而不会使频率利用效率降低。

另外，由于使估计传递函数用的发送导频码元的所有副载波分量的振幅值相同，所以可以减小导频码元的高速傅里叶逆变换器输出即时间波形的振幅波动值。

另外，代替使每个副载波具有发送副载波导频矩阵的方式，通过按各天线的每个导频信号以码元为单位改变符号后提供基本导频信号矩阵而进行同样的处理，可以实现电路规模的削减。

另外，可以只用绝对值相同仅符号不同的实数的组构成导频信号的副载波分量，并可以利用副载波传递函数逆矩阵减少OFDM信号接收装置的矩阵运算中的复数乘法器的个数。此外，天线个数N越是增加，这种电路规模削减的效果越大。

另外，在OFDM信号发送装置中，构成为使所有天线的所有发送导频信号反复G次，在OFDM信号接收装置中，求取反复G次的接收导频信号的G码元的平均值，使导频信号的信噪功率比增加G倍，从而可以更精确地估计传递函数。

(第13实施形态)

本实施形态及后文所述的第14实施形态，是可以提高将从通信线路得到的模拟信息用作可靠性的软判定纠错效率的OFDM信号传输系统。

图21是表示本发明第13实施形态的OFDM信号传输系统210的结构的框图。OFDM信号传输系统210，由OFDM信号发送装置201和OFDM信号接收装置202构成。这里，为便于说明，按OFDM信号传输系统210a、OFDM信号发送装置201a、OFDM信号接收装置202a进行说明。与到此为止的实施形态一样，在OFDM信号发送装置201a中设有数据变换器、导频信号发生装置、多路复用电路、码元定时发生器、发送用频率变换器、发送用局部振荡器等，在OFDM信号接收装置202a中设有接收用频率变换器、接收用局部振荡器、定时信号发生器等，但在图21中将这些构成要素的图示省略。

在OFDM信号发送装置201a中，211是纠错编码器，用于对N个发送数据序列进行纠错编码。此外，在本实施形态中，作为纠错编码译码技术，举出采用具有强力纠错能力的卷积编码-软判定维特比(Viterbi)译码的情况为例进行说明。212是N个高速傅里叶逆变换器。213是N个发送天线。此外，这里，「N」为2以上的整数。

在OFDM信号接收装置202a中，311是N个接收天线。312是N个高速傅里叶变换器。313是副载波数据构成器，用于将高速傅里叶变换器312的输出变换为每个副载波的I序列(I为自然数)。314是副载波传递系数逆矩阵运算器，根据高速傅里叶变换器312的输出估计所有组合的发送接收天线之间的每个副载波的传递系数矩阵，并计算其逆矩阵。315是I个副载波干扰消除器，进行副载波数据构成器313的I系统的输出与副载波传递系数逆矩阵运算器314的I系统的乘法运算。

316是I个权重系数运算器，根据副载波数据构成器313的I系统的输出计算加权系数。317是I个乘法器，将I个副载波干扰消除器315的输出与I个权重系数运算器316的输出相乘。318是码元数据变换器，用于将乘法器317的输出变换为每个码元的序列。319是解调器。320是软判定纠错译码器。

副载波传递系数逆矩阵运算器314，计算将第i(i为1以上I以下的整数)OFDM副载波的第m个(m为1以上N以下的整数)发送天线与第n个(n为1以上N以下的整数)接收天线之间的传递系数Sⁱ _mn作为m行n列的分量的传递函数矩阵Sⁱ的逆矩阵(S_i ^-1)。副载波干扰消除器315，通过将逆矩阵(S_i ^-1)与接收到的N码元数据信号中的与副载波i对应的分量相乘，补偿相互干扰并将所发送的数据信号分离。

可是，I个副载波干扰消除器315，在乘以逆矩阵时还完成与信号均衡相同的作用，因此，I个副载波干扰消除器315的输出振幅，如图21中的(B)的例所示，与原来的接收振幅无关，而被掩蔽为对应的发送码元数据信号的一定振幅值。就是说，由于干扰消除的作用方向是再现原来的数字信号，所以使振幅始终保持一定。因此，如假定将副载波干扰消除器315的输出直接输入到码元数据变换器，则由解调器319计算出的接收数据的似然性不是本来应得的值而是接近恒定的值，因而不能反映接收时的振幅。因此，得不到用于软判定纠错的信息而只能进行硬判定，因而使软判定纠错译码器320不能充分发挥其本来的能力。

这样一来，将失掉由副载波干扰消除器315接收的数据信号的振幅信息，所以，在本实施形态的OFDM信号传输系统210a中，由权重系数运算器316从副载波数据构成器313的I系统的输出取得表示接收信号具有的振幅信息的权重系数。即，本实施形态的OFDM信号传输系统210a的特征在于，备有权重系数运算器316及乘法器317。

考虑多个由权重系数运算器316取得的权重系数Wⁱ ₁、Wⁱ ₂、...、Wⁱ _N，这里，说明以抗噪性最优的接收信号的信噪功率比(SNR)进行计算的例。

如假定与N系统的发送数据中的副载波i对应的分量为Uⁱ ₁、Uⁱ ₂、...、Uⁱ _N、与N系统的接收数据中所包含的AWGN(Additive WhiteGaussian Noise：加性高斯白噪声)分量的副载波i对应的分量为nⁱ ₁、nⁱ ₂、...、nⁱ _N，则与N系统的接收数据中的副载波i对应的分量rⁱ ₁、rⁱ ₂、...、rⁱ _N，按照矢量形式可以用下式表示。rⁱ＝Uⁱ·Sⁱ+nⁱ  …  (22)式中

r_i＝[r_1i，r_2i，…，r_N ⁱ]，Uⁱ＝[U₁ ⁱ，U₂ ⁱ，…，U_N ⁱ]，nⁱ＝[n₁ ⁱ，n₂ ⁱ，…，n_N ⁱ] $S^i=\left[\begin{array}{ccccc}{S^i}_{11}& {S^i}_{12}& \·& \·& {S^i}_{1N}\\ {S^i}_{21}& {S^i}_{22}& \·& \·& {S^i}_{2N}\\ \·& \·& \·& & \·\\ \·& \·& & \·& \·\\ {S^i}_{N1}& {S^i}_{N2}& \·& \·& {S^i}_{\mathrm{NN}}\end{array}\right]\…\left(23\right)$

其中，当以「m」表示第m(1≤m≤N)发送天线213、以「n」表示第n(1≤n≤N)接收天线311时，Sⁱ _mn为经由上述发送天线213与接收天线311的传输路径的传递系数。

这里，如在式(22)所示的式的两边乘以传递系数逆矩阵(S_i ^-1)，则为

               τⁱ＝Uⁱ+nⁱ·(Sⁱ)^-1   …  (24)式中， ${\left(S^i\right)}^{-1}=\left[\begin{array}{ccccc}{{S\′}^i}_{11}& {S^{\′i}}_{12}& \·& \·& {S^{\′i}}_{1N}\\ {S^{\′i}}_{21}& {S^{\′i}}_{22}& \·& \·& {S^{\′i}}_{2N}\\ \·& \·& \·& & \·\\ \·& \·& & \·& \·\\ {S^{\′i}}_{N1}& {S^{\′i}}_{N2}& \·& \·& {S^{\′i}}_{\mathrm{NN}}\end{array}\right]\…\left(25\right)$

式中，Tⁱ表示副载波干扰消除器315的输出即Tⁱ ₁、Tⁱ ₂、…、Tⁱ _N的矢量表示形式。假定发送数据Uⁱ ₁、uⁱ ₂、…、uⁱ _N都等于|U|，则τⁱ ₁、Tⁱ ₂、…、Tⁱ _N的信噪功率比为 $\mathrm{SNR}\left({{\mathrm{\τ}}^i}_j\right)=\frac{{\left|U\right|}^2}{{|{n^i}_1{s^{\′i}}_{1j}+{n^i}_2{s^{\′i}}_{2j}+\…+{n^i}_N{s^{\′i}}_{\mathrm{Nj}}|}^2}\…\left(26\right)$

式中，j为N以下的自然数，nⁱ ₁、nⁱ ₂、…、nⁱ _N取独立的高斯分布，所以式(26)可以近似为下式。 $\mathrm{SNR}\left({{\mathrm{\τ}}^i}_j\right)\≈\frac{{\left|U\right|}^2}{\{{\left|{S^{\′i}}_{1j}\right|}^2+{\left|{S^{\′i}}_{2j}\right|}^2+\…+{\left|{S^{\′i}}_{\mathrm{Nj}}\right|}^2\}{{\mathrm{\σ}}_V}^2}\…\left(27\right)$

式中，σ_v ²为nⁱ ₁、nⁱ ₂、…、nⁱ _N的复数高斯分布的方差。

这里，由于接收信号的噪声功率在各副载波中都相等，所以各副载波的SNR的比率，与各副载波的接收振幅的2次方的比率相等。因此，与Tⁱ ₁、Tⁱ ₂、…、Tⁱ _N对应的权重系数Wⁱ ₁、Wⁱ ₂、…、Wⁱ _N，根据从式(27)求得的各副载波的SNR，表示为下式。 ${w^i}_j=\frac{K}{\sqrt{{\left|{S^{\′i}}_{1j}\right|}^2+{\left|{S^{\′i}}_{2j}\right|}^2+\…+{\left|{S^{\′i}}_{\mathrm{Nj}}\right|}^2}}\…\left(28\right)$

但是，在式(28)中，K为所有副载波的公用常数。通过将该权重系数wⁱ ₁、wⁱ ₂、…、Wⁱ _N与副载波干扰消除器315的榆出相乘，可以再现失掉的振幅信息，并由软判定纠错译码器320根据从解调器319输出的似然性进行软判定纠错。因此，可以根据振幅信息最大限度地从似然性发挥软判定纠错的能力。

另外，在图21中，(A)是副载波干扰消除输入振幅的一例。(B)是副载波干扰消除器输出振幅的一例。(C)是权重系数运算器输出振幅的一例。(D)是解调器输出振幅的一例。如图21的(C)的一例所示，可以将因副载波干扰消除器315进行乘法运算而失掉的振幅信息恢复。

(第14实施形态)

在图22中示出本发明第14实施形态的OFDM信号传输系统的结构。在该图中，对与图21的各部对应的部分标以同一符号而将其说明省略。本实施形态的OFDM信号传输系统210，由OFDM信号发送装置201和OFDM信号接收装置202构成。这里，为便于说明，按OFDM信号传输系统210b、OFDM信号发送装置201b、OFDM信号接收装置202b进行说明。与到此为止的实施形态一样，在OFDM信号发送装置201b中设有数据变换器、导频信号发生装置、多路复用电路、码元定时发生器、发送用频率变换器、发送用局部振荡器等，在OFDM信号接收装置202b中设有接收用频率变换器、接收用局部振荡器、定时信号发生器等，但在图22中将这些构成要素的图示省略。

OFDM信号发送装置201b，由纠错编码器211、交错器214、高速傅里叶逆变换器212、发送天线213构成。

OFDM信号接收装置202b，由接收天线311、高速傅里叶变换器312、副载波数据构成器313、副载波传递系数逆矩阵运算器314、副载波干扰消除器315、权重系数运算器316、乘法器317、码元数据变换器318、解调器319、反交错器321、软判定纠错译码器320构成。

以下，说明交错器214及反交错器321的功能。交错器214，具有改换构成信号的代码的顺序的功能，反交错器321，具有将由交错器214改换过的信号顺序恢复原状的功能。

基于卷积编码及维特比译码的纠错，对以离散形式出现误码的随机差错是有效的，但对连续出现误码的突发性差错就无效了。因此，交错器214及反交错器321，通过使突发性差错随机化，提高软判定纠错的效果。

例如，假定输入以下给出的一例所示的位串。

(1)(2)(3)(4)(5)(6)(7)(8)(9)(10)(11)(12)(13)(14)(15)(16)

这里，上述( )内的数字，表示位的输入顺序。交错器214，例如将如上所述的输入位串改换为如下所示的顺序。

(1)(5)(9)(13)(2)(6)(10)(14)(3)(7)(11)(15)(4)(8)(12)(16)

由交错器214改换了顺序的位串，从OFDM信号发送装置201b发送到OFDM信号接收装置202b。假定在此期间因衰落等使一部分产生了例如如下所示的连续差错。

(1)(5)(9)<13><2><6><10>(14)(3)(7)(11)(15)(4)(8)(12)(16)

上述<>，表示发生差错的位。在这种情况下，由于反交错器321根据改换了顺序后的输入位串进行恢复，所以按如下形式使连续的差错随机化。

(1)<2>(3)(4)(5)<6>(7)(8)(9)<10>(11)(12)<13>(14)(15)(16)

因此，可以提高基于卷积编码及维特比译码的纠错效果。

这里，给出上述结构的实验结果。

首先，参照图23说明OFDM信号接收装置202a中的副载波干扰消除器315的输出信号振幅的时间变化的实验结果。在图23中，将在图21所示的OFDM信号传输系统210a中不设权重系数运算器316及乘法器317时(图中，为了方便将其称为OFDM信号传输系统220)的输出振幅的时间变化与在由图21中表示一例的OFDM信号传输系统210a的输出信号振幅的时间变化进行比较。此外，在图24中，将OFDM信号传输系统220中的解调器的输出似然振幅的时间变化与OFDM信号传输系统210a中的解调器的输出似然振幅的时间变化进行比较。

在图23和图24所示的实验结果中，OFDM信号传输系统220的参数如下。

信道多路复用数(天线个数＝N)：2(发送接收各2个)

传输速度：54Mbps/信道

副载波数(＝I)：48/信道

副载波调制方式：64QAM

纠错方式：编码率3/4、约束长度7的卷积编码/维特比译码

衰落：18波瑞利衰落(rms延迟扩展＝50[ns]，最大多普勒(Doppler)频率＝50Hz)

交错：不进行

另外，在图23和图24所示的实验结果中，OFDM信号传输系统210a的参数如下。

信道多路复用数(天线个数＝N)：2(发送接收各2个)

传输速度：54Mbps/信道

副载波数(＝I)：48/信道

副载波调制方式：64QAM

纠错方式：编码率3/4、约束长度7的卷积编码/维特比译码

衰落：18波瑞利衰落(rms延迟扩展＝50[ns]，最大多普勒频率＝50Hz)

交错：不实施

权重系数：将上述的K值按K＝1实施

在图23中，时间单位为OFDM码元。此外，假定OFDM信号接收装置202a的副载波干扰消除器的输入信号与设在OFDM信号传输系统220内的OFDM信号接收装置的副载波干扰消除器的输入信号相同。在OFDM信号传输系统210a中，如图23所示，在输出信号振幅中，可以再现出接收信号具有的原来的振幅信息。

在图24中，示出同一解调器319、即OFDM信号传输系统220中的解调器的输出似然振幅的时间变化。时间单位为OFDM码元。在图24中，如上所述，可以再现出接收信号具有的原来的振幅信息。因此，在解调器的输出似然振幅的时间变化中也反映着这一点。即，由于如图21中的(B)的一例所示，副载波干扰消除器的输出信号振幅保持一定，所以在OFDM信号传输系统220中解调器的输出似然振幅的幅值变化较小。

在图25中，示出分别在图21、图22中表示一例的OFDM信号传输系统210a、OFDM信号传输系统210b、OFDM信号传输系统220的信息包出错率。取得该实验结果的OFDM信号传输系统210a的参数如下。

信道多路复用数(天线个数＝N)：2(发送接收各2个)

传输速度：54Mbps/信道

副载波数(＝I)：48/信道

副载波调制方式：64QAM

纠错方式：编码率3/4、约束长度7的卷积编码/维特比译码

衰落：18波瑞利衰落(rms延迟扩展＝50[ns]，最大多普勒频率＝50Hz)

交错：不实施

权重系数：将上述的K值按K＝1实施

取得图25所示实验结果的OFDM信号传输系统210b的参数如下。

信道多路复用数(天线个数＝N)：2(发送接收各2个)

传输速度：54Mbps/信道

副载波数(＝I)：48/信道

副载波调制方式：64QAM

纠错方式：编码率3/4、约束长度7的卷积编码/维特比译码

衰落：18波瑞利衰落(rms延迟扩展＝50[ns]，最大多普勒频率＝50Hz)

交错：深度16位

权重系数：将上述的K值按K＝1实施

另外，取得图25所示实验结果的OFDM信号传输系统220的参数，与取得上述图23、图24所示实验结果的参数相同。

如图25所示，按照本实施形态，可将最低出错率从8.8×10^-3改善到1.3×10^-3。如上所述，在OFDM信号传输系统220中，无论是SNR高的信号还是低的信号都用同样的似然值处理。但是，在上述第13实施形态及本实施形态的结构(OFDM信号传输系统210a、OFDM信号传输系统210b)中，对SNR高的信号赋予大的权重，所以具有大的似然值。或者，相反对SNR低的信号赋予小的权重，所以具有小的似然值。因此，按照在OFDM信号传输系统中不设权重系数运算器及乘法器的结构，可以进行增益高的纠错。

如上所述，在本实施形态中，可以避免发生因传递系数逆矩阵的乘法运算而使干扰消除器输出振幅为一定值从而失掉振幅信息的情况，其结果是，能够最大限度地发挥使用根据振幅计算的似然性的软判定纠错能力。

另外，通过交错和反交错，可以使连续出错的突发性差错随机化，因而能进一步提高软判定纠错的效果。

(第15实施形态)

本实施形态，试图在上述实施形态的OFDM信号传输系统中进一步提高频率利用效率，即进行发送接收的载波频率误差校正。

如上所述，通过将N个信号在同一频带上多路复用可以使频率利用效率提高N倍，但其传输质量在很大程度上取决于干扰消除的精度。由N个天线接收到的信号，由频率变换器变换为基带信号，并由干扰消除器将进行了空间多路复用的由N个天线发送到的信号分离为每个发送系统的信号。在干扰消除器的运算中，以对所有N个天线系统不存在载波频率误差为前提，所以，重要的是正确估计载波频率误差并进行。

以下，参照图26的框图说明本实施形态的OFDM信号传输系统的结构。

图26所示的OFDM信号传输系统，由OFDM信号发送装置607和OFDM信号接收装置608构成。OFDM信号发送装置607，备有产生导频信号的2个以上的多个的N个导频信号发生器607-1-1～607-1-N、对数据信号T₁、T₂、...、T_N及各导频信号进行多路复用的N个多路复用电路607-2-1～607-2-N、N个高速傅里叶逆变换器607-3-1～607-3-N、对所有该高速傅里叶逆变换器供给共用的码元定时的码元定时发生器607-4、将该高速傅里叶逆变换器的输出变换为无线电频率的N个发送用频率变换器607-5-1～607-5-N、对所有该发送用频率变换器供给共用的局部振荡信号的发送用局部振荡器607-6、及N个发送天线607-7-1～607-7-N。

在采用了SDM的OFDM方式中，由于在对各天线系统的接收信号进行了傅里叶逆变换后对各副载波信号进行干扰补偿，所以在OFDM信号接收装置中在进行傅里叶逆变换的前级必需以高的精度校正载波频率误差从而确保各载波之间的正交性。因此，OFDM信号发送装置，在发送载波频率误差估计用导频信号后发送传递系数估计用导频信号，然后发送数据信号。与之对应地，在OFDM信号接收装置中，在传递系数的估计及数据信号的接收之前，用载波频率误差估计用导频信号估计载波频率的误差。作为载波频率误差估计用导频信号，一般采用使同一信号反复后的信号。当反复信号的周期性紊乱时，将使估计精度恶化，所以，最好使反复信号以前的分量具有不会因多径衰落而在载波频率误差估计用导频信号中引起码元间干扰的码元结构。各天线系统发送的载波频率误差估计用导频信号，由OFDM信号发送装置607中的码元定时发生器607-4建立同步后发送，所以从N个发送天线607-7-1～607-7-N输出的发送信号在基本相同的定时输入到接收天线。OFDM信号接收装置608，接收将所有发送天线系统的载波频率误差估计用导频信号多路复用后的波形，但如采用不发生码元间干扰的反复信号，则相邻码元的周期性不会发生紊乱，因此可以精确地进行载波频率误差估计。

另一方面，OFDM信号接收装置608，备有N个接收天线608-8-1～608-8-N、与该每个接收天线连接并将无线电频率的接收信号的频率变换为适于解调的频率的N个接收用频率变换器608-9-1～608-9-N、对所有该N个接收用频率变换器供给共用的局部振荡信号的接收用局部振荡器608-10、根据N个接收用频率变换器608-9-1～608-9-N的输出估计发送用局部振荡器607-6及接收用局部振荡器608-10的频率误差的N个载波频率误差估计电路608-11-1～608-11-N、对由N个载波频率误差估计电路608-11-1～608-11-N分别估计出的载波频率误差估计值进行平均化的载波频率误差估计值平均化电路608-12、根据由该载波频率误差估计值平均化电路608-12平均化后的载波频率误差估计值修正载波频率误差的N个载波频率误差校正电路608-13-1～608-13-N、N个高速傅里叶变换器608-14-1～608-14-N、定时信号发生器608-15、通过对该载波频率误差校正电路608-13-1～608-13-N的输出进行与MIMO信道的传递函数对应的反函数运算而将空间信道间的干扰除去的干扰消除器608-16、及将该干扰消除器608-16的输出解调为位串的N个解调器608-17-1～608-17-N。

因此，在本OFDM信号传输系统中，在OFDM信号发送装置607内，也由发送用局部振荡器607-6对所有发送用频率变换器607-5-1～607-5-N供给共用的局部振荡信号，从而从各发送天线607-7-1～607-7-N发送具有同一频率的无线电信号。此外，在OFDM信号接收装置608侧，由接收用局部振荡器608-10对所有接收用频率变换器608-9-1～608-9-N供给共用的局部振荡信号，所以，各接收天线608-8-1～608-8-N，能以基本相同的频率接收来自各发送天线607-7-1～607-7-N的信号。

但是，由各接收用频率变换器608-9-1～608-9-N变换为基带信号后的接收信号，当发送用局部振荡器607-6和接收用局部振荡器608-10的频率中存在误差时，将受到其影响。因此，为了减小因分别设置在OFDM信号发送装置607和OFDM信号接收装置608内的局部振荡器的频率误差而引起的特性恶化，在载波频率误差估计电路608-11-1～608-11-N中，当接收到已知的导频信号时，估计载波频率误差，并由载波频率误差校正电路608-13-1～608-13-N用该估计值校正在随后的数据码元中所含有的载波频率误差。通过以上的处理，可以在每个天线系统中减小频率的误差从而抑制特性的恶化。

除此以外，图26所示的OFDM信号接收装置608，还具有一个与载波频率误差估计电路608-11-1～608-11-N连接的计算N系统的载波频率误差估计值的平均值并将其计算结果输出到所有载波频率误差校正电路608-13-1～608-13-N的载波频率误差估计值平均化电路608-12。在本实施形态中，通过对在所有天线系统中计算出的载波频率误差估计值进行平均化，可以抑制因多径衰落及热噪声引起的载波频率误差估计值的误差。进一步，通过在所有天线系统中使用同一载波频率误差校正值，可以使残留的载波频率误差在天线系统之间彼此相同，所以能够提高传递函数的反函数的估计精度。

以下，详细说明具有上述结构的OFDM信号传输系统中的OFDM信号接收装置608侧的动作。由N个接收天线608-8-1～608-8-N接收到的信号，首先由从公用的接收用局部振荡器608-10提供载波频率的接收用频率变换器608-9-1～608-9-N变换为基带信号。然后，由载波频率误差估计电路608-11-1～608-11-N用基带信号中的由导频信号发生器607-1-1～607-1-N生成的载波频率误差估计用导频信号的接收信号估计载波频率误差。估计值，由载波频率误差估计值平均化电路608-12求取N系统的估计值的平均值，并将该平均值输出到所有的载波频率误差校正电路608-13-1～608-13-N。

在由载波频率误差校正电路608-13-1～608-13-N对基带信号进行载波频率误差校正后，由高速傅里叶变换器608-14-1～608-14-N进行高速傅里叶变换，并输入到干扰消除器608-16。在干扰消除器608-16中，预先用由导频信号发生器607-1-1～607-1-N生成的已知导频信号的接收基带信号估计由N个发送天线和N个接收天线构成的MIMO信道的传递函数的反函数。当输入包含数据的N系统的基带信号时，通过对输入信号进行传递函数的反函数的运算，将按每个接收天线系统分散的发送信号分量分离。由干扰消除器608-16按每个发送信号分量分离后的基带信号，由解调器608-17-1～608-17-N解调为数据。

这里，现假定只考虑在各天线系统之间逐个地进行载波频率误差的估计、校正的情况。由干扰消除器608-16求取所要求得的传递函数的反函数的运算，以用同一载波频率将接收信号全部变换为基带信号为前提进行。另外，在OFDM信号发送装置607和OFDM信号接收装置608中，由于在所有天线系统中都使用公用的发送用局部振荡器607-6或接收用局部振荡器608-10，所以各天线系统的载波频率误差理应为相同的值。但是，由于受OFDM信号传输系统中的热噪声或信道的多径衰落的变化的影响，使各天线系统的接收基带信号中残留的载波频率误差不同。尽管在所有天线系统中共用着发送用局部振荡器607-6或接收用局部振荡器608-10，但这仍然相当于各系统的载波频率不同，因而使传递函数的反函数的估计及干扰消除的精度降低，并使特性严重恶化。

从如上所述可以看出，在本实施形态中，由于是共同使用在所有天线系统中求取载波频率误差估计值后的值的平均值，因此可以将因热噪声或衰落的变化引起的载波频率差消除，同时还可以借助于N分支的分集效应使载波频率误差估计值本身的精度提高。因此，能以更高的精度进行传递函数的反函数的运算。

以下，说明图26中示出的载波频率误差估计电路608-11-1～608-11-N及载波频率误差估计值平均化电路608-12的具体结构。图27A是示出这两种电路的第1结构例的框图。从图26和图27A的对比可以清楚地看出，在图26中，为易于理解而将载波频率误差估计电路608-11-1～608-11-N及载波频率误差估计值平均化电路608-12以不同的方框示出，但实际上，如图27A所示，两者构成为一体。在下文中假定图27A所示的方框为载波频率误差估计平均化电路656。

载波频率误差估计平均化电路656，具有将上述N个接收用频率变换器608-9-1～608-9-N的各输出仅延迟与反复发送的导频信号的周期相当的样本数的延迟电路656-1-1～656-1-N、分别计算该延迟电路656-1-1～656-1-N的输出的共轭复数的共轭复数电路656-2-1～656-2-N、将上述N个接收用频率变换器608-9-1～608-9-N的输出与共轭复数电路656-2-1～656-2-N的输出分别相乘并计算自相关(autocorrelation)值的复数乘法器656-3-1～656-3-N、对该复数乘法器的输出从当前的输入求取与导频信号的周期相当的样本数之和的积分电路656-4-1～656-4-N、计算该积分电路656-4-1～656-4-N的输出的平均值的平均化电路656-5、计算作为该平均化电路656-5的输出的复数相位的反正切电路656-6、将作为反正切电路656-6的输出的相位变化量除以与导频信号的周期相当的样本数并计算每1个样本时间的相位变化量的除法器656-7。

一般来说，载波频率误差的估计，首先要求取反复发送的导频信号的自相关值。假定采样周期为T、所接收的导频信号为r_p(k)(1≤k≤2K)。其中，K为与反复发送的导频信号的周期相当的样本数，即连续发送每周期K个样本的信号。假定载波频率误差为Δf，在反复发送的导频信号的采样点中，考虑相隔1周期、即K个样本的2个采样点r_p(k)、r_p(k+K)。如果没有热噪声及衰落的影响，则由于反复发送的导频信号的周期为K个样本，所以r_p(k+K)用r_p(k)表示为下式。

         r_p(k+K)＝r_p(k)·exp(2πΔf·KT)

当OFDM信号接收装置在k＝K+1、K+1、...、2K的时刻接收导频信号时，由复数乘法器656-3-1～656-3-N根据下式计算当前接收着的信号与延迟了K样本的信号的共轭复数。r_p(k+K)·r_p ^*(k)＝[r_p(k)·exp(2πΔf·KT)]·[r_p ^*(k)]

           ＝R²·exp(2πΔf·KT)

式中，R为r_p(k)及r_p(k+K)的振幅。通过由反正切电路656-6计算该运算结果的复数的相位，可以估计因时间KT的载波频率误差引起的相位变化量Δθ_k＝2πΔf·KT。所求得的相位变化量，由除法器656-7除以与导频信号的周期相当的采样点数K，从而变换为每1个采样点的相位变化量Δθ＝Δθ_k/K。在载波频率误差校正电路608-13-1～608-13-N中，利用该值使相隔k个样本的采样点的相位从用作基准的采样点转动-kΔθ，即可校正由载波频率误差引起的相位变化。

以下，更详细地说明载波频率误差估计平均化电路656的动作。开始时，由延迟电路656-1-1～656-1-N将从所有天线系统输入的导频信号延迟导频信号的一个周期。如设与导频信号的周期相当的样本数为K、采样周期为T，则所延迟的时间为KT。通过由共轭复数电路656-2-1～656-2-N计算延迟后的信号的共轭复数，并由复数乘法器656-3-1～656-3-N将其与当前输入的信号相乘，即可计算导频信号的自相关值。所输出的自相关值，为包含着在时间KT的期间因载波频率估计误差而变化的相位转动量的数值。由于自相关值可以仅按与导频信号的周期相当的样本数计算，所以由积分电路656-4-1～656-4-N计算K个样本之和。

这里，虽与图27A不同，但也可以考虑根据所求得的自相关值之和按每个天线系统计算每1个采样点的相位变化量。但是，当采用这种方法时，由于每个天线系统中各不相同的噪声及通信路径的衰落的影响或接收装置的热噪声的影响，将使每个天线系统中所输出的载波频率误差估计值具有各自不同的值。在OFDM方式中，将信号分割为被称作副载波的多个窄带信号，并在OFDM信号接收装置中通过傅里叶变换按每个副载波将信号分离。因此，所谓载波频率误差估计值不同，就是指载波频率误差估计后的每个天线的基带信号所具有的频率误差不同。这相当于所有副载波的中心频率在每个天线系统中各不相同，所以，这将使后级的传递函数估计及按每个副载波进行的干扰补偿的精度恶化，因而使通信质量恶化。

因此，在本实施形态的载波频率误差估计平均化电路656中，由平均化电路656-5将在所有各天线系统中计算的N个自相关值之和平均化，由反正切电路656-6求取平均化后的自相关值的相位，并由除法器656-7使该相位除以与导频信号的周期相当的样本数K，从而计算每1个样本时间的由载波频率误差引起的相位变化量，并将该值输出到所有的N个载波频率误差校正电路608-13-1～608-13-N。由于所估计出的载波频率误差估计值是N系统的自相关值的平均值，所以可以将载波频率误差估计中的热噪声的相对功率减低到1/N。此外，还可以借助于N分支的分集效应提高对由衰落引起的信号振幅的减低的耐受性，所以，当然也可以进行迄今采用着的与将过去估计的载波频率误差和当前估计的载波频率误差平均后的载波频率误差有关的沿时间轴方向的分集接收。

按照以上的方式，使输入到高速傅里叶变换器608-14-1～608-14-N的信号更接近于正交状态，因而可以对信号进行更精确的傅里叶变换。此外，虽然高速傅里叶变换后的信号按每个副载波进行传递函数的反函数的运算，但由于各副载波的载波频率相同所以可以更精确地进行传递函数的反函数估计，并能减低各副载波的干扰消除的误差。

如上所述，在图27A中，在进行载波频率误差估计的过程中，通过将按每个天线系统计算的反复发送的导频信号的自相关值的积分值平均后求得由载波频率误差引起的相位变化量并作为共用的估计值输出到N个载波频率误差校正电路，可以抑制因多径衰落及热噪声而引起的载波频率误差估计值的误差，同时，通过在所有系统中采用相同的载波频率误差校正值，可以使N个载波频率误差校正电路的输出具有共用的载波频率并使天线系统间的基带信号的中心频率为相同值，因而可以提高传递函数的反函数的精度，并能抑制存在载波频率误差时的特性恶化。

以下，参照图27B说明图26中示出的载波频率误差估计电路608-11-1～608-11-N及载波频率误差估计值平均化电路608-12的第2结构例。图27B中示出的载波频率误差估计平均化电路657是图27A的变形。与图27A中在相位面的状态下进行平均化不同，图27B中的特征在于，在复数状态下进行平均化后换算到相位面。具体地说，代替图27A所示的反正切电路656-6及除法器656-7，设置着每个天线系统的反正切电路656-1～656-N及除法器657-1～657-N。并且，将反正切电路656-1及除法器657-1配置在积分电路656-4-1与平均化电路657-5之间，对于反正切电路656-2～656-N及除法器657-2～657-N的各组。也同样配置在积分电路656-4-2～656-4-N与平均化电路656-5之间。此外，图27B所示的载波频率误差估计平均化电路657的动作，除了在平均化电路656-5的平均化操作之前进行反正切电路的复数相位运算及除法器的除以样本数K的除法运算这一点以外，与图27A中示出的载波频率误差估计平均化电路656的动作相同。

以下，参照图28说明载波频率误差估计电路608-11-1～608-11-N及载波频率误差估计值平均化电路608-12的第3结构例。该图所示的载波频率误差估计平均化电路658与图27A的不同点在于，新增设了计算积分电路656-4-2～656-4-N的输出即复数的自相关值的振幅的振幅运算电路657-5-2～657-5-N及用该振幅运算电路657-5-1～657-5-N的输出对上述积分电路的输出进行加权的加权电路657-6-1～657-6-N、以及由平均化电路656-5计算加权电路657-6-1～657-6-N的输出的平均值。

以下，说明载波频率误差估计平均化电路658的动作。直到由积分电路求取自相关值的运算为止，与图27A中示出的载波频率误差估计平均化电路656完全相同。

在图27A的结构中，由平均化电路656-5求取积分电路656-4-1～656-4-N的输出的平均值，但所求得的N个自相关值之和因受噪声或衰落的影响而具有彼此不同的值。特别是，在每个系统的衰落环境有很大差异的情况下，应考虑到该差值可能很大。当自相关值之和较小时，应考虑到该自相关值之和的信噪功率比较小，相反，当自相关值之和较大时，应考虑到该自相关值之和的信噪功率比较大。因此，如将自相关值的振幅不同的信号相加，则相加结果的信噪功率比将小于振幅相对较大的自相关值之和的信噪功率比。因此，在图28中采用对在无线通信领域内一般采用的最大比率合成分集方法进行了改进的运算方法。

如果与N个天线系统连接的各电路中的热噪声的功率在每个天线系统中都相同，则在N个自相关值之和中所包含的热噪声的平均功率也相同。因此，由振幅运算电路657-5-1～657-5-N求取N个自相关值之和的各个振幅，并在由加权电路657-6-1～657-6-N用该值对N个自相关值进行加权后由平均化电路656-5求取平均值。自相关值之和的振幅，虽然含有噪声误差，但大致上与自相关值的信噪功率比成比例。因此，根据自相关值之和的可靠性进行加权与对自相关值进行含有噪声误差的最大比率合成分集，基本上是等效的。因此，与图27A所示的只简单地求取自相关值之和的平均值的方法相比，对噪声功率可以进一步实现最优化，并能进一步提高载波频率误差估计的精度。

如上所述，在图28中，在将按每个天线系统计算的反复发送的导频信号的自相关值的积分值平均化之前，对载波频率误差估计平均化电路的自相关值之和进行与各自相关值的振幅成比例的加权，然后进行平均化。按照这种方式，可以根据每个天线系统中大小不同的自相关值的可靠性(自相关值之和的可靠性)进行平均化，因而可以抑制对振幅小的自相关值之和进行平均时引起的特性恶化，并可以考虑自相关值的可靠性的大小。因此，与只简单地求取自相关值的平均值的情况相比，能以更高的精度进行载波频率误差的估计，从而可以实现高质量的通信。

如以上所详述的，在OFDM信号发送装置607中，按载波频率误差估计用导频信号、传递函数估计用导频信号、数据信号的顺序发送OFDM信号，所以，在OFDM信号接收装置608中，首先用载波频率误差估计用导频信号估计载波频率的误差。例如，有一种在反复发送的导频信号的时间波形上对OFDM码元的所有采样点进行求取相邻OFDM码元的相位差的操作并根据其平均值估计载波频率误差的方法(参考文献：望月他「OFDM用频率及码元定时同步方式」电子信息通信学会技术报告(RCS98-21，1998-04))。

所求得的载波频率误差，输入到载波频率误差估计值平均化电路608-12，计算N系统的估计值的平均值，并将平均值输入到所有N个载波频率误差校正电路608-13-1～608-13-N，用同一校正值对载波频率误差进行校正。平均化后的载波频率误差估计值，是N系统的平均值，所以，与未进行平均化的载波频率误差估计值相比，可以将热噪声的影响减低到1/N。

另外，还借助于载波频率误差估计中的N分支的分集效应提高对由衰落引起的信号振幅的减低的耐受性，所以，与此前的方法相比可以将载波频率误差估计值误差抑制得更低。进一步，也可以进行将以前估计的载波频率误差与当前估计的载波频率误差平均的沿时间轴方向的分集接收。因此，使输入到高速傅里叶变换器608-14-1～608-14-N的信号的正交性提高，因而可以对信号进行精确的傅里叶变换。此外，在本实施形态中，虽然高速傅里叶变换后的信号按每个副载波进行传递函数的反函数的运算，但由于各副载波的载波频率相同，所以可以更精确地进行传递函数的反函数估计，并能减低各副载波的干扰消除的误差。

在图29中示出采用了图26所示OFDM信号的实施形态的计算机仿真特性评价。在图30中给出了仿真的各参数。可以看出，进行载波频率误差估计值的平均化的本实施形态的信息包出错率(PER：PacketError Rate)特性，与假定每个天线系统单独使用载波频率误差估计值的情况相比，具有50dB左右的特性改善效果。

本实施形态，在采用了MIMO信道的OFDM信号传输系统中，通过将按每个天线系统从每个天线系统的载波频率误差求得的载波频率误差估计值平均化，可以提高载波频率误差的精度，此外，还可以消除天线系统之间的载波频率的差异。其结果是，可以提高载波频率误差估计后的干扰消除运算即传递函数的反函数的估计精度，因而可以实现高质量的通信而且其效果更为显著。

(第16实施形态)

本实施形态，是通过分集合成提高传输质量的OFDM在信号传输系统。

在上述的第13和第14实施形态中，通过使干扰消除器的输出值乘以与上述输出值的信噪功率比的平方根成比例的系数(这里，称为振幅信息系数)，再现接收时的振幅信息。通过这种操作，在消除干扰后的信号中也保持着本来的接收振幅信息，所以，可以最大限度地发挥后级的软判定纠错译码器的纠错能力，因而能改善出错率特性。此外，振幅信息系数，可以用在求取与由干扰消除器进行干扰消除之前的信号相乘的传递函数逆矩阵的过程中得到的参数取得，所以具有无需求取直接接收信号的信噪功率比的优点。

以下，首先，考察在上述第13和第14实施形态的采用了MIMO信道的OFDM信号传输系统中进行分集合成的情况。当在OFDM信号传输系统中进行分集合成时，可以考虑采用例如在特开2000-332723号公报中公开的方法。在上述公报中，在OFDM信号接收装置中，按每个副载波测定从各分支的信号生成的信噪功率比，并在对检波后的上述各分支的信号进行加权(这里，将加权系数称作分集系数)后将其相加，从而实现最大比率合成(即，为从来自多个天线的接收信号得到最佳的信号，对接收信号进行加权合成以使接收信号的信噪功率比为最大)。

如将上述公报中所公开的最大比率合成技术与上述第13或第14实施形态中给出的OFDM信号传输方式组合在一起，则例如可以构成如图31所示的OFDM信号传输系统。

图31所示的OFDM信号传输系统，由OFDM信号发送装置701和OFDM信号接收装置702构成。与到此为止的实施形态一样，在OFDM信号发送装置701中设有数据变换器、导频信号发生装置、多路复用电路、码元定时发生器、发送用频率变换器、发送用局部振荡器等，在OFDM信号接收装置702中设有接收用频率变换器、接收用局部振荡器、定时信号发生器等，但在图31中将这些构成要素的图示省略。

OFDM信号发送装置701，由输入同一OFDM信号的N个(N为2以上的整数)高速傅里叶逆变换器701-1-1～701-1-N及N个发送天线701-2-1～701-2-N构成。

另一方面，OFDM信号接收装置702，备有N个接收天线702-1-1～702-1-N、N个高速傅里叶变换器702-2-1～702-2-N、将高速傅里叶变换器702-2-1～702-2-N的输出变换为每个副载波序列的副载波信号构成器702-3、根据高速傅里叶变换器702-2-1～702-2-N的输出计算每个副载波的传递系数逆矩阵的副载波传递系数逆矩阵运算器702-4、进行副载波信号构成器702-3的I系统的输出与由副载波传递系数逆矩阵运算器702-4取得的I个传递系数逆矩阵的乘法运算的I个副载波干扰消除器702-5-1～702-5-I、根据由副载波传递系数逆矩阵运算器702-4取得的传递系数逆矩阵的元素进行每1个元素N个振幅信息系数的运算的I个振幅信息系数运算器702-6-1～702-6-I、将副载波干扰消除器702-5-1～702-5-I的输出信号序列与由振幅信息系数运算器702-6-1～702-6-I取得的振幅信息系数相乘的N×I个振幅信息系数乘法器702-7-1-1～702-7-1-N、702-7-2-1～702-7-2-N、...、702-7-I-1～702-7-I-N、根据振幅信息系数乘法器702-7-1-1～702-7-1-N、702-7-2-1～702-7-2-N、...、702-7-I-1～702-7-I-N的输出进行N分支的最大比率合成分集的最大比率合成器702-8-1～702-8-I、将最大比率合成器702-8-1～702-8-I的输出变换为每个码元的序列并输出1系统的OFDM信号的码元数据变换器702-9。

在图32中详细地示出振幅信息系数乘法器702-7-1-1～702-7-1-N、702-7-2-1～702-7-2-N、...、702-7-I-1～702-7-I-N。

另外，图31所示的最大比率合成器702-8-K(1≤K≤I)，如图33所示，备有计算振幅信息系数乘法器702-7-K-1～702-7-K-N的输出信号的信噪功率比的包络线生成器702-8-K-1-1～702-8-K-1-N、计算包络线生成器702-8-K-1-1～702-8-K-1-N的输出值之和的加法器702-8-K-2、将包络线生成器702-8-K-1-1～702-8-K-1-N的输出值作为被除数并将加法器702-8-K-2的输出值作为除数而计算分集系数的除法器702-8-K-3-1～702-8-K-3-N、对振幅信息系数乘法器702-7-K-1～702-7-K-N的输出信号进行检波处理的检波器702-8-K-4-1～702-8-K-4-N、进行检波器702-8-K-4-1～702-8-K-4-N的输出信号与除法器702-8-K-3-1～702-8-K-3-N的输出值的乘法运算的分集系数乘法器702-8-K-5-1～702-8-K-5-N、及计算分集系数乘法器702-8-K-5-1～702-8-K-5-N的输出值之和的加法器702-8-K-6。

在上述的组合中，在所有N个分支中发送相同的数据信号，并由副载波传递系数逆矩阵运算器702-4计算将与每个分支副载波i(1≤i≤I)的发送接收天线的组合对应的传递系数作为分量的N×N的矩阵(将其称作传递函数矩阵)Sⁱ的逆矩阵(Sⁱ)^-1(将其称作传递函数逆矩阵)，副载波干扰消除器702-5-I，通过将逆矩阵(Sⁱ)^-1与接收到的N码元数据信号中的副载波i所对应的分量相乘而补偿相互干扰，从而将所发送的数据信号分离。此外，由振幅信息系数运算器702-6-i计算各数据信号的作为一例的与信噪功率比的平方根对应的振幅信号系数，并通过将振幅信号系数与副载波干扰消除器702-5-I的输出相乘而对噪声振幅进行均衡，从而将数据信号的振幅恢复为本来的接收振幅值。然后，由最大比率合成器702-8-1～702-8-I按每个副载波进行N个分支输出的最大比率合成。最大比率合成后，由码元数据变换器702-9计算似然信息，并根据该似然信息进行软判定纠错从而将发送信号复原。

由于按如上方式进行动作，所以能够进行N个分支输出的最大比率合成分集，与不采用这种技术的OFDM信号传输系统相比，可以改善出错率特性。

但是，在上述的组合中，为进行最大比率合成而设置了一个用于测定信噪功率比的包络线生成器，所以增大了装置规模。

因此，在本实施形态中，构成如下的OFDM信号传输系统。在图34中示出本实施形态的OFDM信号传输系统的结构。本实施形态的OFDM信号传输系统，如图34所示，由OFDM信号发送装置703和OFDM信号接收装置704构成。

OFDM信号发送装置703，与OFDM信号发送装置701一样，由N个高速傅里叶逆变换器703-1-1～703-1-N及N个发送天线703-2-1～703-2-N构成。此外，与到此为止的实施形态一样，还设有数据变换器、导频信号发生装置、多路复用装置、码元定时发生装置、发送用局部振荡器、发送用频率变换器等，但在图34中将这些构成要素的图示省略。

另一方面，OFDM信号接收装置704，备有N个接收天线704-1-1～704-1-N、N个高速傅里叶变换器704-2-1～702-4-N、将该高速傅里叶变换器704-2-1～704-2-N的输出变换为每个副载波序列的副载波数据构成器704-3、根据该高速傅里叶变换器704-2-1～704-2-N的输出估计所有组合的发送接收天线之间的每个副载波的传递系数矩阵并计算其逆矩阵的副载波传递系数逆矩阵运算器704-4、进行副载波信号构成器704-3的I系统的输出与副载波传递系数逆矩阵运算器704-4的I系统的输出的乘法运算的I个副载波干扰消除器704-5-1～704-5-I、根据副载波传递系数逆矩阵运算器704-4的输出计算振幅信息系数的I个振幅信息系数运算器704-6-1～704-6-I、将I个副载波干扰消除器704-5-1～704-5-I的输出信号序列与振幅信息系数运算器704-6-1～704-6-I计算出的振幅信息系数相乘的N×I个振幅信息系数乘法器704-7-1-1～704-7-1-N、704-7-2-1～704-7-2-N、...、704-7-I-1～704-7-I-N、根据振幅信息系数运算器704-6-1～704-6-I取得的振幅信息系数计算每个分支的分集系数的I个分集系数运算器704-8-1～704-8-I、对各振幅信息系数乘法器704-7-1-1～704-7-1-N、704-7-2-1～704-7-2-N、...、704-7-I-1～704-7-I-N的输出信号进行检波处理并对检波处理后的每个分支的信号进行与由分集系数运算器704-8-1～704-8-I取得的每个分支的分集系数成比例的加权合成的I个分集合成器704-9-1～704-9-I、及将分集合成器704-9-1～704-9-I的输出变换为每个码元的序列的码元数据变换器704-10。此外，与到此为止的实施形态一样，还设有接收用频率变换器、接收用局部振荡器、定时信号发生器等，但在图34中将这些构成要素的图示省略。

另外，图34所示的分集系数运算器704-8-K(1≤K≤I)，如图35所示，备有计算振幅信息系数运算器704-6-K的每个分支的输出值的二次方的平方运算器704-8-K-1-1～704-8-K-1-N、计算平方运算器704-8-K-1-1～704-8-K-1-N的输出值之和的加法器704-8-K-2、及将平方运算器704-8-K-1-1～704-8-K-1-N的输出值作为被除数并将加法器704-8-K-2的输出值作为除数而计算分集系数的除法器704-8-K-3-1～704-8-K-3-N。

同样，图34所示的分集合成器704-9-K(1≤K≤I)，如图35所示，备有检波器704-9-K-1-1～704-9-K-1-N、将检波器704-9-K-1-1～704-9-K-1-N的输出值与分集系数运算器704-8-K的每个分支的输出值相乘的分集系数乘法器704-9-K-2-1～704-9-K-2-N、及计算分集系数乘法器704-9-K-2-1～704-9-K-2-N的输出值之和的加法器704-9-K-3。

由副载波传递系数逆矩阵运算器704-4计算将与每个副载波i的发送接收天线的组合对应的传递系数作为分量的N×N的矩阵Sⁱ的逆矩阵(Sⁱ)^-1，副载波干扰消除器704-5-1～704-5-I，通过将(Sⁱ)-1与接收到的N码元数据信号中的副载波i所对应的分量相乘而补偿相互干扰，从而将所发送的数据信号分离。在本实施形态的OFDM信号传输系统中，由于失掉了该分离后的数据信号的振幅信息，所以由振幅信息系数运算器704-6-1～704-6-I根据副载波传递系数逆矩阵运算器704-4的I系统的输出从接收信号所具有的振幅信息计算振幅信息系数。进一步，由于在各副载波中进行各分支的输出输出值的分集合成，所以由分集系数运算器704-8-1～704-8-I根据上述振幅信息系数运算器704-6-1～704-6-I的输出计算与振幅信息系数的平方成比例的分集系数，并对乘以振幅信息系数后进行了检波的所有分支的输出值进行与分集系数成比例的加权，然后进行合成。

这里，考虑多个由振幅信息系数运算器704-6-1～704-6-I取得的振幅信息系数wⁱ ₁、wⁱ ₂、...、wⁱ _N，与第13实施形态一样，采用抗噪性最优且最适用于计算分集系数wⁱ _SD1、wⁱ _SD2、...、wⁱ _SDN的接收信号的信噪功率比(SNR)。振幅信息系数的运算细节，与参照式(22)～式(28)进行的第13实施形态中的权重系数的运算细节相同，只需将该说明中的权重系数Wⁱ ₁、Wⁱ ₂、...、Wⁱ _N换成振幅信息系数wⁱ ₁、wⁱ ₂、...、wⁱ _N即可。

另外，在本实施形态中，由分集系数运算器704-8-i计算的分集系数wⁱ _SD1、wⁱ _SD2、...、wⁱ _SDN，可以用由式(28)表示的振幅信息系数wⁱ ₁、wⁱ ₂、...、wⁱ _N表示为下式。 ${w^i}_{\mathrm{SDj}}=\frac{{\left({w^i}_j\right)}^2}{\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left({w^i}_j\right)}^2}\&hellip;\left(29\right)$

振幅信息系数wⁱ ₁、wⁱ ₂、...、wⁱ _N，与各副载波的SNR的比率的平方根成比例，所以，分集系数wⁱ _SD1、wⁱ _SD2、...、wⁱ _SDN，与各副载波的SNR的比率成比例。因此，可以认为用上述分集系数进行加权合成后的合成器704-9-i的输出与用信噪功率比加权合成的情况相同，所以，可以得到与最大比率合成时的输出相同的特性。

另外，在以上的说明中，从振幅信息系数wⁱ ₁、wⁱ ₂、...、wⁱ _N取得分集系数wⁱ _SD1、wⁱ _SD2、...、wⁱ _SDN，但因振幅信息系数wⁱ ₁、wⁱ ₂、...、wⁱ _N可以根据由副载波传递系数逆矩阵运算器704-4计算的传递系数逆矩阵的各元素取得，所以，分集系数wⁱ _SD1、wⁱ _SD2、...、wⁱ _SDN也同样可以直接用上述传递系数逆矩阵的各元素取得。

以下，给出本实施形态的试验例。试验例中的参数如下。

信道多路复用数(天线个数＝N)：2(发送接收各2个)

传输速度：54Mbps/信道

副载波数(＝I)：48/信道

副载波调制方式：64QAM

纠错方式：编码率3/4、约束长度7的卷积编码/维特比译码

衰落：18波瑞利衰落(rms延迟扩展＝50[ns]，最大多普勒频率＝50Hz)

振幅信息系数：将上述式(28)中的K按K＝1实施。

作为本实施形态的试验例的结果，在图36中示出图34的结构的信息包出错率(PER)特性，为进行比较，还示出第13和第14实施形态中采用最大比率合成技术的图31的结构的信息包出错率特性。可以看出，按照本实施形态可以获得与图31所示结构的PER特性几乎相同的PER特性。

如上所述，在本实施形态中，将与为再现副载波干扰消除器输出的接收振幅信息而计算出的振幅信息系数的平方成比例的值置换为通过用振幅信息系数进行的计算而取得的分集系数，并对乘以振幅信息系数后的各分支的信号进行与分集系数成比例的加权，然后进行合成，从而可以获得分集效果。当采用了与信噪功率比的平方根成比例的振幅信息系数时，与振幅信息系数的平方成比例的值，与信噪功率比成比例，所以能取得与最大比率合成分集同样的效果。此外，在本实施形态中，用于计算分集系数的振幅信息系数，可以通过采用在计算传递函数逆矩阵的过程中得到的参数进行的运算求得，所以，无需用包络线生成器测定信噪功率比，因而可以抑制装置规模的扩大。

Claims (44)

1.一种OFDM信号传输系统，备有：OFDM信号发送装置，包含多个的N个发送天线，并从上述发送天线发送同一无线电频率的OFDM信号；OFDM信号接收装置，包含接收从上述N个发送天线发送到的信号的N个接收天线；逆矩阵运算器，按每个副载波计算将上述各发送天线与上述各接收天线之间的各信号传递路径的传递系数作为分量的N次方阵的逆矩阵；及干扰消除器，根据由上述逆矩阵运算器计算出的上述逆矩阵，将从上述OFDM信号发送装置到上述OFDM信号接收装置的信号传输过程中在上述各信号传递路径之间产生的干扰分量消除。

2.根据权利要求1所述的OFDM信号传输系统，其特征在于：上述N个发送天线，是采用了相互正交的偏振波的2个发送天线，上述N个接收天线，是采用了相互正交的偏振波的2个接收天线。

3.根据权利要求1所述的OFDM信号传输系统，其特征在于：上述逆矩阵运算器及上述干扰消除器，设在上述OFDM信号接收装置内，上述OFDM信号发送装置，还备有：OFDM调制器，与上述每个发送天线连接并根据发送码元定时进行动作；发送用频率变换器，根据局部振荡频率将上述OFDM调制器的输出变换为无线电频率，并输出到上述发送天线，上述OFDM信号接收装置，还备有：接收用频率变换器，与上述每个接收天线连接并根据局部振荡频率将由上述接收天线接收到的无线电频率的接收信号的频率变换为适于解调的频率；高速傅里叶变换器，分别与上述接收用频率变换器连接，并根据接收码元定时对上述接收用频率变换器的输出进行傅里叶变换，上述干扰消除器，求取从上述高速傅里叶变换器输出的每个副载波的接收OFDM信号与上述逆矩阵的乘积，并输出与上述OFDM信号发送装置发送的OFDM信号对应的每个副载波的振幅和相位。

4.根据权利要求3所述的OFDM信号传输系统，其特征在于：上述OFDM信号发送装置，还备有：导频信号发生器，与上述各OFDM调制器对应地产生N种导频信号；多路复用电路，将N系统的发送信息信号与上述导频信号多路复用，并输出到上述OFDM调制器；OFDM码元定时发生器，将共用的OFDM码元定时作为上述发送码元定时供给所有的上述OFDM调制器；发送用局部振荡器，对上述所有发送用频率变换器供给共用的局部振荡信号，上述OFDM信号接收装置，还备有：接收用局部振荡器，对上述所有接收用频率变换器供给共用的局部振荡信号；定时信号发生器，作为上述所有高速傅里叶变换器共用的上述接收用码元定时，对上述高速傅里叶变换器供给用于由上述接收天线接收上述导频信号的OFDM码元定时，上述逆矩阵运算器，对上述发送天线与上述接收天线的所有组合，通过由已知导频信号的振幅和相位将上述导频信号的接收振幅和相位归一化，测定上述传递系数，并计算与各副载波的矩阵对应的上述逆矩阵。

5.根据权利要求4所述的OFDM信号传输系统，其特征在于：上述OFDM信号发送装置，使定时相互错开而以在时间轴上互不重叠的方式从上述导频信号发生器发送上述导频信号，上述OFDM信号接收装置，接收在上述时间轴上错开发送的上述各导频信号，并由上述高速傅里叶变换器进行分离。

6.根据权利要求4所述的OFDM信号传输系统，其特征在于：上述OFDM信号发送装置的上述导频信号发生器，备有：发送副载波导频矩阵发生器，当副载波数为I时，产生将第i(i为1以上I以下的整数)副载波的由第n个(n为1以上N以下的整数)发送天线发送的第m码元(m为1以上N以下的整数)的导频信号Pⁱ _mn作为第m行n列分量并且行列式不为0且是单位矩阵及其复数倍矩阵以外的发送副载波导频矩阵；发送导频信号构成器，假定从上述发送副载波导频矩阵发生器输出的第i副载波的发送副载波导频矩阵为Pⁱ，并从所有的发送副载波导频矩阵Pⁱ将第m行n列分量作为第n个天线的第m码元的导频信号分量(P¹ _mn、P² _mn、...、P^I _mn)输入到上述多路复用电路，上述OFDM信号接收装置的逆矩阵运算器，备有：接收副载波导频矩阵发生器，根据由上述接收天线接收到的N码元的导频信号，生成将从上述高速傅里叶变换器输出的第i副载波的第n个接收天线的第m码元接收信号rⁱ _mn作为第m行n列分量的N行N列接收副载波导频矩阵PRⁱ；I个副载波传递函数矩阵运算器，通过将上述接收副载波导频矩阵PRⁱ与上述发送副载波导频矩阵Pⁱ的逆矩阵相乘，计算与第i副载波对应的上述发送天线和上述接收天线之间的传递函数矩阵即副载波传递函数矩阵Sⁱ，然后计算该副载波传递函数矩阵的逆矩阵(Sⁱ)^-1。

7.根据权利要求4所述的OFDM信号传输系统，其特征在于：上述OFDM信号接收装置，还备有：N个载波频率误差估计电路，根据上述接收用频率变换器的输出，估计上述发送用局部振荡器的振荡信号和上述接收用局部振荡器的振荡信号的频率误差，并输出载波频率误差估计值；载波频率误差估计值平均电路，计算并输出从上述N个载波频率误差估计电路输出的上述载波频率误差估计值的平均值；N个载波频率误差校正电路，根据从上述载波频率误差估计值平均电路输出的平均值，对上述接收用频率变换器的各输出的载波频率误差进行校正。

8.根据权利要求7所述的OFDM信号传输系统，其特征在于：上述导频信号发生器，反复发送载波频率误差估计用导频信号，上述载波频率误差估计电路，备有：N个延迟电路，将上述接收用频率变换器的输出延迟与上述载波频率误差估计用导频信号的反复周期相同的时间；N个共轭复数电路，计算上述N个延迟电路的输出的共轭复数；N个复数乘法器，将上述接收用频率变换器的输出与上述共轭复数电路的输出相乘；N个积分电路，按与上述载波频率误差估计用导频信号的反复周期相当的样本数求取上述复数乘法器的输出之和；平均化电路，求取上述N个积分电路的输出的平均值；反正切电路，用上述平均化电路的输出计算与载波频率误差成比例的相位变化量；相位变换电路，将上述反正切电路的输出变换为每1个样本时间的载波频率误差。

9.根据权利要求7所述的OFDM信号传输系统，其特征在于：上述导频信号发生器，反复发送载波频率误差估计用导频信号，上述载波频率误差估计电路，备有：N个延迟电路，将上述接收用频率变换器的输出延迟与上述载波频率误差估计用导频信号的反复周期相同的时间；N个共轭复数电路，计算上述N个延迟电路的输出的共轭复数；N个复数乘法器，将上述接收用频率变换器的输出与上述共轭复数电路的输出相乘；N个积分电路，按与上述载波频率误差估计用导频信号的反复周期相当的样本数求取上述复数乘法器的输出之和；反正切电路，用上述N个积分电路的输出计算与载波频率误差成比例的相位变化量；相位变换电路，将上述反正切电路的输出变换为每1个样本时间的载波频率误差；平均化电路，求取上述N个相位变换电路的输出的平均值。

10.根据权利要求4所述的OFDM信号传输系统，其特征在于：上述OFDM信号发送装置，还备有：纠错编码器，对上述发送信息信号进行纠错编码；交错器，改换从上述纠错编码器输出的信号的代码顺序并输出到上述多路复用电路，上述OFDM信号接收装置，还备有：反交错器，对上述干扰消除器的输出进行与上述交错器相反的动作；纠错译码器，对从上述反交错器输出的纠错代码进行译码。

11.根据权利要求10所述的OFDM信号传输系统，其特征在于：上述OFDM信号接收装置，还备有：权重系数运算器，取得与上述干扰消除器的输出值对应的权重系数；乘法器，将由上述权重系数运算器取得的权重系数与上述干扰消除器的输出值相乘。

12.根据权利要求10所述的OFDM信号传输系统，其特征在于：上述OFDM信号发送装置，还备有用于切换将对上述发送信息信号进行了串并变换后的信号输出到上述多路复用电路、或将同一发送信息信号输出到上述多路复用电路的第1切换器，上述OFDM信号接收装置，还备有：通信质量测定器，用于测定与上述OFDM信号发送装置发送的OFDM信号的任意副载波有关的上述干扰消除器的输出的接收质量；第2切换器，当上述OFDM信号发送装置发送对上述发送信息信号进行了串并变换后的信号时将从上述干扰消除器输出的信号直接输出，当上述OFDM信号发送装置发送同一发送信息信号时将上述干扰消除器的输出相加或将上述干扰消除器的输出中的接收电平大的一方输出，上述第1切换器，根据上述通信质量测定器的测定结果进行切换。

13.根据权利要求12所述的OFDM信号传输系统，其特征在于：上述OFDM信号接收装置，还备有：振幅信息系数运算器，根据由上述逆矩阵运算器取得的上述逆矩阵的元素计算用于再现由上述接收天线接收的信号的振幅信息的振幅信息系数；振幅信息系数乘法器，将由上述振幅信息系数运算器取得的上述振幅信息系数与上述干扰消除器的各输出相乘；分集系数运算器，根据由上述逆矩阵运算器取得的上述逆矩阵的元素或由上述振幅信息系数运算器计算出的上述振幅信息系数，计算在用于分集合成的加权中使用的分集系数；分集系数乘法器，将由上述分集系数运算器计算出的上述分集系数与上述振幅信息系数乘法器的输出信号相乘；加法器，输出将上述分集系数运算器的输出信号相加后的结果即OFDM信号。

14.根据权利要求1所述的OFDM信号传输系统，其特征在于：上述干扰消除器设在上述OFDM信号发送装置内，上述OFDM信号发送装置，备有：数据变换器，将N个发送信息信号分别变换为OFDM码元；上述干扰消除器，将上述逆矩阵运算器取得的上述逆矩阵与上述数据变换器生成的OFDM码元的各副载波相乘；高速傅里叶逆变换器，对上述干扰消除器输出的信号进行傅里叶逆变换；发送用频率变换器，将上述高速傅里叶逆变换器的输出信号的频率变换为无线电频率；上述OFDM信号接收装置，还备有：接收用频率变换器，将由上述接收天线接收到的无线电频率的接收信号变换为适于解调的频率；N个高速傅里叶变换器，对上述接收用频率变换器输出的N系统的各接收信号进行傅里叶变换；解调器，将从上述高速傅里叶变换器输出的每个天线系统的OFDM码元变换为位串。

15.根据权利要求14所述的OFDM信号传输系统，其特征在于：上述逆矩阵运算器，设在上述OFDM信号接收装置内，上述OFDM信号接收装置，还备有：将上述逆矩阵运算器求得的上述逆矩阵发送到上述OFDM信号发送装置的逆矩阵信息发送器，上述OFDM信号发送装置，还备有接收从上述OFDM信号接收装置发送的上述逆矩阵的逆矩阵信息接收器，上述干扰消除器，将上述逆矩阵信息接收器接收到的上述逆矩阵与上述数据变换器生成的各OFDM码元的各副载波相乘。

16.根据权利要求14所述的OFDM信号传输系统，其特征在于：上述逆矩阵运算器，设在上述OFDM信号发送装置内，上述OFDM信号发送装置，还备有：导频信号发生器，产生与上述各发送天线对应的N种导频信号；多路复用电路，将上述干扰消除器输出的N系统的各信号分别与上述N种导频信号多路复用，并输出到上述高速傅里叶逆变换器；导频信息接收器，接收从上述OFDM信号发送装置输出的上述导频信号的接收信息，上述逆矩阵运算器，根据上述导频信息接收器接收到的上述导频信号的接收信息计算上述逆矩阵，上述OFDM信号接收装置，还备有按每个副载波从上述高速傅里叶变换器的输出检测接收到的N个导频信号的振幅和相位并将上述导频信号的上述接收信息发送到上述OFDM信号发送装置的导频信息发送器。

17.根据权利要求1所述的OFDM信号传输系统，其特征在于：上述接收天线是还备有发送功能的第1组天线，上述发送天线是还备有接收功能的第2组天线，上述逆矩阵运算器及上述干扰消除器，设在上述OFDM信号发送装置内，上述OFDM信号接收装置，还备有：导频信号发生器，产生与上述第2组天线分别对应的N种导频信号；第1组高速傅里叶逆变换器，对上述导频信号发生器输出的N种导频信号进行高速傅里叶逆变换；第1组发送用频率变换器，将从上述第1组高速傅里叶逆变换器输出的信号变换为适于发送的无线电频率；第1组接收用频率变换器，将由上述第1组天线接收到的无线电频率的接收信号变换为适于解调的频率；第1组高速傅里叶变换器，对上述第1组接收用频率变换器输出的N系统的各接收信号进行傅里叶变换；N个解调器，将从上述第1组高速傅里叶变换器输出的每个天线系统的OFDM码元变换为位串；第1组发送接收切换器，对由上述第1组天线发送从上述第1组发送用频率变换器输出的信号、或接收供给上述第1组接收用频率变换器的上述接收信号进行切换，上述OFDM信号发送装置，备有：第2组接收用频率变换器，将从上述OFDM信号接收装置发送并由上述第2组天线接收到的无线电频率的导频信号变换为适于解调的频率；第2组高速傅里叶变换器，对上述第2组接收用频率变换器输出的信号进行傅里叶变换；上述逆矩阵运算器，根据从上述第2组高速傅里叶变换器的输出抽出的信号计算上述逆矩阵；N个数据变换器，将所输入的N系统的各发送信息信号变换为OFDM码元；上述干扰消除器，将上述逆矩阵运算器求得的上述逆矩阵与上述数据变换器生成的各OFDM码元的各副载波相乘；第2组高速傅里叶逆变换器，对上述干扰消除器输出的信号进行高速傅里叶逆变换；第2组发送用频率变换器，将从上述第2组高速傅里叶逆变换器输出的信号的频率变换为无线电频率；第2组发送接收切换器，对由上述第2组天线发送从上述第2组发送用频率变换器输出的信号、或接收供给上述第2组接收用频率变换器的上述导频信号进行切换。

18.一种OFDM信号发送装置，应用于从备有多个的N个发送天线的OFDM信号发送装置向备有N个接收天线的OFDM信号接收装置传输同一无线电频率的OFDM信号的OFDM信号传输系统，上述OFDM信号传输系统，备有：逆矩阵运算器，按每个副载波计算将上述各发送天线与上述各接收天线之间的各信号传递路径的传递系数作为分量的N次方阵的逆矩阵；干扰消除器，根据由上述逆矩阵运算器计算出的上述逆矩阵，将从上述OFDM信号发送装置到上述OFDM信号接收装置的信号传输过程中在上述各信号传递路径之间产生的干扰分量消除；及导频信号发生器，产生用于由上述逆矩阵运算器计算上述逆矩阵的N种导频信号，上述OFDM信号发送装置，备有上述逆矩阵运算器、上述干扰消除器、上述导频信号发生器中的至少一个。

19.根据权利要求18所述的OFDM信号发送装置，其特征在于：上述N个发送天线，是朝向作为上述N个接收天线而设在上述OFDM信号接收装置内的采用相互正交的偏振波的2个接收天线并以相互正交的偏振波发送上述OFDM信号的2个发送天线。

20.根据权利要求18所述的OFDM信号发送装置，其特征在于：备有：发送用频率变换器，根据局部振荡频率将上述OFDM调制器的输出变换为无线电频率，并输出到上述发送天线，上述导频信号发生器；多路复用电路，将N系统的发送信息信号与上述导频信号多路复用；OFDM调制器，与上述多路复用电路连接并根据发送码元定时进行动作；OFDM码元定时发生器，将共用的OFDM码元定时作为上述发送码元定时供给所有的上述OFDM调制器；发送用局部振荡器，对上述所有发送用频率变换器供给共用的局部振荡信号，上述导频信号发生器，通过由设在上述OFDM信号接收装置内的上述逆矩阵运算器用已知导频信号的振幅和相位将上述N种导频信号的接收振幅和相位归一化，与上述各OFDM调制器对应地产生用于计算各副载波的上述逆矩阵的上述N种导频信号。

21.根据权利要求20所述的OFDM信号发送装置，其特征在于：上述导频信号发生器，使定时相互错开而以在时间轴上互不重叠的方式发送上述导频信号。

22.根据权利要求20所述的OFDM信号发送装置，其特征在于：上述导频信号发生器，备有：发送副载波导频矩阵发生器，当副载波数为I时，产生将第i(i为1以上I以下的整数)副载波的由第n个(n为1以上N以下的整数)发送天线发送的第m码元(m为1以上N以下的整数)的导频信号Pⁱ _mn作为第m行n列分量并且行列式不为0且不是单位矩阵及其复数倍矩阵的发送副载波导频矩阵；发送导频信号构成器，假定从上述发送副载波导频矩阵发生器输出的第i副载波的发送副载波导频矩阵为Pⁱ，并从所有的发送副载波导频矩阵Pⁱ将第m行n列分量作为第n个天线的第m码元的导频信号分量(P¹ _mn、P² _mn、...、P^I _mn)输出到上述多路复用电路

23.根据权利要求20所述的OFDM信号发送装置，其特征在于：还备有：纠错编码器，对上述发送信息信号进行纠错编码；交错器，改换从上述纠错编码器输出的信号的代码顺序并输出到上述多路复用电路。

24.根据权利要求23所述的OFDM信号发送装置，其特征在于：还备有第1切换器，根据由上述OFDM信号接收装置对向上述OFDM信号接收装置发送的OFDM信号的任意副载波进行测定后的接收质量，切换将对上述发送信息信号进行了串并变换后的信号输出到上述多路复用电路、或将同一发送信息信号输出到上述多路复用电路。

25.根据权利要求18所述的OFDM信号发送装置，其特征在于：备有数据变换器，将N系统的各发送信息信号变换为OFDM码元；上述干扰消除器，将上述逆矩阵运算器取得的上述逆矩阵与上述数据变换器生成的各OFDM码元的各副载波相乘；高速傅里叶逆变换器，对上述干扰消除器输出的信号进行傅里叶逆变换；发送用频率变换器，将上述高速傅里叶逆变换器的输出信号的频率变换为无线电频率。

26.根据权利要求25所述的OFDM信号发送装置，其特征在于：还备有接收从设在上述OFDM信号接收装置内的上述逆矩阵运算器输出的上述逆矩阵的逆矩阵信息接收器，上述干扰消除器，将上述逆矩阵信息接收器接收到的上述逆矩阵与上述数据变换器生成的各OFDM码元的各副载波相乘。

27.根据权利要求25所述的OFDM信号发送装置，其特征在于：备有：上述逆矩阵运算器；上述导频信号发生器；多路复用电路，将上述干扰消除器输出的N系统的各信号分别与上述N种导频信号多路复用，并输出到上述高速傅里叶逆变换器；导频信息接收器，与发送到上述OFDM信号接收装置的上述导频信号对应地接收从上述OFDM信号发送装置发送到的上述导频信号的接收信息，上述逆矩阵运算器，根据上述导频信息接收器接收到的上述导频信号的接收信息计算上述逆矩阵。

28.根据权利要求18所述的OFDM信号发送装置，其特征在于：上述发送天线是还备有接收功能的发送接收天线，上述OFDM信号发送装置，备有：接收用频率变换器，与上述各发送接收天线对应地将从上述OFDM信号接收装置发送并由上述发送接收天线接收到的N种的导频信号变换为适于解调的频率；高速傅里叶变换器，对上述接收用频率变换器输出的信号进行傅里叶变换；上述逆矩阵运算器，根据从上述高速傅里叶变换器的输出抽出的信号计算上述逆矩阵；N个数据变换器，将所输入的N系统的各发送信息信号变换为OFDM码元；上述干扰消除器，将上述逆矩阵运算器求得的上述逆矩阵与上述数据变换器生成的各OFDM码元的各副载波相乘；高速傅里叶逆变换器，对上述干扰消除器输出的信号进行高速傅里叶逆变换；发送用频率变换器，将从上述高速傅里叶逆变换器输出的信号的频率变换为无线电频率；发送接收切换器，对由上述发送接收天线发送从上述发送用频率变换器输出的信号、或接收供给上述接收用频率变换器的上述导频信号进行切换。

29.一种OFDM信号接收装置，应用于从备有多个的N个发送天线的OFDM信号发送装置向备有N个接收天线的OFDM信号接收装置传输同一无线电频率的OFDM信号的0FDM信号传输系统，上述OFDM信号传输系统，备有：逆矩阵运算器，按每个副载波计算将上述各发送天线与上述各接收天线之间的各信号传递路径的传递系数作为分量的N次方阵的逆矩阵；干扰消除器，根据由上述逆矩阵运算器计算出的上述逆矩阵，将从上述OFDM信号发送装置到上述OFDM信号接收装置的信号传输过程中在上述各信号传递路径之间产生的干扰分量消除；及导频信号发生器，产生用于由上述逆矩阵运算器计算上述逆矩阵的N种导频信号，上述OFDM信号接收装置，备有上述逆矩阵运算器、上述干扰消除器、上述导频信号发生器中的至少一个。

30.根据权利要求29所述的OFDM信号接收装置，其特征在于：上述N个接收天线，是用相互正交的偏振波接收作为上述N个发送天线而设在上述OFDM信号发送装置内的2个发送天线采用相互正交的偏振波发送的上述OFDM信号的2个接收天线。

31.根据权利要求29所述的OFDM信号接收装置，其特征在于：还备有：上述逆矩阵运算器；上述干扰消除器；接收用频率变换器，与上述每个接收天线连接并根据局部振荡频率将由上述接收天线接收到的无线电频率的接收信号的频率变换为适于解调的频率；高速傅里叶变换器，分别与上述接收用频率变换器连接，并根据接收码元定时对上述接收用频率变换器的输出进行傅里叶变换，上述干扰消除器，求取从上述高速傅里叶变换器输出的每个副载波的接收OFDM信号与上述逆矩阵的乘积，并输出与上述OFDM信号发送装置发送的OFDM信号对应的每个副载波的振幅和相位。

32.根据权利要求31所述的OFDM信号接收装置，其特征在于：还备有：接收用局部振荡器，对上述所有接收用频率变换器供给共用的局部振荡信号；定时信号发生器，作为上述接收用码元定时，以共用的方式对上述所有的高速傅里叶变换器供给用于由上述接收天线与上述发送天线对应地接收由上述OFDM信号发送装置产生的N种导频信号的OFDM码元定时，上述逆矩阵运算器，对上述发送天线与上述接收天线的所有组合，通过由已知导频信号的振幅和相位将上述导频信号的接收振幅和相位归一化，测定上述传递系数，并计算与各副载波的矩阵对应的上述逆矩阵。

33.根据权利要求32所述的OFDM信号接收装置，其特征在于：上述接收天线，从上述OFDM信号发送装置接收使定时相互错开而以在时间轴上互不重叠的方式发送到的导频信号，并输出到上述接收用频率变换器，上述高速傅里叶变换器，按每个副载波将由上述接收用频率变换器进行了频率变换后的导频信号分离。

34.根据权利要求32所述的OFDM信号接收装置，其特征在于：上述逆矩阵运算器，备有：接收副载波导频矩阵发生器，当副载波数为I时，根据由上述接收天线接收到的N码元的导频信号，生成将从上述高速傅里叶变换器输出的第i(i为1以上I以下的整数)副载波的第n个接收天线的第m码元接收信号rⁱ _mn作为第m行n列分量的N行N列接收副载波导频矩阵PRⁱ；I个副载波传递函数矩阵运算器，通过将上述接收副载波导频矩阵PRⁱ与从上述OFDM信号发送装置发送的副载波导频矩阵、即将第i副载波的由第n个(n为1以上N以下的整数)发送天线发送的第m码元(m为1以上N以下的整数)的导频信号Pⁱ _mn作为第m行n列分量并且行列式不为0且不是单位矩阵及其复数倍矩阵的发送副载波导频矩阵Pⁱ的逆矩阵相乘，计算与第i副载波对应的上述发送天线和上述接收天线之间的传递函数矩阵即副载波传递函数矩阵Sⁱ的逆矩阵(Sⁱ)^-1。

35.根据权利要求32所述的OFDM信号接收装置，其特征在于：还备有：N个载波频率误差估计电路，根据上述接收用频率变换器的输出，估计上述OFDM信号发送装置的载波的振荡信号及上述接收用局部振荡器的振荡信号的频率误差，并输出载波频率误差估计值；载波频率误差估计值平均电路，计算并输出从上述N个载波频率误差估计电路输出的上述载波频率误差估计值的平均值；N个载波频率误差校正电路，根据从上述载波频率误差估计值平均电路输出的平均值，对上述接收用频率变换器的各输出的载波频率误差进行校正。

36.根据权利要求35所述的OFDM信号接收装置，其特征在于：上述载波频率误差估计电路，备有：N个延迟电路，将上述接收用频率变换器的输出延迟与从上述OFDM信号发送装置反复发送的载波频率误差估计用导频信号的反复周期相同的时间；N个共轭复数电路，计算上述N个延迟电路的输出的共轭复数；N个复数乘法器，将上述接收用频率变换器的输出与上述共轭复数电路的输出相乘；N个积分电路，按与上述载波频率误差估计用导频信号的反复周期相当的样本数求取上述复数乘法器的输出之和；平均化电路，求取上述N个积分电路的输出的平均值；反正切电路，用上述平均化电路的输出计算与载波频率误差成比例的相位变化量；相位变换电路，将上述反正切电路的输出变换为每1个样本时间的载波频率误差。

37.根据权利要求35所述的OFDM信号接收装置，其特征在于：上述载波频率误差估计电路，备有：N个延迟电路，将上述接收用频率变换器的输出延迟与从上述OFDM信号发送装置反复发送的载波频率误差估计用导频信号的反复周期相同的时间；N个共轭复数电路，计算上述N个延迟电路的输出的共轭复数；N个复数乘法器，将上述接收用频率变换器的输出与上述共轭复数电路的输出相乘；N个积分电路，按与上述载波频率误差估计用导频信号的反复周期相当的样本数求取上述复数乘法器的输出之和；反正切电路，用上述N个积分电路的输出计算与载波频率误差成比例的相位变化量；相位变换电路，将上述反正切电路的输出变换为每1个样本时间的载波频率误差；平均化电路，求取上述N个相位变换电路的输出的平均值。

38.根据权利要求32所述的OFDM信号接收装置，其特征在于：还备有：反交错器，对上述干扰消除器的输出进行将在OFDM信号发送装置中改换了的发送信号信息的代码顺序恢复原状的动作；纠错译码器，与在OFDM信号发送装置中对上述发送信号信息进行过的纠错编码对应地，对从上述反交错器输出的纠错代码进行译码。

39.根据权利要求38所述的OFDM信号接收装置，其特征在于：还备有：权重系数运算器，取得与上述干扰消除器的输出值对应的权重系数；乘法器，将由上述权重系数运算器取得的权重系数与上述干扰消除器的输出值相乘。

40.根据权利要求38所述的OFDM信号接收装置，其特征在于：通信质量测定器，用于测定与上述OFDM信号发送装置发送的OFDM信号的任意副载波有关的上述干扰消除器的输出的接收质量；第2切换器，当上述OFDM信号发送装置发送对上述发送信息信号进行了串并变换后的信号时将从上述干扰消除器输出的信号直接输出，当上述OFDM信号发送装置发送同一发送信息信号时将上述干扰消除器的输出相加或将上述干扰消除器的输出中的接收电平大的一方输出，上述通信质量测定器，将上述接收质量发送到上述OFDM信号发送装置，以便进行输出对上述发送信息信号进行了串并变换后的信号或输出同一发送信息信号的切换。

41.根据权利要求40所述的OFDM信号接收装置，其特征在于：还备有：振幅信息系数运算器，根据由上述逆矩阵运算器取得的上述逆矩阵的元素计算用于再现由上述接收天线接收的信号的振幅信息的振幅信息系数；振幅信息系数乘法器，将由上述振幅信息系数运算器取得的上述振幅信息系数与上述干扰消除器的各输出相乘；分集系数运算器，根据由上述逆矩阵运算器取得的上述逆矩阵的元素或由上述振幅信息系数运算器计算出的上述振幅信息系数，计算在用于分集合成的加权中使用的分集系数；分集系数乘法器，将由上述分集系数运算器计算出的上述分集系数与上述振幅信息系数乘法器的输出信号相乘；加法器，输出将上述分集系数运算器的输出信号相加后的结果即OFDM信号。

42.根据权利要求29所述的OFDM信号接收装置，其特征在于：还备有：接收用频率变换器，将由上述接收天线接收到的无线电频率的接收信号的变换为适于解调的频率；N个高速傅里叶变换器，对上述接收用频率变换器输出的N系统的各接收信号进行傅里叶变换；解调器，将从上述高速傅里叶变换器输出的每个天线系统的OFDM码元变换为位串；上述逆矩阵运算器；逆矩阵信息发送器，将上述逆矩阵运算器求得的上述逆矩阵发送到上述OFDM信号发送装置，作为用于由设在上述OFDM信号发送装置内的上述干扰消除器将其与各OFDM码元的各副载波相乘的逆矩阵。

43.根据权利要求29所述的OFDM信号接收装置，其特征在于：还备有：接收用频率变换器，将由上述接收天线接收到的无线电频率的接收信号的变换为适于解调的频率；N个高速傅里叶变换器，对上述接收用频率变换器输出的N系统的各接收信号进行傅里叶变换；解调器，将从上述高速傅里叶变换器输出的每个天线系统的OFDM码元变换为位串；导频信息发送器，与从上述OFDM信号发送装置发送的N种导频信号对应地，通过按每个副载波检测从上述高速傅里叶变换器输出的导频信号的振幅和相位而生成上述导频信号的接收信息，并将用于由设在上述OFDM信号发送装置内的上述逆矩阵运算器计算上述逆矩阵的上述接收信息发送到上述OFDM信号发送装置。

44.根据权利要求29所述的OFDM信号接收装置，其特征在于：上述接收天线是还备有发送功能的发送接收天线，上述OFDM信号接收装置，还备有；上述导频信号发生器；高速傅里叶逆变换器，对上述导频信号发生器输出的N种导频信号进行高速傅里叶逆变换；发送用频率变换器，将从上述高速傅里叶逆变换器输出的信号变换为适于发送的无线电频率；接收用频率变换器，将由上述发送接收天线接收到的无线电频率的接收信号变换为适于解调的频率；高速傅里叶变换器，对上述接收用频率变换器输出的N系统的各接收信号进行傅里叶变换；N个解调器，将从上述高速傅里叶变换器输出的每个天线系统的OFDM码元变换为位串；发送接收切换器，对由上述发送接收天线发送从上述发送用频率变换器输出的信号、或接收供给上述接收用频率变换器的上述接收信号进行切换。

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