WO2006013858A1 - Ofdm信号送受信方法およびofdm信号送受信装置 - Google Patents

Ofdm信号送受信方法およびofdm信号送受信装置 Download PDF

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WO2006013858A1
WO2006013858A1 PCT/JP2005/014118 JP2005014118W WO2006013858A1 WO 2006013858 A1 WO2006013858 A1 WO 2006013858A1 JP 2005014118 W JP2005014118 W JP 2005014118W WO 2006013858 A1 WO2006013858 A1 WO 2006013858A1
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pilot signal
signal
pilot
psym
ofdm
Prior art date
Application number
PCT/JP2005/014118
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Yusuke Asai
Atsushi Ohta
Daisei Uchida
Takeshi Onizawa
Satoru Aikawa
Original Assignee
Nippon Telegraph And Telephone Corporation
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Filing date
Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals

Definitions

  • OFDM signal transmitting / receiving method OFDM signal transmitting / receiving apparatus
  • the present invention is an MIMO (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal 1zs transmitter used in broadband mobile communications and the like using a plurality of transmit antennas and a plurality of receive antennas.
  • the present invention relates to an OFDM signal transmission / reception method and an OFDM signal transmission / reception apparatus that realize high frequency utilization efficiency by multiplexing signals on a multiple-input multiple-output) channel.
  • a large-capacity network is used in a limited frequency band as well as measures against frequency selective fading for maintaining communication quality in a multipath fading environment in mobile communication. It is indispensable to improve the frequency utilization efficiency to achieve this.
  • an OFDM system that performs multicarrier transmission by dividing a transmission signal into subcarrier groups orthogonal to each other is known, and its practical application is progressing.
  • a MIMO channel is configured using a plurality of transmitting antennas and a plurality of receiving antennas, and the receiving signal strength of each receiving antenna is set on the receiving side.
  • a method has been proposed to increase the transmission rate by the number of transmission antennas and improve the frequency utilization efficiency by separating and restoring the transmission signals of each transmission antenna force using a transfer coefficient estimator and interference canceller.
  • RU In addition to the OFDM scheme, a technique has also been proposed that makes it possible to separate signals synthesized in space by performing signal processing using a MIMO channel (see Patent Document 1).
  • the OFDM signal transmitting / receiving apparatus includes an OFDM signal transmitting apparatus 1 and an OFDM signal receiving apparatus 2.
  • An OFDM signal transmitting apparatus 1 is a data converter that converts transmission data ⁇ (1), ⁇ (2), ⁇ ⁇ ( ⁇ ) into OFDM symbols ⁇ (1), ⁇ (2), ..., respectively.
  • pilot signal generator 1-2 that generates a pilot signal for channel estimation, and ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ multiplexing that multiplexes the pilot signal and the data converter output Circuits 1-3-1 to 1-3-3- ⁇ and ⁇ fast inverse Fourier transformers 1-4-1 to 1-4-4- ⁇ connected to the output of the multiplexing circuit and the fast inverse Fourier transform Transmitter symbol timing generator 1-5 that supplies a common OFDM symbol timing to all of the devices 1-4-1 to 1-4-4- ⁇ and fast inverse Fourier transformer 1-4-1 to 1-4-4- ⁇ Common to all N frequency converters 1-6-1 to 1-6- ⁇ that convert the output to radio frequency and 1-6-1 to 1-6- ⁇ A local oscillator for transmission 1-7 for supplying a local oscillation signal, and the N
  • the OFDM signal receiving apparatus 2 includes M reception antennas 2-1-1 to 2-1-1 and each of the M reception antennas 2-1-1 to 2-1-2.
  • M reception frequency converters 2-2-1 to 2-2-2 ⁇ connected and frequency-converting radio frequency reception signals to frequencies suitable for demodulation, and the M reception frequency converters 2 -2-1 to 2-2- ⁇
  • the receiving local oscillator 2-3 that supplies a common local oscillation signal to all of the outputs, and the output of the receiving frequency converter 2-2-1 to 2-2-2 ⁇
  • the transfer coefficient is estimated using the received signal corresponding to the transmitted pilot signal.
  • An interference canceller 2-7 that eliminates mutual interference using the transfer coefficient estimation value obtained by the transmitter 2-6, and N interference keys that are the outputs of the interference canceller 2-7. It has N demodulators 2-8-l to 2-8-N that convert the signal that has been subjected to Yansell into a transmission bit string.
  • N transmission data T (1) to T (N) are converted into N data changes ⁇ 1-1-1 to 1-1-N.
  • a pilot signal generator 1-2 For each of the N OFDM symbols S (1) to S (N) that have been converted and converted, a pilot signal generator 1-2 generates a pilot signal for estimating the transfer coefficient.
  • 1-3-1 to 3-N are added, and inverse fast Fourier transform is performed by inverse fast Fourier transformer 1-4-1 to 1-4-4- ⁇ to convert it into a time waveform.
  • the N inverse fast Fourier transformers 1-4-1 to 1-4-4- ⁇ are all operated at the same timing by the transmission symbol timing generator 1-5.
  • the N time signals that are the outputs of the N inverse fast Fourier transformers are the transmission frequency converters 1-7-1 to 1-7- supplied with the local oscillation signal from the local oscillator 1-6 for transmission.
  • the signal is converted into a radio frequency signal by ⁇ , transmitted by transmitting antennas 1-8-1 to 1-8- ⁇ , and spatially multiplexed.
  • the transmission signals spatially multiplexed by N transmitting antennas 1-8-1 to 1-8- ⁇ are received by M receiving antennas 2-1-1 to 2-1-1 ⁇ . To do.
  • the received M signals are converted to baseband signals by M receiving frequency converters 2-2-1 to 2-2-2, to which the local transmitting signal is supplied from the receiving local transmitter 2-3. Is done.
  • the received baseband signal is converted into a time wave by M fast Fourier transformers 2-4-1 to 2-4- ⁇ that operate at the same timing by the symbol timing generator 2-5.
  • the shape force is also converted into a frequency signal for each subcarrier.
  • the received signal corresponding to the pilot signal added to the data signal in OFDM signal transmitter 1 is input to transfer coefficient estimator 2-6 and pilot
  • the data signal received following the signal is input to the interference canceller 2-7.
  • Transfer coefficient estimator 2-6 estimates a transfer coefficient using a received pilot signal corresponding to a known transmitted pilot signal. The internal configuration and processing of transfer coefficient estimator 2-6 will be described later.
  • the interference canceller 2-7 uses the transfer coefficient estimated by the transfer coefficient estimator 2-6 to remove and combine the mutual interference components contained in the spatially multiplexed M signals for each subcarrier. Restore N OFDM symbols.
  • Interference cancellation methods include ZF (Zero-Forcing), MMSE (Minimum- Mean Square Error) Algorithms such as Linear Filter, MLD (Maximum Likelihood Detection), and BLAST (Bell Labs Ayered Space Time) have been proposed and various researches have been conducted, but all algorithms have been estimated in advance. Therefore, since the points using the transfer coefficient are common, it is essential to estimate the transfer coefficient.
  • N recovered OFDM symbols which are interference canceller outputs, are input to a demodulator and recovered as transmission data.
  • Non-Patent Document 1 a pattern described in Non-Patent Document 1 has been proposed as a pilot signal for estimating a propagation path.
  • Figure 2 shows the pilot signal pattern.
  • the pilot signal shown in FIG. 2 is referred to as a “Scattered pilot signal”.
  • any section only one of the N antennas transmits a pilot signal, and the remaining (N-1) antennas do not transmit.
  • the channel state between the selected antenna and all M receive antennas is estimated, and this operation is performed for all N transmit antennas, so that the channel state between any antennas (NXM types) Can be estimated.
  • the configuration of the pilot signal generator for generating the Scattered pilot signal pattern the configuration of Scattered pilot signal generator 3 (corresponding to pilot signal 1-2 in FIG. 1) is shown in FIG.
  • Scattered type pilot signal generator 3 includes timing controller 3-1, basic symbol pilot signal generator 3-2, null symbol pilot signal generator 3-3, and N pilot signals. It has selectors 3-4-1 to 3-4- ⁇ ⁇ .
  • Timing controller 3-1 notifies N pilot signal selectors 3-4-1 to 3-4- ⁇ that the current time corresponds to the b (l ⁇ b ⁇ N) section of the pilot signal. .
  • the basic symbol pilot signal generator 3-2 outputs a pilot signal (a fixed pattern, which is called a basic symbol pilot signal) corresponding to a 10FDM symbol for I subcarriers.
  • Null symbol pilot signal generator 3-3 outputs a pilot signal in which all I subcarriers are composed of null (0) (referred to as a null symbol pilot signal).
  • N selectors 3-4-1 to 3-4- ⁇ are the basic symbol pilot signal generator 3-2 and null symbol
  • the output of the pilot signal generator 3-3 is input, and based on the information on which section the pilot signal to be transmitted currently output by the timing controller 3-1 corresponds to! Output as input.
  • Selector 3-4-d (l ⁇ d ⁇ N) selects the input from the basic symbol pilot signal only at the time of the d period to output the pilot signal pattern of Fig. 2, and other than that In the interval, a null symbol pilot signal is selected and output.
  • the generated pilot signal is transmitted over N sections by N antennas, spatially multiplexed in a MIMO channel, and received by M receiving antennas 2-1-1 to 2-1-1. .
  • the received pilot signal is converted into a baseband signal by M down converters 2-2-1 to 2-2-M, converted into a signal for each subcarrier by fast Fourier transform, and converted into a transmitted pilot signal.
  • the received pilot signals of N sections (called the received pilot signals) are input to the transfer coefficient estimator 2-6 for each of the corresponding M receiving systems.
  • the transfer coefficient estimator 2-6 is shown as Scattered type transfer coefficient estimator 4 in Fig. 4.
  • the Scattered type transfer coefficient estimator 4 includes a basic symbol pilot signal storage device 4-1, M dividers 4-2-1 to 4-2- ⁇ , and a transfer coefficient storage circuit 4 -3.
  • the received signal for subcarrier i received by receiving antenna j (l ⁇ j ⁇ M) in the k interval (l ⁇ k ⁇ N) is r_p (i, j, k). Furthermore, the thermal noise contained in r_p (i, j, k) is no (i, j, k), and the transfer coefficient for subcarrier i between transmitting antenna j and receiving antenna k is h (i, k, k). If j), then the following equation holds.
  • h '(i, k, j) r_p (i, j, k) / p_b (i) (l ⁇ i ⁇ I, l ⁇ j ⁇ N, l ⁇ k ⁇ M) ⁇ ' ⁇ 2)
  • the estimated transfer coefficient value is stored in the transfer coefficient storage circuit 4-3 and output to the interference canceller 2-7.
  • FIG. 6 shows the configuration of the multiplexed pilot signal generator (corresponding to the pilot signal generator 1-2 in FIG. 1).
  • Multiplexed pilot signal generator 5 includes timing controller 5-1, basic symbol pilot signal generator 5-2, subcarrier pilot signal pattern generator 5-3, and N vector multipliers 5. -4-1 to 5-4- ⁇ .
  • Timing controller 5-1 notifies the subcarrier pilot signal pattern generator 5-3 that the current time is the b interval (l ⁇ b ⁇ N) of the pilot signal.
  • Basic symbol pilot signal generator 5-2 outputs a basic pilot signal p sym _basic for all default subcarrier (using a fixed pattern. The same as the example of the Scattered Pilot signals).
  • the subcarrier pilot signal pattern generator 4-3 prepares a matrix of N rows and N columns prepared in advance. This is called the basic matrix G. G is expressed by the following equation, and there is an inverse matrix G ⁇ 1 .
  • the subcarrier pilot signal pattern generator 5-3 includes c rows and d columns (l ⁇ c ⁇ N, The component g (c, d) of l ⁇ d ⁇ N) is output to the multiplier 5-4-c in the d interval.
  • the components input by the subcarrier pilot signal pattern generator 4-3 are applied to all elements of the input basic pilot signal Psym_basic. Multiply and output to multiplexing circuit 1-4-1 to 1-4-4- ⁇ .
  • the symbol pilot signal to be transmitted is g (a, b) Psym_basic in the antenna a (l ⁇ a ⁇ N) power third interval.
  • FIG. 7 shows a transfer coefficient estimator for performing transfer coefficient estimation using the transmitted Multiplexed no-lot signal as Multiplexed transfer coefficient estimator 6.
  • Multiplexed type transfer coefficient estimator 6 is composed of set conversion circuit 6-1; basic subcarrier pilot signal inverse matrix generator 6-2; and I matrix multiplication circuits 6-3-1 to 6-3. -1 and a transfer coefficient storage circuit 6-4.
  • the basic symbol pilot signal is p_b (2),..., p_b (I) ⁇ .
  • the received signal for subcarrier i received by receiving antenna j (l ⁇ j ⁇ M) in the k-th section (l ⁇ k ⁇ N) is r_p (i , j, k).
  • the thermal noise contained in r_p (i, j, k) is no (i, j, k)
  • the transfer coefficient for subcarrier i between transmitting antenna j and receiving antenna k is h (i, k, k).
  • j), H (i), No (i), and RpG) are the transmission coefficient matrix and the received subcarrier pilot signal matrix for subcarrier i, respectively, and are defined as follows:
  • the received signal corresponding to the input pilot signal is input to the set conversion circuit 6-1 and the NX N sets configured in OFDM symbol units for each antenna are converted into sets for each I subcarrier. And output as a received subcarrier pilot signal matrix Rp (i) expressed by Eq. (6).
  • Equation (7) From the relationship of Equation (7), the right matrix is multiplied by the inverse matrix of the subcarrier pilot signal (p_b (i) G) corresponding to Rp (i) for the received subcarrier pilot signal. Estimation is performed for each subcarrier.
  • the obtained transfer coefficient is stored in the transfer coefficient storage circuit 6-4 and output to the interference canceller 2-5.
  • the Multiplexed type Transmits the pilot signal of NXN symbol by spatial multiplexing! /, Whereas the Scattered type uses the power of the transmitted pilot signal, and the remaining (NX (Nl) transmits null. Therefore, when the power per OFDM symbol is the same, the Multiplexed type increases the pilot signal power used for estimating the transmission coefficient transmitted during the time of N symbols to N times that of the Scattered type. This makes it possible to estimate the transfer coefficient with higher accuracy.
  • the power of each subcarrier can be increased by N times, so that the same power as the Multiplexed type can be allocated.
  • the peak power S N is multiplied by N, and the amplifier back-off in the transmitter must be greatly increased. As a result, there was a problem that a higher output amplifier was required and the power efficiency was lowered.
  • the complex divider is configured with the complex multiplier and the bit shift circuit power, considering that the circuit scale is almost the same as that of the complex multiplier, the Multiplexed type is more complicated than the Scattered type. As a result, there is a problem that the amount of computation of the transfer coefficient estimation circuit is doubled.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and is a circuit of a transfer coefficient estimation circuit.
  • An object of the present invention is to provide a 0 FDM signal transmission / reception method and an OFDM signal transmission / reception apparatus capable of reducing the scale and further increasing the pilot signal power.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2002-374224
  • Non-Patent Document 1 "Implementation of a MIMO OFDM-Based Wireless LAN System", Allert van Zelst and Tim CW Schenk, IEEE Transaction on Signal Processing, Vol.5 2, No.2, February 2004, pp.483-494
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 2003-60604
  • the same Scattered pattern is not used for all subcarriers, but different Scattered patterns for each subcarrier. Is used. This operation distributes the pilot signal power to multiple transmit antennas, so when comparing the conventional Scattered pilot signal and the pilot signal power per subcarrier with the same power, the backoff per transmission signal is compared. Can be reduced. In addition, when compared under the conditions that allow the same back-off as the conventional Scattered pilot signal, the pilot signal power allocated per subcarrier can be increased.
  • the pilot signal according to the present invention can perform transmission coefficient estimation for each subcarrier by the same processing as the Scattered type. Since the power contained in the signal, that is, the power used for transfer coefficient estimation is the same and the estimation accuracy of the transfer coefficient is the same, the number of multiplications can be reduced in the calculation of the transfer coefficient in the receiver.
  • the circuit scale can be reduced, and a pilot signal that combines the advantages of both the conventional Scattered pilot signal and the Multiplexed pilot signal can be realized.
  • a first aspect of the present invention is an OFDM signal transmitting apparatus including N (N ⁇ 2) transmitting antennas and M (M ⁇ 1) receiving antennas.
  • N (N ⁇ 2) transmitting antennas N (N ⁇ 2) transmitting antennas
  • M (M ⁇ 1) receiving antennas M (M ⁇ 1) receiving antennas.
  • transmission data sequences connected to the N (N ⁇ 2) transmission antennas 1, 2, ..., ⁇ (1), ⁇ (2), ... , ⁇ ( ⁇ ) are OFDM symbols S (l), S (2), A first step of N) conversion by N data converters;
  • a ninth interference canceller removes the mutual interference of M received signals corresponding to N transmitted signals spatially multiplexed at the same frequency by the OFDM signal transmitting apparatus. And the steps
  • the number of subcarriers in the OFDM signal is I, and one is an OFDM symbol! /, Or N is an integer multiple of the OFDM symbol per interval.
  • Storing, outputting a pilot pilot signal configured by selecting the pilot signal element or null signal for each subcarrier in units of combinations of antennas and sections; and
  • one of the pilot signals in units of N OFDM symbols input from the first pilot signal storage device is selected and output by N selectors.
  • any row is not null Contains only one component, all other components are null, and any column contains only one non-null component, Min, characterized in that all null.
  • a second aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving method according to the first aspect
  • the sum of the number of non-null elements in Psym (a, b) (l ⁇ a ⁇ N) is I.
  • a third aspect of the present invention is the 0 FDM signal transmitting / receiving method according to any one of the first aspect and the second aspect!
  • NXN symbol pilot signals Psym (a, b) (l ⁇ a ⁇ N, 1) are stored as pilot signals stored in the first pilot signal storage device in advance.
  • ⁇ b ⁇ N) is limited to N patterns Psym_r (l), Psym_r (2), ..., Psym_r (N), and N symbol pilot signal patterns Psym_r (l), Psym_r ( 2),..., Psym_r (N) is output to all N selectors, and the N selector pilot signals are input from the first pilot signal storage device.
  • Select one of the patterns Psym_r (l), Psym_r (2), ..., Psym_r (N), and select a symbol pilot signal pattern p sym r (l), Psym_r (2 ), ..., Psym_r (N) is output to only one of the N types of selector outputs, and there are N symbol pilot signals output by one selector over the N section.
  • a fourth aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving method according to any one of the first to third aspects,
  • any pilot signal element p (i, a , b) (l ⁇ I, l ⁇ a ⁇ N, l ⁇ b ⁇ N) stored in the first pilot signal storage device is stored.
  • Absolute value (amplitude) force Predetermined fixed value d (not 0, real number) or 0 (null).
  • a fifth aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving method according to any one of the first to third aspects,
  • any pilot signal element p (i, a , b) (l ⁇ I, l ⁇ a ⁇ N, l ⁇ b ⁇ N) stored in the first pilot signal storage device is stored.
  • Force It is characterized by being a predetermined fixed value d (V not 0, real number) or -d or 0 (null).
  • a sixth aspect of the present invention is the OFDM signal transmission / reception method according to any one of the fourth and fifth aspects,
  • the pilot signal elements P (i, a, b) (l ⁇ I, l ⁇ a ⁇ N, 1 ⁇ b ⁇ N) stored in the first pilot signal storage device are stored.
  • the average power of the included non-null pilot signal element is larger than the average power per subcarrier of the data signal transmitted to the rear part of the pilot signal.
  • a seventh aspect of the present invention is the OFDM signal transmission / reception method according to the sixth aspect
  • Pie mouth stored by the first pilot signal storage device in the second step The average power of the non-null pilot signal element among the signal elements p (i, a, b) (l ⁇ i ⁇ I, l ⁇ a ⁇ N, l ⁇ b ⁇ N) It is characterized by N times the average power per subcarrier of the transmitted data signal.
  • an eighth aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving method according to any one of the fourth and seventh aspects,
  • the pilot signal elements P (i, a, b) (l ⁇ I, l ⁇ a ⁇ N, 1 ⁇ b ⁇ N) stored in the first pilot signal storage device are stored.
  • the combination pattern for subcarriers is obtained by performing an inverse Fourier transform on the symbol pilot signal Psym (a, b) in the interval b (l ⁇ b ⁇ N) of antenna a (l ⁇ a ⁇ N).
  • the time waveform PAPR Peak to Average Power Ratio
  • a ninth aspect of the present invention is the OFDM signal transmission / reception method according to any one of the fourth aspect 7 and the non-fourth aspect,
  • the pilot signal elements P (i, a, b) (l ⁇ I, l ⁇ a ⁇ N, 1 ⁇ b ⁇ N) stored in the first pilot signal storage device are stored.
  • the combination pattern for subcarriers is obtained by performing an inverse Fourier transform on the symbol pilot signal Psym (a, b) in the interval b (l ⁇ b ⁇ N) of antenna a (l ⁇ a ⁇ N).
  • the maximum value of the real part amplitude of the time waveform and the maximum value of the imaginary part amplitude are selected so that the larger value is smaller.
  • a tenth aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving method according to any one of the fourth aspect 7 and the non-fourth aspect,
  • a combination pattern for subcarriers of pilot signal elements p (i, a, b) (l ⁇ i ⁇ I, l ⁇ a ⁇ N, l ⁇ b ⁇ N) stored in the first pilot signal storage device is Instantaneous power at each sampling point of the time waveform after performing inverse Fourier transform on the symbol pilot signal Psym (a, b) in the interval b (l ⁇ b ⁇ N) of a (l ⁇ a ⁇ N) The maximum value of is selected to be small.
  • an eleventh aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving method according to any one of the first to tenth aspects, In the second step!
  • the timing controller outputs a control signal with one section as a V (1 ⁇ V, V is an integer) OFDM symbol.
  • a twelfth aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving method according to any one of the first to tenth aspects
  • the timing controller power is characterized by continuously outputting the control signal of N section W times (1 ⁇ W) repeatedly.
  • a thirteenth aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving method according to the eleventh aspect
  • the timing controller power is characterized by continuously outputting the control signal of N section W times (1 ⁇ W) repeatedly.
  • a fourteenth aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving method according to any one of the first to tenth aspects
  • the eighth step includes
  • a pattern indicating which subcarrier signal is not null for the transmission antenna number a (l ⁇ a ⁇ N) and interval number b (l ⁇ b ⁇ N) of the transmitted pilot signal is shown in the second pilot signal storage device.
  • the output from the pilot signal division circuit is transmitted between the transmission antenna and the reception antenna by the transfer coefficient storage device in accordance with the instruction of the control circuit corresponding to the pilot signal. And a fourth process of storing as a transfer coefficient and outputting to the interference canceller.
  • a fifteenth aspect of the present invention is the OFDM signal transmission / reception method according to the eleventh aspect
  • V corresponding to the same symbol pilot signal by M received pilot continuous signal averaging circuits in each of the N sections.
  • V is an integer of 2 or more
  • the eighth step includes
  • a pattern indicating which subcarrier signal is not null for the transmission antenna number a (l ⁇ a ⁇ N) and interval number b (l ⁇ b ⁇ N) of the transmitted pilot signal is shown in the second pilot signal storage device.
  • the output of the pilot signal division circuit is stored as a transfer coefficient between the transmitting antenna and the receiving antenna by the transfer coefficient storage device, and is output to the interference canceller. And a fourth process.
  • a sixteenth aspect of the present invention is the OFDM signal transmission / reception method according to the twelfth aspect
  • W received W (W is an integer of 2 or more) separated from the received pilot signals included in the outputs of the M fast Fourier transforms by N received pilot signal discrete averaging circuits.
  • the output of the M received pilot signal discrete averaging circuit power is divided by a predetermined signal that is individually known for each of the N sections by the M pilot signal division circuit.
  • a pattern indicating which subcarrier signal is not null for the transmission antenna number a (l ⁇ a ⁇ N) and interval number b (l ⁇ b ⁇ N) of the transmitted pilot signal is shown in the second pilot signal storage device.
  • the output from the pilot signal division circuit is stored as a transfer coefficient between the transmitting antenna and the receiving antenna by the transfer coefficient storage device in accordance with the instruction of the noise signal correspondence management circuit, and output to the interference canceller. And a fourth process.
  • the seventeenth aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving method according to the thirteenth aspect.
  • the average value of the V received pilot signals is obtained by the M received pilot signal continuous averaging circuit in each of the N sections.
  • reception pilot signal corresponding to the same transmission pilot signal W times continuous included in the outputs of the M reception pilot signal continuous averaging circuits was averaged by the reception pilot signal discrete averaging circuit. And 14th step of outputting to the transfer coefficient estimator later,
  • the eighth step includes
  • the output from the pilot signal division circuit is stored as a transfer coefficient between the transmitting antenna and the receiving antenna by the transfer coefficient storage device in accordance with the instruction of the noise signal correspondence management circuit, and output to the interference canceller. And a fourth process.
  • an eighteenth aspect of the present invention provides a transmission data sequence (1), ⁇ (2),... Arranged with N (N ⁇ 2) transmission antennas and connected to the transmission antennas 1, 2 ⁇ . , ⁇ ( ⁇ ) into OFDM symbols S (l), S (2), ..., S (N), respectively, and N data converters and N transmit antennas individually
  • a pilot signal generator for supplying a pilot signal composed of N sections, N multiplexing circuits for combining the pilot signal and the OFDM symbol, and an output of the N multiplexing circuits N fast inverse Fourier transformers, a transmission symbol timing generator that supplies a common OFDM symbol timing to all the N fast inverse Fourier transformers, and outputs of the N fast inverse Fourier transformers Are converted to radio frequencies and output to the N transmitting antennas, N transmitting frequency converters, and the N transmitting frequency converters.
  • An OFDM signal transmission device having a transmission local transmitter for supplying a common local transmission signal to all the credit frequency converters;
  • M (M ⁇ 1) receiving antennas are arranged and M receiving signals received by the receiving antennas 1, 2,..., M are converted into frequencies suitable for demodulation.
  • a converter, a receiving local oscillator that supplies a common local oscillation signal to all of the M receiving frequency converters, and the M receiving frequency converters are connected to the receiving frequency converter at high speed.
  • a received symbol timing generator that gives common symbol timing to the M fast Fourier transformers, and the output of the M fast Fourier transformers Using the received signal corresponding to the pilot signal to be transmitted to all combinations of the N transmitting antennas and the M receiving antennas.
  • the transmission coefficient estimator for estimating the arrival coefficient for each subcarrier and the transmission coefficient estimated by the transmission coefficient estimator are used to spatially multiplex N pieces of signals that are spatially multiplexed to the same frequency by the OFDM signal transmission apparatus.
  • OFDM signal receiving apparatus comprising: an interference canceller that eliminates mutual interference of M received signals corresponding to transmission signals; and N demodulators that demodulate N interference cancellation signals that are outputs of the interference canceller
  • an OFDM signal transmission / reception device composed of:
  • the noise signal generator is
  • the number of subcarriers in the OFDM signal is I, and the number of sub-carriers in the antenna a (1 ⁇ a ⁇ N) for the n sections where one is an OFDM symbol or one section is an integer multiple of the OFDM symbol ( If the pilot signal element for subcarrier i (l ⁇ i ⁇ I) of 1 ⁇ b ⁇ N) is p (i, a, b), then NXNXI pilot signal elements or nolot signal elements If there is an overlap, the number of pilot signal elements is stored except for the overlap, and the pilot signal element or null signal is selected for each subcarrier in units of combinations of antennas and sections.
  • a first pilot signal storage device for outputting a configured symbol pilot signal;
  • a timing controller that outputs the current time
  • the timing controller power is also composed of N selectors that select and output any of the pilot signals in N-symbol OFDM symbols input from the pilot signal storage device based on the current time when the timing controller power is input.
  • p (i, N, N) ⁇ T ( ⁇ - ⁇ T represents the transpose of a vector) It is characterized in that it contains only one non-component, all other components are null, and if any column is non-null, it contains only one component and all other components are null.
  • the nineteenth aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to the eighteenth aspect,
  • a twentieth aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to any one of the eighteenth or nineteenth aspects,
  • a pattern taken by NXN symbol pilot signals Psym (a, b) (l ⁇ a ⁇ N, 1 ⁇ b ⁇ N) is represented by Psym_r ( l), Psym_r (2), Psym_r (N) )
  • Psym_r (l), Psym_r (2), Psym_r (N) To all N selectors, and the N selectors receive N types of symbol pilot signal patterns Psym_r (l), Psym_r (2), input from the first pilot signal storage device.
  • Psym_r (N) Any one of the powers is selected and the symbol pilot signal patterns P sym_r (l), Psym_r (2), ..., all of Psym_r (N) are N It is output for only one type of selector output, and a single selector outputs N symbols for N intervals.
  • the ilot signal is characterized by including all of Psym_r (l), Psym_r (2),..., Psym_r (N) one by one.
  • a twenty-first aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to any one of the eighteenth to twentieth aspects,
  • the absolute value (amplitude) force of any pilot signal element p (i, a, b) (l ⁇ i ⁇ I, l ⁇ a ⁇ N, l ⁇ b ⁇ N) stored in the first pilot signal storage device A predetermined fixed value d (a non-zero real number) or 0 (null) is a deviation.
  • a twenty-second aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to any one of the eighteenth to twentieth aspects,
  • Arbitrary pilot signal element p (i, a, b) (l ⁇ i ⁇ I, l ⁇ a ⁇ N, l ⁇ b ⁇ N) force stored in the first pilot signal storage device
  • Predetermined fixed value d Non-zero real number
  • -d 0 (null) It is characterized by being a deviation.
  • the 23rd aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to any of the 21st and 22nd aspects,
  • a twenty-fourth aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to the twenty-third aspect
  • pilot signal elements p (i, a, b) (l ⁇ 1,1 ⁇ a ⁇ N, l ⁇ b ⁇ N) stored in the first pilot signal storage device the average power of pilot signal elements that are not null It is characterized by N times the average power per subcarrier of the data signal transmitted to the rear of the pilot signal.
  • a 25th aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to any one of the 21st to 24th aspects,
  • a combination pattern for subcarriers of pilot signal elements p (i, a, b) (l ⁇ 1,1 ⁇ a ⁇ N, l ⁇ b ⁇ N) stored in the first pilot signal storage device is defined as antenna a (
  • the PAPR Peak to Average Power Ratio) of the time waveform after performing inverse Fourier transform on the symbol pilot signal Psym (a, b) in the b (l ⁇ b ⁇ N) interval of (l ⁇ a ⁇ N)
  • the feature is that it is selected to be smaller.
  • a twenty-sixth aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to any one of the twenty-first to twenty-fourth aspects,
  • a combination pattern for subcarriers of pilot signal elements p (i, a, b) (l ⁇ 1,1 ⁇ a ⁇ N, l ⁇ b ⁇ N) stored in the first pilot signal storage device is defined as antenna a (The maximum amplitude and imaginary value of the real part of the time waveform after inverse Fourier transform is performed on the symbol pilot signal Psym (a, b) in the interval b (l ⁇ b ⁇ N) Among the maximum values of the amplitude of the part, the value power of the large V ⁇ is selected to be small.
  • a twenty-seventh aspect of the present invention is the OFDM according to any one of the twenty-first to twenty-fourth aspects.
  • a signal transmitting / receiving device In a signal transmitting / receiving device,
  • a combination pattern for subcarriers of pilot signal elements p (i, a, b) (l ⁇ i ⁇ I, l ⁇ a ⁇ N, l ⁇ b ⁇ N) stored in the first pilot signal storage device is Instantaneous power at each sampling point of the time waveform after performing inverse Fourier transform on the symbol pilot signal Psym (a, b) in the interval b (l ⁇ b ⁇ N) of a (l ⁇ a ⁇ N) The maximum value of is selected to be small.
  • the 28th aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to any one of the 18th to 27th aspects,
  • the timing controller outputs a control signal with one section as V (1 ⁇ V, V is an integer) OFDM symbol.
  • the 29th aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to any of the 18th to 27th aspects,
  • the timing controller outputs the control signal of N section continuously W times (1 ⁇ W) repeatedly.
  • a thirtieth aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to the twenty-eighth aspect
  • the timing controller outputs the control signal of N section continuously W times (1 ⁇ W) repeatedly.
  • a thirty-first aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to any one of the eighteenth to twenty-seventh aspects.
  • the transfer coefficient estimator is
  • Second pilot signal that stores a pattern indicating which subcarrier signal strength is not null for transmit antenna number a (l ⁇ a ⁇ N) and interval number b (l ⁇ b ⁇ N) of the transmitted pilot signal A storage device;
  • each receiving antenna, each section, each subcarrier in the received pilot signal A pilot signal correspondence management circuit that manages information on the power with which the antenna power of any pilot signal is transmitted to the rear received pilot signal element;
  • the output from the pilot signal division circuit is stored as a transfer coefficient between the transmitting antenna and the receiving antenna, and output to the interference canceller.
  • the thirty-second aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to the twenty-eighth aspect,
  • V is an integer of 2 or more OFDM symbols corresponding to the same symbol pilot signal in each of the N intervals.
  • M reception pilot continuous signal averaging circuits that calculate an average value and output to the transfer coefficient estimation circuit are provided,
  • the transfer coefficient estimator is
  • a second pilot signal storage device for storing a pattern indicating which subcarrier signal power is not null for antenna number a (l ⁇ a ⁇ N) and section number b (l ⁇ b ⁇ N);
  • a pilot signal correspondence management circuit that manages information on the power at which the antenna power of each pilot signal is transmitted for each received antenna, each section, and each subcarrier received pilot signal element in the received pilot signal from the pattern;
  • the output from the pilot signal division circuit is stored as a transfer coefficient between the transmitting antenna and the receiving antenna, and output to the interference canceller.
  • a thirty-third aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to the twenty-ninth aspect,
  • N W (W is an integer greater than or equal to 2) separated by interval time
  • the transfer coefficient estimator is
  • a second pilot signal storage device for storing a pattern indicating which subcarrier signal power is not null for antenna number a (l ⁇ a ⁇ N) and section number b (l ⁇ b ⁇ N);
  • a pilot signal correspondence management circuit that manages information on the power at which the antenna power of each pilot signal is transmitted for each received antenna, each section, and each subcarrier received pilot signal element in the received pilot signal from the pattern;
  • the output from the pilot signal division circuit is stored as a transfer coefficient between the transmitting antenna and the receiving antenna, and output to the interference canceller.
  • a thirty-fourth aspect of the present invention is the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to the thirtieth aspect,
  • V received pilot signals For the received pilot signals included in the outputs of the M fast Fourier transformers, an average value of V received pilot signals is calculated in each of the N intervals, and the received pilot signal discrete averaging circuit is calculated. M received pilot signal continuous averaging circuits to output,
  • Averaging processing is performed on the received pilot signals corresponding to the same W transmitted pilot signals that are continued W times included in the outputs of the M received pilot signal continuous averaging circuits, and then output to the transfer coefficient estimator.
  • Second pilot signal that stores a pattern indicating which subcarrier signal strength is not null for transmit antenna number a (l ⁇ a ⁇ N) and interval number b (l ⁇ b ⁇ N) of the transmitted pilot signal A storage device;
  • a pilot signal correspondence management circuit that manages information on the power at which the antenna power of each pilot signal is transmitted for each received antenna, each section, and each subcarrier received pilot signal element in the received pilot signal from the pattern;
  • the output from the pilot signal division circuit is stored as a transfer coefficient between the transmitting antenna and the receiving antenna, and output to the interference canceller.
  • the circuit scale of the transfer coefficient estimation circuit can be reduced, and the pilot signal power can be further increased.
  • the conventional Scattered type nolot signal transmits in the same pattern for all subcarriers, whereas for each subcarrier. Since the Scattered pattern is changed! /, It is possible to avoid concentrating power on a specific antenna and to reduce the load on the transmitter amplifier. According to the second and nineteenth aspects of the present invention, it is possible to evenly distribute the power of symbol pilot signals in each transmission system and avoid concentrating the power on a specific antenna. Compared to the 18th aspect, the load on the amplifier of the transmitter can be reduced.
  • the third and twentieth aspects of the present invention it is possible to reduce the scale of a circuit for storing pilot signals by reducing the pattern of pilot signals to be transmitted.
  • the fourth and twenty-first aspects of the present invention it is possible to make the pilot signal power uniform for all subcarriers and to make the expected value of the estimation accuracy of the transfer coefficient the same.
  • the pilot signal since the pilot signal only needs to be stored as binary information for each subcarrier, the amount of information to be stored as the pilot signal can be reduced, and the circuit scale can be reduced. It becomes. [0078] According to the sixth, seventh, twenty-third, and twenty-fourth aspects of the present invention, it is possible to estimate the transfer coefficient with higher accuracy by increasing the power allocated to the pilot signal.
  • the ninth and twenty-sixth aspects of the present invention it is possible to reduce the instantaneous maximum amplitude in the real part and the imaginary part in the time waveform of the pilot signal and to suppress the quantization error.
  • the transfer coefficient estimation by the pilot signal in the first to tenth and the eighteenth to twenty-seventh aspects is realized.
  • the conventionally proposed Mul tiplexed type power efficiency and the computation in the scattered type transfer coefficient estimation circuit This makes it possible to estimate the pilot signal and the transfer coefficient, which have the advantages of both simplicity.
  • the transfer coefficient estimation based on the pilot signals in the eleventh and twenty-eighth aspects is realized, and more accurate transmission is achieved than in the fourteenth and thirty-first aspects. Reachability coefficient estimation.
  • transmission coefficient estimation by the pilot signal in the twelfth and thirty-nine aspects is realized, and transmission with higher accuracy than in the fourteenth and thirty-first aspects. Coefficient estimation is possible.
  • the transfer coefficient estimation by the pilot signal in the thirteenth and thirty-third aspects is realized, and more accurate than the fifteenth, sixteenth, thirty-second, and thirty-third aspects.
  • the transfer coefficient can be estimated.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration of an OFDM signal transmitting / receiving apparatus.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram showing a configuration example of a conventional Scattered pilot signal.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of a conventional Scattered pilot signal generator that generates Scattered pilot signals.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of a transfer coefficient estimator using a conventional Scattered pilot signal.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing an example of a conventional Multiplexed pilot signal.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration example of a Multiplexed pilot signal generator that generates Multiplexed pilot signals in the prior art.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration example of a conventional transfer coefficient estimator using a multiplexed pilot signal.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration example of a pilot signal generator in the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a diagram of a pilot in an OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to a twelfth embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration example of a transmission coefficient estimator in an OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to a fourteenth embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration example of an OF DM signal receiving apparatus in an OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to a fifteenth embodiment of the present invention.
  • FIG. 20 is a block diagram showing a configuration example of an OF DM signal receiving apparatus in an OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to a seventeenth embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 is a diagram showing PAPR and power characteristics of a symbol pilot signal pattern used in the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 shows a specific configuration of the pilot signal generator in the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • the pilot signal generator 7 includes a timing controller 7-1, a pilot signal storage circuit 7-2, and N selectors 7-3-1 to 7-3-N.
  • the pilot signal storage circuit 7-2 outputs N symbol pilot signals corresponding to the same transmission antenna out of NXN symbol pi-put signals as one set to N selectors. To do. For selector 7-3-a (l ⁇ a ⁇ N), N symbol pilot signals Psym (a, l), Psym (a, 2), ..., Psym (a, N) is input. In the N selectors, the symbol pilot signal Psy is input based on the time information input from the timing controller 7-1 that the current time is the b (l ⁇ b ⁇ N) section of the pilot signal. m (a, b) is output to the multiplexing circuit 1-4-b.
  • pilot signal element forces of the same subcarrier are configured with respect to a pilot signal that also has an N antenna XN interval XI subcarrier force prepared in advance in pilot signal storage circuit 7-2.
  • p_s (i, a, b) represents a pilot signal component for the b (l ⁇ b ⁇ N) section of the antenna a (l ⁇ a ⁇ N) of the i-th subcarrier.
  • Equation (11) the part written as 0 is a null signal, and it is written as p_s (i, a, b) (l ⁇ i ⁇ 4, l ⁇ a ⁇ 4, l ⁇ b ⁇ 4)
  • the part that represents the non-null pilot signal element Antenna a (l ⁇ a ⁇ 4) force 3 ⁇ 4 (1 ⁇ b ⁇ 4)
  • the symbol pilot signal Psym (a, b) transmitted at the 1st symbol is expressed as follows.
  • the configuration of the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to the second embodiment of the present invention is the same as that of the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to the first embodiment.
  • the difference is that the number of non-null pilot signal elements included in the symbol pilot signal transmitted simultaneously is made uniform among the symbol pilot signals.
  • the symbol pie bit signal Psym (a, b) transmitted at the antenna a (l ⁇ a ⁇ 4) power 3 ⁇ 4 (1 ⁇ b ⁇ 4) symbol is as follows.
  • Psym (l, b), Psym (2, b), Psym (3, b), Psym (4, b) are all null !, pilot signal elements Each of which has a power non-uniformity between symbol pilot signals transmitted at the same time. This makes it possible to evenly distribute the power of the symbol pilot signal in each transmission system and avoid concentrating the power on a specific antenna. Compared to the first embodiment, the load on the amplifier of the transmitter is reduced. It can be reduced.
  • the configuration of the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to the third embodiment of the present invention is the same as that of the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to the first and second embodiments.
  • a separate pilot signal pattern is used for each OFDM symbol and each antenna.
  • the number of patterns is limited. That is, instead of the subcarrier pilot signal defined by Equation (13), the subcarrier pilot signal defined by the following equation is used.
  • each pilot signal component p_sr (i) is a pilot signal component fixedly given to subcarrier i.
  • the pilot signal transmitted from each antenna at a certain time is one of the symbol pilot signal patterns Psym_r (l) to Psym_r (4).
  • Psym_r (l) to Psym_r ( All of 4) is transmitted once. Therefore, P S ym (a, b) (l ⁇ a ⁇ 4, l ⁇ b ⁇ 4) to be stored in the pilot signal storage device 7-1 in the embodiments of the first and second aspects of the present invention
  • Psym_r (l) to Psym_r (4) need only be output to all selectors, so it is reduced to 4 types (Fig. 10).
  • the pilot signal transmitted from each antenna is one of the symbol pilot signal patterns Psym_r (l) and Psym_r (2).
  • Psym_r (l) Both of 2) are sent once. Therefore, P S ym to be stored pilot signal storage device 7-1 in the embodiment of the first and second aspects of the present invention (a, b) (l ⁇ a ⁇ 2 , l ⁇ b ⁇ 2) 4 Type ( Figure 11), but for all selectors Psym_r (l) and P Since it is only necessary to output sym_r (2), it is reduced to two types (Fig. 12). In other words, by reducing the pattern of the pilot signal to be transmitted, it is possible to reduce the scale of the circuit that stores the pilot signal.
  • the pilot signal to which each antenna power is transmitted at a certain time is one of the symbol pilot signal patterns Psym_r (l) to Psym_r (3). All of ym_r (l) to Psym_r (3) are transmitted once. Therefore, P S ym (a, b) (l ⁇ a ⁇ 2, l ⁇ b ⁇ 2) to be stored by the pilot signal storage device 7-1 in the embodiments of the first and second aspects of the present invention Forces 3 ⁇ 4 types of forces (Fig. 13) and Psym_r (l) to Psym_r (3) should be output to all selectors, so they are reduced to 3 types (Fig. 14). In other words, by reducing the pattern of pilot signals to be transmitted, it is possible to reduce the scale of the circuit that stores the pilot signals.
  • the OFDM signal transmitting / receiving apparatus includes all p_s (i, a, b) (l ⁇ i ⁇ I, l ⁇ a ⁇ N, l in the second embodiment).
  • p_s i, a, b
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • the OFDM signal transmitting / receiving apparatus includes all p_s (i, a, b) (l ⁇ i ⁇ I, l ⁇ a ⁇ N, l For ⁇ b ⁇ N), the use of subcarrier pilot signal patterns limited to BPSK (Binary Phase Shift Keying) signal points can be mentioned.
  • BPSK Binary Phase Shift Keying
  • the transmission power per subcarrier of the data signal is E
  • the transmission power per subcarrier of the pilot signal is ⁇ ⁇ ⁇ ( A form of ⁇ > 1) is conceivable.
  • the value of ⁇ is a value that does not overload the amplifier of the transmitter. This makes it possible to estimate the transfer coefficient with higher accuracy.
  • the OFDM signal transmitting / receiving apparatus is a more specific form of the OFD M signal transmitting / receiving apparatus according to the sixth embodiment.
  • the transmission power per subcarrier of the data signal is shown. If E is E, the transmission power per subcarrier of the nolot signal may be NXE. In this case, focus on a certain section of a certain transmission antenna Then, if the number of non-null subcarriers is I / N with respect to the total number of subcarriers I, the transmission power per subcarrier is set to NXE, so that the transmission power of the data part and the pilot signal part for all subcarriers It is possible to make the transmission power equal. This makes it possible to estimate the transfer coefficient with higher accuracy.
  • the pattern of the pilot signal in the third embodiment satisfies the configuration requirements of the invention described in the fifth aspect of the present invention.
  • the explanation is based on the assumption.
  • the PAPR of the time waveform after IFFT of Psym_r (l) to Psym_r (4) is low.
  • the non-null subcarriers of Psym_r (l) to Psym_r (4) are limited to BPSK-modulated signals, and Psym_r (l) to Psym_r (4) have 13 Since the book is not null! And sub-carriers are included, Psym_r (l) to Psym_r (4) have 2 13th power patterns for each. PAPR is evaluated for all patterns, and the pilot signal with the lowest PAPR is used.
  • Psym_r (l) ⁇ — 1, 0, —1, 0, —1, 0, —1, 0, +1, 0, +1, 0, —1, 0, —1, 0, — 1, 0, +1, 0, —1, 0, — 1, 0, +1, 0, —1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0, + 1, 0, + 1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0 ⁇
  • Psym_r (2) ⁇ 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, —1, 0, —1, 0, +1, 0, +1, 0, +1 , 0, —1, 0, + 1, 0, +1, 0, -1,0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, +1 ⁇ ... (22)
  • the non-null subcarriers of Psym_r (l) to Psym_r (3) are limited to B PSK modulated signals, and Psym_r (l) contains 18 non-null subcarriers, so Psym_r ( l) There are 2 ⁇ 18 patterns. Since Psym_r (2) and Psym_r (3) include 17 non-null subcarriers, Psym_r (2) and Psym_r (3) have 2 17 power patterns. Evaluate PAPR for all patterns and select the pattern with the lowest PAPR.
  • Psym_r (l) ⁇ -1, 0, 0,-1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0,-1, 0, 0, +1, 0, 0 ,-1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0,0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1 ⁇
  • Psym_r (2) ⁇ 0, —1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, —1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1,0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, 0, + 1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0 ⁇
  • Psym— r (3) ⁇ 0, 0, —1, 0, 0, —1, 0, 0, +1, 0, 0, —1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, —1, 0, 0, + 1, 0, 0, + l, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0 , 0, -1, 0, 0, -1,0, 0, +1, 0 ⁇ --(23)
  • the configuration of the pilot signal of the third embodiment and the fifth embodiment is taken as an example.
  • the selection criterion is the largest value of the amplitude values of the real part and imaginary part at each sample point of the time waveform after IFFT, among the patterns that can be taken by the pilot signal of the 1S OFDM symbol. The smallest one is selected and used for each of Psym_r (l) to Psym_r (4). As a result, the instantaneous maximum amplitude in the real part and the imaginary part can be reduced, and the quantization error can be suppressed.
  • An example of Psym_r (l) to Psym_r (4) when using the same parameters as in the eighth embodiment is shown below.
  • Psym_r (l) ⁇ -1, 0, +1, 0,-1, 0,-1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0,-1, 0, +1, 0 ,-1, 0,-1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0 , + 1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0 ⁇
  • Psym_r (2) ⁇ 0, +1, 0, —1, 0, +1, 0, +1, 0, —1, 0, —1, 0, —1, 0, +1, 0, —1 , 0, +1, 0, + 1, 0, -1, 0, -1,0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, + 1, 0, -1, 0, -1 ⁇ --(25)
  • Psym_r (l) ⁇ -1, 0, 0,-1, 0, 0,-1, 0, 0, +1, 0, 0,-1, 0, 0,-1, 0, 0, +1, 0,0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0
  • Psym_r (2) ⁇ 0, —1, 0, 0, —1, 0, 0, +1, 0, 0, —1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1,0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, 0,- 1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0 ⁇
  • Psym— r (3) ⁇ 0, 0, —1, 0, 0, —1, 0, 0, +1, 0, 0, —1, 0, 0, —1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0,-1, 0, 0, 0, + l, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0 , 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1,0, 0, -1, 0 ⁇ --(26)
  • the configuration of a pit signal similar to that of the eighth embodiment is taken as an example.
  • the selection criterion is the maximum value of the power value of each sampling point of the time waveform after IFFT. Select and use each Psym_r (4). This makes it possible to reduce the instantaneous power increase and reduce the load on the transmitter amplifier.
  • Psym_r (l) ⁇ + 1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, 0,-1, 0, 0, 0,-1, 0, 0, 0, -1,0, 0, 0, + 1, 0,0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0 ⁇
  • Psym_r (l) ⁇ — 1, 0, —1, 0, +1, 0, —1, 0, —1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, + 1, 0, +1, 0, —1, 0, +1, 0, -1, 0, + 1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, + 1, 0, + 1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0 ⁇
  • Psym_r (2) ⁇ 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, —1, 0, —1, 0, +1, 0, +1, 0, +1 , 0, —1, 0, + 1, 0, +1, 0, -1,0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, + 1, 0, -1, 0, -1 ⁇ --(28)
  • Psym_r (l) ⁇ -1, 0, 0,-1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0,-1, 0, 0, +1, 0, 0 ,-1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0,0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1 ⁇
  • Psym_r (2) ⁇ 0, —1, 0, 0, —1, 0, 0, +1, 0, 0, —1, 0, 0, —1, 0, 0, —1, 0, 0, —1, 0, 0, +1, 0, 0, —1, 0, 0, -1,0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, + 1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0 ⁇
  • Psym— r (3) ⁇ 0, 0, —1, 0, 0, —1, 0, 0, +1, 0, 0, —1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, —1, 0, 0, + 1, 0, 0, + l, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0 , 0, -1, 0, 0, -1,0, 0, +1, 0 ⁇ --(29)
  • the OFDM signal transmission / reception apparatus has basically the same configuration as the OFDM signal transmission / reception apparatus according to the first embodiment, but the control signal output by the timing controller 7-1 is different.
  • one section is set to 10 FDM symbol time, but the same applies to the eleventh embodiment.
  • the timing controller 7-1 outputs information indicating how many OFDM symbols the current time is counted from the beginning of the preamble to the N selectors.
  • the output pilot signal is as shown in FIG.
  • the timing controller 7-1 in this embodiment outputs b (l ⁇ b ⁇ 4) of antenna a (l ⁇ a ⁇ 4) to output a control signal with V (l ⁇ 2) OFDM symbol as one section.
  • Psym (a, b) in the second interval is repeated V times.
  • the OFDM signal transmission / reception apparatus has basically the same configuration as the OFDM signal transmission / reception apparatus according to the first embodiment, but the control signal output by the timing controller 7-1 is different.
  • the control signal for the four sections is repeated W times.
  • the pilot signal is configured to repeat the pilot signal in the first aspect of the present invention W times on the time axis.
  • the timing controller 7-1 in the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to the eleventh embodiment is configured with one section as V OFDM symbol time and N sections. Output a control signal that repeats the control signal W times on the time axis.
  • the configuration is the same as that of the first embodiment, and the transfer coefficient estimator 2-6 in FIG. 1 is replaced with the transfer coefficient estimator according to the present embodiment.
  • the configuration is shown in FIG. In FIG. 18, the transfer coefficient estimator 8 includes a pilot signal storage device 8-1, M dividers 8-2-1 to 8-2- ⁇ , a pilot signal correspondence management circuit 8-3, a transmission And a coefficient storage device 8-4. Received signal power corresponding to the pilot signal is input to the M dividers, and the transmitted pilot signal element corresponding to the received signal is a pilot signal storage device 8-1. It is input from.
  • the M dividers 8-2-1 to 8-2- ⁇ divide the received signal by the pilot signal input from the pilot signal storage device 8-1 and transfer it to the transfer coefficient storage device 8-4. Output.
  • the transmission order of the pilot signals is in accordance with the antenna number, so that the transfer coefficient estimation result is output in the order of the transmission antenna numbers in the pilot signal in this aspect of the present invention.
  • the arrangement of estimated transfer coefficients is complicated because the no-lot signal is distributed over multiple antennas.
  • the pilot signal correspondence management circuit 8-3 transmits to the transmission coefficient storage device 8-4 the transmission result corresponding to which subcarrier between which transmission / reception antennas the division result currently input by the divider power is.
  • the information is notified that the coefficient is an estimated value, that is, the transmission coefficient between the transmitting antenna a and the receiving antenna b for the subcarrier i.
  • the transfer coefficient storage device 8-4 stores the input division result as a transfer coefficient between the transmitting antenna a and the receiving antenna b for the subcarrier i by a control signal having a management circuit capability corresponding to the pilot signal. To do. After all the transfer coefficients are estimated, the transfer coefficient storage device 8-4 outputs the transfer coefficient estimation result to the interference canceller 2-5.
  • IEEE802.ila [3] ([3]: "High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer ( PHY) Specifications ", IEEE 802.11a, 1999.) It is assumed to be the same pattern as the long preamble.
  • PAPR is used as an indicator of the effect on the amplifier in the transmitter.
  • the instantaneous peak power is low with respect to the average power, so that the back-off of the amplifier can be reduced, and the power use efficiency in the amplifier is improved.
  • the symbol pilot signal pattern satisfying the seventh and eighth embodiments has PAPR characteristics and power almost equal to the IEEE802.11a long preamble regardless of the value of N. I understand.
  • a null of (N-1) XN symbols is included in the pilot signal space of the N antenna XN symbol, so the power of the pilot signal is the same as that of the conventional Multiplexed pilot signal and the present invention. It becomes 1 / N with respect to the pilot signal in the embodiment.
  • the pilot signal pattern is switched for each subcarrier, the power of the entire pilot signal is distributed to each antenna. It is possible to operate with a backoff that is almost equivalent to the type preamble. Furthermore, the calculation in the transfer coefficient estimation circuit can be realized only by division for each transmitted pilot signal element in the subcarrier unit as in the Scatte red type, and the inverse matrix calculation circuit as in the case of the Mul tiplexed type Is unnecessary, and the circuit scale is small. Therefore, by using both the seventh embodiment and the eighth embodiment of the present invention, the advantages of both the high power efficiency of the Multiplexed type and the simplicity of calculation in the Scattered type transfer coefficient estimation circuit are obtained. The pilot signal and transfer coefficient can be estimated.
  • the OFDM signal transmission / reception apparatus according to the fifteenth embodiment of the present invention has basically the same configuration as the OF DM signal transmission / reception apparatus according to the eleventh embodiment, and the specific configuration of the OFDM signal reception apparatus 9 is shown in FIG. Shown in
  • the OFDM signal receiving device 9 includes M receiving antennas 9-1-1 to 9-1- ⁇ , M receiving antennas 9-ll to 9-lM, M receiving frequency converters 9-2-l to 9-2-M, receiving local oscillator 9-3, M fast Fourier transforms Converter 9-4-1 to 9-4- ⁇ , symbol timing generator 9-5, M received pilot signal continuous averaging circuits 9-6-1 to 9-6- ⁇ , and transfer coefficient estimation Device 9-7, interference canceller 9-8, and N demodulators 9-9-1 to 9-9- ⁇ .
  • the transfer coefficient estimator 9-7 in the fifteenth embodiment is the same as the transfer coefficient estimator 8 in the fourteenth embodiment.
  • the configuration of the pilot signal transmitted by the OFDM signal transmission apparatus is as shown in FIG.
  • V Rp_sym (k, j) at time j Vc + l, Vc + 2, ..., Vc + (V-1) Since the same pilot signal is used, if the time variation of fading is sufficiently small compared to the symbol length, averaging
  • the fast Fourier transform output of the received pilot signal is averaged.
  • averaging is performed before the input of the fast Fourier transformer, or the same transfer coefficient is estimated multiple times. It is clear that the same effect can be obtained by averaging the transfer coefficients estimated after this.
  • the configuration of the OFDM signal transmitting apparatus according to the sixteenth embodiment of the present invention is basically the same as that of the OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to the twelfth embodiment.
  • the OFDM signal receiving apparatus is illustrated as a fifteenth embodiment.
  • the M received symbol pilot continuous averaging circuits 9-6-1 to 9-6- ⁇ in the OFDM signal receiving circuit 9 shown in Fig. 19 are divided into M received symbol pilot discrete averages. The circuit is changed to a circuit.
  • the configuration of the pilot signal transmitted by the OFDM signal transmission apparatus is as shown in FIG.
  • Rp_sym (k, j) at time N is averaged and output to transfer coefficient estimator 9-7.
  • the fast Fourier transform output of the received pilot signal is averaged.
  • averaging is performed before the input of the fast Fourier transformer, or the same transfer coefficient is estimated multiple times. It is clear that the same effect can be obtained by averaging the transfer coefficients estimated after the calculation.
  • the configuration of the OFDM signal transmission / reception apparatus according to the seventeenth embodiment of the present invention is basically the same as that of the OFDM signal transmission / reception apparatus according to the twelfth embodiment, and the specific configuration of the OFDM signal reception apparatus is shown in FIG. Show.
  • the OFDM signal receiving apparatus 10 includes M receiving antennas 10-1-1 to 10-1-M and M receiving frequency converters 10-2-1 to 10-2- ⁇ .
  • Local oscillator 10-3 for reception M fast Fourier transformers 10-4-1 to 10-4- ⁇ , symbol timing generator 10-5, and M received pilot signal continuous averaging Circuits 10-6-1 to 10-6- ⁇ , M received pilot signal discrete averaging circuits 10-7-1 to 10-7- ⁇ , transfer coefficient estimator 10-8, interference canceller 10- 9 and N demodulators 10-10-1 to 10-10-N.
  • Blocks other than the M received pilot signal continuous averaging circuits and the M received pilot signal discrete averaging circuits operate in the same manner as in the fourteenth embodiment.
  • the received pilot signal continuous averaging circuit ⁇ -6-k is averaged in the q (l ⁇ q ⁇ N XW) interval.
  • V XW Rp_sym (k, j) averaged by the reception pilot signal continuous averaging circuit ⁇ -6-k and the reception pilot signal discrete averaging circuit ⁇ -7-k have the same transmitted pilot signal. Therefore, when the time variation of fading is sufficiently small compared to the repetition period of the pilot signal (here, WXVOFD M symbol), the effect of thermal noise contained in the received signal is reduced by averaging these, It is possible to improve the transfer coefficient estimation accuracy.
  • reception pilot signal continuous averaging circuit ⁇ -6-k is averaged after reception pilot signal discrete averaging circuit ⁇ -7-k. It is clear that the same effect can be obtained even if the order is changed.
  • the averaging operation is performed on the output of the Fast Fourier Transform of the received pilot signal, the averaging is performed before the input of the Fast Fourier Transform or after the same transfer coefficient is estimated several times. It is clear that the same effect can be obtained by averaging the transmission coefficients.
  • the circuit scale of the transfer coefficient estimation circuit can be reduced, and the pilot signal power can be further increased.

Abstract

　パイロット信号発生器は、OFDM信号におけるサブキャリアの本数をIとし、1個あたりがOFDMシンボルないしは1区間あたりがOFDMシンボルの整数倍であるN個の区間に対しアンテナa(1≦a≦N)のb区間目(1≦b≦N) のサブキャリアi(1≦i≦I)に対するパイロット信号要素をp(i,a,b)とした場合、N×N×I個の該パイロット信号要素ないしは該パイロット信号要素に重複のある場合にはその重複分を除いた個数のパイロット信号要素を記憶し、各サブキャリア毎に前記パイロット信号要素ないしはヌル信号を選択して構成されるシンボルパイロット信号を出力する第１のパイロット信号記憶装置と、タイミングコントローラと、パイロット信号記憶装置から入力されるN区間のOFDMシンボル単位のパイロット信号のうちのいずれかを選択し出力するN個のセレクタを有する。

Description

明 細 書
OFDM信号送受信方法および OFDM信号送受信装置
技術分野
[0001] 本発明は、広帯域移動体通信などにおいて用いられる直交周波数分割多重 (OFD M: Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号 1zs送装置の中でも、複数の送 信アンテナと複数の受信アンテナを用いて MIMO(Multiple- Input Multiple- Output)チ ャネルに信号を多重化する事により高い周波数利用効率を実現する OFDM信号送 受信方法および OFDM信号送受信装置に関する。
本願は、 2004年 8月 4日に出願された特願 2004— 228468号に対し優先権を主 張し、その内容をここに援用する。 背景技術
[0002] 広帯域移動体通信においては、移動体通信におけるマルチパスフェージング環境 下において通信品質を維持するための周波数選択性フェージングに対する対策とと もに、限られた周波数帯の中で大容量ィ匕を図るための周波数利用効率の向上が必 要不可欠である。
周波数選択性フェージングに対する対策として、送信信号を互いに直交するサブ キャリア群に分割して、マルチキャリア伝送を行う OFDM方式が知られており、実用化 が進んでいる。
[0003] 一方、周波数利用効率の向上への対策としては、複数の送信アンテナと複数の受 信アンテナを用いて MIMOチャネルを構成し、受信側にお!、て各受信アンテナの受 信信号力 伝達係数推定器と干渉キャンセラを用いて各送信アンテナ力 の送信信 号を分離して復元することにより、送信アンテナの数だけ送信レートを増加させ、周波 数利用効率を向上させる手法が提案されて 、る。 OFDM方式にぉ 、て MIMOチヤネ ルを用いて、信号処理を行うことにより空間で合成された信号を分離することを可能と する手法も提案されている (特許文献 1参照)。
[0004] MIMO伝送を行う際にお!/、て、受信器側にお!、て干渉キャンセルを行うために伝達 係数の推定が必要となる。伝達係数を推定するためには、一般的にはデータ信号を 送信する前にパイロット信号を送信する手法が用いられる。 MIMOチャネルを用いた OFDM信号送受信装置の基本構成を、図 1のブロック図を用いて説明する。 OFDM 信号送受信装置は、 OFDM信号送信装置 1と OFDM信号受信装置 2とを有している。
[0005] OFDM信号送信装置 1は、送信データ Τ(1)、 Τ(2)、 · · ·Τ(Ν)を各々 OFDMシンボル Μ( 1)、 Μ(2)、… に変換するデータ変換器トト 1〜1-1-Νと、伝搬路推定を行うため のパイロット信号を生成するパイロット信号発生器 1-2と、該パイロット信号とデータ変 換器の出力を多重化する Ν個の多重化回路 1-3-1〜1-3-Νと、該多重化回路の出力 に接続される Ν個の高速逆フーリエ変換器 1-4-1〜1-4-Νと、該高速逆フーリエ変換 器 1-4-1〜1-4-Νの全てに共通の OFDMシンボルタイミングを供給する送信シンボル タイミング発生器 1-5と、高速逆フーリエ変換器 1-4-1〜1-4-Νの出力を無線周波数 に変換する N個の送信用周波数変換器 1-6-1〜1-6-Νと、該送信用周波数変換器 1- 6-1〜1-6-Νの全てに共通の局部発振信号を供給する送信用局部発振器 1-7と、該 N個の送信用周波数変換器 1-6-1〜1-6-Νに接続される N個の送信アンテナ 1-8-1 〜1-8-Νとを有している。
[0006] また、 OFDM信号受信装置 2は、 M個の受信アンテナ 2-1-1〜2-1-Μと、該 M個の受 信アンテナ 2-1-1〜2-1-Μ毎に接続され、無線周波数の受信信号を復調に適した周 波数に周波数変換する M個の受信用周波数変換器 2-2-1〜2-2-Μと、該 M個の受信 用周波数変換器 2-2-1〜2-2-Μの全てに共通の局部発振信号を供給する受信用局 部発振器 2-3と、前記受信用周波数変換器 2-2-1〜2-2-Μの出力を高速フーリエ変 換する M個の高速フーリエ変換器 2-4-1〜2-4-Μと、該 M個の高速フーリエ変換器 2- 4-1〜2-4-Mに対して共通の OFDMシンボルタイミングを供給する受信シンボルタイミ ング発生器 2-5と、前記 M個の高速フーリエ変換器 2-4-1〜2-4-Μの出力信号に含ま れる、前記 OFDM信号送信装置 1により送信されたパイロット信号に対応する受信信 号を用いて伝達係数の推定を行う伝達係数推定器 2-6と、前記 M個の高速フーリエ 変換器 2-4-1〜2-4-Mから出力される MIMOチャネルで多重化された受信データ信 号に対して、伝達係数推定器 2-6により得られた伝達係数推定値を用いて相互干渉 の除去を行う干渉キャンセラ 2-7と、該干渉キャンセラ 2-7の出力である N個の干渉キ ヤンセルが行われた信号を送信ビット列に変換する N個の復調器 2-8-l〜2-8-Nとを 有している。
[0007] OFDM信号送信装置 1にお!/、ては、 N個の送信データ T(1)〜T(N)が N個のデータ変 ^^1-1-1〜1-1-Nにより変換され、データ変換された N個の OFDMシンボル S(1)〜S( N)それぞれに対して、パイロット信号発生器 1-2により生成された伝達係数推定のた めのノィロット信号が多重化回路 1-3-1〜ト 3-Nにおいて付加され、逆高速フーリエ 変換器 1-4-1〜1-4-Νにより逆高速フーリエ変換が行われ時間波形に変換される。
[0008] N個の逆高速フーリエ変換器 1-4-1〜1-4-Νは、送信シンボルタイミング発生器 1-5 により全て同一のタイミングで動作する。 N個の逆高速フーリエ変換器の出力である N 個の時間信号は、送信用局部発振器 1-6から局部発振信号を供給された送信用周 波数変換器 1-7-1〜1-7-Νにより無線周波数の信号に変換され、送信アンテナ 1-8- 1〜1-8-Νにより送信され空間多重される。
OFDM信号受信装置 2においては、 N本の送信アンテナ 1-8-1〜1-8-Νにより空間 多重された送信信号を M本の受信アンテナ 2-1-1〜2-1-Μにより受信する。受信され た M個の信号は、受信用局部発信器 2-3から局部発信信号を供給された M個の受信 用周波数変換器 2-2-1〜2-2-Μによりベースバンド信号に変換される。
[0009] 受信ベースバンド信号は、シンボルタイミング発生器 2-5により互いに同一のタイミ ングで動作する M個の高速フーリエ変換器 2-4-1〜2-4-Μにより、受信信号は時間波 形力もサブキャリア毎の周波数信号に変換される。 M個の高速フーリエ変^^の出 力のうち、 OFDM信号送信器 1においてデータ信号に対して付加されたパイロット信 号に対応する受信信号は、伝達係数推定器 2-6に入力され、パイロット信号に続いて 受信されるデータ信号は干渉キャンセラ 2-7に入力される。
[0010] 伝達係数推定器 2-6では、既知の送信パイロット信号に対応する受信パイロット信 号を用いて伝達係数の推定を行う。伝達係数推定器 2-6の内部構成および処理は 後述する。干渉キャンセラ 2-7では、伝達係数推定器 2-6において推定された伝達係 数を用いて、空間多重された M個の信号に含まれる相互干渉成分の除去ならびに合 成をサブキャリア毎に行い、 N個の OFDMシンボルの復元を行う。
[0011] 干渉除去の方法としては、 ZF(Zero- Forcing), MMSE(Minimum- Mean Square Error) Linear Filter, MLD(Maximum Likelihood Detection), BLAST(Bell Labs lAyered Spa ce Time)といったアルゴリズムがこれまでに提案されており、様々な研究が行われて いるが、全てのアルゴリズムにお 、て予め推定されて 、る伝達係数を用いる点は共 通であるため、伝達係数の推定は必須となる。干渉キャンセラ出力である、 N個の復 元された OFDMシンボルは、復調器に入力され、送信データとして復元される。
[0012] 以下において、従来提案されていた伝達係数推定用のノ ィロット信号のパターンな らびに伝達係数推定方法を示す。伝搬路を推定するためのパイロット信号としてこれ まで提案されていたものとしては、例えば、非特許文献 1に記載されているパターン がある。このパイロット信号のパターンを図 2に示す。以下、図 2に示すパイロット信号 を「Scattered型パイロット信号」と呼ぶこととする。
[0013] 任意の区間において、 Nアンテナのうち 1アンテナのみノ ィロット信号を送信し、残り の (N-1)本のアンテナは送信を行わな 、(ヌル送信)ことにより、ノ ィロット信号を送信し たアンテナと M本のすベての受信アンテナの間の伝搬路推定を行 、、この動作を N 本の送信アンテナすべてに対して行うことにより任意のアンテナ間の伝搬路状態 (N X M種類)の推定を行うことができる。上記 Scattered型パイロット信号パターンを生成 するためのノ ィロット信号発生器の構成例として、 Scattered型パイロット信号発生器 3 (図 1におけるパイロット信号 1-2に相当する）としてその構成を図 3に示す。
[0014] 図 3において、 Scattered型パイロット信号発生器 3は、タイミングコントローラ 3-1と、 基本シンボルパイロット信号発生器 3- 2と、ヌルシンボルパイロット信号発生器 3- 3と、 N個のパイロット信号セレクタ 3-4-1〜3-4-Νとを有している。
タイミングコントローラ 3-1は、現在の時刻がパイロット信号の b(l≤b≤N)区間目に相 当することを N個のパイロット信号セレクタ 3-4-1〜3-4-Νに通知する。
基本シンボルパイロット信号発生器 3-2は、 I本のサブキャリアに対する 10FDMシン ボルに相当するパイロット信号（固定パターンであり、これを基本シンボルパイロット 信号と呼ぶ)を出力する。
[0015] ヌルシンボルパイロット信号発生器 3-3は、 I本のサブキャリア全てがヌル (0)で構成さ れたパイロット信号 (これをヌルシンボルパイロット信号と呼ぶ)を出力する。 N個のセレ クタ 3-4-1〜3-4-Νは、基本シンボルパイロット信号発生器 3-2およびヌルシンボルパ ィロット信号発生器 3- 3の出力が入力され、タイミングコントローラ 3-1が出力した現在 送信するパイロット信号が何区間目にあたるかの情報を元に、二つの入力信号のうち の!ヽずれかを入力通り出力する。
セレクタ 3-4-d(l≤d≤N)は、図 2のパイロット信号パターンを出力するために、 d区 間目の時刻においてのみ基本シンボルパイロット信号からの入力を選択し、それ以 外の区間においてはヌルシンボルパイロット信号を選択し出力する。
[0016] 生成されたパイロット信号は、 N本のアンテナそれぞれで N区間にわたり送信され、 MIMOチャネルにおいて空間多重され、 M本の受信アンテナ 2-1-1〜2-1-Μにより受 信される。受信されたパイロット信号は、 M個のダウンコンバータ 2- 2- 1〜2- 2- Mにより ベースバンド信号に変換され、高速フーリエ変換によりサブキャリア毎の信号に変換 され、送信されたパイロット信号に対応した M個の受信系統それぞれに N区間ずつの 受信されたパイロット信号 (これを受信パイロット信号と呼ぶ)が伝達係数推定器 2-6に 入力される。伝達係数推定器 2- 6を、図 4において Scattered型伝達係数推定器 4とし て示す。
[0017] 図 4において、 Scattered型伝達係数推定器 4は、基本シンボルパイロット信号記憶 装置 4-1と、 M個の除算器 4-2-1〜4-2-Μと、伝達係数記憶回路 4-3とを有している。
V、ま、 1区間が 10FDMシンボルで構成される場合の Scattered型伝達係数推定器 4 における伝達係数の推定方法を、数式を用いて説明する。
[0018] 基本シンボルパイロット信号を、 Psym_basic={p_b(l), p_b(2), · ··, p_b(I)}とする。
また、送信パイロット信号に対応して、受信アンテナ j(l≤j≤M)が k区間目（l≤k≤N) にお 、て受信したサブキャリア iに対する受信信号を r_p(i,j,k)とする。さらに、 r_p(i,j,k) に含まれる熱雑音を no(i,j,k)とし、送信アンテナ jと受信アンテナ kとの間のサブキヤリ ァ iに対する伝達係数を h(i,k,j)とすると、次式が成立する。
h(i,k,j)p_b(i)+no(i,j,k)=r_p(i,j,k) …ひ）
[0019] M個の除算器 4-2-1〜4-2-Μでは、基本シンボルパイロット信号発生器 4-1から出 力される、受信信号 r_p(i,j,k)に対応するパイロット信号要素 p_b(i)で除算することにより 、伝達係数 h(i,k,j)の推定値 h' (i,k,j)を導出する。
h' (i,k,j)=r_p(i,j,k) / p_b(i) (l≤i≤I, l≤j≤N, l≤k≤M) · '· (2)式（2)により求 められた伝達係数推定値は、伝達係数記憶回路 4-3に記憶され、干渉キャンセラ 2-7 に対して出力される。
[0020] これに対して、二つ目の従来例として、上記手法とは異なり、任意の時刻において 、すべての送信アンテナからパイロット信号を送信し、パイロット信号に含まれるヌル 成分をなくすことにより、一つ目の従来例と比較してパイロット信号全体の電力を向上 させ、伝達係数の推定精度を向上させる手法も提案されている (特許文献 2参照)。 以下にその例を示す。送受信器の構成は Scattered型の場合 (図 1)と、ノィロット信号 ノターンおよび伝達係数の推定方法が異なる点以外は同一である。このパイロット信 号パターンを図 5に示す。以下の説明において、図 5のパイロット信号のパターンを M ultiplexed型パイロット信号と呼ぶ。
[0021] また、 Multiplexed型パイロット信号発生器の構成を図 6に示す（図 1におけるパイ口 ット信号発生器 1-2に相当する）。図 6において、 Multiplexed型パイロット信号発生器 5は、タイミングコントローラ 5-1と、基本シンボルパイロット信号発生器 5-2と、サブキヤ リアパイロット信号パターン発生器 5-3と、 N個のベクトル乗算器 5-4-1〜5-4-Νとを有 している。
タイミングコントローラ 5-1は、現在の時刻がパイロット信号の b区間目（l≤b≤N)目で あることをサブキャリアノ ィロット信号パターン発生器 5-3に通知する。
[0022] 基本シンボルパイロット信号発生器 5-2は、既定の全てのサブキャリアに対する基本 パイロット信号 psym_basic (固定パターンを用いる。 Scattered型パイロット信号の例と 同じものとする)を出力する。サブキャリアパイロット信号パターン発生器 4-3は、予め 用意されている N行 N列の行列を用意する。これを基本行列 Gと呼び、 Gは次式で表 され、逆行列 G—1が存在するものとする。
[0023] [数 1] g(U) （ 3 )
Figure imgf000008_0001
[0024] サブキャリアパイロット信号パターン発生器 5-3は、基本行列 Gの c行 d列 (l≤c≤N、 l≤d≤N)の成分 g(c,d)を d区間目において乗算器 5-4-cに対して出力する。 N個の乗 算器 5-4-1〜5-4-Νにおいては、入力された基本パイロット信号 Psym_basicの全要素 に対してサブキャリアノ ィロット信号パターン発生器 4-3により入力された成分を乗算 し多重化回路 1-4-1〜1-4-Νに出力する。この結果、アンテナ a(l≤a≤N)力 ¾区間目 送信するシンボルパイロット信号は、 g(a,b) Psym_basicとなる。
[0025] 送信された Multiplexed型ノ ィロット信号を用いた伝達係数推定を行うための、伝達 係数推定器を Multiplexed型伝達係数推定器 6として図 7に示す。
図 7において、 Multiplexed型伝達係数推定器 6は、集合変換回路 6-1と、基本サブ キャリアパイロット信号逆行列発生器 6-2と、 I個の行列乗算回路 6-3-1〜6-3-1と、伝 達係数記憶回路 6-4とを有している。ここで、 Scattered型パイロット信号の従来例と同 様に、基本シンボルパイロット信号を、
Figure imgf000009_0001
p_b(2), · · · , p_b(I)}とする。
[0026] また、送信パイロット信号に対応して、受信アンテナ j(l≤j≤M)が k区間目（l≤k≤N) にお 、て受信したサブキャリア iに対する受信信号を r_p(i,j,k)とする。さらに、 r_p(i,j,k) に含まれる熱雑音を no(i,j,k)とし、送信アンテナ jと受信アンテナ kとの間のサブキヤリ ァ iに対する伝達係数を h(i,k,j)とし、 H(i)、 No(i)、 RpG)はそれぞれサブキャリア iに対す る伝達係数行列、受信サブキャリアパイロット信号行列であり、次のように定義される
[0027] [数 2]
Λ(ί,Ι,Ι) h(i,l, N)
(i,2,]) Α( ,2,2) {i,2, N)
"' ( 4 )
LA(i，M,l) (i,M2) … (i, M,N)J
[0028] [数 3]
〜（ 5 )
Figure imgf000009_0002
) [0029] [数 4]
.P ,U) r_p(iX2) ■_p(i,\,N)
.p{i,2,\) し p(i,2,2 ■_p(i,2,N)
Rp( ： ( 6 )
r— , r_p(i,M,2) p(i,M,N
[0030] 上記の定義を用いると、サブキャリア i(l≤ I)に送信されたサブキャリアパイロット 信号と、対応する受信サブキャリアパイロット信号の間には次式の関係が成り立つ。
H(i)(p_b(i)G)+No(i) = Rp(i) -(7)
はじめに、入力されたパイロット信号に対応する受信信号は、集合変換回路 6-1に 入力され、アンテナ毎に OFDMシンボル単位で構成されていた NX N個の集合を、 I 個のサブキャリア毎の集合に変換し、式 (6)で表される受信サブキャリアパイロット信 号行列 Rp(i)として出力する。
[0031] 式（7)の関係より、受信サブキャリアパイロット信号に Rp(i)対して対応するサブキヤリ ァパイロット信号 (p_b(i)G)の逆行列を右側力 乗算することにより伝達係数行列の推 定をサブキャリア毎に行う。
[0032] [数 5]
G
H'(i) = Rp( Oo b(i)GY = Rp{;'} ( 8 )
P_b(J)
[0033] [数 6]
Figure imgf000010_0001
[0034] ここで、！"1'(0は伝達係数行列1"['(0を表し、 h'(i,b,a) (l≤i≤I, l≤a≤N, l≤b≤N)は 、 h(i,b,a)の推定値を表す。
求められた伝達係数は、伝達係数記憶回路 6-4に記憶され、干渉キャンセラ 2-5に 出力される。
[0035] 従来提案されていた 2種類のパイロット信号パターンを比較すると、 Multiplexed型 は空間多重することにより N X Nシンボルのパイロット信号を送信して!/、るのに対し、 S cattered型は送信されるパイロット信号の数力 で、残りの (N X (N-l》はヌルを送信し ているため、 OFDMシンボルあたりの電力を同一とした場合、 Multiplexed型は、 Nシン ボルの時間の間に送信する伝達係数の推定のために用いるパイロット信号の電力を Scattered型に対して N倍にすることが可能となるため、より高精度に伝達係数の推定 を行うことが可能となる。
[0036] Scattered型においても、各サブキャリアの電力を N倍にすることにより、 Multiplexed 型と同様の電力を割り当てることが可能となる力 Multiplexed型の場合と比較して、 ノ ィロット信号の時間波形のピーク力 SN倍となり送信器における増幅器のバックオフを 大きく取らなければならない。その結果、より高出力の増幅器が必要となり、電力効率 が低下してしまう問題が有った。
[0037] しかしながら、 Multiplexed型においては、サブキャリア毎に (p_b(i)G)— 1を受信パイロッ ト信号行列に乗算する必要があり、行列の要素同士の乗算につき、多数の複素乗算 器が必要となり回路規模が大きくなるという問題がある。例えば、 N X M個の伝達係数 を推定する場合、 Scattered型の場合は、送信アンテナ、受信アンテナの数に関係な ぐある一つの h' (i,a,b)を求めるために必要となる複素除算の回数は式 (6)に示され ているとおり、 N, Mの値に関係なく 1回で済む 1S M行 N列の受信パイロット信号行列 に N行 N列の逆行列 (p_b(i)G)— 1をサブキャリア毎に乗算する力 これには N X M X N回 の複素乗算が必要となり、ある一つの h' (i,a,b)を求めるために複素乗算が N回必要と なる。
[0038] 複素除算器は、複素乗算器とビットシフト回路力も構成されるため、回路規模は複 素乗算器とほぼ同一であることを考慮すると、 Multiplexed型の場合は、 Scattered型 の場合に比べて伝達係数推定回路の演算量力 倍になってしまう、という問題が有つ た。
以上のことから、 Scattered型ノ ィロット信号の長所である伝達係数推定回路の簡易 さと、 Multiplex型の長所である高 、送信パイロット信号電力を兼ね備えたノ ィロット信 号パターンが必要とされて 、た。
[0039] 本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、伝達係数推定回路の回路 規模の縮小を図ることができ、かつパイロット信号電力をより増加させることができる 0 FDM信号送受信方法及び OFDM信号送受信装置を提供することを目的とする。 特許文献 1：特開 2002— 374224号公報
非特許文献 1： "Implementation of a MIMO OFDM-Based Wireless LAN System", Al lert van Zelst and Tim C. W. Schenk, IEEE Transaction on Signal Processing, Vol.5 2, No.2, February 2004, pp.483 - 494
特許文献 2：特開 2003 - 60604号公報
発明の開示
[0040] 本発明では、従来例にお!、て説明したような Scattered型パイロット信号のように、全 サブキャリアに対して同一の Scatteredパターンを用いるのではなくて、サブキャリア毎 に異なる Scatteredパターンを用いる。この操作により、パイロット信号の電力が複数の 送信アンテナに分散されるため、従来の Scattered型パイロット信号とサブキャリアあた りのパイロット信号の電力を同一にして比較した場合、送信信号あたりのバックオフを 低減させることが可能となる。また、従来の Scattered型パイロット信号と同一のバック オフを許容する条件で比較した場合、サブキャリアあたりに割り当てるパイロット信号 電力をより増カロさせることが可能となる。
[0041] また、 Multiplexed型とパイロット信号全体の電力を同一にして比較すると、本発明に おけるパイロット信号は、サブキャリア毎の伝達係数推定は Scattered型と同一の処理 で行うことができるため、パイロット信号に含まれる電力、すなわち、伝達係数推定に 用いる電力を同一にし、伝達係数の推定精度を同一にしながら、受信器における伝 達係数推定の演算において乗算の回数を減らすことが可能となるため、回路規模の 縮小が可能となり、従来の Scattered型パイロット信号と Multiplexed型パイロット信号の 両者の長所を兼ね備えたパイロット信号を実現することができる。
[0042] 上記の課題を解決するために、本発明の第 1の側面は、 N(N≥2)本の送信アンテナ を備えた OFDM信号送信装置と、 M(M≥ 1)本の受信アンテナを備えた OFDM信号受 信装置との間で通信を行う OFDM信号送受信方法において、
前記 OFDM信号送信装置にぉ ヽては、前記 N(N≥2)本の送信アンテナ 1,2, · · ·に接 続される送信データ系列 Τ(1), Τ(2),· · ·, Τ(Ν)を各々 OFDMシンボル S(l), S(2), · · ·, S( N)に N個のデータ変換器により変換する第 1のステップと、
前記 N本の送信アンテナ 1,2,· · ·Νのそれぞれに対して個別に Ν個の区間により構成 されるパイロット信号をパイロット信号発生器により供給する第 2のステップと、 前記ノ ィロット信号と前記 OFDMシンボルとを Ν個の多重化回路により合成する第 3 のステップと、
前記 OFDMシンボルに前記パイロット信号が付加された N個の信号を同一のタイミ ングで N個の高速逆フーリエ変換器により高速逆フーリエ変換する第 4のステップと、 前記高速逆フーリエ変換された N個の出力を N個の送信用周波数変換器により無 線周波数に変換し、前記 N個の送信アンテナに出力する第 5のステップと、
を実行し、
前記 OFDM信号受信装置においては、
前記受信アンテナ 1, 2, · ··, Mにより受信される M個の受信信号を M個の受信周波 数変換器により復調に適した周波数に変換する第 6のステップと、
前記周波数変換された M個の受信信号に対して同一のタイミングで M個の高速フ 一リエ変換器により高速フーリエ変換処理を行う第 7のステップと、
前記 M個の高速フーリエ変換された信号に含まれる前記パイロット信号に対応する 受信信号を用いて前記 N個の送信アンテナと前記 M個の受信アンテナの全ての組み 合わせに対する伝達係数を伝達係数推定器によりサブキャリア毎に推定する第 8の ステップと、
前記推定された伝達係数を用いて、前記 OFDM信号送信装置により同一周波数に おいて空間多重された N個の送信信号に対応する M個の受信信号の相互干渉を干 渉キャンセラにより除去する第 9のステップと、
N個の干渉キャンセル信号を N個の復調器により復調する第 10のステップと、 を実行するとともに、
前記第 2のステップでは、
第 1のパイロット信号記憶装置により、 OFDM信号におけるサブキャリアの本数を Iと し、 1個あたりが OFDMシンボルな!/、しは 1区間あたりが OFDMシンボルの整数倍であ る N個の区間に対しアンテナ a(l≤ a≤ N)の b区間目（1≤ b≤ N)のサブキャリア i(l≤i≤I )に対するパイロット信号要素を p(i,a,b)とした場合、 N X N X I個の該パイロット信号要 素ないしは該ノィロット信号要素に重複のある場合にはその重複分を除いた個数の パイロット信号要素を記憶し、各アンテナと区間との組み合わせを単位として各サブ キャリア毎に前記パイロット信号要素ないしはヌル信号を選択して構成されるシンポ ルパイロット信号を出力し、かつ
タイミングコントローラ力も入力される現在の時刻に基づき、前記第 1のパイロット信 号記憶装置から入力される N区間の OFDMシンボル単位のパイロット信号のうちのい ずれかを N個のセレクタにより選択し出力するとともに、前記第 1のノ ィロット信号記憶 装置に予め記憶されている前記パイロット信号要素において、サブキャリア iおよびァ ンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b≤N)に対し第 (a,b)要素が p(i,a,b)で与 えられる N行 N列のサブキャリアパイロット信号行列即ち Psc(i)={pG,U), p(i,2,l), ... p( i,N,l)}T {p(i,l,2), p(i,2,2), ... p(i,N,2)}T… {p(i,l,N), p(i,2,N), ... p(i,N,N)}T ({-}T は ベクトルの転置を表す）は、任意の行がヌルでない成分をただ一つ含み、その他の成 分が全てヌルであり、かつ、任意の列がヌルでない成分をただ一つ含み、その他の 成分が全てヌルであることを特徴とする。
[0043] また、本発明の第 2の側面は、第 1の側面に記載の OFDM信号送受信方法におい て、
前記第 2のステップにお!/、て、
前記第 1のパイロット信号記憶装置に予め記憶されているパイロット信号において、 アンテナ a(l≤a≤N)から b(l≤b≤N)区間目で送信する信号即ちシンボルパイロット信 号 Psym(a,b)={p(l,a,b), p(2,a,b), p(I,a,b)}は I個の要素から構成され、 I個の全要素 のうち、ヌルでない要素の数力 （I/N)の整数部、あるいは、（I/N)の整数部 +1、のいず れかであり、任意の bに対し第 b区間目における全てのアンテナに対する N個の Psym( a, b) (l≤a≤N )の中のヌルでない要素の数の和が Iとなることを特徴とする。
[0044] また、本発明の第 3の側面は、第 1の側面または第 2の側面のいずれかに記載の 0 FDM信号送受信方法にお!、て、
前記第 2のステップにおいて、前記第 1のパイロット信号記憶装置に予め記憶され ているパイロット信号として、 N X N個のシンボルパイロット信号 Psym(a,b) (l≤a≤N, 1 ≤b≤N)が取るパターンを Psym_r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)の N種類に限定されて おり、 N種類のシンボルパイロット信号パターン Psym_r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)を 前記 N個のセレクタ全てに対して出力し、前記 N個のセレクタ力 前記第 1のパイロット 信号記憶装置カゝら入力された N種類のシンボルパイロット信号パターン Psym_r(l), Ps ym_r(2), · ··, Psym_r(N)のうちのいずれ力 1種類を選択し且つある区間において、シン ボルパイロット信号パターン psym r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)の全てが N種類のセ レクタの出力のただ一つに対して出力され、さらに、あるひとつのセレクタが N区間に わたり出力する N個のシンボルパイロット信号が、 Psym_r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N) の全てをひとつずつ含むことを特徴とする。
[0045] また、本発明の第 4の側面は、第 1ないし 3の側面のいずれかに記載の OFDM信号 送受信方法において、
前記第 2のステップにお 、て、前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶する任意 のパイロット信号要素 p(i,a,b)(l≤ I, l≤a≤N, l≤b≤N)の絶対値 (振幅)力 所定 の固定値 d(0でな 、実数)または 0(ヌル)の 、ずれかであることを特徴とする。
[0046] また、本発明の第 5の側面は、第 1ないし 3の側面のいずれかに記載の OFDM信号 送受信方法において、
前記第 2のステップにお 、て、前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶する任意 のパイロット信号要素 p(i,a,b)(l≤ I, l≤a≤N, l≤b≤N)力 所定の固定値 d(0でな V、実数)または- dまたは 0(ヌル)の 、ずれかであることを特徴とする。
[0047] また、本発明の第 6の側面は、第 4または 5の側面のいずれかに記載の OFDM信号 送受信方法において、
前記第 2のステップにおいて、前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイ口 ット信号要素 P(i,a,b)(l≤ I, l≤a≤N, 1≤b≤N)に含まれるヌルでないパイロット信 号要素の平均電力が、パイロット信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリア あたりの平均電力より大きいことを特徴とする。
[0048] また、本発明の第 7の側面は、第 6の側面に記載の OFDM信号送受信方法にぉ 、 て、
前記第 2のステップにおいて、前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイ口 ット信号要素 p(i,a,b)(l≤i≤I, l≤a≤N, l≤b≤N)のうち、ヌルでないパイロット信号要 素の平均電力が、パイロット信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあた りの平均電力の N倍であることを特徴とする。
[0049] また、本発明の第 8の側面は、第 4な 、し 7の側面の 、ずれかに記載の OFDM信号 送受信方法において、
前記第 2のステップにおいて、前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイ口 ット信号要素 P(i,a,b)(l≤ I, l≤a≤N, 1≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わ せパターンを、アンテナ a(l≤a≤N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Ps ym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形の PAPR(Peak to Average Po wer Ratio)が小さくなるように選択したことを特徴とする。
[0050] また、本発明の第 9の側面は、第 4なし 7の側面のいずれかに記載の OFDM信号送 受信方法において、
前記第 2のステップにおいて、前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイ口 ット信号要素 P(i,a,b)(l≤ I, l≤a≤N, 1≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わ せパターンを、アンテナ a(l≤a≤N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Ps ym(a,b)に対して逆フーリエ変換を行った後の時間波形の実部の振幅の最大値と、虚 部の振幅の最大値のうちで大きい方の値が小さくなるように選択したことを特徴とする
[0051] また、本発明の第 10の側面は、第 4なし 7の側面のいずれかに記載の OFDM信号 送受信方法において、
前記第 2のステップにお!/、て、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 p(i,a,b) (l≤i≤I, l≤a≤N, l≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナ a(l≤a ≤N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Psym(a,b)に対して逆フーリエ変 換を行った後の時間波形の各サンプル点における瞬時電力の最大値が小さくなるよ うに選択したことを特徴とする。
[0052] また、本発明の第 11の側面は、第 1ないし 10の側面のいずれかに記載の OFDM信 号送受信方法において、 前記第 2のステップにお!/、て、
前記タイミングコントローラが、 1区間を V(1≤V、 Vは整数) OFDMシンボルとして制 御信号を出力することを特徴とする。
[0053] また、本発明の第 12の側面は、第 1ないし 10の側面のいずれかに記載の OFDM信 号送受信方法において、
前記第 2のステップにお!/、て、
前記タイミングコントローラ力 N区間の制御信号を連続して W回 (1≤W)繰り返し出 力することを特徴とする。
[0054] また、本発明の第 13の側面は、第 11の側面に記載の OFDM信号送受信方法にお いて、
前記第 2のステップにお!/、て、
前記タイミングコントローラ力 N区間の制御信号を連続して W回 (1≤W)繰り返し出 力することを特徴とする。
[0055] また、本発明の第 14の側面は、第 1ないし 10の側面のいずれかに記載の OFDM信 号送受信方法において、
前記第 8のステップは、
M個の受信アンテナそれぞれが受信するパイロット信号に対して高速フーリエ変換 の演算を行う M個の高速フーリエ変換器力 の出力に対し、 M個のパイロット信号除 算回路により N区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算する第 1の処理 と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b ≤N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを第 2のパイロット 信号記憶装置により記憶する第 2の処理と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキヤ リアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナ力も送信され たかの情報をパイロット信号対応管理回路により管理する第 3の処理と、
該ノィロット信号対応管理回路力もの指示に従い、前記パイロット信号除算回路か らの出力を、伝達係数記憶装置により前記送信アンテナと前記受信アンテナの間の 伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する第 4の処理とを含むこ とを特徴とする。
[0056] また、本発明の第 15の側面は、第 11の側面に記載の OFDM信号送受信方法にお いて、
さらに、前記 M個の高速フーリエ変^^の出力に含まれる受信パイロット信号に対 して、 N区間のそれぞれにおいて、 M個の受信パイロット連続信号平均化回路により 同一のシンボルパイロット信号に対応する V (Vは 2以上の整数） OFDMシンボル分の 受信信号の平均値を計算し、出力する第 11のステップを有し、
前記第 8のステップは、
前記 M個の受信パイロット連続信号平均化回路からの出力に対し、 M個のパイロット 信号除算回路により N区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算する第 1 の処理と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b ≤N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを第 2のパイロット 信号記憶装置により記憶する第 2の処理と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキヤ リアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナ力も送信され たかの情報をパイロット信号対応管理回路により管理する第 3の処理と、
前記パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路 力もの出力を、伝達係数記憶装置により当該送信アンテナと当該受信アンテナの間 の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する第 4の処理とを含む ことを特徴とする。
[0057] また、本発明の第 16の側面は、第 12の側面に記載の OFDM信号送受信方法にお いて、
さらに、前記 M個の高速フーリエ変^^の出力に含まれる受信パイロット信号に対 して、 M個の受信パイロット信号離散平均化回路により N区間時刻づっ離れた W(W は 2以上の整数) OFDMシンボル分の受信パイロット信号どうしの平均値を計算し、前 記伝達係数推定回路に対して出力する第 12のステップを有し、 前記第 8のステップは、前記 M個の受信パイロット信号離散平均化回路力 の出力 に対し、 M個のパイロット信号除算回路により N区間の区間毎に個別に既知である所 定の信号で除算する第 1の処理と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b ≤N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを第 2のパイロット 信号記憶装置により記憶する第 2の処理と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキヤ リアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナ力も送信され たかの情報をパイロット信号対応管理回路により管理する第 3の処理と、
該ノィロット信号対応管理回路力もの指示に従い、前記パイロット信号除算回路か らの出力を、伝達係数記憶装置により当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の 伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する第 4の処理とを含むこ とを特徴とする。
また、本発明の第 17の側面は、第 13の側面に記載の OFDM信号送受信方法にお いて、
さらに、前記 M個の高速フーリエ変^^の出力に含まれる受信パイロット信号に対 して、 N区間のそれぞれにおいて、 M個の受信パイロット信号連続平均化回路により V 個の受信パイロット信号の平均値を計算し、前記受信パイロット信号離散平均化回路 に対して出力する第 13のステップと、
前記 M個の受信パイロット信号連続平均化回路の出力に含まれる W回連続する同 一の送信パイロット信号に対応する受信パイロット信号に対して、受信パイロット信号 離散平均化回路により平均化処理を行った後に前記伝達係数推定器に出力する第 14のステップとを有し、
前記第 8のステップは、
前記 M個の受信パイロット信号離散平均化回路からの出力に対し、 M個のパイロット 信号除算回路により N区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算する第 1 の処理と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b ≤N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを第 2のパイロット 信号記憶装置により記憶する第 2の処理と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキヤ リアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナ力も送信され たかの情報をパイロット信号対応管理回路により管理する第 3の処理と、
該ノィロット信号対応管理回路力もの指示に従い、前記パイロット信号除算回路か らの出力を、伝達係数記憶装置により当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の 伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する第 4の処理とを含むこ とを特徴とする。
また、本発明の第 18の側面は、 N(N≥ 2)の送信アンテナを配置し、該送信アンテナ 1,2 ^に接続される送信データ系列丁(1), Τ(2),· ··, Τ(Ν)を各々 OFDMシンボル S(l), S(2), · ··, S(N)に変換する N個のデータ変換器と、前記 N本の送信アンテナそれぞれ に対して個別に N個の区間により構成されるパイロット信号を供給するパイロット信号 発生器と、該パイロット信号と前記 OFDMシンボルとを合成する N個の多重化回路と、 該 N個の多重化回路の出力に接続される N個の高速逆フーリエ変換器と、該 N個の 高速逆フーリエ変換器全てに共通の OFDMシンボルタイミングを供給する送信シン ボルタイミング発生器と、前記 N個の高速逆フーリエ変換器の出力を無線周波数に変 換し、前記 N個の送信アンテナに出力する N個の送信用周波数変換器と、該 N個の 送信用周波数変換器全てに対して共通の局部発信信号を供給する送信用局部発 信器とを有する OFDM信号送信装置と、
M(M≥1)個の受信アンテナを配置し、該受信アンテナ 1, 2, · ··, Mにより受信される M個の受信信号を復調に適した周波数に変換する M個の受信用周波数変換器と、 該 M個の受信用周波数変換器の全てに共通の局部発振信号を供給する受信用局 部発振器と、該 M個の受信用周波数変換器に接続され、受信信号に対して高速フー リエ変換の演算を行う M個の高速フーリエ変換器と、該 M個の高速フーリエ変換器に 共通のシンボルタイミングを与える受信シンボルタイミング発生器と、前記 M個の高速 フーリエ変換器の出力に含まれる前記パイロット信号に対応する受信信号を用いて 前記 N個の送信アンテナと前記 M個の受信アンテナの全ての組み合わせに対する伝 達係数をサブキャリア毎に推定する伝達係数推定器と、伝達係数推定器によって推 定された伝達係数を用いて、前記 OFDM信号送信装置により同一周波数にお!ヽて 空間多重された N個の送信信号に対応する M個の受信信号の相互干渉を除去する 干渉キャンセラと、該干渉キャンセラの出力である、 N個の干渉キャンセル信号を復 調する N個の復調器とを有する OFDM信号受信装置と、から構成される OFDM信号 送受信装置において、
前記ノィロット信号発生器は、
OFDM信号におけるサブキャリアの本数を Iとし、 1個あたりが OFDMシンボルないし は 1区間あたりが OFDMシンボルの整数倍である N個の区間に対しアンテナ a( 1≤ a≤ N)の b区間目（1≤ b≤ N)のサブキャリア i(l≤i≤I)に対するパイロット信号要素を p(i,a,b) とした場合、 N X N X I個の該パイロット信号要素な 、しは該ノィロット信号要素に重複 のある場合にはその重複分を除 、た個数のパイロット信号要素を記憶し、各アンテナ と区間との組み合わせを単位として各サブキャリア毎に前記パイロット信号要素ない しはヌル信号を選択して構成されるシンボルパイロット信号を出力する第 1のパイロッ ト信号記憶装置と、
現在の時刻を出力するタイミングコントローラと、
該タイミングコントローラ力も入力される現在の時刻に基づき、前記パイロット信号記 憶装置から入力される N区間の OFDMシンボル単位のパイロット信号のうちのいずれ かを選択し出力する N個のセレクタとから構成され、
前記第 1のパイロット信号記憶装置に予め記憶されている前記パイロット信号要素 において、サブキャリア iおよびアンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b≤N) に対し第 (a,b)要素が p(i,a,b)で与えられる N行 N列のサブキャリアノィロット信号行列 即ち Psc(i)= {p(i,l,l)， p(i,2,l), ... p(i,N,l)}T {p(i,l,2), p(i,2,2), ... p(i,N,2)}T… {p(i,l, N), p(i,2,N), ... p(i,N,N)}T ({-}T はベクトルの転置を表す）は、任意の行がヌルでな い成分をただ一つ含み、その他の成分が全てヌルであり、かつ、任意の列がヌルで な 、成分をただ一つ含み、その他の成分が全てヌルであることを特徴とする。
また、本発明の第 19の側面は、第 18の側面に記載の OFDM信号送受信装置にお いて、 前記第 1のパイロット信号記憶装置に予め記憶されているパイロット信号において、 アンテナ a(l≤a≤N)力も b(l≤b≤N)区間目で送信する信号即ちシンボルノ ィロット 信号 Psym(a,b)={p(l,a,b), p(2,a,b), p(I,a,b)}は I個の要素から構成され、 I個の全要 素のうち、ヌルでない要素の数力 （I/N)の整数部、あるいは、（I/N)の整数部 +1、のい ずれかであり、任意の bに対し第 b区間目における全てのアンテナに対する N個の Psy m(a, b)(l≤a≤N )の中のヌルでない要素の数の和が Iとなることを特徴とする。
[0061] また、本発明の第 20の側面は、第 18または 19の側面のいずれかに記載の OFDM 信号送受信装置において、
前記第 1のパイロット信号記憶装置に予め記憶されているパイロット信号として、 N X N個のシンボルパイロット信号 Psym(a,b) (l≤a≤N, 1≤b≤N)が取るパターンを Psym_ r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)の N種類に限定されており、 N種類のシンボルパイロッ ト信号パターン Psym_r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)を前記 N個のセレクタ全てに対し て出力し、前記 N個のセレクタが、前記第 1のパイロット信号記憶装置から入力された N種類のシンボルパイロット信号パターン Psym_r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)のうち のいずれ力 1種類を選択し且つある区間において、シンボルパイロット信号パターン P sym_r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)の全てが N種類のセレクタの出力のただ一つに対 して出力され、さらに、あるひとつのセレクタが N区間にわたり出力する N個のシンポ ルパイロット信号が、 Psym_r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)の全てをひとつずつ含むこ とを特徴とする。
[0062] また、本発明の第 21の側面は、第 18ないし 20の側面のいずれかに記載の OFDM 信号送受信装置において、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶する任意のパイロット信号要素 p(i,a,b)(l ≤i≤I, l≤a≤N, l≤b≤N)の絶対値 (振幅)力 所定の固定値 d(0でない実数)または 0(ヌル)の 、ずれかであることを特徴とする。
[0063] また、本発明の第 22の側面は、第 18ないし 20の側面のいずれかに記載の OFDM 信号送受信装置において、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶する任意のパイロット信号要素 p(i,a,b)(l ≤i≤I, l≤a≤N, l≤b≤N)力 所定の固定値 d(0でない実数)または- dまたは 0(ヌル） の!、ずれかであることを特徴とする。
[0064] また、本発明の第 23の側面は、第 21または 22の側面のいずれかに記載の OFDM 信号送受信装置において、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 p(i,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)に含まれるヌルでないパイロット信号要素の平均電力力 ノイロッ ト信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力より大きいこと を特徴とする。
[0065] また、本発明の第 24の側面は、第 23の側面に記載の OFDM信号送受信装置にお いて、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 p(i,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)のうち、ヌルでないパイロット信号要素の平均電力力 パイロット信 号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力の N倍であること を特徴とする。
[0066] また、本発明の第 25の側面は、第 21ないし 24の側面のいずれかに記載の OFDM 信号送受信装置において、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 p(i,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナ a(l≤a≤ N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換 を行った後の時間波形の PAPR(Peak to Average Power Ratio)が小さくなるように選 択したことを特徴とする。
[0067] また、本発明の第 26の側面は、第 21ないし 24の側面のいずれかに記載の OFDM 信号送受信装置において、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 p(i,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナ a(l≤a≤ N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換 を行った後の時間波形の実部の振幅の最大値と虚部の振幅の最大値のうちで大き Vヽ方の値力 、さくなるように選択したことを特徴とする。
[0068] また、本発明の第 27の側面は、第 21ないし 24の側面のいずれかに記載の OFDM 信号送受信装置において、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 p(i,a,b) (l≤i≤I, l≤a≤N, l≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナ a(l≤a ≤N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Psym(a,b)に対して逆フーリエ変 換を行った後の時間波形の各サンプル点の瞬時電力の最大値が小さくなるように選 択したことを特徴とする。
[0069] また、本発明の第 28の側面は、第 18ないし 27の側面のいずれかに記載の OFDM 信号送受信装置において、
前記ノ ィロット信号発生器において、前記タイミングコントローラが、 1区間を V(1≤V 、Vは整数) OFDMシンボルとして制御信号を出力することを特徴とする。
[0070] また、本発明の第 29の側面は、第 18ないし 27の側面のいずれかに記載の OFDM 信号送受信装置において、
前記ノ ィロット信号発生器において、前記タイミングコントローラが、 N区間の制御信 号を連続して W回 (1≤W)繰り返し出力することを特徴とする。
[0071] また、本発明の第 30の側面は、第 28の側面に記載 OFDM信号送受信装置におい て、
前記ノ ィロット信号発生器において、前記タイミングコントローラが、 N区間の制御信 号を連続して W回 (1≤W)繰り返し出力することを特徴とする。
[0072] また、本発明の第 31の側面は、第 18ないし 27の側面のいずれか記載の OFDM信 号送受信装置において、
前記伝達係数推定器は、
M個の受信アンテナそれぞれが受信するパイロット信号に対して高速フーリエ変換 の演算を行う M個の高速フーリエ変換器力もの出力に対し、 N区間の区間毎に個別 に既知である所定の信号で除算する M個のパイロット信号除算回路と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b ≤N)に対しどのサブキャリアの信号力ヌルでないかを示すパターンを記憶する第 2の パイロット信号記憶装置と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキヤ リアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナ力も送信され た力の情報を管理するパイロット信号対応管理回路と、
該ノィロット信号対応管理回路力もの指示に従い、前記パイロット信号除算回路か らの出力を、当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前 記干渉キャンセラに対して出力する伝達係数記憶装置と、を有することを特徴とする また、本発明の第 32の側面は、第 28の側面に記載の OFDM信号送受信装置に おいて、
前記 M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、 N 区間のそれぞれにおいて、同一のシンボルパイロット信号に対応する V(Vは 2以上の 整数) OFDMシンボル分の受信信号の平均値を計算し、前記伝達係数推定回路に 対して出力する M個の受信パイロット連続信号平均化回路を備え、
前記伝達係数推定器は、
前記 M個の受信パイロット連続信号平均化回路からの出力に対し、 N区間の区間毎 に個別に既知である所定の信号で除算する M個のパイロット信号除算回路と、 送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b ≤N)に対しどのサブキャリアの信号力ヌルでないかを示すパターンを記憶する第 2の パイロット信号記憶装置と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキヤ リアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナ力も送信され た力の情報を管理するパイロット信号対応管理回路と、
該ノィロット信号対応管理回路力もの指示に従い、前記パイロット信号除算回路か らの出力を、当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前 記干渉キャンセラに対して出力する伝達係数記憶装置と、を有することを特徴とする また、本発明の第 33の側面は、第 29の側面に記載の OFDM信号送受信装置にお いて、
前記 M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、 N 区間時刻ずつ離れた W (Wは 2以上の整数） OFDMシンボル分の受信ノ ィロット信号 どうしの平均値を計算し、前記伝達係数推定回路に対して出力する M個の受信パイ ロット信号離散平均化回路を備え、
前記伝達係数推定器は、
前記 M個の受信パイロット信号離散平均化回路からの出力に対し、 N区間の区間毎 に個別に既知である所定の信号で除算する M個のパイロット信号除算回路と、 送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b ≤N)に対しどのサブキャリアの信号力ヌルでないかを示すパターンを記憶する第 2の パイロット信号記憶装置と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキヤ リアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナ力も送信され た力の情報を管理するパイロット信号対応管理回路と、
該ノィロット信号対応管理回路力もの指示に従い、前記パイロット信号除算回路か らの出力を、当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前 記干渉キャンセラに対して出力する伝達係数記憶装置と、を有することを特徴とする また、本発明の第 34の側面は、第 30の側面に記載の OFDM信号送受信装置にお いて、
前記 M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、 N 区間のそれぞれにおいて、 V個の受信パイロット信号の平均値を計算し、前記受信 パイロット信号離散平均化回路に対して出力する M個の受信パイロット信号連続平均 化回路と、
前記 M個の受信パイロット信号連続平均化回路の出力に含まれる W回連続する同 一の送信パイロット信号に対応する受信パイロット信号に対して平均化処理を行った 後に前記伝達係数推定器に出力する受信パイロット信号離散平均化回路を備え、 前記伝達係数推定器は、
前記 M個の受信パイロット信号離散平均化回路からの出力に対し、 N区間の区間毎 に個別に既知である所定の信号で除算する M個のパイロット信号除算回路と、 送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b ≤N)に対しどのサブキャリアの信号力ヌルでないかを示すパターンを記憶する第 2の パイロット信号記憶装置と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキヤ リアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナ力も送信され た力の情報を管理するパイロット信号対応管理回路と、
該ノィロット信号対応管理回路力もの指示に従い、前記パイロット信号除算回路か らの出力を、当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前 記干渉キャンセラに対して出力する伝達係数記憶装置と、
を有することを特徴とする。
[0076] 本発明に係る OFDM信号送受信方法及び OFDM信号送受信装置よれば、伝達係 数推定回路の回路規模を縮小することができ、かつパイロット信号電力をより増加さ せることができる。
具体的には、本発明の第 1、 18の側面によれば、従来の Scattered型ノ ィロット信号 では、全てのサブキャリアに対して同一のパターンで送信していたのに対し、サブキ ャリア毎に Scatteredパターンを変更して!/、るため、特定のアンテナに電力が集中する ことを避けること可能となり、送信器の増幅器の負荷を低減することが可能となる。 本発明の第 2、 19の側面によれば、各送信系におけるシンボルパイロット信号の電 力を均一に配分し、特定のアンテナに電力が集中することを避けること可能となり、本 発明の第 1、 18の側面と比較して、送信器の増幅器の負荷を低減することが可能と なる。
[0077] 本発明の第 3、 20の側面によれば、送信するパイロット信号のパターンを削減する ことにより、パイロット信号を記憶する回路の規模削減を実現することが可能となる。 本発明の第 4、 21の側面によれば、全てのサブキャリアに対してパイロット信号の電 力を均一にし、伝達係数の推定精度の期待値を同一にすることが可能となる。
本発明の第 5、 22の側面によれば、パイロット信号をサブキャリア毎の 2値情報とし て記憶すればよいため、パイロット信号として記憶すべき情報量の削減が可能となり 、回路規模縮小が可能となる。 [0078] 本発明の第 6、 7、 23、 24の側面によれば、ノ ィロット信号に割り当てる電力を増加 させることにより、より高精度の伝達係数の推定が可能となる。
本発明の第 8、 25の側面によれば、パイロット信号として OFDMシンボル単位で PA PRが小さくなるパターンを用いるため、送信器の増幅器対する負荷を低減することが 可能となる。
本発明の第 9、 26の側面によれば、パイロット信号の時間波形における実部および 虚部における瞬時の最大振幅を低減させ、量子化誤差を抑えることが可能となる。
[0079] 本発明の第 10、 27の側面によれば、パイロット信号の瞬時の電力増加を低減させ 、送信器の増幅器の負荷を低減させることが可能となる。
本発明の第 11、 12、 13、 28、 29、 30の側面によれば、パイロット信号を簡易な手 法で時間軸方向に拡張することにより、パイロット信号全体の電力を増加させることが 可能となる。
本発明の第 14、 31の側面によれば、第 1〜10、第 18〜27の側面におけるパイロッ ト信号による伝達係数推定を実現する。
[0080] また、本発明の第 7、 8、 14、 24、 25、 31の側面によれば、従来提案されていた Mul tiplexed型の電力効率の高さと、 Scattered型の伝達係数推定回路における演算の簡 易性の両方の長所を兼ね備えたパイロット信号ならびに伝達係数の推定が可能とな る。
本発明の第 15、 32の側面に記載の発明によれば、第 11、 28の側面におけるパイ ロット信号による伝達係数推定を実現し、第 14、 31の側面に比してより高精度の伝 達係数推定が可能となる。
[0081] 本発明の第 16、 33の側面によれば、第 12、 29の側面におけるパイロット信号によ る伝達係数推定を実現し、第 14、 31の側面に比してより高精度の伝達係数推定が 可能となる。
本発明の第 17、 34の側面によれば、第 13、 30の側面におけるパイロット信号によ る伝達係数推定を実現し、第 15、 16、 32、 33の側面に比してより高精度の伝達係 数推定が可能となる。
図面の簡単な説明 [図 1]図 1は、 OFDM信号送受信装置の基本的構成を示すブロック図。
[図 2]図 2は、従来の Scattered型パイロット信号の構成例を示す説明図。
[図 3]図 3は、従来の Scattered型パイロット信号を発生させる Scattered型パイロット信 号発生器の構成例を示すブロック図。
[図 4]図 4は、従来の Scattered型パイロット信号を用いた伝達係数推定器の構成例を 示すブロック図。
[図 5]図 5は、従来の Multiplexed型パイロット信号の一例を示す説明図。
[図 6]図 6は、従来技術における Multiplexed型パイロット信号を発生させる Multiplexed 型パイロット信号発生器の構成例を示すブロック図。
[図 7]図 7は、従来の Multiplexed型パイロット信号を用いた伝達係数推定器の構成例 を示すブロック図。
[図 8]図 8は、本発明の第 1実施形態に係る OFDM信号送受信装置におけるパイロッ ト信号発生器の構成例を示すブロック図。
[図 9]図 9は、本発明の第 1実施形態に係る OFDM信号送受信装置におけるパイロッ ト信号の、 N=4の場合における構成例を示す図。
[図 10]図 10は、本発明の第 3実施形態に係る OFDM信号送受信装置におけるパイ口 ット信号の、 N=4の場合における構成例を示す図。
[図 11]図 11は、本発明の第 1実施形態に係る OFDM信号送受信装置におけるパイ口 ット信号の、 N=2の場合における構成例を示す図。
[図 12]図 12は、本発明の第 3実施形態に係る OFDM信号送受信装置におけるパイ口 ット信号の、 N=2の場合における構成例を示す図。
[図 13]図 13は、本発明の第 1実施形態に係る OFDM信号送受信装置におけるパイ口 ット信号の、 N=3の場合における構成例を示す図。
[図 14]図 14は、本発明の第 3実施形態に係る OFDM信号送受信装置におけるパイ口 ット信号の、 N=3の場合における構成例を示す図。
[図 15]図 15は、本発明の第 11実施形態に係る OFDM信号送受信装置におけるパイ ロット信号の、 V=2, N=2の場合における構成例を示す図。
[図 16]図 16は、本発明の第 12実施形態に係る OFDM信号送受信装置におけるパイ ロット信号の、 W=2, N=2の場合における構成例を示す図。
[図 17]図 17は、本発明の第 13実施形態に係る OFDM信号送受信装置におけるパイ ロット信号の、 V=2, W=2, N=2の場合における構成例を示す図。
[図 18]図 18は、本発明の第 14実施形態に係る OFDM信号送受信装置における伝 達係数推定器の構成例を示すブロック図。
[図 19]図 19は、本発明の第 15実施形態に係る OFDM信号送受信装置における OF DM信号受信装置の構成例を示すブロック図。
[図 20]図 20は、本発明の第 17実施形態に係る OFDM信号送受信装置における OF DM信号受信装置の構成例を示すブロック図。
[図 21]図 21は、本発明の実施形態に係る OFDM信号送受信装置に使用されるシン ボルパイロット信号パターンの PAPR及び電力特性を示す図。
符号の説明
1 OFDM信号送信装置
1 - 1 - 1 -1 - - 1 -N データ変換器
1 - -2, 7 パイロット信号発生器
1 - -3- 1 -1 -3-N 多重化回路
1 - -4- 1 -1 -4-N 高速逆フーリエ変換器
1 - -5 送信シンボルタイミング発生器
1 - -6- 1 -1 -6-N 送信用周波数変換器
1 - -7 送信用局部発振器
1 - -8- 1 -1 -8-N 送信アンテナ
2 OFDM信号受信装置
2- 1 - 1 -2- 1 -M 受信アンテナ
2- -2- 1 -2- ■2-M 受信用周波数変換器
2- -3 受信用局部発振器
2- -4- 1 -2- ■4-M 高速フーリエ変換器
2- -5 シンボルタイミング発生器
2- -6, 8 伝達係数推定器 2-7 干渉キャンセラ
2- 8- 1〜2- 8- N 復調器
7- 1 タイミングコントローラ
7-2 パイロット信号記憶回路
7- 3- 1〜7-3-Ν セレクタ
8- 1 パイロット信号記憶装置
8-2- 1〜8-2-Ν 除算器
8-3 ノ ィロット信号対応管理回路
8-4 伝達係数記憶回路 発明を実施するための最良の形態
[0084] 以下、図面を参照しつつ、本発明の好適な実施例にっ 、て説明する。ただし、本 発明は以下の各実施例に限定されるものではなぐ例えばこれら実施例の構成要素 同士を適宜組み合わせてもよ 、。
[0085] 以下、本発明の実施形態を、図面を参照して詳細に説明する。本発明の第 1実施 形態に係る OFDM信号送受信装置について説明する。第 1実施形態に係る OFDM 信号送受信装置の基本的な構成は、図 1に示したものと同一であり、 OFDM信号送 信装置 1におけるパイロット信号生成器の構成ならびに伝達係数推定器の機能が従 来例と異なる。本発明の第 1実施形態に係る OFDM信号送受信装置におけるパイ口 ット信号生成器の具体的構成を図 8に示す。図 8において、パイロット信号生成器 7は 、タイミングコントローラ 7-1と、パイロット信号記憶回路 7-2と、 N個のセレクタ 7-3-1〜7 - 3- Nとを有している。
[0086] パイロット信号記憶回路 7-2は、 N個のセレクタに対して、 N X N個のシンボルパイ口 ット信号のうち同一送信アンテナに対応する N個のシンボルパイロット信号を 1つの集 合として出力する。セレクタ 7-3-a(l≤a≤N)に対しては、 a番目のアンテナで送信する N個のシンボルパイロット信号 Psym(a,l), Psym(a,2), · ··, Psym(a,N)が入力される。 N 個のセレクタでは、タイミングコントローラ 7-1から入力される、現在時刻がパイロット信 号の b(l≤b≤N)区間目である、という時刻情報に基づき、シンボルパイロット信号 Psy m(a,b)を多重化回路 1-4-bに対して出力する。
[0087] ここで、パイロット信号記憶回路 7-2において予め用意されている Nアンテナ X N区 間 X Iサブキャリア力も構成されるパイロット信号に対して、同一のサブキャリアの全て のパイロット信号要素力 構成されるサブキャリアパイロット信号 psc(i)
[0088] [数 7]
S(i,2'l) P _ s(iX2) p_ s(i,2, N)
Psc(i) = ■(10)
N,l) p s(i,N,2) p __s(j, N,N))
[0089] を考える。ここで、 p_s(i,a,b)は、 i番目のサブキャリアのアンテナ a(l≤a≤N)の b(l≤b ≤N)区間目に対するパイロット信号成分を表す。本発明の第 1の側面における実施 例では、任意の i(l≤ I)に対する Psc(i)において、任意の行および任意の列を抽出 した場合に、ヌルでない要素がただ一つ存在し、それ以外の要素は全てヌルである パイロット信号を用いる。一例として、 N=4, 1=4の場合における Psc(i) (1≤ 4)を示す
[0090] [数 8]
Figure imgf000032_0001
式（11)において、 0と表記されている部分がヌル信号であり、 p_s(i,a,b)(l≤i≤4, l≤a ≤4, l≤b≤4)と表記されている部分はヌルでないパイロット信号要素を表す。アンテ ナ a(l≤a≤4)力 ¾(1≤b≤4)シンボル目で送信するシンボルパイロット信号 Psym(a,b)は 、次式のようになる。
[0092] Psym(l' l) = (p_s(l, l,l)00p_s(4,l, l)
Psym(l,2) = (0p_s(2,2,l)00)
Psym(l,3) = (00p_s(3,3,l)0)
Psym(l,4) = (0000)
Psym(2, l) = (0000)
Psym(2,2) = (p_s(l,2,2)p_s(4,2,2)00)
Psym(2,3) = (00p_s(2, 3,2)0)
Psym(2,4) = (000p_s(3,4,2))
Psym(3, l) = (00p_s(3, 1,3)0)
Psym(3,2) = (0000)
Psym(3,j) = (p_s(l,3,3)00p_s(4,3,3))
Psym(3,4) = (0p_s(2,4,3)00)
Psym(4, 1) = (0p_s(2, 1,4)00)
Psym(4,2) = (00p_s(3,2,4)0)
Psym(4,3) = (0000)
Psym(4,4) = (p_s(l,4,4)00p_s(4,4,4))
[0093] 時刻 bにお 、て空間多重され送信されるシンボルパイロット信号の集合 Psym(l,b), P sym(2,b), Psym(3,b), Psym(4,b)に着目すると、あるサブキャリアに対する 4つのパイ口 ット信号要素 p_s(i,l,b), p_s(i,2,b), p_s(i,3,b), p_s(i,4,b)のうちいずれかにヌルでない信 号が存在し、その他全てのパイロット信号要素はヌルである。これにより、従来の Scatt ered型パイロット信号では、全てのサブキャリアに対して同一のパターンで送信してい たのに対し、サブキャリア毎に Scatteredパターンを変更しているため、特定のアンテ ナに電力が集中することを避けることが可能となり、送信器の増幅器の負荷を低減す ることが可能となる。
[0094] 本発明の第 2実施形態に係る OFDM信号送受信装置の構成は、第 1実施形態に 係る OFDM信号送受信装置と同様である。異なる点は、同時に送信するシンボルパ ィロット信号に含まれるヌルでないパイロット信号要素の数をシンボルパイロット信号 間で均一にする点である。第 1実施形態と同様に、 N=4, 1=4の場合を例に取り、下記 のパターンを例として挙げる。
[0095] [数 9]
Figure imgf000034_0001
[0096] この場合、アンテナ a(l≤a≤4)力 ¾(1≤b≤4)シンボル目で送信するシンボルパイ口 ット信号 Psym(a,b)は、下式のようになる。
[0097] Psym(l, l) = (p_s(l, 1,1)000)
Psym(l,2) = (0p_s(2,2,l)00)
Psym(l,3) = (00p_s(3,3, l)0)
Psym(l,4) = (000p_s(4,4, 1))
Psym(2, l) = (000p— s(4, l，2》
Psym(2 , 2) = (p_s(l ,2,2)000)
Psym(2 , 3) = (00p_s(2 ,3,2)0)
Psym(2,4) = (000p_s(3,4,2)) Psym(3, l) = (00p_s(3, 1,3)0)
Psym(3,2) = (000p_s(4,2,3))
Psym(3, 3) = (p_s(l, 3,3)000)
Psym(3,4) = (0p_s(2,4,3)00)
Psym(4, l) = (0p_s(2, 1,4)00)
Psym(4,2) = (00p_s(3,2,4)0)
Psym(4,3) = (00p_s(4,3,4)0)
Psym(4,4) = (p_s(l ,4,4)000) … （14)
[0098] 時刻 bにお 、て空間多重され送信されるシンボルパイロット信号の集合 Psym(l,b), P sym(2,b), Psym(3,b), Psym(4,b)に着目すると、あるサブキャリアに対する 4つのパイ口 ット信号要素 p_s(i,l,b), p_s(i,2,b), p_s(i,3,b), p_s(i,4,b)のうちいずれかにヌルでない信 号が存在し、その他全てのパイロット信号要素はヌルである。
[0099] さらに、第 1実施形態とは異なり、 Psym(l,b), Psym(2,b), Psym(3,b), Psym(4,b)全て がヌルでな!、パイロット信号要素を 1つずつ持っており、同時送信されるシンボルパイ ロット信号の間の電力の不均一が無くなつている。これにより、各送信系におけるシン ボルパイロット信号の電力を均一に配分し、特定のアンテナに電力が集中することを 避けること可能となり、第 1実施形態と比較して、送信器の増幅器の負荷を低減する ことが可能となる。
[0100] 本発明の第 3実施形態に係る OFDM信号送受信装置の構成は、第 1、第 2実施形 態に係る OFDM信号送受信装置と同様である。第 2実施形態では、 OFDMシンボル およびアンテナ毎においてそれぞれ個別のパイロット信号パターンが用いられていた 力 第 3実施形態では、このパターン数を限定する。すなわち、式（13)で定義された サブキャリアパイロット信号の代わりに、次式で定義されるサブキャリアパイロット信号 を用いる。ここで、それぞれのパイロット信号成分 p_sr(i)はサブキャリア iに対し固定的 に与えられるパイロット信号成分である。いま、 N=4, 1=52の場合の Psc(i)(l≤i≤52)の 例として以下のパターンを挙げる。
[0101] [数 10] a
O o
ό
[0102]
[0103]
Figure imgf000036_0001
Psym(2,3) = = (0p_sr(2)000p_sr(6)00- •Op— sr(50)00) Psym_r(2)
Psym(2,4) = = (00p_sr(3)000p_sr(7)0- •OOp— sr(51)0): = Psym— r(3)
Psym(3,l) = = (00p_sr(3)000p_sr(7)0- •OOp— sr(51)0) = = Psym— r(3)
Psym(3,2) = :(000p— sr(4)000p— sr(8)' •OOOp— sr(52)) = = Psym— r(4)
Psym(3,3) = •p一 sr(49)000) = = Psym_r(l)
Psym(3,4) = = (0p— sr(2)000p— sr(6)00' •Op— sr(50)00) = = Psym— r(2)
Psym(4,l) = :(0p— sr(2)000p— sr(6)00' •Op— sr(50)00) = = Psym_r(2)
Psym(4,2) = (00p_sr(3)000p_sr(7)0- •OOp— sr(51)0) = = Psym— r(3) Psym(4,3) = (000p— sr(4)000p— sr(8)' · ·000ρ— sr(52》 = Psym_r(4)
Psym(4,4) = (p_sr(l)000p_sr(5)000- · -p_sr(49)000) = Psym— r(l) · · · (16)
[0104] ある時刻において、各アンテナから送信されるパイロット信号は、シンボルパイロット 信号パターン Psym_r(l)〜Psym_r(4)のいずれかであり、あるアンテナに着目すると、 Ps ym_r(l)〜Psym_r(4)の全てを一度ずつ送信している。したがって、本発明の第 1およ び第 2の側面の実施例においてパイロット信号記憶装置 7-1が記憶すべき PSym(a,b)( l≤a≤4, l≤b≤4)が 16種類である力 (図 9)、全てのセレクタに対して Psym_r(l)〜Psy m_r(4)を出力すればよいため、 4種類に減少する (図 10)。すなわち、送信するパイロッ ト信号のパターンを削減することにより、パイロット信号を記憶する回路の規模削減を 実現することが可能となる。 N=2の場合の Psc(i)(l≤ 52)の例として以下のパターン を挙げる。
[0105] [数 11]
Figure imgf000037_0001
[0106] 式（17)において、 v=0,l,2,〜,25とする。ここで、アンテナ aが bシンボル目で送信す るシンボルパイロット信号 Psym(a,b)について考えると、次式のようになる。
[0107] Psym(l , 1) = (p_sr(l)0p_sr(3)0- · ·ρ— sr(49)0p— sr(51)0) = Psym— r(l)
Psym(l,2) = (p_sr(l)0p_sr(3)0- · -p_sr(49)0p_sr(51)0) = Psym— r(2)
Psym(2,l) = (OOOp— sr(4)000p— sr(8 · ·000ρ— sr(52》 = Psym— r(4)
Psym(2,2) = (p_sr(l)000p_sr(5)000- · -p_sr(49)000) = Psym— r(l) · · · (18)
[0108] ある時刻において、各アンテナから送信されるパイロット信号は、シンボルパイロット 信号パターン Psym_r(l)、 Psym_r(2)のいずれかであり、あるアンテナに着目すると、 Ps ym_r(l)、 Psym_r(2)の両方を一度ずつ送信している。したがって、本発明の第 1および 第 2の側面の実施例においてパイロット信号記憶装置 7-1が記憶すべき PSym(a,b)(l ≤a≤2, l≤b≤2)が 4種類であるが (図 11)、全てのセレクタに対して Psym_r(l)および P sym_r(2)を出力すればよいため、 2種類に減少する (図 12)。すなわち、送信するパイ口 ット信号のパターンを削減することにより、ノィロット信号を記憶する回路の規模削減 を実現することが可能となる。
N=3の場合の Psc(i)(l≤ 52)の例として以下のパターンを挙げる。
[0109] [数 12]
Figure imgf000038_0001
[0110] 式（19)において、 ν' =0,1,2,· ··,17、 ν=0,1,2,· ··,16とする。ここで、アンテナ aが bシン ボル目で送信する OFDMシンボルのパイロット信号 Psym(a,b)について考えると、次式 のようになる。
[0111] Psym(l , 1) = (p_sr(l)00p_sr(4)00- · ·00ρ— sr(49)0p— sr(52》 = Psym— r(l)
Psym(l,2) = (0p_sr(2)00p_sr(5)0- · -p_sr(47)00p_sr(50)00) = Psym_r(2)
Psym(l , 3) = (OOp— sr(3)00p— sr(6) · · · Op— sr(48)00p— sr(51)0) = Psym— r(3)
Psym(2 , 1) = (OOp— sr(3)00p— sr(6) · · · Op— sr(48)00p— sr(51)0) = Psym— r(3)
Psym(2,2) = (p_sr(l)00p_sr(4)00- · ·00ρ— sr(49)0p— sr(52》 = Psym— r(l)
Psym(2,3) = (p_sr(l)00p_sr(4)00- · ·00ρ— sr(49)0p— sr(52》 = Psym— r(l)
Psym(3,l) = (0p_sr(2)00p_sr(5)0- · -p_sr(47)00p_sr(50)00) = Psym— r(2)
Psym(3 , 2) = (OOp— sr(3)00p— sr(6) · · · Op— sr(48)00p— sr(51)0) = Psym— r(3)
Psym(3,3) = (p_sr(l)00p_sr(4)00- · ·00ρ— sr(49)0p— sr(52》 = Psym— r(l)
ー(20)
[0112] ある時刻において、各アンテナ力も送信されるパイロット信号は、シンボルパイロット 信号パターン Psym_r(l)〜Psym_r(3)のいずれかであり、あるアンテナに着目すると、 Ps ym_r(l)〜Psym_r(3)の全てを一度ずつ送信している。したがって、本発明の第 1およ び第 2の側面の実施例においてパイロット信号記憶装置 7-1が記憶すべき PSym(a,b)( l≤a≤2, l≤b≤2)力 ¾種類である力 (図 13)、全てのセレクタに対して Psym_r(l)〜 Psy m_r(3)を出力すればよいため、 3種類に減少する (図 14)。すなわち、送信するパイロッ ト信号のパターンを削減することにより、パイロット信号を記憶する回路の規模削減を 実現することが可能となる。
[0113] 本発明の第 4実施形態に係る OFDM信号送受信装置としては、第 2実施形態にお ける全ての p_s(i,a,b)(l≤i≤I, l≤a≤N, l≤b≤N)に対して、 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)の信号点に限定されたサブキャリアパイロット信号パターンを用いること が挙げられる。これにより、全てのサブキャリアに対してパイロット信号の電力を均一 にし、伝達係数の推定精度の期待値を同一にすることが可能となる。
[0114] 本発明の第 5実施形態に係る OFDM信号送受信装置としては、第 2実施形態にお ける全ての p_s(i,a,b)(l≤i≤I, l≤a≤N, l≤b≤N)に対して、 BPSK(Binary Phase Shift Keying)の信号点に限定されたサブキャリアパイロット信号パターンを用いることが挙 げられる。
これにより、全てのサブキャリアの伝達係数の推定精度の期待値を同一にすることが 可能となると同時に、パイロット信号をサブキャリア毎の二値情報として記憶すればよ いため、ノ ィロット信号として記憶すべき情報量の削減が可能となり、回路規模縮小 が可能となる。
[0115] 本発明の第 6実施形態に係る OFDM信号送受信装置としては、データ信号のサブ キャリアあたりの送信電力が Eであった場合に、パイロット信号のサブキャリアあたりの 送信電力を α Χ Ε( α > 1)とする形態が考えられる。ここで、 αの値は、送信器の増幅 器が過負荷とならない値にすることが望ましい。これにより、より高精度の伝達係数の 推定が可能となる。
[0116] 本発明の第 7実施形態に係る OFDM信号送受信装置は第 6実施形態に係る OFD M信号送受信装置のより具体的な形態であり、実施例としてはデータ信号のサブキヤ リアあたりの送信電力が Eであった場合に、ノ ィロット信号のサブキャリアあたりの送信 電力を N X Eとする形態が考えられる。この場合、ある送信アンテナのある区間に着目 すると、全サブキャリア数 Iに対してヌルでないサブキャリア数が I/Nであれば、サブキ ャリアあたりの送信電力を N X Eとすることにより、全サブキャリアに対するデータ部分 の送信電力とパイロット信号部分の送信電力を同等にすることが可能である。これに より、より高精度の伝達係数の推定が可能となる。
[0117] 本発明の第 8実施形態に係る OFDM信号送受信装置として、第 3実施形態におけ るパイロット信号のパターンが本発明の第 5の側面に記載の発明の構成要件を満た していることを前提に説明を行う。
N=4, 1=52の場合において、各送信器における増幅器の負荷を低減させるためには 、 Psym_r(l)〜Psym_r(4)の IFFT後の時間波形の PAPRが低いことが望ましい。本発明 の第 5の側面より、 Psym_r(l)〜Psym_r(4)のヌルでないサブキャリアは、 BPSK変調され た信号に制限されており、また、 Psym_r(l)〜Psym_r(4)には 13本のヌルでな!、サブキ ャリアが含まれるため、 Psym_r(l)〜Psym_r(4)はそれぞれに対して 2の 13乗通りのパタ ーンが存在する。全てのパターンについて PAPRを評価し、最も PAPRの低いパイロッ ト信号を用いる。
[0118] 52本のサブキャリアが隣接するサブキャリア間隔を Δ1"として、 - 26 Δ1 -25 Af, · ··, - Af, Af, 2 Af, · ··, 26 Afに存在し (それぞれ i=l, 2, 3, · ··, 52に対応)、周波数ゼロの 直流成分は利用しないものとする (図 8)。計算機シミュレーションの結果、本実施例に おける PAPRが最小となるパイロット信号パターンの一例として、下記パターンが挙げ られる (便宜上、 BPSK変調された各サブキャリアの振幅を 1と表現して 、る)。
[0119] Psym_r(l)={-1, 0, 0, 0, - 1, 0, 0, 0, - 1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1,0, 0, 0, - 1, 0,0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0 } Psym_r(2)={ 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0,-1, 0, 0, 0 , +1,0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0,+1, 0, 0 } Psym_r(3)={ 0, 0,—1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0, +1, 0, 0,0,—1, 0, 0 , 0,-1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0 } Psym_r(4)={ 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0,—1, 0,0, 0, +1, 0 , 0,0 +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1 } … （21) [0120] 式（21)におけるノ ィロット信号を用いることにより、各アンテナが送信するパイロット 信号部分の PAPRを低くすることが可能となり、送信器における増幅器の負荷低減に 寄与することが可能となる。 Nおよび Iの値が異なるシステムにおいても、同様の手法 で PAPRが低 、パイロット信号を用いることが可能である。
[0121] 同様に、第 3実施形態 (本発明の第 3、第 20の側面の実施形態に相当）および第 5 実施形態 (本発明の第 5、第 22の側面の実施形態に相当）を前提とした、 N=2, 1=52 の場合における第 8実施形態 (本発明の第 8、第 25の側面の実施形態に相当）を以 下に挙げる。 Psym_r(l)、 Psym_r(2)のヌルでないサブキャリアは、 BPSK変調された信 号に制限されており、 Psym_r(l)、 Psym_r(2)には 26本のヌルでないサブキャリアが含 まれるため、 Psym_r(l)、 Psym_r(2)は 2の 26乗通りのパターンが存在する。全てのパタ ーンにつ 、て PAPRを評価し、最も PAPRの低 、パターンを用いる。
[0122] サブキャリアの配置は N=4の場合の実施形態と同様に図 8にしたがうものとする。計 算機シミュレーションの結果、本実施形態における PAPRが最小となるパイロット信号 パターンの一例として、下記パターンが挙げられる (便宜上、 BPSK変調された各サブ キャリアの振幅を 1と表現している)。
[0123] Psym_r(l)={—1, 0,—1, 0,—1, 0,—1, 0, +1, 0, +1, 0,—1, 0,—1, 0,—1, 0, +1, 0,—1, 0, -1, 0, +1, 0,-1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0,+ 1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0 }
Psym_r(2)={ 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0,—1, 0,—1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0,—1, 0,+ 1, 0, +1, 0, -1,0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, -1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0,-1, 0, +1, 0, +1 } … (22)
[0124] 同様に、第 3実施形態および第 5実施形態を前提とした、 N=3, 1=52の場合における 第 8実施形態を以下に挙げる。 Psym_r(l)〜Psym_r(3)のヌルでないサブキャリアは、 B PSK変調された信号に制限されており、 Psym_r(l)には 18本のヌルでないサブキヤリ ァが含まれているため、 Psym_r(l)は 2^18通りのパターンが存在する。また、 Psym_r(2) 、 Psym_r(3)には 17本のヌルでないサブキャリアが含まれるため、 Psym_r(2)、 Psym_r(3) は 2の 17乗通りのパターンが存在する。全てのパターンについて PAPRを評価し、最も PAPRの低 、パターンを選択する。 [0125] サブキャリアの配置は N=4の場合の実施形態と同様、図 8にしたがうものとする。計 算機シミュレーションの結果、本実施例における PAPRが最小となるパイロット信号パ ターンの一例として、下記パターンが挙げられる (便宜上、 BPSK変調された各サブキ ャリアの振幅を 1と表現して 、る)。
[0126] Psym_r(l)={-1, 0, 0, - 1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, - 1, 0, 0, +1, 0, 0, - 1, 0, 0, +1, 0, 0 , -1, 0,0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1 }
Psym_r(2)={ 0,—1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0,—1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1,0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0}
Psym— r(3)={ 0, 0,—1, 0, 0,—1, 0, 0, +1, 0, 0,—1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0,—1, 0, 0, + 1, 0, 0,+l, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, -1,0, 0, +1, 0 } - -- (23)
[0127] 第 9実施形態に係る OFDM信号送受信装置として、第 3実施形態及び第 5実施形 態のパイロット信号の構成を例に取る。第 9実施形態では、選択の基準が、 IFFT後の 時間波形の各サンプル点における実部と虚部の振幅値のうちの大きい方の最大値 1S OFDMシンボルのパイロット信号の取りうるパターンの中で最小となるものを Psym_ r(l)〜Psym_r(4)それぞれに対して選択し利用する。これにより、実部および虚部にお ける瞬時の最大振幅を低減させ、量子化誤差を抑えることが可能となる。第 8実施形 態と同様のパラメータを用いた場合における、 Psym_r(l)〜Psym_r(4)の一例を次式に 示す。
[0128] Psym_r(l)={-1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, - 1, 0, 0, 0, - 1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1,0, 0, 0, - 1, 0,0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0 } Psym_r(2)={ 0,—1, 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0,-1, 0, 0, 0 , +1,0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0,+1, 0, 0 } Psym— r(3)={ 0, 0,—1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0,—1, 0, 0,0, +1, 0, 0 , 0,-1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0,0, +1, 0 } Psym— r(4)={ 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0,0, 0, +1, 0 , 0,0 -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, - 1 } •••(24)
[0129] N=2の場合の、第 8実施形態と同様のパラメータを用いた場合における、 Psym_r(l) 、 Psym_r(2)の一例を次式に示す。
Psym_r(l)={ - 1, 0, +1, 0, - 1, 0, - 1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, - 1, 0, +1, 0, - 1, 0, - 1, 0, +1, 0, +1, 0,-1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0,+ 1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0 }
Psym_r(2)={ 0, +1, 0,—1, 0, +1, 0, +1, 0,—1, 0,—1, 0,—1, 0, +1, 0,—1, 0, +1, 0,+ 1, 0, -1, 0, -1,0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0,+1, 0, -1, 0, -1 } - -- (25)
[0130] N=3の場合の、第 8実施形態と同様のパラメータを用いた場合における、 Psym_r(l)〜 Psym_r(3)の一例を次式に示す。
Psym_r(l)={-1, 0, 0, - 1, 0, 0, - 1, 0, 0, +1, 0, 0, - 1, 0, 0, - 1, 0, 0, +1, 0, 0, - 1, 0, 0 , +1, 0,0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0,
-1 }
Psym_r(2)={ 0,—1, 0, 0,—1, 0, 0, +1, 0, 0,—1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1,0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0}
Psym— r(3)={ 0, 0,—1, 0, 0,—1, 0, 0, +1, 0, 0,—1, 0, 0,—1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, - 1, 0, 0,+l , 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1,0, 0, -1, 0 } - -- (26)
[0131] 第 10実施形態に係る OFDM信号送受信装置として、第 8実施形態と同様のパイ口 ット信号の構成を例に取る。第 10実施形態では、選択の基準が、 IFFT後の時間波 形の各サンプル点の電力値の最大値力 OFDMシンボルのパイロット信号の取りうる パターンの中で最小となるものを Psym_r(l)〜Psym_r(4)それぞれに対して選択し利用 する。これにより、瞬時の電力増加を低減させ、送信器の増幅器の負荷を低減させる ことが可能となる。
N=4における第 8実施形態と同様のパラメータを用いた場合の、 Psym_r(l)、 Psym_r( 2)の一例を次式に示す。
[0132] Psym_r(l)={+1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, - 1, 0, 0, 0, - 1, 0, 0, 0, -1,0, 0, 0, + 1, 0,0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0 } Psym_r(2)={ 0,—1, 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0,+1, 0, 0, 0 , -1,0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0,-1, 0, 0 } Psym_r(3)={ 0, 0, +1, 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0,—1, 0, 0,0, +1, 0, 0 , 0,+1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0,0, +1, 0 } Psym_r(4)={ 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0,—1, 0, 0, 0, +1, 0,0, 0,—1, 0 , 0,0 -1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, +1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, -1, 0, 0, 0, - 1 } - (27)
N=2における第 8実施形態と同様のパラメータを用いた場合の、 PSym_r(l)〜PSym_r(
3)の一例を次式に示す。
[0133] Psym_r(l)={—1, 0,—1, 0, +1, 0,—1, 0,—1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0,—1, 0, +1, 0, -1, 0,+1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0,+ 1, 0, -1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0 }
Psym_r(2)={ 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0,—1, 0,—1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0,—1, 0,+ 1, 0, +1, 0, -1,0, -1, 0, +1, 0, -1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, +1, 0, -1, 0, -1, 0,+1, 0, -1, 0, -1 } - -- (28)
N=3における第 8実施形態と同様のパラメータを用いた場合の、 PSym_r(l)〜PSym_r(
4)の一例を次式に示す。
[0134] Psym_r(l)={-1, 0, 0, - 1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, - 1, 0, 0, +1, 0, 0, - 1, 0, 0, +1, 0, 0 , -1, 0,0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1 }
Psym_r(2)={ 0,—1, 0, 0,—1, 0, 0, +1, 0, 0,—1, 0, 0,—1, 0, 0,—1, 0, 0, +1, 0, 0,—1, 0, 0, -1,0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0}
Psym— r(3)={ 0, 0,—1, 0, 0,—1, 0, 0, +1, 0, 0,—1, 0, 0, +1, 0, 0, +1, 0, 0,—1, 0, 0, + 1, 0, 0,+l, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, +1, 0, 0, -1, 0, 0, -1, 0, 0, -1,0, 0, +1, 0 } - -- (29)
[0135] 第 11実施形態に係る OFDM信号送受信装置は、第 1実施形態に係る OFDM信号 送受信装置と基本的に同一構成であるが、タイミングコントローラ 7-1が出力する制御 信号が異なる。第 1実施形態においては、 1区間を 10FDMシンボル時間としているが 、第 11実施形態においても同様とする。第 1実施形態に係る OFDM信号送受信装置 においては、現在の時刻がプリアンブルの先頭から数えて何 OFDMシンボル目かと いう情報を、タイミングコントローラ 7-1が N個のセレクタに対して出力する。
[0136] したがって、出力されるパイロット信号は図 9のようになる。一方、本実施例における タイミングコントローラ 7-1は、 1区間を V(l≤2)OFDMシンボルとして制御信号を出力 するため、アンテナ a(l≤ a≤ 4)の b(l≤ b≤ 4)番目の区間における Psym(a,b)は V回繰り 返される。 V=2の場合において出力されるノ ィロット信号は、図 15のようになる。一区 間を 20FDMシンボルとして!/、るため、全ての Psym(a,b)力 ¾シンボル回ずつ繰り返され る。
[0137] 第 12実施形態に係る OFDM信号送受信装置は、第 1実施形態に係る OFDM信号 送受信装置と基本的に同一構成であるが、タイミングコントローラ 7-1が出力する制御 信号が異なる。第 12実施形態では、 4区間の制御信号を W回繰り返す。その結果、 ノ ィロット信号は本発明の第 1の側面におけるパイロット信号を時間軸上で W回繰り 返す構成となる。 W=2の場合において出力されるパイロット信号は 16のようになる。
[0138] 第 13実施形態に係る OFDM信号送受信装置では、第 11実施形態に係る OFDM信 号送受信装置におけるタイミングコントローラ 7-1が、 1区間を V OFDMシンボル時間 として、かつ、 N区間から構成される制御信号を時間軸上で W回繰り返す制御信号を 出力する。 V=2, W=2の場合において出力されるパイロット信号は、図 17のようになる
[0139] 第 14実施形態に係る OFDM信号送受信装置として、その構成は第 1実施形態と同 一であるとし、図 1における伝達係数推定器 2-6を、本実施形態に係る伝達係数推定 器 8としてその構成を図 18に示す。図 18において、伝達係数推定器 8は、ノ ィロット 信号記憶装置 8-1と、 M個の除算器 8-2-1〜8-2-Μと、パイロット信号対応管理回路 8 -3と、伝達係数記憶装置 8-4とを有している。 M個の除算器に対して、パイロット信号に対応した受信信号力 個の高速フーリエ 変 カゝら入力され、また、受信信号に対応する送信されたパイロット信号要素がパ ィロット信号記憶装置 8-1から入力される。
[0140] M個の除算器 8-2-1〜8-2-Μは、受信信号をパイロット信号記憶装置 8-1から入力 されたパイロット信号で除算し、伝達係数記憶装置 8-4に対して出力する。従来の Sea ttered型パイロット信号では、パイロット信号の送信順序がアンテナ番号通りであった ため、伝達係数推定結果は送信アンテナ番号の順番通りに出力されていた力 本発 明の本側面におけるパイロット信号における伝達係数推定値の並びはノ ィロット信号 が複数アンテナに分散しているため、複雑となる。
[0141] そこで、パイロット信号対応管理回路 8- 3は、伝達係数記憶装置 8- 4に対して、現在 除算器力 入力されている除算結果が、どの送受信アンテナ間のどのサブキャリアに 対応する伝達係数の推定値であるか、すなわち、サブキャリア iに対する送信アンテ ナ aと受信アンテナ bの間の伝達係数であると 、う情報を通知する。伝達係数記憶装 置 8-4は、入力された除算結果を、パイロット信号対応管理回路力もの制御信号によ り、サブキャリア iに対する送信アンテナ aと受信アンテナ bの間の伝達係数とみなして 記憶する。全ての伝達係数が推定された後に、伝達係数記憶装置 8-4は、干渉キヤ ンセラ 2-5に対して伝達係数推定結果を出力する。
[0142] ここで、本発明における第 7実施形態、第 8実施形態および第 14実施形態を用い る場合にっ 、て考える。従来例における Scattered型パイロット信号および Multiplexe d型パイロット信号との比較を下記条件で行う。
Scattered型パイロット信号ならびに Multiplexed型パイロット信号における Psym_basic を IEEE802. i l a[3]([3]: "High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band Part 11: Wir eless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications" , IEEE 802.11a, 1999.)におけるロングプリアンブルと同一のパターンであると仮定す る。
[0143] 送信器における増幅器に対する影響の指標として、 PAPRを用いる。 PAPRが低 、と 、平均電力に対して瞬時のピーク電力が低いため、増幅器のバックオフを小さくする ことが可能となり、増幅器における電力の利用効率が向上する。本発明の第 8の側面 における N=2,3,4の場合におけるシンボルパイロット信号パターンにお!/、て、ヌルでな いサブキャリアの電力を N倍にした場合における、高速逆フーリエ変換後の時間波形 の PAPRおよびシンボル全体の電力は図 21に示すようになる。なお、 PAPRおよびシ ンボル全体の電力は、 IEEE802.11 aの口ングプリアンブルの高速逆フーリェ変換後の 時間波形に対する PAPRおよびシンボル全体の電力で正規ィ匕している。
[0144] 図 21より、第 7実施形態及び第 8実施形態を満たすシンボルパイロット信号パター ンは、 Nの値にかかわらず、 IEEE802.11aのロングプリアンブルとほぼ等しい PAPR特 性および電力を持つことが分かる。従来の Scatteredパターンでは、 Nアンテナ X Nシ ンボルのパイロット信号空間に置いて、（N-1) X Nシンボルのヌルが含まれるため、ノ ィロット信号の電力は従来の Multiplexed型のパイロット信号ならびに本発明の実施例 におけるパイロット信号に対して 1/Nとなる。従来の Scattered型においても、 Psym.bas icの電力を N倍にすれば、 Multiplexed型のパイロット信号および本発明の実施例に おけるパイロット信号と同等の電力になるが、送信アンテナに接続される増幅器のバ ックオフをより大きく取らなければならないので、電力効率が低下してしまう。
[0145] これに対して、本発明の実施例では、パイロット信号パターンをサブキャリア毎に切 り替えて 、るため、パイロット信号全体の電力が各アンテナに分散させて 、るため、 従来の Multiplexed型プリアンブルとほぼ同等のバックオフで動作させることが可能と なる。さらに、伝達係数推定回路における演算としては、サブキャリア単位では Scatte red型と同様に、送信されたパイロット信号要素毎の除算のみで実現可能であり、 Mul tiplexed型の場合のような逆行列演算回路は不要となり、回路規模が小さくてすむ。 したがって、本発明における第 7実施形態と第 8実施形態の両方を用いることにより 、 Multiplexed型の電力効率の高さと、 Scattered型の伝達係数推定回路における演 算の簡易性の両方の長所を兼ね備えたパイロット信号ならびに伝達係数の推定が可 能となる。
[0146] 本発明の第 15実施形態に係る OFDM信号送受信装置は第 11実施形態に係る OF DM信号送受信装置と基本的に同一構成であり、 OFDM信号受信装置 9の具体的構 成を図 19に示す。
同図において、 OFDM信号受信装置 9は、 M個の受信アンテナ 9-1-1〜9-1-Μと、 M個の受信アンテナ 9-l-l〜9-l-Mと、 M個の受信用周波数変換器 9-2-l〜9-2-Mと 、受信用局部発信器 9-3と、 M個の高速フーリエ変換器 9-4-1〜9-4-Μと、シンボルタ イミング発生器 9-5と、 M個の受信パイロット信号連続平均化回路 9-6-1〜9-6-Μと、 伝達係数推定器 9-7と、干渉キャンセラ 9-8と、 N個の復調器 9-9-1〜9-9-Νとを有し ている。
[0147] 第 15実施形態における伝達係数推定器 9-7は、第 14実施形態における伝達係数 推定器 8と同一のものとする。また、受信アンテナ本数を 4(M=4)とする。 M個の受信パ ィロット信号連続平均化回路および M個の受信パイロット信号離散平均化回路以外 のブロックは。本発明の第 14の側面の実施例と同様に動作する。
第 11実施形態においても示したように、 OFDM信号送信装置が送信するパイロット 信号の構成は図 15に示すになる。この図において、全ての Psym(a,b) (l≤a≤4, 1≤ b≤ 4)は、 V(=2)OFDMシンボル繰り返し送信されて!、る。
[0148] 受信ノ ィロット信号連続平均化回路 9-6-kは、 k(l≤k≤M, M=4)番目のアンテナが j (l≤j≤N XV)番目において受信する受信信号の高速フーリエ変換器出力を Rp_sym( k,j)={ r_p(l,k,j), r_p(2,k,j), · ··, r_p(52,k,j) }とすると、 j=Vc+l, Vc+2, · ··, Vc+(V— 1) (c=0 , 1, 2, · ··, (N- 1》の時刻における V個の Rp_sym(k,j)を平均化し、伝達係数推定器 9-7 に対して出力する。 j=Vc+l, Vc+2, · ··, Vc+(V-1)の時刻における V個の Rp_sym(k,j)は 、送信されるパイロット信号が同一であるため、フェージングの時間変動がシンボル 長に比べて十分少ない場合においては、これらを平均化することにより受信信号に 含まれる熱雑音の影響を和らげ、伝達係数推定精度を向上させることが可能となる。
[0149] 第 15実施形態においては、受信パイロット信号の高速フーリエ変翻出力を平均 化しているが、高速フーリエ変換器の入力の前段で平均化を行うか、あるいは同一の 伝達係数を複数回推定した後に推定された伝達係数同士を平均化することによって も、同等の効果が得られることは明らかである。
[0150] 本発明の第 16実施形態に係る OFDM信号送信装置の構成は、第 12実施形態に 係る OFDM信号送受信装置と基本的に同一であり、 OFDM信号受信装置は第 15実 施形態として図 19に示された OFDM信号受信回路 9における M個の受信シンボルパ ィロット連続平均化回路 9-6-1〜9-6-Μを、 M個の受信シンボルパイロット離散平均 化回路に変更したものが挙げられる。
第 12実施形態においても示したように、 OFDM信号送信装置が送信するパイロット 信号の構成は図 16に示すようになる。ノ ィロット信号全体が W(=2)回繰り返されてい る。
[0151] K番目の受信アンテナに対応する受信パイロット信号平均化回路は、 k(l≤k≤M, M=4)番目のアンテナが j(l≤j≤N XW)番目において受信する受信信号の M個の高 速フーリエ変翻出力を Rp_sym(k,j)={ r_p(l,k,j), r_p(2,k,j), · ··, r_p(52,k,j) }とすると、 j = e, N+e, · ··, (W-l)N+e
Figure imgf000049_0001
··, N )の時刻における W個の Rp_sym(k,j)を平均化し 、伝達係数推定器 9-7に対して出力する。 j=c(c=l,2,3,4)の時刻と j=c+4の時刻におけ る Rp_sym(k,j)は、送信されるパイロット信号が同一であるため、フェージングの時間変 動がパイロット信号の繰り返し周期 (ここでは W OFDMシンボル)に比べて十分少な!/ヽ 場合においては、これらを平均化することにより受信信号に含まれる熱雑音の影響を 和らげ、伝達係数推定精度を向上させることが可能となる。
[0152] 第 16実施形態においては、受信パイロット信号の高速フーリエ変翻出力を平均 化しているが、高速フーリエ変換器の入力の前段で平均化を行うか、同一の伝達係 数を複数回推定した後に推定された伝達係数同士を平均化することによつても、同 等の効果が得られることは明らかである。
[0153] 本発明の第 17実施形態に係る OFDM信号送受信装置の構成は、第 12実施形態 に係る OFDM信号送受信装置と基本的に同一であり、 OFDM信号受信装置の具体 的構成を図 20に示す。図 20において、 OFDM信号受信装置 10は、 M個の受信アン テナ 10-1-1〜10-1-Mと、 M個の受信用周波数変換器 10-2-1〜10-2-Μと、受信用局 部発信器 10-3と、 M個の高速フーリエ変換器 10-4-1〜10-4-Μと、シンボルタイミング 発生器 10-5と、 M個の受信パイロット信号連続平均化回路 10-6-1〜10-6-Μと、 M個 の受信パイロット信号離散平均化回路 10-7-1〜10-7-Μと、伝達係数推定器 10-8と、 干渉キャンセラ 10-9と、 N個の復調器 10-10-1〜10-10-Nとを有している。
[0154] M個の受信パイロット信号連続平均化回路および M個の受信パイロット信号離散平 均化回路以外のブロックは、第 14実施形態と同様に動作する。
第 13実施形態においても示したように、 OFDM信号送信装置が送信するパイロット 信号の構成は図 13のようになる。この図において、 N(=4)アンテナ X (N XV)(=8)シン ボルで構成されるパイロット信号全体が W(=2)回繰り返されている。
k番目の受信アンテナに対応する受信パイロット信号連続平均化回路 ΙΟ-6-kは、 k( l≤k≤M, M=4)番目のアンテナが j(l≤j≤N XVXW)番目において受信する受信信 号の高速フーリエ変 ^^出力を Rp_sym(k,j)={ r_p(l,k,j), r_p(2,k,j), · ··, r_p(52,k,j) }と すると、 j=Vx+l, Vx+2, · ··, Vx+V(l≤x≤N XW)の時刻における V個の Rp_sym(k,j)を 平均化し、受信パイロット信号離散平均化回路 ΙΟ-7-kに出力する。
[0155] 受信パイロット信号離散平均化回路 10- 7- kにお 、て、受信パイロット信号連続平均 化回路 ΙΟ-6-kが q(l≤q≤N XW)区間目において出力する平均化された受信信号を Rp_sym_ave(k,q)とすると、 q=y, N+y, 2N+y-, (W- l)N+y (1≤y≤N)の区間における W 個の Rp_sym_ave(k,q)を平均化し、伝達係数推定器 10-8に対して出力する。受信パイ ロット信号連続平均化回路 ΙΟ-6-kおよび受信パイロット信号離散平均化回路 ΙΟ-7-k により平均化された V XW個の Rp_sym(k,j)は、送信されるパイロット信号が同一である ため、フェージングの時間変動がパイロット信号の繰り返し周期 (ここでは WXVOFD Mシンボル)に比べて十分少ない場合においては、これらを平均化することにより受信 信号に含まれる熱雑音の影響を低減させ、伝達係数推定精度を向上させることが可 能となる。
[0156] 第 17実施形態においては、受信パイロット信号連続平均化回路 ΙΟ-6-kによる平均 化の後に受信パイロット信号離散平均化回路 ΙΟ-7-kによる平均化を行っているが、 平均化の順序を入れ替えても同様の効果が得られることは明らかである。また、受信 パイロット信号の高速フーリエ変換器出力に対して平均化操作を行っているが、高速 フーリエ変換器の入力の前段で平均化を行うか、あるいは同一の伝達係数を複数回 推定した後に推定された伝達係数どうしを平均化することによつても、同等の効果が 得られることは明らかである。
産業上の利用可能性
[0157] 本発明に係る OFDM信号送受信方法及び OFDM信号送受信装置よれば、伝達係 数推定回路の回路規模を縮小することができ、かつパイロット信号電力をより増加さ せることができる。

Claims

請求の範囲
N(N≥ 2)本の送信アンテナを備えた OFDM信号送信装置と、 M(M≥ 1)本の受信ァ ンテナを備えた OFDM信号受信装置との間で通信を行う OFDM信号送受信方法に おいて、
前記 OFDM信号送信装置にぉ ヽては、前記 N(N≥2)本の送信アンテナ 1,2, · · ·に接 続される送信データ系列 Τ(1), Τ(2),· ··, Τ(Ν)を各々 OFDMシンボル S(l), S(2), · ··, S( N)に N個のデータ変換器により変換する第 1のステップと、
前記 N本の送信アンテナ 1,2,· · ·Νのそれぞれに対して個別に Ν個の区間により構成 されるパイロット信号をパイロット信号発生器により供給する第 2のステップと、 前記ノ ィロット信号と前記 OFDMシンボルとを Ν個の多重化回路により合成する第 3 のステップと、
前記 OFDMシンボルに前記パイロット信号が付加された N個の信号を同一のタイミ ングで N個の高速逆フーリエ変換器により高速逆フーリエ変換する第 4のステップと、 前記高速逆フーリエ変換された N個の出力を N個の送信用周波数変換器により無 線周波数に変換し、前記 N個の送信アンテナに出力する第 5のステップと、
を実行し、
前記 OFDM信号受信装置においては、
前記受信アンテナ 1, 2, · ··, Mにより受信される M個の受信信号を M個の受信周波 数変換器により復調に適した周波数に変換する第 6のステップと、
前記周波数変換された M個の受信信号に対して同一のタイミングで M個の高速フ 一リエ変換器により高速フーリエ変換処理を行う第 7のステップと、
前記 M個の高速フーリエ変換された信号に含まれる前記パイロット信号に対応する 受信信号を用いて前記 N個の送信アンテナと前記 M個の受信アンテナの全ての組み 合わせに対する伝達係数を伝達係数推定器によりサブキャリア毎に推定する第 8の ステップと、
前記推定された伝達係数を用いて、前記 OFDM信号送信装置により同一周波数に おいて空間多重された N個の送信信号に対応する M個の受信信号の相互干渉を干 渉キャンセラにより除去する第 9のステップと、 N個の干渉キャンセル信号を N個の復調器により復調する第 10のステップと、 を実行するとともに、
前記第 2のステップでは、
第 1のパイロット信号記憶装置により、 OFDM信号におけるサブキャリアの本数を Iと し、 1区間あたりが OFDMシンボルの整数倍である N個の区間に対しアンテナ a(l≤ a ≤ N)の b区間目（1≤ b≤ N)のサブキャリア i(l≤i≤I)に対するパイロット信号要素を p(i,a ,b)とした場合、 N X N X I個の該パイロット信号要素な 、しは該パイロット信号要素に 重複のある場合にはその重複分を除 、た個数のパイロット信号要素を記憶し、各ァ ンテナと区間との組み合わせを単位として各サブキャリア毎に前記パイロット信号要 素な ヽしはヌル信号を選択して構成されるシンボルパイロット信号を出力し、かつ タイミングコントローラ力も入力される現在の時刻に基づき、前記第 1のパイロット信 号記憶装置から入力される N区間の OFDMシンボル単位のパイロット信号のうちのい ずれかを N個のセレクタにより選択し出力するとともに、
前記第 1のパイロット信号記憶装置に予め記憶されている前記パイロット信号要素 において、サブキャリア iおよびアンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b≤N) に対し第 (a,b)要素が p(i,a,b)で与えられる N行 N列のサブキャリアノィロット信号行列 即ち Psc(i)= {p(i,l,l)， p(i,2,l), ... p(i,N,l)}T {p(i,l,2), p(i,2,2), ... p(i,N,2)}T… {p(i,l, N), p(i,2,N), ... p(i,N,N)}T ({-}T はベクトルの転置を表す）は、任意の行がヌルでな い成分をただ一つ含み、その他の成分が全てヌルであり、かつ、任意の列がヌルで な 、成分をただ一つ含み、その他の成分が全てヌルであることを特徴とする OFDM信 号送受信方法。
前記第 2のステップにお!/、て、
前記第 1のパイロット信号記憶装置に予め記憶されているパイロット信号において、 アンテナ a(l≤a≤N)から b(l≤b≤N)区間目で送信する信号即ちシンボルパイロット信 号 Psym(a,b)={p(l,a,b), p(2,a,b), p(I,a,b)}は I個の要素から構成され、 I個の全要素 のうち、ヌルでない要素の数力 （I/N)の整数部、あるいは、（I/N)の整数部 +1、のいず れかであり、任意の bに対し第 b区間目における全てのアンテナに対する N個の Psym( a, b) (l≤a≤N )の中のヌルでない要素の数の和が Iとなることを特徴とする請求項 1 に記載の OFDM信号送受信方法。
[3] 前記第 2のステップにおいて、
前記第 1のパイロット信号記憶装置に予め記憶されているパイロット信号として、 N X N個のシンボルパイロット信号 Psym(a,b) (l≤a≤N, 1≤b≤N)が取るパターンを Psym_ r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)の N種類に限定されており、 N種類のシンボルパイロッ ト信号パターン Psym_r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)を前記 N個のセレクタ全てに対し て出力し、前記 N個のセレクタが、前記第 1のパイロット信号記憶装置から入力された N種類のシンボルパイロット信号パターン Psym_r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)のうち のいずれ力 1種類を選択し且つある区間において、シンボルパイロット信号パターン P sym_r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)の全てが N種類のセレクタの出力のただ一つに対 して出力され、さらに、あるひとつのセレクタが N区間にわたり出力する N個のシンポ ルパイロット信号が、 Psym_r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)の全てをひとつずつ含むこ とを特徴とする請求項 1または 2のいずれかに記載の OFDM信号送受信方法。
[4] 前記第 2のステップにおいて、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶する任意のパイロット信号要素 p(i,a,b)(l ≤i≤I, l≤a≤N, l≤b≤N)の絶対値 (振幅)力 所定の固定値 d(0でない実数)または 0(ヌル)のいずれかであることを特徴とする請求項 1または 2のいずれかに記載の OFD M信号送受信方法。
[5] 前記第 2のステップにおいて、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶する任意のパイロット信号要素 p(i,a,b)(l ≤i≤I, l≤a≤N, l≤b≤N)力 所定の固定値 d(0でない実数)または- dまたは 0(ヌル） の!、ずれかであることを特徴とする請求項 1または 2の 、ずれかに記載の OFDM信号 送受信方法。
[6] 前記第 2のステップにおいて、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 p(i,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)に含まれるヌルでないパイロット信号要素の平均電力力 ノイロッ ト信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力より大きいこと を特徴とする請求項 4に記載の OFDM信号送受信方法。 [7] 前記第 2のステップにおいて、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 p(i,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)のうち、ヌルでないパイロット信号要素の平均電力力 パイロット信 号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力の N倍であること を特徴とする請求項 6に記載の OFDM信号送受信方法。
[8] 前記第 2のステップにおいて、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 p(i,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナ a(l≤a≤ N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換 を行った後の時間波形の PAPR(Peak to Average Power Ratio)が小さくなるように選 択したことを特徴とする請求項 4に記載の OFDM信号送受信方法。
[9] 前記第 2のステップにおいて、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 p(i,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナ a(l≤a≤ N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換 を行った後の時間波形の実部の振幅の最大値と、虚部の振幅の最大値のうちで大き V、方の値が小さくなるように選択したことを特徴とする請求項 4に記載の OFDM信号 送受信方法。
[10] 前記第 2のステップにおいて、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 p(i,a,b) (l≤i≤I, l≤a≤N, l≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナ a(l≤a ≤N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Psym(a,b)に対して逆フーリエ変 換を行った後の時間波形の各サンプル点における瞬時電力の最大値が小さくなるよ うに選択したことを特徴とする請求項 4に記載の OFDM信号送受信方法。
[11] 前記第 2のステップにおいて、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 p(i,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)に含まれるヌルでないパイロット信号要素の平均電力力 ノイロッ ト信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力より大きいこと を特徴とする請求項 5に記載の OFDM信号送受信方法。
[12] 前記第 2のステップにおいて、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 p(i,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)のうち、ヌルでないパイロット信号要素の平均電力力 パイロット信 号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力の N倍であること を特徴とする請求項 11に記載の OFDM信号送受信方法。
[13] 前記第 2のステップにおいて、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 p(i,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナ a(l≤a≤ N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換 を行った後の時間波形の PAPR(Peak to Average Power Ratio)が小さくなるように選 択したことを特徴とする請求項 5に記載の OFDM信号送受信方法。
[14] 前記第 2のステップにおいて、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 p(i,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナ a(l≤a≤ N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換 を行った後の時間波形の実部の振幅の最大値と、虚部の振幅の最大値のうちで大き い方の値が小さくなるように選択したことを特徴とする請求項 5に記載の OFDM信号 送受信方法。
[15] 前記第 2のステップにおいて、
前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 p(i,a,b) (l≤i≤I, l≤a≤N, l≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナ a(l≤a ≤N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Psym(a,b)に対して逆フーリエ変 換を行った後の時間波形の各サンプル点における瞬時電力の最大値が小さくなるよ うに選択したことを特徴とする請求項 5に記載の OFDM信号送受信方法。
[16] 前記第 2のステップにおいて、
前記タイミングコントローラが、 1区間を V(1≤V、 Vは整数) OFDMシンボルとして制 御信号を出力することを特徴とする請求項 1または 2のいずれかに記載の OFDM信 号送受信方法。
[17] 前記第 2のステップにおいて、
前記タイミングコントローラ力 N区間の制御信号を連続して W回 (1≤W)繰り返し出 力することを特徴とする請求項 1または 2のいずれかに記載の OFDM信号送受信方 法。
[18] 前記第 2のステップにおいて、前記タイミングコントローラ力 N区間の制御信号を連 続して W回 (1≤W)繰り返し出力することを特徴とする請求項 16に記載の OFDM信号 送受信方法。
[19] 前記第 8のステップは、
M個の受信アンテナそれぞれが受信するパイロット信号に対して高速フーリエ変換 の演算を行う M個の高速フーリエ変換器力 の出力に対し、 M個のパイロット信号除 算回路により N区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算する第 1の処理 と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b ≤N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを第 2のパイロット 信号記憶装置により記憶する第 2の処理と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキヤ リアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナ力も送信され たかの情報をパイロット信号対応管理回路により管理する第 3の処理と、
該ノィロット信号対応管理回路力もの指示に従い、前記パイロット信号除算回路か らの出力を、伝達係数記憶装置により前記送信アンテナと前記受信アンテナの間の 伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する第 4の処理とを含むこ とを特徴とする請求項 1または 2のいずれかに記載の OFDM信号送受信方法。
[20] さらに、前記 M個の高速フーリエ変^^の出力に含まれる受信パイロット信号に対 して、 N区間のそれぞれにおいて、 M個の受信パイロット連続信号平均化回路により 同一のシンボルパイロット信号に対応する V (Vは 2以上の整数） OFDMシンボル分の 受信信号の平均値を計算し、出力する第 11のステップを有し、
前記第 8のステップは、 前記 M個の受信パイロット連続信号平均化回路からの出力に対し、 M個のパイロット 信号除算回路により N区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算する第 1 の処理と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b ≤N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを第 2のパイロット 信号記憶装置により記憶する第 2の処理と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキヤ リアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナ力も送信され たかの情報をパイロット信号対応管理回路により管理する第 3の処理と、
前記パイロット信号対応管理回路からの指示に従い、前記パイロット信号除算回路 からの出力を、伝達係数記憶装置により当該送信アンテナと当該受信アンテナの間 の伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する第 4の処理とを含む ことを特徴とする請求項 16に記載の OFDM信号送受信方法。
さらに、前記 M個の高速フーリエ変^^の出力に含まれる受信パイロット信号に対 して、 M個の受信パイロット信号離散平均化回路により N区間時刻づっ離れた W(W は 2以上の整数) OFDMシンボル分の受信パイロット信号どうしの平均値を計算し、前 記伝達係数推定回路に対して出力する第 12のステップを有し、
前記第 8のステップは、前記 M個の受信パイロット信号離散平均化回路力 の出力 に対し、 M個のパイロット信号除算回路により N区間の区間毎に個別に既知である所 定の信号で除算する第 1の処理と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b ≤N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを第 2のパイロット 信号記憶装置により記憶する第 2の処理と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキヤ リアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナ力も送信され たかの情報をパイロット信号対応管理回路により管理する第 3の処理と、
該ノィロット信号対応管理回路力もの指示に従い、前記パイロット信号除算回路か らの出力を、伝達係数記憶装置により当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の 伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する第 4の処理とを含むこ とを特徴とする請求項 17に記載の OFDM信号送受信方法。
[22] さらに、前記 M個の高速フーリエ変^^の出力に含まれる受信パイロット信号に対 して、 N区間のそれぞれにおいて、 M個の受信パイロット信号連続平均化回路により V 個の受信パイロット信号の平均値を計算し、前記受信パイロット信号離散平均化回路 に対して出力する第 13のステップと、
前記 M個の受信パイロット信号連続平均化回路の出力に含まれる W回連続する同 一の送信パイロット信号に対応する受信パイロット信号に対して、受信パイロット信号 離散平均化回路により平均化処理を行った後に前記伝達係数推定器に出力する第 14のステップとを有し、
前記第 8のステップは、
前記 M個の受信パイロット信号離散平均化回路からの出力に対し、 M個のパイロット 信号除算回路により N区間の区間毎に個別に既知である所定の信号で除算する第 1 の処理と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b ≤N)に対しどのサブキャリアの信号がヌルでないかを示すパターンを第 2のパイロット 信号記憶装置により記憶する第 2の処理と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキヤ リアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナ力も送信され たかの情報をパイロット信号対応管理回路により管理する第 3の処理と、
該ノィロット信号対応管理回路力もの指示に従い、前記パイロット信号除算回路か らの出力を、伝達係数記憶装置により当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の 伝達係数として記憶し、前記干渉キャンセラに対して出力する第 4の処理とを含むこ とを特徴とする請求項 18に記載の OFDM信号送受信方法。
[23] N(N≥ 2)の送信アンテナを配置し、該送信アンテナ 1,2,· ··Νに接続される送信デー タ系列 Τ(1), Τ(2),· ··, Τ(Ν)を各々 OFDMシンボル S(l), S(2), · ··, S(N)に変換する N個 のデータ変換器と、前記 N本の送信アンテナそれぞれに対して個別に N個の区間に より構成されるパイロット信号を供給するパイロット信号発生器と、該パイロット信号と 前記 OFDMシンボルとを合成する N個の多重化回路と、該 N個の多重化回路の出力 に接続される N個の高速逆フーリエ変換器と、該 N個の高速逆フーリエ変換器全てに 共通の OFDMシンボルタイミングを供給する送信シンボルタイミング発生器と、前記 N 個の高速逆フーリエ変換器の出力を無線周波数に変換し、前記 N個の送信アンテナ に出力する N個の送信用周波数変換器と、該 N個の送信用周波数変換器全てに対 して共通の局部発信信号を供給する送信用局部発信器とを有する OFDM信号送信 装置と、
M(M≥1)個の受信アンテナを配置し、該受信アンテナ 1, 2, · ··, Mにより受信される M個の受信信号を復調に適した周波数に変換する M個の受信用周波数変換器と、 該 M個の受信用周波数変換器の全てに共通の局部発振信号を供給する受信用局 部発振器と、該 M個の受信用周波数変換器に接続され、受信信号に対して高速フー リエ変換の演算を行う M個の高速フーリエ変換器と、該 M個の高速フーリエ変換器に 共通のシンボルタイミングを与える受信シンボルタイミング発生器と、前記 M個の高速 フーリエ変換器の出力に含まれる前記パイロット信号に対応する受信信号を用いて 前記 N個の送信アンテナと前記 M個の受信アンテナの全ての組み合わせに対する伝 達係数をサブキャリア毎に推定する伝達係数推定器と、伝達係数推定器によって推 定された伝達係数を用いて、前記 OFDM信号送信装置により同一周波数にお!ヽて 空間多重された N個の送信信号に対応する M個の受信信号の相互干渉を除去する 干渉キャンセラと、該干渉キャンセラの出力である、 N個の干渉キャンセル信号を復 調する N個の復調器とを有する OFDM信号受信装置と、から構成される OFDM信号 送受信装置において、
前記ノィロット信号発生器は、
OFDM信号におけるサブキャリアの本数を Iとし、 1個あたりが OFDMシンボルないし は 1区間あたりが OFDMシンボルの整数倍である N個の区間に対しアンテナ a( 1≤ a≤ N)の b区間目（1≤ b≤ N)のサブキャリア i(l≤i≤I)に対するパイロット信号要素を p(i,a,b) とした場合、 N X N X I個の該パイロット信号要素な 、しは該ノィロット信号要素に重複 のある場合にはその重複分を除 、た個数のパイロット信号要素を記憶し、各アンテナ と区間との組み合わせを単位として各サブキャリア毎に前記パイロット信号要素ない しはヌル信号を選択して構成されるシンボルパイロット信号を出力する第 1のパイロッ ト信号記憶装置と、
現在の時刻を出力するタイミングコントローラと、
該タイミングコントローラ力も入力される現在の時刻に基づき、前記パイロット信号記 憶装置から入力される N区間の OFDMシンボル単位のパイロット信号のうちのいずれ かを選択し出力する N個のセレクタとから構成され、
前記第 1のパイロット信号記憶装置に予め記憶されている前記パイロット信号要素 において、サブキャリア iおよびアンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b≤N) に対し第 (a,b)要素が p(i,a,b)で与えられる N行 N列のサブキャリアノ ィロット信号行列 即ち Psc(i)= {p(i,l,l)， p(i,2,l), ... p(i,N,l)}T {p(i,l,2), p(i,2,2), ... p(i,N,2)}T… {p(i,l, N), p(i,2,N), ... p(i,N,N)}T ({-}T はベクトルの転置を表す）は、任意の行がヌルでな い成分をただ一つ含み、その他の成分が全てヌルであり、かつ、任意の列がヌルで な 、成分をただ一つ含み、その他の成分が全てヌルであることを特徴とする OFDM信 号送受信装置。
[24] 前記第 1のパイロット信号記憶装置に予め記憶されているパイロット信号において、 アンテナ a(l≤a≤N)力も b(l≤b≤N)区間目で送信する信号即ちシンボルノ ィロット 信号 Psym(a,b)={p(l,a,b), p(2,a,b), p(I,a,b)}は I個の要素から構成され、 I個の全要 素のうち、ヌルでない要素の数力 （I/N)の整数部、あるいは、（I/N)の整数部 +1、のい ずれかであり、任意の bに対し第 b区間目における全てのアンテナに対する N個の Psy m(a, b)(l≤a≤N )の中のヌルでない要素の数の和が Iとなることを特徴とする請求項 2 3に記載の OFDM信号送受信装置。
[25] 前記第 1のパイロット信号記憶装置に予め記憶されているパイロット信号として、 N X N個のシンボルパイロット信号 Psym(a,b) (l≤a≤N, 1≤b≤N)が取るパターンを Psym_ r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)の N種類に限定されており、 N種類のシンボルパイロッ ト信号パターン Psym_r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)を前記 N個のセレクタ全てに対し て出力し、前記 N個のセレクタが、前記第 1のパイロット信号記憶装置から入力された N種類のシンボルパイロット信号パターン Psym_r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)のうち のいずれ力 1種類を選択し且つある区間において、シンボルパイロット信号パターン P sym_r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)の全てが N種類のセレクタの出力のただ一つに対 して出力され、さらに、あるひとつのセレクタが N区間にわたり出力する N個のシンポ ルパイロット信号が、 Psym_r(l), Psym_r(2), · ··, Psym_r(N)の全てをひとつずつ含むこ とを特徴とする請求項 23または 24のいずれかに記載の OFDM信号送受信装置。
[26] 前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶する任意のパイロット信号要素 pG,a,b)(l ≤i≤I, l≤a≤N, l≤b≤N)の絶対値 (振幅)力 所定の固定値 d(0でない実数)または 0(ヌル)の!、ずれかであることを特徴とする請求項 23または 24の!、ずれかに記載の 0 FDM信号送受信装置。
[27] 前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶する任意のパイロット信号要素 pG,a,b)(l ≤i≤I, l≤a≤N, l≤b≤N)力 所定の固定値 d(0でない実数)または- dまたは 0(ヌル） の！、ずれかであることを特徴とする請求項 23または 24の!、ずれかに記載の OFDM 信号送受信装置。
[28] 前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 pG,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)に含まれるヌルでないパイロット信号要素の平均電力力 ノイロッ ト信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力より大きいこと を特徴とする請求項 26に記載の OFDM信号送受信装置。
[29] 前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 pG,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)のうち、ヌルでないパイロット信号要素の平均電力力 パイロット信 号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力の N倍であること を特徴とする請求項 28に記載の OFDM信号送受信装置。
[30] 前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 pG,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナ a(l≤a≤ N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換 を行った後の時間波形の PAPR(Peak to Average Power Ratio)が小さくなるように選 択したことを特徴とする請求項 26に記載の OFDM信号送受信装置。
[31] 前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 pG,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナ a(l≤a≤ N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換 を行った後の時間波形の実部の振幅の最大値と虚部の振幅の最大値のうちで大き い方の値が小さくなるように選択したことを特徴とする請求項 26に記載の OFDM信号 送受信装置。
[32] 前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 pG,a,b) (l≤ I, l≤a≤N, l≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナ a(l≤a ≤N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Psym(a,b)に対して逆フーリエ変 換を行った後の時間波形の各サンプル点の瞬時電力の最大値が小さくなるように選 択したことを特徴とする請求項 26に記載の OFDM信号送受信装置。
[33] 前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 pG,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)に含まれるヌルでないパイロット信号要素の平均電力力 ノイロッ ト信号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力より大きいこと を特徴とする請求項 27に記載の OFDM信号送受信装置。
[34] 前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 pG,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)のうち、ヌルでないパイロット信号要素の平均電力力 パイロット信 号の後部に送信されるデータ信号のサブキャリアあたりの平均電力の N倍であること を特徴とする請求項 33に記載の OFDM信号送受信装置。
[35] 前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 pG,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナ a(l≤a≤ N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換 を行った後の時間波形の PAPR(Peak to Average Power Ratio)が小さくなるように選 択したことを特徴とする請求項 27に記載の OFDM信号送受信装置。
[36] 前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 pG,a,b)(l≤ 1,1 ≤a≤N, l≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナ a(l≤a≤ N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Psym(a,b)に対して逆フーリエ変換 を行った後の時間波形の実部の振幅の最大値と虚部の振幅の最大値のうちで大き い方の値が小さくなるように選択したことを特徴とする請求項 27に記載の OFDM信号 送受信装置。
[37] 前記第 1のパイロット信号記憶装置が記憶するパイロット信号要素 pG,a,b) (l≤ I, l≤a≤N, l≤b≤N)のサブキャリアに対する組み合わせパターンを、アンテナ a(l≤a
≤N)の b(l≤b≤N)区間目のシンボルパイロット信号 Psym(a,b)に対して逆フーリエ変 換を行った後の時間波形の各サンプル点の瞬時電力の最大値が小さくなるように選 択したことを特徴とする請求項 27に記載の OFDM信号送受信装置。
[38] 前記パイロット信号発生器において、前記タイミングコントローラが、 1区間を V(1≤V
、Vは整数) OFDMシンボルとして制御信号を出力することを特徴とする請求項 23また は 24の 、ずれかに記載の OFDM信号送受信装置。
[39] 前記パイロット信号発生器において、前記タイミングコントローラが、 N区間の制御信 号を連続して W回 (1≤W)繰り返し出力することを特徴とする請求項 23または 24のい ずれかに記載の OFDM信号送受信装置。
[40] 前記パイロット信号発生器において、前記タイミングコントローラが、 N区間の制御信 号を連続して W回 (1≤W)繰り返し出力することを特徴とする請求項 38に記載 OFDM 信号送受信装置。
[41] 前記伝達係数推定器は、
M個の受信アンテナそれぞれが受信するパイロット信号に対して高速フーリエ変換 の演算を行う M個の高速フーリエ変換器力もの出力に対し、 N区間の区間毎に個別 に既知である所定の信号で除算する M個のパイロット信号除算回路と、
送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b
≤N)に対しどのサブキャリアの信号力ヌルでないかを示すパターンを記憶する第 2の パイロット信号記憶装置と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキヤ リアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナ力も送信され た力の情報を管理するパイロット信号対応管理回路と、
該ノィロット信号対応管理回路力もの指示に従い、前記パイロット信号除算回路か らの出力を、当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前 記干渉キャンセラに対して出力する伝達係数記憶装置と、
を有することを特徴とする請求項 23または 24のいずれか記載の OFDM信号送受信 装置。 [42] 前記 M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、 N 区間のそれぞれにおいて、同一のシンボルパイロット信号に対応する V(Vは 2以上の 整数) OFDMシンボル分の受信信号の平均値を計算し、前記伝達係数推定回路に 対して出力する M個の受信パイロット連続信号平均化回路を備え、
前記伝達係数推定器は、
前記 M個の受信パイロット連続信号平均化回路からの出力に対し、 N区間の区間毎 に個別に既知である所定の信号で除算する M個のパイロット信号除算回路と、 送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b ≤N)に対しどのサブキャリアの信号力ヌルでないかを示すパターンを記憶する第 2の パイロット信号記憶装置と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキヤ リアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナ力も送信され た力の情報を管理するパイロット信号対応管理回路と、
該ノィロット信号対応管理回路力もの指示に従い、前記パイロット信号除算回路か らの出力を、当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前 記干渉キャンセラに対して出力する伝達係数記憶装置と、
を有することを特徴とする請求項 38に記載の OFDM信号送受信装置。
[43] 前記 M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、 N 区間時刻づっ離れた W (Wは 2以上の整数） OFDMシンボル分の受信パイロット信号 どうしの平均値を計算し、前記伝達係数推定回路に対して出力する M個の受信パイ ロット信号離散平均化回路を備え、
前記伝達係数推定器は、
前記 M個の受信パイロット信号離散平均化回路からの出力に対し、 N区間の区間毎 に個別に既知である所定の信号で除算する M個のパイロット信号除算回路と、 送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b ≤N)に対しどのサブキャリアの信号力ヌルでないかを示すパターンを記憶する第 2の パイロット信号記憶装置と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキヤ リアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナ力も送信され た力の情報を管理するパイロット信号対応管理回路と、
該ノィロット信号対応管理回路力もの指示に従い、前記パイロット信号除算回路か らの出力を、当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前 記干渉キャンセラに対して出力する伝達係数記憶装置と、
を有することを特徴とする請求項 39に記載の OFDM信号送受信装置。
前記 M個の高速フーリエ変換器の出力に含まれる受信パイロット信号に対して、 N 区間のそれぞれにおいて、 V個の受信パイロット信号の平均値を計算し、前記受信 パイロット信号離散平均化回路に対して出力する M個の受信パイロット信号連続平均 化回路と、
前記 M個の受信パイロット信号連続平均化回路の出力に含まれる W回連続する同 一の送信パイロット信号に対応する受信パイロット信号に対して平均化処理を行った 後に前記伝達係数推定器に出力する受信パイロット信号離散平均化回路を備え、 前記伝達係数推定器は、
前記 M個の受信パイロット信号離散平均化回路からの出力に対し、 N区間の区間毎 に個別に既知である所定の信号で除算する M個のパイロット信号除算回路と、 送信されたパイロット信号の送信アンテナ番号 a(l≤a≤N)および区間番号 b(l≤b ≤N)に対しどのサブキャリアの信号力ヌルでないかを示すパターンを記憶する第 2の パイロット信号記憶装置と、
該パターンから、受信パイロット信号における各受信アンテナ、各区間、各サブキヤ リアの受信パイロット信号要素に対して、パイロット信号がどのアンテナ力も送信され た力の情報を管理するパイロット信号対応管理回路と、
該ノィロット信号対応管理回路力もの指示に従い、前記パイロット信号除算回路か らの出力を、当該送信アンテナと当該受信アンテナの間の伝達係数として記憶し、前 記干渉キャンセラに対して出力する伝達係数記憶装置と、
を有することを特徴とする請求項 40に記載の OFDM信号送受信装置。
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