JP4286868B2 - Ｏｆｄｍ信号送受信方法およびｏｆｄｍ信号送受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、広帯域移動体通信などにおいて用いられる直交周波数分割多重(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号伝送装置の中でも、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いてMIMO(Multiple-Input Multiple-Output)チャネルに信号を多重化する事により高い周波数利用効率を実現するOFDM信号送受信方法およびOFDM信号送受信装置に関する。
本願は、２００４年８月４日に出願された特願２００４−２２８４６８号に対し優先権を主張し、その内容をここに援用する。

広帯域移動体通信においては、移動体通信におけるマルチパスフェージング環境下において通信品質を維持するための周波数選択性フェージングに対する対策とともに、限られた周波数帯の中で大容量化を図るための周波数利用効率の向上が必要不可欠である。
周波数選択性フェージングに対する対策として、送信信号を互いに直交するサブキャリア群に分割して、マルチキャリア伝送を行うOFDM方式が知られており、実用化が進んでいる。

一方、周波数利用効率の向上への対策としては、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いてMIMOチャネルを構成し、受信側において各受信アンテナの受信信号から伝達係数推定器と干渉キャンセラを用いて各送信アンテナからの送信信号を分離して復元することにより、送信アンテナの数だけ送信レートを増加させ、周波数利用効率を向上させる手法が提案されている。OFDM方式においてMIMOチャネルを用いて、信号処理を行うことにより空間で合成された信号を分離することを可能とする手法も提案されている（特許文献１参照）。

MIMO伝送を行う際において、受信器側において干渉キャンセルを行うために伝達係数の推定が必要となる。伝達係数を推定するためには、一般的にはデータ信号を送信する前にパイロット信号を送信する手法が用いられる。MIMOチャネルを用いたOFDM信号送受信装置の基本構成を、図1のブロック図を用いて説明する。OFDM信号送受信装置は、OFDM信号送信装置１とOFDM信号受信装置２とを有している。

OFDM信号送信装置1は、送信データT(1)、T(2)、…T(N)を各々OFDMシンボルM(1)、M(2)、…M(N)に変換するデータ変換器1-1-1〜1-1-Nと、伝搬路推定を行うためのパイロット信号を生成するパイロット信号発生器1-2と、該パイロット信号とデータ変換器の出力を多重化するN個の多重化回路1-3-1〜1-3-Nと、該多重化回路の出力に接続されるN個の高速逆フーリエ変換器1-4-1〜1-4-Nと、該高速逆フーリエ変換器1-4-1〜1-4-Nの全てに共通のOFDMシンボルタイミングを供給する送信シンボルタイミング発生器1-5と、高速逆フーリエ変換器1-4-1〜1-4-Nの出力を無線周波数に変換するN個の送信用周波数変換器1-6-1〜1-6-Nと、該送信用周波数変換器1-6-1〜1-6-Nの全てに共通の局部発振信号を供給する送信用局部発振器1-7と、該N個の送信用周波数変換器1-6-1〜1-6-Nに接続されるN個の送信アンテナ1-8-1〜1-8-Nとを有している。

また、OFDM信号受信装置２は、M個の受信アンテナ2-1-1〜2-1-Mと、該M個の受信アンテナ2-1-1〜2-1-M毎に接続され、無線周波数の受信信号を復調に適した周波数に周波数変換するM個の受信用周波数変換器2-2-1〜2-2-Mと、該M個の受信用周波数変換器2-2-1〜2-2-Mの全てに共通の局部発振信号を供給する受信用局部発振器2-3と、前記受信用周波数変換器2-2-1〜2-2-M の出力を高速フーリエ変換するM個の高速フーリエ変換器2-4-1〜2-4-Mと、該M個の高速フーリエ変換器2-4-1〜2-4-Mに対して共通のOFDMシンボルタイミングを供給する受信シンボルタイミング発生器2-5と、前記M個の高速フーリエ変換器2-4-1〜2-4-Mの出力信号に含まれる、前記OFDM信号送信装置１により送信されたパイロット信号に対応する受信信号を用いて伝達係数の推定を行う伝達係数推定器2-6と、前記M個の高速フーリエ変換器2-4-1〜2-4-Mから出力されるMIMOチャネルで多重化された受信データ信号に対して、伝達係数推定器2-6により得られた伝達係数推定値を用いて相互干渉の除去を行う干渉キャンセラ2-7と、該干渉キャンセラ2-7の出力であるN個の干渉キャンセルが行われた信号を送信ビット列に変換するN個の復調器2-8-1〜2-8-Nとを有している。

OFDM信号送信装置１においては、N個の送信データT(1)〜T(N)がN個のデータ変換器1-1-1〜1-1-Nにより変換され、データ変換されたN個のOFDMシンボルS(1)〜S(N)それぞれに対して、パイロット信号発生器1-2により生成された伝達係数推定のためのパイロット信号が多重化回路1-3-1〜1-3-N において付加され、逆高速フーリエ変換器1-4-1〜1-4-Nにより逆高速フーリエ変換が行われ時間波形に変換される。

N個の逆高速フーリエ変換器1-4-1〜1-4-Nは、送信シンボルタイミング発生器1-5により全て同一のタイミングで動作する。N個の逆高速フーリエ変換器の出力であるN個の時間信号は、送信用局部発振器1-6から局部発振信号を供給された送信用周波数変換器1-7-1〜1-7-Nにより無線周波数の信号に変換され、送信アンテナ1-8-1〜1-8-Nにより送信され空間多重される。
OFDM信号受信装置２においては、N本の送信アンテナ1-8-1〜1-8-Nにより空間多重された送信信号をM本の受信アンテナ2-1-1〜2-1-Mにより受信する。受信されたM個の信号は、受信用局部発信器2-3から局部発信信号を供給されたM個の受信用周波数変換器2-2-1〜2-2-Mによりベースバンド信号に変換される。

受信ベースバンド信号は、シンボルタイミング発生器2-5により互いに同一のタイミングで動作するM個の高速フーリエ変換器2-4-1〜2-4-Mにより、受信信号は時間波形からサブキャリア毎の周波数信号に変換される。M個の高速フーリエ変換器の出力のうち、OFDM信号送信器1においてデータ信号に対して付加されたパイロット信号に対応する受信信号は、伝達係数推定器2-6に入力され、パイロット信号に続いて受信されるデータ信号は干渉キャンセラ2-7に入力される。

伝達係数推定器2-6では、既知の送信パイロット信号に対応する受信パイロット信号を用いて伝達係数の推定を行う。伝達係数推定器2-6の内部構成および処理は後述する。干渉キャンセラ2-7では、伝達係数推定器2-6において推定された伝達係数を用いて、空間多重されたM個の信号に含まれる相互干渉成分の除去ならびに合成をサブキャリア毎に行い、N個のOFDMシンボルの復元を行う。

干渉除去の方法としては、ZF(Zero-Forcing), MMSE(Minimum-Mean Square Error) Linear Filter, MLD(Maximum Likelihood Detection), BLAST(Bell Labs lAyered Space Time)といったアルゴリズムがこれまでに提案されており、様々な研究が行われているが、全てのアルゴリズムにおいて予め推定されている伝達係数を用いる点は共通であるため、伝達係数の推定は必須となる。干渉キャンセラ出力である、N個の復元されたOFDMシンボルは、復調器に入力され、送信データとして復元される。

以下において、従来提案されていた伝達係数推定用のパイロット信号のパターンならびに伝達係数推定方法を示す。伝搬路を推定するためのパイロット信号としてこれまで提案されていたものとしては、例えば、非特許文献１に記載されているパターンがある 。このパイロット信号のパターンを図２に示す。以下、図２に示すパイロット信号を「Scattered型パイロット信号」と呼ぶこととする。

任意の区間において、Nアンテナのうち1アンテナのみパイロット信号を送信し、残りの(N-1)本のアンテナは送信を行わない(ヌル送信)ことにより、パイロット信号を送信したアンテナとM本のすべての受信アンテナの間の伝搬路推定を行い、この動作をN本の送信アンテナすべてに対して行うことにより任意のアンテナ間の伝搬路状態(N×M種類)の推定を行うことができる。上記Scattered型パイロット信号パターンを生成するためのパイロット信号発生器の構成例として、Scattered型パイロット信号発生器３（図１におけるパイロット信号1-2に相当する）としてその構成を図３に示す。

図３において、Scattered型パイロット信号発生器３は、タイミングコントローラ3-1と、基本シンボルパイロット信号発生器3-2と、ヌルシンボルパイロット信号発生器3-3と、N個のパイロット信号セレクタ3-4-1〜3-4-Nとを有している。
タイミングコントローラ3-1は、現在の時刻がパイロット信号のb(1≦b≦N)区間目に相当することをN個のパイロット信号セレクタ3-4-1〜3-4-Nに通知する。
基本シンボルパイロット信号発生器3-2は、I本のサブキャリアに対する1OFDMシンボルに相当するパイロット信号 (固定パターンであり、これを基本シンボルパイロット信号と呼ぶ)を出力する。

ヌルシンボルパイロット信号発生器3-3は、Ｉ本のサブキャリア全てがヌル(0)で構成されたパイロット信号(これをヌルシンボルパイロット信号と呼ぶ)を出力する。N個のセレクタ3-4-1〜3-4-Nは、基本シンボルパイロット信号発生器3-2およびヌルシンボルパイロット信号発生器3-3の出力が入力され、タイミングコントローラ3-1が出力した現在送信するパイロット信号が何区間目にあたるかの情報を元に、二つの入力信号のうちのいずれかを入力通り出力する。
セレクタ3-4-d(1≦d≦N)は、図２のパイロット信号パターンを出力するために、d区間目の時刻においてのみ基本シンボルパイロット信号からの入力を選択し、それ以外の区間においてはヌルシンボルパイロット信号を選択し出力する。

生成されたパイロット信号は、N本のアンテナそれぞれでN区間にわたり送信され、MIMOチャネルにおいて空間多重され、M本の受信アンテナ2-1-1〜2-1-Mにより受信される。受信されたパイロット信号は、M個のダウンコンバータ2-2-1〜2-2-Mによりベースバンド信号に変換され、高速フーリエ変換によりサブキャリア毎の信号に変換され、送信されたパイロット信号に対応したM個の受信系統それぞれにN区間ずつの受信されたパイロット信号(これを受信パイロット信号と呼ぶ)が伝達係数推定器2-6に入力される。伝達係数推定器2-6を、図４においてScattered型伝達係数推定器４として示す。

図４において、Scattered型伝達係数推定器４は、基本シンボルパイロット信号記憶装置4-1と、M個の除算器4-2-1〜4-2-Mと、伝達係数記憶回路4-3とを有している。
いま、１区間が１OFDMシンボルで構成される場合のScattered型伝達係数推定器４における伝達係数の推定方法を、数式を用いて説明する。

基本シンボルパイロット信号を、Psym_basic={p_b(1), p_b(2), …, p_b(I)}とする。
また、送信パイロット信号に対応して、受信アンテナj(1≦j≦M)がk区間目(1≦k≦N)において受信したサブキャリアiに対する受信信号をr_p(i,j,k)とする。さらに、r_p(i,j,k)に含まれる熱雑音をno(i,j,k)とし、送信アンテナjと受信アンテナkとの間のサブキャリアiに対する伝達係数をh(i,k,j)とすると、次式が成立する。
h(i,k,j)p_b(i)＋no(i,j,k)＝r_p(i,j,k) …（１）

M個の除算器4-2-1〜4-2-Mでは、基本シンボルパイロット信号発生器4-1から出力される、受信信号r_p(i,j,k)に対応するパイロット信号要素p_b(i)で除算することにより、伝達係数h(i,k,j)の推定値h’(i,k,j)を導出する。
h’(i,k,j)＝r_p(i,j,k) / p_b(i) (1≦i≦I, 1≦j≦N, 1≦k≦M) …（２） 式（２）により求められた伝達係数推定値は、伝達係数記憶回路4-3に記憶され、干渉キャンセラ2-7に対して出力される。

これに対して、二つ目の従来例として、上記手法とは異なり、任意の時刻において、すべての送信アンテナからパイロット信号を送信し、パイロット信号に含まれるヌル成分をなくすことにより、一つ目の従来例と比較してパイロット信号全体の電力を向上させ、伝達係数の推定精度を向上させる手法も提案されている（特許文献２参照）。以下にその例を示す。送受信器の構成はScattered型の場合(図１)と、パイロット信号パターンおよび伝達係数の推定方法が異なる点以外は同一である。このパイロット信号パターンを図５に示す。以下の説明において、図５のパイロット信号のパターンをMultiplexed型パイロット信号と呼ぶ。

また、Multiplexed型パイロット信号発生器の構成を図６に示す（図1におけるパイロット信号発生器1-2に相当する）。図６において、Multiplexed型パイロット信号発生器５は、タイミングコントローラ5-1と、基本シンボルパイロット信号発生器5-2と、サブキャリアパイロット信号パターン発生器5-3と、N個のベクトル乗算器5-4-1〜5-4-Nとを有している。
タイミングコントローラ5-1は、現在の時刻がパイロット信号のb区間目(1≦b≦N)目であることをサブキャリアパイロット信号パターン発生器5-3に通知する。

基本シンボルパイロット信号発生器5-2は、既定の全てのサブキャリアに対する基本パイロット信号Psym_basic(固定パターンを用いる。Scattered型パイロット信号の例と同じものとする)を出力する。サブキャリアパイロット信号パターン発生器4-3は、予め用意されているN行N列の行列を用意する。これを基本行列Gと呼び、Gは次式で表され、逆行列G^-1が存在するものとする。

サブキャリアパイロット信号パターン発生器5-3は、基本行列Gのc行d列(1≦c≦N、1≦d≦N)の成分g(c,d)をd区間目において乗算器5-4-cに対して出力する。N個の乗算器5-4-1〜5-4-Nにおいては、入力された基本パイロット信号Psym_basicの全要素に対してサブキャリアパイロット信号パターン発生器4-3により入力された成分を乗算し多重化回路1-4-1〜1-4-Nに出力する。この結果、アンテナa(1≦a≦N)がb区間目送信するシンボルパイロット信号は、g(a,b) Psym_basicとなる。

送信されたMultiplexed型パイロット信号を用いた伝達係数推定を行うための、伝達係数推定器をMultiplexed型伝達係数推定器6として図7に示す。
図７において、Multiplexed型伝達係数推定器6は、集合変換回路6-1と、基本サブキャリアパイロット信号逆行列発生器6-2と、I個の行列乗算回路6-3-1〜6-3-Iと、伝達係数記憶回路6-4とを有している。ここで、Scattered型パイロット信号の従来例と同様に、基本シンボルパイロット信号を、Psym_basic={p_b(1), p_b(2), …, p_b(I)}とする。

また、送信パイロット信号に対応して、受信アンテナj(1≦j≦M)がk区間目(1≦k≦N)において受信したサブキャリアiに対する受信信号をr_p(i,j,k)とする。さらに、r_p(i,j,k)に含まれる熱雑音をno(i,j,k)とし、送信アンテナjと受信アンテナkとの間のサブキャリアiに対する伝達係数をh(i,k,j)とし、H(i)、No(i)、Rp(i)はそれぞれサブキャリアiに対する伝達係数行列、受信サブキャリアパイロット信号行列であり、次のように定義される。

上記の定義を用いると、サブキャリアi(1≦i≦I)に送信されたサブキャリアパイロット信号と、対応する受信サブキャリアパイロット信号の間には次式の関係が成り立つ。
H(i)(p_b(i)G)＋No(i)＝Rp(i) …（７）
はじめに、入力されたパイロット信号に対応する受信信号は、集合変換回路6-1に入力され、アンテナ毎にOFDMシンボル単位で構成されていたN×N個の集合を、I個のサブキャリア毎の集合に変換し、式（６）で表される受信サブキャリアパイロット信号行列Rp(i)として出力する。

式（７）の関係より、受信サブキャリアパイロット信号にRp(i)対して対応するサブキャリアパイロット信号(p_b(i)G)の逆行列を右側から乗算することにより伝達係数行列の推定をサブキャリア毎に行う。

ここで、H’(i)は伝達係数行列H’(i)を表し、h’(i,b,a) (1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)は、h(i,b,a)の推定値を表す。
求められた伝達係数は、伝達係数記憶回路6-4に記憶され、干渉キャンセラ2-5に出力される。

従来提案されていた２種類のパイロット信号パターンを比較すると、Multiplexed型は空間多重することによりN×Nシンボルのパイロット信号を送信しているのに対し、Scattered型は送信されるパイロット信号の数がNで、残りの(N×(N-1))はヌルを送信しているため、OFDMシンボルあたりの電力を同一とした場合、Multiplexed型は、Nシンボルの時間の間に送信する伝達係数の推定のために用いるパイロット信号の電力をScattered型に対してN倍にすることが可能となるため、より高精度に伝達係数の推定を行うことが可能となる。

Scattered型においても、各サブキャリアの電力をN倍にすることにより、Multiplexed型と同様の電力を割り当てることが可能となるが、Multiplexed型の場合と比較して、パイロット信号の時間波形のピークがN倍となり送信器における増幅器のバックオフを大きく取らなければならない。その結果、より高出力の増幅器が必要となり、電力効率が低下してしまう問題が有った。

しかしながら、Multiplexed型においては、サブキャリア毎に(p_b(i)G)^-1を受信パイロット信号行列に乗算する必要があり、行列の要素同士の乗算につき、多数の複素乗算器が必要となり回路規模が大きくなるという問題がある。例えば、N×M個の伝達係数を推定する場合、Scattered型の場合は、送信アンテナ、受信アンテナの数に関係なく、ある一つのh’(i,a,b)を求めるために必要となる複素除算の回数は式（６）に示されているとおり、N, Mの値に関係なく１回で済む が、M行N列の受信パイロット信号行列にN行N列の逆行列(p_b(i)G)^-1をサブキャリア毎に乗算するが、これにはN×M×N回の複素乗算が必要となり、ある一つのh’(i,a,b)を求めるために複素乗算がN回必要となる。

複素除算器は、複素乗算器とビットシフト回路から構成されるため、回路規模は複素乗算器とほぼ同一であることを考慮すると、Multiplexed型の場合は、Scattered型の場合に比べて伝達係数推定回路の演算量がN倍になってしまう、という問題が有った。
以上のことから、Scattered型パイロット信号の長所である伝達係数推定回路の簡易さと、Multiplex型の長所である高い送信パイロット信号電力を兼ね備えたパイロット信号パターンが必要とされていた。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、伝達係数推定回路の回路規模の縮小を図ることができ、かつパイロット信号電力をより増加させることができるOFDM信号送受信方法及びOFDM信号送受信装置を提供することを目的とする。
特開２００２−３７４２２４号公報 "Implementation of a MIMO OFDM-Based Wireless LAN System", Allert van Zelst and Tim C. W. Schenk, IEEE Transaction on Signal Processing, Vol.52, No.2, February 2004, pp.483-494 特開２００３−６０６０４号公報

本発明では、従来例において説明したようなScattered型パイロット信号のように、全サブキャリアに対して同一のScatteredパターンを用いるのではなくて、サブキャリア毎に異なるScatteredパターンを用いる。この操作により、パイロット信号の電力が複数の送信アンテナに分散されるため、従来のScattered型パイロット信号とサブキャリアあたりのパイロット信号の電力を同一にして比較した場合、送信信号あたりのバックオフを低減させることが可能となる。また、従来のScattered型パイロット信号と同一のバックオフを許容する条件で比較した場合、サブキャリアあたりに割り当てるパイロット信号電力をより増加させることが可能となる。

また、Multiplexed型とパイロット信号全体の電力を同一にして比較すると、本発明におけるパイロット信号は、サブキャリア毎の伝達係数推定はScattered型と同一の処理で行うことができるため、パイロット信号に含まれる電力、すなわち、伝達係数推定に用いる電力を同一にし、伝達係数の推定精度を同一にしながら、受信器における伝達係数推定の演算において乗算の回数を減らすことが可能となるため、回路規模の縮小が可能となり、従来のScattered型パイロット信号とMultiplexed型パイロット信号の両者の長所を兼ね備えたパイロット信号を実現することができる。

上記の課題を解決するために、本発明の第１の側面は、N(N≧2)本の送信アンテナを備えたOFDM信号送信装置と、M(M≧1)本の受信アンテナを備えたOFDM信号受信装置との間で通信を行うOFDM信号送受信方法において、
前記OFDM信号送信装置においては、前記N(N≧2)本の送信アンテナ1,2,…に接続される送信データ系列T(1), T(2),…, T(N)を各々OFDMシンボルS(1), S(2), …, S(N)にN個のデータ変換器により変換する第１のステップと、
前記N本の送信アンテナ1,2,…Nのそれぞれに対して個別にN個の区間により構成されるパイロット信号をパイロット信号発生器により供給する第２のステップと、
前記パイロット信号と前記OFDMシンボルとをN個の多重化回路により合成する第３のステップと、
前記OFDMシンボルに前記パイロット信号が付加されたN個の信号を同一のタイミングでN個の高速逆フーリエ変換器により高速逆フーリエ変換する第４のステップと、
前記高速逆フーリエ変換されたN個の出力をN個の送信用周波数変換器により無線周波数に変換し、前記N個の送信アンテナに出力する第５のステップと、
を実行し、
前記OFDM信号受信装置においては、
前記受信アンテナ1, 2, …, Mにより受信されるM個の受信信号をM個の受信周波数変換器により復調に適した周波数に変換する第６のステップと、
前記周波数変換されたM個の受信信号に対して同一のタイミングでM個の高速フーリエ変換器により高速フーリエ変換処理を行う第７のステップと、
前記M個の高速フーリエ変換された信号に含まれる前記パイロット信号に対応する受信信号を用いて前記N個の送信アンテナと前記M個の受信アンテナの全ての組み合わせに対する伝達係数を伝達係数推定器によりサブキャリア毎に推定する第８のステップと、
前記推定された伝達係数を用いて、前記OFDM信号送信装置により同一周波数において空間多重されたN個の送信信号に対応するM個の受信信号の相互干渉を干渉キャンセラにより除去する第９のステップと、
N個の干渉キャンセル信号をN個の復調器により復調する第１０のステップと、
を実行するとともに、
前記第２のステップでは、
第１のパイロット信号記憶装置により、OFDM信号におけるサブキャリアの本数をIとし、1個あたりがOFDMシンボルないしは1区間あたりがOFDMシンボルの整数倍であるN個の区間に対しアンテナa(1≦a≦N)のb区間目(1≦b≦N)のサブキャリアi(1≦i≦I)に対するパイロット信号要素をp(i,a,b)とした場合、N×N×I個の該パイロット信号要素ないしは該パイロット信号要素に重複のある場合にはその重複分を除いた個数のパイロット信号要素を記憶し、各アンテナと区間との組み合わせを単位として各サブキャリア毎に前記パイロット信号要素ないしはヌル信号を選択して構成されるシンボルパイロット信号を出力し、かつ
タイミングコントローラから入力される現在の時刻に基づき、前記第１のパイロット信号記憶装置から入力されるN区間のOFDMシンボル単位のパイロット信号のうちのいずれかをN個のセレクタにより選択し出力するとともに、前記第１のパイロット信号記憶装置に予め記憶されている前記パイロット信号要素において、サブキャリアiおよびアンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対し第（a,b）要素がp(i,a,b)で与えられるN行N列のサブキャリアパイロット信号行列即ちPsc(i)={p(i,1,1), p(i,2,1), ... p(i,N,1)}T {p(i,1,2), p(i,2,2), ... p(i,N,2)}T … {p(i,1,N), p(i,2,N), ... p(i,N,N)}T（{・}T はベクトルの転置を表す）は、任意の行がヌルでない成分をただ一つ含み、その他の成分が全てヌルであり、かつ、任意の列がヌルでない成分をただ一つ含み、その他の成分が全てヌルであることを特徴とする。

また、本発明の第２の側面は、第１の側面に記載のOFDM信号送受信方法において、
前記第２のステップにおいて、
前記第１のパイロット信号記憶装置に予め記憶されているパイロット信号において、アンテナa(1≦a≦N)からb(1≦b≦N)区間目で送信する信号即ちシンボルパイロット信号Psym(a,b)={p(1,a,b), p(2,a,b), ..., p(I,a,b)}はI個の要素から構成され、I個の全要素のうち、ヌルでない要素の数が、(I/N)の整数部、あるいは、(I/N)の整数部+1、のいずれかであり、任意のbに対し第b区間目における全てのアンテナに対するN個のPsym(a, b) (1≦a≦N )の中のヌルでない要素の数の和がIとなることを特徴とする。

また、本発明の第３の側面は、第１の側面または第２の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信方法において、
前記第２のステップにおいて、前記第１のパイロット信号記憶装置に予め記憶されているパイロット信号として、N×N個のシンボルパイロット信号Psym(a,b) (1≦a≦N, 1≦b≦N)が取るパターンをPsym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)のN種類に限定されており、N種類のシンボルパイロット信号パターンPsym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)を前記N個のセレクタ全てに対して出力し、前記N個のセレクタが、前記第１のパイロット信号記憶装置から入力されたN種類のシンボルパイロット信号パターンPsym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)のうちのいずれか1種類を選択し且つある区間において、シンボルパイロット信号パターンPsym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)の全てがN種類のセレクタの出力のただ一つに対して出力され、さらに、あるひとつのセレクタがN区間にわたり出力するN個のシンボルパイロット信号が、Psym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)の全てをひとつずつ含むことを特徴とする。

また、本発明の第４の側面は、第１ないし３の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信方法において、
前記第２のステップにおいて、前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶する任意のパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)の絶対値(振幅)が、所定の固定値d(0でない実数)または0(ヌル)のいずれかであることを特徴とする。

また、本発明の第５の側面は、第1ないし３の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信方法において、
前記第２のステップにおいて、前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶する任意のパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)が、所定の固定値d(0でない実数)または-dまたは0(ヌル)のいずれかであることを特徴とする。

また、本発明の第６の側面は、第４または５の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信方法において、
前記第２のステップにおいて、前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)に含まれるヌルでないパイロット信号要素の平均電力が、パイロット信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力より大きいことを特徴とする。

また、本発明の第７の側面は、第６の側面に記載のOFDM信号送受信方法において、
前記第２のステップにおいて、前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)のうち、ヌルでないパイロット信号要素の平均電力が、パイロット信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力のN倍であることを特徴とする。

また、本発明の第８の側面は、第４ないし７の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信方法において、
前記第２のステップにおいて、前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形のPAPR(Peak to Average Power Ratio)が小さくなるように選択したことを特徴とする。

また、本発明の第９の側面は、第４なし７の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信方法において、
前記第２のステップにおいて、前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形の実部の振幅の最大値と、虚部の振幅の最大値のうちで大きい方の値が小さくなるように選択したことを特徴とする。

また、本発明の第１０の側面は、第４なし７の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信方法において、
前記第２のステップにおいて、
前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b) (1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形の各サンプル点における瞬時電力の最大値が小さくなるように選択したことを特徴とする。

また、本発明の第１１の側面は、第１ないし１０の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信方法において、
前記第２のステップにおいて、
前記タイミングコントローラが、1区間をV(1≦V、Vは整数)OFDMシンボルとして制御信号を出力することを特徴とする。

また、本発明の第１２の側面は、第１ないし１０の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信方法において、
前記第２のステップにおいて、
前記タイミングコントローラが、N区間の制御信号を連続してW回(1≦W)繰り返し出力することを特徴とする。

また、本発明の第１３の側面は、第１１の側面に記載のOFDM信号送受信方法において、
前記第２のステップにおいて、
前記タイミングコントローラが、N区間の制御信号を連続してW回(1≦W)繰り返し出力することを特徴とする。

また、本発明の第１４の側面は、第１ないし１０の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信方法において、
前記第８のステップは、
M個の受信アンテナそれぞれが受信するパイロット信号に対して高速フーリエ変換の演算を行うM個の高速フーリエ変換器からの出力に対し、M個のパイロット信号除算回路によりN区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算する第１の処理と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを第２のパイロット信号記憶装置により記憶する第２の処理と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキャリアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナから送信されたかの情報をパイロット信号対応管理回路により管理する第３の処理と、
該パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路からの出力を、伝達係数記憶装置により前記送信アンテナと前記受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する第４の処理とを含むことを特徴とする。

また、本発明の第１５の側面は、第１１の側面に記載のOFDM信号送受信方法において、
さらに、前記M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、N区間のそれぞれにおいて、M個の受信パイロット連続信号平均化回路により同一のシンボルパイロット信号に対応するV（Vは２以上の整数）OFDMシンボル分の受信信号の平均値を計算し、出力する第１１のステップを有し、
前記第８のステップは、
前記M個の受信パイロット連続信号平均化回路からの出力に対し、M個のパイロット信号除算回路によりN区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算する第１の処理と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを第２のパイロット信号記憶装置により記憶する第２の処理と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキャリアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナから送信されたかの情報をパイロット信号対応管理回路により管理する第３の処理と、
前記パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路からの出力を、伝達係数記憶装置により当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する第４の処理とを含むことを特徴とする。

また、本発明の第１６の側面は、第１２の側面に記載のOFDM信号送受信方法において、
さらに、前記M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、M個の受信パイロット信号離散平均化回路によりN区間時刻づつ離れたW（Wは２以上の整数）OFDMシンボル分の受信パイロット信号どうしの平均値を計算し、前記伝達係数推定回路に対して出力する第１２のステップを有し、
前記第８のステップは、前記M個の受信パイロット信号離散平均化回路からの出力に対し、M個のパイロット信号除算回路によりN区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算する第１の処理と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを第２のパイロット信号記憶装置により記憶する第２の処理と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキャリアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナから送信されたかの情報をパイロット信号対応管理回路により管理する第３の処理と、
該パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路からの出力を、伝達係数記憶装置により当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する第４の処理とを含むことを特徴とする。

また、本発明の第１７の側面は、第１３の側面に記載のOFDM信号送受信方法において、
さらに、前記M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、N区間のそれぞれにおいて、M個の受信パイロット信号連続平均化回路によりV個の受信パイロット信号の平均値を計算し、前記受信パイロット信号離散平均化回路に対して出力する第１３のステップと、
前記M個の受信パイロット信号連続平均化回路の出力に含まれるW回連続する同一の送信パイロット信号に対応する受信パイロット信号に対して、受信パイロット信号離散平均化回路により平均化処理を行った後に前記伝達係数推定器に出力する第１４のステップとを有し、
前記第８のステップは、
前記M個の受信パイロット信号離散平均化回路からの出力に対し、M個のパイロット信号除算回路によりN区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算する第１の処理と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを第２のパイロット信号記憶装置により記憶する第２の処理と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキャリアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナから送信されたかの情報をパイロット信号対応管理回路により管理する第３の処理と、
該パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路からの出力を、伝達係数記憶装置により当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する第４の処理とを含むことを特徴とする。

また、本発明の第１８の側面は、N(N≧2)の送信アンテナを配置し、該送信アンテナ1,2,…Nに接続される送信データ系列T(1), T(2),…, T(N)を各々OFDMシンボルS(1), S(2), …, S(N)に変換するN個のデータ変換器と、前記N本の送信アンテナそれぞれに対して個別にN個の区間により構成されるパイロット信号を供給するパイロット信号発生器と、該パイロット信号と前記OFDMシンボルとを合成するN個の多重化回路と、該N個の多重化回路の出力に接続されるN個の高速逆フーリエ変換器と、該N個の高速逆フーリエ変換器全てに共通のOFDMシンボルタイミングを供給する送信シンボルタイミング発生器と、前記N個の高速逆フーリエ変換器の出力を無線周波数に変換し、前記N個の送信アンテナに出力するN個の送信用周波数変換器と、該N個の送信用周波数変換器全てに対して共通の局部発信信号を供給する送信用局部発信器とを有するOFDM信号送信装置と、
M(M≧1)個の受信アンテナを配置し、該受信アンテナ1, 2, …, Mにより受信されるM個の受信信号を復調に適した周波数に変換するM個の受信用周波数変換器と、該M個の受信用周波数変換器の全てに共通の局部発振信号を供給する受信用局部発振器と、該M個の受信用周波数変換器に接続され、受信信号に対して高速フーリエ変換の演算を行うM個の高速フーリエ変換器と、該M個の高速フーリエ変換器に共通のシンボルタイミングを与える受信シンボルタイミング発生器と、前記M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる前記パイロット信号に対応する受信信号を用いて前記N個の送信アンテナと前記M個の受信アンテナの全ての組み合わせに対する伝達係数をサブキャリア毎に推定する伝達係数推定器と、伝達係数推定器によって推定された伝達係数を用いて、前記OFDM信号送信装置により同一周波数において空間多重されたN個の送信信号に対応するM個の受信信号の相互干渉を除去する干渉キャンセラと、該干渉キャンセラの出力である、N個の干渉キャンセル信号を復調するN個の復調器とを有するOFDM信号受信装置と、から構成されるOFDM信号送受信装置において、
前記パイロット信号発生器は、
OFDM信号におけるサブキャリアの本数をIとし、1個あたりがOFDMシンボルないしは1区間あたりがOFDMシンボルの整数倍であるN個の区間に対しアンテナa(1≦a≦N)のb区間目(1≦b≦N)のサブキャリアi(1≦i≦I)に対するパイロット信号要素をp(i,a,b)とした場合、N×N×I個の該パイロット信号要素ないしは該パイロット信号要素に重複のある場合にはその重複分を除いた個数のパイロット信号要素を記憶し、各アンテナと区間との組み合わせを単位として各サブキャリア毎に前記パイロット信号要素ないしはヌル信号を選択して構成されるシンボルパイロット信号を出力する第１のパイロット信号記憶装置と、
現在の時刻を出力するタイミングコントローラと、
該タイミングコントローラから入力される現在の時刻に基づき、前記パイロット信号記憶装置から入力されるN区間のOFDMシンボル単位のパイロット信号のうちのいずれかを選択し出力するN個のセレクタとから構成され、
前記第１のパイロット信号記憶装置に予め記憶されている前記パイロット信号要素において、サブキャリアiおよびアンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対し第（a,b）要素がp(i,a,b)で与えられるN行N列のサブキャリアパイロット信号行列即ちPsc(i)= {p(i,1,1), p(i,2,1), ... p(i,N,1)}T {p(i,1,2), p(i,2,2), ... p(i,N,2)}T … {p(i,1,N), p(i,2,N), ... p(i,N,N)}T（{・}T はベクトルの転置を表す）は、任意の行がヌルでない成分をただ一つ含み、その他の成分が全てヌルであり、かつ、任意の列がヌルでない成分をただ一つ含み、その他の成分が全てヌルであることを特徴とする。

また、本発明の第１９の側面は、第１８の側面に記載のOFDM信号送受信装置において、
前記第１のパイロット信号記憶装置に予め記憶されているパイロット信号において、
アンテナa(1≦a≦N)からb(1≦b≦N)区間目で送信する信号即ちシンボルパイロット信号Psym(a,b)={p(1,a,b), p(2,a,b), ..., p(I,a,b)}はI個の要素から構成され、I個の全要素のうち、ヌルでない要素の数が、(I/N)の整数部、あるいは、(I/N)の整数部+1、のいずれかであり、任意のbに対し第b区間目における全てのアンテナに対するN個のPsym(a, b)(1≦a≦N )の中のヌルでない要素の数の和がIとなることを特徴とする。

また、本発明の第２０の側面は、第１８または１９の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信装置において、
前記第１のパイロット信号記憶装置に予め記憶されているパイロット信号として、N×N個のシンボルパイロット信号Psym(a,b) (1≦a≦N, 1≦b≦N)が取るパターンをPsym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)のN種類に限定されており、N種類のシンボルパイロット信号パターンPsym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)を前記N個のセレクタ全てに対して出力し、前記N個のセレクタが、前記第１のパイロット信号記憶装置から入力されたN種類のシンボルパイロット信号パターンPsym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)のうちのいずれか1種類を選択し且つある区間において、シンボルパイロット信号パターンPsym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)の全てがN種類のセレクタの出力のただ一つに対して出力され、さらに、あるひとつのセレクタがN区間にわたり出力するN個のシンボルパイロット信号が、Psym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)の全てをひとつずつ含むことを特徴とする。

また、本発明の第２１の側面は、第１８ないし２０の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信装置において、
前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶する任意のパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)の絶対値(振幅)が、所定の固定値d(0でない実数)または0(ヌル)のいずれかであることを特徴とする。

また、本発明の第２２の側面は、第１８ないし２０の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信装置において、
前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶する任意のパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)が、所定の固定値d(0でない実数)または-dまたは0(ヌル)のいずれかであることを特徴とする。

また、本発明の第２３の側面は、第２１または２２の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信装置において、
前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)に含まれるヌルでないパイロット信号要素の平均電力が、パイロット信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力より大きいことを特徴とする。

また、本発明の第２４の側面は、第２３の側面に記載のOFDM信号送受信装置において、
前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)のうち、ヌルでないパイロット信号要素の平均電力が、パイロット信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力のN倍であることを特徴とする。

また、本発明の第２５の側面は、第２１ないし２４の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信装置において、
前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形のPAPR(Peak to Average Power Ratio)が小さくなるように選択したことを特徴とする。

また、本発明の第２６の側面は、第２１ないし２４の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信装置において、
前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形の実部の振幅の最大値と虚部の振幅の最大値のうちで大きい方の値が小さくなるように選択したことを特徴とする。

また、本発明の第２７の側面は、第２１ないし２４の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信装置において、
前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b) (1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形の各サンプル点の瞬時電力の最大値が小さくなるように選択したことを特徴とする。

また、本発明の第２８の側面は、第１８ないし２７の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信装置において、
前記パイロット信号発生器において、前記タイミングコントローラが、1区間をV(1≦V、Vは整数)OFDMシンボルとして制御信号を出力することを特徴とする。

また、本発明の第２９の側面は、第１８ないし２７の側面のいずれかに記載のOFDM信号送受信装置において、
前記パイロット信号発生器において、前記タイミングコントローラが、N区間の制御信号を連続してW回(1≦W)繰り返し出力することを特徴とする。

また、本発明の第３０の側面は、第２８の側面に記載OFDM信号送受信装置において、
前記パイロット信号発生器において、前記タイミングコントローラが、N区間の制御信号を連続してW回(1≦W)繰り返し出力する ことを特徴とする。

また、本発明の第３１の側面は、第１８ないし２７の側面のいずれか記載のOFDM信号送受信装置において、
前記伝達係数推定器は、
M個の受信アンテナそれぞれが受信するパイロット信号に対して高速フーリエ変換の演算を行うM個の高速フーリエ変換器からの出力に対し、N区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算するM個のパイロット信号除算回路と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを記憶する第２のパイロット信号記憶装置と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキャリアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナから送信されたかの情報を管理するパイロット信号対応管理回路と、
該パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路からの出力を、当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する伝達係数記憶装置と、を有することを特徴とする。

また、本発明の第３２の側面は、第２８の側面に記載のOFDM信号送受信装置において、
前記M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、N区間のそれぞれにおいて、同一のシンボルパイロット信号に対応するV（Vは２以上の整数）OFDMシンボル分の受信信号の平均値を計算し、前記伝達係数推定回路に対して出力するM個の受信パイロット連続信号平均化回路を備え、
前記伝達係数推定器は、
前記M個の受信パイロット連続信号平均化回路からの出力に対し、N区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算するM個のパイロット信号除算回路と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを記憶する第２のパイロット信号記憶装置と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキャリアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナから送信されたかの情報を管理するパイロット信号対応管理回路と、
該パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路からの出力を、当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する伝達係数記憶装置と、を有することを特徴とする。

また、本発明の第３３の側面は、第２９の側面に記載のOFDM信号送受信装置において、
前記M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、N区間時刻ずつ離れたW（Wは２以上の整数）OFDMシンボル分の受信パイロット信号どうしの平均値を計算し、前記伝達係数推定回路に対して出力するM個の受信パイロット信号離散平均化回路を備え、
前記伝達係数推定器は、
前記M個の受信パイロット信号離散平均化回路からの出力に対し、N区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算するM個のパイロット信号除算回路と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを記憶する第２のパイロット信号記憶装置と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキャリアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナから送信されたかの情報を管理するパイロット信号対応管理回路と、
該パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路からの出力を、当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する伝達係数記憶装置と、を有することを特徴とする。

また、本発明の第３４の側面は、第３０の側面に記載のOFDM信号送受信装置において、
前記M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、N区間のそれぞれにおいて、V個の受信パイロット信号の平均値を計算し、前記受信パイロット信号離散平均化回路に対して出力するM個の受信パイロット信号連続平均化回路と、
前記M個の受信パイロット信号連続平均化回路の出力に含まれるW回連続する同一の送信パイロット信号に対応する受信パイロット信号に対して平均化処理を行った後に前記伝達係数推定器に出力する受信パイロット信号離散平均化回路を備え、
前記伝達係数推定器は、
前記M個の受信パイロット信号離散平均化回路からの出力に対し、N区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算するM個のパイロット信号除算回路と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを記憶する第２のパイロット信号記憶装置と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキャリアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナから送信されたかの情報を管理するパイロット信号対応管理回路と、
該パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路からの出力を、当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する伝達係数記憶装置と、
を有することを特徴とする。

本発明に係るOFDM信号送受信方法及びOFDM信号送受信装置よれば、伝達係数推定回路の回路規模を縮小することができ、かつパイロット信号電力をより増加させることができる。
具体的には、本発明の第１、１８の側面によれば、従来のScattered型パイロット信号では、全てのサブキャリアに対して同一のパターンで送信していたのに対し、サブキャリア毎にScatteredパターンを変更しているため、特定のアンテナに電力が集中することを避けること可能となり、送信器の増幅器の負荷を低減することが可能となる。
本発明の第２、１９の側面によれば、各送信系におけるシンボルパイロット信号の電力を均一に配分し、特定のアンテナに電力が集中することを避けること可能となり、本発明の第１、１８の側面と比較して、送信器の増幅器の負荷を低減することが可能となる。

本発明の第３、２０の側面によれば、送信するパイロット信号のパターンを削減することにより、パイロット信号を記憶する回路の規模削減を実現することが可能となる。
本発明の第４、２１の側面によれば、全てのサブキャリアに対してパイロット信号の電力を均一にし、伝達係数の推定精度の期待値を同一にすることが可能となる。
本発明の第５、２２の側面によれば、パイロット信号をサブキャリア毎の２値情報として記憶すればよいため、パイロット信号として記憶すべき情報量の削減が可能となり、回路規模縮小が可能となる。

本発明の第６、７、２３、２４の側面によれば、パイロット信号に割り当てる電力を増加させることにより、より高精度の伝達係数の推定が可能となる。
本発明の第８、２５の側面によれば、パイロット信号としてOFDMシンボル単位でPAPRが小さくなるパターンを用いるため、送信器の増幅器対する負荷を低減することが可能となる。
本発明の第９、２６の側面によれば、パイロット信号の時間波形における実部および虚部における瞬時の最大振幅を低減させ、量子化誤差を抑えることが可能となる。

本発明の第１０、２７の側面によれば、パイロット信号の瞬時の電力増加を低減させ、送信器の増幅器の負荷を低減させることが可能となる。
本発明の第１１、１２、１３、２８、２９、３０の側面によれば、パイロット信号を簡易な手法で時間軸方向に拡張することにより、パイロット信号全体の電力を増加させることが可能となる。
本発明の第１４、３１の側面によれば、第1〜１０、第１８〜２７の側面におけるパイロット信号による伝達係数推定を実現する。

また、本発明の第７、８、１４、２４、２５、３１の側面によれば、従来提案されていたMultiplexed型の電力効率の高さと、Scattered型の伝達係数推定回路における演算の簡易性の両方の長所を兼ね備えたパイロット信号ならびに伝達係数の推定が可能となる。
本発明の第１５、３２の側面に記載の発明によれば、第１１、２８の側面におけるパイロット信号による伝達係数推定を実現し、第１４、３１の側面に比してより高精度の伝達係数推定が可能となる。

本発明の第１６、３３の側面によれば、第１２、２９の側面におけるパイロット信号による伝達係数推定を実現し、第１４、３１の側面に比してより高精度の伝達係数推定が可能となる。
本発明の第１７、３４の側面によれば、第１３、３０の側面におけるパイロット信号による伝達係数推定を実現し、第１５、１６、３２、３３の側面に比してより高精度の伝達係数推定が可能となる。

図１は、OFDM信号送受信装置の基本的構成を示すブロック図。 図２は、従来のScattered型パイロット信号の構成例を示す説明図。 図３は、従来のScattered型パイロット信号を発生させるScattered型パイロット信号発生器の構成例を示すブロック図。 図４は、従来のScattered型パイロット信号を用いた伝達係数推定器の構成例を示すブロック図。 図５は、従来のMultiplexed型パイロット信号の一例を示す説明図。 図６は、従来技術におけるMultiplexed型パイロット信号を発生させるMultiplexed型パイロット信号発生器の構成例を示すブロック図。 図７は、従来のMultiplexed型パイロット信号を用いた伝達係数推定器の構成例を示すブロック図。 図８は、本発明の第１実施形態に係るOFDM信号送受信装置におけるパイロット信号発生器の構成例を示すブロック図。 図９は、本発明の第１実施形態に係るOFDM信号送受信装置におけるパイロット信号の、N=4の場合における構成例を示す図。 図１０は、本発明の第３実施形態に係るOFDM信号送受信装置におけるパイロット信号の、N=4の場合における構成例を示す図。 図１１は、本発明の第１実施形態に係るOFDM信号送受信装置におけるパイロット信号の、N=2の場合における構成例を示す図。 図１２は、本発明の第３実施形態に係るOFDM信号送受信装置におけるパイロット信号の、N=2の場合における構成例を示す図。 図１３は、本発明の第１実施形態に係るOFDM信号送受信装置におけるパイロット信号の、N=3の場合における構成例を示す図。 図１４は、本発明の第３実施形態に係るOFDM信号送受信装置におけるパイロット信号の、N=3の場合における構成例を示す図。 図１５は、本発明の第１１実施形態に係るOFDM信号送受信装置におけるパイロット信号の、V=2, N=2の場合における構成例を示す図。 図１６は、本発明の第１２実施形態に係るOFDM信号送受信装置におけるパイロット信号の、W=2, N=2の場合における構成例を示す図。 図１７は、本発明の第１３実施形態に係るOFDM信号送受信装置におけるパイロット信号の、V=2, W=2, N=2の場合における構成例を示す図。 図１８は、本発明の第１４実施形態に係るOFDM信号送受信装置における伝達係数推定器の構成例を示すブロック図。 図１９は、本発明の第１５実施形態に係るOFDM信号送受信装置におけるOFDM信号受信装置の構成例を示すブロック図。 図２０は、本発明の第１７実施形態に係るOFDM信号送受信装置におけるOFDM信号受信装置の構成例を示すブロック図。 図２１は、本発明の実施形態に係るOFDM信号送受信装置に使用されるシンボルパイロット信号パターンのPAPR及び電力特性を示す図。

符号の説明

１ OFDM信号送信装置
1‐1‐1〜1‐1‐N データ変換器
1‐2、７ パイロット信号発生器
1‐3‐1〜１‐3‐N 多重化回路
1‐4‐1〜１‐4‐N 高速逆フーリエ変換器
1‐5 送信シンボルタイミング発生器
1‐6‐1〜１‐6‐N 送信用周波数変換器
1‐7 送信用局部発振器
1‐8‐1〜１‐8‐N 送信アンテナ
２ OFDM信号受信装置
2‐1‐1〜2‐1‐M 受信アンテナ
2‐2‐1〜2‐2‐M 受信用周波数変換器
2‐3 受信用局部発振器
2‐4‐1〜2‐4‐M 高速フーリエ変換器
2‐5 シンボルタイミング発生器
2‐6、８ 伝達係数推定器
2‐7 干渉キャンセラ
2‐8‐1〜2‐8‐N 復調器
7‐1 タイミングコントローラ
7‐2 パイロット信号記憶回路
7‐3‐1〜7‐3‐N セレクタ
8‐1 パイロット信号記憶装置
8‐2‐1〜8‐2‐N 除算器
8‐3 パイロット信号対応管理回路
8‐4 伝達係数記憶回路

以下、図面を参照しつつ、本発明の好適な実施例について説明する。ただし、本発明は以下の各実施例に限定されるものではなく、例えばこれら実施例の構成要素同士を適宜組み合わせてもよい。

以下、本発明の実施形態を、図面を参照して詳細に説明する。本発明の第1実施形態に係るOFDM信号送受信装置について説明する。第１実施形態に係るOFDM信号送受信装置の基本的な構成は、図1に示したものと同一であり、OFDM信号送信装置1におけるパイロット信号生成器の構成ならびに伝達係数推定器の機能が従来例と異なる。本発明の第1実施形態に係るOFDM信号送受信装置におけるパイロット信号生成器の具体的構成を図８に示す。図８において、パイロット信号生成器７は、タイミングコントローラ7-1と、パイロット信号記憶回路7-2と、N個のセレクタ7-3-1〜7-3-Nとを有している。

パイロット信号記憶回路7-2は、N個のセレクタに対して、N×N個のシンボルパイロット信号のうち同一送信アンテナに対応するN個のシンボルパイロット信号を1つの集合として出力する。セレクタ7-3-a(1≦a≦N)に対しては、a番目のアンテナで送信するN個のシンボルパイロット信号Psym(a,1), Psym(a,2), …, Psym(a,N)が入力される。N個のセレクタでは、タイミングコントローラ7-1から入力される、現在時刻がパイロット信号のb(1≦b≦N)区間目である、という時刻情報に基づき、シンボルパイロット信号Psym(a,b)を多重化回路1-4-bに対して出力する。

ここで、パイロット信号記憶回路7-2において予め用意されているNアンテナ×N区間×Iサブキャリアから構成されるパイロット信号に対して、同一のサブキャリアの全てのパイロット信号要素から構成されるサブキャリアパイロット信号Psc(i)

を考える。ここで、p_s(i,a,b)は、i番目のサブキャリアのアンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目に対するパイロット信号成分を表す。本発明の第１の側面における実施例では、任意のi(1≦i≦I)に対するPsc(i)において、任意の行および任意の列を抽出した場合に、ヌルでない要素がただ一つ存在し、それ以外の要素は全てヌルであるパイロット信号を用いる。一例として、N=4, I=4の場合におけるPsc(i) (1≦i≦4)を示す。

式（１１）において、0と表記されている部分がヌル信号であり、p_s(i,a,b)(1≦i≦4, 1≦a≦4, 1≦b≦4)と表記されている部分はヌルでないパイロット信号要素を表す。アンテナa(1≦a≦4)がb(1≦b≦4)シンボル目で送信するシンボルパイロット信号Psym(a,b)は、次式のようになる。

Psym(1,1)＝(p_s(1,1,1)00p_s(4,1,1)
Psym(1,2)＝(0p_s(2,2,1)00)
Psym(1,3)＝(00p_s(3,3,1)0)
Psym(1,4)＝(0000)
Psym(2,1)＝(0000)
Psym(2,2)＝(p_s(1,2,2)p_s(4,2,2)00)
Psym(2,3)＝(00p_s(2,3,2)0)
Psym(2,4)＝(000p_s(3,4,2))
Psym(3,1)＝(00p_s(3,1,3)0)
Psym(3,2)＝(0000)
Psym(3,3)＝(p_s(1,3,3)00p_s(4,3,3))
Psym(3,4)＝(0p_s(2,4,3)00)
Psym(4,1)＝(0p_s(2,1,4)00)
Psym(4,2)＝(00p_s(3,2,4)0)
Psym(4,3)＝(0000)
Psym(4,4)＝(p_s(1,4,4)00p_s(4,4,4)) …（１２）

時刻bにおいて空間多重され送信されるシンボルパイロット信号の集合Psym(1,b), Psym(2,b), Psym(3,b), Psym(4,b)に着目すると、あるサブキャリアに対する4つのパイロット信号要素p_s(i,1,b), p_s(i,2,b), p_s(i,3,b), p_s(i,4,b)のうちいずれかにヌルでない信号が存在し、その他全てのパイロット信号要素はヌルである。これにより、従来のScattered型パイロット信号では、全てのサブキャリアに対して同一のパターンで送信していたのに対し、サブキャリア毎にScatteredパターンを変更しているため、特定のアンテナに電力が集中することを避けることが可能となり、送信器の増幅器の負荷を低減することが可能となる。

本発明の第２実施形態に係るOFDM信号送受信装置の構成は、第１実施形態に係るOFDM信号送受信装置と同様である。異なる点は、同時に送信するシンボルパイロット信号に含まれるヌルでないパイロット信号要素の数をシンボルパイロット信号間で均一にする点である。第１実施形態と同様に、N=4, I=4の場合を例に取り、下記のパターンを例として挙げる。

この場合、アンテナa(1≦a≦4)がb(1≦b≦4)シンボル目で送信するシンボルパイロット信号Psym(a,b)は、下式のようになる。

Psym(1,1)＝(p_s(1,1,1)000)
Psym(1,2)＝(0p_s(2,2,1)00)
Psym(1,3)＝(00p_s(3,3,1)0)
Psym(1,4)＝(000p_s(4,4,1))
Psym(2,1)＝(000p_s(4,1,2))
Psym(2,2)＝(p_s(1,2,2)000)
Psym(2,3)＝(00p_s(2,3,2)0)
Psym(2,4)＝(000p_s(3,4,2))
Psym(3,1)＝(00p_s(3,1,3)0)
Psym(3,2)＝(000p_s(4,2,3))
Psym(3,3)＝(p_s(1,3,3)000)
Psym(3,4)＝(0p_s(2,4,3)00)
Psym(4,1)＝(0p_s(2,1,4)00)
Psym(4,2)＝(00p_s(3,2,4)0)
Psym(4,3)＝(00p_s(4,3,4)0)
Psym(4,4)＝(p_s(1,4,4)000) … （１４）

時刻bにおいて空間多重され送信されるシンボルパイロット信号の集合Psym(1,b), Psym(2,b), Psym(3,b), Psym(4,b)に着目すると、あるサブキャリアに対する4つのパイロット信号要素p_s(i,1,b), p_s(i,2,b), p_s(i,3,b), p_s(i,4,b)のうちいずれかにヌルでない信号が存在し、その他全てのパイロット信号要素はヌルである。

さらに、第１実施形態とは異なり、Psym(1,b), Psym(2,b), Psym(3,b), Psym(4,b)全てがヌルでないパイロット信号要素を1つずつ持っており、同時送信されるシンボルパイロット信号の間の電力の不均一が無くなっている。これにより、各送信系におけるシンボルパイロット信号の電力を均一に配分し、特定のアンテナに電力が集中することを避けること可能となり、第１実施形態と比較して、送信器の増幅器の負荷を低減することが可能となる。

本発明の第３実施形態に係るOFDM信号送受信装置の構成は、第１、第２実施形態に係るOFDM信号送受信装置と同様である。第２実施形態では、OFDMシンボルおよびアンテナ毎においてそれぞれ個別のパイロット信号パターンが用いられていたが、第３実施形態では、このパターン数を限定する。すなわち、式（１３）で定義されたサブキャリアパイロット信号の代わりに、次式で定義されるサブキャリアパイロット信号を用いる。ここで、それぞれのパイロット信号成分p_sr(i)はサブキャリアiに対し固定的に与えられるパイロット信号成分である。いま、N=4, I=52の場合のPsc(i)(1≦i≦52)の例として以下のパターンを挙げる。

式（１５）において、v=0,1,2,…,12とする。ここで、アンテナaがbシンボル目で送信するOFDMシンボルのパイロット信号Psym(a,b)について考えると、次式のようになる。

Psym(1,1)＝(p_sr(1)000p_sr(5)000…p_sr(49)000)＝Psym_r(1)
Psym(1,2)＝(0p_sr(2)000p_sr(6)00…0p_sr(50)00)＝Psym_r(2)
Psym(1,3)＝(00p_sr(3)000p_sr(7)0…00p_sr(51)0)＝Psym_r(3)
Psym(1,4)＝(000p_sr(4)000p_sr(8)…000p_sr(52))＝Psym_r(4)
Psym(2,1)＝(000p_sr(4)000p_sr(8)…000p_sr(52))＝Psym_r(4)
Psym(2,2)＝(p_sr(1)000p_sr(5)000…p_sr(49)000)＝Psym_r(1)
Psym(2,3)＝(0p_sr(2)000p_sr(6)00…0p_sr(50)00)＝Psym_r(2)
Psym(2,4)＝(00p_sr(3)000p_sr(7)0…00p_sr(51)0)＝Psym_r(3)
Psym(3,1)＝(00p_sr(3)000p_sr(7)0…00p_sr(51)0)＝Psym_r(3)
Psym(3,2)＝(000p_sr(4)000p_sr(8)…000p_sr(52))＝Psym_r(4)
Psym(3,3)＝(p_sr(1)000p_sr(5)000…p_sr(49)000)＝Psym_r(1)
Psym(3,4)＝(0p_sr(2)000p_sr(6)00…0p_sr(50)00)＝Psym_r(2)
Psym(4,1)＝(0p_sr(2)000p_sr(6)00…0p_sr(50)00)＝Psym_r(2)
Psym(4,2)＝(00p_sr(3)000p_sr(7)0…00p_sr(51)0)＝Psym_r(3)
Psym(4,3)＝(000p_sr(4)000p_sr(8)…000p_sr(52))＝Psym_r(4)
Psym(4,4)＝(p_sr(1)000p_sr(5)000…p_sr(49)000)＝Psym_r(1) … （１６）

ある時刻において、各アンテナから送信されるパイロット信号は、シンボルパイロット信号パターンPsym_r(1)〜Psym_r(4)のいずれかであり、あるアンテナに着目すると、Psym_r(1)〜Psym_r(4)の全てを一度ずつ送信している。したがって、本発明の第1および第2の側面の実施例においてパイロット信号記憶装置7-1が記憶すべきPsym(a,b)(1≦a≦4, 1≦b≦4)が１６種類であるが(図9)、全てのセレクタに対してPsym_r(1)〜Psym_r(4)を出力すればよいため、４種類に減少する(図10)。すなわち、送信するパイロット信号のパターンを削減することにより、パイロット信号を記憶する回路の規模削減を実現することが可能となる。N=2の場合のPsc(i)(1≦i≦52)の例として以下のパターンを挙げる。

式（１７）において、v=0,1,2,…,25とする。ここで、アンテナaがbシンボル目で送信するシンボルパイロット信号Psym(a,b)について考えると、次式のようになる。

Psym(1,1)＝(p_sr(1)0p_sr(3)0…p_sr(49)0p_sr(51)0)＝Psym_r(1)
Psym(1,2)＝(p_sr(1)0p_sr(3)0…p_sr(49)0p_sr(51)0)＝Psym_r(2)
Psym(2,1)＝(000p_sr(4)000p_sr(8)…000p_sr(52))＝Psym_r(4)
Psym(2,2)＝(p_sr(1)000p_sr(5)000…p_sr(49)000)＝Psym_r(1) … （１８）

ある時刻において、各アンテナから送信されるパイロット信号は、シンボルパイロット信号パターンPsym_r(1)、Psym_r(2)のいずれかであり、あるアンテナに着目すると、Psym_r(1)、Psym_r(2)の両方を一度ずつ送信している。したがって、本発明の第1および第2の側面の実施例においてパイロット信号記憶装置7-1が記憶すべきPsym(a,b)(1≦a≦2, 1≦b≦2)が4種類であるが(図11)、全てのセレクタに対してPsym_r(1)およびPsym_r(2)を出力すればよいため、2種類に減少する(図12)。すなわち、送信するパイロット信号のパターンを削減することにより、パイロット信号を記憶する回路の規模削減を実現することが可能となる。
N=3の場合のPsc(i)(1≦i≦52)の例として以下のパターンを挙げる。

式（１９）において、v’=0,1,2,…,17、v=0,1,2,…,16とする。ここで、アンテナaがbシンボル目で送信するOFDMシンボルのパイロット信号Psym(a,b)について考えると、次式のようになる。

Psym(1,1)＝(p_sr(1)00p_sr(4)00…00p_sr(49)0p_sr(52))＝Psym_r(1)
Psym(1,2)＝(0p_sr(2)00p_sr(5)0…p_sr(47)00p_sr(50)00)＝Psym_r(2)
Psym(1,3)＝(00p_sr(3)00p_sr(6)…0p_sr(48)00p_sr(51)0)＝Psym_r(3)
Psym(2,1)＝(00p_sr(3)00p_sr(6)…0p_sr(48)00p_sr(51)0)＝Psym_r(3)
Psym(2,2)＝(p_sr(1)00p_sr(4)00…00p_sr(49)0p_sr(52))＝Psym_r(1)
Psym(2,3)＝(p_sr(1)00p_sr(4)00…00p_sr(49)0p_sr(52))＝Psym_r(1)
Psym(3,1)＝(0p_sr(2)00p_sr(5)0…p_sr(47)00p_sr(50)00)＝Psym_r(2)
Psym(3,2)＝(00p_sr(3)00p_sr(6)…0p_sr(48)00p_sr(51)0)＝Psym_r(3)
Psym(3,3)＝(p_sr(1)00p_sr(4)00…00p_sr(49)0p_sr(52))＝Psym_r(1)
…（２０）

ある時刻において、各アンテナから送信されるパイロット信号は、シンボルパイロット信号パターンPsym_r(1)〜Psym_r(3)のいずれかであり、あるアンテナに着目すると、Psym_r(1)〜Psym_r(3)の全てを一度ずつ送信している。したがって、本発明の第1および第2の側面の実施例においてパイロット信号記憶装置7-1が記憶すべきPsym(a,b)(1≦a≦2, 1≦b≦2)が9種類であるが(図13)、全てのセレクタに対してPsym_r(1)〜 Psym_r(3)を出力すればよいため、3種類に減少する(図14)。すなわち、送信するパイロット信号のパターンを削減することにより、パイロット信号を記憶する回路の規模削減を実現することが可能となる。

本発明の第４実施形態に係るOFDM信号送受信装置としては、第２実施形態における全てのp_s(i,a,b)(1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)に対して、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)の信号点に限定されたサブキャリアパイロット信号パターンを用いることが挙げられる。これにより、全てのサブキャリアに対してパイロット信号の電力を均一にし、伝達係数の推定精度の期待値を同一にすることが可能となる。

本発明の第５実施形態に係るOFDM信号送受信装置としては、第２実施形態における全てのp_s(i,a,b)(1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)に対して、BPSK(Binary Phase Shift Keying)の信号点に限定されたサブキャリアパイロット信号パターンを用いることが挙げられる。
これにより、全てのサブキャリアの伝達係数の推定精度の期待値を同一にすることが可能となると同時に、パイロット信号をサブキャリア毎の二値情報として記憶すればよいため、パイロット信号として記憶すべき情報量の削減が可能となり、回路規模縮小が可能となる。

本発明の第６実施形態に係るOFDM信号送受信装置としては、データ信号のサブキャリアあたりの送信電力がEであった場合に、パイロット信号のサブキャリアあたりの送信電力をα×E(α＞1)とする形態が考えられる。ここで、αの値は、送信器の増幅器が過負荷とならない値にすることが望ましい。これにより、より高精度の伝達係数の推定が可能となる。

本発明の第７実施形態に係るOFDM信号送受信装置は第６実施形態に係るOFDM信号送受信装置のより具体的な形態であり、実施例としてはデータ信号のサブキャリアあたりの送信電力がEであった場合に、パイロット信号のサブキャリアあたりの送信電力をN×Eとする形態が考えられる。この場合、ある送信アンテナのある区間に着目すると、全サブキャリア数Iに対してヌルでないサブキャリア数がI/Nであれば、サブキャリアあたりの送信電力をN×Eとすることにより、全サブキャリアに対するデータ部分の送信電力とパイロット信号部分の送信電力を同等にすることが可能である。これにより、より高精度の伝達係数の推定が可能となる。

本発明の第８実施形態に係るOFDM信号送受信装置として、第３実施形態におけるパイロット信号のパターンが本発明の第５の側面に記載の発明の構成要件を満たしていることを前提に説明を行う。
N=4, I=52の場合において、各送信器における増幅器の負荷を低減させるためには、Psym_r(1)〜Psym_r(4)のIFFT後の時間波形のPAPRが低いことが望ましい。本発明の第５の側面より、Psym_r(1)〜Psym_r(4)のヌルでないサブキャリアは、BPSK変調された信号に制限されており、また、Psym_r(1)〜Psym_r(4)には13本のヌルでないサブキャリアが含まれるため、Psym_r(1)〜Psym_r(4)はそれぞれに対して2の13乗通りのパターンが存在する。全てのパターンについてPAPRを評価し、最もPAPRの低いパイロット信号を用いる。

52本のサブキャリアが隣接するサブキャリア間隔をΔfとして、-26Δf, -25Δf, …, -Δf, Δf, 2Δf, …, 26Δfに存在し(それぞれi=1, 2, 3, …, 52に対応)、周波数ゼロの直流成分は利用しないものとする(図8)。計算機シミュレーションの結果、本実施例におけるPAPRが最小となるパイロット信号パターンの一例として、下記パターンが挙げられる(便宜上、BPSK変調された各サブキャリアの振幅を1と表現している)。

Psym_r(1)={-1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1,0, 0, 0, -1, 0,0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0 }
Psym_r(2)={ 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0,-1, 0, 0, 0, +1,0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0,+1, 0, 0 }
Psym_r(3)={ 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0,0, -1, 0, 0, 0,-1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0 }
Psym_r(4)={ 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0,0, 0, +1, 0, 0,0 +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1 } … （２１）

式（２１）におけるパイロット信号を用いることにより、各アンテナが送信するパイロット信号部分のPAPRを低くすることが可能となり、送信器における増幅器の負荷低減に寄与することが可能となる。NおよびIの値が異なるシステムにおいても、同様の手法でPAPRが低いパイロット信号を用いることが可能である。

同様に、第３実施形態（本発明の第３、第２０の側面の実施形態に相当）および第５実施形態（本発明の第５、第２２の側面の実施形態に相当）を前提とした、N=2, I=52の場合における第８実施形態（本発明の第８、第２５の側面の実施形態に相当）を以下に挙げる。Psym_r(1)、Psym_r(2)のヌルでないサブキャリアは、BPSK変調された信号に制限されており、Psym_r(1)、Psym_r(2)には 26本のヌルでないサブキャリアが含まれるため、Psym_r(1)、Psym_r(2)は2の26乗通りのパターンが存在する。全てのパターンについてPAPRを評価し、最もPAPRの低いパターンを用いる。

サブキャリアの配置はN=4の場合の実施形態と同様に図８にしたがうものとする。計算機シミュレーションの結果、本実施形態におけるPAPRが最小となるパイロット信号パターンの一例として、下記パターンが挙げられる(便宜上、BPSK変調された各サブキャリアの振幅を1と表現している)。

Psym_r(1)={ -1, 0, -1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0,-1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0,+ 1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0 }
Psym_r(2)={ 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0,+ 1, 0, +1, 0, -1,0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, -1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0,-1, 0, +1, 0, +1 } … （２２）

同様に、第３実施形態および第５実施形態を前提とした、N=3, I=52の場合における第８実施形態を以下に挙げる。Psym_r(1)〜Psym_r(3)のヌルでないサブキャリアは、BPSK変調された信号に制限されており、Psym_r(1)には 18本のヌルでないサブキャリアが含まれているため、Psym_r(1)は2^18通りのパターンが存在する。また、Psym_r(2)、Psym_r(3)には17本のヌルでないサブキャリアが含まれるため、Psym_r(2)、Psym_r(3)は2の17乗通りのパターンが存在する。全てのパターンについてPAPRを評価し、最もPAPRの低いパターンを選択する。

サブキャリアの配置はN=4の場合の実施形態と同様、図８にしたがうものとする。計算機シミュレーションの結果、本実施例におけるPAPRが最小となるパイロット信号パターンの一例として、下記パターンが挙げられる(便宜上、BPSK変調された各サブキャリアの振幅を1と表現している)。

Psym_r(1)={-1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0,0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1 }
Psym_r(2)={ 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1,0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0}
Psym_r(3)={ 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0,+1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, -1,0, 0, +1, 0 } …（２３）

第９実施形態に係るOFDM信号送受信装置として、第３実施形態及び第５実施形態のパイロット信号の構成を例に取る。第９実施形態では、選択の基準が、IFFT後の時間波形の各サンプル点における実部と虚部の振幅値のうちの大きい方の最大値が、OFDMシンボルのパイロット信号の取りうるパターンの中で最小となるものをPsym_r(1)〜Psym_r(4)それぞれに対して選択し利用する。これにより、実部および虚部における瞬時の最大振幅を低減させ、量子化誤差を抑えることが可能となる。第８実施形態と同様のパラメータを用いた場合における、Psym_r(1)〜Psym_r(4)の一例を次式に示す。

Psym_r(1)={-1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1,0, 0, 0, -1, 0,0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0 }
Psym_r(2)={ 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0,-1, 0, 0, 0, +1,0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0,+1, 0, 0 }
Psym_r(3)={ 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0,0, +1, 0, 0, 0,-1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0,0, +1, 0 }
Psym_r(4)={ 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0,0, 0, +1, 0, 0,0 -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1 } …（２４）

N=2の場合の、第８実施形態と同様のパラメータを用いた場合における、Psym_r(1)、Psym_r(2)の一例を次式に示す。
Psym_r(1)={ -1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0,-1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0,+ 1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0 }
Psym_r(2)={ 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0,+ 1, 0, -1, 0, -1,0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0,+1, 0, -1, 0, -1 } …（２５）

N=3の場合の、第８実施形態と同様のパラメータを用いた場合における、Psym_r(1)〜Psym_r(3)の一例を次式に示す。
Psym_r(1)={-1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0,0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, -1 }
Psym_r(2)={ 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1,0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0}
Psym_r(3)={ 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0,+1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1,0, 0, -1, 0 } …（２６）

第１０実施形態に係るOFDM信号送受信装置として、第８実施形態と同様のパイロット信号の構成を例に取る。第１０実施形態では、選択の基準が、IFFT後の時間波形の各サンプル点の電力値の最大値が、OFDMシンボルのパイロット信号の取りうるパターンの中で最小となるものをPsym_r(1)〜Psym_r(4)それぞれに対して選択し利用する。これにより、瞬時の電力増加を低減させ、送信器の増幅器の負荷を低減させることが可能となる。
N=4における第８実施形態と同様のパラメータを用いた場合の、Psym_r(1)、Psym_r(2)の一例を次式に示す。

Psym_r(1)={+1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1,0, 0, 0, +1, 0,0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0 }
Psym_r(2)={ 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0,+1, 0, 0, 0, -1,0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0,-1, 0, 0 }
Psym_r(3)={ 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0,0, +1, 0, 0, 0,+1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0,0, +1, 0 }
Psym_r(4)={ 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0,0, 0, -1, 0, 0,0 -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1 } …（２７）
N=2における第８実施形態と同様のパラメータを用いた場合の、Psym_r(1)〜Psym_r(3)の一例を次式に示す。

Psym_r(1)={ -1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0,+1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0,+ 1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0 }
Psym_r(2)={ 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0,+ 1, 0, +1, 0, -1,0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0,+1, 0, -1, 0, -1 } …（２８）
N=3における第８実施形態と同様のパラメータを用いた場合の、Psym_r(1)〜Psym_r(4)の一例を次式に示す。

Psym_r(1)={-1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0,0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1 }
Psym_r(2)={ 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1,0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0}
Psym_r(3)={ 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0,+1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, -1,0, 0, +1, 0 } …（２９）

第１１実施形態に係るOFDM信号送受信装置は、第１実施形態に係るOFDM信号送受信装置と基本的に同一構成であるが、タイミングコントローラ7-1が出力する制御信号が異なる。第１実施形態においては、1区間を1OFDMシンボル時間としているが、第１１実施形態においても同様とする。第１実施形態に係るOFDM信号送受信装置においては、現在の時刻がプリアンブルの先頭から数えて何OFDMシンボル目かという情報を、タイミングコントローラ7-1がN個のセレクタに対して出力する。

したがって、出力されるパイロット信号は図9のようになる。一方、本実施例におけるタイミングコントローラ7-1は、1区間をV(1≦2)OFDMシンボルとして制御信号を出力するため、アンテナa(1≦a≦4)のb(1≦b≦4)番目の区間におけるPsym(a,b)はV回繰り返される。V=2の場合において出力されるパイロット信号は、図15のようになる。一区間を2OFDMシンボルとしているため、全てのPsym(a,b)が2シンボル回ずつ繰り返される。

第１２実施形態に係るOFDM信号送受信装置は、第１実施形態に係るOFDM信号送受信装置と基本的に同一構成であるが、タイミングコントローラ7-1が出力する制御信号が異なる。第１２実施形態では、4区間の制御信号をW回繰り返す。その結果、パイロット信号は本発明の第1の側面におけるパイロット信号を時間軸上でW回繰り返す構成となる。W=2の場合において出力されるパイロット信号は１６のようになる。

第１３実施形態に係るOFDM信号送受信装置では、第１１実施形態に係るOFDM信号送受信装置におけるタイミングコントローラ7-1が、１区間をV OFDMシンボル時間として、かつ、N区間から構成される制御信号を時間軸上でW回繰り返す制御信号を出力する。V=2, W=2の場合において出力されるパイロット信号は、図１７のようになる。

第１４実施形態に係るOFDM信号送受信装置として、その構成は第１実施形態と同一であるとし、図１における伝達係数推定器2-6を、本実施形態に係る伝達係数推定器８としてその構成を図１８に示す。図１８において、伝達係数推定器８は、パイロット信号記憶装置8-1と、M個の除算器8-2-1〜8-2-Mと、パイロット信号対応管理回路8-3と、伝達係数記憶装置8-4とを有している。
M個の除算器に対して、パイロット信号に対応した受信信号がM個の高速フーリエ変換器から入力され、また、受信信号に対応する送信されたパイロット信号要素がパイロット信号記憶装置8-1から入力される。

M個の除算器8-2-1〜8-2-Mは、受信信号をパイロット信号記憶装置8-1から入力されたパイロット信号で除算し、伝達係数記憶装置8-4に対して出力する。従来のScattered型パイロット信号では、パイロット信号の送信順序がアンテナ番号通りであったため、伝達係数推定結果は送信アンテナ番号の順番通りに出力されていたが、本発明の本側面におけるパイロット信号における伝達係数推定値の並びはパイロット信号が複数アンテナに分散しているため、複雑となる。

そこで、パイロット信号対応管理回路8-3は、伝達係数記憶装置8-4に対して、現在除算器から入力されている除算結果が、どの送受信アンテナ間のどのサブキャリアに対応する伝達係数の推定値であるか、すなわち、サブキャリアiに対する送信アンテナaと受信アンテナbの間の伝達係数であるという情報を通知する。伝達係数記憶装置8-4は、入力された除算結果を、パイロット信号対応管理回路からの制御信号により、サブキャリアiに対する送信アンテナaと受信アンテナbの間の伝達係数とみなして記憶する。全ての伝達係数が推定された後に、伝達係数記憶装置8-4は、干渉キャンセラ2-5に対して伝達係数推定結果を出力する。

ここで、本発明における第７実施形態、第８実施形態および第１４実施形態を用いる場合について考える。従来例におけるScattered型パイロット信号およびMultiplexed型パイロット信号との比較を下記条件で行う。
Scattered型パイロット信号ならびにMultiplexed型パイロット信号におけるPsym_basicをIEEE802.11a[3]([3]: “High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications”, IEEE 802.11a, 1999.) におけるロングプリアンブルと同一のパターンであると仮定する。

送信器における増幅器に対する影響の指標として、PAPRを用いる。PAPRが低いと、平均電力に対して瞬時のピーク電力が低いため、増幅器のバックオフを小さくすることが可能となり、増幅器における電力の利用効率が向上する。本発明の第8の側面におけるN=2,3,4の場合におけるシンボルパイロット信号パターンにおいて、ヌルでないサブキャリアの電力をN倍にした場合における、高速逆フーリエ変換後の時間波形のPAPRおよびシンボル全体の電力は図２１に示すようになる。なお、PAPRおよびシンボル全体の電力は、IEEE802.11aのロングプリアンブルの高速逆フーリエ変換後の時間波形に対するPAPRおよびシンボル全体の電力で正規化している。

図２１より、第７実施形態及び第８実施形態を満たすシンボルパイロット信号パターンは、Nの値にかかわらず、IEEE802.11aのロングプリアンブルとほぼ等しいPAPR特性および電力を持つことが分かる。従来のScatteredパターンでは、Nアンテナ×Nシンボルのパイロット信号空間に置いて、(N-1)×Nシンボルのヌルが含まれるため、パイロット信号の電力は従来のMultiplexed型のパイロット信号ならびに本発明の実施例におけるパイロット信号に対して1/Nとなる。従来のScattered型においても、Psym_basicの電力をN倍にすれば、Multiplexed型のパイロット信号および本発明の実施例におけるパイロット信号と同等の電力になるが、送信アンテナに接続される増幅器のバックオフをより大きく取らなければならないので、電力効率が低下してしまう。

これに対して、本発明の実施例では、パイロット信号パターンをサブキャリア毎に切り替えているため、パイロット信号全体の電力が各アンテナに分散させているため、従来のMultiplexed型プリアンブルとほぼ同等のバックオフで動作させることが可能となる。さらに、伝達係数推定回路における演算としては、サブキャリア単位ではScattered型と同様に、送信されたパイロット信号要素毎の除算のみで実現可能であり、Multiplexed型の場合のような逆行列演算回路は不要となり、回路規模が小さくてすむ。
したがって、本発明における第７実施形態と第８実施形態の両方を用いることにより、Multiplexed型の電力効率の高さと、Scattered型の伝達係数推定回路における演算の簡易性の両方の長所を兼ね備えたパイロット信号ならびに伝達係数の推定が可能となる。

本発明の第１５実施形態に係るOFDM信号送受信装置は第１１実施形態に係るOFDM信号送受信装置と基本的に同一構成であり、OFDM信号受信装置９の具体的構成を図１９に示す。
同図において、OFDM信号受信装置９は、M個の受信アンテナ9-1-1〜9-1-Mと、M個の受信アンテナ9-1-1〜9-1-Mと、M個の受信用周波数変換器9-2-1〜9-2-Mと、受信用局部発信器9-3と、M個の高速フーリエ変換器9-4-1〜9-4-Mと、シンボルタイミング発生器9-5と、M個の受信パイロット信号連続平均化回路9-6-1〜9-6-Mと、伝達係数推定器9-7と、干渉キャンセラ9-8と、N個の復調器9-9-1〜9-9-Nとを有している。

第１５実施形態における伝達係数推定器9-7は、第１４実施形態における伝達係数推定器８と同一のものとする。また、受信アンテナ本数を4(M=4)とする。M個の受信パイロット信号連続平均化回路およびM個の受信パイロット信号離散平均化回路以外のブロックは。本発明の第14の側面の実施例と同様に動作する。
第１１実施形態においても示したように、OFDM信号送信装置が送信するパイロット信号の構成は図１５に示すになる。この図において、全てのPsym(a,b) (1≦a≦4, 1≦b≦4)は、V(=2)OFDMシンボル繰り返し送信されている。

受信パイロット信号連続平均化回路9-6-kは、k(1≦k≦M, M=4)番目のアンテナがj(1≦j≦N×V)番目において受信する受信信号の高速フーリエ変換器出力をRp_sym(k,j)={ r_p(1,k,j), r_p(2,k,j), …, r_p(52,k,j) }とすると、j=Vc+1, Vc+2, …, Vc+(V-1) (c=0, 1, 2, …, (N-1))の時刻におけるV個のRp_sym(k,j)を平均化し、伝達係数推定器9-7に対して出力する。j=Vc+1, Vc+2, …, Vc+(V-1)の時刻におけるV個のRp_sym(k,j)は、送信されるパイロット信号が同一であるため、フェージングの時間変動がシンボル長に比べて十分少ない場合においては、これらを平均化することにより受信信号に含まれる熱雑音の影響を和らげ、伝達係数推定精度を向上させることが可能となる。

第１５実施形態においては、受信パイロット信号の高速フーリエ変換器出力を平均化しているが、高速フーリエ変換器の入力の前段で平均化を行うか、あるいは同一の伝達係数を複数回推定した後に推定された伝達係数同士を平均化することによっても、同等の効果が得られることは明らかである。

本発明の第１６実施形態に係るOFDM信号送信装置の構成は、第１２実施形態に係るOFDM信号送受信装置と基本的に同一であり、OFDM信号受信装置は第１５実施形態として図１９に示されたOFDM信号受信回路９におけるM個の受信シンボルパイロット連続平均化回路9-6-1〜9-6-Mを、M個の受信シンボルパイロット離散平均化回路に変更したものが挙げられる。
第１２実施形態においても示したように、OFDM信号送信装置が送信するパイロット信号の構成は図１６に示すようになる。パイロット信号全体がW(=2)回繰り返されている。

K番目の受信アンテナに対応する受信パイロット信号平均化回路は、k(1≦k≦M, M=4)番目のアンテナがj(1≦j≦N×W)番目において受信する受信信号のM個の高速フーリエ変換器出力をRp_sym(k,j)={ r_p(1,k,j), r_p(2,k,j), …, r_p(52,k,j) }とすると、j= e, N+e, …, (W-1)N+e (e=1,2,…, N )の時刻におけるW個のRp_sym(k,j)を平均化し、伝達係数推定器9-7に対して出力する。j=c(c=1,2,3,4)の時刻とj=c+4の時刻におけるRp_sym(k,j)は、送信されるパイロット信号が同一であるため、フェージングの時間変動がパイロット信号の繰り返し周期(ここではW OFDMシンボル)に比べて十分少ない場合においては、これらを平均化することにより受信信号に含まれる熱雑音の影響を和らげ、伝達係数推定精度を向上させることが可能となる。

第１６実施形態においては、受信パイロット信号の高速フーリエ変換器出力を平均化しているが、高速フーリエ変換器の入力の前段で平均化を行うか、同一の伝達係数を複数回推定した後に推定された伝達係数同士を平均化することによっても、同等の効果が得られることは明らかである。

本発明の第１７実施形態に係るOFDM信号送受信装置の構成は、第１２実施形態に係るOFDM信号送受信装置と基本的に同一であり、OFDM信号受信装置の具体的構成を図２０に示す。図２０において、OFDM信号受信装置１０は、M個の受信アンテナ10-1-1〜10-1-Mと、M個の受信用周波数変換器10-2-1〜10-2-Mと、受信用局部発信器10-3と、M個の高速フーリエ変換器10-4-1〜10-4-Mと、シンボルタイミング発生器10-5と、M個の受信パイロット信号連続平均化回路10-6-1〜10-6-Mと、M個の受信パイロット信号離散平均化回路10-7-1〜10-7-Mと、伝達係数推定器10-8と、干渉キャンセラ10-9と、N個の復調器10-10-1〜10-10-Nとを有している。

M個の受信パイロット信号連続平均化回路およびM個の受信パイロット信号離散平均化回路以外のブロックは、第１４実施形態と同様に動作する。
第１３実施形態においても示したように、OFDM信号送信装置が送信するパイロット信号の構成は図１３のようになる。この図において、N(=4)アンテナ×(N×V)(=8)シンボルで構成されるパイロット信号全体がW(=2)回繰り返されている。
k番目の受信アンテナに対応する受信パイロット信号連続平均化回路10-6-kは、k(1≦k≦M, M=4)番目のアンテナがj(1≦j≦N×V×W)番目において受信する受信信号の高速フーリエ変換器出力をRp_sym(k,j)={ r_p(1,k,j), r_p(2,k,j), …, r_p(52,k,j) }とすると、j=Vx+1, Vx+2, …, Vx+V(1≦x≦N×W)の時刻におけるV個のRp_sym(k,j)を平均化し、受信パイロット信号離散平均化回路10-7-kに出力する。

受信パイロット信号離散平均化回路10-7-kにおいて、受信パイロット信号連続平均化回路10-6-kがq(1≦q≦N×W)区間目において出力する平均化された受信信号をRp_sym_ave(k,q)とすると、q=y, N+y, 2N+y…, (W-1)N+y (1≦y≦N)の区間におけるW個のRp_sym_ave(k,q)を平均化し、伝達係数推定器10-8に対して出力する。受信パイロット信号連続平均化回路10-6-kおよび受信パイロット信号離散平均化回路10-7-kにより平均化されたV×W個のRp_sym(k,j)は、送信されるパイロット信号が同一であるため、フェージングの時間変動がパイロット信号の繰り返し周期(ここではW×VOFDMシンボル)に比べて十分少ない場合においては、これらを平均化することにより受信信号に含まれる熱雑音の影響を低減させ、伝達係数推定精度を向上させることが可能となる。

第１７実施形態においては、受信パイロット信号連続平均化回路10-6-kによる平均化の後に受信パイロット信号離散平均化回路10-7-kによる平均化を行っているが、平均化の順序を入れ替えても同様の効果が得られることは明らかである。また、受信パイロット信号の高速フーリエ変換器出力に対して平均化操作を行っているが、高速フーリエ変換器の入力の前段で平均化を行うか、あるいは同一の伝達係数を複数回推定した後に推定された伝達係数どうしを平均化することによっても、同等の効果が得られることは明らかである。

本発明に係るOFDM信号送受信方法及びOFDM信号送受信装置よれば、伝達係数推定回路の回路規模を縮小することができ、かつパイロット信号電力をより増加させることができる。

Claims (44)

1. N(N≧2)本の送信アンテナを備えたOFDM信号送信装置と、M(M≧1)本の受信アンテナを備えたOFDM信号受信装置との間で通信を行うOFDM信号送受信方法において、
   前記OFDM信号送信装置においては、前記N(N≧2)本の送信アンテナ1,2,…に接続される送信データ系列T(1), T(2),…, T(N)を各々OFDMシンボルS(1), S(2), …, S(N)にN個のデータ変換器により変換する第１のステップと、
   前記N本の送信アンテナ1,2,…Nのそれぞれに対して個別にN個の区間により構成されるパイロット信号をパイロット信号発生器により供給する第２のステップと、
   前記パイロット信号と前記OFDMシンボルとをN個の多重化回路により合成する第３のステップと、
   前記OFDMシンボルに前記パイロット信号が付加されたN個の信号を同一のタイミングでN個の高速逆フーリエ変換器により高速逆フーリエ変換する第４のステップと、
   前記高速逆フーリエ変換されたN個の出力をN個の送信用周波数変換器により無線周波数に変換し、前記N個の送信アンテナに出力する第５のステップと、
   を実行し、
   前記OFDM信号受信装置においては、
   前記受信アンテナ1, 2, …, Mにより受信されるM個の受信信号をM個の受信周波数変換器により復調に適した周波数に変換する第６のステップと、
   前記周波数変換されたM個の受信信号に対して同一のタイミングでM個の高速フーリエ変換器により高速フーリエ変換処理を行う第７のステップと、
   前記M個の高速フーリエ変換された信号に含まれる前記パイロット信号に対応する受信信号を用いて前記N個の送信アンテナと前記M個の受信アンテナの全ての組み合わせに対する伝達係数を伝達係数推定器によりサブキャリア毎に推定する第８のステップと、
   前記推定された伝達係数を用いて、前記OFDM信号送信装置により同一周波数において空間多重されたN個の送信信号に対応するM個の受信信号の相互干渉を干渉キャンセラにより除去する第９のステップと、
   N個の干渉キャンセル信号をN個の復調器により復調する第１０のステップと、
   を実行するとともに、
   前記第２のステップでは、
   第１のパイロット信号記憶装置により、OFDM信号におけるサブキャリアの本数をIとし、1区間あたりがOFDMシンボルの整数倍であるN個の区間に対しアンテナa(1≦a≦N)のb区間目(1≦b≦N)のサブキャリアi(1≦i≦I)に対するパイロット信号要素をp(i,a,b)とした場合、N×N×I個の該パイロット信号要素ないしは該パイロット信号要素に重複のある場合にはその重複分を除いた個数のパイロット信号要素を記憶し、各アンテナと区間との組み合わせを単位として各サブキャリア毎に前記パイロット信号要素ないしはヌル信号を選択して構成されるシンボルパイロット信号を出力し、かつ
   タイミングコントローラから入力される現在の時刻に基づき、前記第１のパイロット信号記憶装置から入力されるN区間のOFDMシンボル単位のパイロット信号のうちのいずれかをN個のセレクタにより選択し出力するとともに、
   前記第１のパイロット信号記憶装置に予め記憶されている前記パイロット信号要素において、サブキャリアiおよびアンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対し第（a,b）要素がp(i,a,b)で与えられるN行N列のサブキャリアパイロット信号行列即ちPsc(i)= {p(i,1,1), p(i,2,1), ... p(i,N,1)}T {p(i,1,2), p(i,2,2), ... p(i,N,2)}T … {p(i,1,N), p(i,2,N), ... p(i,N,N)}T（{・}T はベクトルの転置を表す）は、任意の行がヌルでない成分をただ一つ含み、その他の成分が全てヌルであり、かつ、任意の列がヌルでない成分をただ一つ含み、その他の成分が全てヌルであることを特徴とするOFDM信号送受信方法。
2. 前記第２のステップにおいて、
   前記第１のパイロット信号記憶装置に予め記憶されているパイロット信号において、アンテナa(1≦a≦N)からb(1≦b≦N)区間目で送信する信号即ちシンボルパイロット信号Psym(a,b)={p(1,a,b), p(2,a,b), ..., p(I,a,b)}はI個の要素から構成され、I個の全要素のうち、ヌルでない要素の数が、(I/N)の整数部、あるいは、(I/N)の整数部+1、のいずれかであり、任意のbに対し第b区間目における全てのアンテナに対するN個のPsym(a, b) (1≦a≦N )の中のヌルでない要素の数の和がIとなることを特徴とする請求項１に記載のOFDM信号送受信方法。
3. 前記第２のステップにおいて、
   前記第１のパイロット信号記憶装置に予め記憶されているパイロット信号として、N×N個のシンボルパイロット信号Psym(a,b) (1≦a≦N, 1≦b≦N)が取るパターンをPsym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)のN種類に限定されており、N種類のシンボルパイロット信号パターンPsym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)を前記N個のセレクタ全てに対して出力し、前記N個のセレクタが、前記第１のパイロット信号記憶装置から入力されたN種類のシンボルパイロット信号パターンPsym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)のうちのいずれか1種類を選択し且つある区間において、シンボルパイロット信号パターンPsym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)の全てがN種類のセレクタの出力のただ一つに対して出力され、さらに、あるひとつのセレクタがN区間にわたり出力するN個のシンボルパイロット信号が、Psym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)の全てをひとつずつ含むことを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載のOFDM信号送受信方法。
4. 前記第２のステップにおいて、
   前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶する任意のパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)の絶対値(振幅)が、所定の固定値d(0でない実数)または0(ヌル)のいずれかであることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載のOFDM信号送受信方法。
5. 前記第２のステップにおいて、
   前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶する任意のパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)が、所定の固定値d(0でない実数)または-dまたは0(ヌル)のいずれかであることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載のOFDM信号送受信方法。
6. 前記第２のステップにおいて、
   前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)に含まれるヌルでないパイロット信号要素の平均電力が、パイロット信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力より大きいことを特徴とする請求項４に記載のOFDM信号送受信方法。
7. 前記第２のステップにおいて、
   前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)のうち、ヌルでないパイロット信号要素の平均電力が、パイロット信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力のN倍であることを特徴とする請求項６に記載のOFDM信号送受信方法。
8. 前記第２のステップにおいて、
   前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形のPAPR(Peak to Average Power Ratio)が小さくなるように選択したことを特徴とする請求項４に記載のOFDM信号送受信方法。
9. 前記第２のステップにおいて、
   前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形の実部の振幅の最大値と、虚部の振幅の最大値のうちで大きい方の値が小さくなるように選択したことを特徴とする請求項４に記載のOFDM信号送受信方法。
10. 前記第２のステップにおいて、
    前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b) (1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形の各サンプル点における瞬時電力の最大値が小さくなるように選択したことを特徴とする請求項４に記載のOFDM信号送受信方法。
11. 前記第２のステップにおいて、
    前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)に含まれるヌルでないパイロット信号要素の平均電力が、パイロット信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力より大きいことを特徴とする請求項５に記載のOFDM信号送受信方法。
12. 前記第２のステップにおいて、
    前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)のうち、ヌルでないパイロット信号要素の平均電力が、パイロット信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力のN倍であることを特徴とする請求項１１に記載のOFDM信号送受信方法。
13. 前記第２のステップにおいて、
    前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形のPAPR(Peak to Average Power Ratio)が小さくなるように選択したことを特徴とする請求項５に記載のOFDM信号送受信方法。
14. 前記第２のステップにおいて、
    前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形の実部の振幅の最大値と、虚部の振幅の最大値のうちで大きい方の値が小さくなるように選択したことを特徴とする請求項５に記載のOFDM信号送受信方法。
15. 前記第２のステップにおいて、
    前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b) (1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形の各サンプル点における瞬時電力の最大値が小さくなるように選択したことを特徴とする請求項５に記載のOFDM信号送受信方法。
16. 前記第２のステップにおいて、
    前記タイミングコントローラが、1区間をV(1≦V、Vは整数)OFDMシンボルとして制御信号を出力することを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載のOFDM信号送受信方法。
17. 前記第２のステップにおいて、
    前記タイミングコントローラが、N区間の制御信号を連続してW回(1≦W)繰り返し出力することを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載のOFDM信号送受信方法。
18. 前記第２のステップにおいて、前記タイミングコントローラが、N区間の制御信号を連続してW回(1≦W)繰り返し出力することを特徴とする請求項１６に記載のOFDM信号送受信方法。
19. 前記第８のステップは、
    M個の受信アンテナそれぞれが受信するパイロット信号に対して高速フーリエ変換の演算を行うM個の高速フーリエ変換器からの出力に対し、M個のパイロット信号除算回路によりN区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算する第１の処理と、
    送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを第２のパイロット信号記憶装置により記憶する第２の処理と、
    該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキャリアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナから送信されたかの情報をパイロット信号対応管理回路により管理する第３の処理と、
    該パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路からの出力を、伝達係数記憶装置により前記送信アンテナと前記受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する第４の処理とを含むことを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載のOFDM信号送受信方法。
20. さらに、前記M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、N区間のそれぞれにおいて、M個の受信パイロット連続信号平均化回路により同一のシンボルパイロット信号に対応するV（Vは２以上の整数）OFDMシンボル分の受信信号の平均値を計算し、出力する第１１のステップを有し、
    前記第８のステップは、
    前記M個の受信パイロット連続信号平均化回路からの出力に対し、M個のパイロット信号除算回路によりN区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算する第１の処理と、
    送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを第２のパイロット信号記憶装置により記憶する第２の処理と、
    該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキャリアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナから送信されたかの情報をパイロット信号対応管理回路により管理する第３の処理と、
    前記パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路からの出力を、伝達係数記憶装置により当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する第４の処理とを含むことを特徴とする請求項１６に記載のOFDM信号送受信方法。
21. さらに、前記M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、M個の受信パイロット信号離散平均化回路によりN区間時刻づつ離れたW（Wは２以上の整数）OFDMシンボル分の受信パイロット信号どうしの平均値を計算し、前記伝達係数推定回路に対して出力する第１２のステップを有し、
    前記第８のステップは、前記M個の受信パイロット信号離散平均化回路からの出力に対し、M個のパイロット信号除算回路によりN区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算する第１の処理と、
    送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを第２のパイロット信号記憶装置により記憶する第２の処理と、
    該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキャリアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナから送信されたかの情報をパイロット信号対応管理回路により管理する第３の処理と、
    該パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路からの出力を、伝達係数記憶装置により当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する第４の処理とを含むことを特徴とする請求項１７に記載のOFDM信号送受信方法。
22. さらに、前記M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、N区間のそれぞれにおいて、M個の受信パイロット信号連続平均化回路によりV個の受信パイロット信号の平均値を計算し、前記受信パイロット信号離散平均化回路に対して出力する第１３のステップと、
    前記M個の受信パイロット信号連続平均化回路の出力に含まれるW回連続する同一の送信パイロット信号に対応する受信パイロット信号に対して、受信パイロット信号離散平均化回路により平均化処理を行った後に前記伝達係数推定器に出力する第１４のステップとを有し、
    前記第８のステップは、
    前記M個の受信パイロット信号離散平均化回路からの出力に対し、M個のパイロット信号除算回路によりN区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算する第１の処理と、
    送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを第２のパイロット信号記憶装置により記憶する第２の処理と、
    該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキャリアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナから送信されたかの情報をパイロット信号対応管理回路により管理する第３の処理と、
    該パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路からの出力を、伝達係数記憶装置により当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する第４の処理とを含むことを特徴とする請求項１８に記載のOFDM信号送受信方法。
23. N(N≧2)の送信アンテナを配置し、該送信アンテナ1,2,…Nに接続される送信データ系列T(1), T(2),…, T(N)を各々OFDMシンボルS(1), S(2), …, S(N)に変換するN個のデータ変換器と、前記N本の送信アンテナそれぞれに対して個別にN個の区間により構成されるパイロット信号を供給するパイロット信号発生器と、該パイロット信号と前記OFDMシンボルとを合成するN個の多重化回路と、該N個の多重化回路の出力に接続されるN個の高速逆フーリエ変換器と、該N個の高速逆フーリエ変換器全てに共通のOFDMシンボルタイミングを供給する送信シンボルタイミング発生器と、前記N個の高速逆フーリエ変換器の出力を無線周波数に変換し、前記N個の送信アンテナに出力するN個の送信用周波数変換器と、該N個の送信用周波数変換器全てに対して共通の局部発信信号を供給する送信用局部発信器とを有するOFDM信号送信装置と、
    M(M≧1)個の受信アンテナを配置し、該受信アンテナ1, 2, …, Mにより受信されるM個の受信信号を復調に適した周波数に変換するM個の受信用周波数変換器と、該M個の受信用周波数変換器の全てに共通の局部発振信号を供給する受信用局部発振器と、該M個の受信用周波数変換器に接続され、受信信号に対して高速フーリエ変換の演算を行うM個の高速フーリエ変換器と、該M個の高速フーリエ変換器に共通のシンボルタイミングを与える受信シンボルタイミング発生器と、前記M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる前記パイロット信号に対応する受信信号を用いて前記N個の送信アンテナと前記M個の受信アンテナの全ての組み合わせに対する伝達係数をサブキャリア毎に推定する伝達係数推定器と、伝達係数推定器によって推定された伝達係数を用いて、前記OFDM信号送信装置により同一周波数において空間多重されたN個の送信信号に対応するM個の受信信号の相互干渉を除去する干渉キャンセラと、該干渉キャンセラの出力である、N個の干渉キャンセル信号を復調するN個の復調器とを有するOFDM信号受信装置と、から構成されるOFDM信号送受信装置において、
    前記パイロット信号発生器は、
    OFDM信号におけるサブキャリアの本数をIとし、1個あたりがOFDMシンボルないしは1区間あたりがOFDMシンボルの整数倍であるN個の区間に対しアンテナa(1≦a≦N)のb区間目(1≦b≦N)のサブキャリアi(1≦i≦I)に対するパイロット信号要素をp(i,a,b)とした場合、N×N×I個の該パイロット信号要素ないしは該パイロット信号要素に重複のある場合にはその重複分を除いた個数のパイロット信号要素を記憶し、各アンテナと区間との組み合わせを単位として各サブキャリア毎に前記パイロット信号要素ないしはヌル信号を選択して構成されるシンボルパイロット信号を出力する第１のパイロット信号記憶装置と、
    現在の時刻を出力するタイミングコントローラと、
    該タイミングコントローラから入力される現在の時刻に基づき、前記パイロット信号記憶装置から入力されるN区間のOFDMシンボル単位のパイロット信号のうちのいずれかを選択し出力するN個のセレクタとから構成され、
    前記第１のパイロット信号記憶装置に予め記憶されている前記パイロット信号要素において、サブキャリアiおよびアンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対し第（a,b）要素がp(i,a,b)で与えられるN行N列のサブキャリアパイロット信号行列即ちPsc(i)= {p(i,1,1), p(i,2,1), ... p(i,N,1)}T {p(i,1,2), p(i,2,2), ... p(i,N,2)}T … {p(i,1,N), p(i,2,N), ... p(i,N,N)}T（{・}T はベクトルの転置を表す）は、任意の行がヌルでない成分をただ一つ含み、その他の成分が全てヌルであり、かつ、任意の列がヌルでない成分をただ一つ含み、その他の成分が全てヌルであることを特徴とするOFDM信号送受信装置。
24. 前記第１のパイロット信号記憶装置に予め記憶されているパイロット信号において、
    アンテナa(1≦a≦N)からb(1≦b≦N)区間目で送信する信号即ちシンボルパイロット信号Psym(a,b)={p(1,a,b), p(2,a,b), ..., p(I,a,b)}はI個の要素から構成され、I個の全要素のうち、ヌルでない要素の数が、(I/N)の整数部、あるいは、(I/N)の整数部+1、のいずれかであり、任意のbに対し第b区間目における全てのアンテナに対するN個のPsym(a, b)(1≦a≦N )の中のヌルでない要素の数の和がIとなることを特徴とする請求項２３に記載のOFDM信号送受信装置。
25. 前記第１のパイロット信号記憶装置に予め記憶されているパイロット信号として、N×N個のシンボルパイロット信号Psym(a,b) (1≦a≦N, 1≦b≦N)が取るパターンをPsym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)のN種類に限定されており、N種類のシンボルパイロット信号パターンPsym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)を前記N個のセレクタ全てに対して出力し、前記N個のセレクタが、前記第１のパイロット信号記憶装置から入力されたN種類のシンボルパイロット信号パターンPsym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)のうちのいずれか1種類を選択し且つある区間において、シンボルパイロット信号パターンPsym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)の全てがN種類のセレクタの出力のただ一つに対して出力され、さらに、あるひとつのセレクタがN区間にわたり出力するN個のシンボルパイロット信号が、Psym_r(1), Psym_r(2), …, Psym_r(N)の全てをひとつずつ含むことを特徴とする請求項２３または２４のいずれかに記載のOFDM信号送受信装置。
26. 前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶する任意のパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)の絶対値(振幅)が、所定の固定値d(0でない実数)または0(ヌル)のいずれかであることを特徴とする請求項２３または２４のいずれかに記載のOFDM信号送受信装置。
27. 前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶する任意のパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)が、所定の固定値d(0でない実数)または-dまたは0(ヌル)のいずれかであることを特徴とする請求項２３または２４のいずれかに記載のOFDM信号送受信装置。
28. 前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)に含まれるヌルでないパイロット信号要素の平均電力が、パイロット信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力より大きいことを特徴とする請求項２６に記載のOFDM信号送受信装置。
29. 前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)のうち、ヌルでないパイロット信号要素の平均電力が、パイロット信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力のN倍であることを特徴とする請求項２８に記載のOFDM信号送受信装置。
30. 前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形のPAPR(Peak to Average Power Ratio)が小さくなるように選択したことを特徴とする請求項２６に記載のOFDM信号送受信装置。
31. 前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形の実部の振幅の最大値と虚部の振幅の最大値のうちで大きい方の値が小さくなるように選択したことを特徴とする請求項２６に記載のOFDM信号送受信装置。
32. 前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b) (1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形の各サンプル点の瞬時電力の最大値が小さくなるように選択したことを特徴とする請求項２６に記載のOFDM信号送受信装置。
33. 前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)に含まれるヌルでないパイロット信号要素の平均電力が、パイロット信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力より大きいことを特徴とする請求項２７に記載のOFDM信号送受信装置。
34. 前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)のうち、ヌルでないパイロット信号要素の平均電力が、パイロット信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力のN倍であることを特徴とする請求項３３に記載のOFDM信号送受信装置。
35. 前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形のPAPR(Peak to Average Power Ratio)が小さくなるように選択したことを特徴とする請求項２７に記載のOFDM信号送受信装置。
36. 前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b)(1≦i≦I,1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形の実部の振幅の最大値と虚部の振幅の最大値のうちで大きい方の値が小さくなるように選択したことを特徴とする請求項２７に記載のOFDM信号送受信装置。
37. 前記第１のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素p(i,a,b) (1≦i≦I, 1≦a≦N, 1≦b≦N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナa(1≦a≦N)のb(1≦b≦N)区間目のシンボルパイロット信号Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形の各サンプル点の瞬時電力の最大値が小さくなるように選択したことを特徴とする請求項２７に記載のOFDM信号送受信装置。
38. 前記パイロット信号発生器において、前記タイミングコントローラが、1区間をV(1≦V、Vは整数)OFDMシンボルとして制御信号を出力することを特徴とする請求項２３または２４のいずれかに記載のOFDM信号送受信装置。
39. 前記パイロット信号発生器において、前記タイミングコントローラが、N区間の制御信号を連続してW回(1≦W)繰り返し出力することを特徴とする請求項２３または２４のいずれかに記載のOFDM信号送受信装置。
40. 前記パイロット信号発生器において、前記タイミングコントローラが、N区間の制御信号を連続してW回(1≦W)繰り返し出力する ことを特徴とする請求項３８に記載OFDM信号送受信装置。
41. 前記伝達係数推定器は、
    M個の受信アンテナそれぞれが受信するパイロット信号に対して高速フーリエ変換の演算を行うM個の高速フーリエ変換器からの出力に対し、N区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算するM個のパイロット信号除算回路と、
    送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを記憶する第２のパイロット信号記憶装置と、
    該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキャリアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナから送信されたかの情報を管理するパイロット信号対応管理回路と、
    該パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路からの出力を、当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する伝達係数記憶装置と、
    を有することを特徴とする請求項２３または２４のいずれか記載のOFDM信号送受信装置。
42. 前記M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、N区間のそれぞれにおいて、同一のシンボルパイロット信号に対応するV（Vは２以上の整数）OFDMシンボル分の受信信号の平均値を計算し、前記伝達係数推定回路に対して出力するM個の受信パイロット連続信号平均化回路を備え、
    前記伝達係数推定器は、
    前記M個の受信パイロット連続信号平均化回路からの出力に対し、N区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算するM個のパイロット信号除算回路と、
    送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを記憶する第２のパイロット信号記憶装置と、
    該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキャリアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナから送信されたかの情報を管理するパイロット信号対応管理回路と、
    該パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路からの出力を、当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する伝達係数記憶装置と、
    を有することを特徴とする請求項３８に記載のOFDM信号送受信装置。
43. 前記M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、N区間時刻づつ離れたW（Wは２以上の整数）OFDMシンボル分の受信パイロット信号どうしの平均値を計算し、前記伝達係数推定回路に対して出力するM個の受信パイロット信号離散平均化回路を備え、
    前記伝達係数推定器は、
    前記M個の受信パイロット信号離散平均化回路からの出力に対し、N区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算するM個のパイロット信号除算回路と、
    送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを記憶する第２のパイロット信号記憶装置と、
    該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキャリアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナから送信されたかの情報を管理するパイロット信号対応管理回路と、
    該パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路からの出力を、当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する伝達係数記憶装置と、
    を有することを特徴とする請求項３９に記載のOFDM信号送受信装置。
44. 前記M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、N区間のそれぞれにおいて、V個の受信パイロット信号の平均値を計算し、前記受信パイロット信号離散平均化回路に対して出力するM個の受信パイロット信号連続平均化回路と、
    前記M個の受信パイロット信号連続平均化回路の出力に含まれるW回連続する同一の送信パイロット信号に対応する受信パイロット信号に対して平均化処理を行った後に前記伝達係数推定器に出力する受信パイロット信号離散平均化回路を備え、
    前記伝達係数推定器は、
    前記M個の受信パイロット信号離散平均化回路からの出力に対し、N区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算するM個のパイロット信号除算回路と、
    送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号a(1≦a≦N)および区間番号b(1≦b≦N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを記憶する第２のパイロット信号記憶装置と、
    該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキャリアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナから送信されたかの情報を管理するパイロット信号対応管理回路と、
    該パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路からの出力を、当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する伝達係数記憶装置と、
    を有することを特徴とする請求項４０に記載のOFDM信号送受信装置。