JP3590008B2 - Ｏｆｄｍ信号送信装置およびｏｆｄｍ信号受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、広帯域移動体通信などにおいて用いられる直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号伝送装置の中でも、特に複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いてＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−０ｕｔｐｕｔ ）チャネルを構成することにより飛躍的な周波数利用効率を達成することのできるＯＦＤＭ信号送信装置およびＯＦＤＭ信号受信装置に係る。
【０００２】
【従来の技術】
広帯域移動体通信においては、移動体通信におけるマルチパスフェージング環境下において一定レベルの通信品質を維持するための周波数選択性フェージングの対策とともに、限られた周波数帯の中で大容量化を図るための周波数利用効率の向上策が必要である。周波数選択性フェージングへの対策としては、送信信号を互いに直交するサブキャリア群に分割して、マルチキャリア伝送を行うＯＦＤＭ方式が知られている。
【０００３】
一方、周波数利用効率の向上への対策としては、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いてＭＩＭＯチャネルを構成し、受信側において各受信アンテナの受信信号からチャネル推定器と干渉キャンセラを用いて各送信アンテナからの送信信号を分離して復元することにより、送信アンテナの数だけチャネルを増加させ、周波数利用効率を向上させる手法が提案されている。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式においてＭＩＭＯチャネルを構成し、信号処理を行うことにより空間で合成された信号を分離することを可能とする手法も提案されている（特願２００１−１０９６７９ ）。以下、従来技術におけるＭＩＭＯチャネルを用いたＯＦＤＭ信号伝送装置の構成を、図１０のブロック図を用いて説明する。従来技術におけるＯＦＤＭ信号伝送装置は、ＯＦＤＭ信号伝送装置１とＯＦＤＭ信号受信装置２から構成される。
【０００５】
ＯＦＤＭ信号送信装置１は、２以上の複数Ｎ個の送信アンテナ１−８−１〜１−８−Ｎと、該送信アンテナ１−８−１〜１−８−Ｎに対応した既知のパイロット信号Ｐ１ 、Ｐ２ 、・・・ＰＮ を発生するＮ個のパイロット信号発生器１−１−１〜１−１−Ｎと、送信データＴ１ 、Ｔ２ 、・・・ＴＮ を各々ＯＦＤＭシンボルＭ１ 、Ｍ２ 、・・・ＭＮ に変換するデータ変換器１−２−１〜１−２−Ｎと、該パイロット信号とデータ変換器の出力を多重化するＮ個の多重化回路１−３−１〜１−３−Ｎと、
【０００６】
該多重化回路の出力に接続されるＮ個の高速逆フーリエ変換器１−４−１〜１−４−Ｎと、該高速逆フーリエ変換器の全てに共通のＯＦＤＭシンボルタイミングを供給するシンボルタイミング発生器１−５と、該高速逆フーリエ変換器の出力を無線周波数に変換するＮ個の送信用周波数変換器１−６−１〜１−６−Ｎと、該送信用周波数変換器の全てに共通の局部発振信号を供給する送信用局部発振器１−７から構成される。
【０００７】
なお、データ信号Ｔ１ 、Ｔ２ 、・・・ＴＮ には、受信側で同期をとるために必要なプリアンブル等が予め付加されているものと考える。また、パイロット信号Ｐ１ 、Ｐ２ 、・・・、ＰＮ はＯＦＤＭ信号受信装置２が各パイロット信号Ｐ１ 、Ｐ２ 、・・・ＰＮ を容易に分離して受信できるよう、送信アンテナ毎にタイミングを替えて送信する。
【０００８】
パイロット信号の例を図１１に示す。一方、ＯＦＤＭ信号受信装置２は、Ｎ個の受信アンテナ２−９−１〜２−９−Ｎと、該受信アンテナ毎２−９−１〜２−９−Ｎに接続され、無線周波数の受信信号を復調に適した周波数に周波数変換するＮ個の受信用周波数変換器２−１０−１〜２−１０−Ｎと、該受信用周波数変換器２−１０−１〜２−１０−Ｎの全てに共通の局部発振信号を供給する受信用局部発振器２−１１と、
【０００９】
該受信用周波数変換器２−１０−１〜２−１０−Ｎからの出力を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換器２−１２−１〜２−１２−Ｎと、該高速フーリエ変換器２−１２−１〜２−１２−Ｎからの出力信号のうち、前記ＯＦＤＭ信号送信装置の送信アンテナ１、２、・・・Ｎ毎に送信される前記パイロット信号Ｐ１ 、Ｐ２ 、・・・ＰＮ の受信信号（以下、受信パイロット信号と称す）を検出するためのタイミング信号発生器２−１３と、
【００１０】
該高速フーリエ変換器２−１１−１〜２−１１−Ｎから出力される受信パイロット信号から、ｉ番目のサブキヤリア毎に、該ＯＦＤＭ信号送信装置の送信アンテナＮ個と前記ＯＦＤＭ信号送信装置の受信アンテナＮ個の各々の組み合わせに対応するＮ×Ｎ個の受信パイロット信号の受信振幅と位相を検出することにより得られる伝達関数を成分とするＮ行Ｎ列の行列Ｓｉ の逆行列（Ｓｉ ）−１を演算して記憶する逆行列演算器２−１４と、
【００１１】
Ｎ個の該高速フーリエ変換器の出力である受信データ信号Ｒ１ 、Ｒ２ 、・・・ＲＮ から得られるｉ番目のサブキヤリア（ｒｉ １ 、ｒｉ ２ 、・・・ｒｉ Ｎ ）に対して、該逆行列演算器で求めた逆行列（Ｓｉ ）−１を用いて、（ｒｉ １ 、ｒｉ ２ 、・・・、ｒｉ Ｎ ）×（Ｓｉ ）−１の演算を全てのサブキャリアについて行う干渉キャンセラ２−１５と、該干渉キャンセラの出力であるＯＦＤＭシンボルをビット列に変換する復調器２−１６−１〜２−１６−Ｎから構成される。
【００１２】
従来のＯＦＤＭ信号送受信装置においては、ＯＦＤＭ信号送信装置１において、送信用局部発振器１−７により各送信用周波数変換器１−６−１〜１−６−Ｎに共通の局部発振信号を供給することにより、各送信アンテナ１−８−１〜１−８−Ｎから同一の周波数の無線信号を送信する。従って、ＯＦＤＭ信号受信装置２側において、各受信アンテナ２−９−１〜２−９−Ｎは各送信アンテナ１−８−１〜１−８−Ｎからの信号を同一周波数にて受信する。
【００１３】
これらの信号は空間においては互いに干渉信号となるが、従来のＯＦＤＭ信号送受信装置の構成では以下の手法により各信号を分離している。まず、ＯＦＤＭ信号送信装置１から、パイロット信号発生器１−１−１〜１−１−Ｎによって送信アンテナ１−８−１〜１−８−Ｎ毎に既知のパイロット信号Ｐ１、Ｐ２、・・・ＰＮをＯＦＤＭ信号受信装置２へ送信する。
【００１４】
ＯＦＤＭ信号受信装置２側では各受信アンテナ２−９−１〜２−９−Ｎが受信した各パイロット信号を元々のパイロット信号で正規化することにより、該ＯＦＤＭ信号送信装置１の送信アンテナ１−８−１〜１−８−Ｎと該ＯＦＤＭ信号受信装置２の受信アンテナ２−９−１〜２−９−Ｎの各々の組み合わせに対応するサブキャリア毎の伝達応答を推定できる。
【００１５】
この伝達応答の推定には、ＯＦＤＭ信号受信装置８において、該パイロット信号Ｐ１ 、Ｐ２ 、・・・ＰＮ を各々分離できることが必要であるが、これはＯＦＤＭ信号送信装置１において、各パイロット信号Ｐ１ 、Ｐ２ 、・・・ＰＮ を時間上重ならないようタイミングをシフトして送信することにより実現している。いま、送信アンテナａ（ａ＝１、２、・・・、Ｎ）と受信アンテナｂ（ｂ＝１、２．・・・Ｎ）の間の伝達関数をＳａｂとして、送信アンテナと受信アンテナの伝達関数をＮ×Ｎのサブキャリア伝達関数行列Ｓｉ として“数１”で表す。
【００１６】
【数１】
【００１７】
例としてＮ個のアンテナのうちアンテナｎだけがパイロット信号を送信し、残りのアンテナはパイロット信号を送信しない場合を考えると、“数２”、“数３”の演算より伝達関数はｎ行の全ての成分のみ求められる。
【００１８】
【数２】
【００１９】
【数３】
【００２０】
上記の操作を一回行うと、送信アンテナｎと全ての受信アンテナの間のＮ個の伝搬係数の推定が行える。送信アンテナ、受信アンテナともにＮ個の場合、アンテナ間の通信路の種類はＮ×Ｎ種類存在する。全ての通信路に対する伝達関数の推定を行うためにはある一つのアンテナのみがパイロット信号を送信し、残りの全てのアンテナは信号を送信しないパターンをＮ回繰り返す必要があり、パイロット信号の形態は、例えば図１１の配置が考えられる。
【００２１】
上記の手法によって得られたサブキャリアｉ毎の送受信アンテナの組み合わせに対する伝達関数を成分とするＮ×Ｎの行列Ｓｉ の逆行列（Ｓｉ ）−１を逆行列演算器２−１４により計算し、干渉キャンセラ２−１５が受信したＮシンボルのデータ信号に含まれるサブキャリアｉに対する全ての成分から構成される１行Ｎ列の行列に対してサブキャリアｉの逆行列（Ｓｉ）−１ を乗算することにより、サブキャリア毎に該ＯＦＤＭ信号送信装置１の該送信アンテナ１−８−１〜１−８−Ｎ毎に送信されるデータ信号（Ｍｉ １ 、Ｍｉ ２ 、・・・Ｍｉ Ｎ ）（ＭＩＭＯチャネル）を分離する。
【００２２】
このデータ信号（Ｍｉ １ 、Ｍｉ ２ 、・・・Ｍｉ Ｎ ）を復調器２−１６−１〜２−１６−Ｎによつてビット列に復調することにより、ＯＦＤＭ信号受信装置２においてＯＦＤＭ信号送信装置１が送信する元のデータ信号Ｔ１ 、Ｔ２ 、・・・ＴＮ が復元できる。このように動作するため、同一の伝送パスにおいて同一の周波数帯域でＮのＯＦＤＭ信号の送受信を行うことができ、この技術を用いないＯＦＤＭ信号伝送装置に比べて周波数帯域を増加させることなくＮ倍の容量の情報を伝送することが可能となる。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
ＯＦＤＭ ＭＩＭＯ送受信装置では、ある送信アンテナが送信した信号は受信器側の全てのアンテナにおいて受信される。各受信アンテナおいて受信される信号は、全ての送信信号成分を含んでおり、ある送信アンテナからの信号成分に対して、それ以外の送信アンテナの信号成分は全て干渉成分としてはたらく。したがって、受信信号を送信信号成分毎に分離する必要があり、任意の送受信アンテナの組に対する伝達関数を求めなければならない。
【００２４】
従来のＯＦＤＭ ＭＩＭＯ送受信器においては、送信アンテナ毎に伝達関数の推定を行っていた。すなわち、あるーつのアンテナのみパイロット信号を送信し残りのＮ−１個のアンテナはパイロット信号を送信しないことにより、パイロツト信号を送信したある１つのアンテナと全ての受信アンテナの間の伝達関数を全てのサブキャリアに対して求め、この操作をＮ回繰り返すことにより、任意の送受信アンテナの組に対する伝達関数を全てのサブキヤリアに対して求めていた。
【００２５】
従来方式において、伝達関数の推定精度を向上させる事を目的としてパイロット信号に含まれる電力を増加させることを考えると、ある１個のアンテナのみがパイロット信号を送信している間は、残りのＮ−１個のアンテナがパイロット信号を送信することができないため、例えばパイロット信号の送信電力をＫ倍にするためには、以下の２種類の方法が存在していた。
【００２６】
１．送信するパイロット信号のシンボル数をＫ倍にする
各アンテナ毎に独立に送信するパイロット信号を、各アンテナで繰り返し送信することにより、送信電力を向上させる。この手法を利用すると、パイロット信号の送信電力をＫ倍にするためには、Ｎ本のアンテナでＫシンボルずつパイロット信号を送信する必要があり、パイロット信号のシンボル長がＫ倍となり、送信信号中におけるデータシンボルの割合が減少し、伝送効率が低下する。
【００２７】
２．パイロット信号のみを通常のシンボルのＫ倍の送信電力で送信する
送信アンテナに接続される高電力増幅器および受信アンテナに接続される低雑音増幅器のダイナミックレンジが従来のＫ倍必要となる。上記のいずれの方法も、周波数利用が低下したり、アナログ回路の高機能化が必要となるという欠点があり、送信パイロット信号のシンボル数、すなわち送信パイロット信号を送っている時間を増加させることなく、パイロット信号の送信電力の増加を実現する方法が必要とされていた。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上述の課題は、前記特許請求の範囲に記載した手段によって解決される。すなわち、請求項１の発明は、Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）の送信データを各々Ｎ系統のサブキャリア数がＩであるＯＦＤＭシンボルに変換するデータ変換器と、Ｎ系統の既知のパイロット信号を生成するパイロット信号発生器と、
【００２９】
前記のデータ変換器の出力であるＮ系統のＯＦＤＭシンボルと前記Ｎ系統のパイロット信号とを多重化する多重化回路と、該多重化回路のＮ系統の出力に接続される高速逆フーリエ変換器と、前記高速逆フーリエ変換器のＮ系統の出力を無線周波数に変換する周波数変換器と、前記の周波数変換器出力を送信するＮ個の送信アンテナを有するＯＦＤＭ信号送信装置と、
【００３０】
Ｎ個の受信アンテナと、該Ｎ個の受信アンテナに接続され、無線周波数の受信信号を復調に適した周波数に周波数変換する周波数変換器と、該周波数変換器の全てに共通の局部発信信号を供給する局部発信器と、前記の周波数変換器にそれぞれ接続される高速フーリエ変換器と、前記Ｎ個の送信アンテナと前記Ｎ個の受信アンテナの全ての組み合わせのＮ×Ｎ種類の通信路を推定するためにｉ番目（ｉは１以上Ｉ以下の整数）のサブキャリアにおいて前記Ｎ個のパイロット信号のＮシンボルを要素とするＮ×Ｎの行列Ｓｉ に対する逆行列（Ｓｉ ）− １を計算して記憶する逆行列演算器と、
【００３１】
前記高速フーリエ変換器の出力であるＮ系統の受信ＯＦＤＭ信号Ｒ１ 、Ｒ２ 、・・・ＲＮ のｉ番目のサブキャリアの信号成分（ｒｉ １、ｒｉ ２、・・・ｒｉ Ｎ ）と前記逆行列演算器出力（Ｓｉ ）− １を乗じる干渉キャンセラと、該干渉キャンセラ出力（ｔｉ １ 、ｔｉ ２ 、・・・ｔｉ Ｎ ）から前記Ｎ系統の送信ＯＦＤＭ信号のｉ番目のサブキャリアの信号成分（ｔｉ １ 、ｔｉ ２ 、・・・ｔｉ Ｎ ）の振幅・位相を出力する復調器を有するＯＦＤＭ信号受信装置から構成されるＯＦＤＭ信号伝送装置において、
【００３２】
前記ＯＦＤＭ信号送信装置の前記パイロット信号発生器として、
ｉ番目のサブキャリアにおけるｎ本目（ｎは１以上Ｎ以下の整数）のアンテナで送信されるｍシンボル目の送信パイロット信号ｐｉ ｍｎをｍ行ｎ列の成分として、行列式が０とならない単行列およびその複素数倍の行列以外の行列を発生させる送信サブキャリアパイロット行列発生器と、
【００３３】
該送信サブキャリアパイロット行列発生器の出力であるｉ番目のサブキャリアの送信サブキャリアパイロット行列Ｐｉ に対して、全てのＰｉ からｍ行ｎ列目の成分をｎ本目のアンテナのｍシンボル目の送信パイロット信号成分（ｐ１ ｍｎ、ｐ２ ｍｎ、・・・ｐＩ ｍｎ）として前記多重化回路に入力する送信パイロット信号構成器を配置したことを特徴とするＯＦＤＭ信号送信装置。
【００３４】
請求項２の発明は、請求項１記載のＯＦＤＭ信号送信装置において、送信サブキャリアパイロット行列発生器を、全ての送信サブキャリアパイロット行列における送信パイロット信号成分ｐｉ ｍｎの絶対値が全て同一である行列で構成したものである。
【００３５】
請求項３の発明は、請求項１記載のＯＦＤＭ信号送信装置において、送信サブキャリアパイロット行列発生器および送信パイロット信号構成器を、全ての要素が絶対値が同一で符号のみが異なる２つの実数のみで構成される送信パイロットシンボルを構成するサブキャリア成分の集合であるＩ行１列の基本送信パイロットシンボル行列Ｂを発生させる送信パイロットシンボル発生器と、
【００３６】
基本送信パイロットシンボル行列Ｂおよび行列Ｂの全ての要素を符号変換した行列−Ｂのみにより全ての送信サブキャリアパイロット信号行列を送信サブキャリアパイロット行列が逆行列を持つように構成しデータ変換器に渡す送信パイロットシンボル符号変換器を有せしめて構成したものである。
【００３７】
請求項４の発明は、請求項３記載のＯＦＤＭ信号送信装置において、サブキヤリア干渉補償行列演算器が、受信サブキャリアパイロット行列に対する送信サブキャリアパイロット行列の逆行列の演算を、複素乗算器を用いることなく符号変換器とシフトレジスタのみで行うように構成したものである。
【００３８】
請求項５の発明は、請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ信号送信装置において、全てのアンテナの全てのパイロット信号を予め決められた回数Ｇ回だけ同一のシンボルを繰り返し送信する送信パイロット信号構成器を有せしめて構成したものである。
【００３９】
請求項６の発明は、Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）の送信データを各々Ｎ系統のサブキャリア数がＩであるＯＦＤＭシンボルに変換するデータ変換器と、Ｎ系統の既知のパイロット信号を生成するパイロット信号発生器と、前記のデータ変換器の出力であるＮ系統のＯＦＤＭシンボルと前記Ｎ系統のパイロット信号とを多重化する多重化回路と、該多重化回路のＮ系統の出力に接続される高速逆フーリエ変換器と、前記高速逆フーリエ変換器のＮ系統の出力を無線周波数に変換する周波数変換器と、前記の周波数変換器出力を送信するＮ個の送信アンテナを有するＯＦＤＭ信号送信装置と、
【００４０】
Ｎ個の受信アンテナと、該Ｎ個の受信アンテナに接続され、無線周波数の受信信号を復調に適した周波数に周波数変換する周波数変換器と、該周波数変換器の全てに共通の局部発信信号を供給する局部発信器と、前記の周波数変換器にそれぞれ接続される高速フーリエ変換器と、前記Ｎ個の送信アンテナと前記Ｎ個の受信アンテナの全ての組み合わせのＮ×Ｎ種類の通信路を推定するためにｉ番目（ｉは１以上Ｉ以下の整数）のサブキャリアにおいて前記Ｎ個のパイロット信号のＮシンボルを要素とするＮ×Ｎの行列Ｓｉ に対する逆行列（Ｓｉ ）− １を計算して記憶する逆行列演算器と、
【００４１】
前記の高速フーリエ変換器の出力であるＮ系統の受信ＯＦＤＭ信号Ｒ１ 、Ｒ２ 、・・・ＲＮ のｉ番目のサブキャリアの信号成分（ｒｉ １、ｒｉ ２、・・・ｒｉ Ｎ ）と前記逆行列演算器出力（Ｓｉ ）− １を乗じる干渉キャンセラと、該干渉キャンセラ出力（ｔｉ １ 、ｔｉ ２ 、・・・ｔｉ Ｎ ）から前記Ｎ系統の送信ＯＦＤＭ信号のｉ番目のサブキャリアの信号成分（ｔｉ １ 、ｔｉ ２ 、・・・ｔｉ Ｎ ）の振幅・位相を出力する復調器を有するＯＦＤＭ信号受信装置から構成されるＯＦＤＭ信号伝送装置において、
【００４２】
ＯＦＤＭ信号受信装置の逆行列演算器として、Ｎ本のアンテナで受信したＮシンボルのパイロット信号を入力として、前記Ｎ系統の高速フーリエ変換器出力におけるｉ番目のサブキャリアのｎ本目のアンテナのｍシンボル目の受信信号ｒｉ ｍｎをｍ行ｎ列の成分とするＮ行Ｎ列の受信サブキャリアパイロット行列ＰＲを出力する受信サブキャリアパイロット信号行列構成器と、
【００４３】
該受信パイロット信号行列生成器出力ＰＲｉと送信サブキャリアパイロット信号行列Ｐｉの逆行列を乗算することによりｉ番目のサブキャリアに対する前記Ｎ個の送信アンテナと前記Ｎ個の受信アンテナの間の伝達関数の行列であるサブキャリア伝達関数行列Ｓｉを計算し、その逆行列（Ｓｉ）− １を計算するサブキャリア干渉補償行列演算器を具備するＯＦＤＭ信号受信装置である。
【００４４】
請求項７の発明は、請求項６記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、Ｇシンボル繰り返し送信された送信パイロット信号に対する受信パイロット信号のフーリエ変換出力を、各アンテナのＧシンボルにわたる平均値を１シンボル分のパイロット信号として伝達関数演算器に受け渡す受信パイロット信号合成回路とを有するように構成したものである。
【００４５】
【作用】
本発明では、伝達関数の推定のために用いられる送信パイロット信号の信号空間の利用効率を改善するために、送信器において、パイロット信号としてサブキャリア毎に構成される各アンテナとＯＦＤＭシンボルによって張られる空間、すなわちあるサブキャリアに対する空間および時間軸の２次元空間におけるパイロット信号の成分を行列に見立てて、サブキャリア毎の送信パイロット信号成分に対するＮ行Ｎ列の行列が逆行列を持つように構成し送信を行い、
【００４６】
受信器において受信したパイロット信号にパイロット信号の逆行列を乗算することにより伝達関数を求める。この操作により、伝達関数推定用パイロット信号は全アンテナで同時に送信することが可能となり、パイロット信号を送信するのに必要となる時間は従来の方式と同一でありながら、パイロット信号を多重化することにより全体の電力をＮ倍にすることができるため、伝達関数の推定値の信頼度が向上し誤り率特性の改善を達成できる。
【００４７】
【発明の実施の形態】
請求項１、６の発明に対応する実施の形態の例を図１に示す。本発明に係るＯＦＤＭ信号伝送装置は、ＯＦＤＭ信号送信装置３とＯＦＤＭ信号受信装置４から構成される。ＯＦＤＭ信号送信装置３は、Ｉ個の送信サブキャリアパイロット行列発生器３−１−１〜３−１−Ｉ送信パイロット信号構成器３−２、Ｎ個のデータ変換器３−３−１〜３−３−Ｎ、Ｎ個の多重化回路３−４−１〜３−４−Ｎ、Ｎ個の高速逆フーリエ変換器３−５−１〜３−５−Ｎ、シンボルタイミング発生器３−６、Ｎ個の送信用周波数変換器３−７−１〜３−７−Ｎ、送信用局部発信器３−８、Ｎ個の送信アンテナ３−９−１〜３−９−Ｎから構成される。
【００４８】
なお、各アンテナで送信されるデータ信号Ｔ１ 、Ｔ２ 、・・・、ＴＮ には、受信側で同期をとるために必要なプリアンブルが、予め付加されているものと考える。一方、ＯＦＤＭ信号受信装置４は、Ｎ個の受信アンテナ４−１０−１〜４−１０−Ｎ、Ｎ個の受信用周波数変換器４−１１−１〜４−１１−Ｎ、受信用局部発信器４−１２、Ｎ個の高速フーリエ変換器４−１３−１〜４−１３−Ｎ、タイミング信号発生器４−１４、
【００４９】
該高速フーリエ変換器４−１３−１〜４−１３−Ｎから出力されるＮ個のアンテナがＮシンボルずつ出力するパイロット信号を、サブキャリアごとにＮ行Ｎ列の受信サブキャリアパイロット行列に構成する受信サブキャリアパイロット行列構成器４−１５、前記受信サブキャリアパイロット信号行列構成器において構成されたＮ×Ｎのサブキヤリア成分をＮ行Ｎ列の行列として読み込み、
【００５０】
この行列に当該サブキャリアに対する送信パイロット信号行列の逆行列を乗算することによりサブキャリア伝達関数行列を計算し、計算された伝達関数の逆行列を計算し記憶するＩ個のサブキャリア伝達関数逆行列演算器４−１５−１〜４−１５−Ｉ、 該サブキャリア干渉補償行列演算器からサブキャリア干渉補償行列を読み出し、各サブキャリアの情報信号の該高速フーリエ変換器の出力と乗算することにより各サブキャリアの信号を各アンテナ成分毎に分離する干渉キャンセラ４−１７と、Ｎ個の復調器４−１８−１〜４−１８−Ｎから構成される。
【００５１】
本ＯＦＤＭ信号送受信装置においては、ＯＦＤＭ信号送信装置３において送信用局部発信器３−８により各送信用周波数変換器３−７−１〜３−７−Ｎに共通の局部発信信号を供給することにより、各送信アンテナ３−９−１〜３−９−Ｎから同一の周波数である無線信号を送信する。従って、ＯＦＤＭ信号受信装置４側において各受信アンテナ４−１０−１〜４−１０−Ｎは各送信アンテナからの信号を同一周波数で受信する。これらの信号は空間においては互いに干渉信号としてはたらくが、本構成では以下の手法により各信号を分離する。Ｎ本の送信アンテナでＮシンボルのパイロット信号を送信する場合を例とする。
【００５２】
送信するＯＦＤＭ信号を図２に示す。本発明では、ＯＦＤＭ信号送信装置におけるＩ個のサブキャリアパイロット信号行列発生器３−１−１〜３−１−Ｉにおいて、Ｎ本のアンテナ、Ｎシンボルで送信されるパイロット信号のうち、サブキャリアｉに対するパイロット信号成分を発生させる。ｎ本目のアンテナが送信するｍ番目のシンボルのサブキャリアｉの成分をｐｉ ｍｎとした場合に、“数４”に示すような逆行列を持ちなおかつ単位行列の複素数倍でない送信サブキャリアパイロット信号行列Ｐｉ を生成して、送信パイロット信号再構成３−２に受け渡す。
【００５３】
【数４】
【００５４】
送信パイロット信号再構成器では、Ｉ個の送信サブキャリアパイロット信号行列Ｐｉ から、ｎ個目のアンテナのｍシンボル目の送信パイロット信号の全てのサブキャリア成分を抽出し、Ｎ×Ｎ個の送信パイロットシンボル行列ＰＹｎｍ
ＰＹｍｎ＝（ｐ１ ｍｎｐ２ ｍｎ・・・ｐＮ ｍｎ）
として再構築する。
【００５５】
送信パイロット信号再構成器は、再構築したパイロットシンボル行列ＰＹｎｍを送信されるタイミングにあわせて各多重化回路に受け渡す。ＯＦＤＭ受信装置においては、Ｎ個のアンテナから送信されたパイロット信号をＮ個の受信アンテナ４−１０−１〜４−１０−Ｎで受信し、周波数変換器４−１１−１〜４−１１−Ｎでベースバンド信号に変換し、高速フーリエ変換器４−１２−１〜４−１２−Ｎで各アンテナで受信された時間波形を各サブキャリアの周波数成分に変換する。
【００５６】
高速フーリエ変換回路における受信パイロット信号の出力はシンボル毎出カされるが、干渉キャンセルを行うために必要となるサブキャリア伝達関数逆行列は全てのアンテナの全てのパイロット信号における同一のサブキャリア成分から求められるため、受信サブキャリアパイロット信号行列構成器４−１５によりシンボル毎のパイロット信号の集合を、サブキャリア毎のパイロット信号の集合に変換する。
【００５７】
すなわち、高速フーリエ変換器出力におけるｎ本目のアンテナが受信したｍ番目のシンボルのサブキャリアｉの受信成分をｐｉ ｍｎとすると、ｎ本目のアンテナにおいて受信されたｍシンボル目の受信パイロット信号の全サブキャリア成分を記憶する。受信サブキヤリアパイロツト信号行列構成器は、全てのアンテナの全てのシンボルに対するＮ×Ｎ個の受信パイロットシンボル行列を得た後に、“数５”に示すようなサブキャリアｉに対する全てのアンテナの全てのシンボル成分から構成される受信サブキャリアパイロット信号行列ＰＲｉ として再構成する。
【００５８】
【数５】
【００５９】
サブキャリア干渉補償行列演算器４−１６−１〜４−１６−Ｉでは、前記受信サブキャリアパイロット行列構成器において計算されたサブキャリアｉに対する受信サブキャリアパイロット行列ＰＲｉを読み込む。これは送信パイロット信号が通信路を通過して多重化されたものであるため、サブキャリア伝達関数行列Ｓｉ を用いると、
Ｐｉ ・Ｓｉ ＝ＰＲｉ
と表される。
【００６０】
サブキャリア干渉補償行列演算器は、各サブキャリアの受信パイロット信号の行列に対して、送信パイロット信号の逆行列を乗算することにより、各サブキャリアの任意の送信アンテナと受信アンテナの組に対する伝達関数の組である行列Ｓｉ を求めることができる。
Ｓｉ ＝（Ｐｉ）−１ ・ＰＲｉ
【００６１】
求められた伝達関数の行列Ｓｉから、伝達関数の逆行列（Ｓｉ）−１ が求められ、サブキャリア干渉補償行列演算器に記憶される。ｎ本目のアンテナにおける情報シンボルのサブキャリアｉにおける信号点をｉ ｎ として、ｉ ｎ がｎ列目の成分となる１行Ｎ列の情報信号行列Ｒｉ
Ｒｉ ＝（ｉ １ ｉ ２ ・・・ｉ Ｎ ）
に対して、
【００６２】
干渉キャンセラ４−１７では、各サブキャリア毎に伝達関数の逆行列（Ｓｉ ）−１をサブキャリア干渉補償行列演算器４−１６−１〜４−１６−Ｉから読み出し、Ｒｉ に右から乗算することにより受信信号成分を送信信号成分毎に分離する。干渉成分が分離された信号は、復調器４−１７−１〜４−１７−Ｎにより情報に復調される。
【００６３】
本発明によりパイロット信号を全てのアンテナから同一時刻に送信することが可能となるため、パイロット信号が従来と同一のシンボル長でありながら、パイロット信号全体の電力がＮ倍になり、伝達関数の推定がより正確になり特性改善が実現できる。
【００６４】
請求項２の発明に対応する実施の形態の例における送受信器の構成は請求項１の場合と同一である。Ｉ個の送信サブキャリアパイロット行列発生器は、送信サブキャリアパイロット行列Ｐｉ の全ての要素に対して、絶対値が同一である複素数を割り当てる。その結果、パイロット信号の時間波形の振幅変動が減少する。
【００６５】
請求項３の発明に対応する実施の形態の例を図４に示す。本発明におけるＯＦＤＭ信号伝送装置は、ＯＦＤＭ信号送信装置５とＯＦＤＭ信号受信装置６から構成される。ＯＦＤＭ信号送信装置５は、基本送信パイロット信号行列を与える基本送信パイロット信号発生器５−１、基本送信パイロット信号行列を符号変換し、各系統に与える送信パイロット信号符号変換器５−２、
【００６６】
Ｎ個のデータ変換器５−３−１〜５−３−Ｎ、Ｎ個の多重化回路５−４−１〜５−４−Ｎ、Ｎ個の高速逆フーリエ変換器５−５−１〜５−５−Ｎ、シンボルタイミング発生器５−６、Ｎ個の送信用周波数変換器５−７−１〜５−７−Ｎ、送信用局部発信器５−８、Ｎ個の送信アンテナ５−９−１〜５−９−Ｎから構成される。
【００６７】
なお、各アンテナで送信されるデータ信号Ｔ１ 、Ｔ２ 、・・・、ＴＮ には、受信側で同期をとるために必要なプリアンブルが予め付加されているものと考える。一方、０５ＤＭ信号受信装置６は、Ｎ個の受信アンテナ６−１０−１〜６−１０−Ｎ、Ｎ個の受信用周波数変換器６−１１−１〜６−１１−Ｎ、受信用局部発信器６−１２、Ｎ個の高速フーリエ変換器６−１３−１〜６−１３−Ｎ、タイミング信号発生器６−１４、
【００６８】
該高速フーリエ変換器６−１３−１〜６−１３−Ｎから出力されるＮ個のアンテナがＮシンボルずつ出力するパイロット信号を、サブキャリアごとにＮ行Ｎ列の受信サブキャリアパイロット行列に構成する受信サブキャリアパイロット行列構成器６−１５、前記受信サブキャリアパイロット行列構成器において構成されたＮ×Ｎのサブキャリア成分をＮ行Ｎ列の行列として読み込み、この行列に当該サブキャリアに対する送信サブキャリアパイロット行列の逆行列を乗算することによりサブキャリア伝達関数行列を計算し、
【００６９】
計算されたサブキヤリア伝達関数行列の逆行列を計算して記憶するＩ個のサブキャリア干渉補償行列演算器６−１６−１〜６−１６−Ｉと、該サブキャリア干渉補償行列演算器からサブキャリア伝達関数逆行列を読み出し、各サブキャリアの情報信号の該高速フーリエ変換器の出力と乗算することにより各サブキャリアの信号を分離する干渉キャンセラ６−１７と、Ｎ個の復調器６−１８−１〜６−１８−Ｎから構成される。
【００７０】
送信サブキャリアパイロット行列発生器、送信パイロット信号構成器の代わりに基本送信パイロット信号発生器、送信パイロット信号符号変換器を用いる構成となっている点を除いては請求項１に対応する実施の形態の例（図１）と同一である。送信パイロットシンボル発生器５−１では、基準となる１行Ｎ列の送信基本パイロット信号Ｂを発生させる。行列Ｂの要素は、絶対値が同一で符号のみが異なる実数の組のみから構成し、符号の組み合わせは逆高速フーリエ変換を行ったのちに生成される時間波形の振幅変動値が少ないものにする。
【００７１】
例としてサブキャリア数５２、ＦＦＴポイント数６４の場合の送信基本パイロット信号Ｂｅｘを以下に示す。サブキャリア間隔をΔｆとし、情報を送信するベースバンドにおけるサブキャリア周波数は−２６Δｆ−２６Δｆとする。ただしＤＣ成分となるサブキャリアは利用しないため、０とする。“数６”におけるパイロット信号の集合は、サブキャリアのベースバンド周波数である−２６Δｆ、−２５Δｆ・・・−Δｆ、ＤＣ成分、Δｆ、・・・、２６Δｆという並びに対応している。また、全てのサブキャリアの振幅を１で正規化している。
【００７２】
【数６】
【００７３】
送信パイロット信号符号変換器５−２では、基本パイロット信号が各アンテナ、シンボルにおいて用いる符号の情報であるパイロットシンボル符号行列ＢＩをもとに、各アンテナのパイロットシンボルとしてＢｅｘ、または−Ｂｅｘのいずれかを与える。パイロットシンボル符号行列は全ての要素が「１」もしくは「−１」で構成され、逆行列を持つ。Ｎ＝４の場合におけるＢＩの例を“数７”に示す。
【００７４】
【数７】
【００７５】
ＢＩのｎ行ｍ列の成分の符号は、ｎ本目のアンテナがｍシンボル目に送信すべきパイロットシンボルを表しており、値が「１」であれば、Ｂｅｘを、「−１」であれば−Ｂｅｘを多重化回路５−４−１〜５−４−Ｎに与える。すなわち、上記の例においては、パイロットシンボルの１シンボル目の時刻においては行列ＢＩの１列目の成分に対応して、多重化回路５−４−１〜５−４−４にはすべてＢｅｘが入力される。
【００７６】
２シンボル目の時刻において、多重化回路５−４−１、５−４−３には−Ｂｅｘが入力され、多重化回路５−４−２、５−４−４にはＢｅｘが入力される。３シンボル目の時刻においては、多重化回路５−４−１、５−４−４には−Ｂｅｘが入力され、多重化回路５−４−２、５−４−３にはＢｅｘが入力される。４シンボル目の時刻においては、多重化回路５−４−１、５−４−２には−Ｂｅｘが入力され、多重化回路５−４−３、５−４−４にはＢｅｘが入力される。
【００７７】
以上のようにパイロット信号を構成すると、あるサブキャリアに対するサブキャリア送信パイロッ卜信号行列は逆行列をもつＢＩもしくは−Ｂ１のいずれかの行列になるため、伝達関数の推定が行える。また、各アンテナが送信するパイロットシンボルは、Ｂｅｘもしくは−Ｂｅｘのいずれかになるため、振幅変動が少ない波形となる。
【００７８】
また、請求項１におけるサブキャリア伝達関数逆行列の演算が行える。また、請求項１で用いているサブキャリアパイロット信号行列が１つになり、パイロットシンボルのパターンが２通りに限定されるため、請求項１においてパイロット信号を生成する、「サブキャリアパイロット行列発生器」および「送信パイロット信号構成器」の記憶回路削減につながり、大幅な回路規模の縮小が実現できる。
【００７９】
請求項４に対応する実施の形態の例について説明する。請求項１〜３に対応する実施の形態の例のサブキャリア伝達関数逆行列演算器の内部構成を図５に示す。この例における送受信アンテナ本数はＮ＝２とした。サブキヤリア伝達関数逆行列演算器７は、複素加算機７−１−１、７−１−６、減算器７−２、複素除算器７−３−１〜７−３−５、複素乗算器７−４−１〜７−４−８、符号変換器７−５−１、７−５−２、逆行列メモリ７−６から構成される。
【００８０】
サブキャリアｉにおける受信パイロット信号成分であるｒｉ １１、ｒｉ ２１、ｒｉ １２、ｒｉ ２２に対して、まずはじめに送信サブキャリアパイロット行列の逆行列を乗算することによりサブキャリア伝達関数行列Ｓｉ を求め、Ｓｉ から干渉キャンセルを行うためのサブキャリア伝達関数逆行列（Ｓｉ ）−１を求める。Ｓｉ を求めるためには“数８”の演算を行う。
【００８１】
【数８】
【００８２】
すなわち、Ｓｉ を求めるためには８種類の複素乗算を行う必要があり、複素乗算器７−４−１〜７−４−８において計算される。また、請求項１〜請求項３におけるサブキャリア伝達関数逆行列演算器内における複素乗算器の構成を図６に示す。複素乗算器８は、実乗算器８−１−１〜８−１−４、実加算器８−２−１〜８−２−２から構成される。例えば、（Ｐｉ １１）´・ｒｉ １１の項を計算するためには、（ｐｉ １１）´＝ａ＋ｊｂ、ｒｉ １１＝ｃ＋ｊｄ（ただしｊは虚数単位）とすると、
（ｐｉ １１）´・ｒｉ １１＝（ａ＋ｊｂ）・（ｃ＋ｊｄ）
＝（ａｃ−ｂｄ）＋ｊ（ａｄ＋ｂｃ）
となるため、
【００８３】
実数の乗算を４回行う必要がある。しかしながら、パイロット信号の各成分が、符号が異なり絶対値（絶対値をｈとする）が同一である２種類の実数を用いる場合は、任意のｉ、ｍ、ｎに対してｒｉ ｍｎは、ｈあるいは−ｈとなる。したがって、上記の例と同様に（ｐｉ ｌ１）´・ｒｉ １１の項を計算することを考える（ｒｉ １１＝ｈとする）と、
（ｐｉ １１）´・ｒｉ １１＝（ａ＋ｊｂ）・（ｈ）＝ａｈ＋ｊｂｈ
となるため、
【００８４】
必要となる実乗算器は２つとなる。さらに、ｈを２のｋ乗に設定することにより、ａとｈの乗算およびｂとｈの乗算は、ａおよびｂをｋビットシフトするシフトレジスタに置き換えることが可能となる。以上を踏まえて、請求項４における複素乗算器の構成例を図７に示す。複素乗算器９は、符号変換器９−１−１〜９−１−２、シフトレジスタ９−２−１〜９−２−２から構成される。
【００８５】
入力１に受信パイロット信号の実数成分および虚数成分が入力され、入力２に受信パイロット信号の成分に対応する送信パイロット信号の符号部分が入力される。入力された受信パイロット信号および送信パイロット信号の符号ははじめに符号変換器に入力される。入力された送信パイロット信号の成分の符号が正であれば受信パイロット信号の成分がそのまま出力され、送信パイロット信号の成分の符号が負であれば受信パイロット信号の成分が符号反転されて出力される。
【００８６】
次に、符号変換器の出力はシフトレジスタに入力される。全ての送信パイロット信号の絶対値を同一（２のｋ乗）にしているため、乗算器は必要なく、ｋビット左にビットシフトを行うシフトレジスタを用いればよい。以上の回路構成を行えば、複素乗算器を符号変換器およびシフトレジスタの簡素な構成にすることが可能となり、アンテナ本数Ｎの値が大きくなればなるほど、逆行列乗算のために必要となる複素乗算器の数は増加するため、回路規模削減の効果は大きくなる。
【００８７】
請求項４の発明の実施の形態の例のサブキャリア伝達関数逆行列演算器内部における複素乗算器の構成を図７に示す。請求項３の発明における送信サブキャリアパイロット行列の成分はすべて絶対値が同一であり符号のみが異なる実数の組であるため、受信側のパイロット信号の逆行列を乗算を行う部分は、複素乗算器を用いる必要はなく、符号反転およびシフトレジスタを用いるだけで実現することができるため回路規模を縮小する事が可能となる。
【００８８】
請求項５あるいは請求項７の発明に対応する実施の形態の例を図８に示す。本例におけるＯＦＤＭ信号送信装置の構成は請求項３に対応する実施の形態の例に対して機能変更を行うこと前提とする。しかし、請求項１および２におけるＯＦＤＭ信号送信装置を機能変更することでも実現可能であることは明白である。本発明におけるＯＦＤＭ信号伝送装置は、ＯＦＤＭ信号送信装置１０とＯＦＤＭ信号受信装置１１から構成される。
【００８９】
ＯＦＤＭ信号送信装置１０は、基本送信パイロット信号発生器１０−１、各アンテナで送信される送信パイロットシンボルを全シンボルに対してＧ回繰り返して与える送信パイロット信号符号変換器１０−２、Ｎ個のデータ変換器１０−３−１〜１０−３−Ｎ、Ｎ個の多重化回路１０−４−１〜１０−４−Ｎ、Ｎ個の高速逆フーリエ変換器１０−５−１〜１０−５−Ｎ、シンボルタイミング発生器１０−６、Ｎ個の送信用周波数変換器１０−７−１〜１０−７−Ｎ、送信用局部発信器１０−８、Ｎ個の送信アンテナ１０−９−１〜１０−９−Ｎから構成される。
【００９０】
なお、各アンテナで送信されるデータ信号Ｔ１ 、Ｔ２ 、・・・、ＴＮ には、受信側で同期をとるために必要なブリアンブルが予め付加されているものと考える。一方、ＯＦＤＭ信号受信装置１１は、Ｎ個の受信アンテナ１１−１０−１〜１１−１０−Ｎ、Ｎ個の受信用周波数変換器１１−１１−１〜１１−１１−Ｎ、受信用局部発信器１１−１２、Ｎ個の高速フーリエ変換器１１−１３−１〜１１−１３−Ｎ、タイミング信号発生器１１−１４、
【００９１】
該高速フーリエ変換器１１−１３−１〜１１−１３−Ｎから出力されるＮ個のアンテナがＮ×Ｇシンボルずつ出力するパイロット信号を、シンボル毎に繰り返しＧ回送信される同一のパイロットシンボルを平均化する受信パイロット信号平均化回路１１−１５−１〜１１−１５−Ｎ、前記受信パイロットシンボル平均化回路の出力であるＮ×Ｎシンボルの受信パイロットシンボルを読み込み、サブキャリア毎にＮ×Ｎ個の成分を抽出し、Ｎ行Ｎ列の受信サブキャリアパイロット行列をＩ個構成する受信サブキャリアパイロット行列構成器１１−１６、
【００９２】
前記受信サブキャリアパイロット行列構成器において構成された受信サブキャリアパイロット行列を読み込み、この行列に当該サブキャリアに対する送信パイロット信号行列の逆行列を乗算して当該サブキャリアに対するサブキャリア伝達関数行列を計算し、
【００９３】
計算された伝達関数の逆行列を計算しサブキャリア伝達関数逆行列として記憶するＩ個のサブキャリア伝達関数逆行列演算器１１−１５−１〜１１−１５−Ｉと、該サブキャリア伝達関数逆行列演算器からサブキャリア伝達関数逆行列を読み出し、各サブキャリアの情報信号の該高速フーリエ変換器の出力と乗算することにより各サブキヤリアの信号を分離するＮ個の復調器１１−１７−１〜１１−１７−Ｎと、干渉キャンセラ１１−１８とから構成される。
【００９４】
ＯＦＤＭ送信装置における送信パイロットシンボル符号変換器７−２では、全ての送信パイロットシンボルをＧ回ずつ繰り返す。Ｎ＝４、Ｇ＝２の場合を例にとると、送信されるパイロット信号の構成は図９で示される形となる。すなわち、請求項３に対応する実施の形態の例における、ＢＩの全ての成分を行方向にＧ回繰り返せば所望のパイロット信号の構成が得られる。Ｎ＝４、Ｇ＝２の場合におけるＢＩ（ＢＩ（Ｎ，Ｇ）＝（４，２） とする）はＮ行Ｎ×２列の、すなわち、４行８列の行列となり、“数９”に示す構成となる。
【００９５】
【数９】
【００９６】
ＯＦＤＭ受信器においては既知である送信パイロットシンボルの繰り返しパターンをもとに、繰り返し送信と逆の操作となる平均化を受信パイロットシンボル平均化回路１１−１５−１〜１１−１５−Ｎにおいて行う。すなわち、Ｎ個のアンテナでＮ×Ｇシンボルずつ受信されたパイロット信号の高速フーリエ変換器１１−１３−１〜１１−１３−Ｎの出力に対して、
【００９７】
各受信パイロットシンボル平均化回路１１−１５−１〜１１−１５−Ｎでは、１シンボル目からＧシンボル目までを合成して１つ目の受信パイロットシンボルを生成して、Ｇ＋１シンボル目からＧ×２シンボル目を合成して２つ目の受信パイロットシンボルを生成して・・・という操作をＮ回繰り返し、各アンテナでＮ×Ｇシンボル受信されるパイロット信号をＮシンボルに合成し、伝達関数演算器に受け渡す。
【００９８】
伝達関数演算器以降の処理は請求項１に対応する実施の形態の例に記載されているものと同一である。この操作により、各パイロット信号に対して与えられ電力は、繰り返し回数Ｇと同数倍となり、パイロット信号の雑音成分が少なくなりより正確な伝達関数推定が行うことが可能となる。
【００９９】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１あるいは請求項６の発明によれば、伝達関数推定のためのパイロット信号を全てのアンテナで同時に送信することが可能となる。そのため、従来方式と比較して、送受信アンテナの系統数Ｎに対してパイロット信号の信号対雑音電力比をＮ倍にすることが可能となり、より正確な伝達関数の推定を行うことが可能となり、特性の向上を実現できる。
【０１００】
従来方式で、本発明と同一のシンボル長で、本発明と同一の信号電力のパイロット信号を送信するためには、各パイ口ットシンボルをＮ個ずつ送信しなければならず、これは周波数利用効率を低下させる事につながる。これに対して本発明では、パイロット信号を送信する時間を増やすことなく多重化することにより電力の増加を実現しており、周波数利用効率を下げることなく伝達関数の推定精度を向上させることが可能となる。
【０１０１】
請求項２の発明によれば、伝達関数を推定するための送信パイロットシンボルの全サブキャリア成分の振幅値を同一にすることにより、パイロットシンボルの逆高速フーリエ変換出力である時間波形の振幅変動値を抑圧する事が可能となる。
【０１０２】
請求項３の発明によれば、送信サブキャリアパイロット行列をサブキャリア毎に持つ代わりに、基本パイロット信号行列を各アンテナのパイロット信号毎にシンボル単位で符号を変更して与えることにより同等の処理を行い、回路規模の削減を実現できる。
【０１０３】
請求項４の発明によれば、パイロット信号のサブキャリア成分を全て絶対値が同一で符号のみが異なる実数の組のみで構成し、サブキャリア伝達関数逆行列により、ＯＦＤＭ信号受信装置側における行列演算における複素乗算器の数を減らすことが可能となる。また、この回路規模削減の効果はアンテナ本数Ｎが増加すればするほど大きなものとなる。
【０１０４】
請求項５あるいは請求項７の発明によれば、ＯＦＤＭ信号送信装置において全てのアンテナの全ての送信パイロット信号をＧ回繰り返して構成し、ＯＦＤＭ信号受信装置において、Ｇ回繰り返されている受信パイロット信号のＧシンボルの平均をとり、パイロットシンボルの信号対雑音電力費をＧ倍にすることにより、伝達関数の推定をより正確にすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０１０５】
【図１】請求項１に対応する実施の形態の例を示す図である。
【０１０６】
【図２】パイロット信号を含む送信ＯＦＤＭ信号を説明する図である。
【０１０７】
【図３】パイロット信号の信号空間を説明する図である。
【０１０８】
【図４】請求項３に対応する実施の形態の例を示す図である。
【０１０９】
【図５】請求項１〜４に対応する実施の形態における伝達関数逆行列演算器の構成の例を示す図である。
【０１１０】
【図６】請求項１〜３に対応する実施の形態の例の伝達関数逆行列演算器に用いられる複素乗算器の内部構成を説明する図である。
【０１１１】
【図７】請求項４に対応する実施の形態の伝達関数逆行列演算器に用いられる複素乗算器の内部構成を説明する図である。
【０１１２】
【図８】請求項５に対応する実施の形態の例を示す図である。
【０１１３】
【図９】請求項５に対応する実施の形態の例例におけるパイロット信号の構成例を示す図である。
【０１１４】
【図１０】従来のＭＩＭＯチャネルにおいてＯＦＤＭ信号を分離する送受信装置の構成の例を示す図である。
【０１１５】
【図１１】従来の送受信装置において用いられているパイロット信号を含む送信ＯＦＤＭ信号の例を示す図である。
【０１１６】
【符号の説明】
１、３、５、１０ ＯＦＤＭ信号送信装置
２、４、６、１１ ＯＦＤＭ信号受信装置
３−１−１〜３−１−Ｉ 送信サブキャリアパイロット行列発生器
３−２ 送信パイロット信号構成器
３−３−１〜３−３−Ｎ データ変換器
３−４−１〜３−４−Ｎ 多重化回路
３−５−１〜３−５−Ｎ 高速逆フーリエ変換器
３−６ シンボルタイミング発生器
３−７−１〜３−７−Ｎ 送信用周波数変換器
３−８ 送信用局部発信器
３−９−１〜３−９−Ｎ 送信アンテナ
４−１０−１〜４−１０−Ｎ 受信アンテナ
４−１１−１〜４−１１−Ｎ 受信用周波数変換器
４−１２ 受信用局部発信器
４−１３−１〜４−１３−Ｎ 高速フーリエ変換器
４−１４ タイミング信号発生器
４−１５ 受信サブキャリアパイロット行列構成器
４−１５−１〜４−１５−Ｉ サブキャリア伝達関数逆行列演算器
４−１７ 干渉キャンセラ
４−１８−１〜４−１８−Ｎ 復調器
５−１ 基本送信パイロット信号発生器
５−２ 送信パイロット信号符号変換器
５−３−１〜５−３−Ｎ データ変換器
５−４−１〜５−４−Ｎ 多重化回路
５−５−１〜５−５−Ｎ 高速逆フーリエ変換器
５−６ シンボルタイミング発生器
５−７−１〜５−７−Ｎ 送信用周波数変換器
５−８ 送信用局部発信器
５−９−１〜５−９−Ｎ 送信アンテナ
６−１０−１〜６−１０−Ｎ 受信アンテナ
６−１１−１〜６−１１−Ｎ 受信用周波数変換器
６−１２ 受信用局部発信器
６−１３−１〜６−１３−Ｎ 高速フーリエ変換器
６−１４ タイミング信号発生器
６−１５ 受信サブキャリアパイロット行列構成器
６−１６−１〜６−１６−Ｉ サブキャリア干渉補償行列演算器
６−１７ 干渉キャンセラ
６−１８−１〜６−１８−Ｎ 復調器
７ サブキヤリア伝達関数逆行列演算器
７−１−１、７−１−６ 複素加算機
７−２ 減算器
７−３−１〜７−３−５ 複素除算器
７−４−１〜７−４−８ 複素乗算器
７−５−１、７−５−２ 符号変換器
７−６ 逆行列メモリ
８ 複素乗算器
８−１−１〜８−１−４ 実乗算器
８−２−１〜８−２−２ 実加算器
９ 複素乗算器
９−１−１〜９−１−２ 符号変換器
９−２−１〜９−２−２ シフトレジスタ
１０−１ 基本送信パイロット信号発生器
１０−２ 送信パイロット信号符号変換器
１０−３−１〜１０−３−Ｎ データ変換器
１０−４−１〜１０−４−Ｎ 多重化回路
１０−５−１〜１０−５−Ｎ 高速逆フーリエ変換器
１０−６ シンボルタイミング発生器
１０−７−１〜１０−７−Ｎ 送信用周波数変換器
１０−８ 送信用局部発信器
１０−９−１〜１０−９−Ｎ 送信アンテナ
１１−１０−１〜１１−１０−Ｎ 受信アンテナ
１１−１１−１〜１１−１１−Ｎ 受信用周波数変換器
１１−１２ 受信用局部発信器
１１−１３−１〜１１−１３−Ｎ 高速フーリエ変換器
１１−１４ タイミング信号発生器
１１−１５−１〜１１−１５−Ｎ 受信パイロット信号平均化回路
１１−１６ 受信サブキャリアパイロット行列構成器
１１−１７−１〜１１−１７−Ｎ 復調器
１１−１８ 干渉キャンセラ
【発明の属する技術分野】
本発明は、広帯域移動体通信などにおいて用いられる直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号伝送装置の中でも、特に複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いてＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−０ｕｔｐｕｔ ）チャネルを構成することにより飛躍的な周波数利用効率を達成することのできるＯＦＤＭ信号送信装置およびＯＦＤＭ信号受信装置に係る。
【０００２】
【従来の技術】
広帯域移動体通信においては、移動体通信におけるマルチパスフェージング環境下において一定レベルの通信品質を維持するための周波数選択性フェージングの対策とともに、限られた周波数帯の中で大容量化を図るための周波数利用効率の向上策が必要である。周波数選択性フェージングへの対策としては、送信信号を互いに直交するサブキャリア群に分割して、マルチキャリア伝送を行うＯＦＤＭ方式が知られている。
【０００３】
一方、周波数利用効率の向上への対策としては、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いてＭＩＭＯチャネルを構成し、受信側において各受信アンテナの受信信号からチャネル推定器と干渉キャンセラを用いて各送信アンテナからの送信信号を分離して復元することにより、送信アンテナの数だけチャネルを増加させ、周波数利用効率を向上させる手法が提案されている。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式においてＭＩＭＯチャネルを構成し、信号処理を行うことにより空間で合成された信号を分離することを可能とする手法も提案されている（特願２００１−１０９６７９ ）。以下、従来技術におけるＭＩＭＯチャネルを用いたＯＦＤＭ信号伝送装置の構成を、図１０のブロック図を用いて説明する。従来技術におけるＯＦＤＭ信号伝送装置は、ＯＦＤＭ信号伝送装置１とＯＦＤＭ信号受信装置２から構成される。
【０００５】
ＯＦＤＭ信号送信装置１は、２以上の複数Ｎ個の送信アンテナ１−８−１〜１−８−Ｎと、該送信アンテナ１−８−１〜１−８−Ｎに対応した既知のパイロット信号Ｐ１ 、Ｐ２ 、・・・ＰＮ を発生するＮ個のパイロット信号発生器１−１−１〜１−１−Ｎと、送信データＴ１ 、Ｔ２ 、・・・ＴＮ を各々ＯＦＤＭシンボルＭ１ 、Ｍ２ 、・・・ＭＮ に変換するデータ変換器１−２−１〜１−２−Ｎと、該パイロット信号とデータ変換器の出力を多重化するＮ個の多重化回路１−３−１〜１−３−Ｎと、
【０００６】
該多重化回路の出力に接続されるＮ個の高速逆フーリエ変換器１−４−１〜１−４−Ｎと、該高速逆フーリエ変換器の全てに共通のＯＦＤＭシンボルタイミングを供給するシンボルタイミング発生器１−５と、該高速逆フーリエ変換器の出力を無線周波数に変換するＮ個の送信用周波数変換器１−６−１〜１−６−Ｎと、該送信用周波数変換器の全てに共通の局部発振信号を供給する送信用局部発振器１−７から構成される。
【０００７】
なお、データ信号Ｔ１ 、Ｔ２ 、・・・ＴＮ には、受信側で同期をとるために必要なプリアンブル等が予め付加されているものと考える。また、パイロット信号Ｐ１ 、Ｐ２ 、・・・、ＰＮ はＯＦＤＭ信号受信装置２が各パイロット信号Ｐ１ 、Ｐ２ 、・・・ＰＮ を容易に分離して受信できるよう、送信アンテナ毎にタイミングを替えて送信する。
【０００８】
パイロット信号の例を図１１に示す。一方、ＯＦＤＭ信号受信装置２は、Ｎ個の受信アンテナ２−９−１〜２−９−Ｎと、該受信アンテナ毎２−９−１〜２−９−Ｎに接続され、無線周波数の受信信号を復調に適した周波数に周波数変換するＮ個の受信用周波数変換器２−１０−１〜２−１０−Ｎと、該受信用周波数変換器２−１０−１〜２−１０−Ｎの全てに共通の局部発振信号を供給する受信用局部発振器２−１１と、
【０００９】
該受信用周波数変換器２−１０−１〜２−１０−Ｎからの出力を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換器２−１２−１〜２−１２−Ｎと、該高速フーリエ変換器２−１２−１〜２−１２−Ｎからの出力信号のうち、前記ＯＦＤＭ信号送信装置の送信アンテナ１、２、・・・Ｎ毎に送信される前記パイロット信号Ｐ１ 、Ｐ２ 、・・・ＰＮ の受信信号（以下、受信パイロット信号と称す）を検出するためのタイミング信号発生器２−１３と、
【００１０】
該高速フーリエ変換器２−１１−１〜２−１１−Ｎから出力される受信パイロット信号から、ｉ番目のサブキヤリア毎に、該ＯＦＤＭ信号送信装置の送信アンテナＮ個と前記ＯＦＤＭ信号送信装置の受信アンテナＮ個の各々の組み合わせに対応するＮ×Ｎ個の受信パイロット信号の受信振幅と位相を検出することにより得られる伝達関数を成分とするＮ行Ｎ列の行列Ｓｉ の逆行列（Ｓｉ ）−１を演算して記憶する逆行列演算器２−１４と、
【００１１】
Ｎ個の該高速フーリエ変換器の出力である受信データ信号Ｒ１ 、Ｒ２ 、・・・ＲＮ から得られるｉ番目のサブキヤリア（ｒｉ １ 、ｒｉ ２ 、・・・ｒｉ Ｎ ）に対して、該逆行列演算器で求めた逆行列（Ｓｉ ）−１を用いて、（ｒｉ １ 、ｒｉ ２ 、・・・、ｒｉ Ｎ ）×（Ｓｉ ）−１の演算を全てのサブキャリアについて行う干渉キャンセラ２−１５と、該干渉キャンセラの出力であるＯＦＤＭシンボルをビット列に変換する復調器２−１６−１〜２−１６−Ｎから構成される。
【００１２】
従来のＯＦＤＭ信号送受信装置においては、ＯＦＤＭ信号送信装置１において、送信用局部発振器１−７により各送信用周波数変換器１−６−１〜１−６−Ｎに共通の局部発振信号を供給することにより、各送信アンテナ１−８−１〜１−８−Ｎから同一の周波数の無線信号を送信する。従って、ＯＦＤＭ信号受信装置２側において、各受信アンテナ２−９−１〜２−９−Ｎは各送信アンテナ１−８−１〜１−８−Ｎからの信号を同一周波数にて受信する。
【００１３】
これらの信号は空間においては互いに干渉信号となるが、従来のＯＦＤＭ信号送受信装置の構成では以下の手法により各信号を分離している。まず、ＯＦＤＭ信号送信装置１から、パイロット信号発生器１−１−１〜１−１−Ｎによって送信アンテナ１−８−１〜１−８−Ｎ毎に既知のパイロット信号Ｐ１、Ｐ２、・・・ＰＮをＯＦＤＭ信号受信装置２へ送信する。
【００１４】
ＯＦＤＭ信号受信装置２側では各受信アンテナ２−９−１〜２−９−Ｎが受信した各パイロット信号を元々のパイロット信号で正規化することにより、該ＯＦＤＭ信号送信装置１の送信アンテナ１−８−１〜１−８−Ｎと該ＯＦＤＭ信号受信装置２の受信アンテナ２−９−１〜２−９−Ｎの各々の組み合わせに対応するサブキャリア毎の伝達応答を推定できる。
【００１５】
この伝達応答の推定には、ＯＦＤＭ信号受信装置８において、該パイロット信号Ｐ１ 、Ｐ２ 、・・・ＰＮ を各々分離できることが必要であるが、これはＯＦＤＭ信号送信装置１において、各パイロット信号Ｐ１ 、Ｐ２ 、・・・ＰＮ を時間上重ならないようタイミングをシフトして送信することにより実現している。いま、送信アンテナａ（ａ＝１、２、・・・、Ｎ）と受信アンテナｂ（ｂ＝１、２．・・・Ｎ）の間の伝達関数をＳａｂとして、送信アンテナと受信アンテナの伝達関数をＮ×Ｎのサブキャリア伝達関数行列Ｓｉ として“数１”で表す。
【００１６】
【数１】
例としてＮ個のアンテナのうちアンテナｎだけがパイロット信号を送信し、残りのアンテナはパイロット信号を送信しない場合を考えると、“数２”、“数３”の演算より伝達関数はｎ行の全ての成分のみ求められる。
【００１８】
【数２】
【数３】
上記の操作を一回行うと、送信アンテナｎと全ての受信アンテナの間のＮ個の伝搬係数の推定が行える。送信アンテナ、受信アンテナともにＮ個の場合、アンテナ間の通信路の種類はＮ×Ｎ種類存在する。全ての通信路に対する伝達関数の推定を行うためにはある一つのアンテナのみがパイロット信号を送信し、残りの全てのアンテナは信号を送信しないパターンをＮ回繰り返す必要があり、パイロット信号の形態は、例えば図１１の配置が考えられる。
【００２１】
上記の手法によって得られたサブキャリアｉ毎の送受信アンテナの組み合わせに対する伝達関数を成分とするＮ×Ｎの行列Ｓｉ の逆行列（Ｓｉ ）−１を逆行列演算器２−１４により計算し、干渉キャンセラ２−１５が受信したＮシンボルのデータ信号に含まれるサブキャリアｉに対する全ての成分から構成される１行Ｎ列の行列に対してサブキャリアｉの逆行列（Ｓｉ）−１ を乗算することにより、サブキャリア毎に該ＯＦＤＭ信号送信装置１の該送信アンテナ１−８−１〜１−８−Ｎ毎に送信されるデータ信号（Ｍｉ １ 、Ｍｉ ２ 、・・・Ｍｉ Ｎ ）（ＭＩＭＯチャネル）を分離する。
【００２２】
このデータ信号（Ｍｉ １ 、Ｍｉ ２ 、・・・Ｍｉ Ｎ ）を復調器２−１６−１〜２−１６−Ｎによつてビット列に復調することにより、ＯＦＤＭ信号受信装置２においてＯＦＤＭ信号送信装置１が送信する元のデータ信号Ｔ１ 、Ｔ２ 、・・・ＴＮ が復元できる。このように動作するため、同一の伝送パスにおいて同一の周波数帯域でＮのＯＦＤＭ信号の送受信を行うことができ、この技術を用いないＯＦＤＭ信号伝送装置に比べて周波数帯域を増加させることなくＮ倍の容量の情報を伝送することが可能となる。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
ＯＦＤＭ ＭＩＭＯ送受信装置では、ある送信アンテナが送信した信号は受信器側の全てのアンテナにおいて受信される。各受信アンテナおいて受信される信号は、全ての送信信号成分を含んでおり、ある送信アンテナからの信号成分に対して、それ以外の送信アンテナの信号成分は全て干渉成分としてはたらく。したがって、受信信号を送信信号成分毎に分離する必要があり、任意の送受信アンテナの組に対する伝達関数を求めなければならない。
【００２４】
従来のＯＦＤＭ ＭＩＭＯ送受信器においては、送信アンテナ毎に伝達関数の推定を行っていた。すなわち、あるーつのアンテナのみパイロット信号を送信し残りのＮ−１個のアンテナはパイロット信号を送信しないことにより、パイロツト信号を送信したある１つのアンテナと全ての受信アンテナの間の伝達関数を全てのサブキャリアに対して求め、この操作をＮ回繰り返すことにより、任意の送受信アンテナの組に対する伝達関数を全てのサブキヤリアに対して求めていた。
【００２５】
従来方式において、伝達関数の推定精度を向上させる事を目的としてパイロット信号に含まれる電力を増加させることを考えると、ある１個のアンテナのみがパイロット信号を送信している間は、残りのＮ−１個のアンテナがパイロット信号を送信することができないため、例えばパイロット信号の送信電力をＫ倍にするためには、以下の２種類の方法が存在していた。
【００２６】
１．送信するパイロット信号のシンボル数をＫ倍にする
各アンテナ毎に独立に送信するパイロット信号を、各アンテナで繰り返し送信することにより、送信電力を向上させる。この手法を利用すると、パイロット信号の送信電力をＫ倍にするためには、Ｎ本のアンテナでＫシンボルずつパイロット信号を送信する必要があり、パイロット信号のシンボル長がＫ倍となり、送信信号中におけるデータシンボルの割合が減少し、伝送効率が低下する。
【００２７】
２．パイロット信号のみを通常のシンボルのＫ倍の送信電力で送信する
送信アンテナに接続される高電力増幅器および受信アンテナに接続される低雑音増幅器のダイナミックレンジが従来のＫ倍必要となる。上記のいずれの方法も、周波数利用が低下したり、アナログ回路の高機能化が必要となるという欠点があり、送信パイロット信号のシンボル数、すなわち送信パイロット信号を送っている時間を増加させることなく、パイロット信号の送信電力の増加を実現する方法が必要とされていた。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上述の課題は、前記特許請求の範囲に記載した手段によって解決される。すなわち、請求項１の発明は、Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）の送信データを各々Ｎ系統のサブキャリア数がＩであるＯＦＤＭシンボルに変換するデータ変換器と、Ｎ系統の既知のパイロット信号を生成するパイロット信号発生器と、
【００２９】
前記のデータ変換器の出力であるＮ系統のＯＦＤＭシンボルと前記Ｎ系統のパイロット信号とを多重化する多重化回路と、該多重化回路のＮ系統の出力に接続される高速逆フーリエ変換器と、前記高速逆フーリエ変換器のＮ系統の出力を無線周波数に変換する周波数変換器と、前記の周波数変換器出力を送信するＮ個の送信アンテナを有するＯＦＤＭ信号送信装置と、
【００３０】
Ｎ個の受信アンテナと、該Ｎ個の受信アンテナに接続され、無線周波数の受信信号を復調に適した周波数に周波数変換する周波数変換器と、該周波数変換器の全てに共通の局部発信信号を供給する局部発信器と、前記の周波数変換器にそれぞれ接続される高速フーリエ変換器と、前記Ｎ個の送信アンテナと前記Ｎ個の受信アンテナの全ての組み合わせのＮ×Ｎ種類の通信路を推定するためにｉ番目（ｉは１以上Ｉ以下の整数）のサブキャリアにおいて前記Ｎ個のパイロット信号のＮシンボルを要素とするＮ×Ｎの行列Ｓｉ に対する逆行列（Ｓｉ ）− １を計算して記憶する逆行列演算器と、
【００３１】
前記高速フーリエ変換器の出力であるＮ系統の受信ＯＦＤＭ信号Ｒ１ 、Ｒ２ 、・・・ＲＮ のｉ番目のサブキャリアの信号成分（ｒｉ １、ｒｉ ２、・・・ｒｉ Ｎ ）と前記逆行列演算器出力（Ｓｉ ）− １を乗じる干渉キャンセラと、該干渉キャンセラ出力（ｔｉ １ 、ｔｉ ２ 、・・・ｔｉ Ｎ ）から前記Ｎ系統の送信ＯＦＤＭ信号のｉ番目のサブキャリアの信号成分（ｔｉ １ 、ｔｉ ２ 、・・・ｔｉ Ｎ ）の振幅・位相を出力する復調器を有するＯＦＤＭ信号受信装置から構成されるＯＦＤＭ信号伝送装置において、
【００３２】
前記ＯＦＤＭ信号送信装置の前記パイロット信号発生器として、
ｉ番目のサブキャリアにおけるｎ本目（ｎは１以上Ｎ以下の整数）のアンテナで送信されるｍシンボル目の送信パイロット信号ｐｉ ｍｎをｍ行ｎ列の成分として、行列式が０とならない単行列およびその複素数倍の行列以外の行列を発生させる送信サブキャリアパイロット行列発生器と、
【００３３】
該送信サブキャリアパイロット行列発生器の出力であるｉ番目のサブキャリアの送信サブキャリアパイロット行列Ｐｉ に対して、全てのＰｉ からｍ行ｎ列目の成分をｎ本目のアンテナのｍシンボル目の送信パイロット信号成分（ｐ１ ｍｎ、ｐ２ ｍｎ、・・・ｐＩ ｍｎ）として前記多重化回路に入力する送信パイロット信号構成器を配置したことを特徴とするＯＦＤＭ信号送信装置。
【００３４】
請求項２の発明は、請求項１記載のＯＦＤＭ信号送信装置において、送信サブキャリアパイロット行列発生器を、全ての送信サブキャリアパイロット行列における送信パイロット信号成分ｐｉ ｍｎの絶対値が全て同一である行列で構成したものである。
【００３５】
請求項３の発明は、請求項１記載のＯＦＤＭ信号送信装置において、送信サブキャリアパイロット行列発生器および送信パイロット信号構成器を、全ての要素が絶対値が同一で符号のみが異なる２つの実数のみで構成される送信パイロットシンボルを構成するサブキャリア成分の集合であるＩ行１列の基本送信パイロットシンボル行列Ｂを発生させる送信パイロットシンボル発生器と、
【００３６】
基本送信パイロットシンボル行列Ｂおよび行列Ｂの全ての要素を符号変換した行列−Ｂのみにより全ての送信サブキャリアパイロット信号行列を送信サブキャリアパイロット行列が逆行列を持つように構成しデータ変換器に渡す送信パイロットシンボル符号変換器を有せしめて構成したものである。
【００３７】
請求項４の発明は、請求項３記載のＯＦＤＭ信号送信装置において、サブキヤリア干渉補償行列演算器が、受信サブキャリアパイロット行列に対する送信サブキャリアパイロット行列の逆行列の演算を、複素乗算器を用いることなく符号変換器とシフトレジスタのみで行うように構成したものである。
【００３８】
請求項５の発明は、請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ信号送信装置において、全てのアンテナの全てのパイロット信号を予め決められた回数Ｇ回だけ同一のシンボルを繰り返し送信する送信パイロット信号構成器を有せしめて構成したものである。
【００３９】
請求項６の発明は、Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）の送信データを各々Ｎ系統のサブキャリア数がＩであるＯＦＤＭシンボルに変換するデータ変換器と、Ｎ系統の既知のパイロット信号を生成するパイロット信号発生器と、前記のデータ変換器の出力であるＮ系統のＯＦＤＭシンボルと前記Ｎ系統のパイロット信号とを多重化する多重化回路と、該多重化回路のＮ系統の出力に接続される高速逆フーリエ変換器と、前記高速逆フーリエ変換器のＮ系統の出力を無線周波数に変換する周波数変換器と、前記の周波数変換器出力を送信するＮ個の送信アンテナを有するＯＦＤＭ信号送信装置と、
【００４０】
Ｎ個の受信アンテナと、該Ｎ個の受信アンテナに接続され、無線周波数の受信信号を復調に適した周波数に周波数変換する周波数変換器と、該周波数変換器の全てに共通の局部発信信号を供給する局部発信器と、前記の周波数変換器にそれぞれ接続される高速フーリエ変換器と、前記Ｎ個の送信アンテナと前記Ｎ個の受信アンテナの全ての組み合わせのＮ×Ｎ種類の通信路を推定するためにｉ番目（ｉは１以上Ｉ以下の整数）のサブキャリアにおいて前記Ｎ個のパイロット信号のＮシンボルを要素とするＮ×Ｎの行列Ｓｉ に対する逆行列（Ｓｉ ）− １を計算して記憶する逆行列演算器と、
【００４１】
前記の高速フーリエ変換器の出力であるＮ系統の受信ＯＦＤＭ信号Ｒ１ 、Ｒ２ 、・・・ＲＮ のｉ番目のサブキャリアの信号成分（ｒｉ １、ｒｉ ２、・・・ｒｉ Ｎ ）と前記逆行列演算器出力（Ｓｉ ）− １を乗じる干渉キャンセラと、該干渉キャンセラ出力（ｔｉ １ 、ｔｉ ２ 、・・・ｔｉ Ｎ ）から前記Ｎ系統の送信ＯＦＤＭ信号のｉ番目のサブキャリアの信号成分（ｔｉ １ 、ｔｉ ２ 、・・・ｔｉ Ｎ ）の振幅・位相を出力する復調器を有するＯＦＤＭ信号受信装置から構成されるＯＦＤＭ信号伝送装置において、
【００４２】
ＯＦＤＭ信号受信装置の逆行列演算器として、Ｎ本のアンテナで受信したＮシンボルのパイロット信号を入力として、前記Ｎ系統の高速フーリエ変換器出力におけるｉ番目のサブキャリアのｎ本目のアンテナのｍシンボル目の受信信号ｒｉ ｍｎをｍ行ｎ列の成分とするＮ行Ｎ列の受信サブキャリアパイロット行列ＰＲを出力する受信サブキャリアパイロット信号行列構成器と、
【００４３】
該受信パイロット信号行列生成器出力ＰＲｉと送信サブキャリアパイロット信号行列Ｐｉの逆行列を乗算することによりｉ番目のサブキャリアに対する前記Ｎ個の送信アンテナと前記Ｎ個の受信アンテナの間の伝達関数の行列であるサブキャリア伝達関数行列Ｓｉを計算し、その逆行列（Ｓｉ）− １を計算するサブキャリア干渉補償行列演算器を具備するＯＦＤＭ信号受信装置である。
【００４４】
請求項７の発明は、請求項６記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、Ｇシンボル繰り返し送信された送信パイロット信号に対する受信パイロット信号のフーリエ変換出力を、各アンテナのＧシンボルにわたる平均値を１シンボル分のパイロット信号として伝達関数演算器に受け渡す受信パイロット信号合成回路とを有するように構成したものである。
【００４５】
【作用】
本発明では、伝達関数の推定のために用いられる送信パイロット信号の信号空間の利用効率を改善するために、送信器において、パイロット信号としてサブキャリア毎に構成される各アンテナとＯＦＤＭシンボルによって張られる空間、すなわちあるサブキャリアに対する空間および時間軸の２次元空間におけるパイロット信号の成分を行列に見立てて、サブキャリア毎の送信パイロット信号成分に対するＮ行Ｎ列の行列が逆行列を持つように構成し送信を行い、
【００４６】
受信器において受信したパイロット信号にパイロット信号の逆行列を乗算することにより伝達関数を求める。この操作により、伝達関数推定用パイロット信号は全アンテナで同時に送信することが可能となり、パイロット信号を送信するのに必要となる時間は従来の方式と同一でありながら、パイロット信号を多重化することにより全体の電力をＮ倍にすることができるため、伝達関数の推定値の信頼度が向上し誤り率特性の改善を達成できる。
【００４７】
【発明の実施の形態】
請求項１、６の発明に対応する実施の形態の例を図１に示す。本発明に係るＯＦＤＭ信号伝送装置は、ＯＦＤＭ信号送信装置３とＯＦＤＭ信号受信装置４から構成される。ＯＦＤＭ信号送信装置３は、Ｉ個の送信サブキャリアパイロット行列発生器３−１−１〜３−１−Ｉ送信パイロット信号構成器３−２、Ｎ個のデータ変換器３−３−１〜３−３−Ｎ、Ｎ個の多重化回路３−４−１〜３−４−Ｎ、Ｎ個の高速逆フーリエ変換器３−５−１〜３−５−Ｎ、シンボルタイミング発生器３−６、Ｎ個の送信用周波数変換器３−７−１〜３−７−Ｎ、送信用局部発信器３−８、Ｎ個の送信アンテナ３−９−１〜３−９−Ｎから構成される。
【００４８】
なお、各アンテナで送信されるデータ信号Ｔ１ 、Ｔ２ 、・・・、ＴＮ には、受信側で同期をとるために必要なプリアンブルが、予め付加されているものと考える。一方、ＯＦＤＭ信号受信装置４は、Ｎ個の受信アンテナ４−１０−１〜４−１０−Ｎ、Ｎ個の受信用周波数変換器４−１１−１〜４−１１−Ｎ、受信用局部発信器４−１２、Ｎ個の高速フーリエ変換器４−１３−１〜４−１３−Ｎ、タイミング信号発生器４−１４、
【００４９】
該高速フーリエ変換器４−１３−１〜４−１３−Ｎから出力されるＮ個のアンテナがＮシンボルずつ出力するパイロット信号を、サブキャリアごとにＮ行Ｎ列の受信サブキャリアパイロット行列に構成する受信サブキャリアパイロット行列構成器４−１５、前記受信サブキャリアパイロット信号行列構成器において構成されたＮ×Ｎのサブキヤリア成分をＮ行Ｎ列の行列として読み込み、
【００５０】
この行列に当該サブキャリアに対する送信パイロット信号行列の逆行列を乗算することによりサブキャリア伝達関数行列を計算し、計算された伝達関数の逆行列を計算し記憶するＩ個のサブキャリア伝達関数逆行列演算器４−１５−１〜４−１５−Ｉ、 該サブキャリア干渉補償行列演算器からサブキャリア干渉補償行列を読み出し、各サブキャリアの情報信号の該高速フーリエ変換器の出力と乗算することにより各サブキャリアの信号を各アンテナ成分毎に分離する干渉キャンセラ４−１７と、Ｎ個の復調器４−１８−１〜４−１８−Ｎから構成される。
【００５１】
本ＯＦＤＭ信号送受信装置においては、ＯＦＤＭ信号送信装置３において送信用局部発信器３−８により各送信用周波数変換器３−７−１〜３−７−Ｎに共通の局部発信信号を供給することにより、各送信アンテナ３−９−１〜３−９−Ｎから同一の周波数である無線信号を送信する。従って、ＯＦＤＭ信号受信装置４側において各受信アンテナ４−１０−１〜４−１０−Ｎは各送信アンテナからの信号を同一周波数で受信する。これらの信号は空間においては互いに干渉信号としてはたらくが、本構成では以下の手法により各信号を分離する。Ｎ本の送信アンテナでＮシンボルのパイロット信号を送信する場合を例とする。
【００５２】
送信するＯＦＤＭ信号を図２に示す。本発明では、ＯＦＤＭ信号送信装置におけるＩ個のサブキャリアパイロット信号行列発生器３−１−１〜３−１−Ｉにおいて、Ｎ本のアンテナ、Ｎシンボルで送信されるパイロット信号のうち、サブキャリアｉに対するパイロット信号成分を発生させる。ｎ本目のアンテナが送信するｍ番目のシンボルのサブキャリアｉの成分をｐｉ ｍｎとした場合に、“数４”に示すような逆行列を持ちなおかつ単位行列の複素数倍でない送信サブキャリアパイロット信号行列Ｐｉ を生成して、送信パイロット信号再構成３−２に受け渡す。
【００５３】
【数４】
送信パイロット信号再構成器では、Ｉ個の送信サブキャリアパイロット信号行列Ｐｉ から、ｎ個目のアンテナのｍシンボル目の送信パイロット信号の全てのサブキャリア成分を抽出し、Ｎ×Ｎ個の送信パイロットシンボル行列ＰＹｎｍ
ＰＹｍｎ＝（ｐ１ ｍｎｐ２ ｍｎ・・・ｐＮ ｍｎ）
として再構築する。
【００５５】
送信パイロット信号再構成器は、再構築したパイロットシンボル行列ＰＹｎｍを送信されるタイミングにあわせて各多重化回路に受け渡す。ＯＦＤＭ受信装置においては、Ｎ個のアンテナから送信されたパイロット信号をＮ個の受信アンテナ４−１０−１〜４−１０−Ｎで受信し、周波数変換器４−１１−１〜４−１１−Ｎでベースバンド信号に変換し、高速フーリエ変換器４−１２−１〜４−１２−Ｎで各アンテナで受信された時間波形を各サブキャリアの周波数成分に変換する。
【００５６】
高速フーリエ変換回路における受信パイロット信号の出力はシンボル毎出カされるが、干渉キャンセルを行うために必要となるサブキャリア伝達関数逆行列は全てのアンテナの全てのパイロット信号における同一のサブキャリア成分から求められるため、受信サブキャリアパイロット信号行列構成器４−１５によりシンボル毎のパイロット信号の集合を、サブキャリア毎のパイロット信号の集合に変換する。
【００５７】
すなわち、高速フーリエ変換器出力におけるｎ本目のアンテナが受信したｍ番目のシンボルのサブキャリアｉの受信成分をｐｉ ｍｎとすると、ｎ本目のアンテナにおいて受信されたｍシンボル目の受信パイロット信号の全サブキャリア成分を記憶する。受信サブキヤリアパイロツト信号行列構成器は、全てのアンテナの全てのシンボルに対するＮ×Ｎ個の受信パイロットシンボル行列を得た後に、“数５”に示すようなサブキャリアｉに対する全てのアンテナの全てのシンボル成分から構成される受信サブキャリアパイロット信号行列ＰＲｉ として再構成する。
【００５８】
【数５】
サブキャリア干渉補償行列演算器４−１６−１〜４−１６−Ｉでは、前記受信サブキャリアパイロット行列構成器において計算されたサブキャリアｉに対する受信サブキャリアパイロット行列ＰＲｉを読み込む。これは送信パイロット信号が通信路を通過して多重化されたものであるため、サブキャリア伝達関数行列Ｓｉ を用いると、
Ｐｉ ・Ｓｉ ＝ＰＲｉ
と表される。
【００６０】
サブキャリア干渉補償行列演算器は、各サブキャリアの受信パイロット信号の行列に対して、送信パイロット信号の逆行列を乗算することにより、各サブキャリアの任意の送信アンテナと受信アンテナの組に対する伝達関数の組である行列Ｓｉ を求めることができる。
Ｓｉ ＝（Ｐｉ）−１ ・ＰＲｉ
【００６１】
求められた伝達関数の行列Ｓｉから、伝達関数の逆行列（Ｓｉ）−１ が求められ、サブキャリア干渉補償行列演算器に記憶される。ｎ本目のアンテナにおける情報シンボルのサブキャリアｉにおける信号点をｉ ｎ として、ｉ ｎ がｎ列目の成分となる１行Ｎ列の情報信号行列Ｒｉ
Ｒｉ ＝（ｉ １ ｉ ２ ・・・ｉ Ｎ ）
に対して、
【００６２】
干渉キャンセラ４−１７では、各サブキャリア毎に伝達関数の逆行列（Ｓｉ ）−１をサブキャリア干渉補償行列演算器４−１６−１〜４−１６−Ｉから読み出し、Ｒｉ に右から乗算することにより受信信号成分を送信信号成分毎に分離する。干渉成分が分離された信号は、復調器４−１７−１〜４−１７−Ｎにより情報に復調される。
【００６３】
本発明によりパイロット信号を全てのアンテナから同一時刻に送信することが可能となるため、パイロット信号が従来と同一のシンボル長でありながら、パイロット信号全体の電力がＮ倍になり、伝達関数の推定がより正確になり特性改善が実現できる。
【００６４】
請求項２の発明に対応する実施の形態の例における送受信器の構成は請求項１の場合と同一である。Ｉ個の送信サブキャリアパイロット行列発生器は、送信サブキャリアパイロット行列Ｐｉ の全ての要素に対して、絶対値が同一である複素数を割り当てる。その結果、パイロット信号の時間波形の振幅変動が減少する。
【００６５】
請求項３の発明に対応する実施の形態の例を図４に示す。本発明におけるＯＦＤＭ信号伝送装置は、ＯＦＤＭ信号送信装置５とＯＦＤＭ信号受信装置６から構成される。ＯＦＤＭ信号送信装置５は、基本送信パイロット信号行列を与える基本送信パイロット信号発生器５−１、基本送信パイロット信号行列を符号変換し、各系統に与える送信パイロット信号符号変換器５−２、
【００６６】
Ｎ個のデータ変換器５−３−１〜５−３−Ｎ、Ｎ個の多重化回路５−４−１〜５−４−Ｎ、Ｎ個の高速逆フーリエ変換器５−５−１〜５−５−Ｎ、シンボルタイミング発生器５−６、Ｎ個の送信用周波数変換器５−７−１〜５−７−Ｎ、送信用局部発信器５−８、Ｎ個の送信アンテナ５−９−１〜５−９−Ｎから構成される。
【００６７】
なお、各アンテナで送信されるデータ信号Ｔ１ 、Ｔ２ 、・・・、ＴＮ には、受信側で同期をとるために必要なプリアンブルが予め付加されているものと考える。一方、０５ＤＭ信号受信装置６は、Ｎ個の受信アンテナ６−１０−１〜６−１０−Ｎ、Ｎ個の受信用周波数変換器６−１１−１〜６−１１−Ｎ、受信用局部発信器６−１２、Ｎ個の高速フーリエ変換器６−１３−１〜６−１３−Ｎ、タイミング信号発生器６−１４、
【００６８】
該高速フーリエ変換器６−１３−１〜６−１３−Ｎから出力されるＮ個のアンテナがＮシンボルずつ出力するパイロット信号を、サブキャリアごとにＮ行Ｎ列の受信サブキャリアパイロット行列に構成する受信サブキャリアパイロット行列構成器６−１５、前記受信サブキャリアパイロット行列構成器において構成されたＮ×Ｎのサブキャリア成分をＮ行Ｎ列の行列として読み込み、この行列に当該サブキャリアに対する送信サブキャリアパイロット行列の逆行列を乗算することによりサブキャリア伝達関数行列を計算し、
【００６９】
計算されたサブキヤリア伝達関数行列の逆行列を計算して記憶するＩ個のサブキャリア干渉補償行列演算器６−１６−１〜６−１６−Ｉと、該サブキャリア干渉補償行列演算器からサブキャリア伝達関数逆行列を読み出し、各サブキャリアの情報信号の該高速フーリエ変換器の出力と乗算することにより各サブキャリアの信号を分離する干渉キャンセラ６−１７と、Ｎ個の復調器６−１８−１〜６−１８−Ｎから構成される。
【００７０】
送信サブキャリアパイロット行列発生器、送信パイロット信号構成器の代わりに基本送信パイロット信号発生器、送信パイロット信号符号変換器を用いる構成となっている点を除いては請求項１に対応する実施の形態の例（図１）と同一である。送信パイロットシンボル発生器５−１では、基準となる１行Ｎ列の送信基本パイロット信号Ｂを発生させる。行列Ｂの要素は、絶対値が同一で符号のみが異なる実数の組のみから構成し、符号の組み合わせは逆高速フーリエ変換を行ったのちに生成される時間波形の振幅変動値が少ないものにする。
【００７１】
例としてサブキャリア数５２、ＦＦＴポイント数６４の場合の送信基本パイロット信号Ｂｅｘを以下に示す。サブキャリア間隔をΔｆとし、情報を送信するベースバンドにおけるサブキャリア周波数は−２６Δｆ−２６Δｆとする。ただしＤＣ成分となるサブキャリアは利用しないため、０とする。“数６”におけるパイロット信号の集合は、サブキャリアのベースバンド周波数である−２６Δｆ、−２５Δｆ・・・−Δｆ、ＤＣ成分、Δｆ、・・・、２６Δｆという並びに対応している。また、全てのサブキャリアの振幅を１で正規化している。
【００７２】
【数６】
送信パイロット信号符号変換器５−２では、基本パイロット信号が各アンテナ、シンボルにおいて用いる符号の情報であるパイロットシンボル符号行列ＢＩをもとに、各アンテナのパイロットシンボルとしてＢｅｘ、または−Ｂｅｘのいずれかを与える。パイロットシンボル符号行列は全ての要素が「１」もしくは「−１」で構成され、逆行列を持つ。Ｎ＝４の場合におけるＢＩの例を“数７”に示す。
【００７４】
【数７】
ＢＩのｎ行ｍ列の成分の符号は、ｎ本目のアンテナがｍシンボル目に送信すべきパイロットシンボルを表しており、値が「１」であれば、Ｂｅｘを、「−１」であれば−Ｂｅｘを多重化回路５−４−１〜５−４−Ｎに与える。すなわち、上記の例においては、パイロットシンボルの１シンボル目の時刻においては行列ＢＩの１列目の成分に対応して、多重化回路５−４−１〜５−４−４にはすべてＢｅｘが入力される。
【００７６】
２シンボル目の時刻において、多重化回路５−４−１、５−４−３には−Ｂｅｘが入力され、多重化回路５−４−２、５−４−４にはＢｅｘが入力される。３シンボル目の時刻においては、多重化回路５−４−１、５−４−４には−Ｂｅｘが入力され、多重化回路５−４−２、５−４−３にはＢｅｘが入力される。４シンボル目の時刻においては、多重化回路５−４−１、５−４−２には−Ｂｅｘが入力され、多重化回路５−４−３、５−４−４にはＢｅｘが入力される。
【００７７】
以上のようにパイロット信号を構成すると、あるサブキャリアに対するサブキャリア送信パイロッ卜信号行列は逆行列をもつＢＩもしくは−Ｂ１のいずれかの行列になるため、伝達関数の推定が行える。また、各アンテナが送信するパイロットシンボルは、Ｂｅｘもしくは−Ｂｅｘのいずれかになるため、振幅変動が少ない波形となる。
【００７８】
また、請求項１におけるサブキャリア伝達関数逆行列の演算が行える。また、請求項１で用いているサブキャリアパイロット信号行列が１つになり、パイロットシンボルのパターンが２通りに限定されるため、請求項１においてパイロット信号を生成する、「サブキャリアパイロット行列発生器」および「送信パイロット信号構成器」の記憶回路削減につながり、大幅な回路規模の縮小が実現できる。
【００７９】
請求項４に対応する実施の形態の例について説明する。請求項１〜３に対応する実施の形態の例のサブキャリア伝達関数逆行列演算器の内部構成を図５に示す。この例における送受信アンテナ本数はＮ＝２とした。サブキヤリア伝達関数逆行列演算器７は、複素加算機７−１−１、７−１−６、減算器７−２、複素除算器７−３−１〜７−３−５、複素乗算器７−４−１〜７−４−８、符号変換器７−５−１、７−５−２、逆行列メモリ７−６から構成される。
【００８０】
サブキャリアｉにおける受信パイロット信号成分であるｒｉ １１、ｒｉ ２１、ｒｉ １２、ｒｉ ２２に対して、まずはじめに送信サブキャリアパイロット行列の逆行列を乗算することによりサブキャリア伝達関数行列Ｓｉ を求め、Ｓｉ から干渉キャンセルを行うためのサブキャリア伝達関数逆行列（Ｓｉ ）−１を求める。Ｓｉ を求めるためには“数８”の演算を行う。
【００８１】
【数８】
すなわち、Ｓｉ を求めるためには８種類の複素乗算を行う必要があり、複素乗算器７−４−１〜７−４−８において計算される。また、請求項１〜請求項３におけるサブキャリア伝達関数逆行列演算器内における複素乗算器の構成を図６に示す。複素乗算器８は、実乗算器８−１−１〜８−１−４、実加算器８−２−１〜８−２−２から構成される。例えば、（Ｐｉ １１）´・ｒｉ １１の項を計算するためには、（ｐｉ １１）´＝ａ＋ｊｂ、ｒｉ １１＝ｃ＋ｊｄ（ただしｊは虚数単位）とすると、
（ｐｉ １１）´・ｒｉ １１＝（ａ＋ｊｂ）・（ｃ＋ｊｄ）
＝（ａｃ−ｂｄ）＋ｊ（ａｄ＋ｂｃ）
となるため、
【００８３】
実数の乗算を４回行う必要がある。しかしながら、パイロット信号の各成分が、符号が異なり絶対値（絶対値をｈとする）が同一である２種類の実数を用いる場合は、任意のｉ、ｍ、ｎに対してｒｉ ｍｎは、ｈあるいは−ｈとなる。したがって、上記の例と同様に（ｐｉ ｌ１）´・ｒｉ １１の項を計算することを考える（ｒｉ １１＝ｈとする）と、
（ｐｉ １１）´・ｒｉ １１＝（ａ＋ｊｂ）・（ｈ）＝ａｈ＋ｊｂｈ
となるため、
【００８４】
必要となる実乗算器は２つとなる。さらに、ｈを２のｋ乗に設定することにより、ａとｈの乗算およびｂとｈの乗算は、ａおよびｂをｋビットシフトするシフトレジスタに置き換えることが可能となる。以上を踏まえて、請求項４における複素乗算器の構成例を図７に示す。複素乗算器９は、符号変換器９−１−１〜９−１−２、シフトレジスタ９−２−１〜９−２−２から構成される。
【００８５】
入力１に受信パイロット信号の実数成分および虚数成分が入力され、入力２に受信パイロット信号の成分に対応する送信パイロット信号の符号部分が入力される。入力された受信パイロット信号および送信パイロット信号の符号ははじめに符号変換器に入力される。入力された送信パイロット信号の成分の符号が正であれば受信パイロット信号の成分がそのまま出力され、送信パイロット信号の成分の符号が負であれば受信パイロット信号の成分が符号反転されて出力される。
【００８６】
次に、符号変換器の出力はシフトレジスタに入力される。全ての送信パイロット信号の絶対値を同一（２のｋ乗）にしているため、乗算器は必要なく、ｋビット左にビットシフトを行うシフトレジスタを用いればよい。以上の回路構成を行えば、複素乗算器を符号変換器およびシフトレジスタの簡素な構成にすることが可能となり、アンテナ本数Ｎの値が大きくなればなるほど、逆行列乗算のために必要となる複素乗算器の数は増加するため、回路規模削減の効果は大きくなる。
【００８７】
請求項４の発明の実施の形態の例のサブキャリア伝達関数逆行列演算器内部における複素乗算器の構成を図７に示す。請求項３の発明における送信サブキャリアパイロット行列の成分はすべて絶対値が同一であり符号のみが異なる実数の組であるため、受信側のパイロット信号の逆行列を乗算を行う部分は、複素乗算器を用いる必要はなく、符号反転およびシフトレジスタを用いるだけで実現することができるため回路規模を縮小する事が可能となる。
【００８８】
請求項５あるいは請求項７の発明に対応する実施の形態の例を図８に示す。本例におけるＯＦＤＭ信号送信装置の構成は請求項３に対応する実施の形態の例に対して機能変更を行うこと前提とする。しかし、請求項１および２におけるＯＦＤＭ信号送信装置を機能変更することでも実現可能であることは明白である。本発明におけるＯＦＤＭ信号伝送装置は、ＯＦＤＭ信号送信装置１０とＯＦＤＭ信号受信装置１１から構成される。
【００８９】
ＯＦＤＭ信号送信装置１０は、基本送信パイロット信号発生器１０−１、各アンテナで送信される送信パイロットシンボルを全シンボルに対してＧ回繰り返して与える送信パイロット信号符号変換器１０−２、Ｎ個のデータ変換器１０−３−１〜１０−３−Ｎ、Ｎ個の多重化回路１０−４−１〜１０−４−Ｎ、Ｎ個の高速逆フーリエ変換器１０−５−１〜１０−５−Ｎ、シンボルタイミング発生器１０−６、Ｎ個の送信用周波数変換器１０−７−１〜１０−７−Ｎ、送信用局部発信器１０−８、Ｎ個の送信アンテナ１０−９−１〜１０−９−Ｎから構成される。
【００９０】
なお、各アンテナで送信されるデータ信号Ｔ１ 、Ｔ２ 、・・・、ＴＮ には、受信側で同期をとるために必要なブリアンブルが予め付加されているものと考える。一方、ＯＦＤＭ信号受信装置１１は、Ｎ個の受信アンテナ１１−１０−１〜１１−１０−Ｎ、Ｎ個の受信用周波数変換器１１−１１−１〜１１−１１−Ｎ、受信用局部発信器１１−１２、Ｎ個の高速フーリエ変換器１１−１３−１〜１１−１３−Ｎ、タイミング信号発生器１１−１４、
【００９１】
該高速フーリエ変換器１１−１３−１〜１１−１３−Ｎから出力されるＮ個のアンテナがＮ×Ｇシンボルずつ出力するパイロット信号を、シンボル毎に繰り返しＧ回送信される同一のパイロットシンボルを平均化する受信パイロット信号平均化回路１１−１５−１〜１１−１５−Ｎ、前記受信パイロットシンボル平均化回路の出力であるＮ×Ｎシンボルの受信パイロットシンボルを読み込み、サブキャリア毎にＮ×Ｎ個の成分を抽出し、Ｎ行Ｎ列の受信サブキャリアパイロット行列をＩ個構成する受信サブキャリアパイロット行列構成器１１−１６、
【００９２】
前記受信サブキャリアパイロット行列構成器において構成された受信サブキャリアパイロット行列を読み込み、この行列に当該サブキャリアに対する送信パイロット信号行列の逆行列を乗算して当該サブキャリアに対するサブキャリア伝達関数行列を計算し、
【００９３】
計算された伝達関数の逆行列を計算しサブキャリア伝達関数逆行列として記憶するＩ個のサブキャリア伝達関数逆行列演算器１１−１５−１〜１１−１５−Ｉと、該サブキャリア伝達関数逆行列演算器からサブキャリア伝達関数逆行列を読み出し、各サブキャリアの情報信号の該高速フーリエ変換器の出力と乗算することにより各サブキヤリアの信号を分離するＮ個の復調器１１−１７−１〜１１−１７−Ｎと、干渉キャンセラ１１−１８とから構成される。
【００９４】
ＯＦＤＭ送信装置における送信パイロットシンボル符号変換器７−２では、全ての送信パイロットシンボルをＧ回ずつ繰り返す。Ｎ＝４、Ｇ＝２の場合を例にとると、送信されるパイロット信号の構成は図９で示される形となる。すなわち、請求項３に対応する実施の形態の例における、ＢＩの全ての成分を行方向にＧ回繰り返せば所望のパイロット信号の構成が得られる。Ｎ＝４、Ｇ＝２の場合におけるＢＩ（ＢＩ（Ｎ，Ｇ）＝（４，２） とする）はＮ行Ｎ×２列の、すなわち、４行８列の行列となり、“数９”に示す構成となる。
【００９５】
【数９】
ＯＦＤＭ受信器においては既知である送信パイロットシンボルの繰り返しパターンをもとに、繰り返し送信と逆の操作となる平均化を受信パイロットシンボル平均化回路１１−１５−１〜１１−１５−Ｎにおいて行う。すなわち、Ｎ個のアンテナでＮ×Ｇシンボルずつ受信されたパイロット信号の高速フーリエ変換器１１−１３−１〜１１−１３−Ｎの出力に対して、
【００９７】
各受信パイロットシンボル平均化回路１１−１５−１〜１１−１５−Ｎでは、１シンボル目からＧシンボル目までを合成して１つ目の受信パイロットシンボルを生成して、Ｇ＋１シンボル目からＧ×２シンボル目を合成して２つ目の受信パイロットシンボルを生成して・・・という操作をＮ回繰り返し、各アンテナでＮ×Ｇシンボル受信されるパイロット信号をＮシンボルに合成し、伝達関数演算器に受け渡す。
【００９８】
伝達関数演算器以降の処理は請求項１に対応する実施の形態の例に記載されているものと同一である。この操作により、各パイロット信号に対して与えられ電力は、繰り返し回数Ｇと同数倍となり、パイロット信号の雑音成分が少なくなりより正確な伝達関数推定が行うことが可能となる。
【００９９】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１あるいは請求項６の発明によれば、伝達関数推定のためのパイロット信号を全てのアンテナで同時に送信することが可能となる。そのため、従来方式と比較して、送受信アンテナの系統数Ｎに対してパイロット信号の信号対雑音電力比をＮ倍にすることが可能となり、より正確な伝達関数の推定を行うことが可能となり、特性の向上を実現できる。
【０１００】
従来方式で、本発明と同一のシンボル長で、本発明と同一の信号電力のパイロット信号を送信するためには、各パイ口ットシンボルをＮ個ずつ送信しなければならず、これは周波数利用効率を低下させる事につながる。これに対して本発明では、パイロット信号を送信する時間を増やすことなく多重化することにより電力の増加を実現しており、周波数利用効率を下げることなく伝達関数の推定精度を向上させることが可能となる。
【０１０１】
請求項２の発明によれば、伝達関数を推定するための送信パイロットシンボルの全サブキャリア成分の振幅値を同一にすることにより、パイロットシンボルの逆高速フーリエ変換出力である時間波形の振幅変動値を抑圧する事が可能となる。
【０１０２】
請求項３の発明によれば、送信サブキャリアパイロット行列をサブキャリア毎に持つ代わりに、基本パイロット信号行列を各アンテナのパイロット信号毎にシンボル単位で符号を変更して与えることにより同等の処理を行い、回路規模の削減を実現できる。
【０１０３】
請求項４の発明によれば、パイロット信号のサブキャリア成分を全て絶対値が同一で符号のみが異なる実数の組のみで構成し、サブキャリア伝達関数逆行列により、ＯＦＤＭ信号受信装置側における行列演算における複素乗算器の数を減らすことが可能となる。また、この回路規模削減の効果はアンテナ本数Ｎが増加すればするほど大きなものとなる。
【０１０４】
請求項５あるいは請求項７の発明によれば、ＯＦＤＭ信号送信装置において全てのアンテナの全ての送信パイロット信号をＧ回繰り返して構成し、ＯＦＤＭ信号受信装置において、Ｇ回繰り返されている受信パイロット信号のＧシンボルの平均をとり、パイロットシンボルの信号対雑音電力費をＧ倍にすることにより、伝達関数の推定をより正確にすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０１０５】
【図１】請求項１に対応する実施の形態の例を示す図である。
【０１０６】
【図２】パイロット信号を含む送信ＯＦＤＭ信号を説明する図である。
【０１０７】
【図３】パイロット信号の信号空間を説明する図である。
【０１０８】
【図４】請求項３に対応する実施の形態の例を示す図である。
【０１０９】
【図５】請求項１〜４に対応する実施の形態における伝達関数逆行列演算器の構成の例を示す図である。
【０１１０】
【図６】請求項１〜３に対応する実施の形態の例の伝達関数逆行列演算器に用いられる複素乗算器の内部構成を説明する図である。
【０１１１】
【図７】請求項４に対応する実施の形態の伝達関数逆行列演算器に用いられる複素乗算器の内部構成を説明する図である。
【０１１２】
【図８】請求項５に対応する実施の形態の例を示す図である。
【０１１３】
【図９】請求項５に対応する実施の形態の例例におけるパイロット信号の構成例を示す図である。
【０１１４】
【図１０】従来のＭＩＭＯチャネルにおいてＯＦＤＭ信号を分離する送受信装置の構成の例を示す図である。
【０１１５】
【図１１】従来の送受信装置において用いられているパイロット信号を含む送信ＯＦＤＭ信号の例を示す図である。
【０１１６】
【符号の説明】
１、３、５、１０ ＯＦＤＭ信号送信装置
２、４、６、１１ ＯＦＤＭ信号受信装置
３−１−１〜３−１−Ｉ 送信サブキャリアパイロット行列発生器
３−２ 送信パイロット信号構成器
３−３−１〜３−３−Ｎ データ変換器
３−４−１〜３−４−Ｎ 多重化回路
３−５−１〜３−５−Ｎ 高速逆フーリエ変換器
３−６ シンボルタイミング発生器
３−７−１〜３−７−Ｎ 送信用周波数変換器
３−８ 送信用局部発信器
３−９−１〜３−９−Ｎ 送信アンテナ
４−１０−１〜４−１０−Ｎ 受信アンテナ
４−１１−１〜４−１１−Ｎ 受信用周波数変換器
４−１２ 受信用局部発信器
４−１３−１〜４−１３−Ｎ 高速フーリエ変換器
４−１４ タイミング信号発生器
４−１５ 受信サブキャリアパイロット行列構成器
４−１５−１〜４−１５−Ｉ サブキャリア伝達関数逆行列演算器
４−１７ 干渉キャンセラ
４−１８−１〜４−１８−Ｎ 復調器
５−１ 基本送信パイロット信号発生器
５−２ 送信パイロット信号符号変換器
５−３−１〜５−３−Ｎ データ変換器
５−４−１〜５−４−Ｎ 多重化回路
５−５−１〜５−５−Ｎ 高速逆フーリエ変換器
５−６ シンボルタイミング発生器
５−７−１〜５−７−Ｎ 送信用周波数変換器
５−８ 送信用局部発信器
５−９−１〜５−９−Ｎ 送信アンテナ
６−１０−１〜６−１０−Ｎ 受信アンテナ
６−１１−１〜６−１１−Ｎ 受信用周波数変換器
６−１２ 受信用局部発信器
６−１３−１〜６−１３−Ｎ 高速フーリエ変換器
６−１４ タイミング信号発生器
６−１５ 受信サブキャリアパイロット行列構成器
６−１６−１〜６−１６−Ｉ サブキャリア干渉補償行列演算器
６−１７ 干渉キャンセラ
６−１８−１〜６−１８−Ｎ 復調器
７ サブキヤリア伝達関数逆行列演算器
７−１−１、７−１−６ 複素加算機
７−２ 減算器
７−３−１〜７−３−５ 複素除算器
７−４−１〜７−４−８ 複素乗算器
７−５−１、７−５−２ 符号変換器
７−６ 逆行列メモリ
８ 複素乗算器
８−１−１〜８−１−４ 実乗算器
８−２−１〜８−２−２ 実加算器
９ 複素乗算器
９−１−１〜９−１−２ 符号変換器
９−２−１〜９−２−２ シフトレジスタ
１０−１ 基本送信パイロット信号発生器
１０−２ 送信パイロット信号符号変換器
１０−３−１〜１０−３−Ｎ データ変換器
１０−４−１〜１０−４−Ｎ 多重化回路
１０−５−１〜１０−５−Ｎ 高速逆フーリエ変換器
１０−６ シンボルタイミング発生器
１０−７−１〜１０−７−Ｎ 送信用周波数変換器
１０−８ 送信用局部発信器
１０−９−１〜１０−９−Ｎ 送信アンテナ
１１−１０−１〜１１−１０−Ｎ 受信アンテナ
１１−１１−１〜１１−１１−Ｎ 受信用周波数変換器
１１−１２ 受信用局部発信器
１１−１３−１〜１１−１３−Ｎ 高速フーリエ変換器
１１−１４ タイミング信号発生器
１１−１５−１〜１１−１５−Ｎ 受信パイロット信号平均化回路
１１−１６ 受信サブキャリアパイロット行列構成器
１１−１７−１〜１１−１７−Ｎ 復調器
１１−１８ 干渉キャンセラ
Claims (7)
- Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）の送信データを各々Ｎ系統のサブキャリア数がＩであるＯＦＤＭシンボルに変換するデータ変換器と、Ｎ系統の既知のパイロット信号を生成するパイロット信号発生器と、前記のデータ変換器の出力であるＮ系統のＯＦＤＭシンボルと前記Ｎ系統のパイロット信号とを多重化する多重化回路と、該多重化回路のＮ系統の出力に接続される高速逆フーリエ変換器と、前記高速逆フーリエ変換器のＮ系統の出力を無線周波数に変換する周波数変換器と、前記の周波数変換器出力を送信するＮ個の送信アンテナを有するＯＦＤＭ信号送信装置と、
Ｎ個の受信アンテナと、該Ｎ個の受信アンテナに接続され、無線周波数の受信信号を復調に適した周波数に周波数変換する周波数変換器と、該周波数変換器の全てに共通の局部発信信号を供給する局部発信器と、前記の周波数変換器にそれぞれ接続される高速フーリエ変換器と、前記Ｎ個の送信アンテナと前記Ｎ個の受信アンテナの全ての組み合わせのＮ×Ｎ種類の通信路を推定するためにｉ番目（ｉは１以上Ｉ以下の整数）のサブキャリアにおいて前記Ｎ個のパイロット信号のＮシンボルを要素とするＮ×Ｎの行列Ｓｉ に対する逆行列（Ｓｉ ）− １を計算して記憶する逆行列演算器と、前記の高速フーリエ変換器の出力であるＮ系統の受信ＯＦＤＭ信号Ｒ１ 、Ｒ２ 、・・・ＲＮ のｉ番目のサブキャリアの信号成分（ｒｉ １、ｒｉ ２、・・・ｒｉ Ｎ ）と前記逆行列演算器出力（Ｓｉ ）− １を乗じる干渉キャンセラと、該干渉キャンセラ出力（ｔｉ １ 、ｔｉ ２ 、・・・ｔｉ Ｎ ）から前記Ｎ系統の送信ＯＦＤＭ信号のｉ番目のサブキャリアの信号成分（ｔｉ １ 、ｔｉ ２ 、・・・ｔｉ Ｎ ）の振幅・位相を出力する復調器を有するＯＦＤＭ信号受信装置から構成されるＯＦＤＭ信号伝送装置において、
前記ＯＦＤＭ信号送信装置の前記パイロット信号発生器として、
ｉ番目のサブキャリアにおけるｎ本目（ｎは１以上Ｎ以下の整数）のアンテナで送信されるｍシンボル目の送信パイロット信号Ｐｉ ｍｎをｍ行ｎ列の成分として、行列式が０とならない単行列およびその複素数倍の行列以外の行列を発生させる送信サブキャリアパイロット行列発生器と、
該送信サブキャリアパイロット行列発生器の出力であるｉ番目のサブキャリアの送信サブキャリアパイロット行列Ｐｉ に対して、全てのＰｉ からｍ行ｎ列目の成分をｎ本目のアンテナのｍシンボル目の送信パイロット信号成分（ｐ１ ｍｎ、ｐ２ ｍｎ、・・・、ｐＩ ｍｎ）として前記多重化回路に入力する送信パイロット信号構成器を配置したことを特徴とするＯＦＤＭ信号送信装置。 - 送信サブキャリアパイロット行列発生器において、全ての送信サブキャリアパイロット行列における送信パイロット信号成分ｐｉ ｍｎの絶対値が全て同一である行列で構成する請求項１記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
- 送信サブキャリアパイロット行列発生器および送信パイロット信号構成器において、
全ての要素が絶対値が同一で符号のみが異なる２つの実数のみで構成される送信パイロットシンボルを構成するサブキャリア成分の集合であるＩ行１列の基本送信パイロットシンボル行列Ｂを発生させる送信パイロットシンボル発生器と、
基本送信パイロットシンボル行列Ｂおよび行列Ｂの全ての要素を符号変換した行列−Ｂのみにより全ての送信サブキャリアパイロット信号行列を送信サブキャリアパイロット行列が逆行列を持つように構成しデータ変換器に渡す送信パイロットシンボル符号変換器を有する請求項１記載のＯＦＤＭ信号送信装置。 - サブキヤリア干渉補償行列演算器において、受信サブキャリアパイロット行列に対する送信サブキャリアパイロット行列の逆行列の演算を、複素乗算器を用いることなく符号変換器とシフトレジスタのみの構成で行う請求項３記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
- 全てのアンテナの全てのパイロット信号を予め決められた回数Ｇ回だけ同一のシンボルを繰り返し送信する送信パイロット信号構成器を有する請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ信号送信装置。
- Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）の送信データを各々Ｎ系統のサブキャリア数がＩであるＯＦＤＭシンボルに変換するデータ変換器と、Ｎ系統の既知のパイロット信号を生成するパイロット信号発生器と、前記のデータ変換器の出力であるＮ系統のＯＦＤＭシンボルと前記Ｎ系統のパイロット信号とを多重化する多重化回路と、該多重化回路のＮ系統の出力に接続される高速逆フーリエ変換器と、前記高速逆フーリエ変換器のＮ系統の出力を無線周波数に変換する周波数変換器と、前記の周波数変換器出力を送信するＮ個の送信アンテナを有するＯＦＤＭ信号送信装置と、
Ｎ個の受信アンテナと、該Ｎ個の受信アンテナに接続され、無線周波数の受信信号を復調に適した周波数に周波数変換する周波数変換器と、該周波数変換器の全てに共通の局部発信信号を供給する局部発信器と、前記の周波数変換器にそれぞれ接続される高速フーリエ変換器と、前記Ｎ個の送信アンテナと前記Ｎ個の受信アンテナの全ての組み合わせのＮ×Ｎ種類の通信路を推定するためにｉ番目（ｉは１以上Ｉ以下の整数）のサブキャリアにおいて前記Ｎ個のパイロット信号のＮシンボルを要素とするＮ×Ｎの行列Ｓｉ に対する逆行列（Ｓｉ ）− １を計算して記憶する逆行列演算器と、前記の高速フーリエ変換器の出力であるＮ系統の受信ＯＦＤＭ信号Ｒ１ 、Ｒ２ 、・・・ＲＮ のｉ番目のサブキャリアの信号成分（ｒｉ １、ｒｉ ２、・・・ｒｉ Ｎ ）と前記逆行列演算器出力（Ｓｉ ）− １を乗じる干渉キャンセラと、該干渉キャンセラ出力（ｔｉ １ 、ｔｉ ２ 、・・・ｔｉ Ｎ ）から前記Ｎ系統の送信ＯＦＤＭ信号のｉ番目のサブキャリアの信号成分（ｔｉ １ 、ｔｉ ２ 、・・・ｔｉ Ｎ ）の振幅・位相を出力する復調器を有するＯＦＤＭ信号受信装置から構成されるＯＦＤＭ信号伝送装置において、
ＯＦＤＭ信号受信装置の逆行列演算器として、
Ｎ本のアンテナで受信したＮシンボルのパイロット信号を入力として、前記Ｎ系統の高速フーリエ変換器出力におけるｉ番目のサブキャリアのｎ本目のアンテナのｍシンボル目の受信信号ｒｉ ｍｎをｍ行ｎ列の成分とするＮ行Ｎ列の受信サブキャリアパイロット行列ＰＲを出力する受信サブキャリアパイロット信号行列構成器と、
該受信パイロット信号行列生成器出力ＰＲｉと送信サブキャリアパイロット信号行列Ｐｉの逆行列を乗算することによりｉ番目のサブキャリアに対する前記Ｎ個の送信アンテナと前記Ｎ個の受信アンテナの間の伝達関数の行列であるサブキャリア伝達関数行列Ｓｉを計算し、その逆行列（Ｓｉ）− １を計算するサブキャリア干渉補償行列演算器を具備することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。 - Ｇシンボル繰り返し送信された送信パイロット信号に対する受信パイロット信号のフーリエ変換出力を、各アンテナのＧシンボルにわたる平均値を１シンボル分のパイロット信号として伝達関数演算器に受け渡す受信パイロット信号合成回路とを有する請求項６記載のＯＦＤＭ信号受信装置。
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